送信機及び受信機を含むネットワークにおいてシンボルを通信するための方法
【課題】送信機における新規の擬似ランダム位相プリコーディング（ＰＲＰＰ）、及び反復尤度探索（ＩＬＳ）手順を使用した低複雑度データ検出を提供する。
【解決手段】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワークにおいて、送信機及び受信機において擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）のセットを記憶する。各ＯＦＤＭシンボルを送信アンテナのセットのためのサブキャリアにマッピングして、マッピングされたシンボルを作成する。該マッピングされたシンボルを、擬似ランダム位相プリコーダー（ＰＲＰＰ）及びＰＲＳを使用して符号化して、プリコーディングされたシンボルを作成する。該プリコーディングされたシンボルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用し、符号化されたシンボルを、送信アンテナのセットを使用して受信機に送信する。
【解決手段】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワークにおいて、送信機及び受信機において擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）のセットを記憶する。各ＯＦＤＭシンボルを送信アンテナのセットのためのサブキャリアにマッピングして、マッピングされたシンボルを作成する。該マッピングされたシンボルを、擬似ランダム位相プリコーダー（ＰＲＰＰ）及びＰＲＳを使用して符号化して、プリコーディングされたシンボルを作成する。該プリコーディングされたシンボルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用し、符号化されたシンボルを、送信アンテナのセットを使用して受信機に送信する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には無線通信の分野に関し、より詳細には、狭帯域変調フォーマット及び広帯域変調フォーマットの双方を用いて、単一入力多出力（ＳＩＭＯ）ネットワーク及び多入力多出力（ＭＩＭＯ）ネットワークにおいてデータを送信することに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信ネットワークにおける局は、データレート及び信頼性を改善するために、送信機及び受信機において複数本のアンテナを装備することができる。送信帯域幅を広くすることによって容量が増大するが、周波数選択性フェージング、並びに局の移動性及びドップラー拡散に起因する時変マルチパスフェージングへとつながる。
【０００３】
時間選択性フェージング及び周波数選択性フェージングに対処するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）又は単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）のような送信フォーマットを使用することが重要である。マルチユーザーセルラーネットワークのコンテキストにおいて、移動局（ＭＳ）から基地局（ＢＳ）へのアップリンク（ＵＬ）チャネルにおけるＯＦＤＭＡアクセスは、セル内ＭＳのための干渉回避、及びセル外ＭＳのための干渉平均化へとつながる。
【０００４】
コスト、複雑度、及びサイズの原因に起因して、移動局における送信／受信アンテナの本数は通常１本〜４本であり、これによってＭＩＭＯ利得の利用が困難になる。ＭＳにおいて単一のアンテナを有する、モバイルアドホックネットワークのようなインフラストラクチャのないネットワークのコンテキストでは、空間ダイバーシティがないことに起因して、時間及び周波数の選択性をほとんど有しないチャネルにおいて、ネットワーク性能全体が大幅に減少する。
【発明の概要】
【０００５】
本発明の実施の形態は、従来のネットワークと比較して優れた信頼性を有するＳＩＭＯネットワーク及びＭＩＭＯネットワークを介して、総データレートに不利益を課すことなくデータを符号化及び復号するための方法を提供する。
【０００６】
符号化ステップ及び復号ステップは、狭帯域伝送のケース及び広帯域伝送のケースの双方について別個に説明される。特に、広帯域のケースの場合、符号化手順及び復号手順は、ＯＦＤＭ伝送フォーマット及びＳＣ−ＦＤＭＡ伝送フォーマットの双方について最適化される。
【０００７】
本方法は、送信機における新規の擬似ランダム位相プリコーディング（ＰＲＰＰ）、及び反復尤度探索（ＩＬＳ）手順を使用した低複雑度データ検出を提供する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１Ａ】本発明の実施形態によるＯＦＤＭ送受信機のブロック図である。
【図１Ｂ】本発明の実施形態による、ＳＩＳＯネットワークにおける並列フェージングチャネルのための送信機及び受信機のブロック図である。
【図２】本発明の実施形態による、擬似ランダム位相プリコーディングを用いない並列ＭＩＭＯネットワークのブロック図である。
【図３】本発明の実施形態による、擬似ランダム位相プリコーディングを用いた並列ＭＩＭＯネットワークのブロック図である。
【図４】本発明の実施形態による、ＯＦＤＭＡネットワークのための送信機のブロック図である。
【図５】本発明の実施形態による、ＯＦＤＭＡネットワークのための受信機のブロック図である。
【図６】本発明の実施形態による、ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークのための送信機のブロック図である。
【図７】本発明の実施形態による、ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークのための受信機のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本発明の実施形態は、ＳＩＭＯネットワーク及びＭＩＭＯネットワークにおいて、データを符号化及び復号するための方法を提供する。
【００１０】
図１Ａは、本発明の実施形態による、送信機１１０及び受信機１２０を含むネットワークを示している。送信機において、シンボル（信号ｚ（ｍ））が符号化され（１１）、インターリーブされ（１２）、サブキャリアにマッピングされ（１３）、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）され（１４）、サイクリックプレフィックスが付加されてから、パラレルからシリアルに変換され（１５）、デジタルからアナログに変換され（１６）、雑音、フェージング、及び、干渉、ｎ（ｔ）を受けるチャネル１９上で、１本又は複数本の送信アンテナ１７を介して送信される。
【００１１】
受信機において、１本又は複数本の受信アンテナ１８を介する受信信号ｙ（ｎ）が、アナログからデジタルに変換される（２２）。次に、該信号はシリアルからパラレルに変換されると共にサイクリックプレフィックスが除去され（２３）、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）され（２４）、マッピング解除され（２５）、インターリーブ解除され（２６）、信号
【００１２】
【数１】
【００１３】
が推定される。
【００１４】
また、本送信機は、シンボルをプリコーディングするための擬似ランダム位相プリコーダー（ＰＲＰＰ）１を備え、本受信機は、シンボルを検出するための低複雑度反復尤度検索（ＩＬＳ）手順２を備える。ＰＲＰＰ及びＩＬＳは擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）のセット１３０を共有する。
【００１５】
狭帯域単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）ネットワーク
送信機におけるアンテナのセットが１本の送信アンテナを有し、受信機におけるアンテナのセットが１本の受信アンテナを有する狭帯域伝送シナリオを説明する。
【００１６】
図１Ｂに示すように、並列フェージングチャネルモデルも説明する。ここで、チャネル使用ｎにおいて、Ｋ個のチャネルがデータ伝送に利用可能である。
【００１７】
