ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】不適合なＤＣ−ＤＣコンバータが接続されたことを、出力側に接続する負荷へ伝達可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】高圧側出力線と低圧側出力線のいずれかにシャント抵抗を直列に配線し、シャント抵抗両端の電位差を表す電圧信号を、負荷へ出力する。
【解決手段】高圧側出力線と低圧側出力線のいずれかにシャント抵抗を直列に配線し、シャント抵抗両端の電位差を表す電圧信号を、負荷へ出力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流入力電圧を変換し、一対の出力線間に接続する負荷へ安定した直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、更に詳しくは、負荷に流れる出力電流の電流値を、ＤＣ−ＤＣコンバータ側から出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、不安定な直流入力電圧を安定した所定出力電圧に変換する変換器として、携帯電話機、携帯音楽プレーヤ等の携帯電子機器の充電器やＡＣアダプタに用いられている。
【０００３】
図４は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのうちから絶縁フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の一例を示すもので（特許文献１）、図中、１ａは、直流電源のの高圧端子、１ｂは、低圧端子であり、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線である。
【０００４】
間欠発振素子３は、トランス２の一次巻線２ａと、直流電源１に対して直列に接続され、通常は、一定周波数で一次巻線２ａと低圧端子１ｂ間を開閉するように連続動作し、制御端子３ａに一定の電流を流す休止制御信号が入力されている間は、一次巻線２ａと低圧端子１ｂ間を切断させた状態で休止する。
【０００５】
３９は、後述する出力側に設けられたフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルするフォトカプラ受光素子であり、間欠発振素子３の制御端子３ａと直流電源１の低圧端子１ｂ間に接続される。
【０００６】
トランス２の二次側（出力側）には、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード４と平滑コンデンサ１３が設けられ、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力している。
【０００７】
一対の出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定値に設定する設定電圧若しくは設定電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５を発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられている。
【０００８】
上述の間欠発振素子３は、連続動作している間に、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に発生する出力電力と出力電流が徐々に上昇するように、開閉動作の周波数とオンデューティが設定されている。高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に負荷が接続された状態で、上昇する出力電圧が設定電圧を越えると、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力される分圧抵抗３０，３１の中間タップ３２の電位も上昇し、電圧監視用基準電源３４ａの第１比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【０００９】
また、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電流が設定電流を越えて上昇した場合も、低圧側出力線２０ｂに直列に接続される電流検出用抵抗４３の出力電流による電圧降下が増加して誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が上昇し、電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００１０】
その結果、出力電圧若しくは出力電流のいずれかが設定電圧若しくは設定電流を越える限り、フォトカプラ発光素子３５は発光し続け、これらの値を超えたことを示すリミット信号がフォトカプラ受光素子３９に連続して出力される。
【００１１】
フォトカプラ受光素子３９は、フォトカプラ発光素子３５からのリミット信号を受光している間、間欠発振素子３の制御端子３ａから直流電源１の低圧端子１ｂに一定の電流が流れるので、制御端子３ａには、休止制御信号が連続して入力される状態となる。その間間欠発振素子３の開閉動作が休止し、トランス３の１次巻き線２ａに流れる電流が遮断され、トランス３の二次出力巻線２ｂに蓄積される励磁エネルギーが徐々に負荷により消費されていくので、設定電圧若しくは設定電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、減少し、設定電圧若しくは設定電流以下となる。
【００１２】
その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光を停止し、フォトカプラ受光素子３９がリミット信号を受光しなくなるので、間欠発振素子３は、再び連続開閉動作を繰り返し、出力電圧と出力電流をそれぞれ設定電圧と設定電流とする定電圧制御と定電流制御が行われる。
【００１３】
また、一対の出力線間の出力電圧が何らかの原因で設定電圧を超えその動作を停止させた場合に、異常動作信号を負荷へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータも知られている（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特許第３３９１７７４号公報
【特許文献２】特開２００５−３２３４３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
この種の従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、充電器やＡＣアダプタとして、その出力定格に適合する負荷である電子機器に接続して使用されるが、近年の電子機器は、汎用のＵＳＢ（Universal Serial Bus）コネクタを介して充電器やＡＣアダプタと接続する構成が採用されているので、適合しないＤＣ−ＤＣコンバータとも誤接続する可能性がある。負荷の消費電力を越えた出力定格のＤＣ−ＤＣコンバータに誤接続すると、負荷側からＤＣ−ＤＣコンバータの動作を停止させたり、その動作を制御する手段がないので、負荷の内部で余剰電力を消費しなければならず、異常発熱による火傷や火災発生の危険が生じるものであった。
【００１６】
このような問題が予測されるにもかかわらず、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに代表される従来のＤＣ−ＤＣコンバータには、不適合な負荷が接続された場合にその誤接続状態を負荷側へ出力手段がなく、特許文献２に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータであっても、自らの異常動作を負荷側へ出力するだけであり、定格出力の正常動作をしながら、上記危険が発生する恐れがあるような誤接続を、負荷側へ伝達する手段は備えていなかった。
【００１７】
