電力増幅器
【課題】 増幅素子の動作効率とともに、回路の利用率、安定化を高めることができる電力増幅器を提供する。
【解決手段】 パワー半導体２，３の動作により負荷５に対し所定の出力電圧を発生するバイポーラ動作を可能とした電力増幅器であって、電源４よりパワー半導体２，３に供給する電源電圧を、パワー半導体２，３による負荷５に対する出力電圧の範囲に基づいて設定する。
【解決手段】 パワー半導体２，３の動作により負荷５に対し所定の出力電圧を発生するバイポーラ動作を可能とした電力増幅器であって、電源４よりパワー半導体２，３に供給する電源電圧を、パワー半導体２，３による負荷５に対する出力電圧の範囲に基づいて設定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バイポーラ動作を可能とした電力増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、負荷に電圧を印加したときに流れる電流は、その電圧や負荷のインピーダンスに依存することが知られている。例えば、負荷として抵抗を接続し、この負荷に電圧Ｅを加え、その時の電流Ｉをプロットしながら変化させると、このときのプロットは図３に示すように直線状の負荷線ＬＲ１で表わすことができる。同様にして、負荷としてインダクタ又はコンデンサを接続し、負荷に電圧Ｅを加え、その時の電流Ｉをプロットしながら変化させると、このときのプロットは図４に示すように円形の負荷線ＬＲ２で表わすことができる。
【０００３】
ここで、縦軸と横軸で区切られる四つの領域のうち、右上の領域を１象限、左上の領域を２象限、左下の領域を３象限、右下の領域を４象限とすると、負荷として抵抗を接続した場合の直線状の負荷線ＬＲ１は、１象限と３象限の領域に存在するのに対し、負荷としてインダクタやコンデンサを接続した場合の円形の負荷線ＬＲ２は、１象限から４象限の全ての領域に存在する。
【０００４】
一般の電源装置に用いられる電力増幅器は、１象限のみ、もしくは３象限のみで動作（ユニポーラ動作）するようになっており、これに対し１象限から４象限の全ての領域に存在する負荷を駆動するには、いわゆるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器が用いられている。
【０００５】
図５は、このようなバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の要部の概略構成を示すもので、基準電位ＣＯＭで共通接続された正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂが接続されたプッシュプル型エミッタフォロア構成のパワー半導体１０１、１０２を有し、これらパワー半導体１０１、１０２の接続点に負荷１０３を接続し、パワー半導体１０１，１０２による電流の吐き出し吸込み動作により、負荷１０３に対し所定の出力電圧を供給するようになっている。この場合、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂには、それぞれ独立した２台の電源を用いたものや、スイッチング方式の直流電源を用い、このような直流電源が有するトランスの２次巻線から正負２つの電圧を出力するようなものが用いられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、このような電力増幅器では、パワー半導体１０１（１０２）に印加される電圧と、パワー半導体１０１（１０２）に流れる電流との積、つまり、パワー半導体１０１（１０２）の電力損失が出力の上限を制限することが知られている。このため、通常、電源電圧として、一定電圧に固定されている正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂを用いたものでは、仮に負荷１０３に対する出力電圧が電源電圧に比べて十分に小さく電源電圧と出力電圧の差が大きい場合でも、一定に固定された電源電圧によってパワー半導体１０１（１０２）に流れる電流の大きさが制限されてしまい、パワー半導体１０１（１０２）に十分な電流を流すことができないという問題があった。
【０００７】
このことは、特に、バイポーラ動作を可能とした電力増幅器のように、負荷として抵抗成分、インダクタ成分及びコンデンサ成分のものや、さらに電池など種々の負荷が接続されるものにあっては、負荷によって出力電圧を十分に小さくできる場合でも、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂの電源電圧が固定されていると、パワー半導体１０１（１０２）に十分大きな電流を流すことができず、これらパワー半導体１０１（１０２）を効率よく動作させることができないという問題を生じる。
【０００８】
一方、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａおよび負極性（−Ｖcc）電源１００ｂとして、それぞれ独立した２台の電源を用いたものでは、仮に、正極側の電源のみを使用する場合は、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａのみが出力を供給し、このとき負側の電源は、出力を供給せず休止状態となるため、回路の利用率が著しく低下してしまう。
【０００９】