Ｋ個のチャネルは、Ｋ個の別個の周波数帯域とすることができ、チャネルは時間領域内にあることができる。代替的に、Ｋ個のチャネルをＫ個の別個のタイムスロットとして特徴付けることができ、その際チャネル使用は周波数領域内である。チャネル使用が時間領域内であり、かつチャネル数が周波数領域内である場合、これらのＫ個のチャネルのそれぞれが狭帯域とみなされる。
【００１８】
Ｕｎ（ｋ）によって、時刻ｎにおいてチャネルｋ上で伝送される複素数値変調シンボル１０１を表す。受信機における対応する復号信号は、
【００１９】
【数２】
【００２０】
１０５である。本実施の形態では、送信機と受信機との間で共有されるＰＲＳのセット１３０を使用する。
【００２１】
所与のＰＲＳについて、Ｋ×Ｋの擬似ランダム位相プリコーディング（ＰＲＰＰ）行列Ｗｎが、時刻ｎにおいて送信機によって使用される。ここで、チャネルの個数はＫ個であり、（ｐ，ｑ）番目の要素（ここで、ｐはＷｎの行インデックスを表し、ｑはＷｎの列インデックスを表す）は、
【００２２】
【数３】
【００２３】
である。ここで、θ（ｐ，ｑ）は、−πとπとの間で均一に分散される、擬似ランダムに生成される位相である。
【００２４】
チャネル使用ｎにおけるＰＲＰＰの出力１０２は、Ｘｎ（１），Ｘｎ（２），．．．，Ｘｎ（Ｋ）１０２によって表される。行列ベクトル表記を使用して、ＰＲＰＰの出力を以下のように表すことができる。
【００２５】
【数４】
【００２６】
ここで、
【００２７】
【数５】
【００２８】
及び
【００２９】
【数６】
【００３０】
である。
【００３１】
時刻ｎにおけるｋ番目のチャネル上の複素数値チャネル利得は、Ｈｎ（ｋ）１０３である。ベクトル値受信信号Ｙ１０４は、
【００３２】
【数７】
【００３３】
であり、ここで、
【００３４】
【数８】
【００３５】
であり、
【００３６】
【数９】
【００３７】
は雑音ベクトルである。
【００３８】
【数１０】
【００３９】
であるため、受信信号
【００４０】
【数１１】
【００４１】
は、
【００４２】
【数１２】
【００４３】
である。
【００４４】
ＰＲＰＰが存在しないときに、チャネル行列
【００４５】
【数１３】
１０３が受信機において利用可能である場合、又は
【００４６】
【数１４】
【００４７】
である場合（ここで
【００４８】
【数１５】
【００４９】
はＫ×Ｋの恒等行列である）、各変調信号を、
【００５０】
【数１６】
【００５１】
を使用して個々に復調することができる。
【００５２】
すなわち、ＰＲＰＰが存在しないとき、チャネル間干渉（ＩＣＩ）はない。しかしながら、各チャネルが１つのフェージング確率変数（fading random variable）のみを受けるため、チャネルごとのダイバーシティ次数及び総ダイバーシティ次数は１に限定される。すなわち、上述したＰＲＰＰを用いないネットワークは、深刻な性能損失を被る。
【００５３】
ＰＲＰＰはＩＣＩを故意に引き起こす。すなわち、ｋ番目のチャネル上の受信信号は、ｋ番目のチャネルからのみでなく全ての他のＫ−１個のチャネルからの信号寄与を含む。この影響は、上述した単一タップ等化手法、すなわち
【００５４】
【数１７】
【００５５】
が深刻なシンボル間干渉につながるということである。
【００５６】
ＰＲＰＰネットワークの性能を改善するために、最大尤度（ＭＬ）検出を使用することができる。ＭＬ手法は、本質的に共同検出手法であり、以下の形式を有する。
【００５７】
【数１８】
【００５８】
ここで、Ψｚは雑音ランダムベクトル
【００５９】
【数１９】
の共分散行列であり、Ｈｅｒｍは、エルミート転置演算子である。ＭＬ手法は、全ての可能なベクトル値シンボル
【００６０】
【数２０】
【００６１】
にわたって検索し、最適なベクトルを確定する。しかしながら、ＭＬ手法は次数（ｓｉｚｅ（Ｕｎ（ｋ）））Ｋの検索複雑度を有し、ｓｉｚｅ（Ｕｎ（ｋ））は変調シンボルＵｎ（ｋ）の集合体サイズ（constellation size）であり、Ｋの値が１０〜２０の場合であっても非常に高い。
【００６２】
【数２１】
【００６３】
の推定値を得るための準最適手法のうちのいくつかは、
整合フィルター（ＭＦ）受信機を使用する、
線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）受信機を使用する、
ゼロフォーシング（ＺＦ）受信機を使用する、及び
おそらく順序付けされた連続干渉除去（ＳＩＣ）技法を用いたＬＭＭＳＥ受信機又はＺＦ受信機を使用する、
である。
【００６４】
本発明の実施形態による、ＰＲＰＰ伝送方法のための、複雑度が低減された検出手順を説明する。この検出手順は、反復尤度検索（ＩＬＳ）手順２である。本明細書において説明されるＩＬＳ手順は、送信機及び受信機において多数のアンテナを有する狭帯域ＭＩＭＯネットワークのコンテキストにおいて、Mohammed他「Low-complexity detection and performance in multi-gigabit high spectral efficiency wireless systems」（IEEE PIMRC, September 2008）と類似していることに留意されたい。
【００６５】
以下は、ＩＬＳ手順のステップである。
ａ）受信機が雑音共分散行列Ψｚを有すると想定する。Ψｚが受信機に知られていない場合、
【００６６】
【数２２】
【００６７】
、すなわち恒等行列に設定する。
ｂ）雑音重み付け受信信号を以下のように定義する。
【００６８】
【数２３】
【００６９】
ｃ）効率的なチャネル行列は、
【００７０】
【数２４】
【００７１】
であり、ここで、
【００７２】
【数２５】
【００７３】
は受信機におけるチャネル推定値である。
【００７４】
ステップａ）、ｂ）、及びｃ）を使用すると、等価のベクトル値受信信号は、
【００７５】
【数２６】
【００７６】
であり、ここで、
【００７７】
【数２７】
【００７８】
は白色雑音ランダムベクトルである。
【００７９】
変調シンボルＵｎ（ｋ）が四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）又は直交振幅変調（ＱＡＭ）のような複素数値集合体から取り出されるとき、式（５）の等価の実数値バージョンは、
【００８０】
【数２８】
【００８１】
である。ここで、
【００８２】
【数２９】
【００８３】
であり、ここで、Ｒｅは実数成分を表し、Ｉｍは虚数成分を表す。
【００８４】
変調シンボルＵｎ（ｋ）が実数値二値集合体（real-valued binary constellation）から取り出されるとき、
【００８５】
【数３０】
【００８６】
である。ここで、
【００８７】
【数３１】
【００８８】
である。
【００８９】
詳細なＩＬＳ手順ステップは以下の通りである。
【００９０】
【数３２】
【００９１】
によって、ｉ番目の反復の終了時点における
【００９２】
【数３３】
【００９３】
の推定値を表す。
【００９４】
【数３４】
【００９５】
を表し、
【００９６】
【数３５】
【００９７】
である。
【００９８】
【数３６】
【００９９】
の初期推定値
【０１００】
【数３７】
【０１０１】
がＬＭＭＳＥ検出の出力として設定される。すなわち、
【０１０２】
【数３８】
【０１０３】
である。ここで、λは、固定数に設定することができるか又は適応的に変更することができる適切な対角負荷係数である。λ＝０に設定することによって、ＺＦ検出器に対応する初期ベクトルを得ることができる。
【０１０４】
ｋ＝１：Number_Iterationsについて
【０１０５】
【数３９】
【０１０６】
【数４０】
【０１０７】
すなわち、ｚｋｐは、
【０１０８】
【数４１】
【０１０９】
のｐ番目の要素である。
【０１１０】
【数４２】
【０１１１】
【数４３】
【０１１２】
の場合、
【０１１３】
【数４４】
【０１１４】
一方、そうでない場合、検索を終了する。
【０１１５】
【数４５】
【０１１６】
を検出されたデータベクトルとして宣言する。
【０１１７】
ステップｄ）ｉにおける
【０１１８】
【数４６】
【０１１９】
は、ｓ番目のエントリーのみを１とし、全ての他のエントリーをゼロとして有する単位ベクトルであり、ステップｄ）ｉｉにおける
【０１２０】
【数４７】
【０１２１】
は、行列
【０１２２】
【数４８】
【０１２３】
のｓ番目の列である。
【０１２４】
