絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ

【課題】信号伝達用トランスの２次側に生じるノイズの問題を解消して安定性の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】主脚部６ｂに巻回した電力伝達用の巻線Ａおよび副脚部６ａ，６ｃに巻回した信号伝達用の巻線Ｂを備えたトランスＴを用い、巻線Ａに発生する磁束により巻線Ｂに発生する電圧の極性が、パルス信号発生回路２１により主スイッチ素子Ｑ１の駆動電圧が印加された時に巻線Ｂへ出力される電圧の極性と同じになるように２つの副脚部６ａ，６ｃの断面積を異ならせる。または巻線の巻回数を異ならせる。その上で、パルス信号発生回路２１の電源端（ＶＤＤ）と巻線Ｂとの間に第１のクランプ用ダイオードＤ１を設け、巻線Ｂの両端に、カソードが該パルス信号発生回路２１に接続されるように、第２のクランプ用ダイオードＤ２を設ける。

【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであり、特に電力伝達用トランスと信号伝達用トランスとを兼ねるトランスを用いた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一組のコアを備え、電力伝達用トランスおよび信号伝達用トランスを兼ねる単一のトランスと、それを用いた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータが特許文献１に開示されている。
【０００３】
ここで、特許文献１に示されているトランスの構成について図１〜図３を参照して説明する。
【０００４】
図１・図２は特許文献１に係るトランスの構成例を示す図である。図２は多層基板の各層パターンを示す図、図１は図２に示すＸ１−Ｘ１，Ｘ２−Ｘ２，Ｘ３−Ｘ３，Ｘ４−Ｘ４部分でのトランスの側面図である。このトランスは、図１・図２に示すように、第１プリントコイル基板１１、第２プリントコイル基板１２、第３プリントコイル基板１３、第４プリントコイル基板１４、およびこれらのコイルの戻り線を形成する層と合わせて８層の多層基板を備えている。
【０００５】
この８層の多層基板には、Ｅ−Ｅ型、またはＥ−Ｉ型の３本脚コアの２本の副脚部６ａ，６ｃと１本の主脚部６ｂが貫通する２個の外孔１１ａ，１１ｃと１個の中孔１１ｂを一直線状に配置形成している。前記３本脚の１対のコアで前記多層基板を挟んで嵌め合わせて閉磁路を構成している。
【０００６】
前記３本脚コアにおいて、２本の副脚部の断面積および主脚部と副脚部の距離は均等であり、主脚部と各々の副脚部が形成する２個の磁路は、その磁気抵抗が等しい。第１プリントコイル基板１１、第３プリントコイル基板１３には、中孔１１ｂの周囲すなわち主脚部の周囲に渦状にコイルを巻回し、電力伝達用トランス部の１次コイルと２次コイルを構成している。第２プリントコイル基板１２、第４プリントコイル基板１４には、一方の外孔１１ａの周囲すなわち第１副脚部６ａの周囲の周囲に時計方向のコイルを巻回し、他方の外孔１１ｃの周囲すなわち第２副脚部６ｃの周囲に反時計方向のコイルをそれぞれ同数巻回し、それらを直列接続して信号伝達用トランス部の１次コイルと２次コイルを構成している。
【０００７】
図３は前記Ｅ−Ｅ型コアによって構成されるトランスの磁路を表している。図中のループ状の矢印Ｂａ，Ｂｂは前記電力伝達用トランス部よる磁束の経路、Ｂｃは前記信号伝達用トランス部による磁束の経路である。このように信号伝達用トランス部において、電力伝達用トランス部の動作によって第１副脚部６ａの周囲に巻回されたコイルに誘起される電圧は、第２副脚部６ｂの周囲に巻回されたコイルに誘起される逆方向で絶対値が等しい電圧で打ち消されるので、ゼロボルトになる。信号伝達用トランス部の動作によって第１副脚部に発生する磁束と第２副脚部に発生する磁束とは、主脚部では打ち消しあうので、信号伝達用トランス部の動作は電力伝達用トランス部に影響を与えない。この原理によって、電力伝達用トランス部と信号伝達用トランス部は１個のコアを共用しつつ、互いに独立に動作する。
【０００８】
