過電圧保護回路
【課題】
従来の過電圧保護回路は、ダイナミッククランプ電圧の設定値によっては回路が誤動作を生じる場合があった。
【解決手段】
本発明にかかる過電圧保護回路は、第１の電源１０１と出力端子１０６との間に接続される出力トランジスタ１０９と、出力端子１０６に接続される負荷１１２と、前記第１の電源１０１と出力端子１０６との間の電圧差を制限するダイナミッククランプ回路１１１と、ダイナミッククランプ回路１１１と出力端子１０６との間に電気的に接続され、基準電圧１０３と出力端子１０６の電圧との比較結果に基づいて導通状態が決定されるクランプ切換スイッチ１１０とを有するものである。
従来の過電圧保護回路は、ダイナミッククランプ電圧の設定値によっては回路が誤動作を生じる場合があった。
【解決手段】
本発明にかかる過電圧保護回路は、第１の電源１０１と出力端子１０６との間に接続される出力トランジスタ１０９と、出力端子１０６に接続される負荷１１２と、前記第１の電源１０１と出力端子１０６との間の電圧差を制限するダイナミッククランプ回路１１１と、ダイナミッククランプ回路１１１と出力端子１０６との間に電気的に接続され、基準電圧１０３と出力端子１０６の電圧との比較結果に基づいて導通状態が決定されるクランプ切換スイッチ１１０とを有するものである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電圧保護回路に関し、特にＬ負荷を駆動する出力段のＭＯＳトランジスタの過電圧保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車電装用のパワースイッチでは、サージ破壊耐圧向上の要求が大きくなっている。自動車電装用のパワースイッチの出力段には、例えば、ソレノイド等のインダクタンス（Ｌ）負荷、あるいはワイヤーハーネスのインダクタンス成分が接続される。パワースイッチの出力段にＬ負荷が接続された場合、ターンオフ時に逆起電力が発生して、出力端子に負電圧サージが加わる。この負電圧サージの電圧がパワースイッチの出力段のトランジスタの破壊耐圧を超える場合、出力段トランジスタがブレークダウンして、ブレークダウン電流が流れる。このブレークダウン電流によって、出力段トランジスタが劣化する問題がある。そのため、パワースイッチは、一般的に過電圧保護回路（例えば、ダイナミッククランプ回路）を用いて出力段トランジスタの過電圧保護を行う。この過電圧保護回路の一例（従来例１）を図２に示す。
【０００３】
図２に示す従来例１にかかる過電圧保護回路５００は、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のドレインが第１の電源（例えば、バッテリー電圧：Ｖｂａｔ）５０１に接続され、ソースが負荷５０９を介して第２の電源５０２に接続されている。出力ＭＯＳトランジスタ５０８と負荷５０９との間の接続点には出力端子５０５が接続されている。出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートには、ゲート抵抗５０６の一方の端子が接続されている。ゲート抵抗５０６の他方の端子には第１の制御信号５０３が入力されている。
【０００４】
また、ゲート抵抗５０６の他方の端子と出力端子５０５との間にはゲート電荷放電回路５０７が接続されている。ゲート電荷放電回路５０７は、１つのＭＯＳトランジスタを使用しており、ＭＯＳトランジスタのドレインがゲート抵抗５０６に接続され、ソースが出力端子５０５に接続されており、ゲートには第２の制御信号５０４が入力されている。出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートと第１の電源５０１との間には、ダイナミッククランプ回路５１０が接続されている。ダイナミッククランプ回路５１０は、ツェナーダイオード５１１とダイオード５１２とが直列に接続されている。
【０００５】
過電圧保護回路５００は、第１の制御信号５０３によって、出力ＭＯＳトランジスタ５０８を導通、あるいは非導通状態に制御する。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が非導通状態である場合、第２の制御信号５０４はゲート電荷放電回路５０７を導通状態として、ゲートの電荷を負荷側に放電する。つまり、第１の制御信号５０３と第２の制御信号５０４とは、互いに逆相となる信号である。
【０００６】
また、出力ＭＯＳトランジスタ５０８がターンオフし、負荷５０９がＬ成分を伴う場合、出力端子には、図３に示すような逆起電力が発生する。過電圧保護回路５００は、このような逆起電力が発生した場合、ダイナミッククランプ回路５１０を動作させることで、出力ＭＯＳトランジスタ５０８を保護する。
【０００７】
この保護動作について説明する。逆起電力が発生し、出力端子５０５に負電圧が発生すると、ゲート電荷放電回路５０７が導通状態であるために、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートの電圧も負電圧となる。この負電圧の値と第１の電源５０１との電圧差が、設定されたダイナミッククランプ電圧よりも大きくなると、ダイナミッククランプ回路が動作し、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のドレイン−ゲート間は、ダイナミッククランプ電圧に制限される。このとき、出力ＭＯＳトランジスタ５０８は導通状態となっている。従って、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のドレイン−ソース間の電圧はダイナミッククランプ電圧と出力ＭＯＳトランジスタ５０８の閾値電圧を足した値となる。これによって、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のチャネル抵抗を利用して負荷５０９に電流を流しながら、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のソース−ドレイン間の電圧を抑制することで、素子の過電圧保護を行う。
【０００８】
しかしながら、過電圧保護回路５００には、第１の電源５０１にダンプサージと呼ばれるサージが加わる場合がある。ダンプサージは、バッテリー端子がオルタネータの発電中に外れた場合に、第１の電源５０１に正電圧として印加されるサージである。このダンプサージを図４に示す。このサージ電圧がダイナミッククランプ電圧よりも大きい場合、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が導通状態となる。これによって、出力ＭＯＳトランジスタ５０８に大電流が流れ、熱破壊を起こす可能性がある。ダンプサージ電圧がダイナミッククランプ電圧よりも大きい場合の、第１の電源５０１と出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲート電圧との関係及びその場合に出力ＭＯＳトランジスタ５０８に流れる電流を図５に示す。図５において、斜線で示す領域で、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲート電圧が上昇している。また、その区間で大電流が、出力ＭＯＳトランジスタ５０８に流れている。
【０００９】
上記問題を解決するためには、ダイナミッククランプ電圧の設定条件が以下の条件を満たす必要がある。
（１）出力ＭＯＳトランジスタの耐圧＞ダイナミッククランプ電圧＞ダンプサージ電圧
（２）ダンプサージ電圧＞絶対最大定格
【００１０】
しかしながら、ダンプサージ電圧と出力ＭＯＳトランジスタの耐圧との差が無い場合、ダイナミッククランプ回路５１０のバラツキにより、適切なダイナミッククランプ電圧の設定が困難である問題がある。これらの電圧の関係を図６に示す。そこで、特許文献１に上記（１）の制限を受けない過電圧保護回路（従来例２）が開示されている。従来例２にかかる過電圧保護回路６００を図７に示す。