上記のＩＬＳ手順において、Number_Iterationsは反復の回数であり、固定の値に設定することができるか、又は雑音及び干渉の状態に応じて適応的に変動させることができる。
【０１２５】
上述したＩＬＳ手順は、変調シンボルＵｎ（ｋ）の硬出力を生成することに留意する。しかしながら、下記で列挙する様々な他の手順、すなわち、J. Luo, K. Pattipati、P. Willett及びF. Hasegawa「Near-optimal multiuser detection in synchronous CDMA using probabilistic data association」（IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 9, pp. 361-363, Sept. 2001）、Y. Huang及びJ. Zhang「Generalized probabilistic data association multiuser detection」（Proc. IEEE ICC'2004, June-July 2004）、P. H. Tan及びL. K. Rasmussen「Multiuser detection in CDMA - A comparison of relaxation, exact and heuristic search methods」（IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 3, no. 5, pp. 1802-1809, Sept. 2004）、D. Pham、K. Pattipati、P. Willett、及びJ. Luo「A generalized probabilistic data association detector for multi antenna systems」（IEEE Communications Letters, vol. 8, no. 4, pp. 205-207, April 2004）、P. H. Tan及びL. K. Rasmussen「Asymptotically optimal nonlinear MMSE multiuser detection based on multivariate Gaussian approximation」（IEEE Transactions on Communications, vol. 54, no. 8, pp. 1427-1438, Aug. 2006）、Y. Jia, C. M. Vithanage、C. Andreiu、及びR. J. Piechocki「Probabilistic data association for symbol detection in MIMO systems」（lEEE Electronic Letters, vol. 42, no. 1, 05 Jan 2006）、H. Zhao, L. Tong 及びW. Wang「Tabu search detection for MIMO systems」（IEEE PIMRC'2007, Sept. 2007）、N. Srinidhi、S. K. Mohammed、A. Chockalingam及びB. Sunder Rajan「Low-complexity near-ML decoding of large non-orthogonal STBCs using reactive tabu search」（Proc. IEEE ISIT’2009, June-July 2009）を使用して、上述したＰＲＰＰに基づく発明におけるＵｎ（ｋ）の軟推定値（又は確率値）を生成することもできる。
【０１２６】
上述した参照文献は、それらのネットワークにおいてＰＲＰＰを利用しないことに留意されたい。上記の参照文献において説明されている従来技術のＭＩＭＯネットワークは通常、多数の送信アンテナ及び受信アンテナを必要として所望の性能利得を達成することにも留意されたい。対照的に、本発明の実施形態によるＰＲＰＰ方法及びＰＲＰＰネットワークは、実質的により少ない数の送信アンテナ及び受信アンテナを使用しながら、時間資源及び／又は周波数資源を組み合わせる。時間資源及び／又は周波数資源を同時に利用することによって、性能利得は単一の送信アンテナ及び受信アンテナを用いる送受信機であっても得ることができる。それに対し、従来技術のネットワークは１本の送信アンテナと１本の受信アンテナのみを有する送受信機に何ら性能改善をもたらすことができない。
【０１２７】
狭帯域多入力多出力（ＭＩＭＯ）ネットワーク
図２は、ＮＴ本の送信アンテナのセットを有する送信機２１０と、ＮＲ本の受信アンテナのセットを有する受信機２２０と、ＰＲＰＰを用いない、Ｋ個のチャネル２１５を使用するＭＩＭＯネットワークにおけるＭＩＭＯ受信機２２１とを示している。ＰＲＰＰ送信機及びＩＬＳに基づく受信機の狭帯域バージョンを以下に説明する。
【０１２８】
ＮＴ本の送信アンテナを有する空間ストリームの数はＮＳである。ＮＳ≦ＮＴであることに留意されたい。Ｑｎ（ｋ）が、ストリームの個数から、時刻ｎにおけるチャネルｋ上の送信アンテナ本数へのマッピング（１３）を表すとする。Ｑｎ（ｋ）は、サイズＮＴ×ＮＳの行列であることに留意されたい。
【０１２９】
図３は、ＰＲＰＰを用いる送信機３１０及びＩＬＳを用いる受信機３２０以外は類似の構成を示している。
【０１３０】
上述したのと同じモデルに従って、送信機においてＰＲＰＰが存在しない場合、時刻ｎにおけるｋ番目のチャネル上の受信信号モデルは、
【０１３１】
【数４９】
【０１３２】
である。
【０１３３】
式（９）において、Ｙｎ（ｋ）及びＺｎ（ｋ）はサイズＮＲ×ｌであり、Ｈｎ（ｋ）はサイズＮＲ×ＮＴであり、Ｕｎ（ｋ）はサイズＮＳ×ｌである。
【０１３４】
ここで、サイズＮＳＫ×ＮＳＫのＰＲＰＰ行列 Ｗｎを以下の方式で適用する。
【０１３５】
【数５０】
【０１３６】
ここで、
【０１３７】
【数５１】
【０１３８】
及び
【０１３９】
【数５２】
【０１４０】
である。
【０１４１】
それぞれＮＲ本の受信アンテナを用いたＫ個のチャネルにわたる等価の受信信号は、
【０１４２】
【数５３】
【０１４３】
である。ここで、
【０１４４】
【数５４】
【０１４５】
である。
【０１４６】
式（１０）の形式は、式（１）の形式と非常に類似しているため、ＩＬＳ手順２を使用してデータシンボルベクトル Ｕｎを検出する。上記で参照した、タブー検索（ＴＳ）手順、反応性タブー検索（ＲＴＳ）手順、又は確率的データ関連（ＰＤＡ）手順を使用して、シンボルベクトルの軟推定値 Ｕｎを提供することもできる。
【０１４７】
ＯＦＤＭＡを使用する広帯域ＭＩＭＯネットワーク
ＰＲＰＰに基づくＯＦＤＭＡネットワークのための送信機が図４に示されている。送信機は、ＰＲＳのセット１３０を使用するＰＲＰＰ１と、Ｎ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１４と、サイクリックプレフィックスを付加すると共にシリアルに変換するブロック１５と、Ｄ／Ａ及びＲＦ変換器１６とを備える。
【０１４８】
図５は、ブロック２２、２３、及び２４が図４の対応するブロックの逆の機能及びＩＬＳに基づく検出手順２を実行する、対応する受信機を示している。
【０１４９】
単純にするために、図４及び図５はＳＩＳＯのケースを説明する。図２及び図３に示すようなＭＩＭＯの着想を使用して、このネットワークを複数本の送信アンテナ及び受信アンテナから成るサポートセットに拡張することができる。
【０１５０】
ＯＦＤＭＡネットワークは、ＮＦ個のサブキャリアと、ＮＲ本の受信アンテナのセットと、ＮＴ本の送信アンテナのセットとを有する。サイクリックプレフィックス長が、チャネルの最大遅延拡散よりも大きくなるように選択されると共に、ＯＦＤＭシンボル持続期間が、チャネルコヒーレンス時間よりも短くされ、それによってシンボル間干渉及びキャリア間干渉が回避される。
【０１５１】
ＯＦＤＭシンボルｎのためのｋ番目のサブキャリア上の受信ベクトル値信号は、
【０１５２】
【数５５】
【０１５３】
である。ここで、チャネル行列 Ｈｎ（ｋ）の（ｉ，ｊ）番目のエントリーは、ＯＦＤＭシンボルｎのサブキャリアｋ上における、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナへのチャネル応答であり、Ｑｎ（ｋ）は、ＯＦＤＭシンボルｎのサブキャリアｋ上におけるストリーム対アンテナマッピング行列である。
