電力変換装置および電源システム
【課題】複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが結合された構成において、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給し、かつ小型化を図ることが可能な電力変換装置および電源システムを提供する。
【解決手段】複数相の電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１と複数相の負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２とが共通の安定電位に結合された電源システム２０１における電力変換装置１０１であって、複数相の電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷから供給される交流電力を変換して複数相の負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣにそれぞれ供給するマトリックスコンバータＭＸと、複数相の負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２における零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータＭＸの電力変換を制御する制御部１０とを備える。
【解決手段】複数相の電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１と複数相の負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２とが共通の安定電位に結合された電源システム２０１における電力変換装置１０１であって、複数相の電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷから供給される交流電力を変換して複数相の負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣにそれぞれ供給するマトリックスコンバータＭＸと、複数相の負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２における零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータＭＸの電力変換を制御する制御部１０とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置および電源システムに関し、特に、複数相の電源の各々から供給される各相の交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給する電力変換装置および電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する電源システムが開発されている。
【０００３】
このような電源システムでは、一般的に、以下のようなＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式が採用されている。すなわち、交流電源からの交流電力を半導体スイッチを用いた整流器により直流電力に変換し、安定した電圧または電流を生成する。これにより、直流部にエネルギーを蓄積する。この直流部からのエネルギーすなわち電力をインバータにより任意の周波数および任意の振幅を有する交流電圧または交流電流に変換する。
【０００４】
このようなＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式を採用する電力変換装置として、たとえば、特許文献１には、以下のような構成が開示されている。すなわち、エンジンにより駆動される交流発電機と、整流回路と、インバータとを備える定周波電源において、中性点をグランドに接続した交流発電機の出力を整流して得られる直流電源を３組の単相インバータにより中性点接地型３相４線式交流電源に変換する。この３相４線式交流電源の各相出力が所定の仕様を満足するように、３組の単相インバータを制御する。
【０００５】
また、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式を採用する電力変換装置として、たとえば、特許文献２には、以下のような構成が開示されている。すなわち、交流電源を整流して直流電圧に変換する整流部と、変換された直流電圧をスイッチング素子の導電率を制御することにより交流に変換するインバータとを備えるモータ駆動装置に使用されるノイズフィルタにおいて、モータ駆動装置の入力側ノイズフィルタと、モータ駆動装置の出力側ノイズフィルタとを一体構造にしている。そして、入力側ノイズフィルタは雑音端子電圧低減フィルタであり、出力側ノイズフィルタはコモンモード電流低減フィルタである。雑音端子電圧低減フィルタは、交流電源とモータ駆動装置との間に直列に接続されたコモンモードチョークコイルと、モータ駆動装置の入力部とコモン線との間に並列に接続されたコンデンサとを含む。出力側ノイズフィルタは、モータ駆動装置の出力部とモータとの間に直列に接続されたコモンモードチョークコイルと、モータとコモン線との間に並列に接続されたコンデンサと、コモンモードチョークコイルに並列に接続された抵抗とを含む。そして、入力側ノイズフィルタのコモンモードチョークコイルおよび出力側ノイズフィルタのコモンモードチョークコイルを共通コア上に設けている。また、交流電源の中性点が接地されており、モータのフレームが接地されている。
【０００６】
ところで、電源システムが航空機等に組み込まれる場合には、電源システムの小型化が特に要求される。電源システムの小型化を図る技術としては、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて部品点数が少なくなるＡＣ−ＡＣ直接変換方式が知られている（たとえば非特許文献１参照）。このＡＣ−ＡＣ直接変換方式では、交流電力を交流電力に直接変換するマトリックスコンバータを用いることにより、任意の周波数および任意の振幅を有する交流電圧または交流電流を生成する。マトリックスコンバータを用いることにより、入力電流の力率を１に制御することができるため、電源システムの小型化を図ることができる。
【０００７】
このようなＡＣ−ＡＣ直接変換方式を採用する電力変換装置として、たとえば、特許文献３には、以下のような構成が開示されている。すなわち、マトリックスコンバータの交流電源側に設けられた入力用三相交流リアクトルと、入力用三相交流リアクトルとマトリックスコンバータとの接続点に並列接続された入力用コンデンサからなる受動フィルタと、マトリックスコンバータの出力側に設けられた出力用三相交流リアクトルとを備える。出力用三相交流リアクトルの一端はマトリックスコンバータに接続され、他端は出力用三相コモンモードチョークコイルに接続される。出力用三相コモンモードチョークコイルが有する出力用三相交流リアクトルとは反対側の端子にモータなどの負荷を接続し、かつ出力用三相コモンモードチョークコイルと負荷との接続点に並列に出力用コンデンサを接続する。入力用コンデンサおよび出力用コンデンサはそれぞれの三相分が星型結線でありかつこれらの星型結線の中性点同士を接続線で接続している。
【０００８】
また、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式およびＡＣ−ＡＣ直接変換方式の両方が適用可能な電力変換装置として、たとえば、特許文献４には、以下のような構成が開示されている。すなわち、インバータおよびマトリクスコンバータ等に代表されるような電力変換装置を用いたモータ駆動装置に使用されるノイズフィルタにおいて、モータ駆動装置の入力側ノイズフィルタと、モータ駆動装置の出力側ノイズフィルタとを一体構造にしている。入力側ノイズフィルタは、電源と電力変換装置との間に直列に接続されたコモンモードチョークコイルと、このコモンモードチョークコイルおよび電力変換装置の間に各Ｒ、Ｓ、Ｔ相それぞれに配置された接地用コンデンサと、各Ｒ、Ｓ、Ｔ相間にＹ結線された複数のコンデンサとを含む。入力側ノイズフィルタにおけるＹ結線された各コンデンサの中性点に出力側ノイズフィルタのバイパス回路部が接続されている。また、交流電源の中性点が接地されており、モータのフレームが接地されている。
【０００９】
ところで、マトリックスコンバータは、通常、中性点をグランドに接続する必要のない三相３線式の給電方式の負荷を対象としている。たとえば、マトリックスコンバータは、モータ駆動用のインバータとして用いられる。一方、マトリックスコンバータを定電圧源として使用する場合には、三相３線式の給電方式の負荷に限らず、負荷中性点のグランド接続が要求された三相４線式の給電方式の負荷にも対応する必要がある。すなわち、電源システムとしては、入力電源の中性点と負荷の中性点とが接続された回路構成に対応する必要がある。
【特許文献１】特開平４−３３１４７０号公報
【特許文献２】特開２００５−１３０５７５号公報
【特許文献３】特開２００５−２９５６７６号公報
【特許文献４】特開２００７−６８３１１号公報
【非特許文献１】石田宗秋他著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電気学会論文誌、第１０７巻−Ｄ、第２号、ｐｐ．２３９−２４６、１９８７年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、非特許文献１には、任意の周波数および任意の振幅を有する交流電圧または交流電流を生成するための、マトリックスコンバータにおけるスイッチ群のオン・オフ制御方法が開示されている。このような制御方法については、各研究機関および各企業から様々な方法が提案されている。
【００１１】
しかしながら、非特許文献１に記載された制御方法は、三相平衡負荷の中性点を接地しない三相３線式の構成を対象としており、電圧利用率を上げるために負荷の中性点における電圧すなわち零相電圧を歪ませ、マトリックスコンバータから正弦波状の線間電圧を出力させる。このため、非特許文献１に記載された制御方法を上記のような三相４線式の構成にそのまま適用すると、零相電圧が変動するため、低周波の中性点電流が三相平衡負荷の中性点から三相交流電源の中性点へ流れてしまう。
【００１２】
この低周波の中性点電流が三相交流電源へ流れ、三相交流電源の入力電流に重畳されると、入力電流波形が歪むことにより入力力率の悪化が生じ、さらには、電源システムの破損および誤動作を生じさせる場合がある。また、入力電流波形の歪みによって負荷への出力電圧波形も歪むため、負荷である機器の破損を生じる恐れもある。
【００１３】
それゆえに、本発明の目的は、複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが結合された構成において、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給し、かつ小型化を図ることが可能な電力変換装置および電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源の各々から供給される各相の交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給し、かつ複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが共通の安定電位に結合された電源システムにおける電力変換装置であって、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、複数相の負荷の中性点における電圧である零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える。
【００１５】
このような構成により、制御部の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することができるため、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給することができる。また、マトリックスコンバータを用いることにより、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて電力変換装置の小型化を図ることができる。
【００１６】
また、複数相の負荷の中性点から複数相の電源の中性点へ流れる零相電流を抑制することができるため、以下の（１）〜（３）の効果が得られる。
【００１７】
（１）小型化および軽量化ならびに制御性能の向上
零相電流を抑制することにより、入力電流に零相電流が重畳されて入力電流が大きく歪むことを防止することができる。その結果、電力変換装置が入力フィルタを備える場合、この入力フィルタの遮断周波数を高く設定することができるため、入力フィルタの小型化および軽量化を図ることができる。また、入力力率制御および出力電圧制御の応答性が向上し、電源システムとしての制御性能を向上させることができる。
【００１８】
（２）他の電子機器の誤動作の防止
零相電流が発生すると零相電圧が変動し、中性線の電位に対して影響を与える。その結果、同電位の中性線に他の電子機器が接続されている場合、この電子機器の誤動作を誘発する場合がある。零相電流を抑制することで、同電位の中性線に接続された電子機器の誤動作を防止することができる。
【００１９】
（３）漏電遮断器の誤作動防止
漏電時にマトリックスコンバータの出力等を停止する漏電遮断器を電力変換装置が備える場合、零相電流は漏れ電流としてこの漏電遮断器を誤作動させる恐れがある。零相電流を抑制することで、この漏電遮断器の誤作動を防止することができる。
【００２０】
好ましくは、制御部は、マトリックスコンバータの入力電圧に対する入力電流位相の指令値と、マトリックスコンバータの出力電圧の振幅および周波数の指令値と、検出された零相電圧とに基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する。
【００２１】
より好ましくは、制御部は、零相電圧の角周波数が複数相の電源から供給される交流電力の角周波数と等しく、かつマトリックスコンバータの入力電圧に対する入力電流位相の指令値がゼロであるとしてマトリックスコンバータの電力変換を制御する。
【００２２】
このような構成により、制御部の制御演算における変数を減らすことが可能となる。すなわち、相殺すべき零相電圧に応じて、零相電圧の振幅を示す変数を逐次変更するだけの簡易な制御演算となる。また、制御演算において零相電圧を簡易に表わすことができる。
【００２３】
好ましくは、制御部は、検出した零相電圧に基づいて零相電圧の指令値を補正し、補正した零相電圧の指令値に基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する。
【００２４】
好ましくは、制御部は、検出した零相電圧に基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、マトリックスコンバータは、生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて交流電力の変換を行なう。