【００１１】
図７に示すように、過電圧保護回路６００は、過電圧保護回路５００に対して、ダイナミッククランプ回路５１０と第１の電源５０１との間に制御スイッチ６０１が接続さている。また、制御スイッチ６０１を制御するサージ検出回路６０２が、制御スイッチ６０１のゲートと第１の電源５０１との間に接続されている。ここで、サージ検出回路６０２は、ダイナミッククランプ電圧よりも高いダンプサージ電圧を検出する回路である。また、制御スイッチ６０１は、サージ検出回路６０２がダイナミッククランプ電圧より高いダンプサージ電圧を検出した場合に非導通状態となるスイッチである。
【００１２】
過電圧保護回路６００は、負電圧サージに対しては、過電圧保護回路５００と実質的に同様の動作をする。また、ダンプサージが印加された場合は、サージ検出回路６０２がダンプサージ電圧を検出して、制御スイッチ６０１を非導通状態とすることで、ダイナミッククランプ回路５１０が動作しないようにする。
【００１３】
これによって、ダイナミッククランプ電圧よりも高いダンプサージ電圧が第１の電源５０１に印加された場合、ダイナミッククランプ回路５１０を無効にできるため、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が導通状態となることはない。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ５０８に大電流が流れることがなく、出力ＭＯＳトランジスタ５０８の熱破壊を防ぐことが可能である。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ５０８の破壊耐圧はダンプサージ電圧よりも高く設計されているため、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が破壊することはない。
【００１４】
また、サージ検出回路６０２が、ダイナミッククランプ電圧よりも高いダンプサージ電圧を検出して、ダイナミッククランプ回路５１０を無効にするため、上記（１）の制限を受けることなくダイナミッククランプ電圧を設定することが可能である。
【００１５】
しかしながら、過電圧保護回路６００によっても、絶対最大定格とダイナミッククランプ電圧との差がない場合、回路動作に不具合が生じる問題がある。例えば、ダイナミッククランプ電圧が低い側にばらついた場合、サージ検出電圧が実際のダイナミッククランプ電圧よりも高くなり、絶対最大定格よりも小さなダンプサージ電圧であるにもかかわらずダイナミッククランプ回路５１０が動作してしまい、回路がダンプサージによって破壊される可能性がある。また、サージ検出回路６０２のための論理回路が必要になるため回路の素子数が増大する問題があった。
【特許文献１】特開２００５−１０９１６２号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
従来の過電圧保護回路は、ダイナミッククランプ電圧の設定値によっては回路が誤動作を生じる場合があった。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明にかかる過電圧保護回路は、第１の電源と出力端子との間に接続される出力トランジスタと、前記出力端子に接続される負荷と、前記第１の電源と前記出力端子との間の電圧差を制限するダイナミッククランプ回路と、前記ダイナミッククランプ回路と前記出力端子との間に電気的に接続され、基準電圧と前記出力端子の電圧との比較結果に基づいて導通状態が決定されるクランプ切換スイッチとを有するものである。
【００１８】
本発明にかかる過電圧保護回路によれば、基準電圧と出力端子の電圧とを比較して、出力端子が負電圧になった場合は、クランプ切換スイッチが導通状態となり、ダイナミッククランプ回路を動作させる。これによって、絶対最大定格及びダンプサージ電圧がいかなる電圧であったとしても、出力端子に負電圧が発生しない場合には、クランプ切換スイッチは非導通状態であるため、ダイナミッククランプ回路は動作しない。
【００１９】
従って、出力端子に負電圧が発生した場合には、ダイナミッククランプ回路が動作し、第１の電源と出力端子との間の電圧を適切なダイナミッククランプ電圧に制限するため、出力トランジスタを過電圧から保護することが可能である。また、ダンプサージが発生した場合に、ダイナミッククランプ回路が誤動作することはない。
【００２０】
さらに、ダイナミッククランプ回路は出力端子に負電圧が発生しなければ動作しないために、ダイナミッククランプ電圧の設定値を絶対最大定格及びダンプサージ電圧の制限を受けることなく、任意に設定することが可能である。これによって、ダイナミッククランプ電圧の設定範囲が広くなり、容易に設定することが可能になる。
【００２１】
また、ダイナミッククランプ回路及びクランプ切換スイッチは１つの素子にて実現可能であるため、回路面積を削減することが可能である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の過電圧保護回路によれは、ダイナミッククランプ電圧を任意に設定しつつ、回路の誤動作を防止することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
実施の形態１
実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００を図１に示す。図１に示すように、過電圧保護回路１００は、ゲート電荷放電回路１０８、ゲート抵抗１０７、出力ＭＯＳトランジスタ１０９、クランプ切換スイッチ１１０、ダイナミッククランプ回路１１１、負荷１１２を有している。過電圧保護回路１００の接続について詳細に説明する。
【００２４】
出力ＭＯＳトランジスタ１０９の第１の端子（例えば、ドレイン）は第１の電源（例えば、バッテリー電源）１０１に接続されており、第２の端子（例えば、ソース）は負荷１１２を介して第２の電源（例えば、接地電位）１０２に接続されている。出力ＭＯＳトランジスタ１０９と負荷１１２との間の接続点には出力端子１０６が接続されている。また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の制御端子（例えば、ゲート）はゲート抵抗１０７の一端が接続されている。ゲート抵抗１０７の他の一端には、第１の制御信号１０４が入力され、さらにゲート抵抗１０７の他の一端と出力端子１０６との間にはゲート電荷放電回路１０８が接続されている。ゲート電荷放電回路１０８は、本実施の形態では、１つのＭＯＳトランジスタである。ゲート電荷放電回路１０８のドレインは、ゲート抵抗１０７の他の一端に接続されており、ソースは出力端子１０６に接続されている。また、ゲート電荷放電回路１０８のゲートには、第２の制御信号１０５が入力されている。
【００２５】
また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとバッテリー電源１０１との間にはクランプ切換スイッチ１１０とダイナミッククランプ回路１１１が直列に接続されている。本実施の形態では、クランプ切換スイッチ１１０は、１つのＭＯＳトランジスタであり、ダイナミッククランプ回路１１１は、１つのツェナーダイオードである。
【００２６】
クランプ切換スイッチ１１０は、ソースが出力トランジスタ１０９のゲートに接続され、ドレインがダイナミッククランプ回路１１１のアノードに接続されており、制御端子（例えば、ゲート）は基準電圧（例えば、接地電位）１０３に接続されている。さらに、本実施の形態では、クランプ切換スイッチ１１０の基板端子は、出力端子に接続されている。また、ダイナミッククランプ回路１１１のカソードは、バッテリー電源１０１に接続されている。
【００２７】
