発振器及びこれを備えた直交変復調器
【課題】デジタル通信のＱＰＳＫやＱＡＭに用いる低電流化した水晶直交出力発振器を得
る。
【解決手段】トランジスタと水晶振動子と容量及び抵抗を含む水晶発振回路と、二重モー
ド水晶フィルタと、リアクタンス素子と、増幅器とを備え、前記水晶発振回路の出力を第
１の出力とすると共に、該出力を共通電極を接地した前記二重モード水晶フィルタの一方
の端子に加え、他方の端子と接地間に並列に前記リアクタンス素子を接続し、該接続点か
ら増幅器を通して第２の出力を得るように構成した水晶直交出力発振器。
る。
【解決手段】トランジスタと水晶振動子と容量及び抵抗を含む水晶発振回路と、二重モー
ド水晶フィルタと、リアクタンス素子と、増幅器とを備え、前記水晶発振回路の出力を第
１の出力とすると共に、該出力を共通電極を接地した前記二重モード水晶フィルタの一方
の端子に加え、他方の端子と接地間に並列に前記リアクタンス素子を接続し、該接続点か
ら増幅器を通して第２の出力を得るように構成した水晶直交出力発振器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信に用いられる直交出力型発振器に関するもので、特に低消費電
流化を図った水晶直交出力型発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信方式は膨大な情報を高速で送受信する高速大容量システムが主流とな
り、その変調方式としては周波数利用効率が大きく、且つ高速通信に適したＱＰＳＫやＱ
ＡＭを用いた変調方式が広く用いられている。ＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調回路には、互いに９
０度の位相差を有する搬送波にそれぞれ変調信号を掛け合わせる直交変調方式が用いられ
ている。直交変調方式については特開平８−２２３２３３号公報、特開２００１−２１７
８８６号公報等に詳細に開示されている。
図７は特開２００１−２１７８８６号公報に開示された９０度移相器の構成を示すブロ
ック図であって、ローカル信号ＬOを発生する発振器２１と、ローカル信号ＬOから互いに
位相差を持つ２つのローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'を生成する移相器２２と、ローカル
移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'の２倍の周波数を持つクロック信号ＣＬＫを発生する発振器２３
と、ローカル移相信号ＬOＱ'とクロック信号ＣＬＫとが入力して９０度移相信号の直交成
分ＬOＱを出力するＤフリップフロップ２４と、ローカル移相信号ＬOＩ'と反転されたク
ロック信号ＣＬＫとが入力して９０度移相信号の同相成分ＬOＩを出力するＤフリップフ
ロップ２５とを備えている。
【０００３】
発振器２１から出力されるローカル信号は移相器２２に入力し、該移相器２２から互い
に位相差を有する２つのローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'が出力される。このローカル移
相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'には移相誤差が含まれているため、それらの位相差は９０度ではな
い。そして、ローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'はそれぞれＤフリップフロップ２４、２５
に入力する。一方、Ｄフリップフロップ２４にはローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'の周波
数ｆ１'の２倍の周波数ｆCLK＝２×ｆ１'を有するクロック信号ＣＬＫが非反転入力し、
Ｄフリップフロップ２５には反転入力する。そのため、Ｄフリップフロップ２５に入力し
たローカル移相信号ＬOＩ'はクロック信号の立ち下がりのタイミングで整形されて、移相
信号ＬOＩとして出力される。また、Ｄフリップフロップ２４に入力したローカル移相信
号ＬOＱ'はクロック信号の立ち上がりのタイミングで整形されて、移相信号ＬOＱとして
出力される。
【０００４】
その結果、移相信号ＬOＩと移相信号ＬOＱとはクロック信号ＣＬＫの１／２周期（移相
信号の１／４の周期）の位相差を有する信号、即ち、互いに９０度の位相差を有する信号
として同期して出力される。図８は図７の９０度移相器の各部のタイミングチャートを示
す図である。ここで、ａはクロック信号ＣＬＫ、ｂはローカル移相信号ＬOＩ'の同相成分
、ｃはローカル移相信号ＬOＱ'の直交成分ＬOＱ'、ｄは９０度移相器の同相成分ＬOＩ、
ｅは９０度移相器の直交成分ＬOＱを示している。
【０００５】
【特許文献１】特開平８−２２３２３３号公報
【特許文献２】特開２００１−２１７８８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
解決しようとする問題点は、図７に示した従来の移相器では２倍の周波数のクロック発
振器と２つのＤフリップフロップを用いて、９０度位相の異なる２つのローカル信号（搬
送波）を生成している。例えば、９０度位相器から１００ＭＨｚのローカル信号（搬送波
）を得ようとすると、２００ＭＨｚのクロック信号用の発振回路が必要であり、この高周
波発振回路で発振を持続させるには所定の大きさの負性抵抗を生成する必要があり、大き
な電流を要することになる。さらに、分周回路の消費電流も加わるので低電流化ができな