【００２５】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電源システムは、安定電位に結合された中性点を有する複数相の負荷に電力を供給する電源システムであって、安定電位に結合された中性点を有し、複数相の交流電力を供給する複数相の電源と、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、複数相の負荷の中性点における電圧である零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える。
【００２６】
このような構成により、制御部の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することができるため、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給することができる。また、マトリックスコンバータを用いることにより、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて電源システムの小型化を図ることができる。
【００２７】
この発明のある局面に係わる電力変換装置は、マトリックスコンバータを備える。ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べてマトリックスコンバータの優れる点は、以下の（１）〜（４）のとおりである。
【００２８】
（１）小型化および軽量化が可能
電力変換装置の入力および出力間に挿入される半導体素子数が少なくて済むので、入力および出力間の電流経路上の半導体素子の損失が低減でき、これにより電力変換装置の損失を低減することができる。従って、ヒートシンクなどに代表される冷却部品を小型軽量化できるので、マトリックスコンバータを適用した電力変換装置はＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて小型軽量化を図ることができる。
【００２９】
また、マトリックスコンバータは、入力電流の位相を制御できることが知られている（非特許文献１参照）。従って、入力電圧と同位相になるように入力電流位相を制御した場合、入力力率を１にすることができる。一般的に、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式におけるＡＣ−ＤＣ変換方式は、ダイオード整流器を適用する方式およびＰＷＭ整流器を適用する方式に大別される。ダイオード整流器を適用する方式は、安価で構成が容易であり、かつ高効率であるが、入力力率が比較的悪いという欠点を持っている。また、ＰＷＭ整流器を適用する方式は、マトリックスコンバータと同様に入力力率１を実現することができるが、高価であり、構成が複雑であり、かつ損失が大きいという欠点を持っている。
【００３０】
以上のことから、マトリックスコンバータはダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と異なり、力率１を実現することができる。これにより、マトリックスコンバータの入力電源設備容量、たとえば入力電源および発電機などの容量を低減できるため、マトリックスコンバータの入力電源設備の小型化を図ることができる。さらに、マトリックスコンバータは、ＰＷＭ整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて損失が小さくなる。
【００３１】
なお、入力電源設備容量Ｓは、一般的に、以下の式で表わされる。
Ｓ［ＶＡ］＝Ｐ［Ｗ］÷η÷ＰＦ
ただし、Ｐはマトリックスコンバータの出力電力すなわち負荷が要求する電力であり、ηはマトリックスコンバータの効率であり、ＰＦはマトリックスコンバータの入力力率である。
【００３２】
さらに、マトリックスコンバータは入力力率を１にすることができる為、ダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて入力電流を小さくすることができる。これにより、入力電源設備およびマトリックスコンバータ間の配線を細くすることができるため、小型化および軽量化を図ることができる。
【００３３】
なお、三相の場合における入力電流Ｉは、一般的に、以下の式で表わされる。
Ｉ［Ａ］＝Ｓ［ＶＡ］÷Ｖ［Ｖ］
ただし、Ｖはマトリックスコンバータの入力電圧すなわち入力電源設備の出力電圧である。
【００３４】
また、単相の場合における入力電流Ｉは、一般的に、以下の式で表わされる。
Ｉ［Ａ］＝Ｓ［ＶＡ］÷Ｖ［Ｖ］／３
航空機においては機器重量が重視され、少しでも軽量化を図ることが重要であり、従って、上記のように配線が少しでも細くなることが好ましく、電力変換装置が少しでも小さくかつ軽くなることが好ましい。
【００３５】
（２）長寿命化が可能
マトリックスコンバータは、交流電力から交流電力へ直接変換するため、主回路内に直流部を有さないことが知られている（非特許文献１参照）。
【００３６】
これに対して、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式では、入力交流電力を一旦直流電力に変換し、再度任意の交流電力を生成する方式であるため、直流部を有する。この直流部では、一般的に容量の大きい電解コンデンサ等を設けることにより、入力交流電力を直流電力に変換している。
【００３７】
一般的に、電解コンデンサの寿命は、抵抗器および半導体素子などの電力変換装置を構成する部品と比べて短い。そのため電力変換装置の寿命は当該電解コンデンサの寿命と同一視される場合もある。
【００３８】
これに対して、マトリックスコンバータは、上記の通り主回路内に直流部を有さないことから、電解コンデンサが不要である。したがって、装置の長寿命化を図ることができる。
【００３９】
なお、一般的な観点から、電力変換装置の寿命が長くなることは、システムに組み込まれた電力変換装置の交換回数が少なくなる場合があるため、好ましい。
【００４０】
（３）電力回生機能がある
マトリックスコンバータは、エネルギーの伝達方向の制約がない為、負荷で発生したエネルギーを入力側に回生できることが知られている。
【００４１】
これに対して、ダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式では、ダイオード整流器によりエネルギーの伝達方向はある一方向に制限される。
【００４２】
なお、一般的に、ダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式においては、負荷の端部に放電用の抵抗器を設けることにより、負荷で発生したエネルギーを放電する。この場合、負荷のエネルギーを抵抗器の熱に変換するので、負荷のエネルギーは有効に利用されない。更には、放電用の抵抗器を別途設ける必要があり、小型軽量化を妨げる。
【００４３】
なお、負荷でエネルギーが発生する例としては、以下のようなものがある。すなわち、電車などを駆動するインバータにおいては、インバータにより電動機を駆動して、この電動機によって電車が走行する。電車の加速時などはインバータを介して、その加速に要するエネルギー相当分を電動機に供給する。そして、電車の減速時において、電動機が発電機のようにエネルギーを発生する。
【００４４】
（４）低ノイズ化
ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式は、前述の通り直流部を有する。一般的に、インバータは直流部の電圧を受けて、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）およびＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などに代表される半導体素子によって、直流部の電圧を当該半導体素子でスイッチングすることにより、任意に設定された出力電圧および出力周波数へ変調する。
【００４５】
この場合、直流部の電圧を当該半導体素子のスイッチングによりオン・オフした矩形波電圧が生じる。この矩形波電圧の最大値は、スイッチングサージなどを除き、理想的には直流電圧振幅になる。
【００４６】
従って、電圧変動率ｄｖ／ｄｔにおいて、ｄｖがマトリックスコンバータに比べて大きく、ｄｔは当該半導体素子の特性によって概ね決定されることから、当該半導体素子の電圧変動率ｄｖ／ｄｔは大きくなる。そうすると、当該半導体素子の電圧の変動によって発生するノイズを低減するために、各所にノイズフィルタを挿入する等のノイズ対策が必要になり、電力変換装置が大型かつ高重量になってしまう。
【００４７】
これに対して、マトリックスコンバータは、前述の通り直流部を有さない為、ＦＥＴおよびＩＧＢＴなどに代表される半導体素子を用いて、任意に設定された出力電圧および出力周波数に変調する場合に、当該半導体素子の電圧変動率ｄｖ／ｄｔは前述のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて小さくなる。
【００４８】
即ち、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式における半導体素子の電圧変動は、直流部の電圧を受けた半導体素子を導通させた場合の半導体素子のオン電圧（一般的に数Ｖ）に対してスイッチングすなわちオン・オフを繰り返した形になる。
【００４９】
これに対して、マトリックスコンバータは、入力電圧の任意の相の電圧を半導体素子によって変調する為、半導体素子の電圧変動が、入力電圧の任意の相の電圧と半導体素子を導通させた場合の半導体素子のオン電圧（一般的に数Ｖ）とをスイッチングによって繰り返す形になる。
【００５０】
このため、マトリックスコンバータでは、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式に比べて半導体素子の電圧変動ｄｖ／ｄｔを抑制できることから、挿入するノイズフィルタの数量が少なくなり、サイズが小さくなる場合がある。従って、マトリックスコンバータは、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式に比べて小型軽量化を図ることができる。
【発明の効果】
【００５１】
本発明によれば、複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが結合された構成において、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給し、かつ小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５２】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００５３】
＜第１の実施の形態＞
［構成および基本動作］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【００５４】
図１を参照して、電源システム２０１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷと、電力変換装置１０１と、負荷部ＬＵと、中性線５とを備える。電力変換装置１０１は、入力フィルタＦＬＸ１と、出力フィルタＦＬＹ１と、マトリックスコンバータＭＸと、制御部１０とを含む。入力フィルタＦＬＸ１は、単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１と、コンデンサＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２とを含む。出力フィルタＦＬＹ１は、単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１と、コンデンサＣＯＡ１，ＣＯＢ１，ＣＯＣ１とを含む。マトリックスコンバータＭＸは、双方向スイッチＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３を含む。負荷部ＬＵは、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣを含む。制御部１０は、減算器６と、零相電圧補正量演算部７と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御演算部８と、零相電圧検出部９とを含む。
【００５５】
以下、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの各々を交流電源Ｅと称する場合がある。負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの各々を負荷Ｌと称する場合がある。単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１の各々を単相リアクトルＬＯ１と称する場合がある。
【００５６】
電源システム２０１は、航空機および建設機械等に搭載される。電源システム２０１において、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１と負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２とが中性線５を介して共通の安定電位ＳＰに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム２０１における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位であり、たとえば航空機のフレームグランドすなわち機体の電位である。ここで、機体は、導電性を有する材質からなる。また、航空機等の大型機に電源システム２０１が組み込まれる場合には、中性点ＮＰ１および中性点ＮＰ２の距離が大きくなることから、中性点ＮＰ１と機体は、接続経路のインピーダンスが最小となる箇所において接続されることが好ましい。中性点ＮＰ２と機体も、接続経路のインピーダンスが最小となる箇所において接続されることが好ましい。
【００５７】
電力変換装置１０１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの各々から供給されるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換して負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣにそれぞれ供給する。
【００５８】
入力フィルタＦＬＸ１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷとマトリックスコンバータＭＸとの間に設けられている。より詳細には、単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に対応して設けられ、対応の相の交流電源ＥとマトリックスコンバータＭＸとの間に接続されている。コンデンサＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２はΔ結線されている、すなわち単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１とマトリックスコンバータＭＸとの間におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の配線間にそれぞれ接続されている。