クランプ切換スイッチ１１０は、２つの電圧の比較結果に基づいて、導通状態と非導通状態とが切り換わるスイッチである。例えば、接地電位と出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電圧とを比較して、２つの電圧の差がクランプ切換スイッチ１１０であるＭＯＳトランジスタの閾値以上となった場合に導通状態となるスイッチである。
【００２８】
ダイナミッククランプ回路１１１は、アノード−カソード間の電圧差がダイオードの降伏電圧以上になった場合に、アノード−カソード間の電圧差を所定の電圧値（例えば、ダイナミッククランプ電圧）以下に制限する回路である。
【００２９】
負荷１１２は、ソレノイド等のインダクタンス成分を有するＬ負荷、あるいは出力端子に接続されるワイヤーハーネスのインダクタンス成分である。
【００３０】
過電圧保護回路１００の動作について詳細に説明する。ここで、過電圧保護回路１００は、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が導通状態になり、負荷１１２によって出力端子１０６に電圧を発生する導通モードと、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態になるターンオフ時に出力端子１０６に負電圧サージが発生する負電圧サージモード、バッテリーの端子がオルタネータの発電中にはずれることによってバッテリー電源１０１に正電圧サージ（ダンプサージ）が発生するダンプサージモードとがある。この３つのモードに分けて過電圧保護回路１００の動作を説明する。
【００３１】
まず、導通モードでは、第１の制御信号１０４がＨｉｇｈレベルとなると、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が導通状態となる。第１の制御信号１０４のＨｉｇｈレベル信号は、出力ＭＯＳトランジスタ１０９を低チャネル抵抗で導通状態とするため、例えばバッテリー電源を昇圧した電圧である。これによって、負荷１１２に電圧が発生して、出力端子１０６から電圧を出力する。また、この場合、ゲート電荷放電回路１０８は、第１の制御信号１０４とは逆相となる第２の制御信号１０５によって制御される。第２の制御信号１０５のＬｏｗレベルは、例えば接地電位である。第２の制御信号１０５がＬｏｗレベルであった場合、ゲート電荷放電回路１０８は非導通状態となる。
【００３２】
ここで、導通モードの場合、クランプ切換スイッチ１１０のゲート電圧が接地電位であるため、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電圧の値によらず、クランプ切換スイッチ１１０は非導通状態となる。従って、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとダイナミッククランプ回路１１１とは、切断された状態であって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートからバッテリー電源１０１側に電流は流れない。つまり、クランプ切換スイッチ１１０は、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートからバッテリー電源１０１への電流の逆流防止機能も有している。
【００３３】
負電圧サージモードの動作について説明する。負電圧サージは、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態になるターンオフ時に発生する。この場合、第１の制御信号１０４は、Ｌｏｗレベルであり、第２の制御信号１０５は、Ｈｉｇｈレベルである。ここで、第１の制御信号１０４のＬｏｗレベルは、例えば接地電位であって、第２の制御信号１０５のＨｉｇｈレベルは、バッテリー電源の電圧である。
【００３４】
第２の制御信号１０５がＨｉｇｈレベルである場合、ゲート電荷放電回路１０８は導通状態である。従って、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電荷は、ゲート抵抗１０７とゲート電荷放電回路１０８を介して放電される。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態となるため、負荷１１２のＬ成分が負電圧サージを発生させる。そのとき、クランプ切換スイッチ１１０は、ゲート抵抗１０７とゲート電荷放電回路１０８とを介して出力端子１０６と電気的に接続される。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態となるため、負荷１１２のＬ成分が負電圧サージを発生させる。
【００３５】
この負電圧が発生すると、出力端子１０６の電圧が降下する。ここで、ゲート電荷放電回路１０８が導通状態である。このため、出力端子１０６の電圧と出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートの電圧とは、実質的に同じ電圧となり、出力端子１０６の電圧降下に基づいて出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートの電圧も降下する。クランプ切換スイッチ１１０のゲート電圧と出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとの電位差がクランプ切換スイッチ１１０の閾値を上回ると、クランプ切換スイッチ１１０は導通状態となる。その後、さらに出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートの電圧が降下し、ダイナミッククランプ回路１１１の両端の電位差が、ダイナミッククランプ回路の降伏電圧以上になると、ダイナミッククランプ回路１１１の両端にダイナミッククランプ電圧が発生する。また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は導通状態となる。これによって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のドレイン−ゲート間電圧は、ダイナミッククランプ電圧によって制限される。さらに、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のドレイン−ソース間の電圧は、ダイナミッククランプ電圧と出力ＭＯＳトランジスタ１０９の閾値電圧を足し合わせた電圧値によって制限される。
【００３６】
この場合、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は導通状態であるため、負荷の抵抗成分で決まる電流がドレイン−ソース間に流れる。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の消費電力は、ダイナミッククランプ電圧×負荷の抵抗成分で決まる電流値となる。負荷の抵抗成分は、この消費電力によって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が熱破壊しないように設定されている。また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の閾値電圧をゲート抵抗１０７の抵抗値で割ることで求まる電流がダイナミッククランプ回路に流れる。この電流は、例えば数十μＡ程度である。
【００３７】
次に、ダンプサージモードの動作について説明する。ダンプサージがバッテリー電源１０１に印加され、バッテリー電源１０１の電圧が上昇する。この場合、クランプ切換スイッチ１１０のゲート電圧は接地電位となっており、出力端子１０６は、正電圧であるため、クランプ切換スイッチ１１０は、非導通状態となる。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとバッテリー電源１０１は切り離されるため、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電圧は、バッテリー電源１０１の電圧変動の影響を受けることはない。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は、非導通状態となる。
