電源装置
【課題】端子数増加や外付け部品点数の増加を抑止しつつ、起動時や交流電源瞬時停止からの復帰時の過電流制御による音鳴りを防止することが可能な電源装置を提供する。
【解決手段】
第１の交流（ＡＣ）ラインとＬＡＣ１、第２のＡＣラインＬＡＣ２と、ＡＣ電源からのＡＣ電圧を整流する整流回路１２１を含み、整流した電圧を、上記第１および第２のＡＣラインに出力する電力入力部１２０と、スイッチング素子ＳＷ１３１を含むＡＣ電圧を第１のＤＣ電圧に変換する第１のコンバータ１３０と、第１のコンバータの第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する第２のコンバータ１４０と、を有し、少なくとも第１のコンバータのスイッチング素子のオンオフ駆動制御を行う制御回路１３１と、を有し、制御回路１３１は、第１のコンバータ１３０の出力電圧および第２のコンバータの起動状態のうち、少なくとも第１のコンバータの出力電圧に応じて、スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間を制御する。
【解決手段】
第１の交流（ＡＣ）ラインとＬＡＣ１、第２のＡＣラインＬＡＣ２と、ＡＣ電源からのＡＣ電圧を整流する整流回路１２１を含み、整流した電圧を、上記第１および第２のＡＣラインに出力する電力入力部１２０と、スイッチング素子ＳＷ１３１を含むＡＣ電圧を第１のＤＣ電圧に変換する第１のコンバータ１３０と、第１のコンバータの第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する第２のコンバータ１４０と、を有し、少なくとも第１のコンバータのスイッチング素子のオンオフ駆動制御を行う制御回路１３１と、を有し、制御回路１３１は、第１のコンバータ１３０の出力電圧および第２のコンバータの起動状態のうち、少なくとも第１のコンバータの出力電圧に応じて、スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間を制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源からの交流電圧を整流し、安定した直流電圧を生成する電源装置に関し、特にＰＦＣ制御回路を有する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＰＦＣ（Power Factor Correction:力率改善）制御ＩＣを用いたＰＦＣコンバータを有する電源装置は、その力率を改善することにより、高調波の発生を抑制することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、この種の電源装置では、電源起動時にＰＦＣコンバータが動作し、出力電圧を所定の電圧まで上昇させる必要があるが、その際、大容量の出力キャパシタを充電するために大電流が経路に発生し、過電流保護回路が働きながらの昇圧動作となる。
【０００４】
過電流保護動作回路が働くとＰＦＣコンバータのスイッチング素子は規定のオン時間未満でのスイッチング動作となる。
その結果、スイッチング周波数が高くなり、高い周波数でのスイッチングかつ大電流がチョークコイルに流れることで、チョークコイルからいわゆる音鳴りが発生する。
また、起動時だけでなく、交流電源瞬時停止などの異常時に、低下したＰＦＣ出力電圧を再度上昇させる際にも同様の音鳴りが発生する。
【０００５】
この音鳴りを防止するための対策として、制御用ICにソフトスタート端子を設け、起動時の電力を制限する、もしくは交流電源入力ラインに電流制限用の抵抗を挿入し、起動後リレー回路等で切り離すといった対策の電源装置が知られている。
【０００６】
しかしながら、この電源装置では、制御ＩＣの端子数増加や外付け部品点数の増加といった問題がある。また、上記は起動時のみの対策であり、交流電源瞬時停止時の際の音鳴り防止には寄与しない。
【０００７】
本発明は、端子数増加や外付け部品点数の増加を抑止しつつ、起動時や交流電源瞬時停止からの復帰時の過電流制御による音鳴りを防止することが可能な電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の観点の電源装置は、第１の交流（ＡＣ）ラインと、第２のＡＣラインと、ＡＣ電源からのＡＣ電圧を整流する整流回路を含み、整流した電圧を、上記第１および第２のＡＣラインに出力する電力入力部と、スイッチング素子を含む上記ＡＣ電圧を第１のＤＣ電圧に変換する第１のコンバータと、上記第１のコンバータの第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する第２のコンバータと、少なくとも上記第１のコンバータのスイッチング素子のオンオフ駆動制御を行う制御回路と、を有し、上記第１のコンバータは、出力ノードと、上記整流回路の出力端子に一端が接続された上記第１のＡＣラインに配置されたチョークコイルと、上記チョークコイルの他端側から上記出力ノードに向かって順方向となるように上記チョークコイルの他端および上記出力ノード間に接続されたダイオードと、上記チョークコイルの他端側の上記第１のＡＣラインと上記第２のＡＣライン間に接続された上記スイッチング素子と、上記出力ノードと上記第２のＡＣライン間に接続された出力キャパシタと、を含み、上記制御回路は、上記第１のコンバータの出力電圧および上記第２のコンバータの起動状態のうち、少なくとも上記第１のコンバータの出力電圧に応じて、上記スイッチング素子のオン時間を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、端子数増加や外付け部品点数の増加を抑止しつつ、起動時や交流電源瞬時停止からの復帰時の過電流制御による音鳴りを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施形態に係るＡＣラインから電力供給される電子機器の電源装置の概要を示す図である。
【図２】本発明の実施形態における制御回路のスイッチング素子の制御系の構成例を示すブロック図である。
【図３】臨界モードＰＦＣコンバータにおける動作例を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】臨界モードＰＦＣコンバータにおける電流波形例を示す図である。
【図５】本発明の実施形態に係る電源装置における動作を説明するためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う。
１．電源装置の全体構成の概要
２．電源装置の動作
３．変形例
【００１２】
＜１．電源装置の全体構成の概要＞
図１は、本発明の実施形態に係る交流電源から電力供給される電子機器の電源装置の構成例を示す図である。
【００１３】
本実施形態の電源装置１００は、家庭用コンセント（商用電源）などの交流（ＡＣ）電源から電力供給される電子機器２００に使用される。
電子機器２００としては、たとえばゲーム機やテレビジョン受像機が該当する。
【００１４】
電源装置１００は、交流電源１１０、電力入力部１２０、第１のコンバータとしてのＡＣＤＣコンバータ１３０、第２のコンバータとしてのＤＣＤＣコンバータ１４０、およびフォトカプラ１５０を有する。
【００１５】
電力入力部１２０は、整流回路１２１、および入力キャパシタＣ１２１を有する。
入力キャパシタＣ１２１は、整流回路１２１の出力側において第１のＡＣラインＬＡＣ１および第２のＡＣラインＬＡＣ２間に接続されている。
電力入力部１２０は、ＡＣ電源１１０によるＡＣ電圧を整流回路１２１で整流し、第１のＡＣラインＬＡＣ１および第２のＡＣラインＬＡＣ２に出力する。
【００１６】
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、一般にＰＦＣコンバータが適用される。
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、チョークコイルＬ１３１、スイッチング素子ＳＷ１３１、電流検出抵抗Ｒ１３１、ダイオードＤ１３１、および出力キャパシタＣ１３１を有する。
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、出力電圧検出部としての出力電圧検出抵抗Ｒ１３２，Ｒ１３３、および制御回路（半導体集積回路：制御ＩＣ）１３１を有する。
また、ＡＣＤＣコンバータ１３０は、制御ＩＣ１３１の端子ＶＡＯに接続された外付けの位相補償用の抵抗Ｒ１３４、およびキャパシタＣ１３２，Ｃ１３３を有する。
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、ノードＮＤ１３１〜ＮＤ１３４を有する。
ノードＮＤ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の変換電圧Ｖ１３０の出力ノードを形成している。