【００５９】
出力フィルタＦＬＹ１は、マトリックスコンバータＭＸと負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣとの間に設けられている。より詳細には、単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１は、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相に対応して設けられ、対応の相の負荷ＬとマトリックスコンバータＭＸとの間に接続されている。コンデンサＣＯＡ１，ＣＯＢ１，ＣＯＣ１はＹ結線されている、すなわち、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相に対応して設けられ、マトリックスコンバータＭＸおよび対応の相の単相リアクトルＬＯ１の接続ノードと中性線５すなわち安定電位ＳＰとの間に接続されている。
【００６０】
マトリックスコンバータＭＸにおいて、双方向スイッチＳＡ１は、単相リアクトルＬＩＵ１と単相リアクトルＬＯＡ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＡ２は、単相リアクトルＬＩＶ１と単相リアクトルＬＯＡ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＡ３は、単相リアクトルＬＩＷ１と単相リアクトルＬＯＡ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＢ１は、単相リアクトルＬＩＵ１と単相リアクトルＬＯＢ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＢ２は、単相リアクトルＬＩＶ１と単相リアクトルＬＯＢ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＢ３は、単相リアクトルＬＩＷ１と単相リアクトルＬＯＢ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＣ１は、単相リアクトルＬＩＵ１と単相リアクトルＬＯＣ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＣ２は、単相リアクトルＬＩＶ１と単相リアクトルＬＯＣ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＣ３は、単相リアクトルＬＩＷ１と単相リアクトルＬＯＣ１との間に接続されている。
【００６１】
双方向スイッチＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびダイオードを直列接続した回路を２つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの２つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する２つの逆阻止ＩＧＢＴが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。
【００６２】
入力フィルタＦＬＸ１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力をマトリックスコンバータＭＸへ出力する。
【００６３】
マトリックスコンバータＭＸは、制御部１０から受けたＰＷＭ制御信号に基づいて双方向スイッチＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３をそれぞれオン・オフすることにより、入力フィルタＦＬＸ１を通過したＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧／電流振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換し、出力フィルタＦＬＹ１へ出力する。
【００６４】
出力フィルタＦＬＹ１は、マトリックスコンバータＭＸから受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへそれぞれ出力する。
【００６５】
電源システム２０１では、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１および負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２が中性線５を介して共通の安定電位ＳＰに結合されている。このような構成により、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの電位が不定になることを防ぐことができるため、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの誤動作を防ぐことができる。
【００６６】
なお、電力変換装置１０１は、転流失敗時などに発生する過電圧および過電流から機器を保護するための保護回路を備える構成であってもよい。
【００６７】
［制御方法］
次に、マトリックスコンバータＭＸにおけるスイッチ群の制御方法について詳細に説明する。
【００６８】
制御部１０は、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２における零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータＭＸの電力変換を制御する。より詳細には、制御部１０は、マトリックスコンバータＭＸの入力電圧に対する入力電流位相の指令値Ｘ１〜Ｘ３と、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧の振幅および周波数の指令値Ｙ１〜Ｙ３と、零相電圧指令値ｖｇ＿ｒｅｆと、検出した零相電圧ｖｇ＿ｄｅｔとに基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、マトリックスコンバータＭＸへ出力する。
【００６９】
より詳細には、入力電圧ｖｕ０，ｖｖ０，ｖｗ０すなわち交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの出力電圧は、以下の式（１）で表わされる。
【００７０】
【数１】
【００７１】
ここで、ωおよびＶｓは交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの出力電圧の角周波数および振幅である。
【００７２】
入力フィルタＦＬＸ１を通過したＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは以下の式（２）で表わされる。
【００７３】
【数２】
【００７４】
ここで、Ｖは入力フィルタＦＬＸ１の出力側の電圧振幅であり、δは入力フィルタＦＬＸ１によって生じる位相遅れ角である。
【００７５】
制御部１０は、サンプリング周期Ｔｓごとにスイッチングパターンを更新する。ここで、制御法則を定式化するための制御関数ａ１〜ａ３，ｂ１〜ｂ３，ｃ１〜ｃ３を考える。時刻ｔｎからｔｎ＋１の期間にいて双方向スイッチＳＡ１がオンしている期間をＴｓａ１とすると、たとえばａ１を以下の式（３）に示すように定義する。
【００７６】
ａ１（ｔｎ）＝Ｔｓａ１／Ｔｓ ・・・（３）
ここで、マトリックスコンバータＭＸでは、入力側の各相配線の短絡および出力側の各相配線の開放が許されないため、以下の式（４）および式（５）のような拘束条件が必要になる。
【００７７】
【数３】
【００７８】
０≦ａｎ≦１，０≦ｂｎ≦１，０≦ｃｎ≦１（ｎ＝１，２，３） ・・・（５）
制御部１０は、制御関数が以下の式（６）になるように制御を行なう。
【００７９】
【数４】
【００８０】
ただし、Ｙ１＋Ｙ２＋Ｙ３＝０である。また、ＡはマトリックスコンバータＭＸの電圧振幅変調率である。ｈｕ，ｈｖ，ｈｗは式（４）の拘束条件を満足させるために導入した関数である。
【００８１】
ここで、関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３はそれぞれ以下の式（７）で表わされる。
【００８２】
【数５】
【００８３】
ここで、ψｓはマトリックスコンバータＭＸの入力電圧に対する入力電流位相の指令値である。すなわち、出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３は入力電流位相指令値である。
【００８４】
以下、関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３を入力側関数と呼び、関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３を出力側関数（出力電圧指令波形）と呼ぶ。
【００８５】
マトリックスコンバータＭＸのＡ相，Ｂ相，Ｃ相の出力電圧をｖａ，ｖｂ，ｖｃとすると、期間Ｔｓにおけるｖａ，ｖｂ，ｖｃの平均値は、式（２）、式（６）および式（７）から、以下の式（８）のように表わされる。
【００８６】
【数６】
【００８７】
ただし、ｖ０＝ｈｕ×ｖｕ＋ｈｖ×ｖｖ＋ｈｗ×ｖｗである。
式（８）の第１項は求めるマトリックスコンバータＭＸの出力電圧である。すなわち、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧の波形は、出力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３で表される波形となる。このため、出力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は出力電圧指令値すなわち出力電圧の位相および振幅に対する指令値となる。式（８）の第２項は関数ｈｕ，ｈｖ，ｈｗによって現れる零相電圧成分であり、マトリックスコンバータＭＸの線間電圧には現れない。
【００８８】
以上は非特許文献１に記載された制御方法と同様の内容であるが、低周波の中性点電流を負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２から交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１へ流さないようにするためには、非特許文献１に記載された制御方法において意図的に発生させている零相電圧を発生させないようにする必要がある。
【００８９】
このため、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、零相電圧を表す式（６）の第２項であるｈｕ，ｈｖ，ｈｗを以下のように定める。すなわち、式（６）は式（４）および式（５）の拘束条件を満足する必要がある。また、式（８）より、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧が三相平衡であるためには、式（８）の第２項のＡ相，Ｂ相，Ｃ相の成分は同じ数式となる必要がある。したがって、式（６）の第２項である零相電圧成分を以下の式（９）のように与える。
【００９０】
ｈｕ＝ｈｖ＝ｈｗ＝１／３ ・・・（９）
式（９）を上記した制御法に適用すれば、理論的には零相電圧は発生しない。しかしながら、式（９）を用いたとしても、マトリックスコンバータＭＸの入力リップル電圧などの影響により、わずかながら零相電圧が発生し、低周波の中性点電流が三相平衡負荷の中性点から三相交流電源の中性点へ流れてしまう。
【００９１】
そこで、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、零相電圧を抑制するための制御を、制御部１０の制御演算に組み込むことにより上記問題点を解決する。
【００９２】
すなわち、前述した零相電圧成分の条件である式（９）に基づき、式（６）の第２項である零相電圧成分を以下の式（１０）のように与える。
【００９３】
【数７】
【００９４】
ここで、ｋは零相電圧の振幅であり、ωｇは零相電圧の角周波数である。零相電圧のレベルをｖｇとすると、零相電圧ｖｇは式（８）および式（１０）から以下の式（１１）のように表わされる。
【００９５】
【数８】
【００９６】
すなわち、式（１１）により、理論的に任意の零相電圧を生成することが可能となる。式（１１）によって得られる零相電圧ｖｇが実際の零相電圧として現れる低周波成分の逆相ならば、制御部１０の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することが可能となる。
【００９７】
ここで、零相電圧の角周波数ωｇが交流電源Ｅの出力電圧の各周波数ωと等しい場合には、式（１１）から以下の式（１２）が成立する。
【００９８】
【数９】
【００９９】
したがって、ωｇ＝ωとすることにより、制御部１０の制御演算における変数を減らすことが可能となる。すなわち、相殺すべき零相電圧に応じて逐次ｋの値のみを変更するだけの簡易な制御演算となる。
【０１００】
また、ψｓ＝０ならば式（６）で表わされる制御関数の零相電圧成分は以下の式（１３）のように簡易に表わすことができる。
【０１０１】
【数１０】
【０１０２】
したがって、式（６）で表わされる制御関数のｈｕ，ｈｖ，ｈｗの項に式（１３）を適用し、零相電圧に対して簡易なフィードバックループを構成するだけで、制御演算上で零相電圧を抑制することが可能となる。すなわち、ωｇ＝ωかつψｓ＝０とすることにより、制御演算をさらに簡易化することができる。
【０１０３】
図１を参照して、制御部１０において、零相電圧検出部９は、零相電圧すなわち中性点ＮＰ２における電圧を検出し、検出電圧値ｖｇ＿ｄｅｔを減算器６へ出力する。
【０１０４】
減算器６は、零相電圧指令値ｖｇ＿ｒｅｆから検出電圧値ｖｇ＿ｄｅｔを減算し、減算結果を零相電圧補正量演算部７へ出力する。
【０１０５】
零相電圧補正量演算部７は、減算器６から受けた減算結果をたとえば比例積分することにより零相電圧振幅ｋを算出し、ＰＷＭ制御演算部８へ出力する。
【０１０６】
ＰＷＭ制御演算部８は、零相電圧補正量演算部７から受けた零相電圧振幅ｋ、入力電流位相指令Ｘ１〜Ｘ３、および出力電圧指令値Ｙ１〜Ｙ３に基づいて、上記式（１）〜式（１３）で示される制御演算を行なうことによってＰＷＭ制御信号を生成し、マトリックスコンバータＭＸへ出力する。
【０１０７】
［実験結果］
次に、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いて実験を行なった結果について説明する。
【０１０８】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた実験回路を示す図である。
【０１０９】
図２を参照して、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣを抵抗負荷とし、中性線５を抵抗Ｒｇで模擬し、抵抗Ｒｇの両端電圧Ｖｇを零相電圧ｖｇ＿ｄｅｔとして検出することにより、本発明の第１の実施の形態に係る電力システムのフィードバックループを構成している。
【０１１０】