一方、負荷側で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力線に接続する内部配線に、図４の電流検出用抵抗４３に相当するシャント抵抗を直列に接続し、その電圧降下からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が定格電流と異なる場合にＤＣ−ＤＣコンバータの誤接続を表示部へ表示し、使用者へ警告すること方法が考えられる。しかしながら、一般に充電器としてＤＣ−ＤＣコンバータを負荷へ接続する場合には、出力電流（充電電流）が１Ａ程度と大きく、負荷の内部に接続するシャント抵抗の電圧降下を無視できず、負荷内部のバッテリー等は、定電圧出力制御するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧未満の電圧で充電されることとなり、充電電圧不足の問題が生じる。特に、リチュウムイオン電池は、充電電圧を厳しく管理して充電する必要があり、ＤＣ−ＤＣコンバータ側の出力電圧を設定電圧に定電圧制御しても、出力電流の変化で充電電圧が変動するものとなるので、上述のように、負荷側で出力電流を監視して、不適合なＤＣ−ＤＣコンバータとの接続を検出することは実用上困難なものとなっている。
【００１８】
また、負荷内部の各回路は、一般的に接地レベルのＤＣ−ＤＣコンバータの低圧側出力線２０ｂの電位を基準電位として動作するので、出力電流を表す図４の電流検出用抵抗４３による電圧降下は負極性で表され、負荷側へ出力しても通常の負荷側比較回路では検出できない。電流検出用抵抗４３による電圧降下を正極性で表すように、電流検出用抵抗４３を高圧側出力線２０ａに直列に接続すると、出力電圧に対して出力電流を表すシャント抵抗の電圧降下が小さいため、出力電圧変動の影響を受け、高精度で出力電流を検出できないという問題があり、結局、ＤＣ−ＤＣコンバータ側から負荷へ出力電流の値を伝達する障害となっていた。
【００１９】
本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、不適合なＤＣ−ＤＣコンバータが接続されたことを、出力側に接続する負荷へ伝達可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００２０】
また、簡単な構成で、出力電流を表す電圧信号を正極性で負荷へ出力し、負荷側の比較回路で検出可能としたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上述の目的を達成するため、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源に直列に接続されるスイッチング素子と、スイッチング素子の開閉動作により直流電源から流れる電流が断続し、負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に、直流電源の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換を出力するインダクタと、高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてスイッチング素子を開閉制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
高圧側出力線と低圧側出力線のいずれかにシャント抵抗を直列に配線し、シャント抵抗両端の電位差を表す電圧信号を、負荷へ出力することを最も主要な特徴とする。
【００２２】
負荷に出力される電圧信号は、シャント抵抗が直列に接続された高圧側出力線若しくは低圧側出力線に流れる出力電流を表すので、負荷側で、内部負荷への電圧を変動させずに、入力される電圧信号からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を検出できる。
【００２３】
また、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、シャント抵抗を、低圧側出力線に直列に配線し、高圧側出力線とシャント抵抗の入力側に接続する低圧側出力線間に、一方を高圧側出力線に接続させたバッファ抵抗と、シャント抵抗の両端の電位差より高い定電圧を発生させる定電圧回路素子とを直列に接続し、定電圧回路素子とバッファ抵抗との直列接続点から電圧信号を出力することを特徴とする。
【００２４】
負荷に接続する低圧側出力線の電位を基準電位として、シャント抵抗の入力側の電位は、低圧側主力線に流れる出力電流に比例する負極性の電位で表されるが、定電圧回路素子を介して定電圧回路素子とバッファ抵抗との直列接続点から出力される電圧信号は、正極性で負荷に流れる出力電流を表す。
【００２５】
定電圧回路素子は、出力電圧の変動に依存しない定電圧を発生し、出力電圧の変動に応じてバッファ抵抗の電圧が変化する。
【００２６】
また、請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、定電圧回路素子がシャントレギュレータであることを特徴とする。
【００２７】
シャントレギュレータは、負荷と並列に接続され、負荷に出力される直流出力電圧の変動に依存しない定電圧を発生し、数Ｖの直流出力電圧以下で、シャント抵抗の両端の電位差以上の定電圧を容易に生成できる。
【００２８】
また、請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、シャント抵抗両端の電位差から検出する低圧側出力線に流れる出力電流に応じてスイッチング素子を開閉制御し、前記出力電流を定電流制御する定電流制御回路を更に備えたことを特徴とする。
【００２９】
正極性の電圧信号を出力するために用いるシャント抵抗を定電流制御回路の電流検出用抵抗に利用する。
【発明の効果】
【００３０】
請求項１の発明によれば、負荷のバッテリーへの充電電圧を低下させたり、変動させずに、負荷側で接続しているＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を検出できる。
【００３１】
負荷側で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流から、異なる定格出力のＤＣ−ＤＣコンバータとの誤接続を検出でき、使用者に注意を喚起させることにより、負荷の異常発熱の危険を未然防止できる。
【００３２】
請求項２の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される電圧信号は、低圧側出力線の基準電位に対して正極性で、負荷に流れる出力電流を表すので、低圧側出力線の電位を基準電位として動作する負荷側の通常の比較回路でＤＣ−ＤＣコンバータから出力される出力電流を容易に検出できる。
【００３３】
シャント抵抗は、低圧側出力線に直列に接続されるので、低圧側出力線の電位を基準電位として比較する出力電流を表す電位が出力電圧の変動に影響せず、高精度で出力電流を検出できる。
【００３４】
請求項３の発明によれば、出力電圧が数Ｖ、出力電流が１Ａ程度の定格のＤＣ−ＤＣコンバータから、正極性の電圧信号を出力するための定電圧回路素子として適している。
【００３５】
請求項４の発明によれば、定電流制御回路の電流検出用抵抗をシャント抵抗として利用できるので、定電圧回路素子とバッファ抵抗を接続するだけで、出力電流を表す正極性の電圧信号を負荷へ接続できる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０の概略を示す回路図である。
【図２】本発明の第２実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ５０の回路図である。
【図３】バイポーラトランジスタ６０を定電圧回路素子として用いたＤＣ−ＤＣコンバータ７０の回路図である。
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０を図１を参照して説明する。本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、図４に示す従来のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と基本構成は同一であり、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００に定電圧回路素子７とバッファ抵抗８を設けたものである。従って、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と共通する回路及び回路素子については、同一の番号を付し、その詳細な説明は省略する。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０にも定電圧制御回路の電圧監視回路、交流負帰還素子を備えているが、図１ではこれらの構成の図示を省略している。
