直列接続された蓄電セルの中間タップとバランス回路とＤＣ−ＤＣコンバータを併用した電力変換装置
【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧を低く抑えることにより、スイッチング損失やノイズの低減、及び変換効率の改善を可能とする電源システムを提供する。
【解決手段】直列接続された蓄電セルにより構成される蓄電セル群から電力を供給する放電用電源システムにおいて、一部の蓄電セルのみをＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子と接続することによりコンバータの入出力電圧を抑え、且つ蓄電セル群にバランス回路を接続することにより、放電速度の差に起因する蓄電セル電圧のばらつきを解消する。
【解決手段】直列接続された蓄電セルにより構成される蓄電セル群から電力を供給する放電用電源システムにおいて、一部の蓄電セルのみをＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子と接続することによりコンバータの入出力電圧を抑え、且つ蓄電セル群にバランス回路を接続することにより、放電速度の差に起因する蓄電セル電圧のばらつきを解消する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関し、特に、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧、及び出力電圧を低くすることによって、スイッチング損失やノイズの低減、及び変換効率の改善を可能とする電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電力によって何らかの装置を動作させるためには、その装置の特性により決定される所定の動作電圧範囲内で給電をすることが必要である。電子機器類は個々の特性に応じた所定の電圧範囲内にて動作するが、その動作電圧範囲外では動作が不安定となるか、あるいは非動作となってしまうからである。これに関して、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルを電源に用いる場合には、それら蓄電セルを複数個直列接続した蓄電モジュールとして電源を構成することにより、各蓄電セル電圧の合計電圧として出力電圧を所望の値に調整できる。
【０００３】
この場合、各蓄電セルの充放電状態に応じて蓄電モジュールの出力電圧が変動するため、一般的にはＤＣ−ＤＣコンバータ等を用いて出力電圧を安定させる必要がある。ＤＣ−ＤＣコンバータとして、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、及び反転昇降圧型コンバータを用いて負荷への出力電圧を調整するよう構成した電源システムの例を、それぞれ図１〜図３に示す。
【０００４】
図１〜図３の電源システム１００において、蓄電セルＣ1〜Ｃnで構成される蓄電モジュール１０２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１，１１２，又は１１３のいずれかを介して負荷１０４に接続されている。これらのコンバータは、コイルＬ、ダイオードＤ、スイッチＳｗ、入力キャパシタＣin、及び出力キャパシタＣoutから構成されている。入出力の電圧変換比は、スイッチＳｗのスイッチング周期に対するスイッチのオン期間の比率として定義される時比率（デューティー）により決定される。
【０００５】
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いる図１の放電用電源システム１００において、Ｃoutの電圧はＣinの電圧よりも低い。すなわちコンバータ１１１の出力電圧は入力電圧よりも低くなるのであり、コンバータ１１１への入力電圧をＶin、スイッチＳｗの時比率をｄとすれば、出力電圧Ｖoutはｄ×Ｖinである。一方、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いる図２の電源システム１００においてはＣoutの電圧がＣinの電圧よりも高くなるのであり、すなわちコンバータ１１２の出力電圧が入力電圧よりも高い。この場合の出力電圧ＶoutはＶin／（１−ｄ）である。これに対し、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いる図３の電源システム１００においては、時比率を適宜選択することにより、出力電圧を入力電圧より高くすることも、あるいは低くすることもできる。この場合の出力電圧Ｖoutは（ｄ×Ｖin）／（１−ｄ）である。ただし、図３の電源システムを用いる場合はコンバータ１１３によって出力電圧の極性が反転される。
【０００６】
また、図１〜図３の電源システム１００において、蓄電モジュール１０２をＤＣ−ＤＣコンバータ１１１〜１１３それぞれの出力側に接続し、入力側には任意の電源１０５を接続することにより、電源１０５を用いて蓄電モジュール１０２を充電するための充電用電源システム２００を構成することができる。図４〜６に示されるこのような電源システム２００においては、電源１０５と蓄電モジュール１０２との間にＤＣ−ＤＣコンバータ１１１，１１２，又は１１３のいずれかを備えたことにより、蓄電モジュール１０２に印加する電圧を調整することが、言い換えれば各蓄電セルＣ1〜Ｃnに印加する電圧を調整することが可能となっている。
【０００７】
キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルに対して、それら蓄電セル各々の特性により決定される所定の最大電圧以上の電圧で充電が行われた場合、それら蓄電セルは過充電状態に陥り、その寿命が著しく縮められる。許容される最大電圧に比べて大幅に高い電圧での充電、又は最大電圧以上の電圧での長時間に亘る充電は、蓄電セルの発火や破裂へと繋がる恐れもある。同様に、蓄電セル各々に対してその特性により決定される規定値以上の大きさの電流で充電を行えば、蓄電セルの損傷を引き起こす恐れがある。このような問題を回避するため、一般的には図４〜図６に示すとおりＤＣ−ＤＣコンバータ等を用いることにより、蓄電モジュールへの電圧と電流とを制御しつつ充電が行われる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】T. Misyhima、“Experimental Evaluation of the EDLC-based Power Compensator for a Partially Shaded PV Array,” IEEE Industrial Electronics Society, 2003. pp. 1308-1313
【非特許文献２】内海、他、“多段昇圧チョッパを適用した太陽光発電システムにおける最大出力制御”、2007年電気学会全国大会予稿集、第４分冊pp.106.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記図１〜図６に示される電源システムにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電圧を低く抑えるような構成がとられていないために、コンバータ内でのスイッチ切り替えに伴う損失、ノイズ、及びダイオードのリカバリ損失が大きくなるという問題があった。
【００１０】
具体的に、まず図１〜図３に示す電源システム１００において、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には蓄電モジュール１０２を構成する全ての蓄電セルＣ1〜Ｃnが接続されているため、各蓄電セルの電圧をＶｃとすればＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧はｎ×Ｖｃである。また、出力電圧は負荷１０４の電圧ＶLoadと等しい。図４〜図６に示す電源システムにおいては、蓄電モジュール１０２を構成する全ての蓄電セルＣ1〜Ｃnがコンバータの出力側に接続されており、コンバータからの出力電圧はｎ×Ｖｃとなっている。このときの入力電圧は電源１０５の電圧ＶPSと等しい。
【００１１】
このような図１〜図６の各電源システム中のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、スイッチ切り替えに伴うスイッチングノード１０６の電圧変動範囲は、図１と図４の降圧型コンバータにおいては０〜Ｖin、図２と図５の昇圧型コンバータにおいては０〜Ｖout、そして図３と図６の反転昇降圧型コンバータにおいてはＶin〜−Ｖoutである。この電圧変動範囲が大きいほど、スイッチ切り替えに伴う損失、ノイズ、及びダイオードのリカバリ損失が大きくなる。すなわち、これら損失及びノイズを抑えるためには、スイッチングノード１０６の電圧の変動範囲を定めているコンバータの入出力電圧を小さくすることが好ましい。しかしながら、既に述べたとおり、従来の電源システムにおいては蓄電セルＣ1〜Ｃnが全てコンバータの入力側、あるいは出力側に接続されており、全ての蓄電セル電圧がコンバータの入力あるいは出力に寄与している。
【００１２】
さらに、上記スイッチングノード１０６の電圧変動範囲が大きい場合には、スイッチＳｗ及びダイオードＤとして高耐圧の素子を用いる必要がある。具体的に、上記図１の降圧型コンバータにおいてはＶin＝ｎ×Ｖｃの、図２の昇圧型コンバータにおいてはＶout＝（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）の、そして図３の反転昇降圧型コンバータにおいてはＶin＋Ｖout＝（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）の電圧に対する耐圧性を、それぞれの素子が少なくとも有していなければならない。同様に、上記図４の降圧型コンバータにおいてはＶin＝（ｎ×Ｖｃ）／ｄの、図５の昇圧型コンバータにおいてはＶout＝ｎ×Ｖｃの、そして図６の反転昇降圧型コンバータにおいてはＶin＋Ｖout＝（ｎ×Ｖｃ）／ｄの電圧に対する耐圧性を、それぞれの素子が有していなければならない（いずれの場合においても、ダイオードＤにおける順方向降下電圧を無視している。）。
【００１３】
一般的に高耐圧のスイッチは低耐圧のスイッチと比較してオン抵抗が高く、スイッチング速度が遅いため、効率の観点からは低耐圧スイッチを使用することが望ましい。同様に、高耐圧のダイオードは低耐圧のダイオードと比較して順方向降下電圧が大きく逆回復時間が長いため、効率の観点からは低耐圧ダイオードを使用することが望ましい。この点からも、スイッチングノード１０６の電圧変動範囲を抑えて低耐圧素子の使用を可能とするために、コンバータの入出力電圧を小さくすることが必要とされる。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、本件第１発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第２入力端子と第２出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第１出力端子と蓄電セル群の他端との間に、第１出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００１５】
上記構成に従い、蓄電セルの直列接続点に中間タップなどを備えた上でＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子を接続し、蓄電セル群に含まれる蓄電セルの一部のみをコンバータへの入力に用いることにより、コンバータの入力電圧Ｖin、及び入力電圧Ｖinを時比率に応じて増幅あるいは低減して得られる出力電圧Ｖoutを小さくすることができる。なお、この場合にはコンバータへの入力に寄与する蓄電セルと寄与しない蓄電セルとの間で放電速度が異なるが、放電速度の差に起因する当該蓄電セル電圧のばらつきは、バランス回路の動作によって解消される。
【００１６】
なお、本件第１発明は、後述の実施例１において詳細に説明するとおり、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第１発明の電源システムがこれらに限られるわけではない。
【００１７】
また、本件第２発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１入力端子と第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第２出力端子と蓄電セル群の他端との間に、第２出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００１８】
本発明の電源システムにおける別の一態様を示したものである。組み込まれるＤＣ−ＤＣコンバータの種類に応じて、電源システムの具体的回路構成を適宜変更することができる。なお、本件第２発明は、後述の実施例２において詳細に説明する反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第２発明の電源システムがこれに限られるわけではない。
【００１９】
また、本件第３発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第２出力端子と蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第１出力端子と第２出力端子との間に、第１出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２０】
上記第３発明は、本件第１発明の電源システムにおいて具体的な回路構成を変更することで得られるバリエーションに対応する。第１発明と同様に、本件第３発明も、後述の実施例３において詳細に説明する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第３発明の電源システムがこれらに限られるわけではない。
【００２１】
また、本件第４発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１出力端子と蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第２出力端子と第１出力端子との間に、第２出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２２】
上記第４発明は、本件第２発明の電源システムにおいて具体的な回路構成を変更することで得られるバリエーションに対応する。第２発明と同様に、本件第４発明も、後述の実施例４において詳細に説明する反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第４発明の電源システムがこれに限られるわけではない。
【００２３】
また、本件第５発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第２出力端子と第２入力端子とが電気的に接続されたコンバータと、第１入力端子と蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、を備え、第１入力端子と第２出力端子との間の電位差である、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、電源が供給する電源電圧よりも、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータの第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２４】
上記構成に従い、蓄電セルの直列接続点に中間タップなどを備えた上でＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子を接続し、蓄電セル群に含まれる蓄電セルの一部のみにコンバータからの出力電圧を供給することで、コンバータからの出力電圧を小さくすることができる。また、上記のとおり本発明が教示する回路構成を採用すれば、コンバータの入力電圧は、電源が供給する電源電圧よりも、蓄電セル群においてコンバータの第１及び第２出力端子の間にない蓄電セル、すなわちコンバータから直接の電圧出力を受けない蓄電セルの電圧の合計だけ低くなる。
【００２５】
なお、この場合にはコンバータからの出力を直接受ける蓄電セルと直接の出力を受けない蓄電セルとの間で充電速度が異なるが、充電速度の差に起因する当該蓄電セル電圧のばらつきはバランス回路の動作によって解消される。
【００２６】
なお、本件第５発明は、後述の実施例５において詳細に説明するとおり、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電用電源システムとして特に優れているが、本件第５発明の電源システムがこれらに限られるわけではない。
【００２７】
また、本件第６発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１入力端子と第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、第２入力端子と蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、を備え、第２入力端子と第２出力端子との間の電位差である、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、電源が供給する電源電圧よりも、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータの第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２８】
本発明の電源システムにおける別の一態様を示したものである。組み込まれるＤＣ−ＤＣコンバータの種類に応じて、電源システムの具体的回路構成を適宜変更することができる。なお、本件第６発明は、後述の実施例６において詳細に説明する反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電用電源システムとして特に優れているが、本件第６発明の電源システムがこれに限られるわけではない。
【００２９】
なお、上記蓄電セルの一例としては、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等を用いることができる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明による電力変換装置によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧を低圧化することで、スイッチングに伴い発生する損失やノイズを低減させることが可能となる。また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するキャパシタやコイルなどのデバイスに対して求められる耐圧条件が緩和されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータのサイズ・重量において大きな割合を占める入出力キャパシタやコイルなどの部品として低耐圧の小型デバイスを用いることが可能となり、コンバータの小型化が達成される。なお、本発明の電力変換装置にはバランス回路が備えられており、直列接続されたキャパシタにおいて充放電の進行に伴い生じる電圧のばらつきは解消される。したがって、一部のキャパシタにのみ高電圧が印加されることによりモジュール全体としての寿命が縮められる恐れはない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の放電用電源システムを示す、回路図である。
