ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】簡易な構成で消費電力が小さく、しかも２つの電力供給源を有する場合にも電流の逆流を防止できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】入力端子１１０と、出力端子１１１と、入力端子１１０と出力端子１１１の間に接続されるＭＯＳトランジスタ１０１と、ＭＯＳトランジスタ１０１の端子に印加される電圧を制御し、出力端子１１１から出力される出力電圧の値を制御する制御回路１０５と、前記出力端子と接続する第２電力供給端子（例えば図１、図２に示した入力端子１１２）と、入力端子１１０とＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとの間に接続され、出力端子１１１にゲートが接続されるＭＯＳトランジスタ１０２と、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクと出力端子１１１との間に接続され、入力端子１１０にゲートが接続されるＭＯＳトランジスタ１０３とによってＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
【解決手段】入力端子１１０と、出力端子１１１と、入力端子１１０と出力端子１１１の間に接続されるＭＯＳトランジスタ１０１と、ＭＯＳトランジスタ１０１の端子に印加される電圧を制御し、出力端子１１１から出力される出力電圧の値を制御する制御回路１０５と、前記出力端子と接続する第２電力供給端子（例えば図１、図２に示した入力端子１１２）と、入力端子１１０とＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとの間に接続され、出力端子１１１にゲートが接続されるＭＯＳトランジスタ１０２と、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクと出力端子１１１との間に接続され、入力端子１１０にゲートが接続されるＭＯＳトランジスタ１０３とによってＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧を入力し、所望の電圧の直流電圧に変換する回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータには、適用される機器の複雑化に伴って、１つの入力端子と１つの出力端子とを備えた構成の他、２つの入力端子を備え、２つの電力供給源から電力の供給を受けるものがある。なお、２つの電力供給源としては、例えば、外部からＤＣ−ＤＣコンバータに電力を供給する電源と、ＤＣ−ＤＣコンバータ内部の二次電池とが考えられる。
【０００３】
２つの電力供給源から電力の供給を受けるＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子から入力端子に向かって電流が逆流する可能性がある。電流の逆流を防止する機構を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの従来技術としては、例えば、特許文献１に記載された発明がある。
図３は、特許文献１に記載された発明のＤＣ−ＤＣコンバータを説明するための図である。図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータは、２つの電源の電圧を検出し、比較することで、２つの逆流防止用のスイッチＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のいずれか一方を選択的にオンオフする逆流防止回路１３を内蔵している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−３０１２０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記した逆流防止回路１３を含む従来技術は、２つの電源の電圧を検出して比較する比較器を複数備えている。このような従来技術の回路構成は、比較的複雑なものとなる上に消費電力も大きくなる。ＤＣ−ＤＣコンバータを使用する分野では、このため、電流の逆流を防止する機能を備えながら、構成が簡易であって、消費電力がより小さいＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、簡易な構成であって消費電力が小さく、しかも２つの電力供給源を有する場合にも電流の逆流を防止できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の入力電圧を、電圧値の異なる直流の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記入力電圧が入力される第１電力供給端子（例えば図１、図２に示した入力端子１１０）と、前記出力電圧が出力される出力端子（例えば図１、図２に示した出力端子１１１）と、前記第１電力供給端子と前記出力端子との間に接続される第１ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、図２に示したＭＯＳトランジスタ１０１）と、前記第１ＭＯＳトランジスタのゲート端子に印加される電圧を制御し、前記出力端子から出力される前記出力電圧の値を制御する出力制御回路（例えば図１、図２に示した制御回路１０５、２０５）と、前記出力端子と接続する第２電力供給端子（例えば図１、図２に示した入力端子１１２）と、前記第１電力供給端子と前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクとの間にソース及びドレインが接続され、前記出力端子にゲートが接続される第２ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、図２に示したＭＯＳトランジスタ１０２）と、前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクと前記出力端子との間にソース及びドレインが接続され、前記第１電力供給端子にゲートが接続される第３ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、図２に示したＭＯＳトランジスタ１０３）と、を含むことを特徴とする。
【０００８】
このような構成によれば、２つの入力端子を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにあっても、比較器を用いずに電流の逆流を防止することができる構成を実現することができる。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記した発明において、前記第２電力供給端子に第２供給電圧が供給され、前記第１電力供給端子に第１供給電圧が供給され、前記第１供給電圧と、前記第２供給電圧とのうち、いずれか高い電圧が前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクに供給されることが望ましい。
【０００９】
このような構成によれば、第１供給電圧、第２供給電圧のいずれが高い場合であっても（外部電源が接続された場合であっても、切り離された場合であっても）第１ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを介した電流の逆流を防止することが可能になる。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記した発明において、前記出力制御回路が、前記第１ＭＯＳトランジスタを制御して、前記第１供給電圧を降下させ、前記出力端子に供給することが望ましい。
【００１０】
このような構成によれば、外部電源が接続された場合に出力電圧を一定の値に制御することができる。また、このような構成によれば、第２ＭＯＳトランジスタ、第３ＭＯＳトランジスタを能動的に動作させる素子を設けずに電流の逆流を防止する構成を実現することができる。
【発明の効果】
【００１１】