また、本実験の条件は以下のようになる。すなわち、マトリックスコンバータＭＸの入力電圧のレベルおよび周波数がそれぞれ５０Ｖｒｍｓおよび６０Ｈｚであり、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧の周波数が３０Ｈｚであり、マトリックスコンバータＭＸのスイッチング周波数が１５ｋＨｚである。また、単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１のインダクタンスが７ｍＨであり、コンデンサＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２のキャパシタンスが０．８μＦであり、単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１のインダクタンスが３．５ｍＨであり、コンデンサＣＯＡ１，ＣＯＢ１，ＣＯＣ１のキャパシタンスが２．５μＦであり、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの抵抗値が５．３Ωであり、中性線５の抵抗値が０．１Ωであり、入力電流位相の指令値ψｓが０であり、電圧振幅変調率Ａが０．１７であり、零相電圧の周波数が６０Ｈｚであり、零相電圧検出部９に含まれる図示しないローパスフィルタの時定数が３．２×１０-5であり、零相電圧補正量演算部７における比例積分演算の比例ゲインおよび積分ゲインがそれぞれ１．１および１５０である。
【０１１１】
図３は、従来の電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。図４は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。
【０１１２】
図５は、図３の測定結果をＦＦＴ（First Fourier Transform）解析した図である。図６は、図４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【０１１３】
図７は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。図７は、図５および図６のＦＦＴ解析結果に基づいて零相電流の低周波成分の減衰量を算出した結果を示している。
【０１１４】
図３〜図７を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電圧抑制制御により、零相電流の抑制、特に零相電流の低周波成分の抑制について従来と比べて劇的な効果が得られていることが分かる。すなわち、図７に示すように、零相電圧のうち、９０Ｈｚの周波数成分が６ｄＢ以上減衰されており、１５０Ｈｚ、１８０Ｈｚの周波数成分が１５ｄＢ以上減衰されており、３０Ｈｚ、６０Ｈｚ、１２０Ｈｚの周波数成分が２０ｄＢ以上減衰されており、零相電圧の低周波成分が従来と比べて大幅に低減されていることが分かる。
【０１１５】
図８は、従来の電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。図９は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。
【０１１６】
図１０は、図８の測定結果をＦＦＴ解析した図である。図１１は、図９の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【０１１７】
図１２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による出力電圧の低周波成分の減衰効果を示す図である。図１２は、図１０および図１１のＦＦＴ解析結果に基づいてＡ相の出力電圧の低周波成分の減衰量を算出した結果を示している。なお、Ａ相の出力電圧の基本波成分は３０Ｈｚである。
【０１１８】
図８〜図１２を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電圧抑制制御により、Ａ相の出力電圧の高調波の抑制、特に高調波のうちの低周波成分の抑制について従来と比べて劇的な効果が得られていることが分かる。すなわち、図１２に示すように、Ａ相出力電圧の高調波のうち、９０Ｈｚの周波数成分が約２ｄＢ減衰されており、１２０Ｈｚの周波数成分が約３ｄＢ減衰されており、６０Ｈｚの周波数成分が約７ｄＢ減衰されており、１８０Ｈｚの周波数成分が２３ｄＢ減衰されており、Ａ相の出力電圧の低周波成分が従来と比べて大幅に低減されていることが分かる。
【０１１９】
図１３は、従来の電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。図１４は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。
【０１２０】
図１５は、図１３の測定結果をＦＦＴ解析した図である。図１６は、図１４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【０１２１】
図１７は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による入力電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。図１７は、図１５および図１６のＦＦＴ解析結果に基づいてＵ相の入力電流の低周波成分の減衰量を算出した結果を示している。なお、Ｕ相の入力電流の基本波成分は６０Ｈｚである。
【０１２２】
図１３〜図１７を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電圧抑制制御により、Ｕ相の入力電流の高調波の抑制、特に高調波のうちの低周波成分の抑制について従来と比べて劇的な効果が得られていることが分かる。すなわち、図１７に示すように、Ｕ相入力電流の高調波のうち、１５０Ｈｚの周波数成分が約９ｄＢ減衰されており、１２０Ｈｚの周波数成分が約１２ｄＢ減衰されており、９０Ｈｚおよび１８０Ｈｚの周波数成分が約１４ｄＢ減衰されており、３０Ｈｚの周波数成分が約２１ｄＢ減衰されており、Ｕ相の入力電流の低周波成分が従来と比べて大幅に低減されていることが分かる。
【０１２３】
このように、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、出力電圧波形および入力電流波形を改善することができるため、力率および効率の向上に関して非常に有効である。また、出力電圧の制御性を向上させることができる。
【０１２４】
ところで、非特許文献１に記載された制御方法を三相４線式の構成にそのまま適用すると、零相電圧が変動するため、低周波の中性点電流が三相平衡負荷の中性点から三相交流電源の中性点へ流れてしまう。しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、制御部１０が、零相電圧を検出し、検出した零相電圧の逆相分を零相電圧指令波形すなわち零相電圧指令値ｖｇ＿ｒｅｆに重畳する。これにより、制御部１０の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することが可能となる。したがって、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが結合された構成において、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給することができる。また、マトリックスコンバータを用いることにより、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて電源システムの小型化を図ることができる。
【０１２５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、従来の電力変換装置に零相電圧検出部９を追加し、かつ制御部１０の制御演算を変更するだけの簡易な構成で、零相電圧の低周波成分を低減することができる。
【０１２６】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷを備える構成であるとしたが、これに限定するものではなく、複数相の交流電源の代わりに複数相の発電機を備える構成であってもよい。
【０１２７】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０１２８】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電源システムと比べて零相電圧の検出方法を変更した電源システムに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電源システムと同様である。
【０１２９】
図１８は、本発明の第２の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
図１８を参照して、電源システム２０２は、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムと比べて、電力変換装置１０１の代わりに電力変換装置１０２を備える。電力変換装置１０２は、入力フィルタＦＬＸ１と、出力フィルタＦＬＹ１と、マトリックスコンバータＭＸと、制御部１１とを含む。制御部１１は、減算器６と、零相電圧補正量演算部７と、ＰＷＭ制御演算部８と、零相電圧検出部９と、零相電流検出部２０とを含む。
【０１３０】
零相電流検出部２０は、零相電流すなわち中性点ＮＰ２から中性点ＮＰ１へ流れる電流を検出し、検出電流値を零相電圧検出部９へ出力する。
【０１３１】
零相電圧検出部９は、零相電流検出部２０から受けた検出電流値に基づいて、オームの法則を用いて零相電圧を算出し、算出した零相電圧値ｖｇ＿ｄｅｔを減算器６へ出力する。
【０１３２】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電源システムと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１３３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１３４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた実験回路を示す図である。
【図３】従来の電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。
【図５】図３の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図６】図４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。
【図８】従来の電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。
【図１０】図８の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１１】図９の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による出力電圧の低周波成分の減衰効果を示す図である。
【図１３】従来の電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。
【図１４】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。
【図１５】図１３の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１６】図１４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１７】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による入力電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。
【図１８】本発明の第２の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１３５】
５ 中性線、６ 減算器、７ 零相電圧補正量演算部、８ ＰＷＭ制御演算部、９ 零相電圧検出部、１０，１１ 制御部、２０ 零相電流検出部、１０１，１０２ 電力変換装置、２０１，２０２ 電源システム、ＥＵ，ＥＶ，ＥＷ 交流電源、ＬＵ 負荷部、ＦＬＸ１ 入力フィルタ、ＦＬＹ１ 出力フィルタ、ＭＸ マトリックスコンバータ、ＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２，ＣＯＡ２，ＣＯＢ２，ＣＯＣ２ コンデンサ、ＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１，ＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１ 単相リアクトル、ＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３ 双方向スイッチ、ＬＡ，ＬＢ，ＬＣ 負荷、Ｒｇ 抵抗。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置および電源システムに関し、特に、複数相の電源の各々から供給される各相の交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給する電力変換装置および電源システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する電源システムが開発されている。
【０００３】
このような電源システムでは、一般的に、以下のようなＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式が採用されている。すなわち、交流電源からの交流電力を半導体スイッチを用いた整流器により直流電力に変換し、安定した電圧または電流を生成する。これにより、直流部にエネルギーを蓄積する。この直流部からのエネルギーすなわち電力をインバータにより任意の周波数および任意の振幅を有する交流電圧または交流電流に変換する。
【０００４】
このようなＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式を採用する電力変換装置として、たとえば、特許文献１には、以下のような構成が開示されている。すなわち、エンジンにより駆動される交流発電機と、整流回路と、インバータとを備える定周波電源において、中性点をグランドに接続した交流発電機の出力を整流して得られる直流電源を３組の単相インバータにより中性点接地型３相４線式交流電源に変換する。この３相４線式交流電源の各相出力が所定の仕様を満足するように、３組の単相インバータを制御する。
【０００５】
また、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式を採用する電力変換装置として、たとえば、特許文献２には、以下のような構成が開示されている。すなわち、交流電源を整流して直流電圧に変換する整流部と、変換された直流電圧をスイッチング素子の導電率を制御することにより交流に変換するインバータとを備えるモータ駆動装置に使用されるノイズフィルタにおいて、モータ駆動装置の入力側ノイズフィルタと、モータ駆動装置の出力側ノイズフィルタとを一体構造にしている。そして、入力側ノイズフィルタは雑音端子電圧低減フィルタであり、出力側ノイズフィルタはコモンモード電流低減フィルタである。雑音端子電圧低減フィルタは、交流電源とモータ駆動装置との間に直列に接続されたコモンモードチョークコイルと、モータ駆動装置の入力部とコモン線との間に並列に接続されたコンデンサとを含む。出力側ノイズフィルタは、モータ駆動装置の出力部とモータとの間に直列に接続されたコモンモードチョークコイルと、モータとコモン線との間に並列に接続されたコンデンサと、コモンモードチョークコイルに並列に接続された抵抗とを含む。そして、入力側ノイズフィルタのコモンモードチョークコイルおよび出力側ノイズフィルタのコモンモードチョークコイルを共通コア上に設けている。また、交流電源の中性点が接地されており、モータのフレームが接地されている。
