複素係数フィルタ、周波数変換器及び通信システム
【課題】広帯域においてイメージ抑圧比を改善できるトランスバーサル型複素係数フィルタ、周波数変換器、並びに通信システムを提供する。
【解決手段】Ｍ個（Ｍは５以上の整数）の係数乗算器と、直列接続され遅延時間Ｔ秒を有する（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−１）個の加算器とから成る二式のＦＩＲフィルターを実部及び虚部フィルタとして含み、入力信号は入力端子で二分岐されて一方は実部フィルタに入力され、他方はＴ／２なる遅延を経て虚部フィルタに入力されることにより複素信号処理が行われ非対称周波数特性によるイメージ抑圧を利用して信号帯域の広帯域化を可能とするトランスバーサル型複素係数フィルタが提供される。
【解決手段】Ｍ個（Ｍは５以上の整数）の係数乗算器と、直列接続され遅延時間Ｔ秒を有する（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−１）個の加算器とから成る二式のＦＩＲフィルターを実部及び虚部フィルタとして含み、入力信号は入力端子で二分岐されて一方は実部フィルタに入力され、他方はＴ／２なる遅延を経て虚部フィルタに入力されることにより複素信号処理が行われ非対称周波数特性によるイメージ抑圧を利用して信号帯域の広帯域化を可能とするトランスバーサル型複素係数フィルタが提供される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複素係数フィルタ、周波数変換器及び通信システムに関し、特に、通信システムにおいてイメージ信号を抑圧する複素係数フィルタ、それを用いた周波数変換器、及びそれらを用いた通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
スーパーヘテロダイン方式の導入により、長距離かつ大容量通信が可能となり、これまで幹線系をはじめとして無線通信システムに広く用いられてきた。この方式においては、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）帯の受信信号が、一旦中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）帯に変換された後、ベースバンドに変換される。
【０００３】
この場合、ＲＦ帯における希望波を選択する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）及びＩＦ帯において急峻な減衰特性を有するＢＰＦを用いる２重のフィルタリングにより、イメージ妨害信号を除去する。これまでの通信方式は、信号周波数帯は比較的狭帯域であったので、イメージ妨害信号の除去は比較的容易であった。
【０００４】
ところで、近年、携帯無線機器の急速な拡大により、無線通信システムのマルチバンド化及び広帯域化が要求されている。このような無線通信システムにおいてイメージ抑圧を行うために、抵抗とキャパシタ網から構成され、複素係数フィルタであるポリフェーズフィルタ（Poly-phase Filter）を用いる技術開示例がある（特許文献１）。この開示例においては、直交する２個のＩＦ信号の位相及び振幅をポリフェーズフィルタにより補正する。このようにして、広帯域においてイメージ信号を抑圧しようとしている。
【特許文献１】特許３、４９２、５６０号公報 しかしながら、ポリフェーズフィルタは抵抗及びキャパシタにより構成されているので、帯域が狭く挿入損失が大となる。システム要求を満たす高減衰量と広帯域を実現するためにフィルタに多段とすると、挿入損失が増大する。この結果、システム要求を満たすイメージ抑圧比を得る事が困難となる。
【０００５】
そこで、マルチバンド化及び広帯域化された通信システムにおいて、イメージ妨害信号を除去する方式としてダイレクトコンバージョン（Direct Conversion）方式が開発された。この方式においては、従来と比べてＩＦ信号の周波数が小であるＬｏｗ−ＩＦ方式と、実質的にゼロであるＺｅｒｏ−ＩＦ方式が用いられる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、広帯域においてイメージ抑圧比を改善できるトランスバーサル型複素係数フィルタ、これを用いた周波数変換器、及びこれらを用いた通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様によれば、Ｍ個（但しＭは５以上の整数）の係数乗算器と、直列接続され遅延時間Ｔ秒を有する（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−１）個の加算器と、を含み、実数信号は入力端子で分岐されて１番目の遅延器に入力されると共に１番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目の遅延器出力は２番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び前記２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、ｊ（但し、ｊは整数かつ２≦ｊ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｊ＋１）番目の遅延器緒及び（ｊ＋１）番目の係数乗算器へ入力され、（ｊ＋１）番目の係数乗算器の出力および（ｊ−１）番目の加算器の出力はｊ番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器の出力が入力されたＭ番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−２）番目の加算器の出力とは（Ｍ−１）番目の加算器へ入力された後実部信号として出力される第１フィルタ部と、（Ｍ−１）個の係数乗算器と、直列接続された（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−２）個の加算器と、を含み、前記入力端子で分岐された前記実数信号は遅延時間Ｔ／２秒である１番目の遅延器に入力され、前記１番目の遅延器の出力は遅延時間がＴ秒である２番目の遅延器及び１番目の係数乗算器へ入力され、前記２番目の遅延器の出力は３番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、遅延時間がＴ秒であるｋ（但し、ｋは整数かつ３≦ｋ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｋ＋１）番目の遅延器及びｋ番目の係数乗算器へ入力され、ｋ番目の係数乗算器の出力及び（ｋ−２）番目の加算器の出力は（ｋ−１）番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器出力は（Ｍ−１）番目の係数乗算器へ入力され、前記（Ｍ−１）番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−３）番目の加算器の出力とは（Ｍ−２）番目の加算器へ入力された後虚部信号として出力される第２フィルタ部と、を備え、前記第１及び第２フィルタ部において、両端部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタが提供される。
【０００８】
また、本発明の他の一態様によれば、
圧電材料を含む基板と、前記基板上に形成され、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する送信電極と、前記基板上に形成され、前記送信電極からの表面波を受け、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する第１受信電極及び第２受信電極と、を備え、前記送信電極、第１受信電極、前記第２受信電極は遅延時間Ｔ秒を有するようなフィンガ部のピッチを有しており、前記第２受信電極のフィンガ部は前記第１受信電極より一組少なく、かつ遅延時間がＴ／２秒異なるようにフィンガ部が内側に向かってずらして配置されており、前記第１受信電極からは実部信号が出力され、前記第２受信電極からは虚部信号が出力され、前記第１受信電極及び前記第２受信電極において、両端部に配置されたフィンガ部の交差割合を表わすタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置されたフィンガ部のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタが提供される。
【０００９】
以上に説明したトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたＬｏｗ−ＩＦまたはゼロＩＦ方式においては、イメージ抑圧が容易となる。この方式はダイレクトコンバージョンと呼ばれスーパーヘテロダイン方式のように２重のフィルタリングが不要であり、システム簡素化及びマルチバンド化や広帯域化に適している。また、受信機におけるダウンコンバージョンのみならず送信機におけるアップコンバージョンにも適用できる。この結果、マルチバンド及び広帯域携帯無線通信などに広く適用できる。
【００１０】
さらに、フィルタの構成を簡素化できるメリットが大きい。すなわち、中央部近傍のタップ係数の絶対値を１．０とすることは、係数乗算器の簡素化を可能とするのでディジタル回路構成による集積回路の規模を縮小と消費電力の低減が可能となる。また、中央部近傍の電極フィンガ部の電極交差率を１．０とすることによりＳＡＷ（弾性表面波）フィルタの挿入損失を小さくでき、電極パターンの設計も簡単になる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明により、広帯域においてイメージ抑圧比を改善できるトランスバーサル型複素係数フィルタ、これを用いた周波数変換器、及びこれらを用いた通信システムが提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態につき説明する。
図１は、本発明の第１具体例にかかるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０をディジタル回路により構成するブロック図である。
ディジタル回路によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０は実部側トランスバーサルフィルタ１２及び虚部側トランスバーサルフィルタ１４を含み、共通の入力端子Ａから信号がそれぞれのトランスバーサルフィルタへ分岐される。実部側トランスバーサルフィルタ１２からの実部信号はその出力端子Ｂから取り出され、虚部側トランスバーサルフィルタ１４からの虚部信号はその出力端子Ｃから取り出される。各トランスバーサルフィルタは、遅延器１６と、加算器２２と、係数乗算器２０とを少なくとも含んでいる。
【００１３】
遅延器１６は、１クロックすなわち１周期（Ｔ秒）だけの遅延時間を生じさせる機能を有し、例えばＤフリップフロップなどを用いる事ができる。加算器２２２及び係数乗算器２０は論理回路にて構成できる。そしてトランスバーサルフィルタの入力端子Ａと加算器２２との間に配置される係数乗算器２０、及び各遅延器の出力と加算器２２との間を接続する係数乗算器２０をタップと呼ぶことにする。なお、係数の絶対値が１．０である係数乗算器は、遅延器出力端子と加算器の一つの入力端子とをマイナス（図１に例示される）またはプラス極性で接続する接続線と等価であるが、本明細書においてはこれもタップに包含されるものとする。
【００１４】
例えば図１に例示される実部側トランスバーサルフィルタ１２において、第１タップは係数ａ１を有する係数乗算器２０であり、第２タップは係数ａ２を有する係数乗算器２０である。両係数乗算器２０の入力側の間には遅延時間Ｔ秒を有する第１の遅延器１６が挿入される。そして両係数乗算器からの出力が第１の加算器２２により加算される。本具体例において３番目以降の係数は１とする。そして出力端子Ｂから２番目の係数は再びａ２とされ、出力端子Ｂへ接続される係数は再びａ１とされる。
【００１５】
図１に例示される虚部側トランスバーサルフィルタ１４において、入力端子Ａに接続された遅延時間（Ｔ／２）秒を有する第１の遅延器１６の出力側と係数ｂ１を有する係数乗算器２０と第２の遅延器１６とに接続される。この場合、第１タップは第１の係数乗算器２０である。第２タップは遅延時間Ｔ秒を有する遅延器１６の出力と加算器２２との直接接続である。第２タップ以降は係数１．０とされ、最後の遅延器１６からの出力は第１タップと同様に係数ｂ１を有する係数乗算器２２を経て出力端子Ｃへと出力される。