【０１５４】
ＯＦＤＭＡネットワークの場合の送信機におけるＰＲＰＰ行列 Ｗｎは、
【０１５５】
【数５６】
【０１５６】
であり、ここで、
【０１５７】
【数５７】
【０１５８】
及び
【０１５９】
【数５８】
【０１６０】
である。
【０１６１】
ＮＦは、ＰＲＰＰ行列が適用されるサブキャリアの個数であり、ＮＦは、チャネル状態及び受信機能力に応じて構成可能なパラメーターであることに留意されたい。
【０１６２】
ＮＲ本の受信アンテナのセットにおいてＮＦ個のチャネルにわたって等価に受信される信号は、
【０１６３】
【数５９】
【０１６４】
であり、ここで、
【０１６５】
【数６０】
【０１６６】
である。
【０１６７】
式（１２）の形式は、式（１）の形式と非常に類似しているため、ＩＬＳ手順２を図４及び図５の広帯域ＯＦＤＭＡに使用して、データシンボルベクトル Ｕｎを検出することができる。
【０１６８】
ＳＣ−ＦＤＭＡを使用した広帯域ＭＩＭＯネットワーク
図６は、ＰＲＰＰ１を用いた単一キャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）送信機を示している。
【０１６９】
図７は、データ検出のためにＩＬＳ手順２を利用するＳＣ−ＦＤＭＡ受信機を示している。単純にするために、図６及び図７はＳＩＳＯのケースを説明する。図２及び図３に示すようなＭＩＭＯの着想を使用して、このネットワークを複数本の送信アンテナ及び受信アンテナから成るサポートセットに拡張することができる。
【０１７０】
ＳＣ−ＯＦＤＭＡはしばしば、ＤＦＴプリコーディングされたＯＦＤＭネットワークと呼ばれる。ＳＣ−ＦＤＭＡは、多くの場合に、ＯＦＤＭ変調に関連付けられるピーク対平均電力比問題を低減するのに使用される。ＰＲＰＰを用いないＳＣ−ＦＤＭＡネットワークでは、局は、ＯＦＤＭサブキャリアに対する変調の前に、データシーケンスに対しＫ点ＤＦＴを使用する。伝送に利用可能なサブキャリアの個数Ｎを大きくすることができるが、Ｋの構成可能な値はチャネル状態及び他の需要に基づき得る。
【０１７１】
ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークは、ＮＲ本の受信機アンテナのセットと、ＮＴ本の送信機アンテナのセットとを有する。ここではシンボル間干渉及びキャリア間干渉を無視する。このネットワークの場合、ＯＦＤＭシンボルｎのための送信アンテナｌにおける長さＫのデータベクトルは、
【０１７２】
【数６１】
【０１７３】
である。
【０１７４】
ＯＦＤＭシンボルｎのための送信アンテナｌに適用されるＫ×ＫのＰＲＰＰ行列は、
【０１７５】
【数６２】
【０１７６】
である。
【０１７７】
送信アンテナｌの出力におけるＰＲＰＰ信号は、
【０１７８】
【数６３】
【０１７９】
である。
【０１８０】
ＰＲＰＰを用いる、ＦＦＴの出力におけるＮＲＫ×ｌの受信信号は、
【０１８１】
【数６４】
【０１８２】
である。
【０１８３】
式（１３）の形式は、式（１）の形式と非常に類似しているため、説明したＩＬＳ手順２を図６及び図７の広帯域ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークに使用して、データシンボルベクトル Ｕｎを検出する。
【０１８４】
本発明を好ましい実施形態の例として説明してきたが、本発明の精神及び範囲内で様々な他の適応及び変更を行うことができることは理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲内に入るすべての変形及び変更を包含することである。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には無線通信の分野に関し、より詳細には、狭帯域変調フォーマット及び広帯域変調フォーマットの双方を用いて、単一入力多出力（ＳＩＭＯ）ネットワーク及び多入力多出力（ＭＩＭＯ）ネットワークにおいてデータを送信することに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信ネットワークにおける局は、データレート及び信頼性を改善するために、送信機及び受信機において複数本のアンテナを装備することができる。送信帯域幅を広くすることによって容量が増大するが、周波数選択性フェージング、並びに局の移動性及びドップラー拡散に起因する時変マルチパスフェージングへとつながる。
【０００３】
時間選択性フェージング及び周波数選択性フェージングに対処するために、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）又は単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）のような送信フォーマットを使用することが重要である。マルチユーザーセルラーネットワークのコンテキストにおいて、移動局（ＭＳ）から基地局（ＢＳ）へのアップリンク（ＵＬ）チャネルにおけるＯＦＤＭＡアクセスは、セル内ＭＳのための干渉回避、及びセル外ＭＳのための干渉平均化へとつながる。
【０００４】
コスト、複雑度、及びサイズの原因に起因して、移動局における送信／受信アンテナの本数は通常１本〜４本であり、これによってＭＩＭＯ利得の利用が困難になる。ＭＳにおいて単一のアンテナを有する、モバイルアドホックネットワークのようなインフラストラクチャのないネットワークのコンテキストでは、空間ダイバーシティがないことに起因して、時間及び周波数の選択性をほとんど有しないチャネルにおいて、ネットワーク性能全体が大幅に減少する。
【発明の概要】
【０００５】
本発明の実施の形態は、従来のネットワークと比較して優れた信頼性を有するＳＩＭＯネットワーク及びＭＩＭＯネットワークを介して、総データレートに不利益を課すことなくデータを符号化及び復号するための方法を提供する。
【０００６】
符号化ステップ及び復号ステップは、狭帯域伝送のケース及び広帯域伝送のケースの双方について別個に説明される。特に、広帯域のケースの場合、符号化手順及び復号手順は、ＯＦＤＭ伝送フォーマット及びＳＣ−ＦＤＭＡ伝送フォーマットの双方について最適化される。
【０００７】
本方法は、送信機における新規の擬似ランダム位相プリコーディング（ＰＲＰＰ）、及び反復尤度探索（ＩＬＳ）手順を使用した低複雑度データ検出を提供する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１Ａ】本発明の実施形態によるＯＦＤＭ送受信機のブロック図である。
【図１Ｂ】本発明の実施形態による、ＳＩＳＯネットワークにおける並列フェージングチャネルのための送信機及び受信機のブロック図である。
【図２】本発明の実施形態による、擬似ランダム位相プリコーディングを用いない並列ＭＩＭＯネットワークのブロック図である。
【図３】本発明の実施形態による、擬似ランダム位相プリコーディングを用いた並列ＭＩＭＯネットワークのブロック図である。
【図４】本発明の実施形態による、ＯＦＤＭＡネットワークのための送信機のブロック図である。
【図５】本発明の実施形態による、ＯＦＤＭＡネットワークのための受信機のブロック図である。
【図６】本発明の実施形態による、ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークのための送信機のブロック図である。
【図７】本発明の実施形態による、ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークのための受信機のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本発明の実施形態は、ＳＩＭＯネットワーク及びＭＩＭＯネットワークにおいて、データを符号化及び復号するための方法を提供する。
【００１０】
図１Ａは、本発明の実施形態による、送信機１１０及び受信機１２０を含むネットワークを示している。送信機において、シンボル（信号ｚ（ｍ））が符号化され（１１）、インターリーブされ（１２）、サブキャリアにマッピングされ（１３）、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）され（１４）、サイクリックプレフィックスが付加されてから、パラレルからシリアルに変換され（１５）、デジタルからアナログに変換され（１６）、雑音、フェージング、及び、干渉、ｎ（ｔ）を受けるチャネル１９上で、１本又は複数本の送信アンテナ１７を介して送信される。