前記特許文献１のような構造のトランスは、例えば図４に示すような絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの電力伝達用トランスＴ１および信号伝達用トランスＴ２として用いることができる。図４において、トランスＴ１は電力伝達用トランス、トランスＴ２は信号伝達用トランスである。電力伝達用トランスＴ１の巻線Ａには直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続し、この直列回路を入力端子＋Ｖｉｎ・−Ｖｉｎの間に接続している。電力伝達用トランスＴ１の巻線Ｃには整流スイッチ素子Ｑ２、転流スイッチ素子Ｑ３、チョークコイルＬ１およびコンデンサＣ２からなる同期整流回路を接続している。同期整流器駆動回路２３は整流スイッチ素子Ｑ２および転流スイッチ素子Ｑ３をオン・オフ制御する。信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｂには、主スイッチ素子Ｑ１のゲートおよび信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｂに対して与えるパルス信号を発生するパルス信号発生回路２１を設けている。また、この巻線ＢにはコンデンサＣ１を直列に接続して、Ｑ１へ与えられるパルス信号の微分信号を供給するように構成している。さらに巻線ＢにはダイオードＤ２を並列に接続して、信号伝達用トランスＴ２の巻線ＤにＱ１の立ち上がりタイミングのパルス信号のみが発生するように構成している。
【０００９】
信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｄにはパルス信号再生回路２２を接続している。このパルス信号再生回路２２は信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｄの起電圧を入力してパルス信号発生回路２１の立ち上がりタイミングの信号を同期整流器駆動回路２３へ与える。
【００１０】
図５は図４に示した各部の電圧波形図である。（ａ）はパルス信号発生回路２１の出力信号、（ｂ）は電力伝達用トランスＴ１の巻線電圧、（ｃ）はトランスの第１副脚部（図１・図２に示した６ａ）に巻回した信号伝達用巻線の電圧、（ｄ）はトランスの第２副脚部（図１・図２に示した６ｃ）に巻回した信号伝達用巻線の電圧、（ｅ）は信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｄの電圧である。
【００１１】
図４に示したパルス信号再生回路２２は図５の（ｅ）に示したパルス信号に応じてパルス信号発生回路２１が発生するパルス信号と同様のパルス信号を発生する。
【特許文献１】特開２０００−２６０６３９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
ところが図５の（ｅ）に示した波形は理想的な場合であって、実際にはトランスの第１・第２の副脚部のそれぞれの断面積や、ギャップ部分のばらつきがあるので、図５の（ｆ）または（ｇ）に示すような電圧が発生する。
【００１３】
図３に示した電力伝達用巻線により第１副脚部６ａを通る磁束Ｂａが、第２の副脚部６ｃを通る磁束Ｂｂより大きい場合、第１副脚部６ａに巻回された信号伝達用巻線の電圧が第２副脚部６ｃの信号伝達用巻線電圧より相対的に大きくなるので、図５（ｆ）に示すような電圧が表れる。
【００１４】
逆に、図３に示した電力伝達用巻線により第１副脚部６ａを通る磁束Ｂａが、第２の副脚部６ｃを通る磁束Ｂｂより小さい場合、第１副脚部６ｂに巻回された信号伝達用巻線の電圧が第２副脚部６ｃの信号伝達用巻線電圧より相対的に大きくなるので、図５（ｇ）に示すような電圧が表れる。
【００１５】
図５（ｆ）の場合、出力信号電圧が低下し、パルス信号が必要のない期間で信号と同方向にノイズＮ１２が発生する。また図５（ｇ）の場合、出力信号電圧がＶ２′分上昇し、パルス信号電圧が上昇している期間がノイズＮ２１により伸びる。
【００１６】
なお、Ｎ１１，Ｎ２２で示すマイナス方向のノイズは図４に示したダイオードＤ２によってクランプされ、それよりマイナス方向には増大しない。
【００１７】
ここで特に問題となるのは図５の（ｆ）に示した状態である。パルス信号が必要でない期間にノイズＮ１２が発生して同期整流器駆動回路２３による整流スイッチ素子Ｑ２および転流スイッチ素子Ｑ３の制御が誤動作するおそれがある。また図５の（ｇ）に示した状態ではパルス信号の増大分Ｖ２′が大きすぎるとパルス信号再生回路２２が誤動作する恐れがある。