【００１６】
実部側において、係数乗算器２０の数（すなわちタップ数）がＭ個（Ｍは５以上の整数）、遅延器１６が（Ｍ−１）個、加算器２２が（Ｍ−１）である。虚部側において、係数乗算器２０の数（すなわちタップ数）が（Ｍ−１）個、遅延器１６が（Ｍ−１）個、加算器２２が（Ｍ−２）個である。本具体例においては、実部側トランスバーサルフィルタの入力側の最初の２個及び出力側の２個の係数の絶対値が１より小であるようにそれぞれ指定され、これに対応した係数乗算器２０が、合計４個配置される。それ以外の係数の絶対値を１としたタップの構成は容易である。
【００１７】
また、虚部側トランスバーサルフィルタ１４においては、最初と最後の係数がｂ１と指定されこれに対応した係数乗算器２０が、合計２個配置される。それ以外の係数の絶対値が１であるタップ構成は容易である。
【００１８】
次に、｜ａ１｜＝０．５、｜ａ２｜＝０．５、｜ｂ１｜＝０．４８として設計したディジタル回路により構成されたトランスバーサル型複素係数フィルタ１０のシミュレーション結果につき説明する。
図２（ａ）は、タップ数１１とした場合の、タップ係数配置を表わす。図２（ｂ）は、フィルタ振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
シミュレーションには、ＭａｔｈＷｏｒｋｓ社のＭＡＴＬＡＢを用いている。なお、本具体例にかかるディジタル複素係数フィルタ１０の特性を太線で表わしている。細線はいわゆるトランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタの特性であるが、後に詳細に説明をする。
【００１９】
まず、実部側では、第１タップにおいてａ１＝−０．５、第２タップにおいてａ２＝０．５、第３タップ以降第９タップまで絶対値が１で符号がマイナス、プラスを交互に繰り返す。第１０タップはａ２＝０．５、第１１タップはａ１＝−０．５とする。一方、虚部側では、ｂ１＝−０．４８、第２タップ以降第９タップまで絶対値が１で符号がプラス、マイナスを交互に繰り返す。最後はｂ１＝０．４８とする。この場合、好ましくは｜ｂ１｜＝（｜ａ１｜＋｜ａ２｜）×（０．４〜０．６付近の任意値）と選択できる。なお、符号は、加算器に入力される信号の極性を表わしプラスは加算、マイナスは減算を表す。図１及び図２（ａ）に例示されるように、タップから加算される信号の極性はプラス、マイナスが交互に繰り返される。
【００２０】
図２（ｂ）において、横軸は正規化周波数であり縦軸はフィルタを通過する信号の振幅をデシベル（ｄＢ）で表わしている。通過帯域の中心周波数は１周期であるＴより定まり、本図においては０．５の点により表わされ、この点の振幅はほぼゼロであり減衰が小であることを示している。一方、イメージ周波数を表わす正規化周波数−０．５において、振幅は約―５３ｄＢであり、希望波に対して充分に減衰させる事ができている。すなわち、図２（ａ）に例示される簡単なフィルタ構成によりイメージ抑圧ができる。
【００２１】
次に、係数ａ１、ａ２、ｂ１の数値を変化させた場合の振幅の周波数特性につき説明する。
図３は、第１具体例の変形例１であり、図４は変形例２を説明するグラフ図である。まず変形例１においては、図３（ａ）に例示するように、ａ１及びａ２の数値は第１具体例と同様に共に０．５とする。虚部側の係数ｂ１を少し大とし０．５とする。図３（ｂ）は、その振幅の周波数特性である。正規化周波数が０．５で表される希望波周波数近傍の通過帯域特性は、第１具体例とほぼ同様であり低挿入損失にできている。一方、−０．５で表されるイメージ周波数においては振幅がマイナス１００ｄＢ以上とできており、イメージ信号の減衰量を大とできている。しかし、高減衰量である帯域は第１具体例と比べて狭くなっている。
【００２２】
次に、変形例２においては、図４（ａ）に例示するように、ａ１＝−０．２，ａ２＝０．８，｜ｂ１｜＝０．４９とする。図４（ｂ）は、その振幅特性である。希望波近傍の通過帯域特性は、第１具体例とほぼ同様であり低挿入損失にできている。一方、イメージ周波数においては振幅が約マイナス５８ｄＢであり第１具体例よりやや大とできている。また、高減衰量である帯域は第１具体例よりやや広くできている。
【００２３】
図５は、イメージ近傍における減衰量のｂ１依存性を表すグラフ図である。
実線によりａ１＝−０．５、ａ２＝０．５とし、ｂ１を変化させたときの減衰量を表す。また、破線によりａ１＝−０．２、ａ２＝０．８とし、ｂ１を変化させたときの減衰量を表す。｜ｂ１｜＝０．５において減衰量が無限大となり、｜ｂ１｜がこれより大であってもこれより小であっても減衰量は低下する。
【００２４】
第１具体例及びその２個の変形例で説明したように、ａ１、ａ２、ｂ１を変化させることにより、主にイメージ周波数近傍において振幅及びその周波数特性急峻性を制御できる。この結果、この３個のパラメータを選択することにより対象とする通信システムの仕様に適応したフィルタを実現できる。
【００２５】
次に、第１比較例にかかるディジタルトランスバーサル型複素係数フィルタにつき説明する。一般には、希望波周波数が高い場合及び多値変調方式の場合、イメージ抑圧比を上げようとして、タップ数を増加し係数をタップごとに少しずつ変化させるトランスバーサルフィルタを設計する。
図６は、タップ数が４１であり、係数が漸近的に変化する第１比較例の構成を表わす。上部には、実部側のタップ係数の配列を表わし、下部には虚部側のタップ係数の配列を表わす。
【００２６】
図７は、この第１比較例における振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。実線が第１比較例の特性を表わす。イメージ周波数である−０．５の点において、振幅はマイナス７０デシベル以上ありイメージ抑圧が可能である。しかしながら、タップ数が４１と多く、全てのタップの係数をそれぞれに設計する必要がある。これに加えてディジタル回路を構成するには多数の乗算器が必要となり、回路規模及び消費電力の増大を生じる。ディジタル回路を集積回路により実現しようとすると、より困難となる。これに対して本具体例においては、絶対値が１である係数を有するタップが中央部近傍に配置されているので、回路規模の簡素化と消費電力の低減が実現できる。
【００２７】
次に、第２比較例にかかるディジタルトランスバーサル型複素係数フィルタにつき説明する。
図７における一点鎖線は、一定係数からなり１１タップを有する振幅特性を表わす。この場合、実部側係数は、（−１、１、−１、１、−１、１、−１、１、−１，１、−１）であり、虚部側係数は、（−１、１、−１，１、−１，１、−１、１、−１，１）とする。イメージ周波数における振幅は約マイナス３０デシベルである。このままでもイメージ抑圧効果を有するが、希望波周波数が高い場合や多値変調方式の場合には抑圧比が充分ではない。
【００２８】
図６に例示されるように、フィルタ端部近傍においてはタップ係数が小であるために回路を実現するのが困難となる。しかもタップ係数が０．２以下と小であるタップ数が２０以上と２分の１以上を占めている。本発明者による検討結果によれば、イメージ周波数近傍において振幅特性を改善するためにタップ端部の影響が中央部付近より小であることが判明した。この結果、第１具体例におけるように実部側の両端部でそれぞれ２個、虚部側の両端部でそれぞれ１個の係数のみを１とは異なる値に設定するだけで図２（ｂ）に例示されるようにイメージ周波数近傍においてイメージ信号を抑圧できることを見出した。
【００２９】
以上においては、複素係数フィルタとして図１に例示されるディジタル回路構成によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０を具体例として説明してきた。しかしこれを弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）フィルタにより実現することができる。以下、トランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタによる第２具体例について説明する。ＳＡＷフィルタは、ＴＶ及び通信機器において、ＲＦ帯におけるＢＰＦ，ＬＰＦ（Low Pass Filter）、ＨＰＦ（High Pass Filter）などに広く用いられる。また、ＩＦ−ＢＰＦとしても広く用いられる。
【００３０】
ＳＡＷを伝搬する媒質としては、リチウムタンタレート（ＬｉＴａＯ３）、リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ３），水晶などの圧電材料を用いることができる。微細加工技術の進展により３ＧＨｚを越える周波数帯においても十分な性能が得られる様になっている。
【００３１】
図８は、図１に例示されている回路構成とほぼ等価なトランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタ５０の要部を表す模式平面図である。第１具体例の入力端子Ａに相当する入力端子Ｄは送信電極５６の正電極部５６１に接続される。また、負電極５６２は接地に接続される。正電極部５６１及び負電極部５６２はフィンガ部５８を含み、これらは互いに交差しており、入力信号により圧電効果を生じてＳＡＷを励振する。フィンガ部５８は、多数であっても良い。
【００３２】
伝搬されたＳＡＷは再び電気信号に戻されたのち、実部側トランスバースフィルタを構成する実部受信電極５２の正電極部５２１を経由して、第１具体例の出力端子Ｂに相当する出力端子Ｅへと伝搬される。実部受信電極５２を構成する負電極部５２２は接地へと接続されている。このように、互いに交差するフィンガ部５８を有する正電極部５２１及び負電極部５２２を含んだ実部受信電極５２が構成される。図８に例示されるフィンガ部５８は、図１に例示されるようなタップ係数を有する。フィンガ部が１００％重なり合えばタップ係数は１．０であり、重ならないならばタップ係数はゼロとなる。実部受信電極５２は遅延時間がＴ秒となるような間隔を有したフィンガ部５８をＳＡＷ伝搬方向に多数配列した構成とされる。
【００３３】
また、それぞれの受信電極の各タップを構成するフィンガ部において、正電極と接続しているフィンガが送信電極５６に近い側に配置された次のフィンガ部５８においては、負電極部と接続しているフィンガが送信電極に近い側に配置される。このような交互に繰り返される配列
は、ａ１及びａ２の符号がプラスマイナスを交互に繰り返すことに対応している。
【００３４】
同様に、虚部側トランスバーサルフィルタ１４を構成する虚部受信電極５４を構成する正電極部５４１を経由して、第１具体例の出力端子Ｃに相当する出力端子Ｆへと伝搬される。虚部受信電極５４を構成する負電極部５４２は接地へと接続されている。この場合もフィンガ部５８のピッチは遅延時間がＴ秒となるように設定される。なお、虚部受信電極５６のフィンガ部は実部受信電極５２より一組少なく、遅延時間がＴ／２秒だけ内側にずらして配置されている。これは、図１に例示されたディジタル回路構成と同じ作用をする。
【００３５】
図２（ａ）で表された｜ａ１｜＝｜ａ２｜＝０．５，｜ｂ１｜＝０．４８なるタップ係数を有する複素係数ＳＡＷフィルタである第２具体例の振幅の周波数特性を、図２（ｂ）における細線により表した。第１具体例とほぼ同様に、希望波周波数において、挿入損失をゼロとできており、イメージ周波数近傍において振幅をマイナス５５デシベルとできている。他の帯域においては、全く同一な周波数特性ではないが、減衰量の大きい箇所がさらに増えるので、イメージ以外の別の雑音も除去でき、フィルタ特性がより向上する。同様に、図４及び図５においても第２具体例の変形である複素係数ＳＡＷフィルタは、ディジタル回路構成によるトランスバーサル複素係数フィルタと同様な特性であることが例示される。
【００３６】
さらに、第１比較例であるディジタル回路構成によるトランスバーサル複素係数フィルタと同様な係数を有するトランスバーサル複素係数ＳＡＷフィルタが構成できる。
図９は、そのうちの実部受信電極を表す模式平面図である。このような電極パターンは重なり合い部分の包絡線の形状からアポダイズ電極と呼ばれる。なお、周波数が高くなるとフィンガの幅及びピッチ（遅延時間Ｔと対応する）が小となる。この例においては、各フィンガ部間におけるＳＡＷの不要反射などによる特性低下を防止するために、フィンガ部は２本一組で構成されている。
【００３７】