いという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、消費電流を低減するため、トランジスタと水晶振動子と容量及び抵抗を含む
水晶発振回路と、二重モード水晶フィルタと、リアクタンス素子と、増幅器とを備え、前
記水晶発振回路の出力を第１の出力とすると共に、該出力を共通電極を接地した前記二重
モード水晶フィルタの一方の端子に加え、他方の端子と接地間に並列に前記リアクタンス
素子を接続し、該接続点から増幅器を通して第２の出力を得るように水晶直交出力型発振
器を構成することを特徴とする。
【０００８】
本発明の水晶直交出力型発振器は、２倍の周波数を必要とせず、且つフリップフロップ
回路も必要としないので、発振回路の低消費電流化と小型化できるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１は本発明に係る水晶直交出力型発振器の一実施形態の構成を示す概略回路図であっ
て、水晶振動子Ｙと、トランジスタＴｒと容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３と抵抗ＲE、Ｒ１、Ｒ２
、Ｒ３を含むコルピッツ型発振回路ＯＳＣと、二重モードタイプのモノリシック水晶フィ
ルタＭＣＦ（以下、ＭＣＦと称す）と、リアクタンス素子Ｚと、増幅器ＡＭＰとを備えて
いる。水晶振動子Ｙの一方の端子をコルピッツ型発振回路ＯＳＣのトランジスタＴｒのベ
ースに接続すると共に、他方の端子を接地する。そして、コルピッツ型発振回路ＯＳＣの
トランジスタＴｒのコレクタと第１の出力端子ＯＵＴ１と接続する。さらに、トランジス
タＴｒのコレクタとＭＣＦの一方の電極１とを接続すると共に、他方の電極２と接地間に
リアクタンス素子Ｚを並列接続する。そして、ＭＣＦの電極２と増幅器ＡＭＰの入力とを
接続し、該増幅器ＡＭＰの出力を第２の出力端子ＯＵＴ２に接続して、水晶直交出力型発
振器を構成する。ここで、ＭＣＦをバンドパス・フィルタとして動作させるので電極３（
共通電極）は接地する。
【００１０】
ここで用いたＭＣＦ素子はＡＴカット水晶基板の一方の面に２つの電極１、２を近接し
て配置すると共に、他方の面に前記２つの電極１、２と対向する電極３（共通電極）を設
けたものである。
【００１１】
周知のように、コルピッツ型発振回路はトランジスタのコレクタ−ベース間に誘導性素
子を、ベース−エミッタ間及びコレクターエミッタ間にそれぞれ容量性素子を接続して構
成する発振回路である。トランジスタＴｒのコレクタ−ベース間の誘導性素子として、ベ
ース−接地間に水晶振動子Ｙを用いる。さらに、ベース−接地間に容量Ｃ１とＣ２との直
列接続回路を接続すると共に、エミッタ−接地間に抵抗ＲEを接続し、容量Ｃ１とＣ２と
の直列接続回路の中点とエミッタとを接続する。
【００１２】
コルピッツ型発振回路において電源Ｖｃｃと接地とはバイパスコンデンサＣ３によって
高周波的には短絡されているため、等価回路的にコレクタ−ベース間に水晶振動子Ｙの誘
導性素子が挿入される。また、容量Ｃ１とＣ２との中点がエミッタに接続されているため
、トランジスタＴｒのベース−エミッタ間には容量Ｃ１が、コレクタ−エミッタ間には容
量Ｃ２が挿入されることになり、いずれも容量性として作用することになる。抵抗Ｒ１、
Ｒ２はブリーダー抵抗でベースバイアス電圧を設定する。
また、コルピッツ型水晶発振回路においては、水晶振動子Ｙの両端から回路側をみた増
幅度、所謂負性抵抗Ｒ（Ω）は、容量Ｃ１、Ｃ２と周波数の自乗ω2とに逆比例し、コレ
クタ電流に比例することが知られている。即ち、周波数が高くなると共に負性抵抗Ｒ（Ω
）の絶対値は増大し、所定の周波数にてピーク値に達し、その後は周波数が高くなるにつ
れて減少する。通常のコルピッツ型水晶発振器では発振周波数における負性抵抗Ｒを、水
晶振動子Ｙの等価抵抗の５倍程度に設定するのが一般的である。
【００１３】
周知のように、ＭＣＦ素子を用いてバンドパス・フィルタを構成するには、ＭＣＦ素子
の等価回路をラチス回路と考え、イメージパラメータで考察した場合、図２の破線で示す
ように、ラチス回路の格子腕が呈するリアクタンス曲線Ｐ１の反共振周波数（×）と、ラ
チス回路の直列腕が呈するリアクタンス曲線Ｐ２の共振周波数（○）を近接させ、適当な
インピーダンスで終端することにより、バンドパス・フィルタを構成することができる。
リアクタンス曲線Ｐ１の共振周波数（○）からリアクタンス曲線Ｐ２の反共振周波数（×
）までが図２の一点鎖線で示すように通過域となり、それ以外は減衰域となる。そして、
位相特性は図２の太線に示すように、通過域内でπ／２から−π／２まで中心周波数を０
としてほぼ直線的に変化する。
【００１４】
以上の知見に基づき、本発明の動作原理を説明する。まずはパスバンドの高域側カット
オフ近傍にコルピッツ型水晶発振器の出力端子から得られる出力周波数Ｆ１が位置するよ
うＭＣＦを設定する。上述したようにＭＣＦの位相特性と周波数との関係は図３（図２の
太線を抜書きしたもの）に示すようになり、パスバンドの高域側カットオフ近傍の周波数
ｆでは中心周波数に比べ、π／２（９０度）の位相の変化となる。即ち、発振器出力の周
波数Ｆ１においてＭＣＦの位相推移がπ／２（９０度）となるように、即ちｆ＝Ｆ１とな
るようにＭＣＦの位相特性を設定することになる。ＭＣＦの入力電極１を周波数Ｆ１で励
振し、ＭＣＦの出力電極２から得られる出力信号の位相は、ＭＣＦの位相特性により９０
度推移している。従って、発振器の出力信号とＭＣＦの出力信号とは同一周波数であるが