【００３８】
本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が１００Ｖの商用交流電源に接続して、５Ｖ、１Ａの定格出力で負荷である携帯電話機４０を充電する充電器に内蔵されているものとして説明する。従って、図中、１は、１００Ｖの商用交流電圧を整流して得られる電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、その高圧端子１ａと低圧端子１ｂ間の直流入力電圧は、１４１Ｖとなっている。２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、一次巻線２ａは、間欠発振素子３と、直流電源１に対して直列に接続されている。
【００３９】
間欠発振素子３は、発振器とその発振及び休止を制御する制御素子と、トランス２の１次巻き線２ａの電流を断続するスイッチング素子とを内蔵するものであり、制御素子は、通常、発信器から出力される一定の周波数でスイッチング素子を開閉制御し、制御端子３ａに一定の電流を流す休止制御信号が入力されている間、発信器の発振を休止し、スイッチング素子を開制御するように動作する。
【００４０】
間欠発振素子３の制御端子３ａと直流電源１の低圧端子１ｂの間には、トランス２の二次側に設けられたフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルするフォトカプラ受光素子３９が接続され、トランス２の二次側から負荷４０へ出力される出力電圧と出力電流の信号を絶縁されたトランス２の一次側へ帰還させ、間欠発振素子３の間欠発振動作を制御している。
【００４１】
トランス２の二次出力巻線２ｂの両端は、負荷４０に接続する高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂに接続し、二次出力巻線２ｂに発生する出力は、高圧側出力線２０ａに直列に接続される整流用ダイオード４と二次出力巻線２ｂに並列に接続される平滑コンデンサ１３とから構成される整流平滑化回路により整流平滑化され、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力される。１４は、負荷４０の負荷変動に対して出力電圧の安定を得るためのコンデンサであるが、必須なものではない。
【００４２】
一対の出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の設定電圧若しくは設定電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５を発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられているが、上述の通り、電圧監視回路の図示とその説明は省略する。
【００４３】
電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂにシャント抵抗１１を直列に接続し、シャント抵抗１１の出力側一端を誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に、入力側他端を電流監視用基準電源３４ｂを介して非反転入力端子に入力している。これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、シャント抵抗１１の両端の電位差で表され、誤差増幅器３３ｂで電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧と比較して、所定の設定電流を越えたかどうかを判定する。
【００４４】
出力電流を定電流制御する目標値となる設定電流は、シャント抵抗１１の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定することができる。一方、シャント抵抗１１には出力電流が流れるので、シャント抵抗１１には小抵抗値の抵抗が用いられ、ここでは、出力電流を１Ａに定電流制御するために設定電流を１Ａとして、抵抗値０．３Ωのシャント抵抗１１と、０．３Ｖの電流監視用基準電源３４ｂを用いている。
【００４５】
誤差増幅器３３ｂの出力側には、フォトカプラ発光素子３５が接続され、フォトカプラ発光素子３５は、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続して、駆動電源の供給を受けている。従って、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流が設定電流を越える間、フォトカプラ発光素子３５は連続発光し、発光により設定電流を超えたことを示すリミット信号がフォトカプラ受光素子３９に出力される。
【００４６】
シャント抵抗１１の入力側の低圧側出力線２０ｂには、定電圧回路素子となるシャントレギュレータ７の低圧側が接続され、シャントレギュレータ７の他側の高圧側は、バッファ抵抗８を介して高圧側出力線２０ａに接続している。シャントレギュレータ７は、流れる電流にかかわらず、その両端に定電位差を発生させる回路素子で、その電位差は、出力電流が流れるシャント抵抗１１の電位差より大きく、定電圧制御する出力電圧より小さい定電位を発生させる定電圧回路素子を用いる。ここでは、出力電圧が５Ｖ以下で動作し、少なくとも出力電流が４Ａ以下で、高圧側の電位が正極性の電位となるように、低圧側に対して高圧側の電位が＋１．２５Ｖとなるシャントレギュレータを用いている。
【００４７】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧は、定電圧制御回路により定電圧制御されるものの、負荷の変動や入力電圧の変化による一時的な変動があるので、バッファ抵抗８に流れる電流が変化し、その電圧降下が出力電圧の変動に伴って変化することにより、直列に接続されたシャントレギュレータ７の電位差が定電位に保たれる。
【００４８】
シャントレギュレータ７とバッファ抵抗８との直列接続点は、信号線Ｄを介して負荷４０に接続し、シャントレギュレータ７の高圧側の電位を電圧信号として負荷４０へ出力している。
【００４９】
このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧とこれらの出力線に流れる出力電流が、所定の設定電圧と設定電流を越えていない間は、間欠発振素子３が一定の周波数で発振し、二次出力巻線２ｂに発生する出力電力若しくは出力電流が上昇する。
【００５０】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷４０によって、シャント抵抗１１に流れる出力電流が設定電流を越えると、誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を越え、第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００５１】
出力電流が設定した設定電流を越える限り、フォトカプラ発光素子３５は発光し続け、これらの値を超えたことを示すリミット信号をフォトカプラ受光素子３９へ連続して出力する。フォトカプラ受光素子３９は、フォトカプラ発光素子３５からのリミット信号を受光している間、間欠発振素子３の制御端子３ａから直流電源１の低圧端子１ｂに一定の電流が流れるので、制御端子３ａには、休止制御信号が入力された状態となる。その結果、間欠発振素子３は、フォトカプラ受光素子３９がリミット信号を受光している間、発振器の発振を休止し、内蔵のスイッチング素子は開動作する。
【００５２】
間欠発振素子３のスイッチング素子が開動作すると、トランス３の１次巻き線２ａに流れる電流が遮断され、トランス３の二次出力巻線２ｂには、出力電力が発生しないので、設定電流を越えていた出力電流は、徐々に設定電流以下となる。その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光を停止し、フォトカプラ受光素子３９がリミット信号を受光しなくなるので、間欠発振素子３は、再び発振を繰り返し、負荷４０の電力に応じた安定した出力が得られ、出力電流は設定電流に定電流制御される。