【００１１】
受信機において、１本又は複数本の受信アンテナ１８を介する受信信号ｙ（ｎ）が、アナログからデジタルに変換される（２２）。次に、該信号はシリアルからパラレルに変換されると共にサイクリックプレフィックスが除去され（２３）、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）され（２４）、マッピング解除され（２５）、インターリーブ解除され（２６）、信号
【００１２】
【数１】
【００１３】
が推定される。
【００１４】
また、本送信機は、シンボルをプリコーディングするための擬似ランダム位相プリコーダー（ＰＲＰＰ）１を備え、本受信機は、シンボルを検出するための低複雑度反復尤度検索（ＩＬＳ）手順２を備える。ＰＲＰＰ及びＩＬＳは擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）のセット１３０を共有する。
【００１５】
狭帯域単一入力単一出力（ＳＩＳＯ）ネットワーク
送信機におけるアンテナのセットが１本の送信アンテナを有し、受信機におけるアンテナのセットが１本の受信アンテナを有する狭帯域伝送シナリオを説明する。
【００１６】
図１Ｂに示すように、並列フェージングチャネルモデルも説明する。ここで、チャネル使用ｎにおいて、Ｋ個のチャネルがデータ伝送に利用可能である。
【００１７】
Ｋ個のチャネルは、Ｋ個の別個の周波数帯域とすることができ、チャネルは時間領域内にあることができる。代替的に、Ｋ個のチャネルをＫ個の別個のタイムスロットとして特徴付けることができ、その際チャネル使用は周波数領域内である。チャネル使用が時間領域内であり、かつチャネル数が周波数領域内である場合、これらのＫ個のチャネルのそれぞれが狭帯域とみなされる。
【００１８】
Ｕｎ（ｋ）によって、時刻ｎにおいてチャネルｋ上で伝送される複素数値変調シンボル１０１を表す。受信機における対応する復号信号は、
【００１９】
【数２】
【００２０】
１０５である。本実施の形態では、送信機と受信機との間で共有されるＰＲＳのセット１３０を使用する。
【００２１】
所与のＰＲＳについて、Ｋ×Ｋの擬似ランダム位相プリコーディング（ＰＲＰＰ）行列Ｗｎが、時刻ｎにおいて送信機によって使用される。ここで、チャネルの個数はＫ個であり、（ｐ，ｑ）番目の要素（ここで、ｐはＷｎの行インデックスを表し、ｑはＷｎの列インデックスを表す）は、
【００２２】
【数３】
【００２３】
である。ここで、θ（ｐ，ｑ）は、−πとπとの間で均一に分散される、擬似ランダムに生成される位相である。
【００２４】
チャネル使用ｎにおけるＰＲＰＰの出力１０２は、Ｘｎ（１），Ｘｎ（２），．．．，Ｘｎ（Ｋ）１０２によって表される。行列ベクトル表記を使用して、ＰＲＰＰの出力を以下のように表すことができる。
【００２５】
【数４】
【００２６】
ここで、
【００２７】
【数５】
【００２８】
及び
【００２９】
【数６】
【００３０】
である。
【００３１】
時刻ｎにおけるｋ番目のチャネル上の複素数値チャネル利得は、Ｈｎ（ｋ）１０３である。ベクトル値受信信号Ｙ１０４は、
【００３２】
【数７】
【００３３】
であり、ここで、
【００３４】
【数８】
【００３５】
であり、
【００３６】
【数９】
【００３７】
は雑音ベクトルである。
【００３８】
【数１０】
【００３９】
であるため、受信信号
【００４０】
【数１１】
【００４１】
は、
【００４２】
【数１２】
【００４３】
である。
【００４４】
ＰＲＰＰが存在しないときに、チャネル行列
【００４５】
【数１３】
１０３が受信機において利用可能である場合、又は
【００４６】
【数１４】
【００４７】
である場合（ここで
【００４８】
【数１５】
【００４９】
はＫ×Ｋの恒等行列である）、各変調信号を、
【００５０】
【数１６】
【００５１】
を使用して個々に復調することができる。
【００５２】
すなわち、ＰＲＰＰが存在しないとき、チャネル間干渉（ＩＣＩ）はない。しかしながら、各チャネルが１つのフェージング確率変数（fading random variable）のみを受けるため、チャネルごとのダイバーシティ次数及び総ダイバーシティ次数は１に限定される。すなわち、上述したＰＲＰＰを用いないネットワークは、深刻な性能損失を被る。
【００５３】
ＰＲＰＰはＩＣＩを故意に引き起こす。すなわち、ｋ番目のチャネル上の受信信号は、ｋ番目のチャネルからのみでなく全ての他のＫ−１個のチャネルからの信号寄与を含む。この影響は、上述した単一タップ等化手法、すなわち
【００５４】
【数１７】
【００５５】
が深刻なシンボル間干渉につながるということである。
【００５６】
ＰＲＰＰネットワークの性能を改善するために、最大尤度（ＭＬ）検出を使用することができる。ＭＬ手法は、本質的に共同検出手法であり、以下の形式を有する。
【００５７】
【数１８】
【００５８】
ここで、Ψｚは雑音ランダムベクトル
【００５９】
【数１９】
の共分散行列であり、Ｈｅｒｍは、エルミート転置演算子である。ＭＬ手法は、全ての可能なベクトル値シンボル
【００６０】
【数２０】
【００６１】
にわたって検索し、最適なベクトルを確定する。しかしながら、ＭＬ手法は次数（ｓｉｚｅ（Ｕｎ（ｋ）））Ｋの検索複雑度を有し、ｓｉｚｅ（Ｕｎ（ｋ））は変調シンボルＵｎ（ｋ）の集合体サイズ（constellation size）であり、Ｋの値が１０〜２０の場合であっても非常に高い。
【００６２】
【数２１】
【００６３】
の推定値を得るための準最適手法のうちのいくつかは、
整合フィルター（ＭＦ）受信機を使用する、
線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）受信機を使用する、
ゼロフォーシング（ＺＦ）受信機を使用する、及び
おそらく順序付けされた連続干渉除去（ＳＩＣ）技法を用いたＬＭＭＳＥ受信機又はＺＦ受信機を使用する、
である。
【００６４】
本発明の実施形態による、ＰＲＰＰ伝送方法のための、複雑度が低減された検出手順を説明する。この検出手順は、反復尤度検索（ＩＬＳ）手順２である。本明細書において説明されるＩＬＳ手順は、送信機及び受信機において多数のアンテナを有する狭帯域ＭＩＭＯネットワークのコンテキストにおいて、Mohammed他「Low-complexity detection and performance in multi-gigabit high spectral efficiency wireless systems」（IEEE PIMRC, September 2008）と類似していることに留意されたい。
【００６５】
以下は、ＩＬＳ手順のステップである。
ａ）受信機が雑音共分散行列Ψｚを有すると想定する。Ψｚが受信機に知られていない場合、
【００６６】
【数２２】
【００６７】
、すなわち恒等行列に設定する。
ｂ）雑音重み付け受信信号を以下のように定義する。
【００６８】
【数２３】
【００６９】
ｃ）効率的なチャネル行列は、
【００７０】
【数２４】
【００７１】
であり、ここで、
【００７２】
【数２５】
【００７３】
は受信機におけるチャネル推定値である。
【００７４】
ステップａ）、ｂ）、及びｃ）を使用すると、等価のベクトル値受信信号は、
【００７５】
【数２６】
【００７６】
であり、ここで、
【００７７】
【数２７】
【００７８】
は白色雑音ランダムベクトルである。
【００７９】
変調シンボルＵｎ（ｋ）が四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）又は直交振幅変調（ＱＡＭ）のような複素数値集合体から取り出されるとき、式（５）の等価の実数値バージョンは、
【００８０】
【数２８】
【００８１】
である。ここで、
【００８２】
【数２９】
【００８３】
であり、ここで、Ｒｅは実数成分を表し、Ｉｍは虚数成分を表す。
【００８４】
変調シンボルＵｎ（ｋ）が実数値二値集合体（real-valued binary constellation）から取り出されるとき、
【００８５】
【数３０】
【００８６】
である。ここで、
【００８７】
【数３１】
【００８８】
である。
【００８９】
詳細なＩＬＳ手順ステップは以下の通りである。
【００９０】
