サイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法
【課題】サイリスタ位相制御アーク溶接電源では出力電流のリップルが大きいので出力電流変化率を適正化するための電子リアクトル制御が誤作動する。この誤作動を防止する。
【解決手段】本発明は、出力電流ｉを検出し、この出力電流検出値ｉｄの変化率を算出し、この出力電流変化率Ｂｉ＝di/dtに増幅率Ｌｒを乗じて電流変化率増幅値Ｂia＝Ｌｒ・Ｂｉを算出し、予め定めた出力電圧設定値Ｅｒから前記電流変化率増幅値Ｂiaを減算して電圧制御設定値Ｅcr＝Ｅｒ−Ｌｒ・di/dtを算出し、出力電圧Ｅが前記電圧制御設定値Ｅcrと略等しくなるように出力制御するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法において、前記出力電流変化率Ｂｉを、出力電流ｉのリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【解決手段】本発明は、出力電流ｉを検出し、この出力電流検出値ｉｄの変化率を算出し、この出力電流変化率Ｂｉ＝di/dtに増幅率Ｌｒを乗じて電流変化率増幅値Ｂia＝Ｌｒ・Ｂｉを算出し、予め定めた出力電圧設定値Ｅｒから前記電流変化率増幅値Ｂiaを減算して電圧制御設定値Ｅcr＝Ｅｒ−Ｌｒ・di/dtを算出し、出力電圧Ｅが前記電圧制御設定値Ｅcrと略等しくなるように出力制御するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法において、前記出力電流変化率Ｂｉを、出力電流ｉのリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アーク負荷の変動に伴う出力電流の変化率を適正化するためのサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
溶接ワイヤと母材との間で短絡期間とアーク期間とを繰り返す短絡アーク溶接においては、アーク負荷の変動に応じて短絡期間及びアーク期間中の出力電流ｉの変化を適正化することが良好な溶接品質を確保するために重要である。上記の短絡アーク溶接には、短絡移行アーク溶接だけでなく、短絡を伴うグロビュール移行溶接、短絡を伴うスプレー移行溶接等も含まれる。短絡アーク溶接には必ず定電圧特性の溶接電源を使用するので、その出力電圧をＥ［Ｖ］とする。また、溶接電源の内部及び外部を合わせたリアクトルのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とし、内部及び外部を合わせた抵抗の値をｒ［Ω］とし、アーク負荷の電圧（以下、溶接電圧という）をｖ［Ｖ］とすると、溶接電源の出力に関して下式が成立する。
Ｅ＝Ｌ・di/dt＋ｒ・ｉ＋ｖ …（１）式
上式において、抵抗値ｒは通常小さな値であるので省略し、電流変化率ｄｉ／ｄｔで整理すると下式となる。
di/dt＝（Ｅ−ｖ）／Ｌ …（２）式
【０００３】
上式において出力電圧Ｅは予め設定された値であり、アーク負荷が変動して溶接電圧ｖが変化したときの電流変化率ｄｉ／ｄｔは、（Ｅ−ｖ）の電圧差に比例し、インダクタンス値Ｌに反比例する。したがって、アーク負荷から短絡負荷に変化すると電圧差（Ｅ−ｖ）＞０となるのでインダクタンス値Ｌに反比例した電流変化率ｄｉ／ｄｔで出力電流ｉは増加し、短絡負荷からアーク負荷に変化すると電圧差（Ｅ−ｖ）＜０となるのでインダクタンス値Ｌに反比例した電流変化率ｄｉ／ｄｔで出力電流ｉは減少する。通常、短絡負荷時の溶接電圧ｖは数Ｖと略一定値であり、出力電圧Ｅは所定値に設定されるので、この結果、電圧差（Ｅ−ｖ）も略一定値となり、出力電流ｉはインダクタンス値Ｌに反比例する電流変化率ｄｉ／ｄｔで増加する。他方、アーク負荷に変化した直後は電圧差（Ｅ−ｖ）＜０となり出力電流ｉは減少する。その後は種々の外乱によってアーク負荷は変動することが多いために、電圧差（Ｅ−ｖ）は正にも負にも変化しそれに応じて出力電流ｉも増加又は減少することになる。したがって、短絡／アーク負荷の変動に応じて電流変化率ｄｉ／ｄｔを適正化するためには、インダクタンス値Ｌを適正値Ｌｍ［Ｈ］に設定する必要がある。
【０００４】
リアクトルに通電する出力電流ｉは最大５００Ａと非常に大きな値であるために、リアクトルのサイズが大きくなり重量も重くなる。さらに、上記の適正インダクタンス値Ｌｍは、溶接ワイヤの材質、直径、シールドガスの種類、平均出力電流値、短絡期間とアーク期間等の種々の溶接条件によって変化する。しかし、鉄芯に導線を巻いて製作されるリアクトルでは、そのインダクタンス値を溶接条件に応じて所望値に自在に変化させることはできない。そこで、以下に説明する従来技術では、このリアクトルと等価な作用を電子的に形成する制御（以下、電子リアクトル制御という）が開示され、広く慣用されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
電子リアクトル制御の原理は以下のとおりである。出力電圧の設定値をＥｒ［Ｖ］とし、適正インダクタンス値をＬｍ［μＨ］とし、溶接電源に内蔵されるリアクトルの固定インダクタンス値をＬｉ［μＨ］とし、電子リアクトル制御によって形成される電子インダクタンス値をＬｒ［μＨ］とする。したがって、Ｌｍ＝Ｌｉ＋Ｌｒとなる。これらを上記の（２）式に代入して整理すると下式となる。
Ｅｒ−Ｌｒ・di/dt＝Ｌｉ・di/dt＋ｖ …（３）式
【０００６】