【００１８】
そこで、この発明の目的は、信号伝達用トランスの２次側に生じるノイズの問題を解消して安定性の高い絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
この発明の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは次のように構成する。
（１）コアとこのコアに結合する電力伝達用巻線および信号伝達用巻線を備え、前記電力伝達用巻線が前記コアの主脚部に結合する電力伝達用１次側巻線および電力伝達用２次側巻線からなり、前記信号伝達用巻線が前記コアの少なくとも２つの副脚部に結合して、前記電力伝達用巻線が発生する磁束を受けて発生する起電力を打ち消すようにそれぞれ結線した信号伝達用１次側巻線および信号伝達用２次側巻線からなるトランスと、
前記電力伝達用１次側巻線に直列に接続した主スイッチ素子（Ｑ１）と、
前記主スイッチ素子（Ｑ１）をパルス信号で制御するとともに前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）に前記主スイッチ素子の駆動電圧の立ち上がり信号を印加するパルス信号発生回路（２１）と、
前記トランスの電力伝達用２次側巻線（Ｃ）に接続され、前記主スイッチ素子（Ｑ１）のオン・オフに同期して整流する同期整流器（Ｑ２，Ｑ３）と、
前記信号伝達用２次側巻線の出力信号によって前記同期整流器を駆動する同期整流器駆動回路（２３）と、
前記電力伝達用巻線が発生する磁束により前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）に発生する電圧の極性が、前記パルス信号発生回路（２１）により前記主スイッチ素子（Ｑ１）の駆動電圧が印加されたときの前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）への出力電圧の極性と同じになるように、前記信号伝達用巻線が結合する前記少なくとも２つの副脚部（６ａ，６ｃ）の断面積を異ならせ、または前記信号伝達用巻線が結合する前記少なくとも２つの副脚部（６ａ，６ｃ）に対する巻線の巻回数を異ならせ、
前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）に入力する前記主スイッチ素子（Ｑ１）に対する駆動電圧を供給する前記パルス信号発生回路（２１）の電源端（ＶＤＤ）と前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）との間に逆バイアス方向に第１のクランプ用ダイオード（Ｄ１）を接続する。
【００２０】
（２）両端が前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）の両端に接続され、カソードが前記パルス信号発生回路の出力端に接続された第２のクランプ用ダイオード（Ｄ２）を設ける。
【００２１】
（３）前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）と前記パルス信号発生回路（２１）のグランドとの間に容量負荷を設け、前記パルス信号発生回路（２１）のグランドと前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）との間に、前記主スイッチ素子（Ｑ１）の駆動電圧の立ち下がり信号を導通させる第３のクランプ用ダイオード（Ｄ３）を設ける。
【００２２】
（４）前記主スイッチ素子（Ｑ１）はＭＯＳ−ＦＥＴであり、該ＭＯＳ−ＦＥＴのソースを前記グランドに接続し、ゲートを前記第１のクランプ用ダイオード（Ｄ１）と前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）との接続部に接続し、前記パルス信号発生回路（２１）のグランドと前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）との間に、前記主スイッチ素子（Ｑ１）の駆動電圧の立ち下がり信号を導通させる第３のクランプ用ダイオード（Ｄ３）を設ける。
【発明の効果】
【００２３】