【００５３】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の低圧側出力線２０ｂが接続する負荷４０内部の各回路は、一般的に接地レベルである低圧側出力線２０ｂの電位を基準電位として動作するので、基準電位に対して、シャント抵抗１１の入力側、すなわちシャントレギュレータ７の低圧側の電位は、出力電流の電流値に比例する負極性の電位となる。例えば、低圧側出力線２０ｂに設定電流が流れているとすれば、シャント抵抗１１の抵抗値０．３Ωに設定電流の１Ａを乗じた−０．３Ｖの電位となる。
【００５４】
シャントレギュレータ７は、低圧側に対して高圧側に＋１．２５Ｖの定電位差を発生し、また、シャント抵抗１１の抵抗値が０．３Ωであるので、出力電流が４．１６Ａ以下であれば、高圧側の電位、すなわち、電圧信号として負荷４０に出力される信号線Ｄの電位は、基準電位に対して正極性となり、その電位は、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流が上昇するほど低下する電位となる。例えば、低圧側出力線２０ｂに１Ａの設定電流が流れていれば、＋０．９５Ｖであり、設定電流以上の１．２Ａが流れれば、＋０．８９Ｖの電位が電圧信号として信号線Ｄから負荷４０へ出力される。
【００５５】
負荷４０側では、信号線Ｄの電位が正極性であるので、基準電位と比較する正極性の差電圧を容易に所定の電位差と判別することができる。定格１Ａの出力電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１０を充電器として用いる負荷４０では、信号線Ｄの電位が基準電位に対して＋０．９５Ｖの前後であれば、適合するＤＣ−ＤＣコンバータ１０が接続されているものと認識できる。一方、負荷４０の充電時の消費電力に対して過大な定格出力のＤＣ−ＤＣコンバータが誤接続された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の設定電流より大きい出力電流がシャント抵抗１１に流れ、信号線Ｄの電位が＋０．９５Ｖより低下する。また、逆に定格出力の小さいＤＣ−ＤＣコンバータが誤接続された場合には、出力電圧が上昇するとともに、シャント抵抗１１に流れる出力電流は設定電流より小さくなり、信号線Ｄの電位が＋１．２５Ｖを上限として＋０．９５Ｖより上昇する。従って、負荷４０において、信号線Ｄの電位から適合するＤＣ−ＤＣコンバータ１０以外のＤＣ−ＤＣコンバータと誤接続したことを検出でき、そのような場合に図示しない表示器等による警告手段で「異なるＤＣ−ＤＣコンバータ」が誤って接続されたことを操作者へ伝達させることができる。
【００５６】
尚、上記実施の形態では、低圧側出力線２０ｂの基準電位に対して、出力電流を表す信号線Ｄの電位を正極性とするために、シャントレギュレータ７を用いたが、負荷４０において、出力電流を負極性の電位で表しても判別できるものであれば、図２に示すように、シャント抵抗１１の入力側に信号線Ｄを直接接続し、基準電位に対して負極性の電位で表す電圧信号を負荷４０へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータ５０であってもよい。
【００５７】
また、定電圧回路素子として、シャントレギュレータ７を用いたが、出力電流が流れるシャント抵抗１１の電位差より大きく、定電圧制御する出力電圧より小さい定電位を両端に発生させる定電圧回路素子であれば、高圧側出力線２０ａから低圧側出力線２０ｂの方向を順方向とするダイオードをシャントレギュレータ７に代用してもよい。ダイオードの順方向電圧降下Ｖｆは、略０．６Ｖの定電位であるので、図１のシャントレギュレータ７にダイオードを代用すれば、負荷４０の内部抵抗に対して充分に高い例えば４．７ｋΩのバッファ抵抗８を直列に接続し、１Ａの設定電流が流れた際に、信号線Ｄから出力電流を表す正極性の＋０．３Ｖの電位の電圧信号を出力することができる。
【００５８】
更に、定電圧回路素子として、バイポーラトランジスタ６０を用いることもできる。図３は、ＮＰＮ型トランジスタ６０をシャントレギュレータ７に代えて用いたＤＣ−ＤＣコンバータ７０の回路図であり、ベース−コレクタ間とベース−エミッタ間にそれぞれ１ｋΩのバイアス抵抗６１、６２が接続され、また、バッファ抵抗８の抵抗値は、ＮＰＮ型トランジスタ６０を介して大きな電流が流れないように、負荷４０の内部抵抗に対して充分に高い３．８ｋΩとなっている。
【００５９】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に５Ｖの出力電圧が発生し、ＮＰＮ型トランジスタ６０が遮断状態にあるとすると、バイアス抵抗６２に生じる分電圧によってベース電圧ＶＢＥが動作電圧の０．６Ｖを越え、トランジスタ６０は能動状態に移行する。このときバイアス抵抗６２に流れる電流は、ベース電圧ＶＥＢが０．６Ｖでほぼ変化しないので、０．６ｍＡで変化せず、一方、バイアス抵抗６１を介してベースに流れるベース電流は、コレクタ電流に比べて無視できるほど小さいので、バイアス抵抗６１とバイアス抵抗６２に流れる電流はほぼ等しく、コレクタ−ベース間の電圧ＶＣＢも０．６Ｖの定電圧となる。その結果、コレクタ−エミッタ間の電圧ＶＣＥは１．２Ｖで安定し、シャント抵抗１１の入力側の負極性の電位に対して、信号線Ｄが接続する電位は、＋１．２Ｖ上昇し、正極性の電位で出力電流を表すことができる。
【００６０】
以上の実施の形態は、絶縁フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータで説明したが、絶縁フォワードバック型やチョークコンバータ等他のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。
【００６１】
また、出力電流を検出するシャント抵抗を、出力電流の定電流制御に用いる電流検出用抵抗と兼ねたが、別に設けてもよい。
【００６２】
また、定電圧回路素子を用いる場合には、出力電圧によって変動しない定電圧の加算電圧が得られる素子であれば、インピーダンスの低いツェナーダイオード等の上述以外の素子を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、充電器から出力される充電電流を内部回路で検出することが困難な被充電機器を充電する充電器に適している。
【符号の説明】
【００６４】
１ 直流電源
２ａ トランスの一次巻線（インダクタ）
２ｂ トランスの二次巻線（インダクタ）
３ 間欠発振素子（スイッチング素子、定電圧制御回路）
７ シャントレギュレータ（定電圧回路素子）
８ バッファ抵抗
１０、５０、７０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１ シャント抵抗
２０ａ 高圧側出力線
２０ｂ 低圧側出力線
６０ トランジスタ（定電圧回路素子）
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流入力電圧を変換し、一対の出力線間に接続する負荷へ安定した直流出力電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関し、更に詳しくは、負荷に流れる出力電流の電流値を、ＤＣ−ＤＣコンバータ側から出力するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、不安定な直流入力電圧を安定した所定出力電圧に変換する変換器として、携帯電話機、携帯音楽プレーヤ等の携帯電子機器の充電器やＡＣアダプタに用いられている。
【０００３】
図４は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータのうちから絶縁フライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の一例を示すもので（特許文献１）、図中、１ａは、直流電源のの高圧端子、１ｂは、低圧端子であり、２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線である。
【０００４】
間欠発振素子３は、トランス２の一次巻線２ａと、直流電源１に対して直列に接続され、通常は、一定周波数で一次巻線２ａと低圧端子１ｂ間を開閉するように連続動作し、制御端子３ａに一定の電流を流す休止制御信号が入力されている間は、一次巻線２ａと低圧端子１ｂ間を切断させた状態で休止する。
【０００５】
３９は、後述する出力側に設けられたフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルするフォトカプラ受光素子であり、間欠発振素子３の制御端子３ａと直流電源１の低圧端子１ｂ間に接続される。