上記した本発明によれば、簡易な構成であって消費電力が小さく、しかも２つの電力供給源を有する場合にも電流の逆流を防止できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】本発明の実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】特許文献１に記載された発明のＤＣ−ＤＣコンバータを説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態１、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
［実施形態１］
（回路構成）
図１は、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を説明するための図である。実施形態１は、本発明をシリーズレギュレータ型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した構成を説明するためのものである。
実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、２つの入力端子１１０、１１２と、１つの出力端子１１１を備え、直流の入力電圧を、電圧値の異なる直流の出力電圧に変換する。実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端子１１１から入力端子１１０への電流の逆流を防ぐことを目的として構成されている。
実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示したように、入力電圧Ｖin1が入力される入力端子１１０と、出力電圧Ｖoutが出力される出力端子１１１と、入力端子１１０と出力端子１１１との間に接続されるＭＯＳトランジスタ１０１と、を含んでいる。
【００１４】
ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇには制御回路１０５が接続され、このゲート端子１０１ｇに電圧を印加している。制御回路１０５は、ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇに印加されるゲート電圧の値を制御することができる。ゲート電圧が制御されることにより、ＭＯＳトランジスタ１０１の抵抗値が制御されて出力端子１１１の出力電圧Ｖoutが制御回路１０５によって制御されることになる。
また、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端子１１１と接続される入力端子１１２を備えている。さらに、入力端子１１０とＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとの間にソース端子とドレイン端子とが接続され、出力端子１１１にゲート端子１０２ｇが接続されるＭＯＳトランジスタ１０２と、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクと出力端子１１１との間にソース端子とドレイン端子とが接続され、入力端子１１０にゲート端子１０３ｇが接続されるＭＯＳトランジスタ１０３と、を含んでいる。
【００１５】
なお、ゲート端子１０２ｇは出力端子１１１に接続されていて、ゲート端子１０３ｇは入力端子１１０に接続されている。このため、実施形態１の構成は、ＭＯＳトランジスタ１０２、１０３を能動的に動作させる素子を設けずとも、外部電源の離接によって自動的にオン、オフさせて電流の逆流を防止することが可能になる。
このような実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、シリーズレギュレータ型のＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００１６】
図１に示した構成において、ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０３は、いずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタである。ＭＯＳトランジスタ１０２のバルク、ドレイン間にはボディダイオード１１３が形成されている。また、ＭＯＳトランジスタ１０３のバルク、ドレイン間にはボディダイオード１１４が形成されている。ボディダイオード１１３の順方向は、入力端子１１０からＭＯＳトランジスタ１０１のバルクへ向かう方向に一致している。ボディダイオード１１４の順方向は、入力端子１１２からＭＯＳトランジスタ１０１のバルクへ向かう方向に一致している。
【００１７】
また、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力端子１１０にスイッチ１０４が接続されている。スイッチ１０４は、外部電源１０６と入力端子１１０とを離接するためにスイッチング動作をする。スイッチ１０４がオン状態になると、入力端子１１０に電圧が印加され、スイッチ１０４がオフ状態になると入力端子１１０はフローティング状態になる。一方、入力端子１１２には、二次電池１０８が接続されている。図１では、外部電源１０６の印加電圧をＶ1と記し、二次電池１０８の印加電圧をＶ2と記す。
【００１８】
さらに、出力端子１１１には、出力電圧Ｖoutを安定に維持するためのコンデンサ１０７が接続されている。出力端子１１１には、図示しない外部機器が接続され、変換後の直流電圧は外部機器に供給される。
【００１９】
（動作）
次に、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。この説明では、外部電源１０６が入力端子１１０に５Ｖ（Ｖin1＝５Ｖ）を供給し、二次電池１０８が入力端子１１２に１．８Ｖ（Ｖin2＝１．８Ｖ）を供給する。制御回路１０５は、外部電源１０６が入力端子１１０に印加する５ＶをＭＯＳトランジスタ１０１によって降下させ、出力電圧Ｖoutを１．８Ｖとする。
【００２０】
実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子１１１に接続された外部機器が通常動作しており、スイッチ１０４が入力端子１１０と外部電源１０６とを接続しているときに出力端子１１１へ適正な電流が出力されるように、制御回路１０５が、ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇにゲート電圧を印加する。
また、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ１０４がオフして入力端子１１０から外部電源１０６が外されているときと、ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーダウン時（待機時）とにＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタ１０１がオフするように、制御回路１０５がＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇにハイレベルのゲート電圧を印加する。
【００２１】
以上の動作において、ＭＯＳトランジスタ１０１は、外部機器が待機状態のときオフされているものとする。また、ＭＯＳトランジスタ１０１は、外部電源１０６が入力端子１１０と接続されていないとき、オフされているものとする。
次に、このような実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータが、出力端子１１１から入力端子１１０への電流の逆流を防ぐことについて説明する。
【００２２】
（１） スイッチ１０４は、ＣＴＲＬ１０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１がオフされている状態で、入力端子１１０に外部電源１０６を接続する。上述したように、外部電源１０６は入力端子１１０に５Ｖの電圧を印加するから、入力端子１１０には５Ｖの電圧が印加される。また、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加される。入力端子１１０に５Ｖの電圧が印加されたことにより、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲート端子１０３ｇには５Ｖの電圧が印加される。また、ＭＯＳトランジスタ１０３のソース端子には１．８Ｖが印加される。よって、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ１０３のゲートソース間電圧は正電圧となるため、ＭＯＳトランジスタ１０３はオフ状態になる。