、位相は互いに９０度異なることになる。つまり、ＭＣＦの位相特性を利用することによ
り水晶直交型発振器が実現できる。
同様にＭＣＦのパスバンドの低域側カットオフ近傍の周波数ｆ'を発振器の出力周波数
Ｆ１に設定してもπ／２（９０度）の位相推移を持たせることができ、水晶直交型発振器
が実現できる。
以上説明した原理に基づいてこの回路は直行出力型発振器として機能するものであるが
、これを用いて直交変復調器を構成する場合、各出力端子に接続される次段の回路が負荷
となって作用する。
このとき、ＭＣＦの出力端子に直接負荷が接続された場合、負荷の値によってＭＣＦの
位相特性が変化して入力電極に供給される信号との位相差が９０度からずれてしまうこと
がある。
そのため、実際には図１に示すようにＭＣＦの出力電極と接地との間に所定のリアクタ
ンス素子Ｚを挿入することにより、次段回路の負荷によらず出力電極から出力される信号
が、入力電極側に供給される信号と９０度の位相差を維持するように動作するのである。
よって、図１の回路では発振器出力を第１の出力端子ＯＵＴ１、ＭＣＦの出力電極とリア
クタンス素子Ｚとの接続点を第２の出力端子ＯＵＴ２としている。また、必要な場合には
リアクタンス素子Ｚを可変して位相推移を正確に９０度に微調整するようにしてもよい。
更に、ＭＣＦからの出力信号のレベルは、発振器出力ＯＵＴ１に比べて低くなりがちで
あるから、増幅器ＡＭＰを挿入してレベルのバランスを整えることが望ましい。
【００１５】
図４は第２の実施例である水晶直交出力型発振器の構成を示す概略ブロック図であって
、ＡＴカット水晶基板の一方の表面上に第１及び第２の電極４、５を近接して配置し、該
２つの電極４、５と結合しない間隔を隔して第３の電極６を配設し、第１、第２及び第３
の電極４、５、６と対向するように第４の電極７を設けた複合振動子Ｙ１と、第１の増幅
器ＡＭＰ１と、第２の増幅器ＡＭＰ２と、リアクタンス素子Ｚと、容量Ｃ１、Ｃ２とを備
えている。複合振動子Ｙ１の第４の電極７を接地すると共に第３の電極６と第１の増幅器
ＡＭＰ１の入力を接続し、該入力と接地間に２つの容量Ｃ１、Ｃ２を直列接続した回路を
並列接続し、第１の増幅器ＡＭＰ１の出力と第１の出力端子ＯＵＴ１と接続し、第１の増
幅器ＡＭＰ１の出力と、直列接続した容量Ｃ４、Ｃ５の中点とを接続し、第１の増幅器Ａ
ＭＰ１の出力と複合振動子Ｙ１の第２の電極５を接続する。第１の電極４と接地間にリア
クタンス素子Ｚを並列接続し、第１の電極４と第２の増幅器ＡＭＰ２の入力とを接続し、
第２の増幅器ＡＭＰ２の出力を第２の出力端子ＯＵＴ２と接続して水晶直交出力型発振器
を構成する。
【００１６】
複合振動子Ｙ１の第３の電極６は第１及び第２の電極４、５と音響的に結合しない間隔
を隔しているので、第３の電極６と第４の電極７とで水晶振動子Ｙ２を形成する。一方、
第１と第２の電極４、５は近接して配置しているので、対向して設けた第４の電極７とで
ＭＣＦ１を形成する。図４に示す直交出力型発振器の動作を説明すると、第３の電極６と
第４の電極７とで形成する水晶振動子Ｙ２と第１のＡＭＰ１と容量Ｃ１、Ｃ２とで水晶発
振回路を構成し、第１の出力端子ＯＵＴ１から第１の出力周波数Ｆ１を出力する。この出
力は第１、第２及び第４の電極４、５、７で形成するＭＣＦ１の第２の電極５に接続され
ているので、ＭＣＦ１を周波数Ｆ１で励振することになる。ＭＣＦ１のパスバンドの高域
側カットオフ近傍の周波数ｆでは中心周波数に比べ、π／２（９０度）の位相の変化とな
る。発振器出力の周波数Ｆ１においてＭＣＦ１の位相推移がπ／２（９０度）となるよう
に、ＭＣＦ１の位相特性を設定することになる。ＭＣＦ１の入力電極５を周波数Ｆ１で励
振し、ＭＣＦの出力電極４から得られる出力信号Ｆ２の位相は、ＭＣＦ１の位相特性によ
り９０度推移している。従って、発振器の出力信号Ｆ１とＭＣＦ１の出力信号Ｆ２とは同
一周波数であるが、位相は互いに９０度異なることになる。
また、２の周波数Ｆ１とＦ２との位相差はリアクタンス素子Ｚの値により調整すること
ができる。
【００１７】
図５は第３の実施例である水晶直交出力型発振器の構成を示す概略ブロック図であって
、トランジスタＴｒと容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と抵抗ＲE、Ｒ４、Ｒ５とからなるコ
ルピッツ型発振回路と、ＭＣＦと、第１の増幅器ＡＭＰ１と、第２の増幅器ＡＭＰ２と、
リアクタンス素子Ｚとを備えている。ＭＣＦの共通電極３を接地すると共に、ＭＣＦの電
極２を容量Ｃ４を介してコルピッツ型発振回路のトランジスタＴｒのベースに接続し、Ｍ
ＣＦの電極２と共通電極３とからなる共振回路とコルピッツ型発振回路ＯＳＣとで水晶発
振回路を形成する。トランジスタＴｒのエミッタと接地間に接続した抵抗ＲEの両端から
出力を取り出し、これを第１の増幅器ＡＭＰ１の入力に接続し、第１の増幅器ＡＭＰ１の
出力を第１の出力端子ＯＵＴ１に接続する。さらに、ＭＣＦの電極１を第２の増幅器ＡＭ
Ｐ２の入力に接続すると共に、該入力と接地間にリアクタンス素子Ｚを並列接続し、第２
の増幅器ＡＭＰ２の出力を第２の出力端子ＯＵＴ２に接続して水晶直交出力型発振器を構
成する。
【００１８】
ＭＣＦの電極２と電極３とで形成する水晶共振回路とコルピッツ型発振回路ＯＳＣとで
コルピッツ型水晶発振回路を形成し、第１の出力端子ＯＵＴ１から出力周波数Ｆ１が出力
される。同時に、この周波数Ｆ１でＭＣＦも駆動されることになる。ＭＣＦのパスバンド
の高域側カットオフ近傍の周波数ｆでは中心周波数に比べ、π／２（９０度）の位相の変