上式において、出力電圧がＥ＝Ｅｒ−Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔになるように制御することによって電子インダクタンス値Ｌｒを形成することができる。すなわち、出力電流ｉを検出して出力電流変化率Ｂｉ＝ｄｉ／ｄｔを算出し、これに増幅率Ｌｒを乗じた電流変化率増幅値Ｂia＝Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔを算出する。続いて、予め定めた出力電圧設定値Ｅｒから上記の電流変化率増幅値Ｂiaを減算して電圧制御設定値Ｅcr＝Ｅｒ−Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔを算出し、出力電圧Ｅがこの電圧制御設定値Ｅcrと略等しくなるように制御する。ここで、上記の増幅率Ｌｒ＝Ｌｍ−Ｌｉであるので、種々の溶接条件に応じて適正インダクタンス値Ｌｍが決まると、増幅率（電子インダクタンス値）Ｌｒが決まる。したがって、適正インダクタンス値Ｌｍを任意の値に電子リアクトル制御によって設定することができる。
【０００７】
図５は、従来技術の電子リアクトル制御を採用したインバータ制御溶接電源のブロック図である。以下、同図を参照して各ブロックについて説明する。
【０００８】
インバータパルス幅制御電源主回路ＩＰＭは、商用電源（３相２００Ｖ等）を入力として、後述するパルス幅変調信号Ｐwmに従ってインバータパルス幅制御による出力制御を行い、出力電圧Ｅを出力する。リアクトルＷＬは、鉄芯に導線を巻いたものであり、数十μＨ程度の小さな値の固定インダクタンス値Ｌｉ［μＨ］を有する。これにより出力電流ｉは平滑されてリップルは非常に小さくなる。溶接ワイヤ１はワイヤ送給装置の送給ロール５によって溶接トーチ４内を通って送給され、母材２との間にアーク３が発生する。溶接ワイヤ１と母材２との間に溶接電圧ｖが印加し、出力電流ｉが通電する。
【０００９】
電流検出回路ＩＤは、出力電流ｉを検出して電流検出信号ｉｄを出力する。電流変化率算出回路ＢＩは、この電流検出信号ｉｄを微分して出力電流変化率信号Ｂｉを出力する。乗算回路ＢＩＡは、上記の出力電流変化率信号Ｂｉに予め定めた増幅率Ｌｒを乗じて、電流変化率増幅信号Ｂia＝Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔを出力する。
【００１０】
出力電圧設定回路ＥＲは、所望値の出力電圧設定信号Ｅｒを出力する。減算回路ＳＵＢは、この出力電圧設定信号Ｅｒから上記の電流変化率増幅信号Ｂiaを減算して、電圧制御設定信号Ｅcr＝Ｅｒ−Ｂiaを出力する。出力電圧検出回路ＥＤは、出力電圧Ｅを検出して出力電圧検出信号Ｅｄを出力する。誤差増幅回路ＥＡは、上記の電圧制御設定信号Ｅcrとこの出力電圧検出信号Ｅｄとの誤差を増幅して誤差増幅信号Ｅａを出力する。パルス幅変調制御回路ＰＷＭは、この誤差増幅信号Ｅａを入力としてパルス幅変調を行い、インバータを駆動するためのパルス幅変調信号Ｐwmを出力する。
【００１１】
図６は、上記の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）は溶接電圧ｖの、同図（Ｂ）は出力電流ｉの、同図（Ｃ）は出力電流変化率信号Ｂｉの、同図（Ｄ）は電圧制御設定信号Ｅcrの時間変化を示す。以下、同図を参照して説明する。
【００１２】
時刻ｔ１〜ｔ２の短絡期間Ｔｓ中はアーク負荷が短絡負荷になるために、同図（Ａ）に示すように、溶接電圧ｖは数Ｖ程度の小さな値となり、電圧差（Ｅ−ｖ）＞０となる。このために、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉは増加する。これに伴い、同図（Ｃ）に示すように、出力電流変化率信号Ｂｉは出力電流ｉの増加率に比例した正の値となる。続いて、時刻ｔ２〜ｔ３のアーク期間Ｔａ中は短絡負荷からアーク負荷に変化するために、同図（Ａ）に示すように、溶接電圧ｖはアーク電圧値となり、電圧差（Ｅ−ｖ）＜０となる。このために、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉは減少する。これに伴い、同図（Ａ）に示すように、出力電流変化率信号Ｂｉは出力電流ｉの減少率に比例した負の値となる。そして、同図（Ｄ）に示すように、電圧制御設定信号Ｅcrは、出力電流変化率信号Ｂｉに幅率Ｌｒを乗じた電流変化率増幅信号Ｂiaを出力電圧設定信号Ｅｒから減算した値となる。この電圧制御設定信号Ｅcrと略等しくなるように出力電圧Ｅが制御される。
【００１３】
【特許文献１】特開２００４−１８１５２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図７は、上述した電子リアクトル制御をサイリスタ位相制御溶接電源に適用したときのブロック図である。同図において上述した図５と同一のブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図５とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００１５】