また、スイッチング方式の直流電源を用いたものでは、トランスの２次巻線から正負２出力を得る際に、正負極性いずれかの電圧または正負極性合計の電圧を安定化するような手段が講じられるが、これによると、安定化対象でない出力が存在するため、この出力は安定化されている出力に比べ安定度が著しく劣るという問題を生じる。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、増幅素子の動作効率とともに、回路の利用率、安定化を高めることができる電力増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１記載の発明は、増幅素子の動作により負荷に対し所定の出力を発生するバイポーラ動作を可能とした電力増幅器において、基準電位で共通接続された正極性電源と負極性電源とを備え、これら正極性電源および負極性電源の出力電圧を各別に可変可能とした電源手段を有し、前記増幅素子による前記負荷に対する出力電圧の範囲に基づいて、前記電源手段の正極性電源および負極性電源より前記増幅素子に供給する出力電圧を設定することを特徴としている。
【００１２】
請求項２の発明は、請求項１記載の発明において、前記電源手段は、所定範囲の出力電圧を発生する第１の電圧発生手段と、前記第１の電圧発生手段で決定される出力電圧の範囲において所定の割合で設定される２つの出力電圧を前記正極性電源と負極性電源のそれぞれの電源電圧として発生する第２の電圧発生手段とを具備したことを特徴としている。
【００１３】
請求項３の発明は、請求項２記載の発明において、前記第２の電圧発生手段は、ハーフブリッジを構成するスイッチング素子を有し、前記第１の電圧発生手段の出力電圧に対し前記スイッチング素子を所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合を任意に調整可能にしたハーフブリッジ回路と、前記スイッチング素子のオン時間に応じた充電電流を平滑し、前記正極性電源および負極性電源の電源電圧として出力するインダクタとを有することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、パワー半導体などの増幅素子の動作効率とともに、回路の利用率、安定化を高めることができる電力増幅器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を図面に従い説明する。
【００１６】
図１は、本発明の一実施の形態にかかるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の概略構成を示している。
【００１７】
図１において、１は増幅器本体で、この増幅器本体１は、プッシュプル型エミッタフォロアに構成される増幅素子としてのパワー半導体２，３を有している。これらパワー半導体２，３には、電源手段として電源４が接続されている。電源４は、基準電位ＣＯＭで共通接続された正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２を有している。これら正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２は、それぞれの出力である電源電圧が可変可能になっている。
【００１８】
パワー半導体２、３には、負荷５が接続されている。負荷５には、パワー半導体２、３での電流の吐き出し吸込み動作により、所定の出力電圧Ｖｏが供給されるようになっている。
【００１９】
図２は、電源４の概略構成を示している。図において、６は第１の電圧発生手段で、この第１の電圧発生手段６は、入力端子ｔ１、ｔ２を有している。この入力端子ｔ１、ｔ２には、直流電源ＤＣが接続され、所定の出力電圧が印加されている。
【００２０】
入力端子ｔ１、ｔ２の間には、位相制御方式のブリッジインバータ７が接続されている。ブリッジインバータ７は、フルブリッジを構成する進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ａと７ｂの直列回路と、遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ｃと７ｄの直列回路を並列接続したもので、スイッチング素子７ａと７ｂからなる進相ブリッジレッグに対してスイッチング素子７ｃと７ｄからなる遅相ブリッジレッグを所定の位相角をもって制御することにより、可変可能な出力（交流出力）を発生させるようになっている。
【００２１】
ブリッジインバータ７には、絶縁トランス８の１次巻線８ａが接続されている。絶縁トランス８は、１次巻線８ａと磁気的に結合された２次巻線８ｂを有している。絶縁トランス８の２次巻線８ｂには、全波整流器９、インダクタ１５を介してコンデンサ１０が接続されている。
【００２２】
全波整流器９は、絶縁トランス８より出力される交流電圧を全波整流するものである。また、インダクタ１５とコンデンサ１０は、全波整流器９で整流した出力を平滑し、電源４の電圧範囲を決定する出力電圧（直流電圧）を出力するようにしている。
【００２３】
この場合、ブリッジインバータ７は、電源４の電圧範囲を決定するコンデンサ１０の端子間電圧が一定になるように制御されている。
【００２４】
このような第１の電圧発生手段６には、第２の電圧発生手段１１が接続されている。この第２の電圧発生手段１１は、上述したコンデンサ１０と並列にハーフブリッジを構成するスイッチング素子１２ａ、１２ｂの直列回路を接続している。このスイッチング素子１２ａ、１２ｂは、所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合（デューティ）を任意に調整できるようになっている。スイッチング素子１２ａ、１２ｂの直列回路には、コンデンサ１３ａ、１３ｂの直列回路が並列に接続されている。また、スイッチング素子１２ａと１２ｂの接続点とコンデンサ１３ａと１３ｂの接続点の間には、インダクタ１４が接続されている。
【００２５】