【０００６】
トランス２の二次側（出力側）には、整流平滑化回路を構成する整流用ダイオード４と平滑コンデンサ１３が設けられ、二次出力巻線２ｂの出力を整流平滑化して、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力している。
【０００７】
一対の出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定値に設定する設定電圧若しくは設定電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５を発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられている。
【０００８】
上述の間欠発振素子３は、連続動作している間に、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に発生する出力電力と出力電流が徐々に上昇するように、開閉動作の周波数とオンデューティが設定されている。高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に負荷が接続された状態で、上昇する出力電圧が設定電圧を越えると、誤差増幅器３３ａの反転入力端子に入力される分圧抵抗３０，３１の中間タップ３２の電位も上昇し、電圧監視用基準電源３４ａの第１比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【０００９】
また、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷によって、出力電流が設定電流を越えて上昇した場合も、低圧側出力線２０ｂに直列に接続される電流検出用抵抗４３の出力電流による電圧降下が増加して誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が上昇し、電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００１０】
その結果、出力電圧若しくは出力電流のいずれかが設定電圧若しくは設定電流を越える限り、フォトカプラ発光素子３５は発光し続け、これらの値を超えたことを示すリミット信号がフォトカプラ受光素子３９に連続して出力される。
【００１１】
フォトカプラ受光素子３９は、フォトカプラ発光素子３５からのリミット信号を受光している間、間欠発振素子３の制御端子３ａから直流電源１の低圧端子１ｂに一定の電流が流れるので、制御端子３ａには、休止制御信号が連続して入力される状態となる。その間間欠発振素子３の開閉動作が休止し、トランス３の１次巻き線２ａに流れる電流が遮断され、トランス３の二次出力巻線２ｂに蓄積される励磁エネルギーが徐々に負荷により消費されていくので、設定電圧若しくは設定電流を越えていた出力電圧若しくは出力電流は、減少し、設定電圧若しくは設定電流以下となる。
【００１２】
その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光を停止し、フォトカプラ受光素子３９がリミット信号を受光しなくなるので、間欠発振素子３は、再び連続開閉動作を繰り返し、出力電圧と出力電流をそれぞれ設定電圧と設定電流とする定電圧制御と定電流制御が行われる。
【００１３】
また、一対の出力線間の出力電圧が何らかの原因で設定電圧を超えその動作を停止させた場合に、異常動作信号を負荷へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータも知られている（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特許第３３９１７７４号公報
【特許文献２】特開２００５−３２３４３７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
この種の従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、充電器やＡＣアダプタとして、その出力定格に適合する負荷である電子機器に接続して使用されるが、近年の電子機器は、汎用のＵＳＢ（Universal Serial Bus）コネクタを介して充電器やＡＣアダプタと接続する構成が採用されているので、適合しないＤＣ−ＤＣコンバータとも誤接続する可能性がある。負荷の消費電力を越えた出力定格のＤＣ−ＤＣコンバータに誤接続すると、負荷側からＤＣ−ＤＣコンバータの動作を停止させたり、その動作を制御する手段がないので、負荷の内部で余剰電力を消費しなければならず、異常発熱による火傷や火災発生の危険が生じるものであった。
【００１６】
このような問題が予測されるにもかかわらず、特許文献１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに代表される従来のＤＣ−ＤＣコンバータには、不適合な負荷が接続された場合にその誤接続状態を負荷側へ出力手段がなく、特許文献２に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータであっても、自らの異常動作を負荷側へ出力するだけであり、定格出力の正常動作をしながら、上記危険が発生する恐れがあるような誤接続を、負荷側へ伝達する手段は備えていなかった。
【００１７】
一方、負荷側で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力線に接続する内部配線に、図４の電流検出用抵抗４３に相当するシャント抵抗を直列に接続し、その電圧降下からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が定格電流と異なる場合にＤＣ−ＤＣコンバータの誤接続を表示部へ表示し、使用者へ警告すること方法が考えられる。しかしながら、一般に充電器としてＤＣ−ＤＣコンバータを負荷へ接続する場合には、出力電流（充電電流）が１Ａ程度と大きく、負荷の内部に接続するシャント抵抗の電圧降下を無視できず、負荷内部のバッテリー等は、定電圧出力制御するＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧未満の電圧で充電されることとなり、充電電圧不足の問題が生じる。特に、リチュウムイオン電池は、充電電圧を厳しく管理して充電する必要があり、ＤＣ−ＤＣコンバータ側の出力電圧を設定電圧に定電圧制御しても、出力電流の変化で充電電圧が変動するものとなるので、上述のように、負荷側で出力電流を監視して、不適合なＤＣ−ＤＣコンバータとの接続を検出することは実用上困難なものとなっている。
【００１８】
また、負荷内部の各回路は、一般的に接地レベルのＤＣ−ＤＣコンバータの低圧側出力線２０ｂの電位を基準電位として動作するので、出力電流を表す図４の電流検出用抵抗４３による電圧降下は負極性で表され、負荷側へ出力しても通常の負荷側比較回路では検出できない。電流検出用抵抗４３による電圧降下を正極性で表すように、電流検出用抵抗４３を高圧側出力線２０ａに直列に接続すると、出力電圧に対して出力電流を表すシャント抵抗の電圧降下が小さいため、出力電圧変動の影響を受け、高精度で出力電流を検出できないという問題があり、結局、ＤＣ−ＤＣコンバータ側から負荷へ出力電流の値を伝達する障害となっていた。
【００１９】
本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、不適合なＤＣ−ＤＣコンバータが接続されたことを、出力側に接続する負荷へ伝達可能なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００２０】
また、簡単な構成で、出力電流を表す電圧信号を正極性で負荷へ出力し、負荷側の比較回路で検出可能としたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上述の目的を達成するため、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源に直列に接続されるスイッチング素子と、スイッチング素子の開閉動作により直流電源から流れる電流が断続し、負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に、直流電源の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換を出力するインダクタと、高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてスイッチング素子を開閉制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