【００３８】
これによって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は、非導通状態であって、ソース−ドレイン間の電圧がダンプサージ電圧となる。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のドレイン−ゲート間の耐圧、及び、ドレイン−ソース間の耐圧は、一般的にダンプサージ電圧よりも高くなるように設計されているため、ダンプサージによって出力ＭＯＳトランジスタ１０９が破壊されることはない。
【００３９】
上述の説明より、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００によれば、負電圧モードの出力端子１０６の変化に基づいて、クランプ切換スイッチ１１０を導通状態とすることで、ダイナミッククランプ回路１１１を動作させて負電圧サージから出力ＭＯＳトランジスタ１０９を保護する。また、導通モードとダンプサージモードの場合には、出力端子１０６が負電圧を発生しないことから、クランプ切換スイッチ１１０は非導通状態となり、ダイナミッククランプ回路１１１を無効にする。つまり、過電圧保護回路１００は、出力端子１０６の電圧が負電圧となった場合に、ダイナミッククランプ回路１１１による出力ＭＯＳトランジスタ１０９の保護を行い、その他のモードでは、ダイナミッククランプ回路を使わずに出力ＭＯＳトランジスタ１０９の耐圧によって破壊を防ぐ回路である。
【００４０】
従来の過電圧保護回路６００では、バッテリー電源をサージ検出回路６０２が監視し、サージ検出電圧が絶対最大定格以上であった場合に、制御スイッチ６０１を非導通状態とすることで、ダンプサージが印加された場合にダイナミッククランプ回路を無効にしていた。また、サージ検出回路は、バッテリー電源の電圧がダイナミッククランプ電圧の設定電圧値以下でダンプサージ電圧を検出する必要がある。従って、従来の過電圧保護回路６００のサージ検出電圧値は、絶対最大定格以上であって、ダイナミッククランプ電圧の設定値以下にしなければならない制限があった。
【００４１】
これに対して、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００は、導通モードとダンプサージモードでは、クランプ切換スイッチ１１０は非導通状態であって、負電圧モードで発生する出力端子１０６の負電圧サージに基づいてクランプ切換スイッチ１１０を導通状態とする。従って、ダイナミッククランプ電圧の設定値は、絶対最大定格及びダンプサージ電圧の制限を受けることなく、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の耐圧を考慮したダイナミッククランプ電圧値を任意に設定することが可能である。
【００４２】
また、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００のクランプ切換スイッチ１１０は接地電位と出力端子１０６の負電圧とを比較して、出力端子１０６が所定の負電圧を下回った場合にダイナミッククランプ回路を動作させている。そのため、導通モードとダンプサージモードにおいて誤動作することはない。
【００４３】
さらに、従来の過電圧保護回路６００では、サージ検出回路６０２を構成するために複数の素子を利用した回路が必要である。また、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートからバッテリー電源への逆流を防ぐためにダイナミッククランプ回路には２つのダイオードが必要であった。これに対して、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００は、１つのトランジスタで負電圧の検出とスイッチを実現している。また、クランプ切換スイッチ１１０は導通モードとダンプサージモードとで非導通状態であるため、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートからバッテリー電源への電流の流出がないため、ダイナミッククランプ回路は１つのダイオードで構成することが可能である。従って、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００は、従来の過電圧保護回路６００よりも回路規模を削減することが可能である。
【００４４】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものでなく、適宜変更することが可能である。例えば、コンパレータを用いて、所定の電圧と出力端子の電圧とを比較し、出力端子の負電圧を検出することで、ダイナミッククランプ回路を有効にすることも可能である。また、バイポーラトランジスタに置き換えて、回路を構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】実施の形態１にかかる過電圧保護回路を示す図である。
【図２】従来例１にかかる過電圧保護回路を示す図である。
【図３】負電圧サージの電圧波形を示すグラフである。
【図４】ダンプサージの電圧波形を示すグラフである。
【図５】ダンプサージとダイナミッククランプ電圧の関係を示す図である。
【図６】絶対最大定格と出力ＭＯＳの耐圧とダンプサージ電圧との関係を示すグラフである。
【図７】従来例２にかかる過電圧保護回路を示す図である。
【符号の説明】
【００４６】
１００ 過電圧保護回路
１０１ 第１の電源
１０２ 第２の電源
１０３ 基準電圧
１０４ 第１の制御信号
１０５ 第２の制御信号
１０６ 出力端子
１０７ ゲート抵抗
１０８ ゲート電荷放電回路
１０９ 出力ＭＯＳトランジスタ
１１０ クランプ切換スイッチ
１１１ ダイナミッククランプ回路
１１２ 負荷
【技術分野】
【０００１】
本発明は、過電圧保護回路に関し、特にＬ負荷を駆動する出力段のＭＯＳトランジスタの過電圧保護回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、自動車電装用のパワースイッチでは、サージ破壊耐圧向上の要求が大きくなっている。自動車電装用のパワースイッチの出力段には、例えば、ソレノイド等のインダクタンス（Ｌ）負荷、あるいはワイヤーハーネスのインダクタンス成分が接続される。パワースイッチの出力段にＬ負荷が接続された場合、ターンオフ時に逆起電力が発生して、出力端子に負電圧サージが加わる。この負電圧サージの電圧がパワースイッチの出力段のトランジスタの破壊耐圧を超える場合、出力段トランジスタがブレークダウンして、ブレークダウン電流が流れる。このブレークダウン電流によって、出力段トランジスタが劣化する問題がある。そのため、パワースイッチは、一般的に過電圧保護回路（例えば、ダイナミッククランプ回路）を用いて出力段トランジスタの過電圧保護を行う。この過電圧保護回路の一例（従来例１）を図２に示す。
【０００３】
図２に示す従来例１にかかる過電圧保護回路５００は、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のドレインが第１の電源（例えば、バッテリー電圧：Ｖｂａｔ）５０１に接続され、ソースが負荷５０９を介して第２の電源５０２に接続されている。出力ＭＯＳトランジスタ５０８と負荷５０９との間の接続点には出力端子５０５が接続されている。出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートには、ゲート抵抗５０６の一方の端子が接続されている。ゲート抵抗５０６の他方の端子には第１の制御信号５０３が入力されている。
【０００４】