化となる。発振器出力の周波数Ｆ１においてＭＣＦの位相推移がπ／２（９０度）となる
ように、ＭＣＦの位相特性を設定する。ＭＣＦの入力電極２を周波数Ｆ１で励振し、ＭＣ
Ｆの出力電極１から得られる出力信号Ｆ２の位相は、ＭＣＦの位相特性により９０度推移
している。従って、発振器の出力信号Ｆ１とＭＣＦの出力信号Ｆ２とは同一周波数である
が、位相は互いに９０度異なることになる。
また、２の周波数Ｆ１とＦ２との位相差はリアクタンス素子Ｚの値により調整すること
ができる。
【００１９】
図６は第４の実施例であって水晶基板８上に水晶振動子素子９、ＭＣＦ素子１０及びリ
アクタンス素子１１を形成したものの斜視図である。これに発振回路、増幅器等を付加す
ることにより、水晶直交出力型発振器を小型化することが可能となる。また、水晶基板８
上に水晶振動子素子９、ＭＣＦ素子１０及びリアクタンス素子１１を形成したものに、Ｉ
Ｃ化した発振回路、増幅回路等を搭載し、水晶基板８をパッケージに収容して水晶直交出
力型発振器を構成すればさらに小型化が可能となる。
【００２０】
以上の水晶直交出力型発振器の説明ではコルピッツ型発振回路を用いて説明したが、本
発明はコルピッツ型発振回路に限定するものではなく、ピアス型発振回路、ハートレイ型
発振回路等を用いて構成してもよい。
また、上記では２ポール二重モード水晶フィルタを用い、その位相特性を利用した水晶
直交出力型発振器を説明したが、２ポール以上の二重モード水晶フィルタを用いても水晶
直交出力型発振器が構成できることは説明するまでもない。
さらに、二重モード水晶フィルタの代わりに弾性表面波フィルタの位相特性を用いて直
交出力型発振器が構成できることも容易に推察することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に係る直交出力型発振器の構成を示す回路図である。
【図２】二重モード水晶フィルタのリアクタンス曲線、フィルタ特性、位相特性を示す図である。
【図３】二重モード水晶フィルタの周波数と位相特性との関係を示す図である。
【図４】第２の実施例である直交出力型発振器の構成を示すブロック図である。
【図５】第３の実施例である直交出力型発振器の構成を示す回路図である。
【図６】第４の実施例である１つの水晶基板上に水晶振動素子、ＭＣＦ素子及びリアクタンス素子を構成したものの斜視図である。
【図７】従来の直交変調装置の構成を示すブロック図である。
【図８】（ａ）、（ｂ）は直交変調装置に用いられているフリップフロップ回路と、その動作を説明する図である。
【符号の説明】
【００２２】
１，２，３，４，５，６，７，９，１０…電極、８…水晶基板、Ｚ，１１…リアクタン
ス素子、Ｙ，Ｙ２…水晶振動子、Ｙ１…複合振動子、ＭＣＦ，ＭＣＦ１…二重モード水晶
フィルタ、Ｔｒ…トランジスタ、ＡＭＰ，ＡＭＰ１，ＡＭＰ２…増幅器、ＲE，Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３…抵抗、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４…容量。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル通信に用いられる直交出力型発振器に関するもので、特に低消費電
流化を図った水晶直交出力型発振器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信方式は膨大な情報を高速で送受信する高速大容量システムが主流とな
り、その変調方式としては周波数利用効率が大きく、且つ高速通信に適したＱＰＳＫやＱ
ＡＭを用いた変調方式が広く用いられている。ＱＰＳＫ、ＱＡＭ変調回路には、互いに９
０度の位相差を有する搬送波にそれぞれ変調信号を掛け合わせる直交変調方式が用いられ
ている。直交変調方式については特開平８−２２３２３３号公報、特開２００１−２１７
８８６号公報等に詳細に開示されている。
図７は特開２００１−２１７８８６号公報に開示された９０度移相器の構成を示すブロ
ック図であって、ローカル信号ＬOを発生する発振器２１と、ローカル信号ＬOから互いに
位相差を持つ２つのローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'を生成する移相器２２と、ローカル
移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'の２倍の周波数を持つクロック信号ＣＬＫを発生する発振器２３
と、ローカル移相信号ＬOＱ'とクロック信号ＣＬＫとが入力して９０度移相信号の直交成
分ＬOＱを出力するＤフリップフロップ２４と、ローカル移相信号ＬOＩ'と反転されたク
ロック信号ＣＬＫとが入力して９０度移相信号の同相成分ＬOＩを出力するＤフリップフ
ロップ２５とを備えている。
【０００３】
発振器２１から出力されるローカル信号は移相器２２に入力し、該移相器２２から互い
に位相差を有する２つのローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'が出力される。このローカル移
相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'には移相誤差が含まれているため、それらの位相差は９０度ではな
い。そして、ローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'はそれぞれＤフリップフロップ２４、２５