高圧側出力線と低圧側出力線のいずれかにシャント抵抗を直列に配線し、シャント抵抗両端の電位差を表す電圧信号を、負荷へ出力することを最も主要な特徴とする。
【００２２】
負荷に出力される電圧信号は、シャント抵抗が直列に接続された高圧側出力線若しくは低圧側出力線に流れる出力電流を表すので、負荷側で、内部負荷への電圧を変動させずに、入力される電圧信号からＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を検出できる。
【００２３】
また、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、シャント抵抗を、低圧側出力線に直列に配線し、高圧側出力線とシャント抵抗の入力側に接続する低圧側出力線間に、一方を高圧側出力線に接続させたバッファ抵抗と、シャント抵抗の両端の電位差より高い定電圧を発生させる定電圧回路素子とを直列に接続し、定電圧回路素子とバッファ抵抗との直列接続点から電圧信号を出力することを特徴とする。
【００２４】
負荷に接続する低圧側出力線の電位を基準電位として、シャント抵抗の入力側の電位は、低圧側主力線に流れる出力電流に比例する負極性の電位で表されるが、定電圧回路素子を介して定電圧回路素子とバッファ抵抗との直列接続点から出力される電圧信号は、正極性で負荷に流れる出力電流を表す。
【００２５】
定電圧回路素子は、出力電圧の変動に依存しない定電圧を発生し、出力電圧の変動に応じてバッファ抵抗の電圧が変化する。
【００２６】
また、請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、定電圧回路素子がシャントレギュレータであることを特徴とする。
【００２７】
シャントレギュレータは、負荷と並列に接続され、負荷に出力される直流出力電圧の変動に依存しない定電圧を発生し、数Ｖの直流出力電圧以下で、シャント抵抗の両端の電位差以上の定電圧を容易に生成できる。
【００２８】
また、請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、シャント抵抗両端の電位差から検出する低圧側出力線に流れる出力電流に応じてスイッチング素子を開閉制御し、前記出力電流を定電流制御する定電流制御回路を更に備えたことを特徴とする。
【００２９】
正極性の電圧信号を出力するために用いるシャント抵抗を定電流制御回路の電流検出用抵抗に利用する。
【発明の効果】
【００３０】
請求項１の発明によれば、負荷のバッテリーへの充電電圧を低下させたり、変動させずに、負荷側で接続しているＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を検出できる。
【００３１】
負荷側で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流から、異なる定格出力のＤＣ−ＤＣコンバータとの誤接続を検出でき、使用者に注意を喚起させることにより、負荷の異常発熱の危険を未然防止できる。
【００３２】
請求項２の発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータから出力される電圧信号は、低圧側出力線の基準電位に対して正極性で、負荷に流れる出力電流を表すので、低圧側出力線の電位を基準電位として動作する負荷側の通常の比較回路でＤＣ−ＤＣコンバータから出力される出力電流を容易に検出できる。
【００３３】
シャント抵抗は、低圧側出力線に直列に接続されるので、低圧側出力線の電位を基準電位として比較する出力電流を表す電位が出力電圧の変動に影響せず、高精度で出力電流を検出できる。
【００３４】
請求項３の発明によれば、出力電圧が数Ｖ、出力電流が１Ａ程度の定格のＤＣ−ＤＣコンバータから、正極性の電圧信号を出力するための定電圧回路素子として適している。
【００３５】
請求項４の発明によれば、定電流制御回路の電流検出用抵抗をシャント抵抗として利用できるので、定電圧回路素子とバッファ抵抗を接続するだけで、出力電流を表す正極性の電圧信号を負荷へ接続できる。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の第１実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０の概略を示す回路図である。
【図２】本発明の第２実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ５０の回路図である。
【図３】バイポーラトランジスタ６０を定電圧回路素子として用いたＤＣ−ＤＣコンバータ７０の回路図である。
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３７】
以下、本発明の一実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０を図１を参照して説明する。本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、図４に示す従来のフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００と基本構成は同一であり、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００に定電圧回路素子７とバッファ抵抗８を設けたものである。従って、従来のＤＣ−ＤＣコンバータ１００と共通する回路及び回路素子については、同一の番号を付し、その詳細な説明は省略する。尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０にも定電圧制御回路の電圧監視回路、交流負帰還素子を備えているが、図１ではこれらの構成の図示を省略している。
【００３８】
本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０が１００Ｖの商用交流電源に接続して、５Ｖ、１Ａの定格出力で負荷である携帯電話機４０を充電する充電器に内蔵されているものとして説明する。従って、図中、１は、１００Ｖの商用交流電圧を整流して得られる電圧が変動する可能性のある不安定な直流電源であり、その高圧端子１ａと低圧端子１ｂ間の直流入力電圧は、１４１Ｖとなっている。２ａは、トランス２の一次巻線、２ｂは、トランス２の二次出力巻線であり、一次巻線２ａは、間欠発振素子３と、直流電源１に対して直列に接続されている。
【００３９】
間欠発振素子３は、発振器とその発振及び休止を制御する制御素子と、トランス２の１次巻き線２ａの電流を断続するスイッチング素子とを内蔵するものであり、制御素子は、通常、発信器から出力される一定の周波数でスイッチング素子を開閉制御し、制御端子３ａに一定の電流を流す休止制御信号が入力されている間、発信器の発振を休止し、スイッチング素子を開制御するように動作する。
【００４０】
間欠発振素子３の制御端子３ａと直流電源１の低圧端子１ｂの間には、トランス２の二次側に設けられたフォトカプラ発光素子３５とフォトカップルするフォトカプラ受光素子３９が接続され、トランス２の二次側から負荷４０へ出力される出力電圧と出力電流の信号を絶縁されたトランス２の一次側へ帰還させ、間欠発振素子３の間欠発振動作を制御している。
【００４１】
トランス２の二次出力巻線２ｂの両端は、負荷４０に接続する高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂに接続し、二次出力巻線２ｂに発生する出力は、高圧側出力線２０ａに直列に接続される整流用ダイオード４と二次出力巻線２ｂに並列に接続される平滑コンデンサ１３とから構成される整流平滑化回路により整流平滑化され、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に出力される。１４は、負荷４０の負荷変動に対して出力電圧の安定を得るためのコンデンサであるが、必須なものではない。
【００４２】