位相制御回路ＰＣは、誤差増幅信号Ｅａを入力として位相制御のために複数のサイリスタを順次点弧する点弧信号Ｐｃを出力する。サイリスタ位相制御電源主回路ＳＰＭは、変圧器及び複数のサイリスタからなり、３相２００Ｖ等の商用電源を入力として上記の点弧信号Ｐｃに従ってサイリスタ位相制御による出力制御を行い、出力電圧Ｅを出力する。サイリスタ位相制御溶接電源においいては、リアクトルＷＬのインダクタンス値Ｌｉは、インバータ制御溶接電源のときに比べて３〜５倍程度大きな値に設定される。インバータ制御溶接電源の制御周波数が数十ｋＨｚであるのに対して、サイリスタ位相制御溶接電源の制御周波数は最大３６０Ｈｚであり、１００倍も制御周波数に差がある。このために、インダクタンス値Ｌｉを数倍大きくしても出力電流ｉのリップルはインバータ制御溶接電源のときに比べて相当に大きくなる。
【００１６】
図８は、上述したサイリスタ位相制御溶接電源における各信号のタイミングチャートである。同図は上述した図６と対応しており、同図（Ａ）〜（Ｄ）の各信号も同一である。同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉのリップルは相当に大きい。各リップル周期はサイリスタが順番に点弧された周期であり、６個のサイリスタが順番に点弧する場合には、リップル周波数は６０Ｈｚ×６＝３６０Ｈｚとなる。すなわち、各リップル周期の開始時点は対応するサイリスタが点弧されたときである。また、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉが短絡期間Ｔｓに増加する変化率及びアーク期間Ｔａに減少する変化率（負荷変動による出力電流変化率）よりも、リップルによる変化率の方が大きい。このために、同図（Ｃ）に示すように、出力電流ｉを微分した出力電流変化率信号Ｂｉ＝ｄｉ／ｄｔは、負荷変動による出力電流変化率ではなくリップルによる出力電流変化率になっている。電子リアクトル制御で使用する出力電流変化率ｄｉ／ｄｔとは、負荷変動に伴う出力電流変化率でなければならない。この結果、サイリスタ位相制御溶接電源においては、インバータ制御溶接電源に提要適用されている電子リアクトル制御は使用することができない。また、リップルを平滑して小さくすると、同時に負荷変動による電流変化も平滑されることになる。この結果、電子リアクトル制御の応答性が非常に悪くなり、その効果を奏することができなくなる。
【００１７】
そこで、本発明では、適正な電子リアクトル制御を行うことができるサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、溶接電源の出力電流を検出し、この出力電流検出値の変化率を算出し、この出力電流変化率に増幅率を乗じて電流変化率増幅値を算出し、予め定めた出力電圧設定値から前記電流変化率増幅値を減算して電圧制御設定値を算出し、前記溶接電源の出力電圧が前記電圧制御設定値と略等しくなるようにサイリスタ位相制御によって出力を制御するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法において、
前記出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【００１９】
また、第２の発明は、第１の発明記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最小値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【００２０】
また、第３の発明は、第１の発明記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最大値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【発明の効果】
【００２１】
本発明でば、サイリスタ位相制御アーク溶接電源のように出力電流に大きなリップルがある場合において、出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する。これにより、リップルによる出力電流変化率ではなく負荷変動による出力電流変化率を正確に算出することができる。このために、リップルが大きいときでも、電子リアクトル制御を誤作動なく適正に行うことができ、良好な溶接品質を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００２３】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。同図において上述した図７と同一のブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図７とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００２４】
リップル周期開始時電流値検出回路ＩＳは、電流検出信号ｉｄ及び点弧信号Ｐｃを入力として、サイリスタが点弧してリップル周期が開始した時点における出力電流値を検出して、開始時電流値信号ｉｓを出力する。リップル最小値変化率算出回路ＢＩＳは、上記の
開始時電流値信号ｉｓ及び電流検出信号ｉｄを入力として、リップル周期中ｉｄ−ｉｓを刻々と算出して、出力電流変化率信号Ｂｉ＝ｉｄ−ｉｓとして出力する。
【００２５】
図２は、図１で上述した溶接電源における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）は溶接電圧ｖの、同図（Ｂ）は出力電流ｉの、同図（Ｃ）は出力電流変化率信号Ｂｉの、同図（Ｄ）は電圧制御設定信号Ｅcrの時間変化を示す。同図は上述した図８と対応している。以下、同図を参照して説明する。
【００２６】