に入力する。一方、Ｄフリップフロップ２４にはローカル移相信号ＬOＩ'、ＬOＱ'の周波
数ｆ１'の２倍の周波数ｆCLK＝２×ｆ１'を有するクロック信号ＣＬＫが非反転入力し、
Ｄフリップフロップ２５には反転入力する。そのため、Ｄフリップフロップ２５に入力し
たローカル移相信号ＬOＩ'はクロック信号の立ち下がりのタイミングで整形されて、移相
信号ＬOＩとして出力される。また、Ｄフリップフロップ２４に入力したローカル移相信
号ＬOＱ'はクロック信号の立ち上がりのタイミングで整形されて、移相信号ＬOＱとして
出力される。
【０００４】
その結果、移相信号ＬOＩと移相信号ＬOＱとはクロック信号ＣＬＫの１／２周期（移相
信号の１／４の周期）の位相差を有する信号、即ち、互いに９０度の位相差を有する信号
として同期して出力される。図８は図７の９０度移相器の各部のタイミングチャートを示
す図である。ここで、ａはクロック信号ＣＬＫ、ｂはローカル移相信号ＬOＩ'の同相成分
、ｃはローカル移相信号ＬOＱ'の直交成分ＬOＱ'、ｄは９０度移相器の同相成分ＬOＩ、
ｅは９０度移相器の直交成分ＬOＱを示している。
【０００５】
【特許文献１】特開平８−２２３２３３号公報
【特許文献２】特開２００１−２１７８８６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
解決しようとする問題点は、図７に示した従来の移相器では２倍の周波数のクロック発
振器と２つのＤフリップフロップを用いて、９０度位相の異なる２つのローカル信号（搬
送波）を生成している。例えば、９０度位相器から１００ＭＨｚのローカル信号（搬送波
）を得ようとすると、２００ＭＨｚのクロック信号用の発振回路が必要であり、この高周
波発振回路で発振を持続させるには所定の大きさの負性抵抗を生成する必要があり、大き
な電流を要することになる。さらに、分周回路の消費電流も加わるので低電流化ができな
いという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、消費電流を低減するため、トランジスタと水晶振動子と容量及び抵抗を含む
水晶発振回路と、二重モード水晶フィルタと、リアクタンス素子と、増幅器とを備え、前
記水晶発振回路の出力を第１の出力とすると共に、該出力を共通電極を接地した前記二重
モード水晶フィルタの一方の端子に加え、他方の端子と接地間に並列に前記リアクタンス
素子を接続し、該接続点から増幅器を通して第２の出力を得るように水晶直交出力型発振
器を構成することを特徴とする。
【０００８】
本発明の水晶直交出力型発振器は、２倍の周波数を必要とせず、且つフリップフロップ
回路も必要としないので、発振回路の低消費電流化と小型化できるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
図１は本発明に係る水晶直交出力型発振器の一実施形態の構成を示す概略回路図であっ
て、水晶振動子Ｙと、トランジスタＴｒと容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３と抵抗ＲE、Ｒ１、Ｒ２
、Ｒ３を含むコルピッツ型発振回路ＯＳＣと、二重モードタイプのモノリシック水晶フィ
ルタＭＣＦ（以下、ＭＣＦと称す）と、リアクタンス素子Ｚと、増幅器ＡＭＰとを備えて
いる。水晶振動子Ｙの一方の端子をコルピッツ型発振回路ＯＳＣのトランジスタＴｒのベ
ースに接続すると共に、他方の端子を接地する。そして、コルピッツ型発振回路ＯＳＣの
トランジスタＴｒのコレクタと第１の出力端子ＯＵＴ１と接続する。さらに、トランジス
タＴｒのコレクタとＭＣＦの一方の電極１とを接続すると共に、他方の電極２と接地間に
リアクタンス素子Ｚを並列接続する。そして、ＭＣＦの電極２と増幅器ＡＭＰの入力とを
接続し、該増幅器ＡＭＰの出力を第２の出力端子ＯＵＴ２に接続して、水晶直交出力型発
振器を構成する。ここで、ＭＣＦをバンドパス・フィルタとして動作させるので電極３（
共通電極）は接地する。
【００１０】
ここで用いたＭＣＦ素子はＡＴカット水晶基板の一方の面に２つの電極１、２を近接し
て配置すると共に、他方の面に前記２つの電極１、２と対向する電極３（共通電極）を設
けたものである。
【００１１】
周知のように、コルピッツ型発振回路はトランジスタのコレクタ−ベース間に誘導性素
子を、ベース−エミッタ間及びコレクターエミッタ間にそれぞれ容量性素子を接続して構
成する発振回路である。トランジスタＴｒのコレクタ−ベース間の誘導性素子として、ベ
ース−接地間に水晶振動子Ｙを用いる。さらに、ベース−接地間に容量Ｃ１とＣ２との直
列接続回路を接続すると共に、エミッタ−接地間に抵抗ＲEを接続し、容量Ｃ１とＣ２と
の直列接続回路の中点とエミッタとを接続する。
【００１２】
コルピッツ型発振回路において電源Ｖｃｃと接地とはバイパスコンデンサＣ３によって
高周波的には短絡されているため、等価回路的にコレクタ−ベース間に水晶振動子Ｙの誘
導性素子が挿入される。また、容量Ｃ１とＣ２との中点がエミッタに接続されているため
、トランジスタＴｒのベース−エミッタ間には容量Ｃ１が、コレクタ−エミッタ間には容
量Ｃ２が挿入されることになり、いずれも容量性として作用することになる。抵抗Ｒ１、
Ｒ２はブリーダー抵抗でベースバイアス電圧を設定する。
また、コルピッツ型水晶発振回路においては、水晶振動子Ｙの両端から回路側をみた増
幅度、所謂負性抵抗Ｒ（Ω）は、容量Ｃ１、Ｃ２と周波数の自乗ω2とに逆比例し、コレ
クタ電流に比例することが知られている。即ち、周波数が高くなると共に負性抵抗Ｒ（Ω