コンデンサ１３ａは、スイッチング素子１２ｂのオン時間に応じた充電電圧を出力し、コンデンサ１３ｂは、スイッチング素子１２ａのオン時間に応じた充電電圧を出力するするようになっている。そして、コンデンサ１３ａの充電電圧は、図１で述べた電源４の正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧として出力され、また、コンデンサ１３ｂの充電電圧は、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧として出力されるようになっている。
【００２６】
次に、以上のように構成した実施の形態の作用を説明する。
【００２７】
図２において、いま、直流電源ＤＣの直流出力が第１の電圧発生手段６の入力端子ｔ１、ｔ２に印加されると、ブリッジインバータ７は、進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ａと７ｂに対する遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ｃと７ｄの位相角を制御することにより所定の出力（交流出力）が発生する。この出力は、絶縁トランス８の１次巻線８ａ、２次巻線８ｂを介して全波整流器９に与えられ、全波整流された後、インダクタ１５を通してコンデンサ１０に与えられる。
【００２８】
インダクタ１５とコンデンサ１０は、全波整流器９からの出力を平滑し、直流電圧を出力する。この場合、ブリッジインバータ７の進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ａと７ｂに対する遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ｃと７ｄの位相角を任意に制御することで、ブリッジインバータ７の出力（交流出力）を所定の範囲で可変することができる。これにより、コンデンサ１０両端の直流電圧を可変することにより、電源４の電圧範囲を任意に設定することができる。この場合、具体例として、直流電源ＤＣより３６０Ｖの直流電圧を印加すると、ブリッジインバータ７の動作により、コンデンサ１０両端に４０〜１５０Ｖの範囲の直流出力を発生させることができ、この範囲で、電源４の電圧範囲を決定できる。
【００２９】
コンデンサ１０の直流出力は、第２の電圧発生手段１１のハーフブリッジに構成されたスイッチング素子１２ａ、１２ｂの直列回路に供給される。これらスイッチング素子１２ａ、１２ｂは、所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合（デューティ）を調整される。これにより、スイッチング素子１２ｂのオン時間だけコンデンサ１３ａに充電電流が流れ、また、スイッチング素子１２ａのオン時間だけコンデンサ１３ｂに充電電流が流れ、これらコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧（充電電圧）が決定される。この場合、これらコンデンサ１３ａ、１３ｂには、第１の電圧発生手段６のコンデンサ１０両端の直流出力（電源４の電圧範囲）を最大値として、スイッチング素子１２ａ、１２ｂのオンオフの割合に応じた電圧が、それぞれの出力電圧として発生する。例えば、コンデンサ１０両端の直流電圧を１００Ｖとすると、スイッチング素子１２ａ、１２ｂのオンオフの割合が５０：５０であれば、コンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧は、それぞれ５０Ｖとなり、３０：７０であれば、コンデンサ１３ａの出力電圧は７０Ｖ、コンデンサ１３ｂの出力電圧は３０Ｖとなる。
【００３０】
そして、これらコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧は、図１で述べた電源４の正極性（＋Ｖcc）電源４１、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧として、パワー半導体２，３に供給される。
【００３１】
ここで、第１の電圧発生手段６のコンデンサ１０から出力される直流電圧（電源４の電圧範囲）と、第２の電圧発生手段１１のコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧は、それぞれ任意の範囲で可変可能になっているが、実際は、複数の組み合わせが設定され、不図示のスイッチ操作などにより選択できるようになっている。例えば、電源４の電圧範囲が１２０Ｖで、正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧が＋６０Ｖ、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧が−６０Ｖの場合と、電源４の電圧範囲が１２０Ｖで、正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧が＋１１０Ｖ、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧が−１０Ｖの場合、あるいは、電源４の電圧範囲が７０Ｖで、正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧が＋６０Ｖ、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧が−１０Ｖの場合など、各種の組み合わせが考えられる。
【００３２】