【図２】昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の放電用電源システムを示す、回路図である。
【図３】反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の放電用電源システムを示す、回路図である。
【図４】降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の充電用電源システムを示す、回路図である。
【図５】昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の充電用電源システムを示す、回路図である。
【図６】反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の充電用電源システムを示す、回路図である。
【図７】本発明に係る電源システムの第１実施形態を示す回路図である。
【図８】バランス回路の一例として用いることができる、スイッチトキャパシタを示した回路図である。
【図９】本発明に係る電源システムの第１実施形態において、コンバータとして降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１０】本発明に係る電源システムの第１実施形態において、コンバータとして昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１１】本発明に係る電源システムの第２実施形態を示す回路図である。
【図１２】本発明に係る電源システムの第２実施形態において、コンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１３】本発明に係る電源システムの第３実施形態を示す回路図である。
【図１４】本発明に係る電源システムの第３実施形態において、コンバータとして降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１５】本発明に係る電源システムの第３実施形態において、コンバータとして昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１６】本発明に係る電源システムの第４実施形態を示す回路図である。
【図１７】本発明に係る電源システムの第４実施形態において、コンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１８】本発明に係る電源システムの第５実施形態を示す回路図である。
【図１９】本発明に係る電源システムの第５実施形態において、コンバータとして降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図２０】本発明に係る電源システムの第５実施形態において、コンバータとして昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図２１】本発明に係る電源システムの第６実施形態を示す回路図である。
【図２２】本発明に係る電源システムの第６実施形態において、コンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、図７〜図２２を参照しながら、本発明に係る電源システムの実施形態を説明する。なお、電源システムに用いるコンバータとしては特に非絶縁型の降圧型、昇圧型、反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを例として挙げているが、Ｃｕｋコンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ、ＺＥＴＡコンバータ等、他種のコンバータを用いることも可能である。また、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、プッシュプルコンバータ、ブリッジコンバータ等の絶縁型コンバータを用いることも可能である。
【実施例１】
【００３３】
放電用電源システム１の構成
図７は、本件第１発明として実施することが可能な放電用電源システム１を示している。Ｃ1〜Ｃnは、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルであり、これらを直列接続することにより蓄電モジュール１０２が構成されている。蓄電モジュール１０２にはバランス回路１０１が接続されており、蓄電セルＣ1〜Ｃnの各電圧はバランス回路１０１により常に等しく維持されているものとする。
【００３４】
バランス回路１０１は、例えば図８に示されるとおりの、キャパシタＣs,1〜Ｃs,n-1、及びスイッチＱ1〜Ｑ2nからなるスイッチトキャパシタシステムとして構成された回路であってよい。
【００３５】
バランス回路１０１として図８のスイッチトキャパシタシステムを用いる場合は、スイッチＱ1〜Ｑ2nの高速スイッチングによってキャパシタＣs,1〜Ｃs,n-1と蓄電セルＣ1〜Ｃnとが相互充放電することにより、各蓄電セルの分担する電圧が均一となる。
【００３６】
具体的には、奇数番号のスイッチＱ1，Ｑ3，…Ｑ2n-1がオンであるときには、蓄電セルＣ1とキャパシタＣS,1とが、Ｃ2とＣS,2とが、…及びＣn-1とＣS,n-1とが、それぞれ並列接続されることとなるため、並列接続された蓄電セル・キャパシタ間に電圧のばらつきが発生している場合には相互充放電が行われ、電圧ばらつきが解消される方向へと向かう。また一方で、偶数番号のスイッチＱ2，Ｑ4，…Ｑ2nがオンであるときには、蓄電セルＣ2とキャパシタＣS,1とが、Ｃ3とＣS,2とが、…及びＣnとＣS,n-1とが、それぞれ並列接続されることとなるため、並列接続された蓄電セル・キャパシタ間に電圧のばらつきが発生している場合には相互充放電が行われ、電圧ばらつきが解消される方向へと向かう。
【００３７】
したがって、奇数番号のスイッチを全てオンとする状態と偶数番号のスイッチを全てオンとする状態との間でスイッチングを繰り返すことにより、各々の蓄電セルは他の全ての蓄電セルと直接的、又は間接的に（他のキャパシタを介して）相互充放電を行うのであり、蓄電セルＣ1〜Ｃnの電圧が均一化される。なお、バランス回路に用いるスイッチとしては、ＦＥＴ、サイリスタ、フォトＭＯＳ ＦＥＴ等、高速での切り替えが可能な電子的スイッチ（半導体スイッチ）を用いると都合がよい。この点については、後述のＤＣ−ＤＣコンバータに用いるスイッチＳｗにおいても同様である。ただし、本発明の電源システムに用いることのできるスイッチがこれらに限られるわけではない。またスイッチングは、スイッチ制御手段としての任意のスイッチドライバ（不図示）を用いて、例えばトランジスタのゲートに印加する電圧を切り替えることによって行うことができる。
【００３８】
また、蓄電モジュール１０２の一端（蓄電セルＣnにおいて、隣接する蓄電セルＣn-1と接続されていない側の端子）はＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１入力端子ＩＮ１と接続されており、さらにＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップが第２入力端子ＩＮ２と接続されている。したがって、蓄電モジュール１０２を構成する蓄電セルＣ1〜Ｃnのうち、特にＣm+1〜Ｃnが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３に対して電力を直接供給する。
【００３９】
負荷１０４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１出力端子ＯＵＴ１と蓄電モジュール１０２のリターン側の端子（蓄電セルＣ1において、隣接する蓄電セルＣ2と接続されていない側の端子）に接続されている。なお、上記リターン側の端子は接地されている。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されている。
【００４０】
放電用電源システム１の動作
次に、放電用電源システム１により放電動作を行ったときの、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の入出力電圧、負荷１０４へと印加される電圧、負荷１０４を流れる電流、及びバランス回路１０２を構成する各蓄電セルＣ1〜Ｃnを流れる放電電流について説明する。
【００４１】
図７において、ＩLoadはＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときに負荷１０４を流れる電流を示している。同様に、ＩL及びＩUは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときにＣ1〜Ｃm及びＣm+1〜Ｃnを流れる放電電流を示している。
【００４２】
既に述べたとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１入力端子ＩＮ１は蓄電モジュール１０２の一端と接続されている一方、第２入力端子ＩＮ２はＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップと接続されており、このためコンバータ１０３への入力に直接寄与する蓄電セルはＣm+1〜Ｃnである。したがってコンバータ１０３への入力電圧Ｖinは、バランス回路１０１によって均一化された各蓄電セルＣ1〜Ｃnの電圧をＶｃとすると、下記（１）式で表すことができる。
Ｖin＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（１）
ただし、本実施例１においては、入力電圧Ｖinを、第１入力端子と第２入力端子の間の電位差と定義している。後続の実施例２〜４においても同様である。
【００４３】
図１〜３で示した構成を採用する場合、コンバータ１１１〜１１３への入力電圧は（ｎ×Ｖｃ）となるのであり、図７の構成によれば従来に比較してコンバータへの入力電圧を低く抑えることができる。
【００４４】
ここで、図７中のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は無損失で動作するものとする。コンバータ１０３の出力電圧Ｖoutを第１出力端子ＯＵＴ１と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差とし、コンバータ１０３の出力電流Ｉoutを第１出力端子ＯＵＴ１から流れ出す電流とすると、エネルギー保存則より下記（２）式が成立する。
ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ＝Ｖout×Ｉout …（２）
ただし、上記（２）式中のＩUには、バランス回路の動作により蓄電セルＣm+1〜Ｃnに流れ込む、あるいはそこから流れ出す電流を含まないものとする。
【００４５】
電源システム１全体で考えた場合、負荷１０４に印加される負荷電圧をＶLoadとして、エネルギー保存則より下記（３）式が成立する。
ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ＋ＩL×ｍ×Ｖｃ＝ＶLoad×ＩLoad …（３）
ただし、上記（３）式中のＩU及びＩLには、バランス回路の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはそこから流れ出す電流を含まないものとする。
【００４６】
負荷電圧ＶLoadはＣ1〜Ｃmの電圧とコンバータの出力電圧Ｖoutの和と等しくなるため、下記（４）式が成立する。
ＶLoad＝ｍ×Ｖｃ＋Ｖout …（４）
また、負荷電流ＩLoadについては、下記（５）式が成立する。
ＩLoad＝Ｉout＝ＩL …（５）
【００４７】
（２）式と（５）式より、ＩUとＩLとの関係式として、下記（６）式が導かれる。
ＩU＝（Ｖout×ＩL）／｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝ …（６）
【００４８】
（６）式が示すとおり、Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除き、ＩUとＩLとは異なる値となる。ＩUとＩLとが等しくないならば、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧とＣm+1〜Ｃnのセル電圧との間には放電速度の差に起因したばらつきが発生する。しかし、このような場合であっても、バランス回路１０１の動作により蓄電セル電圧間のばらつきは解消される方向に向かう。したがって、図７に示す電源システムを安定的に動作させることが可能となる。
【００４９】
降圧型コンバータを用いた具体例
図７に示す放電用電源システム１の具体例として、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いて構成した電源システム１を図９に示す。コンバータ１１１は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。降圧型コンバータ１１１の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、スイッチＳｗのスイッチング周期に対するスイッチのオン期間の比率である時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（７）式により表される。
Ｖout＝ｄ×Ｖin＝ｄ×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（７）
【００５０】
上記（７）式と（４）式とより、負荷電圧ＶLoadは以下のとおり表される。
ＶLoad＝｛ｄ×（ｎ−ｍ）＋ｍ｝×Ｖｃ …（８）
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いずに蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接負荷１０４に接続する場合、負荷１０４にはｎ×Ｖｃの電圧が印加されるのであり、したがって図９の放電用電源システム１は降圧動作をしていることがわかる。（８）式によれば、負荷電圧ＶLoadの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１の出力電圧であるｄ×（ｎ−ｍ）×Ｖｃと、の合計に等しい。
【００５１】
次に、図９の放電用電源システム１におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、降圧型コンバータを用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する（７）式を代入することで、下記（９）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ｄ×ＩL …（９）
ただし、上記（９）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【００５２】
上記（９）式に示すとおり、図９の放電用電源システム１においてはＩU≦ＩLであり、蓄電セルＣ1〜Ｃmは蓄電セルＣm+1〜Ｃnよりも急速に放電する。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム１を安定的に動作させることが可能となる。
【００５３】
また図９の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１のスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差を、（１）式を用いてＶin＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃと表すことができる。一方、図１の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差はｎ×Ｖｃである。すなわち図９の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当するｍ×Ｖｃだけ、従来よりも低く抑えることができる。
【００５４】
したがって、図９に示す本発明の放電用電源システム１によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図１に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図１に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でもｎ×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、図９の電源システム１に用いる素子は（ｎ−ｍ）×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となるのであり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。ＤＣ−ＤＣコンバータのサイズならびに重量は、入出力のコンデンサやコイルが大きな割合を占めるが、コンバータの入出力電圧を低く抑えることにより単位容量あたりのコンデンサのサイズ、ならびに単位リップル電流あたりのコイルのサイズも同様に小型化することができる。
【００５５】
昇圧型コンバータを用いた具体例
図７に示す放電用電源システム１の、もう一つの具体例として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いて構成した電源システム１を図１０に示す。コンバータ１１２は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。昇圧型コンバータ１１２の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（１０）式により表される。
Ｖout＝Ｖin／（１−ｄ）＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ） …（１０）
【００５６】
負荷電圧ＶLoadと出力電圧Ｖoutとの間には（４）式が成立する。（４）式に上記（１０）式を代入することにより、下記（１１）式に示すとおり負荷電圧ＶLoadが求められる。
ＶLoad＝ｍ×Ｖｃ＋｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ） …（１１）
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いず蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接負荷１０４に接続する場合、負荷１０４にはｎ×Ｖｃの電圧が印加されるのであり、したがって図１０の放電用電源システム１は昇圧動作をしていることがわかる。（１１）式によれば、負荷電圧ＶLoadの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２の出力電圧である｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ）と、の合計に等しい。
【００５７】
次に、図１０の放電用電源システムにおけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、昇圧型コンバータ１１２を用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する（１０）式を代入することで、下記（１２）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ＩL／（１−ｄ） …（１２）