このような電極構成において、フィンガ部数が４１組と多く、面積が大となる。また、全てのフィンガ部の係数をそれぞれに設計する必要がある。これらに加えて、受信電極の両端部では重なり合いが小である。この結果、その部分の音響的励振効果が小さくなり、フィルタの挿入損失が大きくなる。
【００３８】
これに対して、第２具体例においてはａ１、ａ２，ｂ１と３種類の係数を決定するのみで、図２（ｂ）に例示されるようなイメージ抑圧に充分な振幅の周波数特性を得る事ができる。さらに、｜ｂ１｜＝（｜ａ１｜＋｜ａ２｜）×（０．４〜０．６付近）の関係で示されるようにｂ１の係数は適正な大きさに選択できる。また、係数が１でない領域は、両端部に限定されている。従って、電極の音響的励振効果の小さい部分が最小限にできるので、フィルタの挿入損失が小さくなる。また、サイズも縮小できる。
【００３９】
第１及び第２具体例においては、従来から応用されてきた各種フィルタ回路よりも簡単な回路構成のためにフィルタ設計が非常に簡単となる。また、トランスバーサル型フィルタであればディジタル回路及びアナログ回路のいずれにも適用できるので、応用範囲は極めて広い。さらに、最低３個のタップ係数絶対値を設計するだけで、イメージ抑圧比を優先する場合、あるいは２ヶ所でのイメージ信号除去など、用途に応じてフィルタの減衰特性を選択できるという効果がある。
【００４０】
次に、このような簡素化された複素係数フィルタを用いることにより、イメージ抑圧が可能となる作用について詳細に説明する。まず図１０は、ダイレクトコンバージョン方式におけるマルチバンドまたは広帯域通信のイメージ妨害を説明する模式図である。図１０（ａ）は実数ＲＦ信号を表す。中心周波数ｆｃを有する希望波は、マルチバンドまたは広帯域システムを構成する自システム信号として表す。この自システム信号に対するイメージ信号がマイナスｆｃを中心にして存在する。また、自システム信号の近傍に、他システム信号やノイズが存在する。例えば、図１０（ａ）では自システム信号よりやや低い周波数帯に存在し、これが折り返されたものがイメージ信号の近傍（本図におけるイメージ信号の右側）に存在する。図１０（ａ）に破線で例示された通過帯域特性を有するＲＦ−ＢＰＦでは他システム信号または雑音を除去することが困難である。
【００４１】
図１０（ｂ）は、例えばＬｏｗ−ＩＦ方式の場合の周波数変換器による実数ローカル信号による周波数変換（ダウンコンバージョン）後の信号を表す。Ｌｏｗ−ＩＦ方式のＩＦ周波数（ｆｃ−ｆＬ）はスーパーへテロダイン方式と比べて低く選択され、例えば数ＭＨｚ以下の範囲で選択される。図１０（ｂ）において（ｆｃ−ｆＬ）信号と（ｆｃ＋ｆＬ）信号とは周波数の差が大きいので（ｆｃ−ｆＬ）のみを取り出すことは容易となる。また自システム信号から変換された希望波（ｆｃ−ｆＬ）は他システム信号または雑音のイメージ信号（−ｆｃ＋ｆＬ）と重なり、また自システム信号のイメージとも重なる。このイメージ妨害により通信品質が大幅に低下する。
【００４２】
図１１は、本発明によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０を用いた受信機の構成例の一つを表すブロック図である。アンテナ６０により信号を受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）６２にて増幅し、第１具体例のディジタル回路構成または第２具体例のＳＡＷのトランスバーサル型複素係数フィルタ１０によりフィルタリングを行う。その後、ダウンコンバータとしての周波数変換器６４、復調器６６を経て復調が完了する。復調器６６は、変調波信号をベースバンドへ復調する。なお、複素係数フィルタ１０をディジタル回路で構成する場合には、破線で例示されるＡ／Ｄ変換器６８をＬＮＡ６２とトランスバーサル型複素係数フィルタ１０との間に挿入する。
【００４３】
図１２は、本発明による複素係数フィルタを用いてイメージ抑圧を行う作用につき説明する模式図である。図１２（ａ）はフィルタリング前の実数ＲＦ信号を表す。中心周波数ｆｃを有する希望波は、マルチバンドまたは広帯域システムを構成する自システム信号として表す。この自システム信号に対するイメージ信号がマイナスｆｃを中心にして存在する。また、自システム信号の近傍に、他システム信号やノイズが存在する。例えば、図１２（ａ）では自システム信号よりやや低い周波数帯に存在し、これが折り返されたものがイメージ信号近傍（本図においてはイメージの右側）に存在する。本発明によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０は、ｆｃを中心とした自システム信号を通過させ、マイナスｆｃを中心としたイメージ信号を阻止する帯域特性を有する。
【００４４】
図１２（ｂ）は、複素係数フィルタによるフィルタリング後の複素数ＲＦ信号を表す。自システム信号は殆ど減衰することなく周波数変換器へ入る。一方、イメージ信号は複素係数フィルタ１０による大きな減衰のために通過を阻止される。他システム信号またはノイズは通過帯域の端部に位置しており、若干減衰しながらも通過して自システム信号の近傍に存在する。一方、他システム信号またはノイズのイメージはイメージ信号と同様に大きな減衰のために通過を阻止される。すなわち、複素係数フィルタ１０を通過した段階で、イメージ信号を殆ど除去できる。
【００４５】
図１２（ｃ）は、例えばＬｏｗ−ＩＦ方式の場合の周波数変換器による実数ローカル信号による周波数変換（ダウンコンバージョン）後の信号を表す。Ｌｏｗ−ＩＦ方式のＩＦのＩＦ周波数（ｆｃ−ｆＬ）はスーパーへテロダイン方式と比べて低く、例えば数ＭＨｚ以下の範囲で選択される。図１２（ｃ）において（ｆｃ−ｆＬ）信号と（ｆｃ＋ｆＬ）信号とは周波数の差が大きいので（ｆｃ−ｆＬ）のみを取り出すことは容易となる。また自システム信号から変換された希望波（ｆｃ−ｆＬ）は他システム信号または雑音のイメージ信号（−ｆｃ＋ｆＬ）と重なりうるが、このイメージ信号は複素係数フィルタにより図１１（ｂ）に例示されるように充分抑圧されているので受信性能は低下しない。なお、ゼロＩＦ方式においてもほぼ同様な作用で説明できる。Ｌｏｗ−ＩＦ及びゼロＩＦ方式はダイレクトコンバージョン方式と呼ばれ、マルチバンド化及び広帯域化に適している。
【００４６】
ここで、トランスバーサル型複素係数フィルタ１０を用いたダイレクトコンバージョン方式を従来のスーパーヘテロダイン方式と比較して説明する。
図１３は、主として狭帯域通信システムに用いられるスーパーヘテロダイン方式のブロック図である。アンテナ６０からの信号は、まずＲＦ−ＢＰＦに入り所望の周波数を選択する。この後ＬＮＡ６２で増幅された信号と、局部発振器６５からのローカル信号とはミキサ６６で乗算されてＩＦ帯に変換される。
【００４７】
図１４は、図１３に例示されたブロック図の各段階における信号を表す模式図である。図１４（ａ）は、ＲＦ段における実数信号であり、中心周波数ｆｃの近傍に自システム信号が存在し、そのやや低い周波数帯に他システム信号または雑音が存在する。そして破線で表される通過特性を有するＲＦ−ＢＰＦ７０では、この他システム信号または雑音が十分には除去できない。また、マイナスｆｃの近傍には、これらが折り返されたイメージが存在する。
【００４８】
図１４（ｂ）は、ＩＦ段における実数信号であり、局部発振器６５からの局発信号（ローカル信号）とｆｃとがミキサ６６において乗算されて中心周波数ｆＩＦを有するＩＦ信号を生じる。この場合、他システム信号または雑音も周波数変換された後、ｆＩＦ近傍に発生する。また、これらが折り返されたイメージがマイナスｆＩＦ近傍に生じる。狭帯域かつ急峻な減衰特性を有するＩＦ−ＢＰＦ７２を選択することにより、図１４（ｂ）における周波数変換された他システム信号または雑音成分を除去することができる。なお、スーパーヘテロダイン方式におけるＩＦ周波数は、一般には数十から数百ＭＨｚと高い。このようにＲＦ−ＢＰＦ７０とＩＦ−ＢＰＦ７２との２重のフィルタリングによりイメージ抑圧がなされる。
【００４９】
しかしながら、無線通信システムにおけるマルチバンド化及び広帯域化を実現するには、より広帯域と急峻な減衰特性を有するＩＦ−ＢＰＦが必要である。しかし、このようなＩＦ−ＢＰＦの実現は極めて困難である。また、マルチバンド及び広帯域携帯無線機器においては、端末回路の簡素化、小型化が重要であるがスーパーヘテロダイン方式においてこれを実現することは困難である。
【００５０】
これと比較して、図１１に例示されるダイレクトコンバージョン方式においては、ＲＦ−ＢＰＦが不要であり、信号は実質的にはＲＦ−ＢＰＦを経由せずにトランスバーサル型複素係数フィルタ１０へ入る。さらに、ＩＦ信号の周波数はスーパーヘテロダイン方式と比較して低いか実質的には存在しないので、広帯域かつ急峻な減衰特性を有するＩＦ−ＢＰＦが不要である。このようにして、本具体例のトランスバーサル型複素係数フィルタ１０を用いたダイレクトコンバージョン方式の通信システムでは、２重のフィルタリングを必要とせずにイメージ信号抑圧が可能となり、システムも簡素化できる。
【００５１】
図１５は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式によるシングルコンバージョン型のダウンコンバータの要部であるＩＦ生成部８４及びベースバンド生成部１０８の一例を表すブロック図である。第１具体例及び第２具体例のようなトランスバーサル型複素係数フィルタ１０における実部側トランスバーサルフィルタ１２には実信号が端子Ａから入力され、複素数信号の実部が出力される。一方、虚部側トランスバーサルフィルタには実信号が端子Ａから入力され、複素数信号の虚部が出力される。実部と虚部とは９０度の位相差を有する。
【００５２】
局部（ローカル）発振器８０は、ＲＦ信号とＩＦ信号との差の周波数を有しており、実部がＣＯＳ波を、虚部がＳＩＮ波よりなる複素ローカル信号を出力する。なお、ゼロＩＦ方式においてはＲＦ信号と同一周波数を有するローカル信号を用いる。全複素ミキサ８２を構成するミキサ８６は、実部側トランスバーサルフィルタ１２の出力と複素ローカル信号の実部とを乗算し減算器９０の正の入力端に入力する。ミキサ９４は、実部側トランスバーサルフィルタ１２の出力と複素ローカル信号の虚部とを乗算しその結果を加算器９６の一方の入力端に入力する。
【００５３】
ミキサ８８は、虚部側トランスバーサルフィルタ１４の出力と複素ローカル信号の実部とを乗算し加算器９６に他方の入力端に出力する、またミキサ９２は、虚部側トランスバーサルフィルタ１４の出力と複素ローカル信号の虚部とを乗算しその結果を減算器９０の負の入力端に入力する。
【００５４】
減算器９０はミキサ８６の出力信号からミキサ９２の出力信号を減算し複素数信号の実部としてその結果を端子Ｇへ出力する。また、加算器９６はミキサ８８の出力信号とミキサ９４の出力信号とを加算し複素数信号の虚部としてその結果を端子Ｈへ出力する。
【００５５】
ベースバンド生成部１０８は、ＢＰＦ１００、１０１と、ＡＧＣアンプ１０２、１０３と、Ａ／Ｄ変換器１０４、１０５と、局部発信器１２２と、全複素ミキサ１３０と、インバランス補正器１２０と、ＬＰＦ１１６，１１７とから構成される。
【００５６】
ＢＰＦ１０１、１０２は、入力される複素数信号に対して、正負のＩＦ信号の周波数を中心とした所定の帯域を通過させ複素数信号を出力する。ＡＧＣアンプ１０２、１０３は、端子Ｌに入力した電圧に応じてゲインを制御する。
【００５７】
Ａ／Ｄ変換器１０４，１０５は、ＡＧＣアンプのアナログ出力をディジタル信号へ変換し、複素数信号出力をインバランス補正器１２０へと入力する。Ａ／Ｄ変換により、後段の復調器においてディジタル信号処理が可能となる。
【００５８】
インバランス補正器１２０は、補償値メモリ１０６と、乗算器１１８とから構成され、２個のＡ／Ｄ変換器における出力信号振幅差及び位相差（インバランス）をディジタル的に補正する。この結果、目的とする帯域においてイメージ抑圧をより良好にできる。この補償値メモリ１０６には、２個のＡ／Ｄ変換器よりも前のアナログ信号処理部の振幅比及び位相差（補償値）があらかじめ記憶されている。乗算器１１８は、Ａ／Ｄ変換器１０５の出力信号と補償値メモリ１０６から入力した補償値とを乗算し、その結果を出力する。
【００５９】
局部発振器１２２は、ＩＦ信号と等しい周波数を有し、複素ローカル信号を出力する。全複素ミキサ１３０は全複素ミキサ８２と同一構成であるので、ほぼ同様の作用により端子Ｊ及び端子Ｋにおいて周波数ゼロの成分を含むベースバンド信号が複素数信号として得られる。このようなダウンコンバータにより、マルチバンド化及び広帯域化された携帯無線通信の受信機において、イメージ抑圧が可能となる。