時刻ｔ１においてサイリスタが点弧されてリップル周期が開始すると、同図（Ｂ）に示すように、開始辞の電流値ｉｓを検出する。続いて、同図（Ｃ）に示すように、この周期中ｉ−ｉｓを刻々と算出し出力電流変化率信号Ｂｉとして出力する。この出力電流変化率信号Ｂｉを使用して、同図（Ｄ）に示すように、電圧制御設定信号Ｅcr＝Ｅｒ−Ｌｒ・Ｂｉが算出される。この電圧制御設定信号Ｅcrに基づいて、次周期のサイリスタの点弧タイミング（点弧角）が決定される。したがって、時刻ｔ１１において次周期が開始した時点では、この開始タイミング（点弧角）を決定したのは、同図（Ｂ）に示すように、終了時の電流値ｉｅと開始時電流値ｉｓとの差（変化率）である。すなわち、同図（Ｃ）に示すように、リップルの最小値ｉｓ及びｉｅの最小値変化率Ｂisによってサイリスタの点弧角が決定される。このことは、同図（Ｂ）に示すように、リップルのある電流波形を点線で示す電流波形Ａに変換して電子リアクトル制御を行うことと等価である。この電流波形Ａは負荷変動による出力電流ｉの変化を示している。したがって、リップルによる出力電流変化率ではなく、負荷変動による出力電流変化率によってサイリスタ位相制御が行われることになり、電子リアクトル制御が適正に行われることを意味している。
【００２７】
［実施の形態２］
図３は、本発明の実施の形態２に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。同図において上述した図１と同一のブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図１とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００２８】
リップル最大値検出回路ＩＭは、電流検出信号ｉｄ及び点弧信号Ｐｃを入力として、サイリスタが点弧してリップル周期が開始した時点からの出力電流の最大値を検出して、最大電流値信号ｉｍを出力する。リップル最大値変化率算出回路ＢＩＭは、上記の最大電流値信号ｉｍを入力して記憶し、前周期の最大電流値ｉm0との差ｉｍ−ｉm0を算出して、出力電流変化率信号Ｂｉとして出力する。
【００２９】
図４は、図３で上述した溶接電源における電圧・電流波形図である。同図（Ａ）は溶接電圧ｖの、同図（Ｂ）は出力電流ｉの時間変化を示す。同図は上述した図２と対応している。以下、同図を参照して説明する。
【００３０】
時刻ｔ１においてサイリスタが点弧されてリップル周期が開始すると、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉは増加しピークに達した後に減少する山型の変化を示す。このピーク時の出力電流値を最大電流値ｉｍとして検出する。このピーク時において、最大電流値ｉｍと前周期の最大電流値ｉm0との差ｉｍ−ｉm0を算出して、出力電流変化率Ｂｉとする。続いて、電圧制御設定信号Ｅcr＝Ｅｃ−Ｌｒ・Ｂｉを算出し、次周期の点弧タイミング（点弧角）が時刻ｔ１１と決定される。このことは、同図（Ｂ）に示すように、リップルのある電流波形を点線で示す電流波形Ｂに変換して電子リアクトル制御を行うことと等価である。この電流波形Ｂは負荷変動による出力電流ｉの変化を示している。したがって、リップルによる出力電流変化率ではなく、負荷変動による出力電流変化率によってサイリスタ位相制御が行われることになり、電子リアクトル制御が適正に行われることを意味している。
【００３１】
上述したように、本発明では、出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する。これによって、リップルによる出力電流変化率ではなく負荷変動による出力電流変化率を検出している。出力電流のリップル周期における所定個所の電流値は、実施の形態１ではリップルの最小電流値であり、実施の形態２ではリップルの最大電流値である。これ以外にも、リップル周期の開始時点から所定時間が経過した時点での電流値、リップル周期ごとの平均電流値、リップルの振幅等でも良い。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図２】図１の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施の形態２に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図４】図３の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。
【図５】従来技術におけるインバータ制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図６】図５の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。
【図７】従来技術の課題を示すサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図８】図７の溶接電源における電圧・電流波形図である。
【符号の説明】
【００３３】
１ 溶接ワイヤ
２ 母材
３ アーク
４ 溶接トーチ
５ 送給ロール
Ａ、Ｂ 電流波形
ＢＩ 電流変化率算出回路
Ｂｉ 出力電流変化率（信号）
ＢＩＡ 乗算回路
Ｂia 電流変化率増幅（値／信号）
ＢＩＭ リップル最大値変化率算出回路
ＢＩＳ リップル最小値変化率算出回路
Ｂis 最小値変化率
Ｅ 出力電圧
ＥＡ 誤差増幅回路
Ｅａ 誤差増幅信号