ただし、上記（１２）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【００５８】
上記（１２）式に示すとおり、図１０の放電用電源システム１においてはＩU≧ＩLであり、蓄電セルＣm+1〜Ｃnは蓄電セルＣ1〜Ｃmよりも急速に放電する。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム１を安定的に動作させることが可能となる。
【００５９】
また図１０の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２のスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差を、（１０）式を用いてＶout＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ）と表すことができる。一方、図２の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差は（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）である。すなわち図１０の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当する（ｍ×Ｖｃ）／（１−ｄ）だけ、従来よりも低く抑えることができる。
【００６０】
したがって、図１０に示す本発明の放電用電源システム１によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図２に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図２に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でも（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）の電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、これに対して図１０の電源システム１に用いる素子は｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ）の電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。
【実施例２】
【００６１】
放電用電源システム１の構成
ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、反転昇降圧型コンバータを用いることも可能である。本件第２発明の一例として実施することができる、反転昇降圧型コンバータを組み込むために適した放電用電源システム１の回路構成を図１１に示す。図７においてＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されていたのとは異なり、図１１の回路構成においては第１入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＩＮ１とが接続されている。
【００６２】
反転昇降圧型コンバータを用いた具体例
図１１に示すシステムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３を用いた例を図１２に示す。コンバータ１１３は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。出力キャパシタＣoutの電圧は、入力キャパシタＣinの電圧Ｖinを用いて（ｄ×Ｖin）／（１−ｄ）と表される。ただし、図１２中の「＋」記号で示されるとおり極性が反転している。第２出力端子ＯＵＴ２と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差としてコンバータ１１３の出力電圧Ｖoutを定義すれば、Ｖoutは以下の（１３）式により表される。
Ｖout＝Ｖin＋（ｄ×Ｖin）／（１−ｄ）
＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ） …（１３）
【００６３】
（１３）式は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いた場合の出力電圧を表す（１０）式と同一である。図１２の回路構成においても昇圧型コンバータ１１２を用いた場合と同様に（４）式、及び（６）式が成立することから、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた場合の負荷電圧ＶLoadは（１１）式で表され、またＩUとＩLとの関係は（１２）式で表される。すなわち、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた図１２の放電用電源システム１は、実質的には昇圧型コンバータ１１２を用いた図１０の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【００６４】
なお、上記図７〜図１２を用いて説明した具体的な放電用電源システムは、本件第１及び第２発明を実施するための単なる例に過ぎず、本発明としてこれらとは異なる構成をとることも可能である。
【００６５】
例えば、蓄電モジュール１０２を構成するそれぞれの蓄電セルは、任意の蓄電素子を複数接続してなる蓄電セルであってもよい。
【００６６】
また、バランス回路１０１は図８に示される特定の回路に限られるわけではない。バランス回路１０１は、例えば蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧とＣm+1〜Ｃnの電圧との大きさの比率を所定の値に調整するよう構成された、任意の回路であってよい。上述のとおり、負荷電圧ＶLoadの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータに直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoutとの合計に等しい。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御により負荷電圧を調整するにあたっては、負荷電圧の基準点を決定するＣ1〜Ｃmの電圧と、コンバータによる調整幅を決定するＣm+1〜Ｃnの電圧とをそれぞれ別個に設定することが好ましい場合もある。あるいは、放電により各蓄電セルの電圧が降下する間も負荷電圧の基準点を一定に保つために、Ｃ1〜Ｃmの電圧とＣm+1〜Ｃnの電圧との大きさの比率を放電の進行に伴い適宜変更するよう、バランス回路を構成することもできる。なお、上記負荷電圧の基準点とコンバータによる調整幅との設定は、中間タップを取り出すべき位置を変更する（１≦ｍ≦ｎ−１の範囲でｍを変更する）ことによっても可能である。
【００６７】
以下の実施例３〜８においても、同様に具体的実施態様を適宜変更可能である。本発明の技術的範囲には、それら全てのバリエーションが含まれる。
【実施例３】
【００６８】
放電用電源システム１の構成
図１３は、図７に示される放電用電源システム１の回路構成を一部変更することで得られる、本件第３発明として実施することが可能な放電用電源システム１を示している。図７の構成においては第２出力端子ＯＵＴ２が第２入力端子ＩＮ２と接続されていたのに対し、図１３の構成では第２出力端子ＯＵＴ２が蓄電モジュール１０２のリターン側の端子と接続されている。
【００６９】
放電用電源システム１の動作
次に、図１３の放電用電源システム１により放電動作を行ったときの各電圧・電流の関係について説明する。まず、コンバータ１０３への入力に直接寄与する蓄電セルは図７等と同様にＣm+1〜Ｃnであり、本実施例３においても（１）式が成立する。
【００７０】
また、図１３の放電用電源システム１においても、システム全体のエネルギー保存則として（３）式が成立する。また、図７の放電用電源システム１と同様に第１出力端子ＯＵＴ１と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差としてコンバータ１０３の出力電圧Ｖoutを定義すれば、図１３の構成においても（４）式が成立する。さらに、負荷電流ＩLoadについても、図７の構成と同様に（５）式が成立する。
【００７１】
（３）式，（４）式，及び（５）式より、ＩUとＩLとの関係式として、図１３の構成においても上記（６）式が導かれる。
【００７２】
（６）式が示すとおり、Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除いてＩUとＩLとは異なる値となり、各セル電圧にばらつきが発生するが、バランス回路１０１の動作によりこれを解消することでシステムの安定的動作が可能となる。
【００７３】
降圧型コンバータを用いた具体例
図１３に示す放電用電源システム１の具体例として、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４を用いて構成した電源システム１を図１４に示す。コンバータ１１４は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。降圧型コンバータ１１４の出力電圧Ｖoutは、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、図９の構成と同様に上記（７）式で表される。上記（７）式と（４）式より、負荷電圧ＶLoadは、図９に示す電源システムと同様に（８）式で表される。
【００７４】
次に、図１４の放電用電源システム１におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、降圧型コンバータ１１４を用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する（７）式を代入すれば、上記（９）式が導かれる。すなわち、ＩUとＩLとの関係は、図９に示す電源システムと同様に（９）式で表される。
【００７５】
以上のとおり、図１４の放電用電源システム１は、実質的には図９の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【００７６】
昇圧型コンバータを用いた具体例
図１３に示す放電用電源システム１の、もう一つの具体例として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５を用いて構成した電源システム１を図１５に示す。コンバータ１１５は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。昇圧型コンバータ１１５の出力電圧Ｖoutは、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、図１０の構成と同様に上記（１０）式により表される。上記（１０）式と（４）式より、負荷電圧ＶLoadは、図１０に示す電源システムと同様に（１１）式で表される。
【００７７】
次に、図１５の放電用電源システム１におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、昇圧型コンバータ１１５を用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する上記（１０）式を代入すれば、上記（１２）式が導かれる。すなわち、ＩUとＩLとの関係は、図１０に示す電源システムと同様に（１２）式で表される。
【００７８】
以上のとおり、図１５の放電用電源システム１は、実質的には図１０の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【実施例４】
【００７９】
放電用電源システム１の構成
図１６は、図１１に示される放電用電源システム１の回路構成を一部変更することで得られる、本件第４発明として実施することが可能な放電用電源システム１を示している。図１１の構成においては第１出力端子ＯＵＴ１が第１入力端子ＩＮ１と接続されていたのに対し、図１６の構成では第１出力端子ＯＵＴ１が蓄電モジュール１０２のリターン側の端子と接続されている。
【００８０】
放電用電源システム１の動作
次に、図１６の放電用電源システム１により放電動作を行ったときの各電圧・電流の関係について説明する。まず、コンバータ１０３への入力に直接寄与する蓄電セルは図７等と同様にＣm+1〜Ｃnであり、本実施例４においても（１）式が成立する。
【００８１】
また、図１６の放電用電源システム１においても、システム全体のエネルギー保存則として（３）式が成立する。また、図１１と同様に第２出力端子ＯＵＴ２と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差としてコンバータ１０３の出力電圧Ｖoutを定義すれば、出力電圧Ｖoutと負荷電圧ＶLoadとの間には（４）式が成立する。同様に、負荷電流ＩLoadについても（５）式が成立する。
【００８２】
（３）式，（４）式，及び（５）式より、ＩUとＩLとの関係式として上記（６）式が導かれる。
【００８３】
（６）式が示すとおり、Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除いてＩUとＩLとは異なる値となり、各セル電圧にばらつきが発生するが、バランス回路１０１の動作によりこれを解消することでシステムの安定的動作が可能となる。
【００８４】
反転昇降圧型コンバータを用いた具体例
図１６に示すシステムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６を用いた例を図１７に示す。コンバータ１１６は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。第２出力端子ＯＵＴ２と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差として定義されるＶoutは、図１２の電源システムと同様に（１３）式で表される。また図１７の構成においても（４）式が成立するため、負荷電圧ＶLoadは、図１０、図１２、及び図１５の電源システム１と同様に（１１）式で表される。さらに、（１３）式を上記（６）式に代入すれば、ＩUとＩLとが満たす関係式として、図１０、図１２、及び図１５の電源システムを用いた場合と同様に上記（１２）式が導かれる。
【００８５】
以上のとおり、図１７の放電用電源システム１は、実質的には図１０、図１２、及び図１５の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【実施例５】
【００８６】
充電用電源システム２の構成
図１８は、本件第５発明として実施することが可能な充電用電源システム２を示している。Ｃ1〜Ｃnは、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルであり、これらを直列接続することにより蓄電モジュール１０２が構成されている。蓄電モジュール１０２にはバランス回路１０１が接続されており、蓄電セルＣ1〜Ｃnの各電圧はバランス回路１０１により常に等しく維持されているものとする。なお、バランス回路１０１としては図８に示されるスイッチトキャパシタシステムを用いることができるが、既に述べたとおり他の任意のバランス回路を用いてもよい。
【００８７】
また、蓄電モジュール１０２の一端（蓄電セルＣnにおいて、隣接する蓄電セルＣn-1と接続されていない側の端子）はＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１出力端子ＯＵＴ１と接続されており、さらにＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップが第２出力端子ＯＵＴ２と接続されている。したがって、蓄電モジュール１０２を構成する蓄電セルＣ1〜Ｃnのうち、特にＣm+1〜Ｃnが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３から直接の電力供給を受ける。
【００８８】
直流電源１０５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１入力端子ＯＵＴ１と蓄電モジュール１０２のリターン側の端子（蓄電セルＣ1において、隣接する蓄電セルＣ2と接続されていない側の端子）に接続されている。なお、上記リターン側の端子は接地されている。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されている。
【００８９】
充電用電源システム２の動作
次に、充電用電源システム２により充電動作を行ったときの、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の入出力電圧、直流電源１０５から供給される電圧、直流電源１０５を流れる電流、及びバランス回路１０２を構成する各蓄電セルＣ1〜Ｃnを流れる充電電流について説明する。
【００９０】
図１８において、ＩPSはＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときに電源１０５を流れる電流を示している。同様に、ＩL及びＩUは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときにＣ1〜Ｃm及びＣm+1〜Ｃnを流れる充電電流を示している。
【００９１】
既に述べたとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１出力端子ＯＵＴ１は蓄電モジュール１０２の一端と接続されている一方、第２出力端子ＯＵＴ２はＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップと接続されており、このためコンバータ１０３から直接の電圧出力を受ける蓄電セルはＣm+1〜Ｃnである。したがってコンバータ１０３からの出力電圧Ｖoutは、バランス回路１０１によって均一化された各蓄電セルＣ1〜Ｃnの電圧をＶｃとすると、下記（１９）式で表すことができる。
Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（１４）
ただし、本実施例５においては、出力電圧Ｖoutを、第１出力端子と第２出力端子の間の電位差と定義している。後続の実施例６においても同様である。
【００９２】
図４〜６で示した構成を採用する場合、コンバータ１１１〜１１３からの出力電圧は（ｎ×Ｖｃ）となるのであり、図１８の構成によれば従来に比較してコンバータからの出力電圧を低く抑えることができる。
【００９３】
ここで、図１８中のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は無損失で動作するものとする。コンバータ１０３の入力電圧Ｖinを第１入力端子ＩＮ１と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差とし、コンバータ１０３の入力電流Ｉinを第１入力端子ＩＮ１に流れ込む電流とすると、エネルギー保存則より下記（１５）式が成立する。
Ｖin×Ｉin＝ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（１５）
ただし、上記（１５）式中のＩUには、バランス回路の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはそこから流れ出す電流を含まないものとする。
【００９４】
電源システム２全体で考えた場合、電源１０５の電源電圧をＶPSとして、エネルギー保存則より下記（１６）式が成立する。