【００１７】
チョークコイルＬ１３１は、整流回路１２１の出力端子に接続されたＡＣラインＬＡＣ１、ＬＡＣ２に接続されている。チョークコイルＬ１３１の一端は制御ＩＣ１３１の端子ＺＣＤに接続されている。
スイッチング素子ＳＷ１３１は、ｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
【００１８】
ダイオードＤ１３１は、アノードが第１のＡＤラインＬＡＣ１のチョークコイルＬ１３１の一端に接続され、その接続点によりノードＮＤ１３２が形成されている。
ダイオードＤ１３１のカソードはノードＮＤ１３１に接続されている。
【００１９】
スイッチング素子ＳＷ１３１のドレインが第１のＡＣラインＬＡＣ１に接続され、ソースが電流検出抵抗Ｒ１３１の一端に接続され、その接続点によりノードＮＤ１３３が形成されている。
スイッチング素子ＳＷ１３１の制御端子であるゲートは制御ＩＣ１３１の端子ＰＦＣ ＯＵＴに接続されている。
電流検出抵抗Ｒ１３１の他端は第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続され、第２のＡＣラインＬＡＣ２はグランドＧＮＤに接続されている。
また、ノードＮＤ１３３は、制御ＩＣ１３１の端子ＣＳに接続されている。
スイッチング素子ＳＷ１３１は、制御ＩＣ１３１によりオン、オフ制御される。
電流検出抵抗Ｒ１３１は、スイッチング素子ＳＷ１３１に流れる電流を検出する。
【００２０】
出力キャパシタＣ１３１は、一端がダイオードＤ１３１のカソード側（ノードＮＤ１３１）に接続され、他端が第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続されている。
【００２１】
出力電圧検出抵抗Ｒ１３２およびＲ１３３は、第１のＡＣラインＬＡＣ１におけるノードＮＤ１３１と第２のＡＣラインＬＡＣ２との間に直列に接続されている。
出力電圧検出抵抗Ｒ１３２およびＲ１３３の接続点によりノードＮＤ１３４が形成されている。
ノードＮＤ１３４は、制御ＩＣ１３１の端子ＦＢに接続されている。
【００２２】
制御ＩＣ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０やＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態に応じて、スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間を制御（制限）することが可能に構成されている。
【００２３】
制御ＩＣ１３１は、スイッチング素子ＳＷ１３１を周期的にオンオフすることができるスイッチ信号ＳＳＷをスイッチング素子ＳＷ１３１の制御端子であるゲートに出力する出力端子ＰＦＣ＿ＯＵＴを有している。
制御ＩＣ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の出力端子であるノードＮＤ１３１の出力電圧Ｖ１３０を検出することができるノードＮＤ１３４に接続された出力電圧の入力端子ＦＢを有している。
制御ＩＣ１３１は、入力端子ＦＢの電圧に応じた電圧を出力することが可能な出力端子ＶＡＯを有している。
制御ＩＣ１３１は、出力端子ＶＡＯの電圧に応じて出力端子ＰＦＣ＿ＯＵＴから出力するスイッチ信号ＳＳＷのオン時間を決定する機能を有する。
【００２４】
制御ＩＣ１３１は、スイッチング素子ＳＷ１３１に流れる電流を検出する電流検出抵抗Ｒ１３１に接続されたノードＮＤ１３３の電圧を入力する入力端子ＣＳを有している。
制御ＩＣ１３１は、入力端子ＣＳの電圧が所定の電圧に達したことを検出して即座にスイッチング素子ＳＷ１３１をオフすることができる機能を有する。
【００２５】
制御ＩＣは、ＤＣＤＣコンバータ１４０の出力電圧の帰還信号をフォトカプラ１５０を介して入力する端子ＦＤを有する。
制御ＩＣ１３１は、出力端子ＶＡＯの電圧にＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０やＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態に応じて制限を掛ける機能を有している。
制御ＩＣ１３１は、出力端子ＶＡＯの電圧をたとえばダイオードクランプ方式にて制御する。
制御ＩＣ１３１は、そのクランプ電圧を２つ以上有している。
【００２６】
制御ＩＣ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０のスイッチング素子ＳＷ１３１の制御のみならず、ＤＣＤＣコンバータ１４０のドライブ制御を行う機能を有する。
すなわち、本実施形態の電源装置１００は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の制御とＤＣＤＣコンバータ１４０の制御を同一制御ＩＣ１３１で行うことを特徴としている。
【００２７】
図２は、本発明の実施形態における制御ＩＣ（制御回路）のスイッチング素子の制御系の構成例を示すブロック図である。
【００２８】
図２の制御ＩＣ１３１のスイッチング素子ＳＷ１３１の制御系３００は、ゼロ電流検出回路３０１、電圧入力部としての電圧アンプ３０２、オン時間制御部３０３、制御ロジック３０４、およびドライバ３０５を有する。
制御系３００は、出力電圧モニタ回路３０６、電圧（ＶＡＯ）クランプコントロール回路３０７、ＤＣＤＣコンバータイネーブル（ＥＮ）信号生成部３０８、クランプ電圧供給部３０９、およびＩＣ内部基準電圧（VREF）供給部３１０を有する。
制御系３００は、ダイオードＤ３０１および外付けのキャパシタＣ３０１を有する。
【００２９】
ゼロ電流検出回路３０１は、端子ＺＣＤを通して、チョークコイルＬ１３１に電流が流れなくなったことを検出し、検出結果をゼロ検出信号Ｓ３０１として制御ロジック３０４に供給する。
【００３０】
電圧アンプ３０２は、端子ＦＢから入力したＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０を増幅してオン時間制御部３０３に供給する。
【００３１】
オン時間制御部３０３は、電圧アンプ３０２の出力信号Ｓ３０２に応じてスイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間を決定し、その結果を信号Ｓ３０３として制御ロジック３０４に出力する。
【００３２】
制御ロジック３０４は、ゼロ検出信号Ｓ３０１を受けてスイッチング素子ＳＷ１３１を、信号Ｓ３０３で指定された時間オンさせる信号Ｓ３０４を生成し、ドライバ３０５に出力する。
【００３３】
ドライバ３０５は、信号Ｓ３０４をスイッチ信号ＳＳＷとして出力端子ＰＦＣ＿ＯＵＴからスイッチング素子ＳＷ１３１の制御端子であるゲートに出力する。
【００３４】
出力電圧モニタ回路３０６は、端子ＦＢから入力したＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０に応じて電源装置１００の動作状態を２段階以上でモニタし、モニタ結果をＶＡＯクランプコントロール回路３０７に出力する。
出力電圧モニタ回路３０６は、たとえば３つの閾値電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３（Ｖｔｈ２＞Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ３）を用いて動作状態をモニタする。
【００３５】
ＶＡＯクランプコントロール回路３０７は、出力電圧モニタ回路３０６のモニタ結果、およびＤＣＤＣコンバータイネーブル信号生成部３０８によるイネーブル信号ＥＮを受けて、電圧アンプ３０２の出力電圧を２段階以上で任意にクランプ電圧を制御する。
【００３６】
ＤＣＤＣコンバータイネーブル（ＥＮ）信号生成部３０８は、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知するとイネーブル信号ＥＮを生成し、ＶＡＯクランプコントロール回路３０７に供給する。
ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知する信号は、一体型ＩＣであれば内部信号で生成されるが、ＰＦＣコンバータ制御ＩＣとＤＣＤＣコンバータ制御信号が別々の場合は、外部から入力される信号によって生成される。
【００３７】
クランプ電圧供給部３１０は、ＩＣ内部基準電圧供給部３１０の基準電圧ＶＲＥＦによりクランプ電圧を生成し、クランプ電圧をＶＡＯクランプコントロール回路３０７に供給する。
これにより、任意の電圧設定が可能である。
【００３８】
電圧クランプ方式は、ダイオードを用いたクランプ方式が一般的であるが、その方式は問わない。使用する電源機器や負荷状況の切り替えに応じて設定される電圧は、その数に制限を設けない。