【００２３】
また、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加され、ソース端子には５Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲートソース間電圧が閾値電圧を超えた負電圧となるため、ＭＯＳトランジスタ１０２がオン状態になる。
以上の動作により、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータに外部電源１０６が接続されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには５Ｖの電圧がかかり、ＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧の絶対値が大きくなり、バルクを介して電流が流れることはなくなる。なお、ＭＯＳトランジスタ１０１の「バルク」は、一般に基板を指すが、実際にはバックゲートもしくはウェル領域であってもよい。
【００２４】
（２） スイッチ１０４は、ＣＴＲＬ１０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１がオフされている状態で、入力端子１１０から外部電源１０６を切り離す。このとき、入力端子１１０に印加される電圧は０Ｖとなるから、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲート端子１０３ｇは０Ｖとなる。また、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０３のソース端子は１．８Ｖとなる。ＭＯＳトランジスタ１０３のゲートソース間電圧は閾値電圧を超えた負電圧となるため、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ１０３はオン状態になる。
また、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加され、ソース端子には０Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲートソース間電圧は正電圧となり、ＭＯＳトランジスタ１０２はチャネルが形成されずにオフ状態になる。
【００２５】
以上の動作により、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータから外部電源１０６が切り離されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには１．８Ｖの電圧がかかり、ＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧の絶対値が大きくなり、バルクを介して電流が流れることはなくなる。
【００２６】
以上説明したように、実施形態１では、入力端子１１０に電圧が印加されている場合とされていない場合とにかかわらず、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには入力電圧Ｖin1および入力電圧Ｖin2のいずれか高い方の電圧が印加される。このため、出力制御用のＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧が高くなる。
以上のことから、実施形態１では、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレインと基板との間に存在する寄生ダイオードの閾値電圧が高くなり、寄生ダイオードを通して出力端子１１１から入力端子１１０へ逆方向電流（逆流）が流れること防ぐことが可能になる。
また、実施形態１は、ＭＯＳトランジスタと制御回路とを組み合わせて上記した効果を有する回路を実現することができる。このため、回路構成が簡易なために消費電力が小さく、電源が２つある場合の電流の逆流を防止することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００２７】
［実施形態２］
（回路構成）
図２は、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を説明するための図である。実施形態２は、本発明をスイッチング制御型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した構成を説明するためのものである。なお、図２において、図１に示した構成と同様の構成については同様の符号を付し、その説明を一部略すものとする。
【００２８】
実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示した実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、入力端子１１０と、出力端子１１１と、入力端子１１０と出力端子１１１との間に接続されるＭＯＳトランジスタ１０１と、を含んでいる。
また、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端子１１１と接続される入力端子１１２を備えている。さらに、入力端子１１０とＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとの間にソースとドレインが接続され、コイル２０７を介して出力端子１１１にゲート端子１０２ｇがＤＣ（直流）接続されるＭＯＳトランジスタ１０２と、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとコイル２０７の一端との間にソースとドレインが接続され、入力端子１１０にゲート端子１０３ｇが接続されるＭＯＳトランジスタ１０３と、を含んでいる。
【００２９】
ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０３はいずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタである。ＭＯＳトランジスタ１０２のバルクにはボディダイオード１１３が形成され、ＭＯＳトランジスタ１０３のバルクにはボディダイオード１１４が形成される。
実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇに接続されるＰＷＭ制御回路２０５を備えている。ＰＷＭ制御回路２０５は、ゲート端子１０１ｇに、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたデューティー比のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成して出力する。生成されたＰＷＭ信号が、ゲート端子１０１ｇに入力（印加）される。
【００３０】
さらに、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、抵抗値がＲ1の抵抗素子２０８と抵抗値がＲ2の抵抗素子２０９を含む抵抗分割回路２１０を備えている。ＰＷＭ制御回路２０５は、抵抗分割回路２１０の共通接続部ｐの電位に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。ＭＯＳトランジスタ２０４のドレインと抵抗分割回路２１０との間には、リアクタンスＬのコイル２０７が設けられている。
【００３１】