【００６０】
これまでは、受信機すなわちダウンコンバージョンの場合につき説明を行った。しかし本発明はこれに限定されずに、送信機すなわちアップコンバージョンであっても同様にイメージ抑圧ができる。以下に、トランスバーサル型複素係数フィルタを用いたアップコンバータにつき説明する。
図１６は、そのブロック図である。ベースバンド信号は変調器１３０により変調後、アップコンバータである周波数変換器１３２により複素ローカル信号によりアップコンバートされ、トランスバーサル型複素係数フィルタ１３４へ入力される。その後出力増幅器（ＰＡ）１３８により増幅されて、送信用のアンテナ１４０から信号が送信される。なお、トランスバーサル型複素係数フィルタ１３４がディジタル回路からなるディジタルフィルタである場合には、ＰＡ１３８とトランスバーサル型複素係数フィルタ１３４との間にＤ／Ａ変換器１３６を挿入する。
【００６１】
図１７は、アップコンバージョンの場合におけるイメージ妨害発生の仕組みを説明する模式図である。図１７（ａ）が複素数信号のベースバンド信号である。周波数変換器１３２により実数信号であるローカル信号とミキサで乗算された後、図１７（ｂ）のように、中心周波数ｆｃ近傍に希望波およびイメージ妨害信号が存在する。これらが折り返されたイメージがマイナスｆｃ近傍に存在する。
【００６２】
図１８は、本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタ１３４を用いてイメージ抑圧を説明する模式図である。ベースバンド段の複素数信号は、アップコンバートされる。フィルタリング前のＲＦ段において希望波とイメージ妨害波が中心周波数ｆｃ近傍に、イメージ信号がマイナスｆｃ近傍に存在する。
【００６３】
本発明によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１３４は破線のような通過特性を有しており、ＲＦ段においてマイナスｆｃ近傍のイメージ信号は減衰量が大であるためにイメージ信号を極めて小とできる。この結果、イメージ抑圧が可能となりイメージ影響の少ない実数信号である送信出力を得る事ができる。
このアップコンバータ及びこれを用いた送信機は、マルチバンド及び広帯域である携帯無線通信システムなどに適している。
【００６４】
以上、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明した。しかし、本発明は以上の具定例に限定されるものではない。トランスバーサル型複素係数フィルタを構成する回路素子、ＳＡＷ材料、電極などの形状、サイズ、配置などに関して当業者が各種設計変更を行ったものでも、要旨を逸脱しない限り本発明に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１具体例にかかるディジタル回路構成のトランスバーサル型複素係数フィルタのブロック図である。
【図２】図２（ａ）第１具体例におけるタップ係数配置を表わす模式図であり、図２（ｂ）はその振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
【図３】第１具体例の変形例１であり、図３（ａ）はタップ係数配置を表わす模式図であり、図３（ｂ）はその振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
【図４】第１具体例の変形例２であり、図４（ａ）はタップ係数を表す模式図であり、図４（ｂ）はその振幅の周波数特性を表すグラフ図である。
【図５】イメージ信号近傍において、第１具体例及び変形例の係数ｂ１と振幅の周波数特性との関係を表すグラフ図である。
【図６】第１比較例のタップ係数配置を表す模式図である。
【図７】第１比較例における振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
【図８】本発明の第２具体例にかかるトランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタの模式平面図である。
【図９】トランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタにおける実部受信電極の模式平面図である。
【図１０】ダイレクトコンバージョン方式におけるイメージ妨害を説明する図であり、図１０（ａ）はダイレクトコンバージョンにおける実数ＲＦ信号であり、図１０（ｂ）は周波数変換後信号である。
【図１１】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたダイレクトコンバージョン方式の受信機のブロック図である。
【図１２】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタによるイメージ抑圧の作用を説明する模式図であり、図１２（ａ）はフィルタリング前の実数ＲＦ信号であり、図１２（ｂ）はフィルタリング後の複素数ＲＦ信号であり、図１２（ｃ）は周波数変換後信号である。
【図１３】スーパーヘテロダイン方式の受信機要部を表すブロック図である。
【図１４】図１４（ａ）はスーパーへテロダイン方式における実数信号を表し、図１４（ｂ）はＩＦ段における実数信号を表し、図１４（ｃ）は最終段実数信号を表す図である。
【図１５】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたダイレクトコンバージョン方式のダウンコンバータの要部を表すブロック図である。
【図１６】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたダイレクトコンバージョン方式のアップコンバータの構成を表すブロック図である。
【図１７】アップコンバージョンにおけるイメージ妨害を説明する模式図である。
【図１８】ダイレクトコンバージョン方式アップコンバータにおいて、本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタによるイメージ抑圧の作用を説明する模式図である。
【符号の説明】
【００６６】
１０ トランスバーサル型複素係数フィルタ
２ 実部側トランスバーサルフィルタ
１４ 虚部側トランスバーサルフィルタ
１６ 遅延器
２０ 係数乗算器
２２ 加算器
５０ トランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタ
５８ フィンガ部
６４ 周波数変換器
１３２ 周波数変換器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複素係数フィルタ、周波数変換器及び通信システムに関し、特に、通信システムにおいてイメージ信号を抑圧する複素係数フィルタ、それを用いた周波数変換器、及びそれらを用いた通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
スーパーヘテロダイン方式の導入により、長距離かつ大容量通信が可能となり、これまで幹線系をはじめとして無線通信システムに広く用いられてきた。この方式においては、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）帯の受信信号が、一旦中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）帯に変換された後、ベースバンドに変換される。
【０００３】
この場合、ＲＦ帯における希望波を選択する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：Band Pass Filter）及びＩＦ帯において急峻な減衰特性を有するＢＰＦを用いる２重のフィルタリングにより、イメージ妨害信号を除去する。これまでの通信方式は、信号周波数帯は比較的狭帯域であったので、イメージ妨害信号の除去は比較的容易であった。
【０００４】
ところで、近年、携帯無線機器の急速な拡大により、無線通信システムのマルチバンド化及び広帯域化が要求されている。このような無線通信システムにおいてイメージ抑圧を行うために、抵抗とキャパシタ網から構成され、複素係数フィルタであるポリフェーズフィルタ（Poly-phase Filter）を用いる技術開示例がある（特許文献１）。この開示例においては、直交する２個のＩＦ信号の位相及び振幅をポリフェーズフィルタにより補正する。このようにして、広帯域においてイメージ信号を抑圧しようとしている。
【特許文献１】特許３、４９２、５６０号公報 しかしながら、ポリフェーズフィルタは抵抗及びキャパシタにより構成されているので、帯域が狭く挿入損失が大となる。システム要求を満たす高減衰量と広帯域を実現するためにフィルタに多段とすると、挿入損失が増大する。この結果、システム要求を満たすイメージ抑圧比を得る事が困難となる。
【０００５】
そこで、マルチバンド化及び広帯域化された通信システムにおいて、イメージ妨害信号を除去する方式としてダイレクトコンバージョン（Direct Conversion）方式が開発された。この方式においては、従来と比べてＩＦ信号の周波数が小であるＬｏｗ−ＩＦ方式と、実質的にゼロであるＺｅｒｏ−ＩＦ方式が用いられる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は、広帯域においてイメージ抑圧比を改善できるトランスバーサル型複素係数フィルタ、これを用いた周波数変換器、及びこれらを用いた通信システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様によれば、Ｍ個（但しＭは５以上の整数）の係数乗算器と、直列接続され遅延時間Ｔ秒を有する（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−１）個の加算器と、を含み、実数信号は入力端子で分岐されて１番目の遅延器に入力されると共に１番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目の遅延器出力は２番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び前記２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、ｊ（但し、ｊは整数かつ２≦ｊ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｊ＋１）番目の遅延器緒及び（ｊ＋１）番目の係数乗算器へ入力され、（ｊ＋１）番目の係数乗算器の出力および（ｊ−１）番目の加算器の出力はｊ番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器の出力が入力されたＭ番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−２）番目の加算器の出力とは（Ｍ−１）番目の加算器へ入力された後実部信号として出力される第１フィルタ部と、（Ｍ−１）個の係数乗算器と、直列接続された（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−２）個の加算器と、を含み、前記入力端子で分岐された前記実数信号は遅延時間Ｔ／２秒である１番目の遅延器に入力され、前記１番目の遅延器の出力は遅延時間がＴ秒である２番目の遅延器及び１番目の係数乗算器へ入力され、前記２番目の遅延器の出力は３番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、遅延時間がＴ秒であるｋ（但し、ｋは整数かつ３≦ｋ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｋ＋１）番目の遅延器及びｋ番目の係数乗算器へ入力され、ｋ番目の係数乗算器の出力及び（ｋ−２）番目の加算器の出力は（ｋ−１）番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器出力は（Ｍ−１）番目の係数乗算器へ入力され、前記（Ｍ−１）番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−３）番目の加算器の出力とは（Ｍ−２）番目の加算器へ入力された後虚部信号として出力される第２フィルタ部と、を備え、前記第１及び第２フィルタ部において、両端部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタが提供される。