（１）電力伝達用巻線が発生する磁束により信号伝達用２次側巻線（Ｄ）に発生する電圧の極性が、パルス信号発生回路（２１）により主スイッチ素子（Ｑ１）の駆動電圧の立ち上がり信号が印加された時に信号伝達用２次側巻線（Ｄ）へ出力される電圧の極性と同じになるので、トランスの第１・第２の副脚部のそれぞれの断面積や、ギャップ部分のばらつきがあっても常に図５の（ｇ）に示した状態とすることができる。
【００２４】
また、信号伝達用１次側巻線（Ｂ）に入力する主スイッチ素子（Ｑ１）に対する駆動電圧の立ち上がり信号の伝達と同電位の電圧源であるパルス信号発生回路（２１）の電源端と信号伝達用１次側巻線（Ｂ）との間に逆バイアス方向に第１のクランプ用ダイオード（Ｄ１）を接続したことにより、上記第１のクランプ用ダイオード（Ｄ１）によって図５の（ｇ）に示した電圧Ｖ２′の上昇がクランプ用ダイオードの順方向電圧に制限されて、それ以上には上昇しない。そのため、図５の（ｆ），（ｇ）で示したいずれの状態での誤動作をも防止できる。
【００２５】
（２）両端が前記信号伝達用１次側巻線の両端に接続され、カソードが前記パルス信号発生回路の出力端に接続された第２のクランプ用ダイオード（Ｄ２）が設けられていることにより、信号伝達用１次巻線のマイナス方向の電圧が第２のクランプ用ダイオード（Ｄ２）の順方向降下電圧でクランプされ、信号伝達用１次巻線にマイナス方向の電圧が生じることによる誤動作が防止できる。
【００２６】
（３）信号伝達用１次側巻線（Ｂ）とパルス信号発生回路（２１）のグランドとの間に容量負荷（Ｃ１）が設けられていることにより、信号伝達用２次側巻線（Ｄ）にはパルス信号発生回路２１が発生するパルス信号の微分波形電圧が発生する。そして、第３のクランプ用ダイオード（Ｄ３）は、パルス信号発生回路（２１）のグランドと信号伝達用１次側巻線（Ｂ）との間で主スイッチ素子（Ｑ１）の駆動電圧の立ち下がり電圧を導通させるので、主スイッチ素子（Ｑ１）の駆動電圧の立ち下がり信号を伝達させる場合にもノイズを低減することができる。
【００２７】
（４）主スイッチ素子（Ｑ１）をＭＯＳＦＥＴとし、ＭＯＳＦＥＴのソースをグランドに接続し、ゲートを第１のクランプ用ダイオード（Ｄ１）と信号伝達用１次側巻線（Ｂ）との接続部に接続することによって、ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間の寄生容量が利用でき、前記信号伝達用１次側巻線（Ｂ）とパルス信号発生回路（２１）のグランドとの間の容量負荷が不要となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成および動作について図６〜図８を参照して説明する。
図６は第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。図６において、トランスＴ１は電力伝達用トランス、トランスＴ２は信号伝達用トランスである。電力伝達用トランスＴ１の巻線Ａ（この発明に係る電力伝達用１次側巻線）には直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続し、この直列回路を入力端子＋Ｖｉｎ・−Ｖｉｎの間に接続している。電力伝達用トランスＴ１の巻線Ｃ（この発明に係る電力伝達用２次側巻線）には整流スイッチ素子Ｑ２、転流スイッチ素子Ｑ３、チョークコイルＬ１およびコンデンサＣ２からなる同期整流回路を接続している。ここで、整流スイッチ素子Ｑ２および転流スイッチ素子Ｑ３が同期整流器である。同期整流器駆動回路２３は整流スイッチ素子Ｑ２および転流スイッチ素子Ｑ３をオン・オフ制御する。信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｂ（この発明に係る信号伝達用１次側巻線）には、主スイッチ素子Ｑ１のゲートおよび信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｂに対して与えるパルス信号を発生するパルス信号発生回路２１を設けている。また、この巻線ＢにはコンデンサＣ１を直列に接続して、Ｑ１へ与えられるパルス信号の微分信号を供給するように構成している。さらに巻線Ｂには第２のクランプ用ダイオードＤ２を並列に接続して、信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｄ（この発明に係る信号伝達用２次側巻線）にＱ１の立ち上がりタイミングのパルス信号のみが発生するように構成している。
【００２９】