【数３２】
【００９１】
によって、ｉ番目の反復の終了時点における
【００９２】
【数３３】
【００９３】
の推定値を表す。
【００９４】
【数３４】
【００９５】
を表し、
【００９６】
【数３５】
【００９７】
である。
【００９８】
【数３６】
【００９９】
の初期推定値
【０１００】
【数３７】
【０１０１】
がＬＭＭＳＥ検出の出力として設定される。すなわち、
【０１０２】
【数３８】
【０１０３】
である。ここで、λは、固定数に設定することができるか又は適応的に変更することができる適切な対角負荷係数である。λ＝０に設定することによって、ＺＦ検出器に対応する初期ベクトルを得ることができる。
【０１０４】
ｋ＝１：Number_Iterationsについて
【０１０５】
【数３９】
【０１０６】
【数４０】
【０１０７】
すなわち、ｚｋｐは、
【０１０８】
【数４１】
【０１０９】
のｐ番目の要素である。
【０１１０】
【数４２】
【０１１１】
【数４３】
【０１１２】
の場合、
【０１１３】
【数４４】
【０１１４】
一方、そうでない場合、検索を終了する。
【０１１５】
【数４５】
【０１１６】
を検出されたデータベクトルとして宣言する。
【０１１７】
ステップｄ）ｉにおける
【０１１８】
【数４６】
【０１１９】
は、ｓ番目のエントリーのみを１とし、全ての他のエントリーをゼロとして有する単位ベクトルであり、ステップｄ）ｉｉにおける
【０１２０】
【数４７】
【０１２１】
は、行列
【０１２２】
【数４８】
【０１２３】
のｓ番目の列である。
【０１２４】
上記のＩＬＳ手順において、Number_Iterationsは反復の回数であり、固定の値に設定することができるか、又は雑音及び干渉の状態に応じて適応的に変動させることができる。
【０１２５】
上述したＩＬＳ手順は、変調シンボルＵｎ（ｋ）の硬出力を生成することに留意する。しかしながら、下記で列挙する様々な他の手順、すなわち、J. Luo, K. Pattipati、P. Willett及びF. Hasegawa「Near-optimal multiuser detection in synchronous CDMA using probabilistic data association」（IEEE Communications Letters, vol. 5, no. 9, pp. 361-363, Sept. 2001）、Y. Huang及びJ. Zhang「Generalized probabilistic data association multiuser detection」（Proc. IEEE ICC'2004, June-July 2004）、P. H. Tan及びL. K. Rasmussen「Multiuser detection in CDMA - A comparison of relaxation, exact and heuristic search methods」（IEEE Transactions on Wireless Communications, vol. 3, no. 5, pp. 1802-1809, Sept. 2004）、D. Pham、K. Pattipati、P. Willett、及びJ. Luo「A generalized probabilistic data association detector for multi antenna systems」（IEEE Communications Letters, vol. 8, no. 4, pp. 205-207, April 2004）、P. H. Tan及びL. K. Rasmussen「Asymptotically optimal nonlinear MMSE multiuser detection based on multivariate Gaussian approximation」（IEEE Transactions on Communications, vol. 54, no. 8, pp. 1427-1438, Aug. 2006）、Y. Jia, C. M. Vithanage、C. Andreiu、及びR. J. Piechocki「Probabilistic data association for symbol detection in MIMO systems」（lEEE Electronic Letters, vol. 42, no. 1, 05 Jan 2006）、H. Zhao, L. Tong 及びW. Wang「Tabu search detection for MIMO systems」（IEEE PIMRC'2007, Sept. 2007）、N. Srinidhi、S. K. Mohammed、A. Chockalingam及びB. Sunder Rajan「Low-complexity near-ML decoding of large non-orthogonal STBCs using reactive tabu search」（Proc. IEEE ISIT’2009, June-July 2009）を使用して、上述したＰＲＰＰに基づく発明におけるＵｎ（ｋ）の軟推定値（又は確率値）を生成することもできる。
【０１２６】
上述した参照文献は、それらのネットワークにおいてＰＲＰＰを利用しないことに留意されたい。上記の参照文献において説明されている従来技術のＭＩＭＯネットワークは通常、多数の送信アンテナ及び受信アンテナを必要として所望の性能利得を達成することにも留意されたい。対照的に、本発明の実施形態によるＰＲＰＰ方法及びＰＲＰＰネットワークは、実質的により少ない数の送信アンテナ及び受信アンテナを使用しながら、時間資源及び／又は周波数資源を組み合わせる。時間資源及び／又は周波数資源を同時に利用することによって、性能利得は単一の送信アンテナ及び受信アンテナを用いる送受信機であっても得ることができる。それに対し、従来技術のネットワークは１本の送信アンテナと１本の受信アンテナのみを有する送受信機に何ら性能改善をもたらすことができない。
【０１２７】
狭帯域多入力多出力（ＭＩＭＯ）ネットワーク
図２は、ＮＴ本の送信アンテナのセットを有する送信機２１０と、ＮＲ本の受信アンテナのセットを有する受信機２２０と、ＰＲＰＰを用いない、Ｋ個のチャネル２１５を使用するＭＩＭＯネットワークにおけるＭＩＭＯ受信機２２１とを示している。ＰＲＰＰ送信機及びＩＬＳに基づく受信機の狭帯域バージョンを以下に説明する。
【０１２８】
ＮＴ本の送信アンテナを有する空間ストリームの数はＮＳである。ＮＳ≦ＮＴであることに留意されたい。Ｑｎ（ｋ）が、ストリームの個数から、時刻ｎにおけるチャネルｋ上の送信アンテナ本数へのマッピング（１３）を表すとする。Ｑｎ（ｋ）は、サイズＮＴ×ＮＳの行列であることに留意されたい。
【０１２９】
図３は、ＰＲＰＰを用いる送信機３１０及びＩＬＳを用いる受信機３２０以外は類似の構成を示している。
【０１３０】
上述したのと同じモデルに従って、送信機においてＰＲＰＰが存在しない場合、時刻ｎにおけるｋ番目のチャネル上の受信信号モデルは、
【０１３１】
【数４９】
【０１３２】
である。
【０１３３】
式（９）において、Ｙｎ（ｋ）及びＺｎ（ｋ）はサイズＮＲ×ｌであり、Ｈｎ（ｋ）はサイズＮＲ×ＮＴであり、Ｕｎ（ｋ）はサイズＮＳ×ｌである。
【０１３４】
ここで、サイズＮＳＫ×ＮＳＫのＰＲＰＰ行列 Ｗｎを以下の方式で適用する。
【０１３５】
【数５０】
【０１３６】
ここで、
【０１３７】
【数５１】
【０１３８】
及び
【０１３９】
【数５２】
【０１４０】
である。
【０１４１】
それぞれＮＲ本の受信アンテナを用いたＫ個のチャネルにわたる等価の受信信号は、
【０１４２】
【数５３】
【０１４３】
である。ここで、
【０１４４】
【数５４】
【０１４５】
である。
【０１４６】
式（１０）の形式は、式（１）の形式と非常に類似しているため、ＩＬＳ手順２を使用してデータシンボルベクトル Ｕｎを検出する。上記で参照した、タブー検索（ＴＳ）手順、反応性タブー検索（ＲＴＳ）手順、又は確率的データ関連（ＰＤＡ）手順を使用して、シンボルベクトルの軟推定値 Ｕｎを提供することもできる。
【０１４７】
ＯＦＤＭＡを使用する広帯域ＭＩＭＯネットワーク