Ｅcr 電圧制御設定（値／信号）
ＥＤ 出力電圧検出回路
Ｅｄ 出力電圧検出信号
ＥＲ 出力電圧設定回路
Ｅｒ 出力電圧設定（値／信号）
ｉ 出力電流
ＩＤ 電流検出回路
ｉｄ 電流検出信号
ＩＭ リップル最大値検出回路
ｉｍ 最大電流値（信号）
ｉm0 前周期の最大電流値
ＩＰＭ インバータパルス幅制御電源主回路
ＩＳ リップル周期開始時電流値検出回路
ｉｓ 開始時電流値（信号）
Ｌ インダクタンス値
Ｌｉ 固定インダクタンス値
Ｌｍ 適正インダクタンス値
Ｌｒ 増幅率／電子インダクタンス値
ＰＣ 位相制御回路
Ｐｃ 点弧信号
ＰＷＭ パルス幅変調制御回路
Ｐwm パルス幅変調信号
ｒ 抵抗値
ＳＰＭ サイリスタ位相制御電源主回路
ＳＵＢ 減算回路
Ｔａ アーク期間
Ｔｓ 短絡期間
ｖ 溶接電圧
ＷＬ リアクトル
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アーク負荷の変動に伴う出力電流の変化率を適正化するためのサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
溶接ワイヤと母材との間で短絡期間とアーク期間とを繰り返す短絡アーク溶接においては、アーク負荷の変動に応じて短絡期間及びアーク期間中の出力電流ｉの変化を適正化することが良好な溶接品質を確保するために重要である。上記の短絡アーク溶接には、短絡移行アーク溶接だけでなく、短絡を伴うグロビュール移行溶接、短絡を伴うスプレー移行溶接等も含まれる。短絡アーク溶接には必ず定電圧特性の溶接電源を使用するので、その出力電圧をＥ［Ｖ］とする。また、溶接電源の内部及び外部を合わせたリアクトルのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とし、内部及び外部を合わせた抵抗の値をｒ［Ω］とし、アーク負荷の電圧（以下、溶接電圧という）をｖ［Ｖ］とすると、溶接電源の出力に関して下式が成立する。
Ｅ＝Ｌ・di/dt＋ｒ・ｉ＋ｖ …（１）式
上式において、抵抗値ｒは通常小さな値であるので省略し、電流変化率ｄｉ／ｄｔで整理すると下式となる。
di/dt＝（Ｅ−ｖ）／Ｌ …（２）式
【０００３】
上式において出力電圧Ｅは予め設定された値であり、アーク負荷が変動して溶接電圧ｖが変化したときの電流変化率ｄｉ／ｄｔは、（Ｅ−ｖ）の電圧差に比例し、インダクタンス値Ｌに反比例する。したがって、アーク負荷から短絡負荷に変化すると電圧差（Ｅ−ｖ）＞０となるのでインダクタンス値Ｌに反比例した電流変化率ｄｉ／ｄｔで出力電流ｉは増加し、短絡負荷からアーク負荷に変化すると電圧差（Ｅ−ｖ）＜０となるのでインダクタンス値Ｌに反比例した電流変化率ｄｉ／ｄｔで出力電流ｉは減少する。通常、短絡負荷時の溶接電圧ｖは数Ｖと略一定値であり、出力電圧Ｅは所定値に設定されるので、この結果、電圧差（Ｅ−ｖ）も略一定値となり、出力電流ｉはインダクタンス値Ｌに反比例する電流変化率ｄｉ／ｄｔで増加する。他方、アーク負荷に変化した直後は電圧差（Ｅ−ｖ）＜０となり出力電流ｉは減少する。その後は種々の外乱によってアーク負荷は変動することが多いために、電圧差（Ｅ−ｖ）は正にも負にも変化しそれに応じて出力電流ｉも増加又は減少することになる。したがって、短絡／アーク負荷の変動に応じて電流変化率ｄｉ／ｄｔを適正化するためには、インダクタンス値Ｌを適正値Ｌｍ［Ｈ］に設定する必要がある。
【０００４】
リアクトルに通電する出力電流ｉは最大５００Ａと非常に大きな値であるために、リアクトルのサイズが大きくなり重量も重くなる。さらに、上記の適正インダクタンス値Ｌｍは、溶接ワイヤの材質、直径、シールドガスの種類、平均出力電流値、短絡期間とアーク期間等の種々の溶接条件によって変化する。しかし、鉄芯に導線を巻いて製作されるリアクトルでは、そのインダクタンス値を溶接条件に応じて所望値に自在に変化させることはできない。そこで、以下に説明する従来技術では、このリアクトルと等価な作用を電子的に形成する制御（以下、電子リアクトル制御という）が開示され、広く慣用されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
電子リアクトル制御の原理は以下のとおりである。出力電圧の設定値をＥｒ［Ｖ］とし、適正インダクタンス値をＬｍ［μＨ］とし、溶接電源に内蔵されるリアクトルの固定インダクタンス値をＬｉ［μＨ］とし、電子リアクトル制御によって形成される電子インダクタンス値をＬｒ［μＨ］とする。したがって、Ｌｍ＝Ｌｉ＋Ｌｒとなる。これらを上記の（２）式に代入して整理すると下式となる。
Ｅｒ−Ｌｒ・di/dt＝Ｌｉ・di/dt＋ｖ …（３）式
【０００６】
上式において、出力電圧がＥ＝Ｅｒ−Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔになるように制御することによって電子インダクタンス値Ｌｒを形成することができる。すなわち、出力電流ｉを検出して出力電流変化率Ｂｉ＝ｄｉ／ｄｔを算出し、これに増幅率Ｌｒを乗じた電流変化率増幅値Ｂia＝Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔを算出する。続いて、予め定めた出力電圧設定値Ｅｒから上記の電流変化率増幅値Ｂiaを減算して電圧制御設定値Ｅcr＝Ｅｒ−Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔを算出し、出力電圧Ｅがこの電圧制御設定値Ｅcrと略等しくなるように制御する。ここで、上記の増幅率Ｌｒ＝Ｌｍ−Ｌｉであるので、種々の溶接条件に応じて適正インダクタンス値Ｌｍが決まると、増幅率（電子インダクタンス値）Ｌｒが決まる。したがって、適正インダクタンス値Ｌｍを任意の値に電子リアクトル制御によって設定することができる。