一対の出力線２０ａ、２０ｂ間には、その出力電圧と出力電流を監視し、いずれかが所定の設定電圧若しくは設定電流を越えた際に、図中のフォトカプラ発光素子３５を発光させる電圧監視回路と電流監視回路からなる出力監視回路が設けられているが、上述の通り、電圧監視回路の図示とその説明は省略する。
【００４３】
電流監視回路は、低圧側出力線２０ｂにシャント抵抗１１を直列に接続し、シャント抵抗１１の出力側一端を誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に、入力側他端を電流監視用基準電源３４ｂを介して非反転入力端子に入力している。これによって、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流は、シャント抵抗１１の両端の電位差で表され、誤差増幅器３３ｂで電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧と比較して、所定の設定電流を越えたかどうかを判定する。
【００４４】
出力電流を定電流制御する目標値となる設定電流は、シャント抵抗１１の抵抗値、若しくは電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を変更することによって、任意の値に設定することができる。一方、シャント抵抗１１には出力電流が流れるので、シャント抵抗１１には小抵抗値の抵抗が用いられ、ここでは、出力電流を１Ａに定電流制御するために設定電流を１Ａとして、抵抗値０．３Ωのシャント抵抗１１と、０．３Ｖの電流監視用基準電源３４ｂを用いている。
【００４５】
誤差増幅器３３ｂの出力側には、フォトカプラ発光素子３５が接続され、フォトカプラ発光素子３５は、電気抵抗３６を介して高圧側出力線２０ａに接続して、駆動電源の供給を受けている。従って、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流が設定電流を越える間、フォトカプラ発光素子３５は連続発光し、発光により設定電流を超えたことを示すリミット信号がフォトカプラ受光素子３９に出力される。
【００４６】
シャント抵抗１１の入力側の低圧側出力線２０ｂには、定電圧回路素子となるシャントレギュレータ７の低圧側が接続され、シャントレギュレータ７の他側の高圧側は、バッファ抵抗８を介して高圧側出力線２０ａに接続している。シャントレギュレータ７は、流れる電流にかかわらず、その両端に定電位差を発生させる回路素子で、その電位差は、出力電流が流れるシャント抵抗１１の電位差より大きく、定電圧制御する出力電圧より小さい定電位を発生させる定電圧回路素子を用いる。ここでは、出力電圧が５Ｖ以下で動作し、少なくとも出力電流が４Ａ以下で、高圧側の電位が正極性の電位となるように、低圧側に対して高圧側の電位が＋１．２５Ｖとなるシャントレギュレータを用いている。
【００４７】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧は、定電圧制御回路により定電圧制御されるものの、負荷の変動や入力電圧の変化による一時的な変動があるので、バッファ抵抗８に流れる電流が変化し、その電圧降下が出力電圧の変動に伴って変化することにより、直列に接続されたシャントレギュレータ７の電位差が定電位に保たれる。
【００４８】
シャントレギュレータ７とバッファ抵抗８との直列接続点は、信号線Ｄを介して負荷４０に接続し、シャントレギュレータ７の高圧側の電位を電圧信号として負荷４０へ出力している。
【００４９】
このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ１０の動作は、高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間の出力電圧とこれらの出力線に流れる出力電流が、所定の設定電圧と設定電流を越えていない間は、間欠発振素子３が一定の周波数で発振し、二次出力巻線２ｂに発生する出力電力若しくは出力電流が上昇する。
【００５０】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に接続された負荷４０によって、シャント抵抗１１に流れる出力電流が設定電流を越えると、誤差増幅器３３ｂの反転入力端子に入力される電圧が電流監視用基準電源３４ｂの第２比較電圧を越え、第２比較電圧との電位差が反転増幅され、フォトカプラ発光素子３５の発光しきい値を越える電位となる。
【００５１】
出力電流が設定した設定電流を越える限り、フォトカプラ発光素子３５は発光し続け、これらの値を超えたことを示すリミット信号をフォトカプラ受光素子３９へ連続して出力する。フォトカプラ受光素子３９は、フォトカプラ発光素子３５からのリミット信号を受光している間、間欠発振素子３の制御端子３ａから直流電源１の低圧端子１ｂに一定の電流が流れるので、制御端子３ａには、休止制御信号が入力された状態となる。その結果、間欠発振素子３は、フォトカプラ受光素子３９がリミット信号を受光している間、発振器の発振を休止し、内蔵のスイッチング素子は開動作する。
【００５２】
間欠発振素子３のスイッチング素子が開動作すると、トランス３の１次巻き線２ａに流れる電流が遮断され、トランス３の二次出力巻線２ｂには、出力電力が発生しないので、設定電流を越えていた出力電流は、徐々に設定電流以下となる。その結果、フォトカプラ発光素子３５は発光を停止し、フォトカプラ受光素子３９がリミット信号を受光しなくなるので、間欠発振素子３は、再び発振を繰り返し、負荷４０の電力に応じた安定した出力が得られ、出力電流は設定電流に定電流制御される。
【００５３】
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の低圧側出力線２０ｂが接続する負荷４０内部の各回路は、一般的に接地レベルである低圧側出力線２０ｂの電位を基準電位として動作するので、基準電位に対して、シャント抵抗１１の入力側、すなわちシャントレギュレータ７の低圧側の電位は、出力電流の電流値に比例する負極性の電位となる。例えば、低圧側出力線２０ｂに設定電流が流れているとすれば、シャント抵抗１１の抵抗値０．３Ωに設定電流の１Ａを乗じた−０．３Ｖの電位となる。
【００５４】
シャントレギュレータ７は、低圧側に対して高圧側に＋１．２５Ｖの定電位差を発生し、また、シャント抵抗１１の抵抗値が０．３Ωであるので、出力電流が４．１６Ａ以下であれば、高圧側の電位、すなわち、電圧信号として負荷４０に出力される信号線Ｄの電位は、基準電位に対して正極性となり、その電位は、低圧側出力線２０ｂに流れる出力電流が上昇するほど低下する電位となる。例えば、低圧側出力線２０ｂに１Ａの設定電流が流れていれば、＋０．９５Ｖであり、設定電流以上の１．２Ａが流れれば、＋０．８９Ｖの電位が電圧信号として信号線Ｄから負荷４０へ出力される。
【００５５】
負荷４０側では、信号線Ｄの電位が正極性であるので、基準電位と比較する正極性の差電圧を容易に所定の電位差と判別することができる。定格１Ａの出力電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータ１０を充電器として用いる負荷４０では、信号線Ｄの電位が基準電位に対して＋０．９５Ｖの前後であれば、適合するＤＣ−ＤＣコンバータ１０が接続されているものと認識できる。一方、負荷４０の充電時の消費電力に対して過大な定格出力のＤＣ−ＤＣコンバータが誤接続された場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の設定電流より大きい出力電流がシャント抵抗１１に流れ、信号線Ｄの電位が＋０．９５Ｖより低下する。また、逆に定格出力の小さいＤＣ−ＤＣコンバータが誤接続された場合には、出力電圧が上昇するとともに、シャント抵抗１１に流れる出力電流は設定電流より小さくなり、信号線Ｄの電位が＋１．２５Ｖを上限として＋０．９５Ｖより上昇する。従って、負荷４０において、信号線Ｄの電位から適合するＤＣ−ＤＣコンバータ１０以外のＤＣ−ＤＣコンバータと誤接続したことを検出でき、そのような場合に図示しない表示器等による警告手段で「異なるＤＣ−ＤＣコンバータ」が誤って接続されたことを操作者へ伝達させることができる。
【００５６】