【０００６】
ところで、電源システムが航空機等に組み込まれる場合には、電源システムの小型化が特に要求される。電源システムの小型化を図る技術としては、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて部品点数が少なくなるＡＣ−ＡＣ直接変換方式が知られている（たとえば非特許文献１参照）。このＡＣ−ＡＣ直接変換方式では、交流電力を交流電力に直接変換するマトリックスコンバータを用いることにより、任意の周波数および任意の振幅を有する交流電圧または交流電流を生成する。マトリックスコンバータを用いることにより、入力電流の力率を１に制御することができるため、電源システムの小型化を図ることができる。
【０００７】
このようなＡＣ−ＡＣ直接変換方式を採用する電力変換装置として、たとえば、特許文献３には、以下のような構成が開示されている。すなわち、マトリックスコンバータの交流電源側に設けられた入力用三相交流リアクトルと、入力用三相交流リアクトルとマトリックスコンバータとの接続点に並列接続された入力用コンデンサからなる受動フィルタと、マトリックスコンバータの出力側に設けられた出力用三相交流リアクトルとを備える。出力用三相交流リアクトルの一端はマトリックスコンバータに接続され、他端は出力用三相コモンモードチョークコイルに接続される。出力用三相コモンモードチョークコイルが有する出力用三相交流リアクトルとは反対側の端子にモータなどの負荷を接続し、かつ出力用三相コモンモードチョークコイルと負荷との接続点に並列に出力用コンデンサを接続する。入力用コンデンサおよび出力用コンデンサはそれぞれの三相分が星型結線でありかつこれらの星型結線の中性点同士を接続線で接続している。
【０００８】
また、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式およびＡＣ−ＡＣ直接変換方式の両方が適用可能な電力変換装置として、たとえば、特許文献４には、以下のような構成が開示されている。すなわち、インバータおよびマトリクスコンバータ等に代表されるような電力変換装置を用いたモータ駆動装置に使用されるノイズフィルタにおいて、モータ駆動装置の入力側ノイズフィルタと、モータ駆動装置の出力側ノイズフィルタとを一体構造にしている。入力側ノイズフィルタは、電源と電力変換装置との間に直列に接続されたコモンモードチョークコイルと、このコモンモードチョークコイルおよび電力変換装置の間に各Ｒ、Ｓ、Ｔ相それぞれに配置された接地用コンデンサと、各Ｒ、Ｓ、Ｔ相間にＹ結線された複数のコンデンサとを含む。入力側ノイズフィルタにおけるＹ結線された各コンデンサの中性点に出力側ノイズフィルタのバイパス回路部が接続されている。また、交流電源の中性点が接地されており、モータのフレームが接地されている。
【０００９】
ところで、マトリックスコンバータは、通常、中性点をグランドに接続する必要のない三相３線式の給電方式の負荷を対象としている。たとえば、マトリックスコンバータは、モータ駆動用のインバータとして用いられる。一方、マトリックスコンバータを定電圧源として使用する場合には、三相３線式の給電方式の負荷に限らず、負荷中性点のグランド接続が要求された三相４線式の給電方式の負荷にも対応する必要がある。すなわち、電源システムとしては、入力電源の中性点と負荷の中性点とが接続された回路構成に対応する必要がある。
【特許文献１】特開平４−３３１４７０号公報
【特許文献２】特開２００５−１３０５７５号公報
【特許文献３】特開２００５−２９５６７６号公報
【特許文献４】特開２００７−６８３１１号公報
【非特許文献１】石田宗秋他著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電気学会論文誌、第１０７巻−Ｄ、第２号、ｐｐ．２３９−２４６、１９８７年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、非特許文献１には、任意の周波数および任意の振幅を有する交流電圧または交流電流を生成するための、マトリックスコンバータにおけるスイッチ群のオン・オフ制御方法が開示されている。このような制御方法については、各研究機関および各企業から様々な方法が提案されている。
【００１１】
しかしながら、非特許文献１に記載された制御方法は、三相平衡負荷の中性点を接地しない三相３線式の構成を対象としており、電圧利用率を上げるために負荷の中性点における電圧すなわち零相電圧を歪ませ、マトリックスコンバータから正弦波状の線間電圧を出力させる。このため、非特許文献１に記載された制御方法を上記のような三相４線式の構成にそのまま適用すると、零相電圧が変動するため、低周波の中性点電流が三相平衡負荷の中性点から三相交流電源の中性点へ流れてしまう。
【００１２】
この低周波の中性点電流が三相交流電源へ流れ、三相交流電源の入力電流に重畳されると、入力電流波形が歪むことにより入力力率の悪化が生じ、さらには、電源システムの破損および誤動作を生じさせる場合がある。また、入力電流波形の歪みによって負荷への出力電圧波形も歪むため、負荷である機器の破損を生じる恐れもある。
【００１３】
それゆえに、本発明の目的は、複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが結合された構成において、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給し、かつ小型化を図ることが可能な電力変換装置および電源システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源の各々から供給される各相の交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給し、かつ複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが共通の安定電位に結合された電源システムにおける電力変換装置であって、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、複数相の負荷の中性点における電圧である零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える。
【００１５】
このような構成により、制御部の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することができるため、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給することができる。また、マトリックスコンバータを用いることにより、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて電力変換装置の小型化を図ることができる。
【００１６】
また、複数相の負荷の中性点から複数相の電源の中性点へ流れる零相電流を抑制することができるため、以下の（１）〜（３）の効果が得られる。
【００１７】
（１）小型化および軽量化ならびに制御性能の向上
零相電流を抑制することにより、入力電流に零相電流が重畳されて入力電流が大きく歪むことを防止することができる。その結果、電力変換装置が入力フィルタを備える場合、この入力フィルタの遮断周波数を高く設定することができるため、入力フィルタの小型化および軽量化を図ることができる。また、入力力率制御および出力電圧制御の応答性が向上し、電源システムとしての制御性能を向上させることができる。
【００１８】
（２）他の電子機器の誤動作の防止
零相電流が発生すると零相電圧が変動し、中性線の電位に対して影響を与える。その結果、同電位の中性線に他の電子機器が接続されている場合、この電子機器の誤動作を誘発する場合がある。零相電流を抑制することで、同電位の中性線に接続された電子機器の誤動作を防止することができる。
【００１９】
（３）漏電遮断器の誤作動防止
漏電時にマトリックスコンバータの出力等を停止する漏電遮断器を電力変換装置が備える場合、零相電流は漏れ電流としてこの漏電遮断器を誤作動させる恐れがある。零相電流を抑制することで、この漏電遮断器の誤作動を防止することができる。
【００２０】
好ましくは、制御部は、マトリックスコンバータの入力電圧に対する入力電流位相の指令値と、マトリックスコンバータの出力電圧の振幅および周波数の指令値と、検出された零相電圧とに基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する。
【００２１】
より好ましくは、制御部は、零相電圧の角周波数が複数相の電源から供給される交流電力の角周波数と等しく、かつマトリックスコンバータの入力電圧に対する入力電流位相の指令値がゼロであるとしてマトリックスコンバータの電力変換を制御する。
【００２２】
このような構成により、制御部の制御演算における変数を減らすことが可能となる。すなわち、相殺すべき零相電圧に応じて、零相電圧の振幅を示す変数を逐次変更するだけの簡易な制御演算となる。また、制御演算において零相電圧を簡易に表わすことができる。
【００２３】
好ましくは、制御部は、検出した零相電圧に基づいて零相電圧の指令値を補正し、補正した零相電圧の指令値に基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する。
【００２４】
好ましくは、制御部は、検出した零相電圧に基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、マトリックスコンバータは、生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて交流電力の変換を行なう。
【００２５】
上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電源システムは、安定電位に結合された中性点を有する複数相の負荷に電力を供給する電源システムであって、安定電位に結合された中性点を有し、複数相の交流電力を供給する複数相の電源と、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、複数相の負荷の中性点における電圧である零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える。
【００２６】
このような構成により、制御部の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することができるため、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給することができる。また、マトリックスコンバータを用いることにより、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて電源システムの小型化を図ることができる。
【００２７】
この発明のある局面に係わる電力変換装置は、マトリックスコンバータを備える。ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べてマトリックスコンバータの優れる点は、以下の（１）〜（４）のとおりである。
【００２８】
（１）小型化および軽量化が可能
電力変換装置の入力および出力間に挿入される半導体素子数が少なくて済むので、入力および出力間の電流経路上の半導体素子の損失が低減でき、これにより電力変換装置の損失を低減することができる。従って、ヒートシンクなどに代表される冷却部品を小型軽量化できるので、マトリックスコンバータを適用した電力変換装置はＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて小型軽量化を図ることができる。
【００２９】
また、マトリックスコンバータは、入力電流の位相を制御できることが知られている（非特許文献１参照）。従って、入力電圧と同位相になるように入力電流位相を制御した場合、入力力率を１にすることができる。一般的に、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式におけるＡＣ−ＤＣ変換方式は、ダイオード整流器を適用する方式およびＰＷＭ整流器を適用する方式に大別される。ダイオード整流器を適用する方式は、安価で構成が容易であり、かつ高効率であるが、入力力率が比較的悪いという欠点を持っている。また、ＰＷＭ整流器を適用する方式は、マトリックスコンバータと同様に入力力率１を実現することができるが、高価であり、構成が複雑であり、かつ損失が大きいという欠点を持っている。
【００３０】
以上のことから、マトリックスコンバータはダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と異なり、力率１を実現することができる。これにより、マトリックスコンバータの入力電源設備容量、たとえば入力電源および発電機などの容量を低減できるため、マトリックスコンバータの入力電源設備の小型化を図ることができる。さらに、マトリックスコンバータは、ＰＷＭ整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて損失が小さくなる。
【００３１】
なお、入力電源設備容量Ｓは、一般的に、以下の式で表わされる。
Ｓ［ＶＡ］＝Ｐ［Ｗ］÷η÷ＰＦ
ただし、Ｐはマトリックスコンバータの出力電力すなわち負荷が要求する電力であり、ηはマトリックスコンバータの効率であり、ＰＦはマトリックスコンバータの入力力率である。
【００３２】
さらに、マトリックスコンバータは入力力率を１にすることができる為、ダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて入力電流を小さくすることができる。これにより、入力電源設備およびマトリックスコンバータ間の配線を細くすることができるため、小型化および軽量化を図ることができる。
【００３３】
なお、三相の場合における入力電流Ｉは、一般的に、以下の式で表わされる。
Ｉ［Ａ］＝Ｓ［ＶＡ］÷Ｖ［Ｖ］
ただし、Ｖはマトリックスコンバータの入力電圧すなわち入力電源設備の出力電圧である。
【００３４】
また、単相の場合における入力電流Ｉは、一般的に、以下の式で表わされる。
Ｉ［Ａ］＝Ｓ［ＶＡ］÷Ｖ［Ｖ］／３
航空機においては機器重量が重視され、少しでも軽量化を図ることが重要であり、従って、上記のように配線が少しでも細くなることが好ましく、電力変換装置が少しでも小さくかつ軽くなることが好ましい。
【００３５】
（２）長寿命化が可能
マトリックスコンバータは、交流電力から交流電力へ直接変換するため、主回路内に直流部を有さないことが知られている（非特許文献１参照）。
【００３６】