【０００７】
図５は、従来技術の電子リアクトル制御を採用したインバータ制御溶接電源のブロック図である。以下、同図を参照して各ブロックについて説明する。
【０００８】
インバータパルス幅制御電源主回路ＩＰＭは、商用電源（３相２００Ｖ等）を入力として、後述するパルス幅変調信号Ｐwmに従ってインバータパルス幅制御による出力制御を行い、出力電圧Ｅを出力する。リアクトルＷＬは、鉄芯に導線を巻いたものであり、数十μＨ程度の小さな値の固定インダクタンス値Ｌｉ［μＨ］を有する。これにより出力電流ｉは平滑されてリップルは非常に小さくなる。溶接ワイヤ１はワイヤ送給装置の送給ロール５によって溶接トーチ４内を通って送給され、母材２との間にアーク３が発生する。溶接ワイヤ１と母材２との間に溶接電圧ｖが印加し、出力電流ｉが通電する。
【０００９】
電流検出回路ＩＤは、出力電流ｉを検出して電流検出信号ｉｄを出力する。電流変化率算出回路ＢＩは、この電流検出信号ｉｄを微分して出力電流変化率信号Ｂｉを出力する。乗算回路ＢＩＡは、上記の出力電流変化率信号Ｂｉに予め定めた増幅率Ｌｒを乗じて、電流変化率増幅信号Ｂia＝Ｌｒ・ｄｉ／ｄｔを出力する。
【００１０】
出力電圧設定回路ＥＲは、所望値の出力電圧設定信号Ｅｒを出力する。減算回路ＳＵＢは、この出力電圧設定信号Ｅｒから上記の電流変化率増幅信号Ｂiaを減算して、電圧制御設定信号Ｅcr＝Ｅｒ−Ｂiaを出力する。出力電圧検出回路ＥＤは、出力電圧Ｅを検出して出力電圧検出信号Ｅｄを出力する。誤差増幅回路ＥＡは、上記の電圧制御設定信号Ｅcrとこの出力電圧検出信号Ｅｄとの誤差を増幅して誤差増幅信号Ｅａを出力する。パルス幅変調制御回路ＰＷＭは、この誤差増幅信号Ｅａを入力としてパルス幅変調を行い、インバータを駆動するためのパルス幅変調信号Ｐwmを出力する。
【００１１】
図６は、上記の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）は溶接電圧ｖの、同図（Ｂ）は出力電流ｉの、同図（Ｃ）は出力電流変化率信号Ｂｉの、同図（Ｄ）は電圧制御設定信号Ｅcrの時間変化を示す。以下、同図を参照して説明する。
【００１２】
時刻ｔ１〜ｔ２の短絡期間Ｔｓ中はアーク負荷が短絡負荷になるために、同図（Ａ）に示すように、溶接電圧ｖは数Ｖ程度の小さな値となり、電圧差（Ｅ−ｖ）＞０となる。このために、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉは増加する。これに伴い、同図（Ｃ）に示すように、出力電流変化率信号Ｂｉは出力電流ｉの増加率に比例した正の値となる。続いて、時刻ｔ２〜ｔ３のアーク期間Ｔａ中は短絡負荷からアーク負荷に変化するために、同図（Ａ）に示すように、溶接電圧ｖはアーク電圧値となり、電圧差（Ｅ−ｖ）＜０となる。このために、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉは減少する。これに伴い、同図（Ａ）に示すように、出力電流変化率信号Ｂｉは出力電流ｉの減少率に比例した負の値となる。そして、同図（Ｄ）に示すように、電圧制御設定信号Ｅcrは、出力電流変化率信号Ｂｉに幅率Ｌｒを乗じた電流変化率増幅信号Ｂiaを出力電圧設定信号Ｅｒから減算した値となる。この電圧制御設定信号Ｅcrと略等しくなるように出力電圧Ｅが制御される。
【００１３】
【特許文献１】特開２００４−１８１５２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図７は、上述した電子リアクトル制御をサイリスタ位相制御溶接電源に適用したときのブロック図である。同図において上述した図５と同一のブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図５とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００１５】
位相制御回路ＰＣは、誤差増幅信号Ｅａを入力として位相制御のために複数のサイリスタを順次点弧する点弧信号Ｐｃを出力する。サイリスタ位相制御電源主回路ＳＰＭは、変圧器及び複数のサイリスタからなり、３相２００Ｖ等の商用電源を入力として上記の点弧信号Ｐｃに従ってサイリスタ位相制御による出力制御を行い、出力電圧Ｅを出力する。サイリスタ位相制御溶接電源においいては、リアクトルＷＬのインダクタンス値Ｌｉは、インバータ制御溶接電源のときに比べて３〜５倍程度大きな値に設定される。インバータ制御溶接電源の制御周波数が数十ｋＨｚであるのに対して、サイリスタ位相制御溶接電源の制御周波数は最大３６０Ｈｚであり、１００倍も制御周波数に差がある。このために、インダクタンス値Ｌｉを数倍大きくしても出力電流ｉのリップルはインバータ制御溶接電源のときに比べて相当に大きくなる。
【００１６】