【０００８】
また、本発明の他の一態様によれば、
圧電材料を含む基板と、前記基板上に形成され、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する送信電極と、前記基板上に形成され、前記送信電極からの表面波を受け、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する第１受信電極及び第２受信電極と、を備え、前記送信電極、第１受信電極、前記第２受信電極は遅延時間Ｔ秒を有するようなフィンガ部のピッチを有しており、前記第２受信電極のフィンガ部は前記第１受信電極より一組少なく、かつ遅延時間がＴ／２秒異なるようにフィンガ部が内側に向かってずらして配置されており、前記第１受信電極からは実部信号が出力され、前記第２受信電極からは虚部信号が出力され、前記第１受信電極及び前記第２受信電極において、両端部に配置されたフィンガ部の交差割合を表わすタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置されたフィンガ部のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタが提供される。
【０００９】
以上に説明したトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたＬｏｗ−ＩＦまたはゼロＩＦ方式においては、イメージ抑圧が容易となる。この方式はダイレクトコンバージョンと呼ばれスーパーヘテロダイン方式のように２重のフィルタリングが不要であり、システム簡素化及びマルチバンド化や広帯域化に適している。また、受信機におけるダウンコンバージョンのみならず送信機におけるアップコンバージョンにも適用できる。この結果、マルチバンド及び広帯域携帯無線通信などに広く適用できる。
【００１０】
さらに、フィルタの構成を簡素化できるメリットが大きい。すなわち、中央部近傍のタップ係数の絶対値を１．０とすることは、係数乗算器の簡素化を可能とするのでディジタル回路構成による集積回路の規模を縮小と消費電力の低減が可能となる。また、中央部近傍の電極フィンガ部の電極交差率を１．０とすることによりＳＡＷ（弾性表面波）フィルタの挿入損失を小さくでき、電極パターンの設計も簡単になる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明により、広帯域においてイメージ抑圧比を改善できるトランスバーサル型複素係数フィルタ、これを用いた周波数変換器、及びこれらを用いた通信システムが提供される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態につき説明する。
図１は、本発明の第１具体例にかかるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０をディジタル回路により構成するブロック図である。
ディジタル回路によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０は実部側トランスバーサルフィルタ１２及び虚部側トランスバーサルフィルタ１４を含み、共通の入力端子Ａから信号がそれぞれのトランスバーサルフィルタへ分岐される。実部側トランスバーサルフィルタ１２からの実部信号はその出力端子Ｂから取り出され、虚部側トランスバーサルフィルタ１４からの虚部信号はその出力端子Ｃから取り出される。各トランスバーサルフィルタは、遅延器１６と、加算器２２と、係数乗算器２０とを少なくとも含んでいる。
【００１３】
遅延器１６は、１クロックすなわち１周期（Ｔ秒）だけの遅延時間を生じさせる機能を有し、例えばＤフリップフロップなどを用いる事ができる。加算器２２２及び係数乗算器２０は論理回路にて構成できる。そしてトランスバーサルフィルタの入力端子Ａと加算器２２との間に配置される係数乗算器２０、及び各遅延器の出力と加算器２２との間を接続する係数乗算器２０をタップと呼ぶことにする。なお、係数の絶対値が１．０である係数乗算器は、遅延器出力端子と加算器の一つの入力端子とをマイナス（図１に例示される）またはプラス極性で接続する接続線と等価であるが、本明細書においてはこれもタップに包含されるものとする。
【００１４】
例えば図１に例示される実部側トランスバーサルフィルタ１２において、第１タップは係数ａ１を有する係数乗算器２０であり、第２タップは係数ａ２を有する係数乗算器２０である。両係数乗算器２０の入力側の間には遅延時間Ｔ秒を有する第１の遅延器１６が挿入される。そして両係数乗算器からの出力が第１の加算器２２により加算される。本具体例において３番目以降の係数は１とする。そして出力端子Ｂから２番目の係数は再びａ２とされ、出力端子Ｂへ接続される係数は再びａ１とされる。
【００１５】
図１に例示される虚部側トランスバーサルフィルタ１４において、入力端子Ａに接続された遅延時間（Ｔ／２）秒を有する第１の遅延器１６の出力側と係数ｂ１を有する係数乗算器２０と第２の遅延器１６とに接続される。この場合、第１タップは第１の係数乗算器２０である。第２タップは遅延時間Ｔ秒を有する遅延器１６の出力と加算器２２との直接接続である。第２タップ以降は係数１．０とされ、最後の遅延器１６からの出力は第１タップと同様に係数ｂ１を有する係数乗算器２２を経て出力端子Ｃへと出力される。
【００１６】
実部側において、係数乗算器２０の数（すなわちタップ数）がＭ個（Ｍは５以上の整数）、遅延器１６が（Ｍ−１）個、加算器２２が（Ｍ−１）である。虚部側において、係数乗算器２０の数（すなわちタップ数）が（Ｍ−１）個、遅延器１６が（Ｍ−１）個、加算器２２が（Ｍ−２）個である。本具体例においては、実部側トランスバーサルフィルタの入力側の最初の２個及び出力側の２個の係数の絶対値が１より小であるようにそれぞれ指定され、これに対応した係数乗算器２０が、合計４個配置される。それ以外の係数の絶対値を１としたタップの構成は容易である。
【００１７】
また、虚部側トランスバーサルフィルタ１４においては、最初と最後の係数がｂ１と指定されこれに対応した係数乗算器２０が、合計２個配置される。それ以外の係数の絶対値が１であるタップ構成は容易である。
【００１８】
次に、｜ａ１｜＝０．５、｜ａ２｜＝０．５、｜ｂ１｜＝０．４８として設計したディジタル回路により構成されたトランスバーサル型複素係数フィルタ１０のシミュレーション結果につき説明する。
図２（ａ）は、タップ数１１とした場合の、タップ係数配置を表わす。図２（ｂ）は、フィルタ振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
シミュレーションには、ＭａｔｈＷｏｒｋｓ社のＭＡＴＬＡＢを用いている。なお、本具体例にかかるディジタル複素係数フィルタ１０の特性を太線で表わしている。細線はいわゆるトランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタの特性であるが、後に詳細に説明をする。
【００１９】
まず、実部側では、第１タップにおいてａ１＝−０．５、第２タップにおいてａ２＝０．５、第３タップ以降第９タップまで絶対値が１で符号がマイナス、プラスを交互に繰り返す。第１０タップはａ２＝０．５、第１１タップはａ１＝−０．５とする。一方、虚部側では、ｂ１＝−０．４８、第２タップ以降第９タップまで絶対値が１で符号がプラス、マイナスを交互に繰り返す。最後はｂ１＝０．４８とする。この場合、好ましくは｜ｂ１｜＝（｜ａ１｜＋｜ａ２｜）×（０．４〜０．６付近の任意値）と選択できる。なお、符号は、加算器に入力される信号の極性を表わしプラスは加算、マイナスは減算を表す。図１及び図２（ａ）に例示されるように、タップから加算される信号の極性はプラス、マイナスが交互に繰り返される。
【００２０】
図２（ｂ）において、横軸は正規化周波数であり縦軸はフィルタを通過する信号の振幅をデシベル（ｄＢ）で表わしている。通過帯域の中心周波数は１周期であるＴより定まり、本図においては０．５の点により表わされ、この点の振幅はほぼゼロであり減衰が小であることを示している。一方、イメージ周波数を表わす正規化周波数−０．５において、振幅は約―５３ｄＢであり、希望波に対して充分に減衰させる事ができている。すなわち、図２（ａ）に例示される簡単なフィルタ構成によりイメージ抑圧ができる。
【００２１】
次に、係数ａ１、ａ２、ｂ１の数値を変化させた場合の振幅の周波数特性につき説明する。
図３は、第１具体例の変形例１であり、図４は変形例２を説明するグラフ図である。まず変形例１においては、図３（ａ）に例示するように、ａ１及びａ２の数値は第１具体例と同様に共に０．５とする。虚部側の係数ｂ１を少し大とし０．５とする。図３（ｂ）は、その振幅の周波数特性である。正規化周波数が０．５で表される希望波周波数近傍の通過帯域特性は、第１具体例とほぼ同様であり低挿入損失にできている。一方、−０．５で表されるイメージ周波数においては振幅がマイナス１００ｄＢ以上とできており、イメージ信号の減衰量を大とできている。しかし、高減衰量である帯域は第１具体例と比べて狭くなっている。
【００２２】
次に、変形例２においては、図４（ａ）に例示するように、ａ１＝−０．２，ａ２＝０．８，｜ｂ１｜＝０．４９とする。図４（ｂ）は、その振幅特性である。希望波近傍の通過帯域特性は、第１具体例とほぼ同様であり低挿入損失にできている。一方、イメージ周波数においては振幅が約マイナス５８ｄＢであり第１具体例よりやや大とできている。また、高減衰量である帯域は第１具体例よりやや広くできている。
【００２３】
図５は、イメージ近傍における減衰量のｂ１依存性を表すグラフ図である。
実線によりａ１＝−０．５、ａ２＝０．５とし、ｂ１を変化させたときの減衰量を表す。また、破線によりａ１＝−０．２、ａ２＝０．８とし、ｂ１を変化させたときの減衰量を表す。｜ｂ１｜＝０．５において減衰量が無限大となり、｜ｂ１｜がこれより大であってもこれより小であっても減衰量は低下する。
【００２４】
第１具体例及びその２個の変形例で説明したように、ａ１、ａ２、ｂ１を変化させることにより、主にイメージ周波数近傍において振幅及びその周波数特性急峻性を制御できる。この結果、この３個のパラメータを選択することにより対象とする通信システムの仕様に適応したフィルタを実現できる。
【００２５】
次に、第１比較例にかかるディジタルトランスバーサル型複素係数フィルタにつき説明する。一般には、希望波周波数が高い場合及び多値変調方式の場合、イメージ抑圧比を上げようとして、タップ数を増加し係数をタップごとに少しずつ変化させるトランスバーサルフィルタを設計する。
図６は、タップ数が４１であり、係数が漸近的に変化する第１比較例の構成を表わす。上部には、実部側のタップ係数の配列を表わし、下部には虚部側のタップ係数の配列を表わす。
【００２６】
図７は、この第１比較例における振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。実線が第１比較例の特性を表わす。イメージ周波数である−０．５の点において、振幅はマイナス７０デシベル以上ありイメージ抑圧が可能である。しかしながら、タップ数が４１と多く、全てのタップの係数をそれぞれに設計する必要がある。これに加えてディジタル回路を構成するには多数の乗算器が必要となり、回路規模及び消費電力の増大を生じる。ディジタル回路を集積回路により実現しようとすると、より困難となる。これに対して本具体例においては、絶対値が１である係数を有するタップが中央部近傍に配置されているので、回路規模の簡素化と消費電力の低減が実現できる。
【００２７】
次に、第２比較例にかかるディジタルトランスバーサル型複素係数フィルタにつき説明する。
図７における一点鎖線は、一定係数からなり１１タップを有する振幅特性を表わす。この場合、実部側係数は、（−１、１、−１、１、−１、１、−１、１、−１，１、−１）であり、虚部側係数は、（−１、１、−１，１、−１，１、−１、１、−１，１）とする。イメージ周波数における振幅は約マイナス３０デシベルである。このままでもイメージ抑圧効果を有するが、希望波周波数が高い場合や多値変調方式の場合には抑圧比が充分ではない。
【００２８】
図６に例示されるように、フィルタ端部近傍においてはタップ係数が小であるために回路を実現するのが困難となる。しかもタップ係数が０．２以下と小であるタップ数が２０以上と２分の１以上を占めている。本発明者による検討結果によれば、イメージ周波数近傍において振幅特性を改善するためにタップ端部の影響が中央部付近より小であることが判明した。この結果、第１具体例におけるように実部側の両端部でそれぞれ２個、虚部側の両端部でそれぞれ１個の係数のみを１とは異なる値に設定するだけで図２（ｂ）に例示されるようにイメージ周波数近傍においてイメージ信号を抑圧できることを見出した。