これに対して、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式では、入力交流電力を一旦直流電力に変換し、再度任意の交流電力を生成する方式であるため、直流部を有する。この直流部では、一般的に容量の大きい電解コンデンサ等を設けることにより、入力交流電力を直流電力に変換している。
【００３７】
一般的に、電解コンデンサの寿命は、抵抗器および半導体素子などの電力変換装置を構成する部品と比べて短い。そのため電力変換装置の寿命は当該電解コンデンサの寿命と同一視される場合もある。
【００３８】
これに対して、マトリックスコンバータは、上記の通り主回路内に直流部を有さないことから、電解コンデンサが不要である。したがって、装置の長寿命化を図ることができる。
【００３９】
なお、一般的な観点から、電力変換装置の寿命が長くなることは、システムに組み込まれた電力変換装置の交換回数が少なくなる場合があるため、好ましい。
【００４０】
（３）電力回生機能がある
マトリックスコンバータは、エネルギーの伝達方向の制約がない為、負荷で発生したエネルギーを入力側に回生できることが知られている。
【００４１】
これに対して、ダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式では、ダイオード整流器によりエネルギーの伝達方向はある一方向に制限される。
【００４２】
なお、一般的に、ダイオード整流器を適用したＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式においては、負荷の端部に放電用の抵抗器を設けることにより、負荷で発生したエネルギーを放電する。この場合、負荷のエネルギーを抵抗器の熱に変換するので、負荷のエネルギーは有効に利用されない。更には、放電用の抵抗器を別途設ける必要があり、小型軽量化を妨げる。
【００４３】
なお、負荷でエネルギーが発生する例としては、以下のようなものがある。すなわち、電車などを駆動するインバータにおいては、インバータにより電動機を駆動して、この電動機によって電車が走行する。電車の加速時などはインバータを介して、その加速に要するエネルギー相当分を電動機に供給する。そして、電車の減速時において、電動機が発電機のようにエネルギーを発生する。
【００４４】
（４）低ノイズ化
ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式は、前述の通り直流部を有する。一般的に、インバータは直流部の電圧を受けて、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）およびＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などに代表される半導体素子によって、直流部の電圧を当該半導体素子でスイッチングすることにより、任意に設定された出力電圧および出力周波数へ変調する。
【００４５】
この場合、直流部の電圧を当該半導体素子のスイッチングによりオン・オフした矩形波電圧が生じる。この矩形波電圧の最大値は、スイッチングサージなどを除き、理想的には直流電圧振幅になる。
【００４６】
従って、電圧変動率ｄｖ／ｄｔにおいて、ｄｖがマトリックスコンバータに比べて大きく、ｄｔは当該半導体素子の特性によって概ね決定されることから、当該半導体素子の電圧変動率ｄｖ／ｄｔは大きくなる。そうすると、当該半導体素子の電圧の変動によって発生するノイズを低減するために、各所にノイズフィルタを挿入する等のノイズ対策が必要になり、電力変換装置が大型かつ高重量になってしまう。
【００４７】
これに対して、マトリックスコンバータは、前述の通り直流部を有さない為、ＦＥＴおよびＩＧＢＴなどに代表される半導体素子を用いて、任意に設定された出力電圧および出力周波数に変調する場合に、当該半導体素子の電圧変動率ｄｖ／ｄｔは前述のＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて小さくなる。
【００４８】
即ち、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式における半導体素子の電圧変動は、直流部の電圧を受けた半導体素子を導通させた場合の半導体素子のオン電圧（一般的に数Ｖ）に対してスイッチングすなわちオン・オフを繰り返した形になる。
【００４９】
これに対して、マトリックスコンバータは、入力電圧の任意の相の電圧を半導体素子によって変調する為、半導体素子の電圧変動が、入力電圧の任意の相の電圧と半導体素子を導通させた場合の半導体素子のオン電圧（一般的に数Ｖ）とをスイッチングによって繰り返す形になる。
【００５０】
このため、マトリックスコンバータでは、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式に比べて半導体素子の電圧変動ｄｖ／ｄｔを抑制できることから、挿入するノイズフィルタの数量が少なくなり、サイズが小さくなる場合がある。従って、マトリックスコンバータは、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式に比べて小型軽量化を図ることができる。
【発明の効果】
【００５１】
本発明によれば、複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが結合された構成において、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給し、かつ小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５２】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００５３】
＜第１の実施の形態＞
［構成および基本動作］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【００５４】
図１を参照して、電源システム２０１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷと、電力変換装置１０１と、負荷部ＬＵと、中性線５とを備える。電力変換装置１０１は、入力フィルタＦＬＸ１と、出力フィルタＦＬＹ１と、マトリックスコンバータＭＸと、制御部１０とを含む。入力フィルタＦＬＸ１は、単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１と、コンデンサＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２とを含む。出力フィルタＦＬＹ１は、単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１と、コンデンサＣＯＡ１，ＣＯＢ１，ＣＯＣ１とを含む。マトリックスコンバータＭＸは、双方向スイッチＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３を含む。負荷部ＬＵは、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣを含む。制御部１０は、減算器６と、零相電圧補正量演算部７と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御演算部８と、零相電圧検出部９とを含む。
【００５５】
以下、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの各々を交流電源Ｅと称する場合がある。負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの各々を負荷Ｌと称する場合がある。単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１の各々を単相リアクトルＬＯ１と称する場合がある。
【００５６】
電源システム２０１は、航空機および建設機械等に搭載される。電源システム２０１において、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１と負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２とが中性線５を介して共通の安定電位ＳＰに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム２０１における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位であり、たとえば航空機のフレームグランドすなわち機体の電位である。ここで、機体は、導電性を有する材質からなる。また、航空機等の大型機に電源システム２０１が組み込まれる場合には、中性点ＮＰ１および中性点ＮＰ２の距離が大きくなることから、中性点ＮＰ１と機体は、接続経路のインピーダンスが最小となる箇所において接続されることが好ましい。中性点ＮＰ２と機体も、接続経路のインピーダンスが最小となる箇所において接続されることが好ましい。
【００５７】
電力変換装置１０１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの各々から供給されるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換して負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣにそれぞれ供給する。
【００５８】
入力フィルタＦＬＸ１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷとマトリックスコンバータＭＸとの間に設けられている。より詳細には、単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相に対応して設けられ、対応の相の交流電源ＥとマトリックスコンバータＭＸとの間に接続されている。コンデンサＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２はΔ結線されている、すなわち単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１とマトリックスコンバータＭＸとの間におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の配線間にそれぞれ接続されている。
【００５９】
出力フィルタＦＬＹ１は、マトリックスコンバータＭＸと負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣとの間に設けられている。より詳細には、単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１は、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相に対応して設けられ、対応の相の負荷ＬとマトリックスコンバータＭＸとの間に接続されている。コンデンサＣＯＡ１，ＣＯＢ１，ＣＯＣ１はＹ結線されている、すなわち、Ａ相，Ｂ相，Ｃ相に対応して設けられ、マトリックスコンバータＭＸおよび対応の相の単相リアクトルＬＯ１の接続ノードと中性線５すなわち安定電位ＳＰとの間に接続されている。
【００６０】
マトリックスコンバータＭＸにおいて、双方向スイッチＳＡ１は、単相リアクトルＬＩＵ１と単相リアクトルＬＯＡ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＡ２は、単相リアクトルＬＩＶ１と単相リアクトルＬＯＡ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＡ３は、単相リアクトルＬＩＷ１と単相リアクトルＬＯＡ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＢ１は、単相リアクトルＬＩＵ１と単相リアクトルＬＯＢ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＢ２は、単相リアクトルＬＩＶ１と単相リアクトルＬＯＢ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＢ３は、単相リアクトルＬＩＷ１と単相リアクトルＬＯＢ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＣ１は、単相リアクトルＬＩＵ１と単相リアクトルＬＯＣ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＣ２は、単相リアクトルＬＩＶ１と単相リアクトルＬＯＣ１との間に接続されている。双方向スイッチＳＣ３は、単相リアクトルＬＩＷ１と単相リアクトルＬＯＣ１との間に接続されている。
【００６１】
双方向スイッチＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびダイオードを直列接続した回路を２つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの２つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する２つの逆阻止ＩＧＢＴが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。
【００６２】
入力フィルタＦＬＸ１は、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷからそれぞれ受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力をマトリックスコンバータＭＸへ出力する。
【００６３】
マトリックスコンバータＭＸは、制御部１０から受けたＰＷＭ制御信号に基づいて双方向スイッチＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３をそれぞれオン・オフすることにより、入力フィルタＦＬＸ１を通過したＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧／電流振幅を有するＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に変換し、出力フィルタＦＬＹ１へ出力する。
【００６４】
出力フィルタＦＬＹ１は、マトリックスコンバータＭＸから受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣへそれぞれ出力する。
【００６５】
電源システム２０１では、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１および負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２が中性線５を介して共通の安定電位ＳＰに結合されている。このような構成により、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの電位が不定になることを防ぐことができるため、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの誤動作を防ぐことができる。
【００６６】