また、ゲート抵抗５０６の他方の端子と出力端子５０５との間にはゲート電荷放電回路５０７が接続されている。ゲート電荷放電回路５０７は、１つのＭＯＳトランジスタを使用しており、ＭＯＳトランジスタのドレインがゲート抵抗５０６に接続され、ソースが出力端子５０５に接続されており、ゲートには第２の制御信号５０４が入力されている。出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートと第１の電源５０１との間には、ダイナミッククランプ回路５１０が接続されている。ダイナミッククランプ回路５１０は、ツェナーダイオード５１１とダイオード５１２とが直列に接続されている。
【０００５】
過電圧保護回路５００は、第１の制御信号５０３によって、出力ＭＯＳトランジスタ５０８を導通、あるいは非導通状態に制御する。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が非導通状態である場合、第２の制御信号５０４はゲート電荷放電回路５０７を導通状態として、ゲートの電荷を負荷側に放電する。つまり、第１の制御信号５０３と第２の制御信号５０４とは、互いに逆相となる信号である。
【０００６】
また、出力ＭＯＳトランジスタ５０８がターンオフし、負荷５０９がＬ成分を伴う場合、出力端子には、図３に示すような逆起電力が発生する。過電圧保護回路５００は、このような逆起電力が発生した場合、ダイナミッククランプ回路５１０を動作させることで、出力ＭＯＳトランジスタ５０８を保護する。
【０００７】
この保護動作について説明する。逆起電力が発生し、出力端子５０５に負電圧が発生すると、ゲート電荷放電回路５０７が導通状態であるために、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートの電圧も負電圧となる。この負電圧の値と第１の電源５０１との電圧差が、設定されたダイナミッククランプ電圧よりも大きくなると、ダイナミッククランプ回路が動作し、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のドレイン−ゲート間は、ダイナミッククランプ電圧に制限される。このとき、出力ＭＯＳトランジスタ５０８は導通状態となっている。従って、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のドレイン−ソース間の電圧はダイナミッククランプ電圧と出力ＭＯＳトランジスタ５０８の閾値電圧を足した値となる。これによって、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のチャネル抵抗を利用して負荷５０９に電流を流しながら、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のソース−ドレイン間の電圧を抑制することで、素子の過電圧保護を行う。
【０００８】
しかしながら、過電圧保護回路５００には、第１の電源５０１にダンプサージと呼ばれるサージが加わる場合がある。ダンプサージは、バッテリー端子がオルタネータの発電中に外れた場合に、第１の電源５０１に正電圧として印加されるサージである。このダンプサージを図４に示す。このサージ電圧がダイナミッククランプ電圧よりも大きい場合、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が導通状態となる。これによって、出力ＭＯＳトランジスタ５０８に大電流が流れ、熱破壊を起こす可能性がある。ダンプサージ電圧がダイナミッククランプ電圧よりも大きい場合の、第１の電源５０１と出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲート電圧との関係及びその場合に出力ＭＯＳトランジスタ５０８に流れる電流を図５に示す。図５において、斜線で示す領域で、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲート電圧が上昇している。また、その区間で大電流が、出力ＭＯＳトランジスタ５０８に流れている。
【０００９】
上記問題を解決するためには、ダイナミッククランプ電圧の設定条件が以下の条件を満たす必要がある。
（１）出力ＭＯＳトランジスタの耐圧＞ダイナミッククランプ電圧＞ダンプサージ電圧
（２）ダンプサージ電圧＞絶対最大定格
【００１０】
しかしながら、ダンプサージ電圧と出力ＭＯＳトランジスタの耐圧との差が無い場合、ダイナミッククランプ回路５１０のバラツキにより、適切なダイナミッククランプ電圧の設定が困難である問題がある。これらの電圧の関係を図６に示す。そこで、特許文献１に上記（１）の制限を受けない過電圧保護回路（従来例２）が開示されている。従来例２にかかる過電圧保護回路６００を図７に示す。
【００１１】
図７に示すように、過電圧保護回路６００は、過電圧保護回路５００に対して、ダイナミッククランプ回路５１０と第１の電源５０１との間に制御スイッチ６０１が接続さている。また、制御スイッチ６０１を制御するサージ検出回路６０２が、制御スイッチ６０１のゲートと第１の電源５０１との間に接続されている。ここで、サージ検出回路６０２は、ダイナミッククランプ電圧よりも高いダンプサージ電圧を検出する回路である。また、制御スイッチ６０１は、サージ検出回路６０２がダイナミッククランプ電圧より高いダンプサージ電圧を検出した場合に非導通状態となるスイッチである。
【００１２】
過電圧保護回路６００は、負電圧サージに対しては、過電圧保護回路５００と実質的に同様の動作をする。また、ダンプサージが印加された場合は、サージ検出回路６０２がダンプサージ電圧を検出して、制御スイッチ６０１を非導通状態とすることで、ダイナミッククランプ回路５１０が動作しないようにする。
【００１３】
これによって、ダイナミッククランプ電圧よりも高いダンプサージ電圧が第１の電源５０１に印加された場合、ダイナミッククランプ回路５１０を無効にできるため、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が導通状態となることはない。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ５０８に大電流が流れることがなく、出力ＭＯＳトランジスタ５０８の熱破壊を防ぐことが可能である。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ５０８の破壊耐圧はダンプサージ電圧よりも高く設計されているため、出力ＭＯＳトランジスタ５０８が破壊することはない。
【００１４】
また、サージ検出回路６０２が、ダイナミッククランプ電圧よりも高いダンプサージ電圧を検出して、ダイナミッククランプ回路５１０を無効にするため、上記（１）の制限を受けることなくダイナミッククランプ電圧を設定することが可能である。
【００１５】
しかしながら、過電圧保護回路６００によっても、絶対最大定格とダイナミッククランプ電圧との差がない場合、回路動作に不具合が生じる問題がある。例えば、ダイナミッククランプ電圧が低い側にばらついた場合、サージ検出電圧が実際のダイナミッククランプ電圧よりも高くなり、絶対最大定格よりも小さなダンプサージ電圧であるにもかかわらずダイナミッククランプ回路５１０が動作してしまい、回路がダンプサージによって破壊される可能性がある。また、サージ検出回路６０２のための論理回路が必要になるため回路の素子数が増大する問題があった。
【特許文献１】特開２００５−１０９１６２号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
従来の過電圧保護回路は、ダイナミッククランプ電圧の設定値によっては回路が誤動作を生じる場合があった。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明にかかる過電圧保護回路は、第１の電源と出力端子との間に接続される出力トランジスタと、前記出力端子に接続される負荷と、前記第１の電源と前記出力端子との間の電圧差を制限するダイナミッククランプ回路と、前記ダイナミッククランプ回路と前記出力端子との間に電気的に接続され、基準電圧と前記出力端子の電圧との比較結果に基づいて導通状態が決定されるクランプ切換スイッチとを有するものである。