図８は、上述したサイリスタ位相制御溶接電源における各信号のタイミングチャートである。同図は上述した図６と対応しており、同図（Ａ）〜（Ｄ）の各信号も同一である。同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉのリップルは相当に大きい。各リップル周期はサイリスタが順番に点弧された周期であり、６個のサイリスタが順番に点弧する場合には、リップル周波数は６０Ｈｚ×６＝３６０Ｈｚとなる。すなわち、各リップル周期の開始時点は対応するサイリスタが点弧されたときである。また、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉが短絡期間Ｔｓに増加する変化率及びアーク期間Ｔａに減少する変化率（負荷変動による出力電流変化率）よりも、リップルによる変化率の方が大きい。このために、同図（Ｃ）に示すように、出力電流ｉを微分した出力電流変化率信号Ｂｉ＝ｄｉ／ｄｔは、負荷変動による出力電流変化率ではなくリップルによる出力電流変化率になっている。電子リアクトル制御で使用する出力電流変化率ｄｉ／ｄｔとは、負荷変動に伴う出力電流変化率でなければならない。この結果、サイリスタ位相制御溶接電源においては、インバータ制御溶接電源に提要適用されている電子リアクトル制御は使用することができない。また、リップルを平滑して小さくすると、同時に負荷変動による電流変化も平滑されることになる。この結果、電子リアクトル制御の応答性が非常に悪くなり、その効果を奏することができなくなる。
【００１７】
そこで、本発明では、適正な電子リアクトル制御を行うことができるサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、溶接電源の出力電流を検出し、この出力電流検出値の変化率を算出し、この出力電流変化率に増幅率を乗じて電流変化率増幅値を算出し、予め定めた出力電圧設定値から前記電流変化率増幅値を減算して電圧制御設定値を算出し、前記溶接電源の出力電圧が前記電圧制御設定値と略等しくなるようにサイリスタ位相制御によって出力を制御するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法において、
前記出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【００１９】
また、第２の発明は、第１の発明記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最小値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【００２０】
また、第３の発明は、第１の発明記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最大値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法である。
【発明の効果】
【００２１】
本発明でば、サイリスタ位相制御アーク溶接電源のように出力電流に大きなリップルがある場合において、出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する。これにより、リップルによる出力電流変化率ではなく負荷変動による出力電流変化率を正確に算出することができる。このために、リップルが大きいときでも、電子リアクトル制御を誤作動なく適正に行うことができ、良好な溶接品質を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
【００２３】
［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。同図において上述した図７と同一のブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図７とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００２４】
リップル周期開始時電流値検出回路ＩＳは、電流検出信号ｉｄ及び点弧信号Ｐｃを入力として、サイリスタが点弧してリップル周期が開始した時点における出力電流値を検出して、開始時電流値信号ｉｓを出力する。リップル最小値変化率算出回路ＢＩＳは、上記の
開始時電流値信号ｉｓ及び電流検出信号ｉｄを入力として、リップル周期中ｉｄ−ｉｓを刻々と算出して、出力電流変化率信号Ｂｉ＝ｉｄ−ｉｓとして出力する。
【００２５】
図２は、図１で上述した溶接電源における各信号のタイミングチャートである。同図（Ａ）は溶接電圧ｖの、同図（Ｂ）は出力電流ｉの、同図（Ｃ）は出力電流変化率信号Ｂｉの、同図（Ｄ）は電圧制御設定信号Ｅcrの時間変化を示す。同図は上述した図８と対応している。以下、同図を参照して説明する。
【００２６】
時刻ｔ１においてサイリスタが点弧されてリップル周期が開始すると、同図（Ｂ）に示すように、開始辞の電流値ｉｓを検出する。続いて、同図（Ｃ）に示すように、この周期中ｉ−ｉｓを刻々と算出し出力電流変化率信号Ｂｉとして出力する。この出力電流変化率信号Ｂｉを使用して、同図（Ｄ）に示すように、電圧制御設定信号Ｅcr＝Ｅｒ−Ｌｒ・Ｂｉが算出される。この電圧制御設定信号Ｅcrに基づいて、次周期のサイリスタの点弧タイミング（点弧角）が決定される。したがって、時刻ｔ１１において次周期が開始した時点では、この開始タイミング（点弧角）を決定したのは、同図（Ｂ）に示すように、終了時の電流値ｉｅと開始時電流値ｉｓとの差（変化率）である。すなわち、同図（Ｃ）に示すように、リップルの最小値ｉｓ及びｉｅの最小値変化率Ｂisによってサイリスタの点弧角が決定される。このことは、同図（Ｂ）に示すように、リップルのある電流波形を点線で示す電流波形Ａに変換して電子リアクトル制御を行うことと等価である。この電流波形Ａは負荷変動による出力電流ｉの変化を示している。したがって、リップルによる出力電流変化率ではなく、負荷変動による出力電流変化率によってサイリスタ位相制御が行われることになり、電子リアクトル制御が適正に行われることを意味している。