また、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＷＭ制御回路２０５によってＰＷＭ信号がゲート電圧として入力されるＭＯＳトランジスタ２０４を備えている。ＭＯＳトランジスタ２０４は、ソースがグラウンドに接続され、ドレインがコイル２０７の一端に接続されるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである。ＰＷＭ制御回路２０５は、ＭＯＳトランジスタ１０１とＭＯＳトランジスタ２０４とにＰＷＭ信号を出力し、ＭＯＳトランジスタ１０１とＭＯＳトランジスタ２０４とを相補的にオンオフ制御する。実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、このような構成により、出力電圧Ｖoutを所望の電圧に制御するスイッチング制御型のＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００３２】
（動作）
次に、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。この説明では、外部電源１０６が入力端子１１０に５Ｖ（Ｖin1＝５Ｖ）を供給し、二次電池１０８が入力端子１１２に１．８Ｖ（Ｖin2＝１．８Ｖ）を供給し、出力電圧Ｖoutを１．８Ｖとする。
実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子１１１に接続された外部機器が通常動作しており、スイッチ１０４が入力端子１１０と外部電源１０６とを接続しているときに、ＰＷＭ制御回路２０５がＭＯＳトランジスタ１０１、２０４にＰＷＭ信号を供給する。ＰＷＭ信号は、出力端子１１１へ適正な電流が出力されるように決定される。
【００３３】
また、ＰＷＭ制御回路２０５は、入力端子１１０から外部電源１０６が外されているときと、ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーダウン時（待機時）とにＭＯＳトランジスタ１０１、ＭＯＳトランジスタ２０４をオフする信号を生成する。このとき、ＰＷＭ制御回路２０５は、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ１０１にハイレベルの信号（ゲート電圧）を出力してＭＯＳトランジスタ１０１をオフさせる。また、ＰＷＭ制御回路２０５は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ２０４にローレベルの信号（ゲート電圧）を出力してＭＯＳトランジスタ２０４をオフさせる。
【００３４】
以上の動作において、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４は、外部機器が待機状態のとき、オフされているものとする。また、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４は、外部電源１０６が入力端子１１０と接続されていないとき、オフされているものとする。
次に、このような実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータが、出力端子１１１から入力端子１１０への電流の逆流を防ぐことについて説明する。
【００３５】
（１） スイッチ１０４は、ＰＷＭ制御回路２０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４がオフされている状態で、入力端子１１０に外部電源１０６を接続する。このとき、実施形態１と同様に、入力端子１１０には５Ｖの電圧が印加される。また、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加される。入力端子１１０に５Ｖの電圧が印加されたことにより、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲート端子１０３ｇには５Ｖの電圧が印加され、ソース端子には１．８Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲートソース間電圧は、正電圧となりＭＯＳトランジスタ１０３はオフ状態になる。
【００３６】
このとき、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加されている。このため、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加され、ソース端子には５Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲートソース間電圧は閾値電圧を超えた負電圧となり、ＭＯＳトランジスタ１０２はオン状態になる。
以上の動作により、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータに外部電源１０６が接続されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには５Ｖの電圧がかかり、ＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧の絶対値が大きくなり、バルクを介して電流が流れることはなくなる。
【００３７】
（２） スイッチ１０４は、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴＲＬ２０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４がオフされている状態で、入力端子１１０から外部電源１０６を切り離す。このとき、実施形態１と同様に、入力端子１１０に印加される電圧は０Ｖとなるから、ＭＯＳトランジスタ１０３はオン状態になる。また、実施形態１と同様に、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加されているから、ＭＯＳトランジスタ１０２はオフ状態になる。
【００３８】
以上の動作により、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータから外部電源１０６が切り離されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには１．８Ｖの電圧がかかることになる。
以上説明したように、実施形態２では、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレインと基板との間に存在する寄生ダイオードの閾値電圧が高くなり、寄生ダイオードを通して出力端子１１１から入力端子１１０へ逆方向電流（逆流）が流れること防ぐことが可能になる。
また、実施形態２は、ＭＯＳトランジスタと制御回路とを組み合わせて上記した効果を有する回路を実現することができる。このため、回路構成が簡易なために消費電力が小さく、電源が２つある場合の電流の逆流を防止することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明は、複数の電源を入力し、直流電圧を出力するシリーズレギュレータ型のＤＣ−ＤＣコンバータ、スイッチング制御型のＤＣ−ＤＣコンバータの分野において好適に利用できる。
【符号の説明】
【００４０】
１０１、１０２、１０３、２０４ ＭＯＳトランジスタ
１０１ｇ、１０２ｇ、１０３ｇ ゲート端子
１０４ スイッチ
１０５ 制御回路
１０６ 外部電源
１０７ コンデンサ
１０８ 二次電池
１１０ 入力端子
１１１、１１２ 出力端子
１１３、１１４ ボディダイオード
２０５ ＰＷＭ制御回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧を入力し、所望の電圧の直流電圧に変換する回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータには、適用される機器の複雑化に伴って、１つの入力端子と１つの出力端子とを備えた構成の他、２つの入力端子を備え、２つの電力供給源から電力の供給を受けるものがある。なお、２つの電力供給源としては、例えば、外部からＤＣ−ＤＣコンバータに電力を供給する電源と、ＤＣ−ＤＣコンバータ内部の二次電池とが考えられる。
【０００３】
２つの電力供給源から電力の供給を受けるＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子から入力端子に向かって電流が逆流する可能性がある。電流の逆流を防止する機構を備えたＤＣ−ＤＣコンバータの従来技術としては、例えば、特許文献１に記載された発明がある。