ＶPS×ＩPS＝ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ＋ＩL×ｍ×Ｖｃ …（１６）
【００９５】
電源電圧ＶPSはＣ1〜Ｃmの電圧とコンバータの入力電圧Ｖinの和と等しくなるため、下記（１７）式が成立する。
ＶPS＝ｍ×Ｖｃ＋Ｖin …（１７）
また、電源電流ＩPSについては、下記（１８）式が成立する。
ＩPS＝Ｉin＝ＩL …（１８）
【００９６】
（１５）式と（１８）式より、ＩUとＩLとの関係式として、下記（１９）式が導かれる。
ＩU＝（Ｖin×ＩL）／｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝ …（１９）
【００９７】
（１９）式が示すとおり、Ｖin＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除き、ＩUとＩLとは異なる値となる。ＩUとＩLとが等しくないならば、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧とＣm+1〜Ｃnのセル電圧との間には充電速度の差に起因したばらつきが発生する。しかし、このような場合であっても、バランス回路１０１の動作により蓄電セル電圧間のばらつきは解消される方向に向かう。したがって、図１８に示す電源システムを安定的に動作させることが可能となる。
【００９８】
降圧型コンバータを用いた具体例
図１８に示す充電用電源システム２の具体例として、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いて構成した電源システム２を図１９に示す。降圧型コンバータ１１１の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、スイッチＳｗの時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（２０）式により表される。
Ｖin＝Ｖout／ｄ＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖc｝／ｄ …（２０）
【００９９】
上記（２０）式と（１７）式とより、電源電圧ＶPSは以下のとおり表される。
ＶPS＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖc｝／ｄ＋ｍ×Ｖc …（２１）
【０１００】
上記（２１）式から
ｎ×Ｖc＝ｄ×（ＶPS−ｍ×Ｖc）＋ｍ×Ｖc …（２２）
となる。さらに、上記（２２）式の両辺からＶPSを引くことで、以下の（２３）式が得られる。
ｎ×Ｖc−Ｖps＝（１−ｄ）×（ｍ×Ｖc−Ｖps） …（２３）
【０１０１】
ここで、上記（２３）式の右辺において（１−ｄ）≧０である。また、（１７）式を用いれば、（ｍ×Ｖc−Ｖps）＝−Ｖin≦０となることが示される（ただし、Ｖin≧０となるように電源電圧Ｖpsの極性を選択するものとする）。したがってｎ×Ｖc≦Ｖps，すなわちＶc≦Ｖps／ｎとなる。
【０１０２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いずに蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接電源１０５に接続する場合、各蓄電セルには電源１０５から（Ｖps／ｎ）の電圧が印加される。言い換えれば、各蓄電セルに印加される出力電圧は（Ｖps／ｎ）からＶｃへとＤＣ−ＤＣコンバータ１１１によって降圧されていることがわかる。また（１７）式によれば、電源電圧ＶPSの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１の入力電圧である｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄと、の合計に等しい。
【０１０３】
次に、図１９の充電用電源システム２におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（１９）に、降圧型コンバータを用いる場合に入力電圧Ｖinについて成立する（２０）式を代入することで、下記（２４）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ＩL／ｄ …（２４）
ただし、上記（２４）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【０１０４】
上記（２４）式に示すとおり、図１９の充電用電源システム２においてはＩU≧ＩLであり、蓄電セルＣm+1〜Ｃnは蓄電セルＣ1〜Ｃmよりも急速に充電される。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム２を安定的に動作させることが可能となる。
【０１０５】
また図１９の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１のスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差を、（２０）式を用いてＶin＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄと表すことができる。一方、図４の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差は（ｎ×Ｖｃ）／ｄである。すなわち図１９の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当する（ｍ×Ｖｃ）／ｄだけ、従来よりも低く抑えることができる。
【０１０６】
したがって、図１９に示す本発明の充電用電源システム２によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図４に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図４に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でも（ｎ×Ｖｃ）／ｄの電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、図１９の電源システム２に用いる素子は｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄの電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となるのであり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。
【０１０７】
昇圧型コンバータを用いた具体例
図１８に示す充電用電源システム２の、もう一つの具体例として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いて構成した電源システム２を図２０に示す。昇圧型コンバータ１１２の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（２５）式により表される。
Ｖin＝Ｖout×（１−ｄ）＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝×（１−ｄ） …（２５）
【０１０８】
電源電圧ＶPSと入力電圧Ｖinとの間には（１７）式が成立する。（１７）式に上記（２５）式を代入することにより、下記（２６）式に示すとおり電源電圧ＶPSが求められる。
ＶPS＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝×（１−ｄ）＋ｍ×Ｖｃ …（２６）
【０１０９】
上記（２６）式から
ｎ×Ｖc＝（ＶPS−ｍ×Ｖc）／（１−ｄ）＋ｍ×Ｖc …（２７）
となる。さらに、上記（２７）式の両辺からＶPSを引くことで、以下の（２８）式が得られる。
ｎＶc−Ｖps＝｛−ｄ／（１−ｄ）｝×（ｍ×Ｖc−Ｖps） …（２８）
【０１１０】
ここで、上記（２８）式の右辺において｛−ｄ／（１−ｄ）｝≦０である。また、（１７）式を用いれば、（ｍ×Ｖc−Ｖps）＝−Ｖin≦０となることが示される（ただし、Ｖin≧０となるように電源電圧Ｖpsの極性を選択するものとする）。したがってｎＶc≧Ｖps，すなわちＶc≧Ｖps／ｎとなる。
【０１１１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いずに蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接電源１０５に接続する場合、各蓄電セルには電源１０５から（Ｖps／ｎ）の電圧が印加される。言い換えれば、各蓄電セルに印加される出力電圧は（Ｖps／ｎ）からＶｃへとＤＣ−ＤＣコンバータ１１２によって昇圧されていることがわかる。また（２６）式によれば、電源電圧ＶPSの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２の入力電圧である｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝×（１−ｄ）と、の合計に等しい。
【０１１２】
次に、図２０の充電用電源システム２におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（１９）に、昇圧型コンバータを用いる場合に入力電圧Ｖinについて成立する（２５）式を代入することで、下記（２９）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ＩL×（１−ｄ） …（２９）
ただし、上記（２９）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【０１１３】
上記（２９）式に示すとおり、図２０の充電用電源システム２においてはＩU≦ＩLであり、蓄電セルＣ1〜Ｃmは蓄電セルＣm+1〜Ｃnよりも急速に充電される。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム２を安定的に動作させることが可能となる。
【０１１４】
また図２０の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２のスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差を、（１４）式を用いてＶout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃと表すことができる。一方、図５の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差はｎ×Ｖｃである。すなわち図２０の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当するｍ×Ｖｃだけ、従来よりも低く抑えることができる。
【０１１５】
したがって、図２０に示す本発明の充電用電源システム２によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図５に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図５に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でもｎ×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、図２０の電源システム２に用いる素子は（ｎ−ｍ）×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となるのであり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。
【実施例６】
【０１１６】
充電用電源システム２の構成
充電用電源システム２に用いるＤＣ−ＤＣコンバータとしては、反転昇降圧型コンバータを用いることも可能である。本件第６発明の一例として実施することができる、反転昇降圧型コンバータを組み込むために適した充電用電源システム２の回路構成を図２１に示す。図１８においてＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されていたのとは異なり、図２１の回路構成においては第１入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＩＮ１とが接続されている。
【０１１７】
反転昇降圧型コンバータを用いた具体例
図２１に示すシステムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３を用いた例を図２２に示す。入力キャパシタＣinの電圧は、出力キャパシタＣOUTの電圧Ｖoutを用いて｛（１−ｄ）×Ｖout｝／ｄと表される。ただし、図２２中の「＋」記号で示されるとおり極性が反転している。第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差としてコンバータ１１３の入力電圧Ｖinを定義すれば、Ｖinは以下の（３０）式により表される。
Ｖin＝｛（１−ｄ）×Ｖout｝／ｄ＋Ｖout＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄ
…（３０）
【０１１８】
（３０）式により表されるＶinの大きさは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いた場合の入力電圧を表す（２０）式により表されるＶinの大きさと同一である。図２２の回路構成においても降圧型コンバータ１１１を用いた場合と同様に（１７）式、及び（１９）式が成立することから、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた場合の電源電圧ＶPSは（２１）式で表され、またＩUとＩLとの関係は（２４）式で表される。すなわち、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた図２２の充電用電源システム２は、実質的には降圧型コンバータ１１１を用いた図１９の充電用電源システム２と同じ動作特性を有する。
【産業上の利用可能性】
【０１１９】
本発明は、二次電池、電気二重層キャパシタ、コンデンサ等の蓄電セルを用いる電源に広く適用できる。例えば太陽光発電システムにおいて、日射量に依存する不安定な太陽電池の出力電圧を所望の大きさへと制御するために、本発明を用いることができる。あるいは、本発明を蓄電源に応用することも可能である。
【符号の説明】
【０１２０】
１ 放電用電源システム
２ 充電用電源システム
１００ 放電用電源システム
１０１ バランス回路
１０２ 蓄電モジュール
１０３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０４ 負荷
１０５ 電源
１０６ スイッチングノード
１１１ 降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１２ 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１３ 反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２００ 充電用電源システム
Ｃin 入力キャパシタ
Ｃout 出力キャパシタ
Ｄ ダイオード
Ｌ コイル
ＳW，Ｑ1〜Ｑ2n スイッチ
Ｃ1〜Ｃn キャパシタ
Ｃs,1〜Ｃs,n-1 蓄電セル
ＩＮ１ 第１入力端子
ＩＮ２ 第２入力端子
ＯＵＴ１ 第１出力端子
ＯＵＴ２ 第２出力端子
ＩL 蓄電セルＣ1〜Ｃmを流れる電流
ＩU 蓄電セルＣm+1〜Ｃnを流れる電流
ＩLOAD 負荷電流
ＩPS 電源電流
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に関し、特に、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧、及び出力電圧を低くすることによって、スイッチング損失やノイズの低減、及び変換効率の改善を可能とする電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、電力によって何らかの装置を動作させるためには、その装置の特性により決定される所定の動作電圧範囲内で給電をすることが必要である。電子機器類は個々の特性に応じた所定の電圧範囲内にて動作するが、その動作電圧範囲外では動作が不安定となるか、あるいは非動作となってしまうからである。これに関して、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルを電源に用いる場合には、それら蓄電セルを複数個直列接続した蓄電モジュールとして電源を構成することにより、各蓄電セル電圧の合計電圧として出力電圧を所望の値に調整できる。
【０００３】
この場合、各蓄電セルの充放電状態に応じて蓄電モジュールの出力電圧が変動するため、一般的にはＤＣ−ＤＣコンバータ等を用いて出力電圧を安定させる必要がある。ＤＣ−ＤＣコンバータとして、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、及び反転昇降圧型コンバータを用いて負荷への出力電圧を調整するよう構成した電源システムの例を、それぞれ図１〜図３に示す。
【０００４】
図１〜図３の電源システム１００において、蓄電セルＣ1〜Ｃnで構成される蓄電モジュール１０２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１，１１２，又は１１３のいずれかを介して負荷１０４に接続されている。これらのコンバータは、コイルＬ、ダイオードＤ、スイッチＳｗ、入力キャパシタＣin、及び出力キャパシタＣoutから構成されている。入出力の電圧変換比は、スイッチＳｗのスイッチング周期に対するスイッチのオン期間の比率として定義される時比率（デューティー）により決定される。
【０００５】
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いる図１の放電用電源システム１００において、Ｃoutの電圧はＣinの電圧よりも低い。すなわちコンバータ１１１の出力電圧は入力電圧よりも低くなるのであり、コンバータ１１１への入力電圧をＶin、スイッチＳｗの時比率をｄとすれば、出力電圧Ｖoutはｄ×Ｖinである。一方、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いる図２の電源システム１００においてはＣoutの電圧がＣinの電圧よりも高くなるのであり、すなわちコンバータ１１２の出力電圧が入力電圧よりも高い。この場合の出力電圧ＶoutはＶin／（１−ｄ）である。これに対し、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いる図３の電源システム１００においては、時比率を適宜選択することにより、出力電圧を入力電圧より高くすることも、あるいは低くすることもできる。この場合の出力電圧Ｖoutは（ｄ×Ｖin）／（１−ｄ）である。ただし、図３の電源システムを用いる場合はコンバータ１１３によって出力電圧の極性が反転される。
【０００６】
また、図１〜図３の電源システム１００において、蓄電モジュール１０２をＤＣ−ＤＣコンバータ１１１〜１１３それぞれの出力側に接続し、入力側には任意の電源１０５を接続することにより、電源１０５を用いて蓄電モジュール１０２を充電するための充電用電源システム２００を構成することができる。図４〜６に示されるこのような電源システム２００においては、電源１０５と蓄電モジュール１０２との間にＤＣ−ＤＣコンバータ１１１，１１２，又は１１３のいずれかを備えたことにより、蓄電モジュール１０２に印加する電圧を調整することが、言い換えれば各蓄電セルＣ1〜Ｃnに印加する電圧を調整することが可能となっている。