）の絶対値は増大し、所定の周波数にてピーク値に達し、その後は周波数が高くなるにつ
れて減少する。通常のコルピッツ型水晶発振器では発振周波数における負性抵抗Ｒを、水
晶振動子Ｙの等価抵抗の５倍程度に設定するのが一般的である。
【００１３】
周知のように、ＭＣＦ素子を用いてバンドパス・フィルタを構成するには、ＭＣＦ素子
の等価回路をラチス回路と考え、イメージパラメータで考察した場合、図２の破線で示す
ように、ラチス回路の格子腕が呈するリアクタンス曲線Ｐ１の反共振周波数（×）と、ラ
チス回路の直列腕が呈するリアクタンス曲線Ｐ２の共振周波数（○）を近接させ、適当な
インピーダンスで終端することにより、バンドパス・フィルタを構成することができる。
リアクタンス曲線Ｐ１の共振周波数（○）からリアクタンス曲線Ｐ２の反共振周波数（×
）までが図２の一点鎖線で示すように通過域となり、それ以外は減衰域となる。そして、
位相特性は図２の太線に示すように、通過域内でπ／２から−π／２まで中心周波数を０
としてほぼ直線的に変化する。
【００１４】
以上の知見に基づき、本発明の動作原理を説明する。まずはパスバンドの高域側カット
オフ近傍にコルピッツ型水晶発振器の出力端子から得られる出力周波数Ｆ１が位置するよ
うＭＣＦを設定する。上述したようにＭＣＦの位相特性と周波数との関係は図３（図２の
太線を抜書きしたもの）に示すようになり、パスバンドの高域側カットオフ近傍の周波数
ｆでは中心周波数に比べ、π／２（９０度）の位相の変化となる。即ち、発振器出力の周
波数Ｆ１においてＭＣＦの位相推移がπ／２（９０度）となるように、即ちｆ＝Ｆ１とな
るようにＭＣＦの位相特性を設定することになる。ＭＣＦの入力電極１を周波数Ｆ１で励
振し、ＭＣＦの出力電極２から得られる出力信号の位相は、ＭＣＦの位相特性により９０
度推移している。従って、発振器の出力信号とＭＣＦの出力信号とは同一周波数であるが
、位相は互いに９０度異なることになる。つまり、ＭＣＦの位相特性を利用することによ
り水晶直交型発振器が実現できる。
同様にＭＣＦのパスバンドの低域側カットオフ近傍の周波数ｆ'を発振器の出力周波数
Ｆ１に設定してもπ／２（９０度）の位相推移を持たせることができ、水晶直交型発振器
が実現できる。
以上説明した原理に基づいてこの回路は直行出力型発振器として機能するものであるが
、これを用いて直交変復調器を構成する場合、各出力端子に接続される次段の回路が負荷
となって作用する。
このとき、ＭＣＦの出力端子に直接負荷が接続された場合、負荷の値によってＭＣＦの
位相特性が変化して入力電極に供給される信号との位相差が９０度からずれてしまうこと
がある。
そのため、実際には図１に示すようにＭＣＦの出力電極と接地との間に所定のリアクタ
ンス素子Ｚを挿入することにより、次段回路の負荷によらず出力電極から出力される信号
が、入力電極側に供給される信号と９０度の位相差を維持するように動作するのである。
よって、図１の回路では発振器出力を第１の出力端子ＯＵＴ１、ＭＣＦの出力電極とリア
クタンス素子Ｚとの接続点を第２の出力端子ＯＵＴ２としている。また、必要な場合には
リアクタンス素子Ｚを可変して位相推移を正確に９０度に微調整するようにしてもよい。
更に、ＭＣＦからの出力信号のレベルは、発振器出力ＯＵＴ１に比べて低くなりがちで
あるから、増幅器ＡＭＰを挿入してレベルのバランスを整えることが望ましい。
【００１５】
図４は第２の実施例である水晶直交出力型発振器の構成を示す概略ブロック図であって
、ＡＴカット水晶基板の一方の表面上に第１及び第２の電極４、５を近接して配置し、該
２つの電極４、５と結合しない間隔を隔して第３の電極６を配設し、第１、第２及び第３
の電極４、５、６と対向するように第４の電極７を設けた複合振動子Ｙ１と、第１の増幅
器ＡＭＰ１と、第２の増幅器ＡＭＰ２と、リアクタンス素子Ｚと、容量Ｃ１、Ｃ２とを備
えている。複合振動子Ｙ１の第４の電極７を接地すると共に第３の電極６と第１の増幅器
ＡＭＰ１の入力を接続し、該入力と接地間に２つの容量Ｃ１、Ｃ２を直列接続した回路を
並列接続し、第１の増幅器ＡＭＰ１の出力と第１の出力端子ＯＵＴ１と接続し、第１の増
幅器ＡＭＰ１の出力と、直列接続した容量Ｃ４、Ｃ５の中点とを接続し、第１の増幅器Ａ
ＭＰ１の出力と複合振動子Ｙ１の第２の電極５を接続する。第１の電極４と接地間にリア
クタンス素子Ｚを並列接続し、第１の電極４と第２の増幅器ＡＭＰ２の入力とを接続し、
第２の増幅器ＡＭＰ２の出力を第２の出力端子ＯＵＴ２と接続して水晶直交出力型発振器
を構成する。
【００１６】
複合振動子Ｙ１の第３の電極６は第１及び第２の電極４、５と音響的に結合しない間隔
を隔しているので、第３の電極６と第４の電極７とで水晶振動子Ｙ２を形成する。一方、
第１と第２の電極４、５は近接して配置しているので、対向して設けた第４の電極７とで
ＭＣＦ１を形成する。図４に示す直交出力型発振器の動作を説明すると、第３の電極６と
第４の電極７とで形成する水晶振動子Ｙ２と第１のＡＭＰ１と容量Ｃ１、Ｃ２とで水晶発
振回路を構成し、第１の出力端子ＯＵＴ１から第１の出力周波数Ｆ１を出力する。この出
力は第１、第２及び第４の電極４、５、７で形成するＭＣＦ１の第２の電極５に接続され
ているので、ＭＣＦ１を周波数Ｆ１で励振することになる。ＭＣＦ１のパスバンドの高域
側カットオフ近傍の周波数ｆでは中心周波数に比べ、π／２（９０度）の位相の変化とな
る。発振器出力の周波数Ｆ１においてＭＣＦ１の位相推移がπ／２（９０度）となるよう