図３は、特許文献１に記載された発明のＤＣ−ＤＣコンバータを説明するための図である。図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータは、２つの電源の電圧を検出し、比較することで、２つの逆流防止用のスイッチＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のいずれか一方を選択的にオンオフする逆流防止回路１３を内蔵している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−３０１２０９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記した逆流防止回路１３を含む従来技術は、２つの電源の電圧を検出して比較する比較器を複数備えている。このような従来技術の回路構成は、比較的複雑なものとなる上に消費電力も大きくなる。ＤＣ−ＤＣコンバータを使用する分野では、このため、電流の逆流を防止する機能を備えながら、構成が簡易であって、消費電力がより小さいＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。
【０００６】
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、簡易な構成であって消費電力が小さく、しかも２つの電力供給源を有する場合にも電流の逆流を防止できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の入力電圧を、電圧値の異なる直流の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記入力電圧が入力される第１電力供給端子（例えば図１、図２に示した入力端子１１０）と、前記出力電圧が出力される出力端子（例えば図１、図２に示した出力端子１１１）と、前記第１電力供給端子と前記出力端子との間に接続される第１ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、図２に示したＭＯＳトランジスタ１０１）と、前記第１ＭＯＳトランジスタのゲート端子に印加される電圧を制御し、前記出力端子から出力される前記出力電圧の値を制御する出力制御回路（例えば図１、図２に示した制御回路１０５、２０５）と、前記出力端子と接続する第２電力供給端子（例えば図１、図２に示した入力端子１１２）と、前記第１電力供給端子と前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクとの間にソース及びドレインが接続され、前記出力端子にゲートが接続される第２ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、図２に示したＭＯＳトランジスタ１０２）と、前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクと前記出力端子との間にソース及びドレインが接続され、前記第１電力供給端子にゲートが接続される第３ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、図２に示したＭＯＳトランジスタ１０３）と、を含むことを特徴とする。
【０００８】
このような構成によれば、２つの入力端子を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにあっても、比較器を用いずに電流の逆流を防止することができる構成を実現することができる。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記した発明において、前記第２電力供給端子に第２供給電圧が供給され、前記第１電力供給端子に第１供給電圧が供給され、前記第１供給電圧と、前記第２供給電圧とのうち、いずれか高い電圧が前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクに供給されることが望ましい。
【０００９】
このような構成によれば、第１供給電圧、第２供給電圧のいずれが高い場合であっても（外部電源が接続された場合であっても、切り離された場合であっても）第１ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを介した電流の逆流を防止することが可能になる。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、上記した発明において、前記出力制御回路が、前記第１ＭＯＳトランジスタを制御して、前記第１供給電圧を降下させ、前記出力端子に供給することが望ましい。
【００１０】
このような構成によれば、外部電源が接続された場合に出力電圧を一定の値に制御することができる。また、このような構成によれば、第２ＭＯＳトランジスタ、第３ＭＯＳトランジスタを能動的に動作させる素子を設けずに電流の逆流を防止する構成を実現することができる。
【発明の効果】
【００１１】
上記した本発明によれば、簡易な構成であって消費電力が小さく、しかも２つの電力供給源を有する場合にも電流の逆流を防止できるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】本発明の実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図３】特許文献１に記載された発明のＤＣ−ＤＣコンバータを説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態１、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
［実施形態１］
（回路構成）
図１は、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を説明するための図である。実施形態１は、本発明をシリーズレギュレータ型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した構成を説明するためのものである。
実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、２つの入力端子１１０、１１２と、１つの出力端子１１１を備え、直流の入力電圧を、電圧値の異なる直流の出力電圧に変換する。実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端子１１１から入力端子１１０への電流の逆流を防ぐことを目的として構成されている。
実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示したように、入力電圧Ｖin1が入力される入力端子１１０と、出力電圧Ｖoutが出力される出力端子１１１と、入力端子１１０と出力端子１１１との間に接続されるＭＯＳトランジスタ１０１と、を含んでいる。
【００１４】
ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇには制御回路１０５が接続され、このゲート端子１０１ｇに電圧を印加している。制御回路１０５は、ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇに印加されるゲート電圧の値を制御することができる。ゲート電圧が制御されることにより、ＭＯＳトランジスタ１０１の抵抗値が制御されて出力端子１１１の出力電圧Ｖoutが制御回路１０５によって制御されることになる。
また、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端子１１１と接続される入力端子１１２を備えている。さらに、入力端子１１０とＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとの間にソース端子とドレイン端子とが接続され、出力端子１１１にゲート端子１０２ｇが接続されるＭＯＳトランジスタ１０２と、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクと出力端子１１１との間にソース端子とドレイン端子とが接続され、入力端子１１０にゲート端子１０３ｇが接続されるＭＯＳトランジスタ１０３と、を含んでいる。