なお、電力変換装置１０１は、転流失敗時などに発生する過電圧および過電流から機器を保護するための保護回路を備える構成であってもよい。
【００６７】
［制御方法］
次に、マトリックスコンバータＭＸにおけるスイッチ群の制御方法について詳細に説明する。
【００６８】
制御部１０は、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２における零相電圧を検出し、検出した零相電圧に基づいてマトリックスコンバータＭＸの電力変換を制御する。より詳細には、制御部１０は、マトリックスコンバータＭＸの入力電圧に対する入力電流位相の指令値Ｘ１〜Ｘ３と、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧の振幅および周波数の指令値Ｙ１〜Ｙ３と、零相電圧指令値ｖｇ＿ｒｅｆと、検出した零相電圧ｖｇ＿ｄｅｔとに基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、マトリックスコンバータＭＸへ出力する。
【００６９】
より詳細には、入力電圧ｖｕ０，ｖｖ０，ｖｗ０すなわち交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの出力電圧は、以下の式（１）で表わされる。
【００７０】
【数１】
【００７１】
ここで、ωおよびＶｓは交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの出力電圧の角周波数および振幅である。
【００７２】
入力フィルタＦＬＸ１を通過したＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは以下の式（２）で表わされる。
【００７３】
【数２】
【００７４】
ここで、Ｖは入力フィルタＦＬＸ１の出力側の電圧振幅であり、δは入力フィルタＦＬＸ１によって生じる位相遅れ角である。
【００７５】
制御部１０は、サンプリング周期Ｔｓごとにスイッチングパターンを更新する。ここで、制御法則を定式化するための制御関数ａ１〜ａ３，ｂ１〜ｂ３，ｃ１〜ｃ３を考える。時刻ｔｎからｔｎ＋１の期間にいて双方向スイッチＳＡ１がオンしている期間をＴｓａ１とすると、たとえばａ１を以下の式（３）に示すように定義する。
【００７６】
ａ１（ｔｎ）＝Ｔｓａ１／Ｔｓ ・・・（３）
ここで、マトリックスコンバータＭＸでは、入力側の各相配線の短絡および出力側の各相配線の開放が許されないため、以下の式（４）および式（５）のような拘束条件が必要になる。
【００７７】
【数３】
【００７８】
０≦ａｎ≦１，０≦ｂｎ≦１，０≦ｃｎ≦１（ｎ＝１，２，３） ・・・（５）
制御部１０は、制御関数が以下の式（６）になるように制御を行なう。
【００７９】
【数４】
【００８０】
ただし、Ｙ１＋Ｙ２＋Ｙ３＝０である。また、ＡはマトリックスコンバータＭＸの電圧振幅変調率である。ｈｕ，ｈｖ，ｈｗは式（４）の拘束条件を満足させるために導入した関数である。
【００８１】
ここで、関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３はそれぞれ以下の式（７）で表わされる。
【００８２】
【数５】
【００８３】
ここで、ψｓはマトリックスコンバータＭＸの入力電圧に対する入力電流位相の指令値である。すなわち、出力側関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３は入力電流位相指令値である。
【００８４】
以下、関数Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３を入力側関数と呼び、関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３を出力側関数（出力電圧指令波形）と呼ぶ。
【００８５】
マトリックスコンバータＭＸのＡ相，Ｂ相，Ｃ相の出力電圧をｖａ，ｖｂ，ｖｃとすると、期間Ｔｓにおけるｖａ，ｖｂ，ｖｃの平均値は、式（２）、式（６）および式（７）から、以下の式（８）のように表わされる。
【００８６】
【数６】
【００８７】
ただし、ｖ０＝ｈｕ×ｖｕ＋ｈｖ×ｖｖ＋ｈｗ×ｖｗである。
式（８）の第１項は求めるマトリックスコンバータＭＸの出力電圧である。すなわち、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧の波形は、出力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３で表される波形となる。このため、出力側関数Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は出力電圧指令値すなわち出力電圧の位相および振幅に対する指令値となる。式（８）の第２項は関数ｈｕ，ｈｖ，ｈｗによって現れる零相電圧成分であり、マトリックスコンバータＭＸの線間電圧には現れない。
【００８８】
以上は非特許文献１に記載された制御方法と同様の内容であるが、低周波の中性点電流を負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの中性点ＮＰ２から交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷの中性点ＮＰ１へ流さないようにするためには、非特許文献１に記載された制御方法において意図的に発生させている零相電圧を発生させないようにする必要がある。
【００８９】
このため、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、零相電圧を表す式（６）の第２項であるｈｕ，ｈｖ，ｈｗを以下のように定める。すなわち、式（６）は式（４）および式（５）の拘束条件を満足する必要がある。また、式（８）より、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧が三相平衡であるためには、式（８）の第２項のＡ相，Ｂ相，Ｃ相の成分は同じ数式となる必要がある。したがって、式（６）の第２項である零相電圧成分を以下の式（９）のように与える。
【００９０】
ｈｕ＝ｈｖ＝ｈｗ＝１／３ ・・・（９）
式（９）を上記した制御法に適用すれば、理論的には零相電圧は発生しない。しかしながら、式（９）を用いたとしても、マトリックスコンバータＭＸの入力リップル電圧などの影響により、わずかながら零相電圧が発生し、低周波の中性点電流が三相平衡負荷の中性点から三相交流電源の中性点へ流れてしまう。
【００９１】
そこで、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、零相電圧を抑制するための制御を、制御部１０の制御演算に組み込むことにより上記問題点を解決する。
【００９２】
すなわち、前述した零相電圧成分の条件である式（９）に基づき、式（６）の第２項である零相電圧成分を以下の式（１０）のように与える。
【００９３】
【数７】
【００９４】
ここで、ｋは零相電圧の振幅であり、ωｇは零相電圧の角周波数である。零相電圧のレベルをｖｇとすると、零相電圧ｖｇは式（８）および式（１０）から以下の式（１１）のように表わされる。
【００９５】
【数８】
【００９６】
すなわち、式（１１）により、理論的に任意の零相電圧を生成することが可能となる。式（１１）によって得られる零相電圧ｖｇが実際の零相電圧として現れる低周波成分の逆相ならば、制御部１０の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することが可能となる。
【００９７】
ここで、零相電圧の角周波数ωｇが交流電源Ｅの出力電圧の各周波数ωと等しい場合には、式（１１）から以下の式（１２）が成立する。
【００９８】
【数９】
【００９９】
したがって、ωｇ＝ωとすることにより、制御部１０の制御演算における変数を減らすことが可能となる。すなわち、相殺すべき零相電圧に応じて逐次ｋの値のみを変更するだけの簡易な制御演算となる。
【０１００】
また、ψｓ＝０ならば式（６）で表わされる制御関数の零相電圧成分は以下の式（１３）のように簡易に表わすことができる。
【０１０１】
【数１０】
【０１０２】
したがって、式（６）で表わされる制御関数のｈｕ，ｈｖ，ｈｗの項に式（１３）を適用し、零相電圧に対して簡易なフィードバックループを構成するだけで、制御演算上で零相電圧を抑制することが可能となる。すなわち、ωｇ＝ωかつψｓ＝０とすることにより、制御演算をさらに簡易化することができる。
【０１０３】
図１を参照して、制御部１０において、零相電圧検出部９は、零相電圧すなわち中性点ＮＰ２における電圧を検出し、検出電圧値ｖｇ＿ｄｅｔを減算器６へ出力する。
【０１０４】
減算器６は、零相電圧指令値ｖｇ＿ｒｅｆから検出電圧値ｖｇ＿ｄｅｔを減算し、減算結果を零相電圧補正量演算部７へ出力する。
【０１０５】
零相電圧補正量演算部７は、減算器６から受けた減算結果をたとえば比例積分することにより零相電圧振幅ｋを算出し、ＰＷＭ制御演算部８へ出力する。
【０１０６】
ＰＷＭ制御演算部８は、零相電圧補正量演算部７から受けた零相電圧振幅ｋ、入力電流位相指令Ｘ１〜Ｘ３、および出力電圧指令値Ｙ１〜Ｙ３に基づいて、上記式（１）〜式（１３）で示される制御演算を行なうことによってＰＷＭ制御信号を生成し、マトリックスコンバータＭＸへ出力する。
【０１０７】
［実験結果］
次に、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いて実験を行なった結果について説明する。
【０１０８】
図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた実験回路を示す図である。
【０１０９】
図２を参照して、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣを抵抗負荷とし、中性線５を抵抗Ｒｇで模擬し、抵抗Ｒｇの両端電圧Ｖｇを零相電圧ｖｇ＿ｄｅｔとして検出することにより、本発明の第１の実施の形態に係る電力システムのフィードバックループを構成している。
【０１１０】
また、本実験の条件は以下のようになる。すなわち、マトリックスコンバータＭＸの入力電圧のレベルおよび周波数がそれぞれ５０Ｖｒｍｓおよび６０Ｈｚであり、マトリックスコンバータＭＸの出力電圧の周波数が３０Ｈｚであり、マトリックスコンバータＭＸのスイッチング周波数が１５ｋＨｚである。また、単相リアクトルＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１のインダクタンスが７ｍＨであり、コンデンサＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２のキャパシタンスが０．８μＦであり、単相リアクトルＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１のインダクタンスが３．５ｍＨであり、コンデンサＣＯＡ１，ＣＯＢ１，ＣＯＣ１のキャパシタンスが２．５μＦであり、負荷ＬＡ，ＬＢ，ＬＣの抵抗値が５．３Ωであり、中性線５の抵抗値が０．１Ωであり、入力電流位相の指令値ψｓが０であり、電圧振幅変調率Ａが０．１７であり、零相電圧の周波数が６０Ｈｚであり、零相電圧検出部９に含まれる図示しないローパスフィルタの時定数が３．２×１０-5であり、零相電圧補正量演算部７における比例積分演算の比例ゲインおよび積分ゲインがそれぞれ１．１および１５０である。
【０１１１】
図３は、従来の電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。図４は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。
【０１１２】
図５は、図３の測定結果をＦＦＴ（First Fourier Transform）解析した図である。図６は、図４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【０１１３】
図７は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。図７は、図５および図６のＦＦＴ解析結果に基づいて零相電流の低周波成分の減衰量を算出した結果を示している。
【０１１４】
図３〜図７を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電圧抑制制御により、零相電流の抑制、特に零相電流の低周波成分の抑制について従来と比べて劇的な効果が得られていることが分かる。すなわち、図７に示すように、零相電圧のうち、９０Ｈｚの周波数成分が６ｄＢ以上減衰されており、１５０Ｈｚ、１８０Ｈｚの周波数成分が１５ｄＢ以上減衰されており、３０Ｈｚ、６０Ｈｚ、１２０Ｈｚの周波数成分が２０ｄＢ以上減衰されており、零相電圧の低周波成分が従来と比べて大幅に低減されていることが分かる。
【０１１５】
図８は、従来の電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。図９は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。
【０１１６】
図１０は、図８の測定結果をＦＦＴ解析した図である。図１１は、図９の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【０１１７】
図１２は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による出力電圧の低周波成分の減衰効果を示す図である。図１２は、図１０および図１１のＦＦＴ解析結果に基づいてＡ相の出力電圧の低周波成分の減衰量を算出した結果を示している。なお、Ａ相の出力電圧の基本波成分は３０Ｈｚである。
【０１１８】
図８〜図１２を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電圧抑制制御により、Ａ相の出力電圧の高調波の抑制、特に高調波のうちの低周波成分の抑制について従来と比べて劇的な効果が得られていることが分かる。すなわち、図１２に示すように、Ａ相出力電圧の高調波のうち、９０Ｈｚの周波数成分が約２ｄＢ減衰されており、１２０Ｈｚの周波数成分が約３ｄＢ減衰されており、６０Ｈｚの周波数成分が約７ｄＢ減衰されており、１８０Ｈｚの周波数成分が２３ｄＢ減衰されており、Ａ相の出力電圧の低周波成分が従来と比べて大幅に低減されていることが分かる。
【０１１９】
図１３は、従来の電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。図１４は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。
【０１２０】
図１５は、図１３の測定結果をＦＦＴ解析した図である。図１６は、図１４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【０１２１】
図１７は、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による入力電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。図１７は、図１５および図１６のＦＦＴ解析結果に基づいてＵ相の入力電流の低周波成分の減衰量を算出した結果を示している。なお、Ｕ相の入力電流の基本波成分は６０Ｈｚである。