【００３９】
電源装置１００においては、ＡＣ電源１１０から供給されるＡＣ電圧はＡＣＤＣコンバータ１３０によって、約４００の第１のＤＣ電圧であるＡＣＤＣコンバータ１４０の出力電圧Ｖ１３０に変換される。
出力電圧Ｖ１３０は、さらに絶縁型のＤＣＤＣコンバータ１４０によって電子機器２００に必要とされる第２のＤＣ電圧Ｖ１４０、たとえば１２Ｖに変換され、分配される。
【００４０】
ＤＣＤＣコンバータ１４０は、１次側に主トランスＭ１４１、スイッチング素子ＳＷ１４１，ＳＷ１４２、キャパシタＣ１４１、およびドライブトランスＤＴ１４１を有する。
ＤＣＤＣコンバータ１４０は、２次側にダイオードＤ１４１、Ｄ１４２、チョークコイルＬ１４１、キャパシタＣ１４２、および帰還回路（ＩＣ）１４１を有する。
ＤＣＤＣコンバータ１４０は、２次側に出力ノードＮＤ１４１、出力端子ＴＯ１およびＴＯ２を有する。
【００４１】
スイッチング素子Ｗ１４１，ＳＷ１４２は、ｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
スイッチング素子ＳＷ１４１のドレインがＡＣＤＣコンバータ１３０の出力ノードＮＤ１３１（第１のＡＣラインＬＡＣ１）に接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１４２のドレインに接続され、その接続点によりノードＮＤ１４２が形成されている。
スイッチング素子ＳＷ１４２のソースが第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続されている。
スイッチング素子ＳＷ１４１，ＳＷ１４２の制御端子であるゲートは、ドライブトランスＤＴ１４１のドライブラインに接続されている。
【００４２】
主トランスＭＴ１４１は、１次側に、１次コイルＬ１を有する。１次コイルＬ１の一端（ドット端子）がキャパシタＣ１４１を介してノードＮＤ１４２に接続され、他端（非ドット端子）が第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続されている。
主トランスＭＴ１４１は、１次コイルＬ１と相互に電磁結合されタップＴＰを通して順極性となるように接続された第１の２次コイルＬ２および第２の２次コイルＬ３を有する。
なお、図において、標準的な表記法に従い、各コイルＬ１〜Ｌ３についてその相対極性をドットで示している。
そして、ここでいう順極性とは、第１の２次コイルＬ２はドットのない非ドット端子が、第２の２次コイルＬ３はドットのあるドット端子が、タップＴＰに対して接続されていることをいう。
【００４３】
ダイオードＤ１４１のカソードが第１の２次コイルの他端（ドット端子）に接続され、アノードがダイオードＤ１４２のアノードおよび出力端子ＴＯ２に接続されている。
ダイオードＤ１４２のカソードが第２の２次コイルＬ３の他端（非ドット端子）に接続されている。
チョークコイルＬ１４１の一端がタップＴＰに接続され、他端が出力ノードＮＤ１４１が接続された出力端子ＴＯ１に接続されている。
そして、キャパシタＣ１４２が出力端子ＴＯ１とＴＯ２間に接続されている。
【００４４】
帰還回路１４１は、出力ノードＮＤ１４１の出力電圧を、たとえば分圧した電圧を帰還信号としてフォトカプラ１５０に出力する。
フォトカプラ１５０は、帰還信号を光信号に変換し、それを電気信号に変換して制御ＩＣ１３１の端子ＦＤに供給する。
【００４５】
なお、ＤＣＤＣコンバータ１４０の構成は、上記した構成に限定されるものではなく、種々の形態が適用可能である。
【００４６】
＜２．電源装置の動作＞
次に、上記構成による電源装置１００の動作を説明する。
以下では、全体システムの概要、音鳴りの発生要因、音鳴り防止の制御動作について、図３〜図５に関連付けて、順を追って説明する。
以下の説明では、ＡＣＤＣコンバータ１３０をＰＦＣコンバータとして説明する。
【００４７】
図３は、臨界モードＰＦＣコンバータにおける動作例を説明するためのタイミングチャートである。
図４は、臨界モードＰＦＣコンバータにおける電流波形例を示す図である。
図５は、本発明の実施形態に係る電源装置における動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００４８】
［全体システムの概要］
交流電源１１０から供給される信号はＡＣＤＣコンバータ１３０によって、約４００ＶのＤＣ電圧であるＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０に変換される。
そして、絶縁型のＤＣＤＣコンバータ１４０によって電子機器２００に必要とされる電圧に変換され、分配される。
前述したように、ＡＣＤＣコンバータ１３０は一般にＰＦＣコンバータが用いられる。ＰＦＣコンバータは制御ＩＣ１３１によって制御される。
下記に臨界モードＰＦＣコンバータの動作について図３に関連付けて説明する。
【００４９】
［臨界モードＰＦＣコンバータの動作］
制御ＩＣ１３１によりスイッチング素子ＳＷ１３１をオンさせると、電流はチョークコイルＬ１３１とスイッチング素子ＳＷ１３１を介し、グランドＧＮＤへ電流が流れる。
制御ＩＣ１３１によって定められた時間が経過した後、スイッチング素子ＳＷ１３１はオフされる。スイッチング素子ＳＷ１３１がオフすると、チョークコイルＬ１３１に蓄えられたエネルギーはダイオードＤ１３１を介して出力ノードＮＤ１３１に供給される。
【００５０】
チョークコイルＬ１３１に流れている電流がゼロになったことを制御ＩＣ１３１が検出し、再びスイッチング素子ＳＷ１３１をオンさせる。
スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間は出力電圧に応じて制御ＩＣ１３１によってコントロールされる。
出力電圧Ｖ１３０が所定の電圧よりも低い状態では、昇圧させるために、オン時間を長く、また所定の電圧よりも高い状態ではスイッチングオフ期間を継続することになる。
【００５１】
以上の動作において、チョークコイルＬ１３１を流れる電流は整流回路１２１で全波整流された入力電圧の瞬時電圧に比例して流れることになり、力率を改善することができる（図４参照）。
チョークコイルＬ１３１に流れる電流はスイッチング素子ＳＷ１３１のオン/オフの場合に下記のような式で表される。
【００５２】
［数１］
オン時 Icoil = Vac / L
オフ時 Icoil = (Vout - Vac) / L
【００５３】
ここで、ＶａｃはＡＣ入力電圧（瞬時電圧）を、ＶｏｕｔはＰＦＣコンバータ出力電圧を、ＬはチョークコイルＬ１３１のインダクタンスをそれぞれ表している。
【００５４】
［チョークコイルの音鳴り関しての説明］
次に、ＰＦＣコンバータ（ＡＣＤＣコンバータ）のチョークコイル音鳴りに関して説明する。
【００５５】
起動時、ＰＦＣコンバータの出力電圧が低い場合、出力電圧を上げるように端子ＶＡＯの電圧が上がり、スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間が長く設定される。
スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間が長くなるとチョークコイルＬ１３１を介してスイッチング素子ＳＷ１３１に流れる電流も比例して大きくなり、電流検出抵抗Ｒ１３１に生じる電圧が過電流検出閾値電圧に達するとスイッチング素子を即座にオフする。
その際、所定のオン時間よりも短い周期でスイッチング素子ＳＷ１３１のスイッチングが繰り返され、しかも経路に発生する大電流がチョークコイルＬ１３１を振動させ、その振動が可聴周期で発生した場合にチョークコイルＬ１３１から音として観測される。
この音鳴りは、交流電源瞬時停止時など、ＰＦＣコンバータの出力電圧が停止した後の復帰の際にも発生する。
この音鳴りは、ゲーム機やデジタル家電（ＴＶ）の電源に対して低減要求があり、これまで外付け部品での対策が主に講じられている。
【００５６】
本実施形態に係る源装置１００に採用した制御方式では、ＰＦＣコンバータの起動時や交流電源瞬時停止時に、スイッチング素子のオン時間を制限させることで、チョークコイルに流れる電流を制限し、事前に音鳴りを防止することが可能である。
【００５７】
［本実施形態のＰＦＣコンバータ制御］
電源装置１００においては、図２に示すように、ＰＦＣコンバータのチョークコイルＬ１３１ＮＯ電流がなくなったことを検出する端子ＺＣＤの入力信号によりスイッチング素子ＳＷ１３１がオンする。
そのオン時間は、ＰＦＣコンバータの出力電圧を入力とする端子ＦＢから入力される出力電圧Ｖ１３０を受けて、電圧アンプ３０２の出力信号に応じて決定される。
電圧アンプ３０２の出力信号はＶＡＯクランプコントロール回路３０７で電源の動作状態に応じて、任意の電圧にクランプされる。