このようにすれば、電源４の電圧範囲とともに、正極性（＋Ｖcc）電源４１および負極性（−Ｖcc）電源４２のそれぞれの電源電圧を任意に設定できるので、例えば、負荷５に対する出力電圧を十分に小さくできるような場合で、予め、この出力電圧の範囲が既知であれば、この出力電圧の範囲に基づいてパワー半導体２，３に供給する最小限の電源電圧を設定するようにすれば、このパワー半導体２，３に供給される必要最小限の電源電圧により、それだけ大きな電流を流すことができる。つまり、パワー半導体２，３に供給する電源電圧を小さくできることは、パワー半導体２，３自身同じ電力損失ならば、より大きな電流を流すことができることであり、パワー半導体２，３を効率よく動作させることができる。
【００３３】
また、従来の正負極電源として独立した２台の電源を用いたものと比べて電源容量をほぼ半分にできる。例えば、正負極合計で１００Ｖ、１０Ａの直流電源を得る場合、従来の２台の電源を用いたものでは、＋５０Ｖ／−５０Ｖの場合、どちらも５０Ｖ×１０Ａ＝５００ＶＡとなるが、仮に、＋９９Ｖ／−１Ｖの場合は、正極側で９９Ｖ×１０Ａ＝９９０ＶＡ、（負極側で１Ｖ×１０Ａ＝１０ＶＡ）となり、＋１Ｖ／−９９Ｖの場合は、負極側で９９Ｖ×１０Ａ＝９９０ＶＡ、（正極側で１Ｖ×１０Ａ＝１０ＶＡ）となることから、結局、正極側および負極側の電源に９９０ＶＡが必要で、合計１９８０ＶＡの電源容量が必要となる。しかし、上述した実施の形態のものでは、第１の電圧発生手段６として１００Ｖ、１０Ａ（１０００ＶＡ）のものを用意すればよく、この状態で、第２の電圧発生手段１１により、＋５０Ｖ／−５０Ｖ、＋９９Ｖ／−１Ｖ、＋１Ｖ／−９９Ｖのように自由に正極性（＋Ｖcc）電源４１および負極性（−Ｖcc）電源４２に割り振ることができる。
【００３４】
さらに、電源４は、正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２を得るための回路構成を共通にしており、これら正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２からの電源電圧の出力の有無に関わらず、常に電源回路として全ての回路が動作状態になっているので、回路の利用率を高めることができる。
【００３５】
さらに、電源４には、直流電源ＤＣが接続されるが、この直流電源ＤＣの直流出力が安定していなくても、第１の電圧発生手段６によって、所望の正負極性合計の電圧に電圧変換すると同時に電圧安定化を行なっている。こうして安定化された電圧が所望の電圧比率になるように第２の電圧発生手段１１によって基準電位ＣＯＭを作り出している。この結果、正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２の出力は、ともに安定したものにできる。
【００３６】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、実施段階では、その要旨を変更しない範囲で種々変形することが可能である。例えば、上述した第１の電圧発生手段６は、安定な直流電圧源であれば何でも良く、一般的な様々な方法のものが考えられる。
【００３７】
さらに、上記実施の形態には、種々の段階の発明が含まれており、開示されている複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出できる。例えば、実施の形態に示されている全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題を解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出できる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の一実施の形態にかかるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の概略構成を示す図。
【図２】一実施の形態に用いられる電源の概略構成を示す図。
【図３】抵抗負荷の場合の負荷線を説明するための図。
【図４】インダクタ負荷の場合の負荷線を説明するための図。
【図５】従来の電力増幅器の概略構成を示す図。
【符号の説明】
【００３９】
１…増幅器本体
２．３…パワー半導体
４…電源
４１…正極性（＋Ｖcc）電源
４２…負極性（−Ｖcc）電源
５…負荷
６…第１の電圧発生手段
７…ブリッジインバータ
７ａ〜７ｄ…スイッチング素子
８…絶縁トランス
８ａ…１次巻線、８ｂ…２次巻線
９…全波整流器
１０…コンデンサ
１１…第２の電圧発生手段
１２ａ．１２ｂ…スイッチング素子
１３ａ．１３ｂ…コンデンサ
１４、１５…インダクタ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バイポーラ動作を可能とした電力増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、負荷に電圧を印加したときに流れる電流は、その電圧や負荷のインピーダンスに依存することが知られている。例えば、負荷として抵抗を接続し、この負荷に電圧Ｅを加え、その時の電流Ｉをプロットしながら変化させると、このときのプロットは図３に示すように直線状の負荷線ＬＲ１で表わすことができる。同様にして、負荷としてインダクタ又はコンデンサを接続し、負荷に電圧Ｅを加え、その時の電流Ｉをプロットしながら変化させると、このときのプロットは図４に示すように円形の負荷線ＬＲ２で表わすことができる。
【０００３】
ここで、縦軸と横軸で区切られる四つの領域のうち、右上の領域を１象限、左上の領域を２象限、左下の領域を３象限、右下の領域を４象限とすると、負荷として抵抗を接続した場合の直線状の負荷線ＬＲ１は、１象限と３象限の領域に存在するのに対し、負荷としてインダクタやコンデンサを接続した場合の円形の負荷線ＬＲ２は、１象限から４象限の全ての領域に存在する。
【０００４】