【０１２２】
図１３〜図１７を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電圧抑制制御により、Ｕ相の入力電流の高調波の抑制、特に高調波のうちの低周波成分の抑制について従来と比べて劇的な効果が得られていることが分かる。すなわち、図１７に示すように、Ｕ相入力電流の高調波のうち、１５０Ｈｚの周波数成分が約９ｄＢ減衰されており、１２０Ｈｚの周波数成分が約１２ｄＢ減衰されており、９０Ｈｚおよび１８０Ｈｚの周波数成分が約１４ｄＢ減衰されており、３０Ｈｚの周波数成分が約２１ｄＢ減衰されており、Ｕ相の入力電流の低周波成分が従来と比べて大幅に低減されていることが分かる。
【０１２３】
このように、本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置は、出力電圧波形および入力電流波形を改善することができるため、力率および効率の向上に関して非常に有効である。また、出力電圧の制御性を向上させることができる。
【０１２４】
ところで、非特許文献１に記載された制御方法を三相４線式の構成にそのまま適用すると、零相電圧が変動するため、低周波の中性点電流が三相平衡負荷の中性点から三相交流電源の中性点へ流れてしまう。しかしながら、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、制御部１０が、零相電圧を検出し、検出した零相電圧の逆相分を零相電圧指令波形すなわち零相電圧指令値ｖｇ＿ｒｅｆに重畳する。これにより、制御部１０の制御演算によって零相電圧の変動を相殺することが可能となる。したがって、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、複数相の電源の中性点と複数相の負荷の中性点とが結合された構成において、複数相の電源から供給される交流電力を変換して複数相の負荷に安定して供給することができる。また、マトリックスコンバータを用いることにより、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ間接変換方式と比べて電源システムの小型化を図ることができる。
【０１２５】
また、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、従来の電力変換装置に零相電圧検出部９を追加し、かつ制御部１０の制御演算を変更するだけの簡易な構成で、零相電圧の低周波成分を低減することができる。
【０１２６】
なお、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムでは、交流電源ＥＵ，ＥＶ，ＥＷを備える構成であるとしたが、これに限定するものではなく、複数相の交流電源の代わりに複数相の発電機を備える構成であってもよい。
【０１２７】
次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【０１２８】
＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る電源システムと比べて零相電圧の検出方法を変更した電源システムに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る電源システムと同様である。
【０１２９】
図１８は、本発明の第２の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
図１８を参照して、電源システム２０２は、本発明の第１の実施の形態に係る電源システムと比べて、電力変換装置１０１の代わりに電力変換装置１０２を備える。電力変換装置１０２は、入力フィルタＦＬＸ１と、出力フィルタＦＬＹ１と、マトリックスコンバータＭＸと、制御部１１とを含む。制御部１１は、減算器６と、零相電圧補正量演算部７と、ＰＷＭ制御演算部８と、零相電圧検出部９と、零相電流検出部２０とを含む。
【０１３０】
零相電流検出部２０は、零相電流すなわち中性点ＮＰ２から中性点ＮＰ１へ流れる電流を検出し、検出電流値を零相電圧検出部９へ出力する。
【０１３１】
零相電圧検出部９は、零相電流検出部２０から受けた検出電流値に基づいて、オームの法則を用いて零相電圧を算出し、算出した零相電圧値ｖｇ＿ｄｅｔを減算器６へ出力する。
【０１３２】
その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る電源システムと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。
【０１３３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１３４】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた実験回路を示す図である。
【図３】従来の電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合における零相電流の測定結果を示す図である。
【図５】図３の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図６】図４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による零相電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。
【図８】従来の電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。
【図９】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＡ相の出力電圧の測定結果を示す図である。
【図１０】図８の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１１】図９の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による出力電圧の低周波成分の減衰効果を示す図である。
【図１３】従来の電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。
【図１４】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置を用いた場合におけるＵ相の入力電流の測定結果を示す図である。
【図１５】図１３の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１６】図１４の測定結果をＦＦＴ解析した図である。
【図１７】本発明の第１の実施の形態に係る電力変換装置による入力電流の低周波成分の減衰効果を示す図である。
【図１８】本発明の第２の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。
【符号の説明】
【０１３５】
５ 中性線、６ 減算器、７ 零相電圧補正量演算部、８ ＰＷＭ制御演算部、９ 零相電圧検出部、１０，１１ 制御部、２０ 零相電流検出部、１０１，１０２ 電力変換装置、２０１，２０２ 電源システム、ＥＵ，ＥＶ，ＥＷ 交流電源、ＬＵ 負荷部、ＦＬＸ１ 入力フィルタ、ＦＬＹ１ 出力フィルタ、ＭＸ マトリックスコンバータ、ＣＩＵ２，ＣＩＶ２，ＣＩＷ２，ＣＯＡ２，ＣＯＢ２，ＣＯＣ２ コンデンサ、ＬＩＵ１，ＬＩＶ１，ＬＩＷ１，ＬＯＡ１，ＬＯＢ１，ＬＯＣ１ 単相リアクトル、ＳＡ１，ＳＡ２，ＳＡ３，ＳＢ１，ＳＢ２，ＳＢ３，ＳＣ１，ＳＣ２，ＳＣ３ 双方向スイッチ、ＬＡ，ＬＢ，ＬＣ 負荷、Ｒｇ 抵抗。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相の電源の各々から供給される各相の交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給し、かつ前記複数相の電源の中性点と前記複数相の負荷の中性点とが共通の安定電位に結合された電源システムにおける電力変換装置であって、
前記複数相の電源から供給される交流電力を変換して前記複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、
前記複数相の負荷の中性点における零相電圧を検出し、前記検出した零相電圧に基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記マトリックスコンバータの入力電圧位相に対する入力電流位相の指令値と、前記マトリックスコンバータの出力電圧の振幅および周波数の指令値と、前記検出された零相電圧とに基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記零相電圧の角周波数が前記複数相の電源から供給される交流電力の角周波数と等しく、かつ前記マトリックスコンバータの入力電圧位相に対する入力電流位相の指令値がゼロであるとして前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記検出した零相電圧に基づいて前記零相電圧の指令値を補正し、前記補正した零相電圧の指令値に基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する請求項１から３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記検出した零相電圧に基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、
前記マトリックスコンバータは、前記生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて前記交流電力の変換を行なう請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
安定電位に結合された中性点を有する複数相の負荷に電力を供給する電源システムであって、
前記安定電位に結合された中性点を有し、複数相の交流電力を供給する複数相の電源と、
前記複数相の電源から供給される交流電力を変換して前記複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、
前記複数相の負荷の中性点における零相電圧を検出し、前記検出した零相電圧に基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える電源システム。
【請求項１】
複数相の電源の各々から供給される各相の交流電力を変換して複数相の負荷にそれぞれ供給し、かつ前記複数相の電源の中性点と前記複数相の負荷の中性点とが共通の安定電位に結合された電源システムにおける電力変換装置であって、
前記複数相の電源から供給される交流電力を変換して前記複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、
前記複数相の負荷の中性点における零相電圧を検出し、前記検出した零相電圧に基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記マトリックスコンバータの入力電圧位相に対する入力電流位相の指令値と、前記マトリックスコンバータの出力電圧の振幅および周波数の指令値と、前記検出された零相電圧とに基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記零相電圧の角周波数が前記複数相の電源から供給される交流電力の角周波数と等しく、かつ前記マトリックスコンバータの入力電圧位相に対する入力電流位相の指令値がゼロであるとして前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記検出した零相電圧に基づいて前記零相電圧の指令値を補正し、前記補正した零相電圧の指令値に基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する請求項１から３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記検出した零相電圧に基づいてＰＷＭ制御信号を生成し、
前記マトリックスコンバータは、前記生成されたＰＷＭ制御信号に基づいて前記交流電力の変換を行なう請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
安定電位に結合された中性点を有する複数相の負荷に電力を供給する電源システムであって、
前記安定電位に結合された中性点を有し、複数相の交流電力を供給する複数相の電源と、
前記複数相の電源から供給される交流電力を変換して前記複数相の負荷にそれぞれ供給するマトリックスコンバータと、
前記複数相の負荷の中性点における零相電圧を検出し、前記検出した零相電圧に基づいて前記マトリックスコンバータの電力変換を制御する制御部とを備える電源システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１０−１４８３３４（Ｐ２０１０−１４８３３４Ａ）
【公開日】平成２２年７月１日（２０１０．７．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−３２６３８３（Ｐ２００８−３２６３８３）
【出願日】平成２０年１２月２２日（２００８．１２．２２）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２０年７月６日〜１０日 社団法人電気学会の「Ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ２００８」および平成２０年９月１８日〜１９日 電気学会東海支部、電子情報通信学会東海支部、情報処理学会東海支部、照明学会東海支部、映像情報メディア学会東海支部、日本音響学会東海支部、電気設備学会中部支部、ＩＥＥＥ名古屋支部の「平成２０年度電気関係学会東海支部連合大会」において文書をもって発表
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【出願人】（３０４０２６６９６）国立大学法人三重大学 (270)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年７月１日（２０１０．７．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１２月２２日（２００８．１２．２２）
【新規性喪失の例外の表示】特許法第３０条第１項適用申請有り 平成２０年７月６日〜１０日 社団法人電気学会の「Ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ ２００８」および平成２０年９月１８日〜１９日 電気学会東海支部、電子情報通信学会東海支部、情報処理学会東海支部、照明学会東海支部、映像情報メディア学会東海支部、日本音響学会東海支部、電気設備学会中部支部、ＩＥＥＥ名古屋支部の「平成２０年度電気関係学会東海支部連合大会」において文書をもって発表
【出願人】（０００００２０５９）シンフォニアテクノロジー株式会社 (1,111)
【出願人】（３０４０２６６９６）国立大学法人三重大学 (270)
【Ｆターム（参考）】
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