ＰＲＰＰに基づくＯＦＤＭＡネットワークのための送信機が図４に示されている。送信機は、ＰＲＳのセット１３０を使用するＰＲＰＰ１と、Ｎ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１４と、サイクリックプレフィックスを付加すると共にシリアルに変換するブロック１５と、Ｄ／Ａ及びＲＦ変換器１６とを備える。
【０１４８】
図５は、ブロック２２、２３、及び２４が図４の対応するブロックの逆の機能及びＩＬＳに基づく検出手順２を実行する、対応する受信機を示している。
【０１４９】
単純にするために、図４及び図５はＳＩＳＯのケースを説明する。図２及び図３に示すようなＭＩＭＯの着想を使用して、このネットワークを複数本の送信アンテナ及び受信アンテナから成るサポートセットに拡張することができる。
【０１５０】
ＯＦＤＭＡネットワークは、ＮＦ個のサブキャリアと、ＮＲ本の受信アンテナのセットと、ＮＴ本の送信アンテナのセットとを有する。サイクリックプレフィックス長が、チャネルの最大遅延拡散よりも大きくなるように選択されると共に、ＯＦＤＭシンボル持続期間が、チャネルコヒーレンス時間よりも短くされ、それによってシンボル間干渉及びキャリア間干渉が回避される。
【０１５１】
ＯＦＤＭシンボルｎのためのｋ番目のサブキャリア上の受信ベクトル値信号は、
【０１５２】
【数５５】
【０１５３】
である。ここで、チャネル行列 Ｈｎ（ｋ）の（ｉ，ｊ）番目のエントリーは、ＯＦＤＭシンボルｎのサブキャリアｋ上における、ｊ番目の送信アンテナからｉ番目の受信アンテナへのチャネル応答であり、Ｑｎ（ｋ）は、ＯＦＤＭシンボルｎのサブキャリアｋ上におけるストリーム対アンテナマッピング行列である。
【０１５４】
ＯＦＤＭＡネットワークの場合の送信機におけるＰＲＰＰ行列 Ｗｎは、
【０１５５】
【数５６】
【０１５６】
であり、ここで、
【０１５７】
【数５７】
【０１５８】
及び
【０１５９】
【数５８】
【０１６０】
である。
【０１６１】
ＮＦは、ＰＲＰＰ行列が適用されるサブキャリアの個数であり、ＮＦは、チャネル状態及び受信機能力に応じて構成可能なパラメーターであることに留意されたい。
【０１６２】
ＮＲ本の受信アンテナのセットにおいてＮＦ個のチャネルにわたって等価に受信される信号は、
【０１６３】
【数５９】
【０１６４】
であり、ここで、
【０１６５】
【数６０】
【０１６６】
である。
【０１６７】
式（１２）の形式は、式（１）の形式と非常に類似しているため、ＩＬＳ手順２を図４及び図５の広帯域ＯＦＤＭＡに使用して、データシンボルベクトル Ｕｎを検出することができる。
【０１６８】
ＳＣ−ＦＤＭＡを使用した広帯域ＭＩＭＯネットワーク
図６は、ＰＲＰＰ１を用いた単一キャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）送信機を示している。
【０１６９】
図７は、データ検出のためにＩＬＳ手順２を利用するＳＣ−ＦＤＭＡ受信機を示している。単純にするために、図６及び図７はＳＩＳＯのケースを説明する。図２及び図３に示すようなＭＩＭＯの着想を使用して、このネットワークを複数本の送信アンテナ及び受信アンテナから成るサポートセットに拡張することができる。
【０１７０】
ＳＣ−ＯＦＤＭＡはしばしば、ＤＦＴプリコーディングされたＯＦＤＭネットワークと呼ばれる。ＳＣ−ＦＤＭＡは、多くの場合に、ＯＦＤＭ変調に関連付けられるピーク対平均電力比問題を低減するのに使用される。ＰＲＰＰを用いないＳＣ−ＦＤＭＡネットワークでは、局は、ＯＦＤＭサブキャリアに対する変調の前に、データシーケンスに対しＫ点ＤＦＴを使用する。伝送に利用可能なサブキャリアの個数Ｎを大きくすることができるが、Ｋの構成可能な値はチャネル状態及び他の需要に基づき得る。
【０１７１】
ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークは、ＮＲ本の受信機アンテナのセットと、ＮＴ本の送信機アンテナのセットとを有する。ここではシンボル間干渉及びキャリア間干渉を無視する。このネットワークの場合、ＯＦＤＭシンボルｎのための送信アンテナｌにおける長さＫのデータベクトルは、
【０１７２】
【数６１】
【０１７３】
である。
【０１７４】
ＯＦＤＭシンボルｎのための送信アンテナｌに適用されるＫ×ＫのＰＲＰＰ行列は、
【０１７５】
【数６２】
【０１７６】
である。
【０１７７】
送信アンテナｌの出力におけるＰＲＰＰ信号は、
【０１７８】
【数６３】
【０１７９】
である。
【０１８０】
ＰＲＰＰを用いる、ＦＦＴの出力におけるＮＲＫ×ｌの受信信号は、
【０１８１】
【数６４】
【０１８２】
である。
【０１８３】
式（１３）の形式は、式（１）の形式と非常に類似しているため、説明したＩＬＳ手順２を図６及び図７の広帯域ＳＣ−ＦＤＭＡネットワークに使用して、データシンボルベクトル Ｕｎを検出する。
【０１８４】
本発明を好ましい実施形態の例として説明してきたが、本発明の精神及び範囲内で様々な他の適応及び変更を行うことができることは理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲内に入るすべての変形及び変更を包含することである。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機及び受信機を含むネットワークにおいてシンボルを通信するための方法であって、該ネットワークは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用し、前記送信機は送信アンテナのセットを有し、前記受信機は受信アンテナのセットを有し、該方法は、
前記送信機及び前記受信機において擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）のセットを記憶すること、
各前記シンボルを前記送信アンテナのセットのためのサブキャリアにマッピングして、マッピングされたシンボルを作成すること、
前記マッピングされたシンボルを、擬似ランダム位相プリコーダー（ＰＲＰＰ）及び前記ＰＲＳを使用して符号化して、プリコーディングされたシンボルを作成すること、
前記プリコーディングされたシンボルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用すること、及び
前記符号化されたシンボルを、前記送信アンテナのセットを使用して前記受信機に送信すること、
を含む、方法。
【請求項２】
前記ネットワークは単一入力多出力（ＳＩＭＯ）ネットワークである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ネットワークは多入力多出力（ＭＩＭＯ）ネットワークである、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記符号化されたシンボルを前記受信アンテナのセットにおいて受信すること、
前記受信シンボルに高速フーリエ変換を適用して、変換されたシンボルを生成すること、
前記ＰＲＳを使用して、前記変換されたシンボルに反復尤度検索（ＩＬＳ）手順を適用すること、及び
前記検出されたシンボルをマッピング解除すること、
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ＰＲＰＰは、時刻ｎにおいてＫ×Ｋの擬似ランダム位相プリコーディング（ＰＲＰＰ）行列Ｗｎを使用し、ここで、チャネルの個数はＫであり、ｐは前記行列Ｗｎの行インデックスを表し、ｑは前記行列Ｗｎの列インデックスを表し、前記行列Ｗｎ内の要素（ｐ，ｑ）は、
【数１】
であり、ここで、θ（ｐ，ｑ）は、−πとπとの間で均一に分散されたＰＲＳによって生成される擬似ランダム位相である、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ＰＲＰＰはチャネル間干渉を故意に引き起こす、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記受信機は線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）受信機である、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記受信機はゼロフォーシング（ＺＦ）受信機である、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記受信機は、順序付けされた連続干渉除去（ＳＩＣ）技法を使用するＬＭＭＳＥ受信機である、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記受信機は適合フィルター受信機である、請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＬＭＭＭＳＥを用いたタブー検索手順を使用する、請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＺＦを用いたタブー検索手順を使用する、請求項８に記載の方法。