一般の電源装置に用いられる電力増幅器は、１象限のみ、もしくは３象限のみで動作（ユニポーラ動作）するようになっており、これに対し１象限から４象限の全ての領域に存在する負荷を駆動するには、いわゆるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器が用いられている。
【０００５】
図５は、このようなバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の要部の概略構成を示すもので、基準電位ＣＯＭで共通接続された正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂが接続されたプッシュプル型エミッタフォロア構成のパワー半導体１０１、１０２を有し、これらパワー半導体１０１、１０２の接続点に負荷１０３を接続し、パワー半導体１０１，１０２による電流の吐き出し吸込み動作により、負荷１０３に対し所定の出力電圧を供給するようになっている。この場合、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂには、それぞれ独立した２台の電源を用いたものや、スイッチング方式の直流電源を用い、このような直流電源が有するトランスの２次巻線から正負２つの電圧を出力するようなものが用いられている。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、このような電力増幅器では、パワー半導体１０１（１０２）に印加される電圧と、パワー半導体１０１（１０２）に流れる電流との積、つまり、パワー半導体１０１（１０２）の電力損失が出力の上限を制限することが知られている。このため、通常、電源電圧として、一定電圧に固定されている正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂを用いたものでは、仮に負荷１０３に対する出力電圧が電源電圧に比べて十分に小さく電源電圧と出力電圧の差が大きい場合でも、一定に固定された電源電圧によってパワー半導体１０１（１０２）に流れる電流の大きさが制限されてしまい、パワー半導体１０１（１０２）に十分な電流を流すことができないという問題があった。
【０００７】
このことは、特に、バイポーラ動作を可能とした電力増幅器のように、負荷として抵抗成分、インダクタ成分及びコンデンサ成分のものや、さらに電池など種々の負荷が接続されるものにあっては、負荷によって出力電圧を十分に小さくできる場合でも、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａと負極性（−Ｖcc）電源１００ｂの電源電圧が固定されていると、パワー半導体１０１（１０２）に十分大きな電流を流すことができず、これらパワー半導体１０１（１０２）を効率よく動作させることができないという問題を生じる。
【０００８】
一方、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａおよび負極性（−Ｖcc）電源１００ｂとして、それぞれ独立した２台の電源を用いたものでは、仮に、正極側の電源のみを使用する場合は、正極性（＋Ｖcc）電源１００ａのみが出力を供給し、このとき負側の電源は、出力を供給せず休止状態となるため、回路の利用率が著しく低下してしまう。
【０００９】
また、スイッチング方式の直流電源を用いたものでは、トランスの２次巻線から正負２出力を得る際に、正負極性いずれかの電圧または正負極性合計の電圧を安定化するような手段が講じられるが、これによると、安定化対象でない出力が存在するため、この出力は安定化されている出力に比べ安定度が著しく劣るという問題を生じる。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、増幅素子の動作効率とともに、回路の利用率、安定化を高めることができる電力増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
請求項１記載の発明は、増幅素子の動作により負荷に対し所定の出力を発生するバイポーラ動作を可能とした電力増幅器において、基準電位で共通接続された正極性電源と負極性電源とを備え、これら正極性電源および負極性電源の出力電圧を各別に可変可能とした電源手段を有し、前記増幅素子による前記負荷に対する出力電圧の範囲に基づいて、前記電源手段の正極性電源および負極性電源より前記増幅素子に供給する出力電圧を設定することを特徴としている。
【００１２】
請求項２の発明は、請求項１記載の発明において、前記電源手段は、所定範囲の出力電圧を発生する第１の電圧発生手段と、前記第１の電圧発生手段で決定される出力電圧の範囲において所定の割合で設定される２つの出力電圧を前記正極性電源と負極性電源のそれぞれの電源電圧として発生する第２の電圧発生手段とを具備したことを特徴としている。
【００１３】
請求項３の発明は、請求項２記載の発明において、前記第２の電圧発生手段は、ハーフブリッジを構成するスイッチング素子を有し、前記第１の電圧発生手段の出力電圧に対し前記スイッチング素子を所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合を任意に調整可能にしたハーフブリッジ回路と、前記スイッチング素子のオン時間に応じた充電電流を平滑し、前記正極性電源および負極性電源の電源電圧として出力するインダクタとを有することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、パワー半導体などの増幅素子の動作効率とともに、回路の利用率、安定化を高めることができる電力増幅器を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態を図面に従い説明する。
【００１６】