【００１８】
本発明にかかる過電圧保護回路によれば、基準電圧と出力端子の電圧とを比較して、出力端子が負電圧になった場合は、クランプ切換スイッチが導通状態となり、ダイナミッククランプ回路を動作させる。これによって、絶対最大定格及びダンプサージ電圧がいかなる電圧であったとしても、出力端子に負電圧が発生しない場合には、クランプ切換スイッチは非導通状態であるため、ダイナミッククランプ回路は動作しない。
【００１９】
従って、出力端子に負電圧が発生した場合には、ダイナミッククランプ回路が動作し、第１の電源と出力端子との間の電圧を適切なダイナミッククランプ電圧に制限するため、出力トランジスタを過電圧から保護することが可能である。また、ダンプサージが発生した場合に、ダイナミッククランプ回路が誤動作することはない。
【００２０】
さらに、ダイナミッククランプ回路は出力端子に負電圧が発生しなければ動作しないために、ダイナミッククランプ電圧の設定値を絶対最大定格及びダンプサージ電圧の制限を受けることなく、任意に設定することが可能である。これによって、ダイナミッククランプ電圧の設定範囲が広くなり、容易に設定することが可能になる。
【００２１】
また、ダイナミッククランプ回路及びクランプ切換スイッチは１つの素子にて実現可能であるため、回路面積を削減することが可能である。
【発明の効果】
【００２２】
本発明の過電圧保護回路によれは、ダイナミッククランプ電圧を任意に設定しつつ、回路の誤動作を防止することが可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
実施の形態１
実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００を図１に示す。図１に示すように、過電圧保護回路１００は、ゲート電荷放電回路１０８、ゲート抵抗１０７、出力ＭＯＳトランジスタ１０９、クランプ切換スイッチ１１０、ダイナミッククランプ回路１１１、負荷１１２を有している。過電圧保護回路１００の接続について詳細に説明する。
【００２４】
出力ＭＯＳトランジスタ１０９の第１の端子（例えば、ドレイン）は第１の電源（例えば、バッテリー電源）１０１に接続されており、第２の端子（例えば、ソース）は負荷１１２を介して第２の電源（例えば、接地電位）１０２に接続されている。出力ＭＯＳトランジスタ１０９と負荷１１２との間の接続点には出力端子１０６が接続されている。また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の制御端子（例えば、ゲート）はゲート抵抗１０７の一端が接続されている。ゲート抵抗１０７の他の一端には、第１の制御信号１０４が入力され、さらにゲート抵抗１０７の他の一端と出力端子１０６との間にはゲート電荷放電回路１０８が接続されている。ゲート電荷放電回路１０８は、本実施の形態では、１つのＭＯＳトランジスタである。ゲート電荷放電回路１０８のドレインは、ゲート抵抗１０７の他の一端に接続されており、ソースは出力端子１０６に接続されている。また、ゲート電荷放電回路１０８のゲートには、第２の制御信号１０５が入力されている。
【００２５】
また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとバッテリー電源１０１との間にはクランプ切換スイッチ１１０とダイナミッククランプ回路１１１が直列に接続されている。本実施の形態では、クランプ切換スイッチ１１０は、１つのＭＯＳトランジスタであり、ダイナミッククランプ回路１１１は、１つのツェナーダイオードである。
【００２６】
クランプ切換スイッチ１１０は、ソースが出力トランジスタ１０９のゲートに接続され、ドレインがダイナミッククランプ回路１１１のアノードに接続されており、制御端子（例えば、ゲート）は基準電圧（例えば、接地電位）１０３に接続されている。さらに、本実施の形態では、クランプ切換スイッチ１１０の基板端子は、出力端子に接続されている。また、ダイナミッククランプ回路１１１のカソードは、バッテリー電源１０１に接続されている。
【００２７】
クランプ切換スイッチ１１０は、２つの電圧の比較結果に基づいて、導通状態と非導通状態とが切り換わるスイッチである。例えば、接地電位と出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電圧とを比較して、２つの電圧の差がクランプ切換スイッチ１１０であるＭＯＳトランジスタの閾値以上となった場合に導通状態となるスイッチである。
【００２８】
ダイナミッククランプ回路１１１は、アノード−カソード間の電圧差がダイオードの降伏電圧以上になった場合に、アノード−カソード間の電圧差を所定の電圧値（例えば、ダイナミッククランプ電圧）以下に制限する回路である。
【００２９】
負荷１１２は、ソレノイド等のインダクタンス成分を有するＬ負荷、あるいは出力端子に接続されるワイヤーハーネスのインダクタンス成分である。
【００３０】
過電圧保護回路１００の動作について詳細に説明する。ここで、過電圧保護回路１００は、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が導通状態になり、負荷１１２によって出力端子１０６に電圧を発生する導通モードと、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態になるターンオフ時に出力端子１０６に負電圧サージが発生する負電圧サージモード、バッテリーの端子がオルタネータの発電中にはずれることによってバッテリー電源１０１に正電圧サージ（ダンプサージ）が発生するダンプサージモードとがある。この３つのモードに分けて過電圧保護回路１００の動作を説明する。
【００３１】
まず、導通モードでは、第１の制御信号１０４がＨｉｇｈレベルとなると、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が導通状態となる。第１の制御信号１０４のＨｉｇｈレベル信号は、出力ＭＯＳトランジスタ１０９を低チャネル抵抗で導通状態とするため、例えばバッテリー電源を昇圧した電圧である。これによって、負荷１１２に電圧が発生して、出力端子１０６から電圧を出力する。また、この場合、ゲート電荷放電回路１０８は、第１の制御信号１０４とは逆相となる第２の制御信号１０５によって制御される。第２の制御信号１０５のＬｏｗレベルは、例えば接地電位である。第２の制御信号１０５がＬｏｗレベルであった場合、ゲート電荷放電回路１０８は非導通状態となる。
【００３２】
ここで、導通モードの場合、クランプ切換スイッチ１１０のゲート電圧が接地電位であるため、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電圧の値によらず、クランプ切換スイッチ１１０は非導通状態となる。従って、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとダイナミッククランプ回路１１１とは、切断された状態であって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートからバッテリー電源１０１側に電流は流れない。つまり、クランプ切換スイッチ１１０は、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートからバッテリー電源１０１への電流の逆流防止機能も有している。
【００３３】
負電圧サージモードの動作について説明する。負電圧サージは、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態になるターンオフ時に発生する。この場合、第１の制御信号１０４は、Ｌｏｗレベルであり、第２の制御信号１０５は、Ｈｉｇｈレベルである。ここで、第１の制御信号１０４のＬｏｗレベルは、例えば接地電位であって、第２の制御信号１０５のＨｉｇｈレベルは、バッテリー電源の電圧である。