【０００７】
キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルに対して、それら蓄電セル各々の特性により決定される所定の最大電圧以上の電圧で充電が行われた場合、それら蓄電セルは過充電状態に陥り、その寿命が著しく縮められる。許容される最大電圧に比べて大幅に高い電圧での充電、又は最大電圧以上の電圧での長時間に亘る充電は、蓄電セルの発火や破裂へと繋がる恐れもある。同様に、蓄電セル各々に対してその特性により決定される規定値以上の大きさの電流で充電を行えば、蓄電セルの損傷を引き起こす恐れがある。このような問題を回避するため、一般的には図４〜図６に示すとおりＤＣ−ＤＣコンバータ等を用いることにより、蓄電モジュールへの電圧と電流とを制御しつつ充電が行われる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】T. Misyhima、“Experimental Evaluation of the EDLC-based Power Compensator for a Partially Shaded PV Array,” IEEE Industrial Electronics Society, 2003. pp. 1308-1313
【非特許文献２】内海、他、“多段昇圧チョッパを適用した太陽光発電システムにおける最大出力制御”、2007年電気学会全国大会予稿集、第４分冊pp.106.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記図１〜図６に示される電源システムにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧、あるいはＤＣ−ＤＣコンバータからの出力電圧を低く抑えるような構成がとられていないために、コンバータ内でのスイッチ切り替えに伴う損失、ノイズ、及びダイオードのリカバリ損失が大きくなるという問題があった。
【００１０】
具体的に、まず図１〜図３に示す電源システム１００において、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には蓄電モジュール１０２を構成する全ての蓄電セルＣ1〜Ｃnが接続されているため、各蓄電セルの電圧をＶｃとすればＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧はｎ×Ｖｃである。また、出力電圧は負荷１０４の電圧ＶLoadと等しい。図４〜図６に示す電源システムにおいては、蓄電モジュール１０２を構成する全ての蓄電セルＣ1〜Ｃnがコンバータの出力側に接続されており、コンバータからの出力電圧はｎ×Ｖｃとなっている。このときの入力電圧は電源１０５の電圧ＶPSと等しい。
【００１１】
このような図１〜図６の各電源システム中のＤＣ−ＤＣコンバータにおける、スイッチ切り替えに伴うスイッチングノード１０６の電圧変動範囲は、図１と図４の降圧型コンバータにおいては０〜Ｖin、図２と図５の昇圧型コンバータにおいては０〜Ｖout、そして図３と図６の反転昇降圧型コンバータにおいてはＶin〜−Ｖoutである。この電圧変動範囲が大きいほど、スイッチ切り替えに伴う損失、ノイズ、及びダイオードのリカバリ損失が大きくなる。すなわち、これら損失及びノイズを抑えるためには、スイッチングノード１０６の電圧の変動範囲を定めているコンバータの入出力電圧を小さくすることが好ましい。しかしながら、既に述べたとおり、従来の電源システムにおいては蓄電セルＣ1〜Ｃnが全てコンバータの入力側、あるいは出力側に接続されており、全ての蓄電セル電圧がコンバータの入力あるいは出力に寄与している。
【００１２】
さらに、上記スイッチングノード１０６の電圧変動範囲が大きい場合には、スイッチＳｗ及びダイオードＤとして高耐圧の素子を用いる必要がある。具体的に、上記図１の降圧型コンバータにおいてはＶin＝ｎ×Ｖｃの、図２の昇圧型コンバータにおいてはＶout＝（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）の、そして図３の反転昇降圧型コンバータにおいてはＶin＋Ｖout＝（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）の電圧に対する耐圧性を、それぞれの素子が少なくとも有していなければならない。同様に、上記図４の降圧型コンバータにおいてはＶin＝（ｎ×Ｖｃ）／ｄの、図５の昇圧型コンバータにおいてはＶout＝ｎ×Ｖｃの、そして図６の反転昇降圧型コンバータにおいてはＶin＋Ｖout＝（ｎ×Ｖｃ）／ｄの電圧に対する耐圧性を、それぞれの素子が有していなければならない（いずれの場合においても、ダイオードＤにおける順方向降下電圧を無視している。）。
【００１３】
一般的に高耐圧のスイッチは低耐圧のスイッチと比較してオン抵抗が高く、スイッチング速度が遅いため、効率の観点からは低耐圧スイッチを使用することが望ましい。同様に、高耐圧のダイオードは低耐圧のダイオードと比較して順方向降下電圧が大きく逆回復時間が長いため、効率の観点からは低耐圧ダイオードを使用することが望ましい。この点からも、スイッチングノード１０６の電圧変動範囲を抑えて低耐圧素子の使用を可能とするために、コンバータの入出力電圧を小さくすることが必要とされる。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、本件第１発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第２入力端子と第２出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第１出力端子と蓄電セル群の他端との間に、第１出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００１５】
上記構成に従い、蓄電セルの直列接続点に中間タップなどを備えた上でＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子を接続し、蓄電セル群に含まれる蓄電セルの一部のみをコンバータへの入力に用いることにより、コンバータの入力電圧Ｖin、及び入力電圧Ｖinを時比率に応じて増幅あるいは低減して得られる出力電圧Ｖoutを小さくすることができる。なお、この場合にはコンバータへの入力に寄与する蓄電セルと寄与しない蓄電セルとの間で放電速度が異なるが、放電速度の差に起因する当該蓄電セル電圧のばらつきは、バランス回路の動作によって解消される。
【００１６】
なお、本件第１発明は、後述の実施例１において詳細に説明するとおり、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第１発明の電源システムがこれらに限られるわけではない。
【００１７】
また、本件第２発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１入力端子と第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第２出力端子と蓄電セル群の他端との間に、第２出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００１８】
本発明の電源システムにおける別の一態様を示したものである。組み込まれるＤＣ−ＤＣコンバータの種類に応じて、電源システムの具体的回路構成を適宜変更することができる。なお、本件第２発明は、後述の実施例２において詳細に説明する反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第２発明の電源システムがこれに限られるわけではない。
【００１９】
また、本件第３発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第２出力端子と蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第１出力端子と第２出力端子との間に、第１出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２０】
上記第３発明は、本件第１発明の電源システムにおいて具体的な回路構成を変更することで得られるバリエーションに対応する。第１発明と同様に、本件第３発明も、後述の実施例３において詳細に説明する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第３発明の電源システムがこれらに限られるわけではない。
【００２１】
また、本件第４発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１出力端子と蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、を備え、第２出力端子と第１出力端子との間に、第２出力端子と第２入力端子との間の電位差であるＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２２】
上記第４発明は、本件第２発明の電源システムにおいて具体的な回路構成を変更することで得られるバリエーションに対応する。第２発明と同様に、本件第４発明も、後述の実施例４において詳細に説明する反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた放電用電源システムとして特に優れているが、本件第４発明の電源システムがこれに限られるわけではない。
【００２３】
また、本件第５発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第２出力端子と第２入力端子とが電気的に接続されたコンバータと、第１入力端子と蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、を備え、第１入力端子と第２出力端子との間の電位差である、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、電源が供給する電源電圧よりも、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータの第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２４】
上記構成に従い、蓄電セルの直列接続点に中間タップなどを備えた上でＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子を接続し、蓄電セル群に含まれる蓄電セルの一部のみにコンバータからの出力電圧を供給することで、コンバータからの出力電圧を小さくすることができる。また、上記のとおり本発明が教示する回路構成を採用すれば、コンバータの入力電圧は、電源が供給する電源電圧よりも、蓄電セル群においてコンバータの第１及び第２出力端子の間にない蓄電セル、すなわちコンバータから直接の電圧出力を受けない蓄電セルの電圧の合計だけ低くなる。
【００２５】
なお、この場合にはコンバータからの出力を直接受ける蓄電セルと直接の出力を受けない蓄電セルとの間で充電速度が異なるが、充電速度の差に起因する当該蓄電セル電圧のばらつきはバランス回路の動作によって解消される。
【００２６】
なお、本件第５発明は、後述の実施例５において詳細に説明するとおり、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、あるいは昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電用電源システムとして特に優れているが、本件第５発明の電源システムがこれらに限られるわけではない。
【００２７】
また、本件第６発明は、１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、蓄電セル群と電気的に接続された、蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、蓄電セル群において蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１入力端子と第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、第２入力端子と蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、を備え、第２入力端子と第２出力端子との間の電位差である、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、電源が供給する電源電圧よりも、蓄電セル群においてＤＣ−ＤＣコンバータの第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システムを提供する。
【００２８】
本発明の電源システムにおける別の一態様を示したものである。組み込まれるＤＣ−ＤＣコンバータの種類に応じて、電源システムの具体的回路構成を適宜変更することができる。なお、本件第６発明は、後述の実施例６において詳細に説明する反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた充電用電源システムとして特に優れているが、本件第６発明の電源システムがこれに限られるわけではない。
【００２９】
なお、上記蓄電セルの一例としては、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等を用いることができる。
【発明の効果】
【００３０】
本発明による電力変換装置によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの入出力電圧を低圧化することで、スイッチングに伴い発生する損失やノイズを低減させることが可能となる。また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するキャパシタやコイルなどのデバイスに対して求められる耐圧条件が緩和されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータのサイズ・重量において大きな割合を占める入出力キャパシタやコイルなどの部品として低耐圧の小型デバイスを用いることが可能となり、コンバータの小型化が達成される。なお、本発明の電力変換装置にはバランス回路が備えられており、直列接続されたキャパシタにおいて充放電の進行に伴い生じる電圧のばらつきは解消される。したがって、一部のキャパシタにのみ高電圧が印加されることによりモジュール全体としての寿命が縮められる恐れはない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の放電用電源システムを示す、回路図である。
【図２】昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の放電用電源システムを示す、回路図である。
【図３】反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の放電用電源システムを示す、回路図である。
【図４】降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の充電用電源システムを示す、回路図である。
【図５】昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の充電用電源システムを示す、回路図である。
【図６】反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備えた従来の充電用電源システムを示す、回路図である。
【図７】本発明に係る電源システムの第１実施形態を示す回路図である。
【図８】バランス回路の一例として用いることができる、スイッチトキャパシタを示した回路図である。
【図９】本発明に係る電源システムの第１実施形態において、コンバータとして降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１０】本発明に係る電源システムの第１実施形態において、コンバータとして昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１１】本発明に係る電源システムの第２実施形態を示す回路図である。
【図１２】本発明に係る電源システムの第２実施形態において、コンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１３】本発明に係る電源システムの第３実施形態を示す回路図である。
【図１４】本発明に係る電源システムの第３実施形態において、コンバータとして降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１５】本発明に係る電源システムの第３実施形態において、コンバータとして昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１６】本発明に係る電源システムの第４実施形態を示す回路図である。
【図１７】本発明に係る電源システムの第４実施形態において、コンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図１８】本発明に係る電源システムの第５実施形態を示す回路図である。
【図１９】本発明に係る電源システムの第５実施形態において、コンバータとして降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図２０】本発明に係る電源システムの第５実施形態において、コンバータとして昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【図２１】本発明に係る電源システムの第６実施形態を示す回路図である。
【図２２】本発明に係る電源システムの第６実施形態において、コンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いた構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、図７〜図２２を参照しながら、本発明に係る電源システムの実施形態を説明する。なお、電源システムに用いるコンバータとしては特に非絶縁型の降圧型、昇圧型、反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを例として挙げているが、Ｃｕｋコンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ、ＺＥＴＡコンバータ等、他種のコンバータを用いることも可能である。また、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、プッシュプルコンバータ、ブリッジコンバータ等の絶縁型コンバータを用いることも可能である。
【実施例１】
【００３３】
放電用電源システム１の構成
図７は、本件第１発明として実施することが可能な放電用電源システム１を示している。Ｃ1〜Ｃnは、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルであり、これらを直列接続することにより蓄電モジュール１０２が構成されている。蓄電モジュール１０２にはバランス回路１０１が接続されており、蓄電セルＣ1〜Ｃnの各電圧はバランス回路１０１により常に等しく維持されているものとする。
【００３４】