図１は、本発明の一実施の形態にかかるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の概略構成を示している。
【００１７】
図１において、１は増幅器本体で、この増幅器本体１は、プッシュプル型エミッタフォロアに構成される増幅素子としてのパワー半導体２，３を有している。これらパワー半導体２，３には、電源手段として電源４が接続されている。電源４は、基準電位ＣＯＭで共通接続された正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２を有している。これら正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２は、それぞれの出力である電源電圧が可変可能になっている。
【００１８】
パワー半導体２、３には、負荷５が接続されている。負荷５には、パワー半導体２、３での電流の吐き出し吸込み動作により、所定の出力電圧Ｖｏが供給されるようになっている。
【００１９】
図２は、電源４の概略構成を示している。図において、６は第１の電圧発生手段で、この第１の電圧発生手段６は、入力端子ｔ１、ｔ２を有している。この入力端子ｔ１、ｔ２には、直流電源ＤＣが接続され、所定の出力電圧が印加されている。
【００２０】
入力端子ｔ１、ｔ２の間には、位相制御方式のブリッジインバータ７が接続されている。ブリッジインバータ７は、フルブリッジを構成する進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ａと７ｂの直列回路と、遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ｃと７ｄの直列回路を並列接続したもので、スイッチング素子７ａと７ｂからなる進相ブリッジレッグに対してスイッチング素子７ｃと７ｄからなる遅相ブリッジレッグを所定の位相角をもって制御することにより、可変可能な出力（交流出力）を発生させるようになっている。
【００２１】
ブリッジインバータ７には、絶縁トランス８の１次巻線８ａが接続されている。絶縁トランス８は、１次巻線８ａと磁気的に結合された２次巻線８ｂを有している。絶縁トランス８の２次巻線８ｂには、全波整流器９、インダクタ１５を介してコンデンサ１０が接続されている。
【００２２】
全波整流器９は、絶縁トランス８より出力される交流電圧を全波整流するものである。また、インダクタ１５とコンデンサ１０は、全波整流器９で整流した出力を平滑し、電源４の電圧範囲を決定する出力電圧（直流電圧）を出力するようにしている。
【００２３】
この場合、ブリッジインバータ７は、電源４の電圧範囲を決定するコンデンサ１０の端子間電圧が一定になるように制御されている。
【００２４】
このような第１の電圧発生手段６には、第２の電圧発生手段１１が接続されている。この第２の電圧発生手段１１は、上述したコンデンサ１０と並列にハーフブリッジを構成するスイッチング素子１２ａ、１２ｂの直列回路を接続している。このスイッチング素子１２ａ、１２ｂは、所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合（デューティ）を任意に調整できるようになっている。スイッチング素子１２ａ、１２ｂの直列回路には、コンデンサ１３ａ、１３ｂの直列回路が並列に接続されている。また、スイッチング素子１２ａと１２ｂの接続点とコンデンサ１３ａと１３ｂの接続点の間には、インダクタ１４が接続されている。
【００２５】
コンデンサ１３ａは、スイッチング素子１２ｂのオン時間に応じた充電電圧を出力し、コンデンサ１３ｂは、スイッチング素子１２ａのオン時間に応じた充電電圧を出力するするようになっている。そして、コンデンサ１３ａの充電電圧は、図１で述べた電源４の正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧として出力され、また、コンデンサ１３ｂの充電電圧は、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧として出力されるようになっている。
【００２６】
次に、以上のように構成した実施の形態の作用を説明する。
【００２７】
図２において、いま、直流電源ＤＣの直流出力が第１の電圧発生手段６の入力端子ｔ１、ｔ２に印加されると、ブリッジインバータ７は、進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ａと７ｂに対する遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ｃと７ｄの位相角を制御することにより所定の出力（交流出力）が発生する。この出力は、絶縁トランス８の１次巻線８ａ、２次巻線８ｂを介して全波整流器９に与えられ、全波整流された後、インダクタ１５を通してコンデンサ１０に与えられる。
【００２８】
インダクタ１５とコンデンサ１０は、全波整流器９からの出力を平滑し、直流電圧を出力する。この場合、ブリッジインバータ７の進相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ａと７ｂに対する遅相ブリッジレッグを構成するスイッチング素子７ｃと７ｄの位相角を任意に制御することで、ブリッジインバータ７の出力（交流出力）を所定の範囲で可変することができる。これにより、コンデンサ１０両端の直流電圧を可変することにより、電源４の電圧範囲を任意に設定することができる。この場合、具体例として、直流電源ＤＣより３６０Ｖの直流電圧を印加すると、ブリッジインバータ７の動作により、コンデンサ１０両端に４０〜１５０Ｖの範囲の直流出力を発生させることができ、この範囲で、電源４の電圧範囲を決定できる。