【００１５】
なお、ゲート端子１０２ｇは出力端子１１１に接続されていて、ゲート端子１０３ｇは入力端子１１０に接続されている。このため、実施形態１の構成は、ＭＯＳトランジスタ１０２、１０３を能動的に動作させる素子を設けずとも、外部電源の離接によって自動的にオン、オフさせて電流の逆流を防止することが可能になる。
このような実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータは、シリーズレギュレータ型のＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００１６】
図１に示した構成において、ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０３は、いずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタである。ＭＯＳトランジスタ１０２のバルク、ドレイン間にはボディダイオード１１３が形成されている。また、ＭＯＳトランジスタ１０３のバルク、ドレイン間にはボディダイオード１１４が形成されている。ボディダイオード１１３の順方向は、入力端子１１０からＭＯＳトランジスタ１０１のバルクへ向かう方向に一致している。ボディダイオード１１４の順方向は、入力端子１１２からＭＯＳトランジスタ１０１のバルクへ向かう方向に一致している。
【００１７】
また、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力端子１１０にスイッチ１０４が接続されている。スイッチ１０４は、外部電源１０６と入力端子１１０とを離接するためにスイッチング動作をする。スイッチ１０４がオン状態になると、入力端子１１０に電圧が印加され、スイッチ１０４がオフ状態になると入力端子１１０はフローティング状態になる。一方、入力端子１１２には、二次電池１０８が接続されている。図１では、外部電源１０６の印加電圧をＶ1と記し、二次電池１０８の印加電圧をＶ2と記す。
【００１８】
さらに、出力端子１１１には、出力電圧Ｖoutを安定に維持するためのコンデンサ１０７が接続されている。出力端子１１１には、図示しない外部機器が接続され、変換後の直流電圧は外部機器に供給される。
【００１９】
（動作）
次に、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。この説明では、外部電源１０６が入力端子１１０に５Ｖ（Ｖin1＝５Ｖ）を供給し、二次電池１０８が入力端子１１２に１．８Ｖ（Ｖin2＝１．８Ｖ）を供給する。制御回路１０５は、外部電源１０６が入力端子１１０に印加する５ＶをＭＯＳトランジスタ１０１によって降下させ、出力電圧Ｖoutを１．８Ｖとする。
【００２０】
実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子１１１に接続された外部機器が通常動作しており、スイッチ１０４が入力端子１１０と外部電源１０６とを接続しているときに出力端子１１１へ適正な電流が出力されるように、制御回路１０５が、ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇにゲート電圧を印加する。
また、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチ１０４がオフして入力端子１１０から外部電源１０６が外されているときと、ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーダウン時（待機時）とにＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタ１０１がオフするように、制御回路１０５がＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇにハイレベルのゲート電圧を印加する。
【００２１】
以上の動作において、ＭＯＳトランジスタ１０１は、外部機器が待機状態のときオフされているものとする。また、ＭＯＳトランジスタ１０１は、外部電源１０６が入力端子１１０と接続されていないとき、オフされているものとする。
次に、このような実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータが、出力端子１１１から入力端子１１０への電流の逆流を防ぐことについて説明する。
【００２２】
（１） スイッチ１０４は、ＣＴＲＬ１０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１がオフされている状態で、入力端子１１０に外部電源１０６を接続する。上述したように、外部電源１０６は入力端子１１０に５Ｖの電圧を印加するから、入力端子１１０には５Ｖの電圧が印加される。また、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加される。入力端子１１０に５Ｖの電圧が印加されたことにより、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲート端子１０３ｇには５Ｖの電圧が印加される。また、ＭＯＳトランジスタ１０３のソース端子には１．８Ｖが印加される。よって、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ１０３のゲートソース間電圧は正電圧となるため、ＭＯＳトランジスタ１０３はオフ状態になる。
【００２３】
また、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加され、ソース端子には５Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲートソース間電圧が閾値電圧を超えた負電圧となるため、ＭＯＳトランジスタ１０２がオン状態になる。
以上の動作により、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータに外部電源１０６が接続されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには５Ｖの電圧がかかり、ＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧の絶対値が大きくなり、バルクを介して電流が流れることはなくなる。なお、ＭＯＳトランジスタ１０１の「バルク」は、一般に基板を指すが、実際にはバックゲートもしくはウェル領域であってもよい。
【００２４】
（２） スイッチ１０４は、ＣＴＲＬ１０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１がオフされている状態で、入力端子１１０から外部電源１０６を切り離す。このとき、入力端子１１０に印加される電圧は０Ｖとなるから、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲート端子１０３ｇは０Ｖとなる。また、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０３のソース端子は１．８Ｖとなる。ＭＯＳトランジスタ１０３のゲートソース間電圧は閾値電圧を超えた負電圧となるため、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ１０３はオン状態になる。
また、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加され、ソース端子には０Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲートソース間電圧は正電圧となり、ＭＯＳトランジスタ１０２はチャネルが形成されずにオフ状態になる。
【００２５】
以上の動作により、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータから外部電源１０６が切り離されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには１．８Ｖの電圧がかかり、ＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧の絶対値が大きくなり、バルクを介して電流が流れることはなくなる。