【００２９】
以上においては、複素係数フィルタとして図１に例示されるディジタル回路構成によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０を具体例として説明してきた。しかしこれを弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）フィルタにより実現することができる。以下、トランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタによる第２具体例について説明する。ＳＡＷフィルタは、ＴＶ及び通信機器において、ＲＦ帯におけるＢＰＦ，ＬＰＦ（Low Pass Filter）、ＨＰＦ（High Pass Filter）などに広く用いられる。また、ＩＦ−ＢＰＦとしても広く用いられる。
【００３０】
ＳＡＷを伝搬する媒質としては、リチウムタンタレート（ＬｉＴａＯ３）、リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ３），水晶などの圧電材料を用いることができる。微細加工技術の進展により３ＧＨｚを越える周波数帯においても十分な性能が得られる様になっている。
【００３１】
図８は、図１に例示されている回路構成とほぼ等価なトランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタ５０の要部を表す模式平面図である。第１具体例の入力端子Ａに相当する入力端子Ｄは送信電極５６の正電極部５６１に接続される。また、負電極５６２は接地に接続される。正電極部５６１及び負電極部５６２はフィンガ部５８を含み、これらは互いに交差しており、入力信号により圧電効果を生じてＳＡＷを励振する。フィンガ部５８は、多数であっても良い。
【００３２】
伝搬されたＳＡＷは再び電気信号に戻されたのち、実部側トランスバースフィルタを構成する実部受信電極５２の正電極部５２１を経由して、第１具体例の出力端子Ｂに相当する出力端子Ｅへと伝搬される。実部受信電極５２を構成する負電極部５２２は接地へと接続されている。このように、互いに交差するフィンガ部５８を有する正電極部５２１及び負電極部５２２を含んだ実部受信電極５２が構成される。図８に例示されるフィンガ部５８は、図１に例示されるようなタップ係数を有する。フィンガ部が１００％重なり合えばタップ係数は１．０であり、重ならないならばタップ係数はゼロとなる。実部受信電極５２は遅延時間がＴ秒となるような間隔を有したフィンガ部５８をＳＡＷ伝搬方向に多数配列した構成とされる。
【００３３】
また、それぞれの受信電極の各タップを構成するフィンガ部において、正電極と接続しているフィンガが送信電極５６に近い側に配置された次のフィンガ部５８においては、負電極部と接続しているフィンガが送信電極に近い側に配置される。このような交互に繰り返される配列
は、ａ１及びａ２の符号がプラスマイナスを交互に繰り返すことに対応している。
【００３４】
同様に、虚部側トランスバーサルフィルタ１４を構成する虚部受信電極５４を構成する正電極部５４１を経由して、第１具体例の出力端子Ｃに相当する出力端子Ｆへと伝搬される。虚部受信電極５４を構成する負電極部５４２は接地へと接続されている。この場合もフィンガ部５８のピッチは遅延時間がＴ秒となるように設定される。なお、虚部受信電極５６のフィンガ部は実部受信電極５２より一組少なく、遅延時間がＴ／２秒だけ内側にずらして配置されている。これは、図１に例示されたディジタル回路構成と同じ作用をする。
【００３５】
図２（ａ）で表された｜ａ１｜＝｜ａ２｜＝０．５，｜ｂ１｜＝０．４８なるタップ係数を有する複素係数ＳＡＷフィルタである第２具体例の振幅の周波数特性を、図２（ｂ）における細線により表した。第１具体例とほぼ同様に、希望波周波数において、挿入損失をゼロとできており、イメージ周波数近傍において振幅をマイナス５５デシベルとできている。他の帯域においては、全く同一な周波数特性ではないが、減衰量の大きい箇所がさらに増えるので、イメージ以外の別の雑音も除去でき、フィルタ特性がより向上する。同様に、図４及び図５においても第２具体例の変形である複素係数ＳＡＷフィルタは、ディジタル回路構成によるトランスバーサル複素係数フィルタと同様な特性であることが例示される。
【００３６】
さらに、第１比較例であるディジタル回路構成によるトランスバーサル複素係数フィルタと同様な係数を有するトランスバーサル複素係数ＳＡＷフィルタが構成できる。
図９は、そのうちの実部受信電極を表す模式平面図である。このような電極パターンは重なり合い部分の包絡線の形状からアポダイズ電極と呼ばれる。なお、周波数が高くなるとフィンガの幅及びピッチ（遅延時間Ｔと対応する）が小となる。この例においては、各フィンガ部間におけるＳＡＷの不要反射などによる特性低下を防止するために、フィンガ部は２本一組で構成されている。
【００３７】
このような電極構成において、フィンガ部数が４１組と多く、面積が大となる。また、全てのフィンガ部の係数をそれぞれに設計する必要がある。これらに加えて、受信電極の両端部では重なり合いが小である。この結果、その部分の音響的励振効果が小さくなり、フィルタの挿入損失が大きくなる。
【００３８】
これに対して、第２具体例においてはａ１、ａ２，ｂ１と３種類の係数を決定するのみで、図２（ｂ）に例示されるようなイメージ抑圧に充分な振幅の周波数特性を得る事ができる。さらに、｜ｂ１｜＝（｜ａ１｜＋｜ａ２｜）×（０．４〜０．６付近）の関係で示されるようにｂ１の係数は適正な大きさに選択できる。また、係数が１でない領域は、両端部に限定されている。従って、電極の音響的励振効果の小さい部分が最小限にできるので、フィルタの挿入損失が小さくなる。また、サイズも縮小できる。
【００３９】
第１及び第２具体例においては、従来から応用されてきた各種フィルタ回路よりも簡単な回路構成のためにフィルタ設計が非常に簡単となる。また、トランスバーサル型フィルタであればディジタル回路及びアナログ回路のいずれにも適用できるので、応用範囲は極めて広い。さらに、最低３個のタップ係数絶対値を設計するだけで、イメージ抑圧比を優先する場合、あるいは２ヶ所でのイメージ信号除去など、用途に応じてフィルタの減衰特性を選択できるという効果がある。
【００４０】
次に、このような簡素化された複素係数フィルタを用いることにより、イメージ抑圧が可能となる作用について詳細に説明する。まず図１０は、ダイレクトコンバージョン方式におけるマルチバンドまたは広帯域通信のイメージ妨害を説明する模式図である。図１０（ａ）は実数ＲＦ信号を表す。中心周波数ｆｃを有する希望波は、マルチバンドまたは広帯域システムを構成する自システム信号として表す。この自システム信号に対するイメージ信号がマイナスｆｃを中心にして存在する。また、自システム信号の近傍に、他システム信号やノイズが存在する。例えば、図１０（ａ）では自システム信号よりやや低い周波数帯に存在し、これが折り返されたものがイメージ信号の近傍（本図におけるイメージ信号の右側）に存在する。図１０（ａ）に破線で例示された通過帯域特性を有するＲＦ−ＢＰＦでは他システム信号または雑音を除去することが困難である。
【００４１】
図１０（ｂ）は、例えばＬｏｗ−ＩＦ方式の場合の周波数変換器による実数ローカル信号による周波数変換（ダウンコンバージョン）後の信号を表す。Ｌｏｗ−ＩＦ方式のＩＦ周波数（ｆｃ−ｆＬ）はスーパーへテロダイン方式と比べて低く選択され、例えば数ＭＨｚ以下の範囲で選択される。図１０（ｂ）において（ｆｃ−ｆＬ）信号と（ｆｃ＋ｆＬ）信号とは周波数の差が大きいので（ｆｃ−ｆＬ）のみを取り出すことは容易となる。また自システム信号から変換された希望波（ｆｃ−ｆＬ）は他システム信号または雑音のイメージ信号（−ｆｃ＋ｆＬ）と重なり、また自システム信号のイメージとも重なる。このイメージ妨害により通信品質が大幅に低下する。
【００４２】
図１１は、本発明によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０を用いた受信機の構成例の一つを表すブロック図である。アンテナ６０により信号を受信し、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier：低雑音増幅器）６２にて増幅し、第１具体例のディジタル回路構成または第２具体例のＳＡＷのトランスバーサル型複素係数フィルタ１０によりフィルタリングを行う。その後、ダウンコンバータとしての周波数変換器６４、復調器６６を経て復調が完了する。復調器６６は、変調波信号をベースバンドへ復調する。なお、複素係数フィルタ１０をディジタル回路で構成する場合には、破線で例示されるＡ／Ｄ変換器６８をＬＮＡ６２とトランスバーサル型複素係数フィルタ１０との間に挿入する。
【００４３】
図１２は、本発明による複素係数フィルタを用いてイメージ抑圧を行う作用につき説明する模式図である。図１２（ａ）はフィルタリング前の実数ＲＦ信号を表す。中心周波数ｆｃを有する希望波は、マルチバンドまたは広帯域システムを構成する自システム信号として表す。この自システム信号に対するイメージ信号がマイナスｆｃを中心にして存在する。また、自システム信号の近傍に、他システム信号やノイズが存在する。例えば、図１２（ａ）では自システム信号よりやや低い周波数帯に存在し、これが折り返されたものがイメージ信号近傍（本図においてはイメージの右側）に存在する。本発明によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１０は、ｆｃを中心とした自システム信号を通過させ、マイナスｆｃを中心としたイメージ信号を阻止する帯域特性を有する。
【００４４】
図１２（ｂ）は、複素係数フィルタによるフィルタリング後の複素数ＲＦ信号を表す。自システム信号は殆ど減衰することなく周波数変換器へ入る。一方、イメージ信号は複素係数フィルタ１０による大きな減衰のために通過を阻止される。他システム信号またはノイズは通過帯域の端部に位置しており、若干減衰しながらも通過して自システム信号の近傍に存在する。一方、他システム信号またはノイズのイメージはイメージ信号と同様に大きな減衰のために通過を阻止される。すなわち、複素係数フィルタ１０を通過した段階で、イメージ信号を殆ど除去できる。
【００４５】
図１２（ｃ）は、例えばＬｏｗ−ＩＦ方式の場合の周波数変換器による実数ローカル信号による周波数変換（ダウンコンバージョン）後の信号を表す。Ｌｏｗ−ＩＦ方式のＩＦのＩＦ周波数（ｆｃ−ｆＬ）はスーパーへテロダイン方式と比べて低く、例えば数ＭＨｚ以下の範囲で選択される。図１２（ｃ）において（ｆｃ−ｆＬ）信号と（ｆｃ＋ｆＬ）信号とは周波数の差が大きいので（ｆｃ−ｆＬ）のみを取り出すことは容易となる。また自システム信号から変換された希望波（ｆｃ−ｆＬ）は他システム信号または雑音のイメージ信号（−ｆｃ＋ｆＬ）と重なりうるが、このイメージ信号は複素係数フィルタにより図１１（ｂ）に例示されるように充分抑圧されているので受信性能は低下しない。なお、ゼロＩＦ方式においてもほぼ同様な作用で説明できる。Ｌｏｗ−ＩＦ及びゼロＩＦ方式はダイレクトコンバージョン方式と呼ばれ、マルチバンド化及び広帯域化に適している。
【００４６】
ここで、トランスバーサル型複素係数フィルタ１０を用いたダイレクトコンバージョン方式を従来のスーパーヘテロダイン方式と比較して説明する。
図１３は、主として狭帯域通信システムに用いられるスーパーヘテロダイン方式のブロック図である。アンテナ６０からの信号は、まずＲＦ−ＢＰＦに入り所望の周波数を選択する。この後ＬＮＡ６２で増幅された信号と、局部発振器６５からのローカル信号とはミキサ６６で乗算されてＩＦ帯に変換される。
【００４７】
図１４は、図１３に例示されたブロック図の各段階における信号を表す模式図である。図１４（ａ）は、ＲＦ段における実数信号であり、中心周波数ｆｃの近傍に自システム信号が存在し、そのやや低い周波数帯に他システム信号または雑音が存在する。そして破線で表される通過特性を有するＲＦ−ＢＰＦ７０では、この他システム信号または雑音が十分には除去できない。また、マイナスｆｃの近傍には、これらが折り返されたイメージが存在する。
【００４８】