バランス回路１０１は、例えば図８に示されるとおりの、キャパシタＣs,1〜Ｃs,n-1、及びスイッチＱ1〜Ｑ2nからなるスイッチトキャパシタシステムとして構成された回路であってよい。
【００３５】
バランス回路１０１として図８のスイッチトキャパシタシステムを用いる場合は、スイッチＱ1〜Ｑ2nの高速スイッチングによってキャパシタＣs,1〜Ｃs,n-1と蓄電セルＣ1〜Ｃnとが相互充放電することにより、各蓄電セルの分担する電圧が均一となる。
【００３６】
具体的には、奇数番号のスイッチＱ1，Ｑ3，…Ｑ2n-1がオンであるときには、蓄電セルＣ1とキャパシタＣS,1とが、Ｃ2とＣS,2とが、…及びＣn-1とＣS,n-1とが、それぞれ並列接続されることとなるため、並列接続された蓄電セル・キャパシタ間に電圧のばらつきが発生している場合には相互充放電が行われ、電圧ばらつきが解消される方向へと向かう。また一方で、偶数番号のスイッチＱ2，Ｑ4，…Ｑ2nがオンであるときには、蓄電セルＣ2とキャパシタＣS,1とが、Ｃ3とＣS,2とが、…及びＣnとＣS,n-1とが、それぞれ並列接続されることとなるため、並列接続された蓄電セル・キャパシタ間に電圧のばらつきが発生している場合には相互充放電が行われ、電圧ばらつきが解消される方向へと向かう。
【００３７】
したがって、奇数番号のスイッチを全てオンとする状態と偶数番号のスイッチを全てオンとする状態との間でスイッチングを繰り返すことにより、各々の蓄電セルは他の全ての蓄電セルと直接的、又は間接的に（他のキャパシタを介して）相互充放電を行うのであり、蓄電セルＣ1〜Ｃnの電圧が均一化される。なお、バランス回路に用いるスイッチとしては、ＦＥＴ、サイリスタ、フォトＭＯＳ ＦＥＴ等、高速での切り替えが可能な電子的スイッチ（半導体スイッチ）を用いると都合がよい。この点については、後述のＤＣ−ＤＣコンバータに用いるスイッチＳｗにおいても同様である。ただし、本発明の電源システムに用いることのできるスイッチがこれらに限られるわけではない。またスイッチングは、スイッチ制御手段としての任意のスイッチドライバ（不図示）を用いて、例えばトランジスタのゲートに印加する電圧を切り替えることによって行うことができる。
【００３８】
また、蓄電モジュール１０２の一端（蓄電セルＣnにおいて、隣接する蓄電セルＣn-1と接続されていない側の端子）はＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１入力端子ＩＮ１と接続されており、さらにＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップが第２入力端子ＩＮ２と接続されている。したがって、蓄電モジュール１０２を構成する蓄電セルＣ1〜Ｃnのうち、特にＣm+1〜Ｃnが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３に対して電力を直接供給する。
【００３９】
負荷１０４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１出力端子ＯＵＴ１と蓄電モジュール１０２のリターン側の端子（蓄電セルＣ1において、隣接する蓄電セルＣ2と接続されていない側の端子）に接続されている。なお、上記リターン側の端子は接地されている。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されている。
【００４０】
放電用電源システム１の動作
次に、放電用電源システム１により放電動作を行ったときの、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の入出力電圧、負荷１０４へと印加される電圧、負荷１０４を流れる電流、及びバランス回路１０２を構成する各蓄電セルＣ1〜Ｃnを流れる放電電流について説明する。
【００４１】
図７において、ＩLoadはＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときに負荷１０４を流れる電流を示している。同様に、ＩL及びＩUは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときにＣ1〜Ｃm及びＣm+1〜Ｃnを流れる放電電流を示している。
【００４２】
既に述べたとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１入力端子ＩＮ１は蓄電モジュール１０２の一端と接続されている一方、第２入力端子ＩＮ２はＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップと接続されており、このためコンバータ１０３への入力に直接寄与する蓄電セルはＣm+1〜Ｃnである。したがってコンバータ１０３への入力電圧Ｖinは、バランス回路１０１によって均一化された各蓄電セルＣ1〜Ｃnの電圧をＶｃとすると、下記（１）式で表すことができる。
Ｖin＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（１）
ただし、本実施例１においては、入力電圧Ｖinを、第１入力端子と第２入力端子の間の電位差と定義している。後続の実施例２〜４においても同様である。
【００４３】
図１〜３で示した構成を採用する場合、コンバータ１１１〜１１３への入力電圧は（ｎ×Ｖｃ）となるのであり、図７の構成によれば従来に比較してコンバータへの入力電圧を低く抑えることができる。
【００４４】
ここで、図７中のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は無損失で動作するものとする。コンバータ１０３の出力電圧Ｖoutを第１出力端子ＯＵＴ１と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差とし、コンバータ１０３の出力電流Ｉoutを第１出力端子ＯＵＴ１から流れ出す電流とすると、エネルギー保存則より下記（２）式が成立する。
ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ＝Ｖout×Ｉout …（２）
ただし、上記（２）式中のＩUには、バランス回路の動作により蓄電セルＣm+1〜Ｃnに流れ込む、あるいはそこから流れ出す電流を含まないものとする。
【００４５】
電源システム１全体で考えた場合、負荷１０４に印加される負荷電圧をＶLoadとして、エネルギー保存則より下記（３）式が成立する。
ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ＋ＩL×ｍ×Ｖｃ＝ＶLoad×ＩLoad …（３）
ただし、上記（３）式中のＩU及びＩLには、バランス回路の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはそこから流れ出す電流を含まないものとする。
【００４６】
負荷電圧ＶLoadはＣ1〜Ｃmの電圧とコンバータの出力電圧Ｖoutの和と等しくなるため、下記（４）式が成立する。
ＶLoad＝ｍ×Ｖｃ＋Ｖout …（４）
また、負荷電流ＩLoadについては、下記（５）式が成立する。
ＩLoad＝Ｉout＝ＩL …（５）
【００４７】
（２）式と（５）式より、ＩUとＩLとの関係式として、下記（６）式が導かれる。
ＩU＝（Ｖout×ＩL）／｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝ …（６）
【００４８】
（６）式が示すとおり、Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除き、ＩUとＩLとは異なる値となる。ＩUとＩLとが等しくないならば、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧とＣm+1〜Ｃnのセル電圧との間には放電速度の差に起因したばらつきが発生する。しかし、このような場合であっても、バランス回路１０１の動作により蓄電セル電圧間のばらつきは解消される方向に向かう。したがって、図７に示す電源システムを安定的に動作させることが可能となる。
【００４９】
降圧型コンバータを用いた具体例
図７に示す放電用電源システム１の具体例として、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いて構成した電源システム１を図９に示す。コンバータ１１１は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。降圧型コンバータ１１１の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、スイッチＳｗのスイッチング周期に対するスイッチのオン期間の比率である時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（７）式により表される。
Ｖout＝ｄ×Ｖin＝ｄ×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（７）
【００５０】
上記（７）式と（４）式とより、負荷電圧ＶLoadは以下のとおり表される。
ＶLoad＝｛ｄ×（ｎ−ｍ）＋ｍ｝×Ｖｃ …（８）
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いずに蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接負荷１０４に接続する場合、負荷１０４にはｎ×Ｖｃの電圧が印加されるのであり、したがって図９の放電用電源システム１は降圧動作をしていることがわかる。（８）式によれば、負荷電圧ＶLoadの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１の出力電圧であるｄ×（ｎ−ｍ）×Ｖｃと、の合計に等しい。
【００５１】
次に、図９の放電用電源システム１におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、降圧型コンバータを用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する（７）式を代入することで、下記（９）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ｄ×ＩL …（９）
ただし、上記（９）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【００５２】
上記（９）式に示すとおり、図９の放電用電源システム１においてはＩU≦ＩLであり、蓄電セルＣ1〜Ｃmは蓄電セルＣm+1〜Ｃnよりも急速に放電する。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム１を安定的に動作させることが可能となる。
【００５３】
また図９の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１のスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差を、（１）式を用いてＶin＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃと表すことができる。一方、図１の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差はｎ×Ｖｃである。すなわち図９の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当するｍ×Ｖｃだけ、従来よりも低く抑えることができる。
【００５４】
したがって、図９に示す本発明の放電用電源システム１によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図１に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図１に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でもｎ×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、図９の電源システム１に用いる素子は（ｎ−ｍ）×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となるのであり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。ＤＣ−ＤＣコンバータのサイズならびに重量は、入出力のコンデンサやコイルが大きな割合を占めるが、コンバータの入出力電圧を低く抑えることにより単位容量あたりのコンデンサのサイズ、ならびに単位リップル電流あたりのコイルのサイズも同様に小型化することができる。
【００５５】
昇圧型コンバータを用いた具体例
図７に示す放電用電源システム１の、もう一つの具体例として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いて構成した電源システム１を図１０に示す。コンバータ１１２は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。昇圧型コンバータ１１２の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（１０）式により表される。
Ｖout＝Ｖin／（１−ｄ）＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ） …（１０）
【００５６】
負荷電圧ＶLoadと出力電圧Ｖoutとの間には（４）式が成立する。（４）式に上記（１０）式を代入することにより、下記（１１）式に示すとおり負荷電圧ＶLoadが求められる。
ＶLoad＝ｍ×Ｖｃ＋｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ） …（１１）
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いず蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接負荷１０４に接続する場合、負荷１０４にはｎ×Ｖｃの電圧が印加されるのであり、したがって図１０の放電用電源システム１は昇圧動作をしていることがわかる。（１１）式によれば、負荷電圧ＶLoadの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２の出力電圧である｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ）と、の合計に等しい。
【００５７】
次に、図１０の放電用電源システムにおけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、昇圧型コンバータ１１２を用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する（１０）式を代入することで、下記（１２）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ＩL／（１−ｄ） …（１２）
ただし、上記（１２）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【００５８】
上記（１２）式に示すとおり、図１０の放電用電源システム１においてはＩU≧ＩLであり、蓄電セルＣm+1〜Ｃnは蓄電セルＣ1〜Ｃmよりも急速に放電する。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム１を安定的に動作させることが可能となる。
【００５９】
また図１０の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２のスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差を、（１０）式を用いてＶout＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ）と表すことができる。一方、図２の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差は（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）である。すなわち図１０の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当する（ｍ×Ｖｃ）／（１−ｄ）だけ、従来よりも低く抑えることができる。
【００６０】
したがって、図１０に示す本発明の放電用電源システム１によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図２に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図２に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でも（ｎ×Ｖｃ）／（１−ｄ）の電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、これに対して図１０の電源システム１に用いる素子は｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ）の電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。
【実施例２】
【００６１】
放電用電源システム１の構成
ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、反転昇降圧型コンバータを用いることも可能である。本件第２発明の一例として実施することができる、反転昇降圧型コンバータを組み込むために適した放電用電源システム１の回路構成を図１１に示す。図７においてＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されていたのとは異なり、図１１の回路構成においては第１入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＩＮ１とが接続されている。
【００６２】
反転昇降圧型コンバータを用いた具体例
図１１に示すシステムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３を用いた例を図１２に示す。コンバータ１１３は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。出力キャパシタＣoutの電圧は、入力キャパシタＣinの電圧Ｖinを用いて（ｄ×Ｖin）／（１−ｄ）と表される。ただし、図１２中の「＋」記号で示されるとおり極性が反転している。第２出力端子ＯＵＴ２と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差としてコンバータ１１３の出力電圧Ｖoutを定義すれば、Ｖoutは以下の（１３）式により表される。
Ｖout＝Ｖin＋（ｄ×Ｖin）／（１−ｄ）
＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／（１−ｄ） …（１３）
【００６３】
（１３）式は、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いた場合の出力電圧を表す（１０）式と同一である。図１２の回路構成においても昇圧型コンバータ１１２を用いた場合と同様に（４）式、及び（６）式が成立することから、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた場合の負荷電圧ＶLoadは（１１）式で表され、またＩUとＩLとの関係は（１２）式で表される。すなわち、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた図１２の放電用電源システム１は、実質的には昇圧型コンバータ１１２を用いた図１０の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【００６４】