【００２６】
以上説明したように、実施形態１では、入力端子１１０に電圧が印加されている場合とされていない場合とにかかわらず、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには入力電圧Ｖin1および入力電圧Ｖin2のいずれか高い方の電圧が印加される。このため、出力制御用のＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧が高くなる。
以上のことから、実施形態１では、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレインと基板との間に存在する寄生ダイオードの閾値電圧が高くなり、寄生ダイオードを通して出力端子１１１から入力端子１１０へ逆方向電流（逆流）が流れること防ぐことが可能になる。
また、実施形態１は、ＭＯＳトランジスタと制御回路とを組み合わせて上記した効果を有する回路を実現することができる。このため、回路構成が簡易なために消費電力が小さく、電源が２つある場合の電流の逆流を防止することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００２７】
［実施形態２］
（回路構成）
図２は、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を説明するための図である。実施形態２は、本発明をスイッチング制御型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した構成を説明するためのものである。なお、図２において、図１に示した構成と同様の構成については同様の符号を付し、その説明を一部略すものとする。
【００２８】
実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示した実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に、入力端子１１０と、出力端子１１１と、入力端子１１０と出力端子１１１との間に接続されるＭＯＳトランジスタ１０１と、を含んでいる。
また、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、出力端子１１１と接続される入力端子１１２を備えている。さらに、入力端子１１０とＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとの間にソースとドレインが接続され、コイル２０７を介して出力端子１１１にゲート端子１０２ｇがＤＣ（直流）接続されるＭＯＳトランジスタ１０２と、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクとコイル２０７の一端との間にソースとドレインが接続され、入力端子１１０にゲート端子１０３ｇが接続されるＭＯＳトランジスタ１０３と、を含んでいる。
【００２９】
ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０３はいずれもＰチャネル型のＭＯＳトランジスタである。ＭＯＳトランジスタ１０２のバルクにはボディダイオード１１３が形成され、ＭＯＳトランジスタ１０３のバルクにはボディダイオード１１４が形成される。
実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、ＭＯＳトランジスタ１０１のゲート端子１０１ｇに接続されるＰＷＭ制御回路２０５を備えている。ＰＷＭ制御回路２０５は、ゲート端子１０１ｇに、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたデューティー比のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成して出力する。生成されたＰＷＭ信号が、ゲート端子１０１ｇに入力（印加）される。
【００３０】
さらに、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、抵抗値がＲ1の抵抗素子２０８と抵抗値がＲ2の抵抗素子２０９を含む抵抗分割回路２１０を備えている。ＰＷＭ制御回路２０５は、抵抗分割回路２１０の共通接続部ｐの電位に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。ＭＯＳトランジスタ２０４のドレインと抵抗分割回路２１０との間には、リアクタンスＬのコイル２０７が設けられている。
【００３１】
また、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＷＭ制御回路２０５によってＰＷＭ信号がゲート電圧として入力されるＭＯＳトランジスタ２０４を備えている。ＭＯＳトランジスタ２０４は、ソースがグラウンドに接続され、ドレインがコイル２０７の一端に接続されるＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである。ＰＷＭ制御回路２０５は、ＭＯＳトランジスタ１０１とＭＯＳトランジスタ２０４とにＰＷＭ信号を出力し、ＭＯＳトランジスタ１０１とＭＯＳトランジスタ２０４とを相補的にオンオフ制御する。実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータは、このような構成により、出力電圧Ｖoutを所望の電圧に制御するスイッチング制御型のＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００３２】
（動作）
次に、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。この説明では、外部電源１０６が入力端子１１０に５Ｖ（Ｖin1＝５Ｖ）を供給し、二次電池１０８が入力端子１１２に１．８Ｖ（Ｖin2＝１．８Ｖ）を供給し、出力電圧Ｖoutを１．８Ｖとする。
実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力端子１１１に接続された外部機器が通常動作しており、スイッチ１０４が入力端子１１０と外部電源１０６とを接続しているときに、ＰＷＭ制御回路２０５がＭＯＳトランジスタ１０１、２０４にＰＷＭ信号を供給する。ＰＷＭ信号は、出力端子１１１へ適正な電流が出力されるように決定される。
【００３３】
また、ＰＷＭ制御回路２０５は、入力端子１１０から外部電源１０６が外されているときと、ＤＣ−ＤＣコンバータのパワーダウン時（待機時）とにＭＯＳトランジスタ１０１、ＭＯＳトランジスタ２０４をオフする信号を生成する。このとき、ＰＷＭ制御回路２０５は、Ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタ１０１にハイレベルの信号（ゲート電圧）を出力してＭＯＳトランジスタ１０１をオフさせる。また、ＰＷＭ制御回路２０５は、Ｎチャネル型のＭＯＳトランジスタ２０４にローレベルの信号（ゲート電圧）を出力してＭＯＳトランジスタ２０４をオフさせる。
【００３４】
以上の動作において、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４は、外部機器が待機状態のとき、オフされているものとする。また、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４は、外部電源１０６が入力端子１１０と接続されていないとき、オフされているものとする。
次に、このような実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータが、出力端子１１１から入力端子１１０への電流の逆流を防ぐことについて説明する。
【００３５】