【００３４】
第２の制御信号１０５がＨｉｇｈレベルである場合、ゲート電荷放電回路１０８は導通状態である。従って、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電荷は、ゲート抵抗１０７とゲート電荷放電回路１０８を介して放電される。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態となるため、負荷１１２のＬ成分が負電圧サージを発生させる。そのとき、クランプ切換スイッチ１１０は、ゲート抵抗１０７とゲート電荷放電回路１０８とを介して出力端子１０６と電気的に接続される。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が非導通状態となるため、負荷１１２のＬ成分が負電圧サージを発生させる。
【００３５】
この負電圧が発生すると、出力端子１０６の電圧が降下する。ここで、ゲート電荷放電回路１０８が導通状態である。このため、出力端子１０６の電圧と出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートの電圧とは、実質的に同じ電圧となり、出力端子１０６の電圧降下に基づいて出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートの電圧も降下する。クランプ切換スイッチ１１０のゲート電圧と出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとの電位差がクランプ切換スイッチ１１０の閾値を上回ると、クランプ切換スイッチ１１０は導通状態となる。その後、さらに出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートの電圧が降下し、ダイナミッククランプ回路１１１の両端の電位差が、ダイナミッククランプ回路の降伏電圧以上になると、ダイナミッククランプ回路１１１の両端にダイナミッククランプ電圧が発生する。また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は導通状態となる。これによって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のドレイン−ゲート間電圧は、ダイナミッククランプ電圧によって制限される。さらに、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のドレイン−ソース間の電圧は、ダイナミッククランプ電圧と出力ＭＯＳトランジスタ１０９の閾値電圧を足し合わせた電圧値によって制限される。
【００３６】
この場合、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は導通状態であるため、負荷の抵抗成分で決まる電流がドレイン−ソース間に流れる。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の消費電力は、ダイナミッククランプ電圧×負荷の抵抗成分で決まる電流値となる。負荷の抵抗成分は、この消費電力によって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９が熱破壊しないように設定されている。また、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の閾値電圧をゲート抵抗１０７の抵抗値で割ることで求まる電流がダイナミッククランプ回路に流れる。この電流は、例えば数十μＡ程度である。
【００３７】
次に、ダンプサージモードの動作について説明する。ダンプサージがバッテリー電源１０１に印加され、バッテリー電源１０１の電圧が上昇する。この場合、クランプ切換スイッチ１１０のゲート電圧は接地電位となっており、出力端子１０６は、正電圧であるため、クランプ切換スイッチ１１０は、非導通状態となる。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートとバッテリー電源１０１は切り離されるため、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲート電圧は、バッテリー電源１０１の電圧変動の影響を受けることはない。つまり、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は、非導通状態となる。
【００３８】
これによって、出力ＭＯＳトランジスタ１０９は、非導通状態であって、ソース−ドレイン間の電圧がダンプサージ電圧となる。ここで、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のドレイン−ゲート間の耐圧、及び、ドレイン−ソース間の耐圧は、一般的にダンプサージ電圧よりも高くなるように設計されているため、ダンプサージによって出力ＭＯＳトランジスタ１０９が破壊されることはない。
【００３９】
上述の説明より、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００によれば、負電圧モードの出力端子１０６の変化に基づいて、クランプ切換スイッチ１１０を導通状態とすることで、ダイナミッククランプ回路１１１を動作させて負電圧サージから出力ＭＯＳトランジスタ１０９を保護する。また、導通モードとダンプサージモードの場合には、出力端子１０６が負電圧を発生しないことから、クランプ切換スイッチ１１０は非導通状態となり、ダイナミッククランプ回路１１１を無効にする。つまり、過電圧保護回路１００は、出力端子１０６の電圧が負電圧となった場合に、ダイナミッククランプ回路１１１による出力ＭＯＳトランジスタ１０９の保護を行い、その他のモードでは、ダイナミッククランプ回路を使わずに出力ＭＯＳトランジスタ１０９の耐圧によって破壊を防ぐ回路である。
【００４０】
従来の過電圧保護回路６００では、バッテリー電源をサージ検出回路６０２が監視し、サージ検出電圧が絶対最大定格以上であった場合に、制御スイッチ６０１を非導通状態とすることで、ダンプサージが印加された場合にダイナミッククランプ回路を無効にしていた。また、サージ検出回路は、バッテリー電源の電圧がダイナミッククランプ電圧の設定電圧値以下でダンプサージ電圧を検出する必要がある。従って、従来の過電圧保護回路６００のサージ検出電圧値は、絶対最大定格以上であって、ダイナミッククランプ電圧の設定値以下にしなければならない制限があった。
【００４１】
これに対して、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００は、導通モードとダンプサージモードでは、クランプ切換スイッチ１１０は非導通状態であって、負電圧モードで発生する出力端子１０６の負電圧サージに基づいてクランプ切換スイッチ１１０を導通状態とする。従って、ダイナミッククランプ電圧の設定値は、絶対最大定格及びダンプサージ電圧の制限を受けることなく、出力ＭＯＳトランジスタ１０９の耐圧を考慮したダイナミッククランプ電圧値を任意に設定することが可能である。
【００４２】
また、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００のクランプ切換スイッチ１１０は接地電位と出力端子１０６の負電圧とを比較して、出力端子１０６が所定の負電圧を下回った場合にダイナミッククランプ回路を動作させている。そのため、導通モードとダンプサージモードにおいて誤動作することはない。
【００４３】