に、ＭＣＦ１の位相特性を設定することになる。ＭＣＦ１の入力電極５を周波数Ｆ１で励
振し、ＭＣＦの出力電極４から得られる出力信号Ｆ２の位相は、ＭＣＦ１の位相特性によ
り９０度推移している。従って、発振器の出力信号Ｆ１とＭＣＦ１の出力信号Ｆ２とは同
一周波数であるが、位相は互いに９０度異なることになる。
また、２の周波数Ｆ１とＦ２との位相差はリアクタンス素子Ｚの値により調整すること
ができる。
【００１７】
図５は第３の実施例である水晶直交出力型発振器の構成を示す概略ブロック図であって
、トランジスタＴｒと容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と抵抗ＲE、Ｒ４、Ｒ５とからなるコ
ルピッツ型発振回路と、ＭＣＦと、第１の増幅器ＡＭＰ１と、第２の増幅器ＡＭＰ２と、
リアクタンス素子Ｚとを備えている。ＭＣＦの共通電極３を接地すると共に、ＭＣＦの電
極２を容量Ｃ４を介してコルピッツ型発振回路のトランジスタＴｒのベースに接続し、Ｍ
ＣＦの電極２と共通電極３とからなる共振回路とコルピッツ型発振回路ＯＳＣとで水晶発
振回路を形成する。トランジスタＴｒのエミッタと接地間に接続した抵抗ＲEの両端から
出力を取り出し、これを第１の増幅器ＡＭＰ１の入力に接続し、第１の増幅器ＡＭＰ１の
出力を第１の出力端子ＯＵＴ１に接続する。さらに、ＭＣＦの電極１を第２の増幅器ＡＭ
Ｐ２の入力に接続すると共に、該入力と接地間にリアクタンス素子Ｚを並列接続し、第２
の増幅器ＡＭＰ２の出力を第２の出力端子ＯＵＴ２に接続して水晶直交出力型発振器を構
成する。
【００１８】
ＭＣＦの電極２と電極３とで形成する水晶共振回路とコルピッツ型発振回路ＯＳＣとで
コルピッツ型水晶発振回路を形成し、第１の出力端子ＯＵＴ１から出力周波数Ｆ１が出力
される。同時に、この周波数Ｆ１でＭＣＦも駆動されることになる。ＭＣＦのパスバンド
の高域側カットオフ近傍の周波数ｆでは中心周波数に比べ、π／２（９０度）の位相の変
化となる。発振器出力の周波数Ｆ１においてＭＣＦの位相推移がπ／２（９０度）となる
ように、ＭＣＦの位相特性を設定する。ＭＣＦの入力電極２を周波数Ｆ１で励振し、ＭＣ
Ｆの出力電極１から得られる出力信号Ｆ２の位相は、ＭＣＦの位相特性により９０度推移
している。従って、発振器の出力信号Ｆ１とＭＣＦの出力信号Ｆ２とは同一周波数である
が、位相は互いに９０度異なることになる。
また、２の周波数Ｆ１とＦ２との位相差はリアクタンス素子Ｚの値により調整すること
ができる。
【００１９】
図６は第４の実施例であって水晶基板８上に水晶振動子素子９、ＭＣＦ素子１０及びリ
アクタンス素子１１を形成したものの斜視図である。これに発振回路、増幅器等を付加す
ることにより、水晶直交出力型発振器を小型化することが可能となる。また、水晶基板８
上に水晶振動子素子９、ＭＣＦ素子１０及びリアクタンス素子１１を形成したものに、Ｉ
Ｃ化した発振回路、増幅回路等を搭載し、水晶基板８をパッケージに収容して水晶直交出
力型発振器を構成すればさらに小型化が可能となる。
【００２０】
以上の水晶直交出力型発振器の説明ではコルピッツ型発振回路を用いて説明したが、本
発明はコルピッツ型発振回路に限定するものではなく、ピアス型発振回路、ハートレイ型
発振回路等を用いて構成してもよい。
また、上記では２ポール二重モード水晶フィルタを用い、その位相特性を利用した水晶
直交出力型発振器を説明したが、２ポール以上の二重モード水晶フィルタを用いても水晶
直交出力型発振器が構成できることは説明するまでもない。
さらに、二重モード水晶フィルタの代わりに弾性表面波フィルタの位相特性を用いて直
交出力型発振器が構成できることも容易に推察することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明に係る直交出力型発振器の構成を示す回路図である。
【図２】二重モード水晶フィルタのリアクタンス曲線、フィルタ特性、位相特性を示す図である。
【図３】二重モード水晶フィルタの周波数と位相特性との関係を示す図である。
【図４】第２の実施例である直交出力型発振器の構成を示すブロック図である。
【図５】第３の実施例である直交出力型発振器の構成を示す回路図である。
【図６】第４の実施例である１つの水晶基板上に水晶振動素子、ＭＣＦ素子及びリアクタンス素子を構成したものの斜視図である。
【図７】従来の直交変調装置の構成を示すブロック図である。
【図８】（ａ）、（ｂ）は直交変調装置に用いられているフリップフロップ回路と、その動作を説明する図である。
【符号の説明】
【００２２】
１，２，３，４，５，６，７，９，１０…電極、８…水晶基板、Ｚ，１１…リアクタン
ス素子、Ｙ，Ｙ２…水晶振動子、Ｙ１…複合振動子、ＭＣＦ，ＭＣＦ１…二重モード水晶
フィルタ、Ｔｒ…トランジスタ、ＡＭＰ，ＡＭＰ１，ＡＭＰ２…増幅器、ＲE，Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３…抵抗、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４…容量。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子を周波数決定要素とする圧電発振回路と、モノリシック圧電フィルタとを備
えており、
前記圧電発振回路の出力を前記モノリッシック圧電フィルタの入力端子に接続し、前記
圧電発振回路からの出力を第１の出力とし、前記モノリッシック圧電フィルタの出力端子
からの出力を第２の出力としたことを特徴とする直交出力型発振器。