（１） スイッチ１０４は、ＰＷＭ制御回路２０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４がオフされている状態で、入力端子１１０に外部電源１０６を接続する。このとき、実施形態１と同様に、入力端子１１０には５Ｖの電圧が印加される。また、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加される。入力端子１１０に５Ｖの電圧が印加されたことにより、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲート端子１０３ｇには５Ｖの電圧が印加され、ソース端子には１．８Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０３のゲートソース間電圧は、正電圧となりＭＯＳトランジスタ１０３はオフ状態になる。
【００３６】
このとき、入力端子１１２には二次電池１０８によって１．８Ｖの電圧が印加されている。このため、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加され、ソース端子には５Ｖの電圧が印加されるので、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲートソース間電圧は閾値電圧を超えた負電圧となり、ＭＯＳトランジスタ１０２はオン状態になる。
以上の動作により、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータに外部電源１０６が接続されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには５Ｖの電圧がかかり、ＭＯＳトランジスタ１０１の閾値電圧の絶対値が大きくなり、バルクを介して電流が流れることはなくなる。
【００３７】
（２） スイッチ１０４は、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴＲＬ２０５がパワーダウンしていて、ＭＯＳトランジスタ１０１、２０４がオフされている状態で、入力端子１１０から外部電源１０６を切り離す。このとき、実施形態１と同様に、入力端子１１０に印加される電圧は０Ｖとなるから、ＭＯＳトランジスタ１０３はオン状態になる。また、実施形態１と同様に、ＭＯＳトランジスタ１０２のゲート端子１０２ｇには１．８Ｖの電圧が印加されているから、ＭＯＳトランジスタ１０２はオフ状態になる。
【００３８】
以上の動作により、実施形態２のＤＣ−ＤＣコンバータから外部電源１０６が切り離されるとき、ＭＯＳトランジスタ１０１のバルクには１．８Ｖの電圧がかかることになる。
以上説明したように、実施形態２では、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレインと基板との間に存在する寄生ダイオードの閾値電圧が高くなり、寄生ダイオードを通して出力端子１１１から入力端子１１０へ逆方向電流（逆流）が流れること防ぐことが可能になる。
また、実施形態２は、ＭＯＳトランジスタと制御回路とを組み合わせて上記した効果を有する回路を実現することができる。このため、回路構成が簡易なために消費電力が小さく、電源が２つある場合の電流の逆流を防止することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明は、複数の電源を入力し、直流電圧を出力するシリーズレギュレータ型のＤＣ−ＤＣコンバータ、スイッチング制御型のＤＣ−ＤＣコンバータの分野において好適に利用できる。
【符号の説明】
【００４０】
１０１、１０２、１０３、２０４ ＭＯＳトランジスタ
１０１ｇ、１０２ｇ、１０３ｇ ゲート端子
１０４ スイッチ
１０５ 制御回路
１０６ 外部電源
１０７ コンデンサ
１０８ 二次電池
１１０ 入力端子
１１１、１１２ 出力端子
１１３、１１４ ボディダイオード
２０５ ＰＷＭ制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流の入力電圧を、電圧値の異なる直流の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記入力電圧が入力される第１電力供給端子と、
前記出力電圧が出力される出力端子と、
前記第１電力供給端子と前記出力端子との間に接続される第１ＭＯＳトランジスタと、
前記第１ＭＯＳトランジスタのゲート端子に印加される電圧を制御し、前記出力端子から出力される前記出力電圧の値を制御する出力制御回路と、
前記出力端子と接続される第２電力供給端子と、
前記第１電力供給端子と前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクとの間にソース及びドレインが接続され、前記出力端子にゲートがＤＣ接続される第２ＭＯＳトランジスタと、
前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクと前記出力端子との間にソース及びドレインが接続され、前記第１電力供給端子にゲートが接続される第３ＭＯＳトランジスタと、
を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第２電力供給端子に第２供給電圧が供給され、前記第１電力供給端子に第１供給電圧が供給され、
前記第１供給電圧と、前記第２供給電圧とのうち、いずれか高い電圧が前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクに供給されることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記出力制御回路は、前記第１ＭＯＳトランジスタを制御して、前記第１供給電圧を降下させ、前記出力端子に供給することを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
直流の入力電圧を、電圧値の異なる直流の出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記入力電圧が入力される第１電力供給端子と、
前記出力電圧が出力される出力端子と、
前記第１電力供給端子と前記出力端子との間に接続される第１ＭＯＳトランジスタと、
前記第１ＭＯＳトランジスタのゲート端子に印加される電圧を制御し、前記出力端子から出力される前記出力電圧の値を制御する出力制御回路と、
前記出力端子と接続される第２電力供給端子と、
前記第１電力供給端子と前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクとの間にソース及びドレインが接続され、前記出力端子にゲートがＤＣ接続される第２ＭＯＳトランジスタと、
前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクと前記出力端子との間にソース及びドレインが接続され、前記第１電力供給端子にゲートが接続される第３ＭＯＳトランジスタと、
を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記第２電力供給端子に第２供給電圧が供給され、前記第１電力供給端子に第１供給電圧が供給され、
前記第１供給電圧と、前記第２供給電圧とのうち、いずれか高い電圧が前記第１ＭＯＳトランジスタのバルクに供給されることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記出力制御回路は、前記第１ＭＯＳトランジスタを制御して、前記第１供給電圧を降下させ、前記出力端子に供給することを特徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２０１３−２５６９５（Ｐ２０１３−２５６９５Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６２２６３（Ｐ２０１１−１６２２６３）
【出願日】平成２３年７月２５日（２０１１．７．２５）
【出願人】（３０３０４６２７７）旭化成エレクトロニクス株式会社 (840)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２５日（２０１１．７．２５）
【出願人】（３０３０４６２７７）旭化成エレクトロニクス株式会社 (840)
【Ｆターム（参考）】
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