図１４（ｂ）は、ＩＦ段における実数信号であり、局部発振器６５からの局発信号（ローカル信号）とｆｃとがミキサ６６において乗算されて中心周波数ｆＩＦを有するＩＦ信号を生じる。この場合、他システム信号または雑音も周波数変換された後、ｆＩＦ近傍に発生する。また、これらが折り返されたイメージがマイナスｆＩＦ近傍に生じる。狭帯域かつ急峻な減衰特性を有するＩＦ−ＢＰＦ７２を選択することにより、図１４（ｂ）における周波数変換された他システム信号または雑音成分を除去することができる。なお、スーパーヘテロダイン方式におけるＩＦ周波数は、一般には数十から数百ＭＨｚと高い。このようにＲＦ−ＢＰＦ７０とＩＦ−ＢＰＦ７２との２重のフィルタリングによりイメージ抑圧がなされる。
【００４９】
しかしながら、無線通信システムにおけるマルチバンド化及び広帯域化を実現するには、より広帯域と急峻な減衰特性を有するＩＦ−ＢＰＦが必要である。しかし、このようなＩＦ−ＢＰＦの実現は極めて困難である。また、マルチバンド及び広帯域携帯無線機器においては、端末回路の簡素化、小型化が重要であるがスーパーヘテロダイン方式においてこれを実現することは困難である。
【００５０】
これと比較して、図１１に例示されるダイレクトコンバージョン方式においては、ＲＦ−ＢＰＦが不要であり、信号は実質的にはＲＦ−ＢＰＦを経由せずにトランスバーサル型複素係数フィルタ１０へ入る。さらに、ＩＦ信号の周波数はスーパーヘテロダイン方式と比較して低いか実質的には存在しないので、広帯域かつ急峻な減衰特性を有するＩＦ−ＢＰＦが不要である。このようにして、本具体例のトランスバーサル型複素係数フィルタ１０を用いたダイレクトコンバージョン方式の通信システムでは、２重のフィルタリングを必要とせずにイメージ信号抑圧が可能となり、システムも簡素化できる。
【００５１】
図１５は、Ｌｏｗ−ＩＦ方式によるシングルコンバージョン型のダウンコンバータの要部であるＩＦ生成部８４及びベースバンド生成部１０８の一例を表すブロック図である。第１具体例及び第２具体例のようなトランスバーサル型複素係数フィルタ１０における実部側トランスバーサルフィルタ１２には実信号が端子Ａから入力され、複素数信号の実部が出力される。一方、虚部側トランスバーサルフィルタには実信号が端子Ａから入力され、複素数信号の虚部が出力される。実部と虚部とは９０度の位相差を有する。
【００５２】
局部（ローカル）発振器８０は、ＲＦ信号とＩＦ信号との差の周波数を有しており、実部がＣＯＳ波を、虚部がＳＩＮ波よりなる複素ローカル信号を出力する。なお、ゼロＩＦ方式においてはＲＦ信号と同一周波数を有するローカル信号を用いる。全複素ミキサ８２を構成するミキサ８６は、実部側トランスバーサルフィルタ１２の出力と複素ローカル信号の実部とを乗算し減算器９０の正の入力端に入力する。ミキサ９４は、実部側トランスバーサルフィルタ１２の出力と複素ローカル信号の虚部とを乗算しその結果を加算器９６の一方の入力端に入力する。
【００５３】
ミキサ８８は、虚部側トランスバーサルフィルタ１４の出力と複素ローカル信号の実部とを乗算し加算器９６に他方の入力端に出力する、またミキサ９２は、虚部側トランスバーサルフィルタ１４の出力と複素ローカル信号の虚部とを乗算しその結果を減算器９０の負の入力端に入力する。
【００５４】
減算器９０はミキサ８６の出力信号からミキサ９２の出力信号を減算し複素数信号の実部としてその結果を端子Ｇへ出力する。また、加算器９６はミキサ８８の出力信号とミキサ９４の出力信号とを加算し複素数信号の虚部としてその結果を端子Ｈへ出力する。
【００５５】
ベースバンド生成部１０８は、ＢＰＦ１００、１０１と、ＡＧＣアンプ１０２、１０３と、Ａ／Ｄ変換器１０４、１０５と、局部発信器１２２と、全複素ミキサ１３０と、インバランス補正器１２０と、ＬＰＦ１１６，１１７とから構成される。
【００５６】
ＢＰＦ１０１、１０２は、入力される複素数信号に対して、正負のＩＦ信号の周波数を中心とした所定の帯域を通過させ複素数信号を出力する。ＡＧＣアンプ１０２、１０３は、端子Ｌに入力した電圧に応じてゲインを制御する。
【００５７】
Ａ／Ｄ変換器１０４，１０５は、ＡＧＣアンプのアナログ出力をディジタル信号へ変換し、複素数信号出力をインバランス補正器１２０へと入力する。Ａ／Ｄ変換により、後段の復調器においてディジタル信号処理が可能となる。
【００５８】
インバランス補正器１２０は、補償値メモリ１０６と、乗算器１１８とから構成され、２個のＡ／Ｄ変換器における出力信号振幅差及び位相差（インバランス）をディジタル的に補正する。この結果、目的とする帯域においてイメージ抑圧をより良好にできる。この補償値メモリ１０６には、２個のＡ／Ｄ変換器よりも前のアナログ信号処理部の振幅比及び位相差（補償値）があらかじめ記憶されている。乗算器１１８は、Ａ／Ｄ変換器１０５の出力信号と補償値メモリ１０６から入力した補償値とを乗算し、その結果を出力する。
【００５９】
局部発振器１２２は、ＩＦ信号と等しい周波数を有し、複素ローカル信号を出力する。全複素ミキサ１３０は全複素ミキサ８２と同一構成であるので、ほぼ同様の作用により端子Ｊ及び端子Ｋにおいて周波数ゼロの成分を含むベースバンド信号が複素数信号として得られる。このようなダウンコンバータにより、マルチバンド化及び広帯域化された携帯無線通信の受信機において、イメージ抑圧が可能となる。
【００６０】
これまでは、受信機すなわちダウンコンバージョンの場合につき説明を行った。しかし本発明はこれに限定されずに、送信機すなわちアップコンバージョンであっても同様にイメージ抑圧ができる。以下に、トランスバーサル型複素係数フィルタを用いたアップコンバータにつき説明する。
図１６は、そのブロック図である。ベースバンド信号は変調器１３０により変調後、アップコンバータである周波数変換器１３２により複素ローカル信号によりアップコンバートされ、トランスバーサル型複素係数フィルタ１３４へ入力される。その後出力増幅器（ＰＡ）１３８により増幅されて、送信用のアンテナ１４０から信号が送信される。なお、トランスバーサル型複素係数フィルタ１３４がディジタル回路からなるディジタルフィルタである場合には、ＰＡ１３８とトランスバーサル型複素係数フィルタ１３４との間にＤ／Ａ変換器１３６を挿入する。
【００６１】
図１７は、アップコンバージョンの場合におけるイメージ妨害発生の仕組みを説明する模式図である。図１７（ａ）が複素数信号のベースバンド信号である。周波数変換器１３２により実数信号であるローカル信号とミキサで乗算された後、図１７（ｂ）のように、中心周波数ｆｃ近傍に希望波およびイメージ妨害信号が存在する。これらが折り返されたイメージがマイナスｆｃ近傍に存在する。
【００６２】
図１８は、本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタ１３４を用いてイメージ抑圧を説明する模式図である。ベースバンド段の複素数信号は、アップコンバートされる。フィルタリング前のＲＦ段において希望波とイメージ妨害波が中心周波数ｆｃ近傍に、イメージ信号がマイナスｆｃ近傍に存在する。
【００６３】
本発明によるトランスバーサル型複素係数フィルタ１３４は破線のような通過特性を有しており、ＲＦ段においてマイナスｆｃ近傍のイメージ信号は減衰量が大であるためにイメージ信号を極めて小とできる。この結果、イメージ抑圧が可能となりイメージ影響の少ない実数信号である送信出力を得る事ができる。
このアップコンバータ及びこれを用いた送信機は、マルチバンド及び広帯域である携帯無線通信システムなどに適している。
【００６４】
以上、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明した。しかし、本発明は以上の具定例に限定されるものではない。トランスバーサル型複素係数フィルタを構成する回路素子、ＳＡＷ材料、電極などの形状、サイズ、配置などに関して当業者が各種設計変更を行ったものでも、要旨を逸脱しない限り本発明に包含される。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１具体例にかかるディジタル回路構成のトランスバーサル型複素係数フィルタのブロック図である。
【図２】図２（ａ）第１具体例におけるタップ係数配置を表わす模式図であり、図２（ｂ）はその振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
【図３】第１具体例の変形例１であり、図３（ａ）はタップ係数配置を表わす模式図であり、図３（ｂ）はその振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
【図４】第１具体例の変形例２であり、図４（ａ）はタップ係数を表す模式図であり、図４（ｂ）はその振幅の周波数特性を表すグラフ図である。
【図５】イメージ信号近傍において、第１具体例及び変形例の係数ｂ１と振幅の周波数特性との関係を表すグラフ図である。
【図６】第１比較例のタップ係数配置を表す模式図である。
【図７】第１比較例における振幅の周波数特性を表わすグラフ図である。
【図８】本発明の第２具体例にかかるトランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタの模式平面図である。
【図９】トランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタにおける実部受信電極の模式平面図である。
【図１０】ダイレクトコンバージョン方式におけるイメージ妨害を説明する図であり、図１０（ａ）はダイレクトコンバージョンにおける実数ＲＦ信号であり、図１０（ｂ）は周波数変換後信号である。
【図１１】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたダイレクトコンバージョン方式の受信機のブロック図である。
【図１２】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタによるイメージ抑圧の作用を説明する模式図であり、図１２（ａ）はフィルタリング前の実数ＲＦ信号であり、図１２（ｂ）はフィルタリング後の複素数ＲＦ信号であり、図１２（ｃ）は周波数変換後信号である。
【図１３】スーパーヘテロダイン方式の受信機要部を表すブロック図である。
【図１４】図１４（ａ）はスーパーへテロダイン方式における実数信号を表し、図１４（ｂ）はＩＦ段における実数信号を表し、図１４（ｃ）は最終段実数信号を表す図である。
【図１５】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたダイレクトコンバージョン方式のダウンコンバータの要部を表すブロック図である。
【図１６】本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いたダイレクトコンバージョン方式のアップコンバータの構成を表すブロック図である。
【図１７】アップコンバージョンにおけるイメージ妨害を説明する模式図である。
【図１８】ダイレクトコンバージョン方式アップコンバータにおいて、本発明のトランスバーサル型複素係数フィルタによるイメージ抑圧の作用を説明する模式図である。
【符号の説明】
【００６６】
１０ トランスバーサル型複素係数フィルタ
２ 実部側トランスバーサルフィルタ
１４ 虚部側トランスバーサルフィルタ
１６ 遅延器
２０ 係数乗算器
２２ 加算器
５０ トランスバーサル型複素係数ＳＡＷフィルタ
５８ フィンガ部
６４ 周波数変換器
１３２ 周波数変換器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ個（但しＭは５以上の整数）の係数乗算器と、直列接続され遅延時間Ｔ秒を有する（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−１）個の加算器と、を含み、実数信号は入力端子で分岐されて１番目の遅延器に入力されると共に１番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目の遅延器出力は２番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び前記２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、ｊ（但し、ｊは整数かつ２≦ｊ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｊ＋１）番目の遅延器緒及び（ｊ＋１）番目の係数乗算器へ入力され、（ｊ＋１）番目の係数乗算器の出力および（ｊ−１）番目の加算器の出力はｊ番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器の出力が入力されたＭ番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−２）番目の加算器の出力とは（Ｍ−１）番目の加算器へ入力された後実部信号として出力される第１のフィルタ部と、