信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｄにはパルス信号再生回路２２を接続している。このパルス信号再生回路２２は信号伝達用トランスＴ２の巻線Ｄの起電圧を入力してパルス信号発生回路２１の立ち上がりタイミングの信号を同期整流器駆動回路２３へ与える。
【００３０】
図４に示した従来の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路と異なり、パルス信号発生回路２１の電源端（ＶＤＤ）と巻線Ｂとの間に第１のクランプ用ダイオードＤ１を接続している。主スイッチ素子Ｑ１のゲートに対する駆動電圧の電圧および巻線Ｂへの印加電圧はパルス信号発生回路２１の電源端ＶＤＤへの電源電圧Ｖｄｄに等しい。
【００３１】
図７はこの第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで用いるトランスの構成および回路の主要部との関係を示す図である。
【００３２】
図７（Ａ）に示す例では、トランスＴの第１副脚部６ａの断面積Ｓｘより第２副脚部６ｃの断面積Ｓｙが大きくなる関係としている。主脚部６ｂの巻線Ａに接続している電源Ｅは図４に示した入力端子＋Ｖｉｎ・−ｖｉｎに接続される電源である。
【００３３】
この構成により、巻線Ａが発生する磁束により巻線Ｂに発生する電圧の極性が、パルス信号発生回路２１により主スイッチ素子Ｑ１の駆動電圧が印加された時に巻線Ｂへ出力される電圧と同極性となる。
【００３４】
図７（Ｂ）に示す例では、第１副脚部６ａに対する巻線の巻回数Ｎｘが第２副脚部６ｃに対する巻線の巻回数Ｎｙより少なくしている。この場合にも巻線Ａが発生する磁束により巻線Ｂに発生する電圧の極性が、パルス信号発生回路２１により主スイッチ素子Ｑ１の駆動電圧が印加された時に巻線Ｂへ出力される電圧と同極性となる。
【００３５】
図８は図６・図７に示した回路各部の電圧波形図である。（ａ）はパルス信号発生回路２１の出力信号、（ｂ）は巻線Ａの両端電圧、（ｃ）は巻線Ｂの両端電圧、（ｄ）は巻線Ｄの電圧である。
【００３６】
このように巻線Ｂの電圧には巻線Ａが発生する磁束によるノイズ成分が重畳される。ただし正方向の電圧は、回路図中Ｐ１の電位がＶｄｄ＋Ｄ１Ｖｆ（ダイオードＤ１の順方向降下電圧）を超えようとするときにダイオードＤ１が導通するので、その電圧を超えることはない。すなわちダイオードＤ１によってＰ１の電位はＶｄｄ＋Ｄ１Ｖｆにクランプされる。
【００３７】
一方マイナス方向は、Ｐ１点の電位がダイオードＤ２の順方向降下電圧Ｄ２Ｖｆより下がることはない。すなわちダイオードＤ２によってＤ２Ｖｆにクランプされる。
【００３８】
したがってこのような巻線Ｂの電圧が信号伝達用トランスＴ２に印加されることにより、巻線Ｄには図８の（ｄ）に示すように巻線Ｂの微分電圧信号が発生する。この時に生じるノイズ電圧は前記ダイオードＤ１，Ｄ２によりクランプされた電圧を超えることはない。
【００３９】
図６に示したパルス信号再生回路２２は、パルス信号発生回路２１が発生するパルス信号を正常に再生して、同期整流器駆動回路２３は整流スイッチ素子Ｑ２および転流スイッチ素子Ｑ３を正しく駆動することができる。
【００４０】
《第２の実施形態》
第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータについて図９〜図１１を参照して説明する。
図９は第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。この例では、第１の実施形態として示した図６のダイオードＤ２を取り除き、ダイオードＤ１のアノード（巻線Ｂとの接続点）とパルス信号発生回路２１のグランドＧＮＤとの間にダイオードＤ３を設けている。
【００４１】
図６に示した例では巻線Ｂに対して並列にダイオードＤ２を接続することによって、パルス信号発生回路２１から出力されるパルス信号の負電圧がダイオードＤ２に対して順方向に掛かって巻線Ｂに印加されないように構成して、巻線Ｄの出力にマイナス方向のパルス信号が発生しないようにしたが、この第２の実施形態ではパルス信号発生回路２１の出力信号の立ち下がりタイミング（主スイッチ素子Ｑ１のターンオフタイミング）も２次側で利用するために上記ダイオードＤ２を取り除いている。
【００４２】