【請求項２】
前記モノリッシック圧電フィルタの出力端子と接地との間にリアクタンス素子を挿入接
続したことを特徴とする直交出力型発振器。
【請求項３】
同一の圧電基板に前記モノリッシック圧電フィルタを構成する電極と前記圧電振動子を
構成する電極とを互いに音響的に結合しないよう配置した複合振動素子を用いて構成した
ことを特徴とする請求項１または２に記載の直交出力型発振器。
【請求項４】
前記モノリシック圧電フィルタ若しくは前記圧電振動子を構成する圧電基板上に、前記
リアクタンス素子を電極パターンにて形成したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれ
かに記載の直交出力型発振器。
【請求項５】
モノリシック圧電フィルタと、該モノリシック圧電フィルタの出力端子側を周波数決定
要素とした構成した発振回路とを備えており、
前記発振回路からの出力を第１の出力とし、前記モノリシック圧電フィルタの出力端子
からの出力を第２の出力としたことを特徴とする直交出力型発振器。
【請求項６】
前記モノリシック圧電フィルタの出力端子と接地との間にリアクタンス素子を挿入接続
したことを特徴とする請求項５に記載の直交出力型発振器。
【請求項７】
前記第１及び第２の出力の少なくとも一方に増幅手段を設けたことを特徴とする請求項
１乃至６のいずれかに記載の直交出力型発振器。
【請求項８】
前記モノリシック圧電フィルタ若しくは前記圧電振動子を構成する圧電基板上に、発振
回路を構成するための電子部品を搭載したことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに
記載の直交出力型発振器。
【請求項９】
前記圧電振動子若しくはモノリシック圧電フィルタの少なくとも一方はＡＴカット水晶
を用いたものであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の直交出力型発振
器。
【請求項１】
圧電振動子を周波数決定要素とする圧電発振回路と、モノリシック圧電フィルタとを備
えており、
前記圧電発振回路の出力を前記モノリッシック圧電フィルタの入力端子に接続し、前記
圧電発振回路からの出力を第１の出力とし、前記モノリッシック圧電フィルタの出力端子
からの出力を第２の出力としたことを特徴とする直交出力型発振器。
【請求項２】
前記モノリッシック圧電フィルタの出力端子と接地との間にリアクタンス素子を挿入接
続したことを特徴とする直交出力型発振器。
【請求項３】
同一の圧電基板に前記モノリッシック圧電フィルタを構成する電極と前記圧電振動子を
構成する電極とを互いに音響的に結合しないよう配置した複合振動素子を用いて構成した
ことを特徴とする請求項１または２に記載の直交出力型発振器。
【請求項４】
前記モノリシック圧電フィルタ若しくは前記圧電振動子を構成する圧電基板上に、前記
リアクタンス素子を電極パターンにて形成したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれ
かに記載の直交出力型発振器。
【請求項５】
モノリシック圧電フィルタと、該モノリシック圧電フィルタの出力端子側を周波数決定
要素とした構成した発振回路とを備えており、
前記発振回路からの出力を第１の出力とし、前記モノリシック圧電フィルタの出力端子
からの出力を第２の出力としたことを特徴とする直交出力型発振器。
【請求項６】
前記モノリシック圧電フィルタの出力端子と接地との間にリアクタンス素子を挿入接続
したことを特徴とする請求項５に記載の直交出力型発振器。
【請求項７】
前記第１及び第２の出力の少なくとも一方に増幅手段を設けたことを特徴とする請求項
１乃至６のいずれかに記載の直交出力型発振器。
【請求項８】
前記モノリシック圧電フィルタ若しくは前記圧電振動子を構成する圧電基板上に、発振
回路を構成するための電子部品を搭載したことを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに
記載の直交出力型発振器。
【請求項９】
前記圧電振動子若しくはモノリシック圧電フィルタの少なくとも一方はＡＴカット水晶
を用いたものであることを特徴とする請求項１乃至８のいずれかに記載の直交出力型発振
器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−１２４７１４（Ｐ２００７−１２４７１４Ａ）
【公開日】平成１９年５月１７日（２００７．５．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−３３０３９（Ｐ２００７−３３０３９）
【出願日】平成１９年２月１４日（２００７．２．１４）
【分割の表示】特願２００４−５６９６７（Ｐ２００４−５６９６７）の分割
【原出願日】平成１６年３月２日（２００４．３．２）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年５月１７日（２００７．５．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年２月１４日（２００７．２．１４）
【分割の表示】特願２００４−５６９６７（Ｐ２００４−５６９６７）の分割
【原出願日】平成１６年３月２日（２００４．３．２）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
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