クランプ電圧はＰＦＣコンバータの出力電圧をモニタする端子ＦＢの電圧や、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知する信号によって２段階以上の電圧でコントロールされる。
前述したように、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知する信号は、一体型ＩＣであれば内部信号で生成されるが、ＰＦＣコンバータの制御ＩＣとＤＣＤＣコンバータ制御信号が別々の場合は、外部から入力される信号によって生成される。
クランプ電圧はＩＣ内部基準電圧（VREF）により生成することにより、任意の電圧設定が可能である。
電圧クランプ方式は、ダイオードを用いたクランプ方式が一般的であるが、その方式は問わない。使用する電源機器や負荷状況の切り替えに応じて設定される電圧は、その数に制限を設けない。
【００５８】
［本実施形態に電源シーケンスの一例］
本実施形態に係る電源装置１００の電源シーケンスの一例を図５に関連付けて説明する。図５ではクランプ電圧を３段階に設定した場合を示す。
【００５９】
起動時、ＰＦＣコンバータの出力電圧が低い段階において、ＶＡＯクランプ電圧ＶＣはロー（Ｌｏｗ）クランプ電圧ＶＣＬに設定されている。
ＰＦＣコンバータの出力電圧が上昇し、端子ＦＢから入力される出力電圧Ｖ１３０が閾値設定電圧Ｖｔｈ１を超えるとＶＡＯクランプ電圧ＶＣはミドル（Ｍｉｄｄｌｅ）クランプ電圧ＶＣＭに切り替わる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動による負荷の増大に伴う、出力電圧低下を抑制することができる。
その後、ＤＣＤＣコンバータ１４０が起動したことを検知し、ＤＣＤＣコンバータ１４０の最大負荷に耐えることができるように、ＶＡＯクランプ電圧ＶＣをハイ（Ｈｉｇｈ）クランプ電圧ＶＣＨに切り替える。
【００６０】
通常のＰＦＣコンバータでは、起動時からＤＣＤＣコンバータ１４０の最大負荷でもＰＦＣコンバータが動作できるようなオン時間設定になっているため、起動時に大電流がチョークコイルに発生し、音鳴りの原因となっている。
【００６１】
また、図５では交流電源瞬時停止時のシーケンスを記載しているが、その説明を下記に示す。
交流電源が瞬時停止し、ＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖ１３０が低下する交流電源瞬停期間Ｔ１と、端子ＦＢから入力される出力電圧Ｖ１３０が設定電圧Ｖｔｈ２を下回ったことを検出してＶＡＯクランプ電圧ＶＣはミドルクランプ電圧ＶＣＭに切り替わる。
瞬時停止が解除されると、ＰＦＣコンバータは所定の電圧まで再度昇圧することになるが、ミドルクランプ電圧ＶＣＭに設定されていることで、昇圧時のオン時間をも制限し、チョークコイルに流れる電流抑制し、チョークコイルＬ３１の音鳴りを防止することができる。
【００６２】
交流電源の瞬時停止時間が長い交流電源瞬停期間Ｔ２において、ＰＦＣコンバータの出力電圧がＤＣＤＣコンバータ１４０の停止を規定する設定電圧Ｖｔｈ３よりも下がった場合は、ＰＦＣコンバータ起動時と同様のシーケンスとなる。
一般的にＤＣＤＣコンバータ１４０の起動する設定電圧Ｖｔｈ１と停止する設定電圧Ｖｔｈ３は起動電圧のほうが高く、ヒステリシスが設けられているため、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状況に応じてクランプ電圧ＶＣを設定することができる。
【００６３】
本実施形態では、ハイクランプ電圧ＶＣＨを３．２Ｖ、ミドルクランプ電圧ＶＣＭを１．６Ｖ、ロークランプ電圧ＶＣＬを１．３Ｖとする。
ただし、その電圧は電源機器の使用形態に応じて変更される。またＶＡＯクランプ電圧ＶＣの切り替わりタイミングは、内部タイマによって任意で制御される。
【００６４】
＜３．変形例＞
以下に、本実施形態に係る電源装置の変形例について説明する。
【００６５】
ＰＦＣコンバータとＤＣＤＣコンバータの制御回路が一体型、別制御回路であることを問わない。
電圧アンプクランプ電圧の設定数は、２つ以上であればその設定数を問わない。
ＶＡＯクランプ電圧を切り替えるための端子ＦＢのモニタ電圧設定数は１つ以上であればその設定数を問わない。
ＶＡＯクランプ電圧を切り替えるタイミングは端ＦＢ子のモニタ電圧検出後やＤＣＤＣコンバータの起動を検出後であれば、その直後だけでなくＩＣ内部でのタイマ設定に依存しない。
ＰＦＣコンバータは臨界モード制御だけではなく、電流連続モード、電流不連続モードなどその形態を問わない。
チョークコイルの音鳴りだけでなく、電源装置に搭載されるその他の受動素子の音鳴り防止のために本発明は適用される。
【００６６】
以上説明したように、本実施形態によれば、ＰＦＣコンバータ起動時や交流電源瞬時停止からの復帰時の過電流制御によるチョークコイルの音鳴りを防止することができる。
その結果、音鳴り問題に対する外付け部品の削減や電源品質を向上させることができる。
【符号の説明】
【００６７】
１００・・・電源装置、１１０・・・交流（ＡＣ）電源、１２０・・・電力入力部、１２１・・・整流回路、１２２・・・入力キャパシタ、１３０・・・第１のコンバータとしてのＡＣＤＣコンバータ（ＰＦＣコンバータ）、Ｌ１３１・・・チョークコイル、ＳＷ１３１・・・スイッチング素子、Ｒ１３１・・・電流検出抵抗、Ｄ１３１・・・ダイオード、Ｃ１３１・・・出力キャパシタ、Ｒ１３２，Ｒ１３３・・・出力電圧検出部としての出力電圧検出抵抗、１３１・・・制御回路（半導体集積回路：制御ＩＣ）、ＮＤ１３１〜ＮＤ１３４・・・ノード、１４０・・・第２のコンバータとしてのＤＣＤＣコンバータ、１５０・・・フォトカプラ、２００・・・電子機器。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源からの交流電圧を整流し、安定した直流電圧を生成する電源装置に関し、特にＰＦＣ制御回路を有する電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ＰＦＣ（Power Factor Correction:力率改善）制御ＩＣを用いたＰＦＣコンバータを有する電源装置は、その力率を改善することにより、高調波の発生を抑制することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、この種の電源装置では、電源起動時にＰＦＣコンバータが動作し、出力電圧を所定の電圧まで上昇させる必要があるが、その際、大容量の出力キャパシタを充電するために大電流が経路に発生し、過電流保護回路が働きながらの昇圧動作となる。
【０００４】
過電流保護動作回路が働くとＰＦＣコンバータのスイッチング素子は規定のオン時間未満でのスイッチング動作となる。
その結果、スイッチング周波数が高くなり、高い周波数でのスイッチングかつ大電流がチョークコイルに流れることで、チョークコイルからいわゆる音鳴りが発生する。
また、起動時だけでなく、交流電源瞬時停止などの異常時に、低下したＰＦＣ出力電圧を再度上昇させる際にも同様の音鳴りが発生する。
【０００５】
この音鳴りを防止するための対策として、制御用ICにソフトスタート端子を設け、起動時の電力を制限する、もしくは交流電源入力ラインに電流制限用の抵抗を挿入し、起動後リレー回路等で切り離すといった対策の電源装置が知られている。
【０００６】
しかしながら、この電源装置では、制御ＩＣの端子数増加や外付け部品点数の増加といった問題がある。また、上記は起動時のみの対策であり、交流電源瞬時停止時の際の音鳴り防止には寄与しない。
【０００７】
本発明は、端子数増加や外付け部品点数の増加を抑止しつつ、起動時や交流電源瞬時停止からの復帰時の過電流制御による音鳴りを防止することが可能な電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の観点の電源装置は、第１の交流（ＡＣ）ラインと、第２のＡＣラインと、ＡＣ電源からのＡＣ電圧を整流する整流回路を含み、整流した電圧を、上記第１および第２のＡＣラインに出力する電力入力部と、スイッチング素子を含む上記ＡＣ電圧を第１のＤＣ電圧に変換する第１のコンバータと、上記第１のコンバータの第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する第２のコンバータと、少なくとも上記第１のコンバータのスイッチング素子のオンオフ駆動制御を行う制御回路と、を有し、上記第１のコンバータは、出力ノードと、上記整流回路の出力端子に一端が接続された上記第１のＡＣラインに配置されたチョークコイルと、上記チョークコイルの他端側から上記出力ノードに向かって順方向となるように上記チョークコイルの他端および上記出力ノード間に接続されたダイオードと、上記チョークコイルの他端側の上記第１のＡＣラインと上記第２のＡＣライン間に接続された上記スイッチング素子と、上記出力ノードと上記第２のＡＣライン間に接続された出力キャパシタと、を含み、上記制御回路は、上記第１のコンバータの出力電圧および上記第２のコンバータの起動状態のうち、少なくとも上記第１のコンバータの出力電圧に応じて、上記スイッチング素子のオン時間を制御する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、端子数増加や外付け部品点数の増加を抑止しつつ、起動時や交流電源瞬時停止からの復帰時の過電流制御による音鳴りを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施形態に係るＡＣラインから電力供給される電子機器の電源装置の概要を示す図である。