図１０はこの第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで用いるトランスの構成および回路の主要部との関係を示す図である。
【００４３】
図１０（Ａ）に示す例では、トランスＴの第１副脚部６ａの断面積Ｓｘより第２副脚部６ｃの断面積Ｓｙが大きくなる関係としている。主脚部６ｂの巻線Ａに接続している電源Ｅは図４に示した入力端子＋Ｖｉｎ・−ｖｉｎに接続される電源である。
【００４４】
この構成により、巻線Ａが発生する磁束により巻線Ｂに発生する電圧の極性が、パルス信号発生回路２１により主スイッチ素子Ｑ１の駆動電圧が印加された時に巻線Ｂへ出力される電圧と同極性となる。
【００４５】
図１０（Ｂ）に示す例では、第１副脚部６ａに対する巻線の巻回数Ｎｘが第２副脚部６ｃに対する巻線の巻回数Ｎｙより小さくしている。この場合にも巻線Ａが発生する磁束により巻線Ｂに発生する電圧の極性が、パルス信号発生回路２１により主スイッチ素子Ｑ１の駆動電圧が印加された時に巻線Ｂへ出力される電圧と同極性となる。
【００４６】
図１１は図９・図１０に示した回路各部の電圧波形図である。（ａ）はパルス信号発生回路２１の出力信号、（ｂ）は巻線Ａの両端電圧、（ｃ）は巻線Ｂの両端電圧、（ｄ）は巻線Ｄの電圧である。
【００４７】
パルス信号発生回路２１の出力電圧が正の期間では第１の実施形態の場合と同様に、巻線Ｂの電圧には巻線Ａが発生する磁束によるノイズ成分が重畳される。ただし正方向の電圧は、回路図中Ｐ１の電位がＶｄｄ＋Ｄ１Ｖｆ（ダイオードＤ１の順方向降下電圧）を超えようとするときにダイオードＤ１が導通するので、その電圧を超えることはない。すなわちダイオードＤ１によってＰ１の電位はＶｄｄ＋Ｄ１Ｖｆにクランプされる。
【００４８】
パルス信号発生回路２１の出力電圧が０の時、巻線Ｂの両端電圧（Ｐ０に対するＰ１の電位）はマイナスとなるが、パルス信号発生回路２１の出力端ＯＵＴがグランド電位となって、巻線Ｂのマイナス方向の印加電圧はダイオードＤ３の順方向降下電圧Ｄ３Ｖｆよりマイナス側に大きくなることはない。すなわちダイオードＤ３によってクランプされる。
【００４９】
そのため巻線Ｄの電圧は図１１の（ｄ）に示すように巻線Ｂの微分電圧信号が発生する。但し、パルス信号発生回路２１の発生する出力電圧の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング以外の期間での電圧レベルはダイオードＤ１，Ｄ３によりクランプされたノイズ電圧レベルとなる。
【００５０】
これによりパルス信号再生回路２２は誤動作することなく、パルス信号発生回路２１が出力する信号を再生し、同期整流器駆動回路２３は主スイッチ素子Ｑ１のオン・オフに同期して整流スイッチ素子Ｑ２および転流スイッチ素子Ｑ３をスイッチングすることができる。
【００５１】
《第３の実施形態》
図１２は第３の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
第２の実施形態として図９に示した回路と異なるのは、コンデンサＣ１を備えていない点と、ダイオードＤ１，Ｄ３の接続関係である。すなわち、図１２に示す例では、主スイッチ素子Ｑ１のソースをグランドに接続し、ゲートを第１のクランプ用ダイオードＤ１と巻線Ｂとの接続部に接続している。また第３のクランプ用ダイオードＤ３を図９の場合と同様にダイオードＤ１と巻線Ｂとの接続部とグランドＧＮＤとの間に設けている。
【００５２】
このような構成により、主スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間の寄生容量がちょうど図９においてＣ１で示したコンデンサと同様に作用する。したがって個別部品としてのコンデンサＣ１を用いることなく第２の実施形態で示した回路と同様の作用効果を奏することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】特許文献１に示されているトランスの構成を示す図である。
【図２】同トランスの多層基板の各層パターンを示す図である。
【図３】同トランスの電力伝達用巻線および信号伝達用巻線による磁束の関係を示す図である。
【図４】特許文献１に示されているトランスを用いた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示す図である。