【００２９】
コンデンサ１０の直流出力は、第２の電圧発生手段１１のハーフブリッジに構成されたスイッチング素子１２ａ、１２ｂの直列回路に供給される。これらスイッチング素子１２ａ、１２ｂは、所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合（デューティ）を調整される。これにより、スイッチング素子１２ｂのオン時間だけコンデンサ１３ａに充電電流が流れ、また、スイッチング素子１２ａのオン時間だけコンデンサ１３ｂに充電電流が流れ、これらコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧（充電電圧）が決定される。この場合、これらコンデンサ１３ａ、１３ｂには、第１の電圧発生手段６のコンデンサ１０両端の直流出力（電源４の電圧範囲）を最大値として、スイッチング素子１２ａ、１２ｂのオンオフの割合に応じた電圧が、それぞれの出力電圧として発生する。例えば、コンデンサ１０両端の直流電圧を１００Ｖとすると、スイッチング素子１２ａ、１２ｂのオンオフの割合が５０：５０であれば、コンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧は、それぞれ５０Ｖとなり、３０：７０であれば、コンデンサ１３ａの出力電圧は７０Ｖ、コンデンサ１３ｂの出力電圧は３０Ｖとなる。
【００３０】
そして、これらコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧は、図１で述べた電源４の正極性（＋Ｖcc）電源４１、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧として、パワー半導体２，３に供給される。
【００３１】
ここで、第１の電圧発生手段６のコンデンサ１０から出力される直流電圧（電源４の電圧範囲）と、第２の電圧発生手段１１のコンデンサ１３ａ、１３ｂの出力電圧は、それぞれ任意の範囲で可変可能になっているが、実際は、複数の組み合わせが設定され、不図示のスイッチ操作などにより選択できるようになっている。例えば、電源４の電圧範囲が１２０Ｖで、正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧が＋６０Ｖ、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧が−６０Ｖの場合と、電源４の電圧範囲が１２０Ｖで、正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧が＋１１０Ｖ、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧が−１０Ｖの場合、あるいは、電源４の電圧範囲が７０Ｖで、正極性（＋Ｖcc）電源４１の電源電圧が＋６０Ｖ、負極性（−Ｖcc）電源４２の電源電圧が−１０Ｖの場合など、各種の組み合わせが考えられる。
【００３２】
このようにすれば、電源４の電圧範囲とともに、正極性（＋Ｖcc）電源４１および負極性（−Ｖcc）電源４２のそれぞれの電源電圧を任意に設定できるので、例えば、負荷５に対する出力電圧を十分に小さくできるような場合で、予め、この出力電圧の範囲が既知であれば、この出力電圧の範囲に基づいてパワー半導体２，３に供給する最小限の電源電圧を設定するようにすれば、このパワー半導体２，３に供給される必要最小限の電源電圧により、それだけ大きな電流を流すことができる。つまり、パワー半導体２，３に供給する電源電圧を小さくできることは、パワー半導体２，３自身同じ電力損失ならば、より大きな電流を流すことができることであり、パワー半導体２，３を効率よく動作させることができる。
【００３３】
また、従来の正負極電源として独立した２台の電源を用いたものと比べて電源容量をほぼ半分にできる。例えば、正負極合計で１００Ｖ、１０Ａの直流電源を得る場合、従来の２台の電源を用いたものでは、＋５０Ｖ／−５０Ｖの場合、どちらも５０Ｖ×１０Ａ＝５００ＶＡとなるが、仮に、＋９９Ｖ／−１Ｖの場合は、正極側で９９Ｖ×１０Ａ＝９９０ＶＡ、（負極側で１Ｖ×１０Ａ＝１０ＶＡ）となり、＋１Ｖ／−９９Ｖの場合は、負極側で９９Ｖ×１０Ａ＝９９０ＶＡ、（正極側で１Ｖ×１０Ａ＝１０ＶＡ）となることから、結局、正極側および負極側の電源に９９０ＶＡが必要で、合計１９８０ＶＡの電源容量が必要となる。しかし、上述した実施の形態のものでは、第１の電圧発生手段６として１００Ｖ、１０Ａ（１０００ＶＡ）のものを用意すればよく、この状態で、第２の電圧発生手段１１により、＋５０Ｖ／−５０Ｖ、＋９９Ｖ／−１Ｖ、＋１Ｖ／−９９Ｖのように自由に正極性（＋Ｖcc）電源４１および負極性（−Ｖcc）電源４２に割り振ることができる。
【００３４】
さらに、電源４は、正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２を得るための回路構成を共通にしており、これら正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２からの電源電圧の出力の有無に関わらず、常に電源回路として全ての回路が動作状態になっているので、回路の利用率を高めることができる。
【００３５】
さらに、電源４には、直流電源ＤＣが接続されるが、この直流電源ＤＣの直流出力が安定していなくても、第１の電圧発生手段６によって、所望の正負極性合計の電圧に電圧変換すると同時に電圧安定化を行なっている。こうして安定化された電圧が所望の電圧比率になるように第２の電圧発生手段１１によって基準電位ＣＯＭを作り出している。この結果、正極性（＋Ｖcc）電源４１と負極性（−Ｖcc）電源４２の出力は、ともに安定したものにできる。