【請求項１３】
前記受信機は、初期ベクトルとして適合フィルターを用いたタブー検索手順を使用する、請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＬＭＭＳＥを用いた反応性タブー検索手順を使用する、請求項７に記載の方法。
【請求項１５】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＺＦを用いた反応性タブー検索手順を使用する、請求項８に記載の方法。
【請求項１６】
前記受信機は、初期ベクトルとして適合フィルターを用いた反応性タブー検索手順を使用する、請求項１に記載の方法。
【請求項１７】
前記受信機は、前記初期ベクトルとして前記ＬＭＭＳＥを用いた汎用確率的データ関連（ＧＰＤＡ（Generalized Probabilistic Data Association））手順を使用する、請求項７に記載の方法。
【請求項１８】
前記受信機は、前記初期ベクトルとしてゼロフォーシングを用いた前記ＧＰＤＡ手順を使用する、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記受信機は、前記初期ベクトルとして適合フィルターを用いた前記ＧＰＤＡ手順を使用する、請求項１７に記載の方法。
【請求項１】
送信機及び受信機を含むネットワークにおいてシンボルを通信するための方法であって、該ネットワークは直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を使用し、前記送信機は送信アンテナのセットを有し、前記受信機は受信アンテナのセットを有し、該方法は、
前記送信機及び前記受信機において擬似ランダムシーケンス（ＰＲＳ）のセットを記憶すること、
各前記シンボルを前記送信アンテナのセットのためのサブキャリアにマッピングして、マッピングされたシンボルを作成すること、
前記マッピングされたシンボルを、擬似ランダム位相プリコーダー（ＰＲＰＰ）及び前記ＰＲＳを使用して符号化して、プリコーディングされたシンボルを作成すること、
前記プリコーディングされたシンボルに逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用すること、及び
前記符号化されたシンボルを、前記送信アンテナのセットを使用して前記受信機に送信すること、
を含む、方法。
【請求項２】
前記ネットワークは単一入力多出力（ＳＩＭＯ）ネットワークである、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ネットワークは多入力多出力（ＭＩＭＯ）ネットワークである、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記符号化されたシンボルを前記受信アンテナのセットにおいて受信すること、
前記受信シンボルに高速フーリエ変換を適用して、変換されたシンボルを生成すること、
前記ＰＲＳを使用して、前記変換されたシンボルに反復尤度検索（ＩＬＳ）手順を適用すること、及び
前記検出されたシンボルをマッピング解除すること、
をさらに含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ＰＲＰＰは、時刻ｎにおいてＫ×Ｋの擬似ランダム位相プリコーディング（ＰＲＰＰ）行列Ｗｎを使用し、ここで、チャネルの個数はＫであり、ｐは前記行列Ｗｎの行インデックスを表し、ｑは前記行列Ｗｎの列インデックスを表し、前記行列Ｗｎ内の要素（ｐ，ｑ）は、
【数１】
であり、ここで、θ（ｐ，ｑ）は、−πとπとの間で均一に分散されたＰＲＳによって生成される擬似ランダム位相である、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記ＰＲＰＰはチャネル間干渉を故意に引き起こす、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記受信機は線形最小平均二乗誤差（ＬＭＭＳＥ）受信機である、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記受信機はゼロフォーシング（ＺＦ）受信機である、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記受信機は、順序付けされた連続干渉除去（ＳＩＣ）技法を使用するＬＭＭＳＥ受信機である、請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記受信機は適合フィルター受信機である、請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＬＭＭＭＳＥを用いたタブー検索手順を使用する、請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＺＦを用いたタブー検索手順を使用する、請求項８に記載の方法。
【請求項１３】
前記受信機は、初期ベクトルとして適合フィルターを用いたタブー検索手順を使用する、請求項１に記載の方法。
【請求項１４】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＬＭＭＳＥを用いた反応性タブー検索手順を使用する、請求項７に記載の方法。
【請求項１５】
前記受信機は、初期ベクトルとして前記ＺＦを用いた反応性タブー検索手順を使用する、請求項８に記載の方法。
【請求項１６】
前記受信機は、初期ベクトルとして適合フィルターを用いた反応性タブー検索手順を使用する、請求項１に記載の方法。
【請求項１７】
前記受信機は、前記初期ベクトルとして前記ＬＭＭＳＥを用いた汎用確率的データ関連（ＧＰＤＡ（Generalized Probabilistic Data Association））手順を使用する、請求項７に記載の方法。
【請求項１８】
前記受信機は、前記初期ベクトルとしてゼロフォーシングを用いた前記ＧＰＤＡ手順を使用する、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記受信機は、前記初期ベクトルとして適合フィルターを用いた前記ＧＰＤＡ手順を使用する、請求項１７に記載の方法。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図１Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−１５１８０３（Ｐ２０１１−１５１８０３Ａ）
【公開日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【国際特許分類】
【外国語出願】
【出願番号】特願２０１１−５８３７（Ｐ２０１１−５８３７）
【出願日】平成２３年１月１４日（２０１１．１．１４）
【出願人】（５９７０６７５７４）ミツビシ・エレクトリック・リサーチ・ラボラトリーズ・インコーポレイテッド (484)
【住所又は居所原語表記】２０１ ＢＲＯＡＤＷＡＹ， ＣＡＭＢＲＩＤＧＥ， ＭＡＳＳＡＣＨＵＳＥＴＴＳ ０２１３９， Ｕ．Ｓ．Ａ．
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５８３７（Ｐ２０１１−５８３７）
【出願日】平成２３年１月１４日（２０１１．１．１４）
【出願人】（５９７０６７５７４）ミツビシ・エレクトリック・リサーチ・ラボラトリーズ・インコーポレイテッド (484)
【住所又は居所原語表記】２０１ ＢＲＯＡＤＷＡＹ， ＣＡＭＢＲＩＤＧＥ， ＭＡＳＳＡＣＨＵＳＥＴＴＳ ０２１３９， Ｕ．Ｓ．Ａ．
【Ｆターム（参考）】
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