なお、上記図７〜図１２を用いて説明した具体的な放電用電源システムは、本件第１及び第２発明を実施するための単なる例に過ぎず、本発明としてこれらとは異なる構成をとることも可能である。
【００６５】
例えば、蓄電モジュール１０２を構成するそれぞれの蓄電セルは、任意の蓄電素子を複数接続してなる蓄電セルであってもよい。
【００６６】
また、バランス回路１０１は図８に示される特定の回路に限られるわけではない。バランス回路１０１は、例えば蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧とＣm+1〜Ｃnの電圧との大きさの比率を所定の値に調整するよう構成された、任意の回路であってよい。上述のとおり、負荷電圧ＶLoadの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータに直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧と、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoutとの合計に等しい。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御により負荷電圧を調整するにあたっては、負荷電圧の基準点を決定するＣ1〜Ｃmの電圧と、コンバータによる調整幅を決定するＣm+1〜Ｃnの電圧とをそれぞれ別個に設定することが好ましい場合もある。あるいは、放電により各蓄電セルの電圧が降下する間も負荷電圧の基準点を一定に保つために、Ｃ1〜Ｃmの電圧とＣm+1〜Ｃnの電圧との大きさの比率を放電の進行に伴い適宜変更するよう、バランス回路を構成することもできる。なお、上記負荷電圧の基準点とコンバータによる調整幅との設定は、中間タップを取り出すべき位置を変更する（１≦ｍ≦ｎ−１の範囲でｍを変更する）ことによっても可能である。
【００６７】
以下の実施例３〜８においても、同様に具体的実施態様を適宜変更可能である。本発明の技術的範囲には、それら全てのバリエーションが含まれる。
【実施例３】
【００６８】
放電用電源システム１の構成
図１３は、図７に示される放電用電源システム１の回路構成を一部変更することで得られる、本件第３発明として実施することが可能な放電用電源システム１を示している。図７の構成においては第２出力端子ＯＵＴ２が第２入力端子ＩＮ２と接続されていたのに対し、図１３の構成では第２出力端子ＯＵＴ２が蓄電モジュール１０２のリターン側の端子と接続されている。
【００６９】
放電用電源システム１の動作
次に、図１３の放電用電源システム１により放電動作を行ったときの各電圧・電流の関係について説明する。まず、コンバータ１０３への入力に直接寄与する蓄電セルは図７等と同様にＣm+1〜Ｃnであり、本実施例３においても（１）式が成立する。
【００７０】
また、図１３の放電用電源システム１においても、システム全体のエネルギー保存則として（３）式が成立する。また、図７の放電用電源システム１と同様に第１出力端子ＯＵＴ１と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差としてコンバータ１０３の出力電圧Ｖoutを定義すれば、図１３の構成においても（４）式が成立する。さらに、負荷電流ＩLoadについても、図７の構成と同様に（５）式が成立する。
【００７１】
（３）式，（４）式，及び（５）式より、ＩUとＩLとの関係式として、図１３の構成においても上記（６）式が導かれる。
【００７２】
（６）式が示すとおり、Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除いてＩUとＩLとは異なる値となり、各セル電圧にばらつきが発生するが、バランス回路１０１の動作によりこれを解消することでシステムの安定的動作が可能となる。
【００７３】
降圧型コンバータを用いた具体例
図１３に示す放電用電源システム１の具体例として、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１４を用いて構成した電源システム１を図１４に示す。コンバータ１１４は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。降圧型コンバータ１１４の出力電圧Ｖoutは、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、図９の構成と同様に上記（７）式で表される。上記（７）式と（４）式より、負荷電圧ＶLoadは、図９に示す電源システムと同様に（８）式で表される。
【００７４】
次に、図１４の放電用電源システム１におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、降圧型コンバータ１１４を用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する（７）式を代入すれば、上記（９）式が導かれる。すなわち、ＩUとＩLとの関係は、図９に示す電源システムと同様に（９）式で表される。
【００７５】
以上のとおり、図１４の放電用電源システム１は、実質的には図９の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【００７６】
昇圧型コンバータを用いた具体例
図１３に示す放電用電源システム１の、もう一つの具体例として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１５を用いて構成した電源システム１を図１５に示す。コンバータ１１５は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。昇圧型コンバータ１１５の出力電圧Ｖoutは、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、図１０の構成と同様に上記（１０）式により表される。上記（１０）式と（４）式より、負荷電圧ＶLoadは、図１０に示す電源システムと同様に（１１）式で表される。
【００７７】
次に、図１５の放電用電源システム１におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（６）に、昇圧型コンバータ１１５を用いる場合に出力電圧Ｖoutについて成立する上記（１０）式を代入すれば、上記（１２）式が導かれる。すなわち、ＩUとＩLとの関係は、図１０に示す電源システムと同様に（１２）式で表される。
【００７８】
以上のとおり、図１５の放電用電源システム１は、実質的には図１０の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【実施例４】
【００７９】
放電用電源システム１の構成
図１６は、図１１に示される放電用電源システム１の回路構成を一部変更することで得られる、本件第４発明として実施することが可能な放電用電源システム１を示している。図１１の構成においては第１出力端子ＯＵＴ１が第１入力端子ＩＮ１と接続されていたのに対し、図１６の構成では第１出力端子ＯＵＴ１が蓄電モジュール１０２のリターン側の端子と接続されている。
【００８０】
放電用電源システム１の動作
次に、図１６の放電用電源システム１により放電動作を行ったときの各電圧・電流の関係について説明する。まず、コンバータ１０３への入力に直接寄与する蓄電セルは図７等と同様にＣm+1〜Ｃnであり、本実施例４においても（１）式が成立する。
【００８１】
また、図１６の放電用電源システム１においても、システム全体のエネルギー保存則として（３）式が成立する。また、図１１と同様に第２出力端子ＯＵＴ２と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差としてコンバータ１０３の出力電圧Ｖoutを定義すれば、出力電圧Ｖoutと負荷電圧ＶLoadとの間には（４）式が成立する。同様に、負荷電流ＩLoadについても（５）式が成立する。
【００８２】
（３）式，（４）式，及び（５）式より、ＩUとＩLとの関係式として上記（６）式が導かれる。
【００８３】
（６）式が示すとおり、Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除いてＩUとＩLとは異なる値となり、各セル電圧にばらつきが発生するが、バランス回路１０１の動作によりこれを解消することでシステムの安定的動作が可能となる。
【００８４】
反転昇降圧型コンバータを用いた具体例
図１６に示すシステムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６を用いた例を図１７に示す。コンバータ１１６は、蓄電セルＣm+1〜Ｃnからの入力電圧を、スイッチＳｗのオン・オフ切り替えにより高周波方形波電圧へと一旦変換し、これを整流及び平滑化することにより直流出力電圧を供給する。第２出力端子ＯＵＴ２と第２入力端子ＩＮ２との間の電位差として定義されるＶoutは、図１２の電源システムと同様に（１３）式で表される。また図１７の構成においても（４）式が成立するため、負荷電圧ＶLoadは、図１０、図１２、及び図１５の電源システム１と同様に（１１）式で表される。さらに、（１３）式を上記（６）式に代入すれば、ＩUとＩLとが満たす関係式として、図１０、図１２、及び図１５の電源システムを用いた場合と同様に上記（１２）式が導かれる。
【００８５】
以上のとおり、図１７の放電用電源システム１は、実質的には図１０、図１２、及び図１５の放電用電源システム１と同じ動作特性を有する。
【実施例５】
【００８６】
充電用電源システム２の構成
図１８は、本件第５発明として実施することが可能な充電用電源システム２を示している。Ｃ1〜Ｃnは、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、二次電池等の蓄電セルであり、これらを直列接続することにより蓄電モジュール１０２が構成されている。蓄電モジュール１０２にはバランス回路１０１が接続されており、蓄電セルＣ1〜Ｃnの各電圧はバランス回路１０１により常に等しく維持されているものとする。なお、バランス回路１０１としては図８に示されるスイッチトキャパシタシステムを用いることができるが、既に述べたとおり他の任意のバランス回路を用いてもよい。
【００８７】
また、蓄電モジュール１０２の一端（蓄電セルＣnにおいて、隣接する蓄電セルＣn-1と接続されていない側の端子）はＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１出力端子ＯＵＴ１と接続されており、さらにＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップが第２出力端子ＯＵＴ２と接続されている。したがって、蓄電モジュール１０２を構成する蓄電セルＣ1〜Ｃnのうち、特にＣm+1〜Ｃnが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３から直接の電力供給を受ける。
【００８８】
直流電源１０５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１入力端子ＯＵＴ１と蓄電モジュール１０２のリターン側の端子（蓄電セルＣ1において、隣接する蓄電セルＣ2と接続されていない側の端子）に接続されている。なお、上記リターン側の端子は接地されている。さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されている。
【００８９】
充電用電源システム２の動作
次に、充電用電源システム２により充電動作を行ったときの、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の入出力電圧、直流電源１０５から供給される電圧、直流電源１０５を流れる電流、及びバランス回路１０２を構成する各蓄電セルＣ1〜Ｃnを流れる充電電流について説明する。
【００９０】
図１８において、ＩPSはＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときに電源１０５を流れる電流を示している。同様に、ＩL及びＩUは、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を動作させたときにＣ1〜Ｃm及びＣm+1〜Ｃnを流れる充電電流を示している。
【００９１】
既に述べたとおり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第１出力端子ＯＵＴ１は蓄電モジュール１０２の一端と接続されている一方、第２出力端子ＯＵＴ２はＣmとＣm+1の接続点から取り出された中間タップと接続されており、このためコンバータ１０３から直接の電圧出力を受ける蓄電セルはＣm+1〜Ｃnである。したがってコンバータ１０３からの出力電圧Ｖoutは、バランス回路１０１によって均一化された各蓄電セルＣ1〜Ｃnの電圧をＶｃとすると、下記（１９）式で表すことができる。
Ｖout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（１４）
ただし、本実施例５においては、出力電圧Ｖoutを、第１出力端子と第２出力端子の間の電位差と定義している。後続の実施例６においても同様である。
【００９２】
図４〜６で示した構成を採用する場合、コンバータ１１１〜１１３からの出力電圧は（ｎ×Ｖｃ）となるのであり、図１８の構成によれば従来に比較してコンバータからの出力電圧を低く抑えることができる。
【００９３】
ここで、図１８中のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は無損失で動作するものとする。コンバータ１０３の入力電圧Ｖinを第１入力端子ＩＮ１と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差とし、コンバータ１０３の入力電流Ｉinを第１入力端子ＩＮ１に流れ込む電流とすると、エネルギー保存則より下記（１５）式が成立する。
Ｖin×Ｉin＝ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ …（１５）
ただし、上記（１５）式中のＩUには、バランス回路の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはそこから流れ出す電流を含まないものとする。
【００９４】
電源システム２全体で考えた場合、電源１０５の電源電圧をＶPSとして、エネルギー保存則より下記（１６）式が成立する。
ＶPS×ＩPS＝ＩU×（ｎ−ｍ）×Ｖｃ＋ＩL×ｍ×Ｖｃ …（１６）
【００９５】
電源電圧ＶPSはＣ1〜Ｃmの電圧とコンバータの入力電圧Ｖinの和と等しくなるため、下記（１７）式が成立する。
ＶPS＝ｍ×Ｖｃ＋Ｖin …（１７）
また、電源電流ＩPSについては、下記（１８）式が成立する。
ＩPS＝Ｉin＝ＩL …（１８）
【００９６】
（１５）式と（１８）式より、ＩUとＩLとの関係式として、下記（１９）式が導かれる。
ＩU＝（Ｖin×ＩL）／｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝ …（１９）
【００９７】
（１９）式が示すとおり、Ｖin＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃとなる場合を除き、ＩUとＩLとは異なる値となる。ＩUとＩLとが等しくないならば、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧とＣm+1〜Ｃnのセル電圧との間には充電速度の差に起因したばらつきが発生する。しかし、このような場合であっても、バランス回路１０１の動作により蓄電セル電圧間のばらつきは解消される方向に向かう。したがって、図１８に示す電源システムを安定的に動作させることが可能となる。
【００９８】
降圧型コンバータを用いた具体例
図１８に示す充電用電源システム２の具体例として、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いて構成した電源システム２を図１９に示す。降圧型コンバータ１１１の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、スイッチＳｗの時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（２０）式により表される。
Ｖin＝Ｖout／ｄ＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖc｝／ｄ …（２０）
【００９９】
上記（２０）式と（１７）式とより、電源電圧ＶPSは以下のとおり表される。
ＶPS＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖc｝／ｄ＋ｍ×Ｖc …（２１）
【０１００】
上記（２１）式から
ｎ×Ｖc＝ｄ×（ＶPS−ｍ×Ｖc）＋ｍ×Ｖc …（２２）
となる。さらに、上記（２２）式の両辺からＶPSを引くことで、以下の（２３）式が得られる。
ｎ×Ｖc−Ｖps＝（１−ｄ）×（ｍ×Ｖc−Ｖps） …（２３）
【０１０１】
ここで、上記（２３）式の右辺において（１−ｄ）≧０である。また、（１７）式を用いれば、（ｍ×Ｖc−Ｖps）＝−Ｖin≦０となることが示される（ただし、Ｖin≧０となるように電源電圧Ｖpsの極性を選択するものとする）。したがってｎ×Ｖc≦Ｖps，すなわちＶc≦Ｖps／ｎとなる。
【０１０２】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いずに蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接電源１０５に接続する場合、各蓄電セルには電源１０５から（Ｖps／ｎ）の電圧が印加される。言い換えれば、各蓄電セルに印加される出力電圧は（Ｖps／ｎ）からＶｃへとＤＣ−ＤＣコンバータ１１１によって降圧されていることがわかる。また（１７）式によれば、電源電圧ＶPSの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１の入力電圧である｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄと、の合計に等しい。
【０１０３】
次に、図１９の充電用電源システム２におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（１９）に、降圧型コンバータを用いる場合に入力電圧Ｖinについて成立する（２０）式を代入することで、下記（２４）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ＩL／ｄ …（２４）
ただし、上記（２４）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【０１０４】
上記（２４）式に示すとおり、図１９の充電用電源システム２においてはＩU≧ＩLであり、蓄電セルＣm+1〜Ｃnは蓄電セルＣ1〜Ｃmよりも急速に充電される。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム２を安定的に動作させることが可能となる。
【０１０５】