【００３６】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、実施段階では、その要旨を変更しない範囲で種々変形することが可能である。例えば、上述した第１の電圧発生手段６は、安定な直流電圧源であれば何でも良く、一般的な様々な方法のものが考えられる。
【００３７】
さらに、上記実施の形態には、種々の段階の発明が含まれており、開示されている複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出できる。例えば、実施の形態に示されている全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題を解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出できる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の一実施の形態にかかるバイポーラ動作を可能とした電力増幅器の概略構成を示す図。
【図２】一実施の形態に用いられる電源の概略構成を示す図。
【図３】抵抗負荷の場合の負荷線を説明するための図。
【図４】インダクタ負荷の場合の負荷線を説明するための図。
【図５】従来の電力増幅器の概略構成を示す図。
【符号の説明】
【００３９】
１…増幅器本体
２．３…パワー半導体
４…電源
４１…正極性（＋Ｖcc）電源
４２…負極性（−Ｖcc）電源
５…負荷
６…第１の電圧発生手段
７…ブリッジインバータ
７ａ〜７ｄ…スイッチング素子
８…絶縁トランス
８ａ…１次巻線、８ｂ…２次巻線
９…全波整流器
１０…コンデンサ
１１…第２の電圧発生手段
１２ａ．１２ｂ…スイッチング素子
１３ａ．１３ｂ…コンデンサ
１４、１５…インダクタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅素子の動作により負荷に対し所定の出力を発生するバイポーラ動作を可能とした電力増幅器において、
基準電位で共通接続された正極性電源と負極性電源とを備え、これら正極性電源および負極性電源の出力電圧を各別に可変可能とした電源手段を有し、
前記増幅素子による前記負荷に対する出力電圧の範囲に基づいて、前記電源手段の正極性電源および負極性電源より前記増幅素子に供給する出力電圧を設定することを特徴とする電力増幅器。
【請求項２】
前記電源手段は、所定範囲の出力電圧を発生する第１の電圧発生手段と、前記第１の電圧発生手段で決定される出力電圧の範囲において所定の割合で設定される２つの出力電圧を前記正極性電源と負極性電源のそれぞれの電源電圧として発生する第２の電圧発生手段とを具備したことを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記第２の電圧発生手段は、ハーフブリッジを構成するスイッチング素子を有し、前記第１の電圧発生手段の出力電圧に対し前記スイッチング素子を所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合を任意に調整可能にしたハーフブリッジ回路と、前記スイッチング素子のオン時間に応じた充電電流を平滑し、前記正極性電源および負極性電源の電源電圧として出力するインダクタとを有することを特徴とする請求項２記載の電力増幅器。
【請求項１】
増幅素子の動作により負荷に対し所定の出力を発生するバイポーラ動作を可能とした電力増幅器において、
基準電位で共通接続された正極性電源と負極性電源とを備え、これら正極性電源および負極性電源の出力電圧を各別に可変可能とした電源手段を有し、
前記増幅素子による前記負荷に対する出力電圧の範囲に基づいて、前記電源手段の正極性電源および負極性電源より前記増幅素子に供給する出力電圧を設定することを特徴とする電力増幅器。
【請求項２】
前記電源手段は、所定範囲の出力電圧を発生する第１の電圧発生手段と、前記第１の電圧発生手段で決定される出力電圧の範囲において所定の割合で設定される２つの出力電圧を前記正極性電源と負極性電源のそれぞれの電源電圧として発生する第２の電圧発生手段とを具備したことを特徴とする請求項１記載の電力増幅器。
【請求項３】
前記第２の電圧発生手段は、ハーフブリッジを構成するスイッチング素子を有し、前記第１の電圧発生手段の出力電圧に対し前記スイッチング素子を所定時間内で交互にオンオフ動作するとともに、これらオンオフの割合を任意に調整可能にしたハーフブリッジ回路と、前記スイッチング素子のオン時間に応じた充電電流を平滑し、前記正極性電源および負極性電源の電源電圧として出力するインダクタとを有することを特徴とする請求項２記載の電力増幅器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００６−１２８９１５（Ｐ２００６−１２８９１５Ａ）
【公開日】平成１８年５月１８日（２００６．５．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−３１２５４７（Ｐ２００４−３１２５４７）
【出願日】平成１６年１０月２７日（２００４．１０．２７）
【出願人】（０００１２８０９４）株式会社エヌエフ回路設計ブロック (24)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年５月１８日（２００６．５．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１０月２７日（２００４．１０．２７）
【出願人】（０００１２８０９４）株式会社エヌエフ回路設計ブロック (24)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]