尚、上記実施の形態では、低圧側出力線２０ｂの基準電位に対して、出力電流を表す信号線Ｄの電位を正極性とするために、シャントレギュレータ７を用いたが、負荷４０において、出力電流を負極性の電位で表しても判別できるものであれば、図２に示すように、シャント抵抗１１の入力側に信号線Ｄを直接接続し、基準電位に対して負極性の電位で表す電圧信号を負荷４０へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータ５０であってもよい。
【００５７】
また、定電圧回路素子として、シャントレギュレータ７を用いたが、出力電流が流れるシャント抵抗１１の電位差より大きく、定電圧制御する出力電圧より小さい定電位を両端に発生させる定電圧回路素子であれば、高圧側出力線２０ａから低圧側出力線２０ｂの方向を順方向とするダイオードをシャントレギュレータ７に代用してもよい。ダイオードの順方向電圧降下Ｖｆは、略０．６Ｖの定電位であるので、図１のシャントレギュレータ７にダイオードを代用すれば、負荷４０の内部抵抗に対して充分に高い例えば４．７ｋΩのバッファ抵抗８を直列に接続し、１Ａの設定電流が流れた際に、信号線Ｄから出力電流を表す正極性の＋０．３Ｖの電位の電圧信号を出力することができる。
【００５８】
更に、定電圧回路素子として、バイポーラトランジスタ６０を用いることもできる。図３は、ＮＰＮ型トランジスタ６０をシャントレギュレータ７に代えて用いたＤＣ−ＤＣコンバータ７０の回路図であり、ベース−コレクタ間とベース−エミッタ間にそれぞれ１ｋΩのバイアス抵抗６１、６２が接続され、また、バッファ抵抗８の抵抗値は、ＮＰＮ型トランジスタ６０を介して大きな電流が流れないように、負荷４０の内部抵抗に対して充分に高い３．８ｋΩとなっている。
【００５９】
高圧側出力線２０ａと低圧側出力線２０ｂ間に５Ｖの出力電圧が発生し、ＮＰＮ型トランジスタ６０が遮断状態にあるとすると、バイアス抵抗６２に生じる分電圧によってベース電圧ＶＢＥが動作電圧の０．６Ｖを越え、トランジスタ６０は能動状態に移行する。このときバイアス抵抗６２に流れる電流は、ベース電圧ＶＥＢが０．６Ｖでほぼ変化しないので、０．６ｍＡで変化せず、一方、バイアス抵抗６１を介してベースに流れるベース電流は、コレクタ電流に比べて無視できるほど小さいので、バイアス抵抗６１とバイアス抵抗６２に流れる電流はほぼ等しく、コレクタ−ベース間の電圧ＶＣＢも０．６Ｖの定電圧となる。その結果、コレクタ−エミッタ間の電圧ＶＣＥは１．２Ｖで安定し、シャント抵抗１１の入力側の負極性の電位に対して、信号線Ｄが接続する電位は、＋１．２Ｖ上昇し、正極性の電位で出力電流を表すことができる。
【００６０】
以上の実施の形態は、絶縁フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータで説明したが、絶縁フォワードバック型やチョークコンバータ等他のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。
【００６１】
また、出力電流を検出するシャント抵抗を、出力電流の定電流制御に用いる電流検出用抵抗と兼ねたが、別に設けてもよい。
【００６２】
また、定電圧回路素子を用いる場合には、出力電圧によって変動しない定電圧の加算電圧が得られる素子であれば、インピーダンスの低いツェナーダイオード等の上述以外の素子を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、充電器から出力される充電電流を内部回路で検出することが困難な被充電機器を充電する充電器に適している。
【符号の説明】
【００６４】
１ 直流電源
２ａ トランスの一次巻線（インダクタ）
２ｂ トランスの二次巻線（インダクタ）
３ 間欠発振素子（スイッチング素子、定電圧制御回路）
７ シャントレギュレータ（定電圧回路素子）
８ バッファ抵抗
１０、５０、７０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
１１ シャント抵抗
２０ａ 高圧側出力線
２０ｂ 低圧側出力線
６０ トランジスタ（定電圧回路素子）
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に直列に接続されるスイッチング素子と、
スイッチング素子の開閉動作により直流電源から流れる電流が断続し、負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に、直流電源の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換を出力するインダクタと、
高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてスイッチング素子を開閉制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
高圧側出力線と低圧側出力線のいずれかにシャント抵抗を直列に配線し、
シャント抵抗両端の電位差を表す電圧信号を負荷へ出力することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
シャント抵抗を、低圧側出力線に直列に配線し、
高圧側出力線とシャント抵抗の入力側に接続する低圧側出力線間に、一方を高圧側出力線に接続させたバッファ抵抗と、シャント抵抗の両端の電位差より高い定電圧を発生させる定電圧回路素子とを直列に接続し、
定電圧回路素子とバッファ抵抗との直列接続点から電圧信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
定電圧回路素子は、シャントレギュレータであることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
シャント抵抗両端の電位差から検出する低圧側出力線に流れる出力電流に応じてスイッチング素子を開閉制御し、前記出力電流を定電流制御する定電流制御回路を更に備えたことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
直流電源に直列に接続されるスイッチング素子と、
スイッチング素子の開閉動作により直流電源から流れる電流が断続し、負荷に接続する一対の高圧側出力線と低圧側出力線間に、直流電源の入力電圧を異なる直流出力電圧に変換を出力するインダクタと、
高圧側出力線と低圧側出力線間の出力電圧に応じてスイッチング素子を開閉制御し、出力電圧を定電圧制御する定電圧制御回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
高圧側出力線と低圧側出力線のいずれかにシャント抵抗を直列に配線し、
シャント抵抗両端の電位差を表す電圧信号を負荷へ出力することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
シャント抵抗を、低圧側出力線に直列に配線し、
高圧側出力線とシャント抵抗の入力側に接続する低圧側出力線間に、一方を高圧側出力線に接続させたバッファ抵抗と、シャント抵抗の両端の電位差より高い定電圧を発生させる定電圧回路素子とを直列に接続し、
定電圧回路素子とバッファ抵抗との直列接続点から電圧信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
定電圧回路素子は、シャントレギュレータであることを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
シャント抵抗両端の電位差から検出する低圧側出力線に流れる出力電流に応じてスイッチング素子を開閉制御し、前記出力電流を定電流制御する定電流制御回路を更に備えたことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１１−２５９６５０（Ｐ２０１１−２５９６５０Ａ）
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１３３６５７（Ｐ２０１０−１３３６５７）
【出願日】平成２２年６月１１日（２０１０．６．１１）
【出願人】（０００１０２５００）ＳＭＫ株式会社 (528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月２２日（２０１１．１２．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年６月１１日（２０１０．６．１１）
【出願人】（０００１０２５００）ＳＭＫ株式会社 (528)
【Ｆターム（参考）】
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