【図５】同回路各部の電圧波形図である。
【図６】第１の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図７】同絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで用いるトランスおよび回路主要部の関係を示す図である。
【図８】図６各部の電圧波形図である。
【図９】第２の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図１０】同絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで用いるトランスおよび回路主要部の関係を示す図である。
【図１１】図９各部の電圧波形図である。
【図１２】第３の実施形態に係る絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【符号の説明】
【００５４】
６ａ−第１副脚部
６ｂ−主脚部
６ｃ−第２副脚部
２１−パルス信号発生回路
２２，２４−パルス信号再生回路
２３−同期整流器駆動回路
Ｑ１−主スイッチ素子
Ｑ２−整流スイッチ素子
Ｑ３−転流スイッチ素子
Ｌ１−チョークコイル
Ｔ−トランス
Ｔ１−電力伝達用トランス
Ｔ２−信号伝達用トランス
Ｄ１−第１のクランプ用ダイオード
Ｄ２−第２のクランプ用ダイオード
Ｄ３−第３のクランプ用ダイオード

【特許請求の範囲】
【請求項１】
コアとこのコアに結合する電力伝達用巻線および信号伝達用巻線を備え、前記電力伝達用巻線が前記コアの主脚部に結合する電力伝達用１次側巻線および電力伝達用２次側巻線からなり、前記信号伝達用巻線が前記コアの少なくとも２つの副脚部に結合して、前記電力伝達用巻線が発生する磁束を受けて発生する起電力を打ち消すようにそれぞれ結線した信号伝達用１次側巻線および信号伝達用２次側巻線からなるトランスと、
前記電力伝達用１次側巻線に直列に接続した主スイッチ素子と、
前記主スイッチ素子をパルス信号で制御するとともに前記信号伝達用１次側巻線に前記主スイッチ素子の駆動電圧の立ち上がり信号を印加するパルス信号発生回路と、
前記トランスの電力伝達用２次側巻線に接続され、前記主スイッチ素子のオン・オフに同期して整流する同期整流器と、
前記信号伝達用２次側巻線の出力信号によって前記同期整流器を駆動する同期整流器駆動回路と、
前記電力伝達用巻線が発生する磁束により前記信号伝達用１次側巻線に発生する電圧の極性が、前記パルス信号発生回路により前記主スイッチ素子の駆動電圧が印加されたときの前記信号伝達用１次側巻線への出力電圧の極性と同じになるように、前記信号伝達用巻線が結合する前記少なくとも２つの副脚部の断面積を異ならせ、または前記信号伝達用巻線が結合する前記少なくとも２つの副脚部に対する巻線の巻回数を異ならせ、
前記信号伝達用１次側巻線に入力する前記主スイッチ素子に対する駆動電圧を供給する前記パルス信号発生回路の電源端と前記信号伝達用１次側巻線との間に逆バイアス方向に第１のクランプ用ダイオードを接続したことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
両端が前記信号伝達用１次側巻線の両端に接続され、カソードが前記パルス信号発生回路の出力端に接続された第２のクランプ用ダイオードを設けたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記信号伝達用１次側巻線と前記パルス信号発生回路のグランドとの間に容量負荷を設け、前記パルス信号発生回路のグランドと前記信号伝達用１次側巻線との間に、前記主スイッチ素子の駆動電圧の立ち下がり信号を導通させる第３のクランプ用ダイオードを設けたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記主スイッチ素子はＭＯＳ−ＦＥＴであり、該ＭＯＳ−ＦＥＴのソースを前記グランドに接続し、ゲートを前記第１のクランプ用ダイオードと前記信号伝達用１次側巻線との接続部に接続し、前記パルス信号発生回路のグランドと前記信号伝達用１次側巻線との間に、前記主スイッチ素子の駆動電圧の立ち下がり信号を導通させる第３のクランプ用ダイオードを設けたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

【図１】