また図１９の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１のスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差を、（２０）式を用いてＶin＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄと表すことができる。一方、図４の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差は（ｎ×Ｖｃ）／ｄである。すなわち図１９の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当する（ｍ×Ｖｃ）／ｄだけ、従来よりも低く抑えることができる。
【０１０６】
したがって、図１９に示す本発明の充電用電源システム２によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図４に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図４に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でも（ｎ×Ｖｃ）／ｄの電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、図１９の電源システム２に用いる素子は｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄの電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となるのであり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。
【０１０７】
昇圧型コンバータを用いた具体例
図１８に示す充電用電源システム２の、もう一つの具体例として、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いて構成した電源システム２を図２０に示す。昇圧型コンバータ１１２の入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの関係は、時比率ｄ（０≦ｄ≦１）を用いて、下記（２５）式により表される。
Ｖin＝Ｖout×（１−ｄ）＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝×（１−ｄ） …（２５）
【０１０８】
電源電圧ＶPSと入力電圧Ｖinとの間には（１７）式が成立する。（１７）式に上記（２５）式を代入することにより、下記（２６）式に示すとおり電源電圧ＶPSが求められる。
ＶPS＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝×（１−ｄ）＋ｍ×Ｖｃ …（２６）
【０１０９】
上記（２６）式から
ｎ×Ｖc＝（ＶPS−ｍ×Ｖc）／（１−ｄ）＋ｍ×Ｖc …（２７）
となる。さらに、上記（２７）式の両辺からＶPSを引くことで、以下の（２８）式が得られる。
ｎＶc−Ｖps＝｛−ｄ／（１−ｄ）｝×（ｍ×Ｖc−Ｖps） …（２８）
【０１１０】
ここで、上記（２８）式の右辺において｛−ｄ／（１−ｄ）｝≦０である。また、（１７）式を用いれば、（ｍ×Ｖc−Ｖps）＝−Ｖin≦０となることが示される（ただし、Ｖin≧０となるように電源電圧Ｖpsの極性を選択するものとする）。したがってｎＶc≧Ｖps，すなわちＶc≧Ｖps／ｎとなる。
【０１１１】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２を用いずに蓄電セルＣ1〜Ｃnを直接電源１０５に接続する場合、各蓄電セルには電源１０５から（Ｖps／ｎ）の電圧が印加される。言い換えれば、各蓄電セルに印加される出力電圧は（Ｖps／ｎ）からＶｃへとＤＣ−ＤＣコンバータ１１２によって昇圧されていることがわかる。また（２６）式によれば、電源電圧ＶPSの大きさは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２に直接接続されていない蓄電セルＣ1〜Ｃmの電圧の和であるｍ×Ｖｃと、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２の入力電圧である｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝×（１−ｄ）と、の合計に等しい。
【０１１２】
次に、図２０の充電用電源システム２におけるＩUとＩLとの関係を求める。ＩUとＩLとが満たす関係式（１９）に、昇圧型コンバータを用いる場合に入力電圧Ｖinについて成立する（２５）式を代入することで、下記（２９）式に示すとおりの具体的な関係式が得られる。
ＩU＝ＩL×（１−ｄ） …（２９）
ただし、上記（２９）式中のＩUとＩLとはいずれも、バランス回路１０１の動作により蓄電セルＣ1〜Ｃnに流れ込む、あるいはＣ1〜Ｃnから流れ出す電流を含まないものとする。
【０１１３】
上記（２９）式に示すとおり、図２０の充電用電源システム２においてはＩU≦ＩLであり、蓄電セルＣ1〜Ｃmは蓄電セルＣm+1〜Ｃnよりも急速に充電される。したがって蓄電セル間に電圧ばらつきが発生することとなるが、バランス回路１０１の動作によりそのようなばらつきは解消されるため、電源システム２を安定的に動作させることが可能となる。
【０１１４】
また図２０の構成において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１２のスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差を、（１４）式を用いてＶout＝（ｎ−ｍ）×Ｖｃと表すことができる。一方、図５の従来構成におけるスイッチングノード１０６と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差はｎ×Ｖｃである。すなわち図２０の構成によれば、スイッチングノード１０６に印加される電圧を、Ｃ1〜Ｃmのセル電圧の寄与分に相当するｍ×Ｖｃだけ、従来よりも低く抑えることができる。
【０１１５】
したがって、図２０に示す本発明の充電用電源システム２によれば、スイッチング損失やダイオードにおけるリカバリ損失、及びスイッチングにより発生するノイズを図５に示す従来構成よりも小さく抑えることが可能となる。加えて、図５に示す従来構成ではスイッチＳｗやダイオードＤとして最低でもｎ×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えたデバイスを用いる必要があったが、図２０の電源システム２に用いる素子は（ｎ−ｍ）×Ｖｃの電圧に対する耐電圧性を備えていれば十分である。すなわち、従来よりも低耐圧のデバイスを選択することが可能となるのであり、これは電源システム全体としての小型化に繋がる。
【実施例６】
【０１１６】
充電用電源システム２の構成
充電用電源システム２に用いるＤＣ−ＤＣコンバータとしては、反転昇降圧型コンバータを用いることも可能である。本件第６発明の一例として実施することができる、反転昇降圧型コンバータを組み込むために適した充電用電源システム２の回路構成を図２１に示す。図１８においてＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２とが接続されていたのとは異なり、図２１の回路構成においては第１入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＩＮ１とが接続されている。
【０１１７】
反転昇降圧型コンバータを用いた具体例
図２１に示すシステムにおけるＤＣ−ＤＣコンバータとして反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１３を用いた例を図２２に示す。入力キャパシタＣinの電圧は、出力キャパシタＣOUTの電圧Ｖoutを用いて｛（１−ｄ）×Ｖout｝／ｄと表される。ただし、図２２中の「＋」記号で示されるとおり極性が反転している。第２入力端子ＩＮ２と第２出力端子ＯＵＴ２との間の電位差としてコンバータ１１３の入力電圧Ｖinを定義すれば、Ｖinは以下の（３０）式により表される。
Ｖin＝｛（１−ｄ）×Ｖout｝／ｄ＋Ｖout＝｛（ｎ−ｍ）×Ｖｃ｝／ｄ
…（３０）
【０１１８】
（３０）式により表されるＶinの大きさは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１１１を用いた場合の入力電圧を表す（２０）式により表されるＶinの大きさと同一である。図２２の回路構成においても降圧型コンバータ１１１を用いた場合と同様に（１７）式、及び（１９）式が成立することから、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた場合の電源電圧ＶPSは（２１）式で表され、またＩUとＩLとの関係は（２４）式で表される。すなわち、反転昇降圧型コンバータ１１３を用いた図２２の充電用電源システム２は、実質的には降圧型コンバータ１１１を用いた図１９の充電用電源システム２と同じ動作特性を有する。
【産業上の利用可能性】
【０１１９】
本発明は、二次電池、電気二重層キャパシタ、コンデンサ等の蓄電セルを用いる電源に広く適用できる。例えば太陽光発電システムにおいて、日射量に依存する不安定な太陽電池の出力電圧を所望の大きさへと制御するために、本発明を用いることができる。あるいは、本発明を蓄電源に応用することも可能である。
【符号の説明】
【０１２０】
１ 放電用電源システム
２ 充電用電源システム
１００ 放電用電源システム
１０１ バランス回路
１０２ 蓄電モジュール
１０３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１０４ 負荷
１０５ 電源
１０６ スイッチングノード
１１１ 降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１２ 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１３ 反転昇降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
２００ 充電用電源システム
Ｃin 入力キャパシタ
Ｃout 出力キャパシタ
Ｄ ダイオード
Ｌ コイル
ＳW，Ｑ1〜Ｑ2n スイッチ
Ｃ1〜Ｃn キャパシタ
Ｃs,1〜Ｃs,n-1 蓄電セル
ＩＮ１ 第１入力端子
ＩＮ２ 第２入力端子
ＯＵＴ１ 第１出力端子
ＯＵＴ２ 第２出力端子
ＩL 蓄電セルＣ1〜Ｃmを流れる電流
ＩU 蓄電セルＣm+1〜Ｃnを流れる電流
ＩLOAD 負荷電流
ＩPS 電源電流
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第２入力端子と該第２出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第１出力端子と前記蓄電セル群の他端との間に、前記第１出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項２】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第１入力端子と該第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第２出力端子と前記蓄電セル群の他端との間に、前記第２出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項３】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第２出力端子と該蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に、前記第１出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項４】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第１出力端子と該蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第２出力端子と前記第１出力端子との間に、前記第２出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項５】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第２出力端子と該第２入力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
前記第１入力端子と前記蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、
を備え、
前記第１入力端子と前記第２出力端子との間の電位差である、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、前記電源が供給する電源電圧よりも、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システム。
【請求項６】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第１入力端子と該第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
前記第２入力端子と前記蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、
を備え、
前記第２入力端子と前記第２出力端子との間の電位差である、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、前記電源が供給する電源電圧よりも、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システム。
【請求項７】
前記蓄電セルが、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、又は二次電池のうち少なくとも１つを含むことを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電源システム。
【請求項１】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第２入力端子と該第２出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第１出力端子と前記蓄電セル群の他端との間に、前記第１出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項２】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第１入力端子と該第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第２出力端子と前記蓄電セル群の他端との間に、前記第２出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項３】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第２出力端子と該蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第１出力端子と前記第２出力端子との間に、前記第１出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項４】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１入力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２入力端子と、第１及び第２出力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第１出力端子と該蓄電セル群の他端とが電気的に接続されたコンバータと、
を備え、
前記第２出力端子と前記第１出力端子との間に、前記第２出力端子と該第２入力端子との間の電位差である前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力に寄与しない蓄電セルの電圧と、の合計電圧を出力することを特徴とする、電源システム。
【請求項５】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第２出力端子と該第２入力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
前記第１入力端子と前記蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、
を備え、
前記第１入力端子と前記第２出力端子との間の電位差である、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、前記電源が供給する電源電圧よりも、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システム。
【請求項６】
１以上の蓄電素子を含んでなる蓄電セルを２以上直列接続して構成される蓄電セル群と、
前記蓄電セル群と電気的に接続された、前記蓄電セルの各々に印加される電圧を調整するバランス回路と、
前記蓄電セル群の一端と電気的に接続された第１出力端子と、該蓄電セル群において前記蓄電セル同士を接続する直列接続点のうちいずれか一つと電気的に接続された第２出力端子と、第１及び第２入力端子と、を有するＤＣ−ＤＣコンバータであって、該第１入力端子と該第１出力端子とが電気的に接続されたコンバータと、
前記第２入力端子と前記蓄電セル群の他端との間に電気的に接続された電源と、
を備え、
前記第２入力端子と前記第２出力端子との間の電位差である、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧は、前記電源が供給する電源電圧よりも、前記蓄電セル群において該ＤＣ−ＤＣコンバータの前記第１及び第２出力端子の間にない蓄電セルの電圧だけ低いことを特徴とする、電源システム。
【請求項７】
前記蓄電セルが、キャパシタ、電気二重層キャパシタ、又は二次電池のうち少なくとも１つを含むことを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の電源システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【公開番号】特開２０１１−１５５７６６（Ｐ２０１１−１５５７６６Ａ）
【公開日】平成２３年８月１１日（２０１１．８．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１５４８６（Ｐ２０１０−１５４８６）
【出願日】平成２２年１月２７日（２０１０．１．２７）
【出願人】（５０３３６１４００）独立行政法人 宇宙航空研究開発機構 (453)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年８月１１日（２０１１．８．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１月２７日（２０１０．１．２７）
【出願人】（５０３３６１４００）独立行政法人 宇宙航空研究開発機構 (453)
【Ｆターム（参考）】
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