【図２】本発明の実施形態における制御回路のスイッチング素子の制御系の構成例を示すブロック図である。
【図３】臨界モードＰＦＣコンバータにおける動作例を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】臨界モードＰＦＣコンバータにおける電流波形例を示す図である。
【図５】本発明の実施形態に係る電源装置における動作を説明するためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態を図面に関連付けて説明する。
なお、説明は以下の順序で行う。
１．電源装置の全体構成の概要
２．電源装置の動作
３．変形例
【００１２】
＜１．電源装置の全体構成の概要＞
図１は、本発明の実施形態に係る交流電源から電力供給される電子機器の電源装置の構成例を示す図である。
【００１３】
本実施形態の電源装置１００は、家庭用コンセント（商用電源）などの交流（ＡＣ）電源から電力供給される電子機器２００に使用される。
電子機器２００としては、たとえばゲーム機やテレビジョン受像機が該当する。
【００１４】
電源装置１００は、交流電源１１０、電力入力部１２０、第１のコンバータとしてのＡＣＤＣコンバータ１３０、第２のコンバータとしてのＤＣＤＣコンバータ１４０、およびフォトカプラ１５０を有する。
【００１５】
電力入力部１２０は、整流回路１２１、および入力キャパシタＣ１２１を有する。
入力キャパシタＣ１２１は、整流回路１２１の出力側において第１のＡＣラインＬＡＣ１および第２のＡＣラインＬＡＣ２間に接続されている。
電力入力部１２０は、ＡＣ電源１１０によるＡＣ電圧を整流回路１２１で整流し、第１のＡＣラインＬＡＣ１および第２のＡＣラインＬＡＣ２に出力する。
【００１６】
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、一般にＰＦＣコンバータが適用される。
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、チョークコイルＬ１３１、スイッチング素子ＳＷ１３１、電流検出抵抗Ｒ１３１、ダイオードＤ１３１、および出力キャパシタＣ１３１を有する。
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、出力電圧検出部としての出力電圧検出抵抗Ｒ１３２，Ｒ１３３、および制御回路（半導体集積回路：制御ＩＣ）１３１を有する。
また、ＡＣＤＣコンバータ１３０は、制御ＩＣ１３１の端子ＶＡＯに接続された外付けの位相補償用の抵抗Ｒ１３４、およびキャパシタＣ１３２，Ｃ１３３を有する。
ＡＣＤＣコンバータ１３０は、ノードＮＤ１３１〜ＮＤ１３４を有する。
ノードＮＤ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の変換電圧Ｖ１３０の出力ノードを形成している。
【００１７】
チョークコイルＬ１３１は、整流回路１２１の出力端子に接続されたＡＣラインＬＡＣ１、ＬＡＣ２に接続されている。チョークコイルＬ１３１の一端は制御ＩＣ１３１の端子ＺＣＤに接続されている。
スイッチング素子ＳＷ１３１は、ｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
【００１８】
ダイオードＤ１３１は、アノードが第１のＡＤラインＬＡＣ１のチョークコイルＬ１３１の一端に接続され、その接続点によりノードＮＤ１３２が形成されている。
ダイオードＤ１３１のカソードはノードＮＤ１３１に接続されている。
【００１９】
スイッチング素子ＳＷ１３１のドレインが第１のＡＣラインＬＡＣ１に接続され、ソースが電流検出抵抗Ｒ１３１の一端に接続され、その接続点によりノードＮＤ１３３が形成されている。
スイッチング素子ＳＷ１３１の制御端子であるゲートは制御ＩＣ１３１の端子ＰＦＣ ＯＵＴに接続されている。
電流検出抵抗Ｒ１３１の他端は第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続され、第２のＡＣラインＬＡＣ２はグランドＧＮＤに接続されている。
また、ノードＮＤ１３３は、制御ＩＣ１３１の端子ＣＳに接続されている。
スイッチング素子ＳＷ１３１は、制御ＩＣ１３１によりオン、オフ制御される。
電流検出抵抗Ｒ１３１は、スイッチング素子ＳＷ１３１に流れる電流を検出する。
【００２０】
出力キャパシタＣ１３１は、一端がダイオードＤ１３１のカソード側（ノードＮＤ１３１）に接続され、他端が第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続されている。
【００２１】
出力電圧検出抵抗Ｒ１３２およびＲ１３３は、第１のＡＣラインＬＡＣ１におけるノードＮＤ１３１と第２のＡＣラインＬＡＣ２との間に直列に接続されている。
出力電圧検出抵抗Ｒ１３２およびＲ１３３の接続点によりノードＮＤ１３４が形成されている。
ノードＮＤ１３４は、制御ＩＣ１３１の端子ＦＢに接続されている。
【００２２】
制御ＩＣ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０やＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態に応じて、スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間を制御（制限）することが可能に構成されている。
【００２３】
制御ＩＣ１３１は、スイッチング素子ＳＷ１３１を周期的にオンオフすることができるスイッチ信号ＳＳＷをスイッチング素子ＳＷ１３１の制御端子であるゲートに出力する出力端子ＰＦＣ＿ＯＵＴを有している。
制御ＩＣ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の出力端子であるノードＮＤ１３１の出力電圧Ｖ１３０を検出することができるノードＮＤ１３４に接続された出力電圧の入力端子ＦＢを有している。
制御ＩＣ１３１は、入力端子ＦＢの電圧に応じた電圧を出力することが可能な出力端子ＶＡＯを有している。
制御ＩＣ１３１は、出力端子ＶＡＯの電圧に応じて出力端子ＰＦＣ＿ＯＵＴから出力するスイッチ信号ＳＳＷのオン時間を決定する機能を有する。
【００２４】
制御ＩＣ１３１は、スイッチング素子ＳＷ１３１に流れる電流を検出する電流検出抵抗Ｒ１３１に接続されたノードＮＤ１３３の電圧を入力する入力端子ＣＳを有している。
制御ＩＣ１３１は、入力端子ＣＳの電圧が所定の電圧に達したことを検出して即座にスイッチング素子ＳＷ１３１をオフすることができる機能を有する。
【００２５】
制御ＩＣは、ＤＣＤＣコンバータ１４０の出力電圧の帰還信号をフォトカプラ１５０を介して入力する端子ＦＤを有する。
制御ＩＣ１３１は、出力端子ＶＡＯの電圧にＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０やＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態に応じて制限を掛ける機能を有している。
制御ＩＣ１３１は、出力端子ＶＡＯの電圧をたとえばダイオードクランプ方式にて制御する。
制御ＩＣ１３１は、そのクランプ電圧を２つ以上有している。
【００２６】
制御ＩＣ１３１は、ＡＣＤＣコンバータ１３０のスイッチング素子ＳＷ１３１の制御のみならず、ＤＣＤＣコンバータ１４０のドライブ制御を行う機能を有する。
すなわち、本実施形態の電源装置１００は、ＡＣＤＣコンバータ１３０の制御とＤＣＤＣコンバータ１４０の制御を同一制御ＩＣ１３１で行うことを特徴としている。
【００２７】
図２は、本発明の実施形態における制御ＩＣ（制御回路）のスイッチング素子の制御系の構成例を示すブロック図である。
【００２８】
図２の制御ＩＣ１３１のスイッチング素子ＳＷ１３１の制御系３００は、ゼロ電流検出回路３０１、電圧入力部としての電圧アンプ３０２、オン時間制御部３０３、制御ロジック３０４、およびドライバ３０５を有する。