さらに、従来の過電圧保護回路６００では、サージ検出回路６０２を構成するために複数の素子を利用した回路が必要である。また、出力ＭＯＳトランジスタ５０８のゲートからバッテリー電源への逆流を防ぐためにダイナミッククランプ回路には２つのダイオードが必要であった。これに対して、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００は、１つのトランジスタで負電圧の検出とスイッチを実現している。また、クランプ切換スイッチ１１０は導通モードとダンプサージモードとで非導通状態であるため、出力ＭＯＳトランジスタ１０９のゲートからバッテリー電源への電流の流出がないため、ダイナミッククランプ回路は１つのダイオードで構成することが可能である。従って、実施の形態１にかかる過電圧保護回路１００は、従来の過電圧保護回路６００よりも回路規模を削減することが可能である。
【００４４】
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものでなく、適宜変更することが可能である。例えば、コンパレータを用いて、所定の電圧と出力端子の電圧とを比較し、出力端子の負電圧を検出することで、ダイナミッククランプ回路を有効にすることも可能である。また、バイポーラトランジスタに置き換えて、回路を構成することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】実施の形態１にかかる過電圧保護回路を示す図である。
【図２】従来例１にかかる過電圧保護回路を示す図である。
【図３】負電圧サージの電圧波形を示すグラフである。
【図４】ダンプサージの電圧波形を示すグラフである。
【図５】ダンプサージとダイナミッククランプ電圧の関係を示す図である。
【図６】絶対最大定格と出力ＭＯＳの耐圧とダンプサージ電圧との関係を示すグラフである。
【図７】従来例２にかかる過電圧保護回路を示す図である。
【符号の説明】
【００４６】
１００ 過電圧保護回路
１０１ 第１の電源
１０２ 第２の電源
１０３ 基準電圧
１０４ 第１の制御信号
１０５ 第２の制御信号
１０６ 出力端子
１０７ ゲート抵抗
１０８ ゲート電荷放電回路
１０９ 出力ＭＯＳトランジスタ
１１０ クランプ切換スイッチ
１１１ ダイナミッククランプ回路
１１２ 負荷
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電源と出力端子との間に接続される出力トランジスタと、
前記出力端子に接続される負荷と、
前記第１の電源と前記出力端子との間の電圧差を制限するダイナミッククランプ回路と、
前記ダイナミッククランプ回路と前記出力端子との間に電気的に接続され、基準電圧と前記出力端子の電圧との比較結果に基づいて導通状態が決定されるクランプ切換スイッチとを有する過電圧保護回路。
【請求項２】
請求項１に記載の過電圧保護回路は、さらに前記出力トランジスタのゲート端子と前記出力端子との間にゲート抵抗とゲート電荷放電回路とが直列に接続され、前記ゲート電荷放電回路は、前記出力端子に負電圧が発生している場合に導通状態であることを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。
【請求項３】
前記クランプ切換スイッチは、前記出力端子の電圧が基準電圧よりも低くなった場合に導通状態となることを特徴とする請求項１又は２に記載の過電圧保護回路。
【請求項４】
前記クランプ切換スイッチは、１つのトランジスタであって、前記トランジスタのゲート端子には前記基準電圧が接続され、基板端子には前記出力端子が電気的に接続され、ドレイン端子には前記ダイナミッククランプ回路が接続され、ソース端子には前記出力トランジスタのゲート端子が接続されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項５】
前記ダイナミッククランプ回路は、カソードが前記第１の電源に接続され、アノードが前記クランプ切換スイッチに接続されているダイオードであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項６】
前記基準電圧は、接地電位であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項７】
前記出力トランジスタは、前記ゲート抵抗を介して入力される第１の制御信号によって制御されることを特徴とする請求項２乃至６のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項８】
前記ゲート電荷放電回路は、前記第１の制御信号とは逆相となる第２の制御信号によって制御されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項１】
第１の電源と出力端子との間に接続される出力トランジスタと、
前記出力端子に接続される負荷と、
前記第１の電源と前記出力端子との間の電圧差を制限するダイナミッククランプ回路と、
前記ダイナミッククランプ回路と前記出力端子との間に電気的に接続され、基準電圧と前記出力端子の電圧との比較結果に基づいて導通状態が決定されるクランプ切換スイッチとを有する過電圧保護回路。
【請求項２】
請求項１に記載の過電圧保護回路は、さらに前記出力トランジスタのゲート端子と前記出力端子との間にゲート抵抗とゲート電荷放電回路とが直列に接続され、前記ゲート電荷放電回路は、前記出力端子に負電圧が発生している場合に導通状態であることを特徴とする請求項１に記載の過電圧保護回路。
【請求項３】
前記クランプ切換スイッチは、前記出力端子の電圧が基準電圧よりも低くなった場合に導通状態となることを特徴とする請求項１又は２に記載の過電圧保護回路。
【請求項４】
前記クランプ切換スイッチは、１つのトランジスタであって、前記トランジスタのゲート端子には前記基準電圧が接続され、基板端子には前記出力端子が電気的に接続され、ドレイン端子には前記ダイナミッククランプ回路が接続され、ソース端子には前記出力トランジスタのゲート端子が接続されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項５】
前記ダイナミッククランプ回路は、カソードが前記第１の電源に接続され、アノードが前記クランプ切換スイッチに接続されているダイオードであることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項６】
前記基準電圧は、接地電位であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項７】
前記出力トランジスタは、前記ゲート抵抗を介して入力される第１の制御信号によって制御されることを特徴とする請求項２乃至６のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【請求項８】
前記ゲート電荷放電回路は、前記第１の制御信号とは逆相となる第２の制御信号によって制御されることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の過電圧保護回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００７−２８７４７（Ｐ２００７−２８７４７Ａ）
【公開日】平成１９年２月１日（２００７．２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２０５３３０（Ｐ２００５−２０５３３０）
【出願日】平成１７年７月１４日（２００５．７．１４）
【出願人】（３０２０６２９３１）ＮＥＣエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年２月１日（２００７．２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年７月１４日（２００５．７．１４）
【出願人】（３０２０６２９３１）ＮＥＣエレクトロニクス株式会社 (8,021)
【Ｆターム（参考）】
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