（Ｍ−１）個の係数乗算器と、直列接続された（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−２）個の加算器と、を含み、前記入力端子で分岐された前記実数信号は遅延時間Ｔ／２秒である１番目の遅延器に入力され、前記１番目の遅延器の出力は遅延時間がＴ秒である２番目の遅延器及び１番目の係数乗算器へ入力され、前記２番目の遅延器の出力は３番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、遅延時間がＴ秒であるｋ（但し、ｋは整数かつ３≦ｋ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｋ＋１）番目の遅延器及びｋ番目の係数乗算器へ入力され、ｋ番目の係数乗算器の出力及び（ｋ−２）番目の加算器の出力は（ｋ−１）番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器出力は（Ｍ−１）番目の係数乗算器へ入力され、前記（Ｍ−１）番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−３）番目の加算器の出力とは（Ｍ−２）番目の加算器へ入力された後虚部信号として出力される第２のフィルタ部と、
を備え、
前記第１及び第２のフィルタ部において、両端部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項２】
前記第１のフィルタ部において１，２、（Ｍ−１）、Ｍ番目のタップ係数の絶対値は１．０より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であり、
前記第２のフィルタ部において１、Ｍ番目のタップ係数の絶対値は１．０より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴とした請求項１記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項３】
前記第２のフィルタ部における１番目及び（Ｍ−１）番目のタップ係数の絶対値は、前記第１のフィルタ部における１番目と２番目のタップ係数の絶対値の和に０．４から０．６を乗じた範囲内であることを特徴とした請求項１または２に記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項４】
圧電材料を含む基板と、
前記基板上に形成され、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する送信電極と、
前記基板上に形成され、前記送信電極からの表面波を受け、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する第１の受信電極及び第２の受信電極と、
を備え、
前記送信電極、第１の受信電極、前記第２の受信電極は遅延時間Ｔ秒を有するようなフィンガ部のピッチを有しており、前記第２の受信電極のフィンガ部は前記第１の受信電極より一組少なく、かつ遅延時間がＴ／２秒異なるようにフィンガ部が内側に向かってずらして配置されており、前記第１の受信電極からは実部信号が出力され、前記第２の受信電極からは虚部信号が出力され、
前記第１及び前記第２の受信電極において、両端部に配置されたフィンガ部の交差割合を表わすタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置されたフィンガ部のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項５】
前記第１の受信電極において、両端部のそれぞれの２組におけるフィンガ部のタップ係数の絶対値は１より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であり、
前記第２の受信電極において、両端部のそれぞれの１組におけるフィンガ部のタップ係数の絶対値は１より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴とした請求項４記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項６】
前記第２の受信電極における１番目及び（Ｍ−１）番目のタップ係数の絶対値の和は、前記第１の受信電極における１番目と２番目のタップ係数の絶対値に０．４から０．６を乗じた範囲内であることを特徴とする請求項４または５に記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか一つに記載のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いた周波数変換器。
【請求項８】
請求項７記載の周波数変換器を用いた通信システム。
【請求項１】
Ｍ個（但しＭは５以上の整数）の係数乗算器と、直列接続され遅延時間Ｔ秒を有する（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−１）個の加算器と、を含み、実数信号は入力端子で分岐されて１番目の遅延器に入力されると共に１番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目の遅延器出力は２番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び前記２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、ｊ（但し、ｊは整数かつ２≦ｊ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｊ＋１）番目の遅延器緒及び（ｊ＋１）番目の係数乗算器へ入力され、（ｊ＋１）番目の係数乗算器の出力および（ｊ−１）番目の加算器の出力はｊ番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器の出力が入力されたＭ番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−２）番目の加算器の出力とは（Ｍ−１）番目の加算器へ入力された後実部信号として出力される第１のフィルタ部と、
（Ｍ−１）個の係数乗算器と、直列接続された（Ｍ−１）個の遅延器と、直列接続された（Ｍ−２）個の加算器と、を含み、前記入力端子で分岐された前記実数信号は遅延時間Ｔ／２秒である１番目の遅延器に入力され、前記１番目の遅延器の出力は遅延時間がＴ秒である２番目の遅延器及び１番目の係数乗算器へ入力され、前記２番目の遅延器の出力は３番目の遅延器及び２番目の係数乗算器へ入力され、前記１番目及び２番目の係数乗算器の出力は１番目の加算器へ入力され、遅延時間がＴ秒であるｋ（但し、ｋは整数かつ３≦ｋ≦Ｍ−２）番目の遅延器の出力は（ｋ＋１）番目の遅延器及びｋ番目の係数乗算器へ入力され、ｋ番目の係数乗算器の出力及び（ｋ−２）番目の加算器の出力は（ｋ−１）番目の加算器へ入力され、（Ｍ−１）番目の遅延器出力は（Ｍ−１）番目の係数乗算器へ入力され、前記（Ｍ−１）番目の係数乗算器の出力と（Ｍ−３）番目の加算器の出力とは（Ｍ−２）番目の加算器へ入力された後虚部信号として出力される第２のフィルタ部と、
を備え、
前記第１及び第２のフィルタ部において、両端部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置された係数乗算器のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項２】
前記第１のフィルタ部において１，２、（Ｍ−１）、Ｍ番目のタップ係数の絶対値は１．０より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であり、
前記第２のフィルタ部において１、Ｍ番目のタップ係数の絶対値は１．０より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴とした請求項１記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項３】
前記第２のフィルタ部における１番目及び（Ｍ−１）番目のタップ係数の絶対値は、前記第１のフィルタ部における１番目と２番目のタップ係数の絶対値の和に０．４から０．６を乗じた範囲内であることを特徴とした請求項１または２に記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項４】
圧電材料を含む基板と、
前記基板上に形成され、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する送信電極と、
前記基板上に形成され、前記送信電極からの表面波を受け、正電極部を構成するフィンガ部と負電極部を構成するフィンガ部とが互いに交差する第１の受信電極及び第２の受信電極と、
を備え、
前記送信電極、第１の受信電極、前記第２の受信電極は遅延時間Ｔ秒を有するようなフィンガ部のピッチを有しており、前記第２の受信電極のフィンガ部は前記第１の受信電極より一組少なく、かつ遅延時間がＴ／２秒異なるようにフィンガ部が内側に向かってずらして配置されており、前記第１の受信電極からは実部信号が出力され、前記第２の受信電極からは虚部信号が出力され、
前記第１及び前記第２の受信電極において、両端部に配置されたフィンガ部の交差割合を表わすタップ係数の絶対値は１より小であり、中央部に配置されたフィンガ部のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴としたトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項５】
前記第１の受信電極において、両端部のそれぞれの２組におけるフィンガ部のタップ係数の絶対値は１より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であり、
前記第２の受信電極において、両端部のそれぞれの１組におけるフィンガ部のタップ係数の絶対値は１より小であり、それ以外のタップ係数の絶対値は実質的に１であることを特徴とした請求項４記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項６】
前記第２の受信電極における１番目及び（Ｍ−１）番目のタップ係数の絶対値の和は、前記第１の受信電極における１番目と２番目のタップ係数の絶対値に０．４から０．６を乗じた範囲内であることを特徴とする請求項４または５に記載のトランスバーサル型複素係数フィルタ。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれか一つに記載のトランスバーサル型複素係数フィルタを用いた周波数変換器。
【請求項８】
請求項７記載の周波数変換器を用いた通信システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２００７−１４３０７２（Ｐ２００７−１４３０７２Ａ）
【公開日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３３７５９３（Ｐ２００５−３３７５９３）
【出願日】平成１７年１１月２２日（２００５．１１．２２）
【出願人】（３９００１９８３９）三星電子株式会社 (8,520)
【氏名又は名称原語表記】Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年６月７日（２００７．６．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１１月２２日（２００５．１１．２２）
【出願人】（３９００１９８３９）三星電子株式会社 (8,520)
【氏名又は名称原語表記】Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ．
【Ｆターム（参考）】
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