制御系３００は、出力電圧モニタ回路３０６、電圧（ＶＡＯ）クランプコントロール回路３０７、ＤＣＤＣコンバータイネーブル（ＥＮ）信号生成部３０８、クランプ電圧供給部３０９、およびＩＣ内部基準電圧（VREF）供給部３１０を有する。
制御系３００は、ダイオードＤ３０１および外付けのキャパシタＣ３０１を有する。
【００２９】
ゼロ電流検出回路３０１は、端子ＺＣＤを通して、チョークコイルＬ１３１に電流が流れなくなったことを検出し、検出結果をゼロ検出信号Ｓ３０１として制御ロジック３０４に供給する。
【００３０】
電圧アンプ３０２は、端子ＦＢから入力したＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０を増幅してオン時間制御部３０３に供給する。
【００３１】
オン時間制御部３０３は、電圧アンプ３０２の出力信号Ｓ３０２に応じてスイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間を決定し、その結果を信号Ｓ３０３として制御ロジック３０４に出力する。
【００３２】
制御ロジック３０４は、ゼロ検出信号Ｓ３０１を受けてスイッチング素子ＳＷ１３１を、信号Ｓ３０３で指定された時間オンさせる信号Ｓ３０４を生成し、ドライバ３０５に出力する。
【００３３】
ドライバ３０５は、信号Ｓ３０４をスイッチ信号ＳＳＷとして出力端子ＰＦＣ＿ＯＵＴからスイッチング素子ＳＷ１３１の制御端子であるゲートに出力する。
【００３４】
出力電圧モニタ回路３０６は、端子ＦＢから入力したＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０に応じて電源装置１００の動作状態を２段階以上でモニタし、モニタ結果をＶＡＯクランプコントロール回路３０７に出力する。
出力電圧モニタ回路３０６は、たとえば３つの閾値電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３（Ｖｔｈ２＞Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ３）を用いて動作状態をモニタする。
【００３５】
ＶＡＯクランプコントロール回路３０７は、出力電圧モニタ回路３０６のモニタ結果、およびＤＣＤＣコンバータイネーブル信号生成部３０８によるイネーブル信号ＥＮを受けて、電圧アンプ３０２の出力電圧を２段階以上で任意にクランプ電圧を制御する。
【００３６】
ＤＣＤＣコンバータイネーブル（ＥＮ）信号生成部３０８は、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知するとイネーブル信号ＥＮを生成し、ＶＡＯクランプコントロール回路３０７に供給する。
ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知する信号は、一体型ＩＣであれば内部信号で生成されるが、ＰＦＣコンバータ制御ＩＣとＤＣＤＣコンバータ制御信号が別々の場合は、外部から入力される信号によって生成される。
【００３７】
クランプ電圧供給部３１０は、ＩＣ内部基準電圧供給部３１０の基準電圧ＶＲＥＦによりクランプ電圧を生成し、クランプ電圧をＶＡＯクランプコントロール回路３０７に供給する。
これにより、任意の電圧設定が可能である。
【００３８】
電圧クランプ方式は、ダイオードを用いたクランプ方式が一般的であるが、その方式は問わない。使用する電源機器や負荷状況の切り替えに応じて設定される電圧は、その数に制限を設けない。
【００３９】
電源装置１００においては、ＡＣ電源１１０から供給されるＡＣ電圧はＡＣＤＣコンバータ１３０によって、約４００の第１のＤＣ電圧であるＡＣＤＣコンバータ１４０の出力電圧Ｖ１３０に変換される。
出力電圧Ｖ１３０は、さらに絶縁型のＤＣＤＣコンバータ１４０によって電子機器２００に必要とされる第２のＤＣ電圧Ｖ１４０、たとえば１２Ｖに変換され、分配される。
【００４０】
ＤＣＤＣコンバータ１４０は、１次側に主トランスＭ１４１、スイッチング素子ＳＷ１４１，ＳＷ１４２、キャパシタＣ１４１、およびドライブトランスＤＴ１４１を有する。
ＤＣＤＣコンバータ１４０は、２次側にダイオードＤ１４１、Ｄ１４２、チョークコイルＬ１４１、キャパシタＣ１４２、および帰還回路（ＩＣ）１４１を有する。
ＤＣＤＣコンバータ１４０は、２次側に出力ノードＮＤ１４１、出力端子ＴＯ１およびＴＯ２を有する。
【００４１】
スイッチング素子Ｗ１４１，ＳＷ１４２は、ｎチャネルの絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＦＥＴ、ＮＭＯＳトランジスタ）により形成される。
スイッチング素子ＳＷ１４１のドレインがＡＣＤＣコンバータ１３０の出力ノードＮＤ１３１（第１のＡＣラインＬＡＣ１）に接続され、ソースがスイッチング素子ＳＷ１４２のドレインに接続され、その接続点によりノードＮＤ１４２が形成されている。
スイッチング素子ＳＷ１４２のソースが第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続されている。
スイッチング素子ＳＷ１４１，ＳＷ１４２の制御端子であるゲートは、ドライブトランスＤＴ１４１のドライブラインに接続されている。
【００４２】
主トランスＭＴ１４１は、１次側に、１次コイルＬ１を有する。１次コイルＬ１の一端（ドット端子）がキャパシタＣ１４１を介してノードＮＤ１４２に接続され、他端（非ドット端子）が第２のＡＣラインＬＡＣ２に接続されている。
主トランスＭＴ１４１は、１次コイルＬ１と相互に電磁結合されタップＴＰを通して順極性となるように接続された第１の２次コイルＬ２および第２の２次コイルＬ３を有する。
なお、図において、標準的な表記法に従い、各コイルＬ１〜Ｌ３についてその相対極性をドットで示している。
そして、ここでいう順極性とは、第１の２次コイルＬ２はドットのない非ドット端子が、第２の２次コイルＬ３はドットのあるドット端子が、タップＴＰに対して接続されていることをいう。
【００４３】
ダイオードＤ１４１のカソードが第１の２次コイルの他端（ドット端子）に接続され、アノードがダイオードＤ１４２のアノードおよび出力端子ＴＯ２に接続されている。
ダイオードＤ１４２のカソードが第２の２次コイルＬ３の他端（非ドット端子）に接続されている。
チョークコイルＬ１４１の一端がタップＴＰに接続され、他端が出力ノードＮＤ１４１が接続された出力端子ＴＯ１に接続されている。
そして、キャパシタＣ１４２が出力端子ＴＯ１とＴＯ２間に接続されている。
【００４４】
帰還回路１４１は、出力ノードＮＤ１４１の出力電圧を、たとえば分圧した電圧を帰還信号としてフォトカプラ１５０に出力する。
フォトカプラ１５０は、帰還信号を光信号に変換し、それを電気信号に変換して制御ＩＣ１３１の端子ＦＤに供給する。
【００４５】
なお、ＤＣＤＣコンバータ１４０の構成は、上記した構成に限定されるものではなく、種々の形態が適用可能である。
【００４６】
＜２．電源装置の動作＞
次に、上記構成による電源装置１００の動作を説明する。
以下では、全体システムの概要、音鳴りの発生要因、音鳴り防止の制御動作について、図３〜図５に関連付けて、順を追って説明する。
以下の説明では、ＡＣＤＣコンバータ１３０をＰＦＣコンバータとして説明する。
【００４７】
図３は、臨界モードＰＦＣコンバータにおける動作例を説明するためのタイミングチャートである。
図４は、臨界モードＰＦＣコンバータにおける電流波形例を示す図である。
図５は、本発明の実施形態に係る電源装置における動作を説明するためのタイミングチャートである。
【００４８】
［全体システムの概要］
交流電源１１０から供給される信号はＡＣＤＣコンバータ１３０によって、約４００ＶのＤＣ電圧であるＡＣＤＣコンバータ１３０の出力電圧Ｖ１３０に変換される。
そして、絶縁型のＤＣＤＣコンバータ１４０によって電子機器２００に必要とされる電圧に変換され、分配される。
前述したように、ＡＣＤＣコンバータ１３０は一般にＰＦＣコンバータが用いられる。ＰＦＣコンバータは制御ＩＣ１３１によって制御される。
下記に臨界モードＰＦＣコンバータの動作について図３に関連付けて説明する。
【００４９】
［臨界モードＰＦＣコンバータの動作］
制御ＩＣ１３１によりスイッチング素子ＳＷ１３１をオンさせると、電流はチョークコイルＬ１３１とスイッチング素子ＳＷ１３１を介し、グランドＧＮＤへ電流が流れる。
制御ＩＣ１３１によって定められた時間が経過した後、スイッチング素子ＳＷ１３１はオフされる。スイッチング素子ＳＷ１３１がオフすると、チョークコイルＬ１３１に蓄えられたエネルギーはダイオードＤ１３１を介して出力ノードＮＤ１３１に供給される。
【００５０】
チョークコイルＬ１３１に流れている電流がゼロになったことを制御ＩＣ１３１が検出し、再びスイッチング素子ＳＷ１３１をオンさせる。
スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間は出力電圧に応じて制御ＩＣ１３１によってコントロールされる。
出力電圧Ｖ１３０が所定の電圧よりも低い状態では、昇圧させるために、オン時間を長く、また所定の電圧よりも高い状態ではスイッチングオフ期間を継続することになる。
【００５１】
以上の動作において、チョークコイルＬ１３１を流れる電流は整流回路１２１で全波整流された入力電圧の瞬時電圧に比例して流れることになり、力率を改善することができる（図４参照）。
チョークコイルＬ１３１に流れる電流はスイッチング素子ＳＷ１３１のオン/オフの場合に下記のような式で表される。
【００５２】
［数１］
オン時 Icoil = Vac / L
オフ時 Icoil = (Vout - Vac) / L
【００５３】
ここで、ＶａｃはＡＣ入力電圧（瞬時電圧）を、ＶｏｕｔはＰＦＣコンバータ出力電圧を、ＬはチョークコイルＬ１３１のインダクタンスをそれぞれ表している。
【００５４】
［チョークコイルの音鳴り関しての説明］
次に、ＰＦＣコンバータ（ＡＣＤＣコンバータ）のチョークコイル音鳴りに関して説明する。
【００５５】
起動時、ＰＦＣコンバータの出力電圧が低い場合、出力電圧を上げるように端子ＶＡＯの電圧が上がり、スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間が長く設定される。
スイッチング素子ＳＷ１３１のオン時間が長くなるとチョークコイルＬ１３１を介してスイッチング素子ＳＷ１３１に流れる電流も比例して大きくなり、電流検出抵抗Ｒ１３１に生じる電圧が過電流検出閾値電圧に達するとスイッチング素子を即座にオフする。
その際、所定のオン時間よりも短い周期でスイッチング素子ＳＷ１３１のスイッチングが繰り返され、しかも経路に発生する大電流がチョークコイルＬ１３１を振動させ、その振動が可聴周期で発生した場合にチョークコイルＬ１３１から音として観測される。
この音鳴りは、交流電源瞬時停止時など、ＰＦＣコンバータの出力電圧が停止した後の復帰の際にも発生する。
この音鳴りは、ゲーム機やデジタル家電（ＴＶ）の電源に対して低減要求があり、これまで外付け部品での対策が主に講じられている。
【００５６】
本実施形態に係る源装置１００に採用した制御方式では、ＰＦＣコンバータの起動時や交流電源瞬時停止時に、スイッチング素子のオン時間を制限させることで、チョークコイルに流れる電流を制限し、事前に音鳴りを防止することが可能である。
【００５７】
［本実施形態のＰＦＣコンバータ制御］
電源装置１００においては、図２に示すように、ＰＦＣコンバータのチョークコイルＬ１３１ＮＯ電流がなくなったことを検出する端子ＺＣＤの入力信号によりスイッチング素子ＳＷ１３１がオンする。
そのオン時間は、ＰＦＣコンバータの出力電圧を入力とする端子ＦＢから入力される出力電圧Ｖ１３０を受けて、電圧アンプ３０２の出力信号に応じて決定される。
電圧アンプ３０２の出力信号はＶＡＯクランプコントロール回路３０７で電源の動作状態に応じて、任意の電圧にクランプされる。
クランプ電圧はＰＦＣコンバータの出力電圧をモニタする端子ＦＢの電圧や、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知する信号によって２段階以上の電圧でコントロールされる。
前述したように、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状態を検知する信号は、一体型ＩＣであれば内部信号で生成されるが、ＰＦＣコンバータの制御ＩＣとＤＣＤＣコンバータ制御信号が別々の場合は、外部から入力される信号によって生成される。
クランプ電圧はＩＣ内部基準電圧（VREF）により生成することにより、任意の電圧設定が可能である。
電圧クランプ方式は、ダイオードを用いたクランプ方式が一般的であるが、その方式は問わない。使用する電源機器や負荷状況の切り替えに応じて設定される電圧は、その数に制限を設けない。
【００５８】
［本実施形態に電源シーケンスの一例］
本実施形態に係る電源装置１００の電源シーケンスの一例を図５に関連付けて説明する。図５ではクランプ電圧を３段階に設定した場合を示す。
【００５９】
起動時、ＰＦＣコンバータの出力電圧が低い段階において、ＶＡＯクランプ電圧ＶＣはロー（Ｌｏｗ）クランプ電圧ＶＣＬに設定されている。
ＰＦＣコンバータの出力電圧が上昇し、端子ＦＢから入力される出力電圧Ｖ１３０が閾値設定電圧Ｖｔｈ１を超えるとＶＡＯクランプ電圧ＶＣはミドル（Ｍｉｄｄｌｅ）クランプ電圧ＶＣＭに切り替わる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動による負荷の増大に伴う、出力電圧低下を抑制することができる。
その後、ＤＣＤＣコンバータ１４０が起動したことを検知し、ＤＣＤＣコンバータ１４０の最大負荷に耐えることができるように、ＶＡＯクランプ電圧ＶＣをハイ（Ｈｉｇｈ）クランプ電圧ＶＣＨに切り替える。
【００６０】
通常のＰＦＣコンバータでは、起動時からＤＣＤＣコンバータ１４０の最大負荷でもＰＦＣコンバータが動作できるようなオン時間設定になっているため、起動時に大電流がチョークコイルに発生し、音鳴りの原因となっている。
【００６１】
また、図５では交流電源瞬時停止時のシーケンスを記載しているが、その説明を下記に示す。
交流電源が瞬時停止し、ＰＦＣコンバータの出力電圧Ｖ１３０が低下する交流電源瞬停期間Ｔ１と、端子ＦＢから入力される出力電圧Ｖ１３０が設定電圧Ｖｔｈ２を下回ったことを検出してＶＡＯクランプ電圧ＶＣはミドルクランプ電圧ＶＣＭに切り替わる。
瞬時停止が解除されると、ＰＦＣコンバータは所定の電圧まで再度昇圧することになるが、ミドルクランプ電圧ＶＣＭに設定されていることで、昇圧時のオン時間をも制限し、チョークコイルに流れる電流抑制し、チョークコイルＬ３１の音鳴りを防止することができる。
【００６２】
交流電源の瞬時停止時間が長い交流電源瞬停期間Ｔ２において、ＰＦＣコンバータの出力電圧がＤＣＤＣコンバータ１４０の停止を規定する設定電圧Ｖｔｈ３よりも下がった場合は、ＰＦＣコンバータ起動時と同様のシーケンスとなる。
一般的にＤＣＤＣコンバータ１４０の起動する設定電圧Ｖｔｈ１と停止する設定電圧Ｖｔｈ３は起動電圧のほうが高く、ヒステリシスが設けられているため、ＤＣＤＣコンバータ１４０の起動状況に応じてクランプ電圧ＶＣを設定することができる。
【００６３】
本実施形態では、ハイクランプ電圧ＶＣＨを３．２Ｖ、ミドルクランプ電圧ＶＣＭを１．６Ｖ、ロークランプ電圧ＶＣＬを１．３Ｖとする。
ただし、その電圧は電源機器の使用形態に応じて変更される。またＶＡＯクランプ電圧ＶＣの切り替わりタイミングは、内部タイマによって任意で制御される。
【００６４】
＜３．変形例＞
以下に、本実施形態に係る電源装置の変形例について説明する。
【００６５】
ＰＦＣコンバータとＤＣＤＣコンバータの制御回路が一体型、別制御回路であることを問わない。
電圧アンプクランプ電圧の設定数は、２つ以上であればその設定数を問わない。
ＶＡＯクランプ電圧を切り替えるための端子ＦＢのモニタ電圧設定数は１つ以上であればその設定数を問わない。
ＶＡＯクランプ電圧を切り替えるタイミングは端ＦＢ子のモニタ電圧検出後やＤＣＤＣコンバータの起動を検出後であれば、その直後だけでなくＩＣ内部でのタイマ設定に依存しない。
ＰＦＣコンバータは臨界モード制御だけではなく、電流連続モード、電流不連続モードなどその形態を問わない。
チョークコイルの音鳴りだけでなく、電源装置に搭載されるその他の受動素子の音鳴り防止のために本発明は適用される。
【００６６】
以上説明したように、本実施形態によれば、ＰＦＣコンバータ起動時や交流電源瞬時停止からの復帰時の過電流制御によるチョークコイルの音鳴りを防止することができる。
その結果、音鳴り問題に対する外付け部品の削減や電源品質を向上させることができる。
【符号の説明】
【００６７】
１００・・・電源装置、１１０・・・交流（ＡＣ）電源、１２０・・・電力入力部、１２１・・・整流回路、１２２・・・入力キャパシタ、１３０・・・第１のコンバータとしてのＡＣＤＣコンバータ（ＰＦＣコンバータ）、Ｌ１３１・・・チョークコイル、ＳＷ１３１・・・スイッチング素子、Ｒ１３１・・・電流検出抵抗、Ｄ１３１・・・ダイオード、Ｃ１３１・・・出力キャパシタ、Ｒ１３２，Ｒ１３３・・・出力電圧検出部としての出力電圧検出抵抗、１３１・・・制御回路（半導体集積回路：制御ＩＣ）、ＮＤ１３１〜ＮＤ１３４・・・ノード、１４０・・・第２のコンバータとしてのＤＣＤＣコンバータ、１５０・・・フォトカプラ、２００・・・電子機器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の交流（ＡＣ）ラインと、
第２のＡＣラインと、
ＡＣ電源からのＡＣ電圧を整流する整流回路を含み、整流した電圧を、上記第１および第２のＡＣラインに出力する電力入力部と、
スイッチング素子を含む上記ＡＣ電圧を第１のＤＣ電圧に変換する第１のコンバータと、
上記第１のコンバータの第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する第２のコンバータと、
少なくとも上記第１のコンバータのスイッチング素子のオンオフ駆動制御を行う制御回路と、を有し、
上記第１のコンバータは、
出力ノードと、
上記整流回路の出力端子に一端が接続された上記第１のＡＣラインに配置されたチョークコイルと、
上記チョークコイルの他端側から上記出力ノードに向かって順方向となるように上記チョークコイルの他端および上記出力ノード間に接続されたダイオードと、
上記チョークコイルの他端側の上記第１のＡＣラインと上記第２のＡＣライン間に接続された上記スイッチング素子と、
上記出力ノードと上記第２のＡＣライン間に接続された出力キャパシタと、を含み、
上記制御回路は、
上記第１のコンバータの出力電圧および上記第２のコンバータの起動状態のうち、少なくとも上記第１のコンバータの出力電圧に応じて、上記スイッチング素子のオン時間を制御する
電源装置。
【請求項２】
上記制御回路は、
上記チョークコイル電流がなくなったことを検出すると上記スイッチング素子をオンさせ、当該オン時間は上記第１のコンバータの出力電圧に応じて決定する
請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
上記制御回路は、
上記第１のコンバータの出力電圧を受ける出力入力部と、
上記電圧入力部の出力信号レベルに応じて上記スイッチング素子のオン時間を決定するオン時間制御部と、
上記出力電圧レベルを複数段階でのモニタするモニタ回路と、
上記モニタ回路のモニタ結果に応じて上記電圧入力部の出力信号をクランプするクランプコントール回路と、を含む
請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
上記クランプコントロール回路は、
上記出力電圧が低いほど上記電圧入力部の出力信号が低い電圧となるようクランプし、上記出力電圧が高いほど上記電圧入力部の出力信号が高い電圧となるようクランプする
請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
上記クランプコントロール回路は、
上記モニタ回路のモニタ結果および上記第２のコンバータの起動状態を検知する信号のうち、少なくとも上記モニタ回路のモニタ結果に応じて２段階以上の電圧にクランプする機能を有する
請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
上記制御回路は、
上記クランプ電圧を出力端子から出力可能である
請求項２から５のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項７】
上記制御回路は、
上記クランプ電圧をダイオードクランプ方式にて制御する
請求項２から６のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項８】
上記制御回路は、
上記スイッチング素子を周期的にオンオフする機能を有する
請求項１から７のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項９】
制御回路は、
上記スイッチング素子に流れる電流の検出レベルが所定のレベルに達したことを検出して即座に上記スイッチング素子をオフする機能を有する
請求項１から８のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項１０】
上記制御回路は、
上記第１のコンバータの変換制御および上記第２のコンバータの変換制御が可能である
請求項１から９のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項１】
第１の交流（ＡＣ）ラインと、
第２のＡＣラインと、
ＡＣ電源からのＡＣ電圧を整流する整流回路を含み、整流した電圧を、上記第１および第２のＡＣラインに出力する電力入力部と、
スイッチング素子を含む上記ＡＣ電圧を第１のＤＣ電圧に変換する第１のコンバータと、
上記第１のコンバータの第１のＤＣ電圧を第２のＤＣ電圧に変換する第２のコンバータと、
少なくとも上記第１のコンバータのスイッチング素子のオンオフ駆動制御を行う制御回路と、を有し、
上記第１のコンバータは、
出力ノードと、
上記整流回路の出力端子に一端が接続された上記第１のＡＣラインに配置されたチョークコイルと、
上記チョークコイルの他端側から上記出力ノードに向かって順方向となるように上記チョークコイルの他端および上記出力ノード間に接続されたダイオードと、
上記チョークコイルの他端側の上記第１のＡＣラインと上記第２のＡＣライン間に接続された上記スイッチング素子と、
上記出力ノードと上記第２のＡＣライン間に接続された出力キャパシタと、を含み、
上記制御回路は、
上記第１のコンバータの出力電圧および上記第２のコンバータの起動状態のうち、少なくとも上記第１のコンバータの出力電圧に応じて、上記スイッチング素子のオン時間を制御する
電源装置。
【請求項２】
上記制御回路は、
上記チョークコイル電流がなくなったことを検出すると上記スイッチング素子をオンさせ、当該オン時間は上記第１のコンバータの出力電圧に応じて決定する
請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
上記制御回路は、
上記第１のコンバータの出力電圧を受ける出力入力部と、
上記電圧入力部の出力信号レベルに応じて上記スイッチング素子のオン時間を決定するオン時間制御部と、
上記出力電圧レベルを複数段階でのモニタするモニタ回路と、
上記モニタ回路のモニタ結果に応じて上記電圧入力部の出力信号をクランプするクランプコントール回路と、を含む
請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
上記クランプコントロール回路は、
上記出力電圧が低いほど上記電圧入力部の出力信号が低い電圧となるようクランプし、上記出力電圧が高いほど上記電圧入力部の出力信号が高い電圧となるようクランプする
請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
上記クランプコントロール回路は、
上記モニタ回路のモニタ結果および上記第２のコンバータの起動状態を検知する信号のうち、少なくとも上記モニタ回路のモニタ結果に応じて２段階以上の電圧にクランプする機能を有する
請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
上記制御回路は、
上記クランプ電圧を出力端子から出力可能である
請求項２から５のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項７】
上記制御回路は、
上記クランプ電圧をダイオードクランプ方式にて制御する
請求項２から６のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項８】
上記制御回路は、
上記スイッチング素子を周期的にオンオフする機能を有する
請求項１から７のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項９】
制御回路は、
上記スイッチング素子に流れる電流の検出レベルが所定のレベルに達したことを検出して即座に上記スイッチング素子をオフする機能を有する
請求項１から８のいずれか一に記載の電源装置。
【請求項１０】
上記制御回路は、
上記第１のコンバータの変換制御および上記第２のコンバータの変換制御が可能である
請求項１から９のいずれか一に記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１０−２７９１９０（Ｐ２０１０−２７９１９０Ａ）
【公開日】平成２２年１２月９日（２０１０．１２．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１３０００３（Ｐ２００９−１３０００３）
【出願日】平成２１年５月２９日（２００９．５．２９）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月９日（２０１０．１２．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年５月２９日（２００９．５．２９）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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