【００２７】
［実施の形態２］
図３は、本発明の実施の形態２に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。同図において上述した図１と同一のブロックには同一符号を付してそれらの説明は省略する。以下、図１とは異なる点線で示すブロックについて説明する。
【００２８】
リップル最大値検出回路ＩＭは、電流検出信号ｉｄ及び点弧信号Ｐｃを入力として、サイリスタが点弧してリップル周期が開始した時点からの出力電流の最大値を検出して、最大電流値信号ｉｍを出力する。リップル最大値変化率算出回路ＢＩＭは、上記の最大電流値信号ｉｍを入力して記憶し、前周期の最大電流値ｉm0との差ｉｍ−ｉm0を算出して、出力電流変化率信号Ｂｉとして出力する。
【００２９】
図４は、図３で上述した溶接電源における電圧・電流波形図である。同図（Ａ）は溶接電圧ｖの、同図（Ｂ）は出力電流ｉの時間変化を示す。同図は上述した図２と対応している。以下、同図を参照して説明する。
【００３０】
時刻ｔ１においてサイリスタが点弧されてリップル周期が開始すると、同図（Ｂ）に示すように、出力電流ｉは増加しピークに達した後に減少する山型の変化を示す。このピーク時の出力電流値を最大電流値ｉｍとして検出する。このピーク時において、最大電流値ｉｍと前周期の最大電流値ｉm0との差ｉｍ−ｉm0を算出して、出力電流変化率Ｂｉとする。続いて、電圧制御設定信号Ｅcr＝Ｅｃ−Ｌｒ・Ｂｉを算出し、次周期の点弧タイミング（点弧角）が時刻ｔ１１と決定される。このことは、同図（Ｂ）に示すように、リップルのある電流波形を点線で示す電流波形Ｂに変換して電子リアクトル制御を行うことと等価である。この電流波形Ｂは負荷変動による出力電流ｉの変化を示している。したがって、リップルによる出力電流変化率ではなく、負荷変動による出力電流変化率によってサイリスタ位相制御が行われることになり、電子リアクトル制御が適正に行われることを意味している。
【００３１】
上述したように、本発明では、出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する。これによって、リップルによる出力電流変化率ではなく負荷変動による出力電流変化率を検出している。出力電流のリップル周期における所定個所の電流値は、実施の形態１ではリップルの最小電流値であり、実施の形態２ではリップルの最大電流値である。これ以外にも、リップル周期の開始時点から所定時間が経過した時点での電流値、リップル周期ごとの平均電流値、リップルの振幅等でも良い。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明の実施の形態１に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図２】図１の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。
【図３】本発明の実施の形態２に係るサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図４】図３の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。
【図５】従来技術におけるインバータ制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図６】図５の溶接電源における各信号のタイミングチャートである。
【図７】従来技術の課題を示すサイリスタ位相制御アーク溶接電源のブロック図である。
【図８】図７の溶接電源における電圧・電流波形図である。
【符号の説明】
【００３３】
１ 溶接ワイヤ
２ 母材
３ アーク
４ 溶接トーチ
５ 送給ロール
Ａ、Ｂ 電流波形
ＢＩ 電流変化率算出回路
Ｂｉ 出力電流変化率（信号）
ＢＩＡ 乗算回路
Ｂia 電流変化率増幅（値／信号）
ＢＩＭ リップル最大値変化率算出回路
ＢＩＳ リップル最小値変化率算出回路
Ｂis 最小値変化率
Ｅ 出力電圧
ＥＡ 誤差増幅回路
Ｅａ 誤差増幅信号
Ｅcr 電圧制御設定（値／信号）
ＥＤ 出力電圧検出回路
Ｅｄ 出力電圧検出信号
ＥＲ 出力電圧設定回路
Ｅｒ 出力電圧設定（値／信号）
ｉ 出力電流
ＩＤ 電流検出回路
ｉｄ 電流検出信号
ＩＭ リップル最大値検出回路
ｉｍ 最大電流値（信号）
ｉm0 前周期の最大電流値
ＩＰＭ インバータパルス幅制御電源主回路
ＩＳ リップル周期開始時電流値検出回路
ｉｓ 開始時電流値（信号）
Ｌ インダクタンス値
Ｌｉ 固定インダクタンス値
Ｌｍ 適正インダクタンス値
Ｌｒ 増幅率／電子インダクタンス値
ＰＣ 位相制御回路
Ｐｃ 点弧信号
ＰＷＭ パルス幅変調制御回路
Ｐwm パルス幅変調信号
ｒ 抵抗値
ＳＰＭ サイリスタ位相制御電源主回路
ＳＵＢ 減算回路
Ｔａ アーク期間
Ｔｓ 短絡期間
ｖ 溶接電圧
ＷＬ リアクトル
【特許請求の範囲】
【請求項１】
溶接電源の出力電流を検出し、この出力電流検出値の変化率を算出し、この出力電流変化率に増幅率を乗じて電流変化率増幅値を算出し、予め定めた出力電圧設定値から前記電流変化率増幅値を減算して電圧制御設定値を算出し、前記溶接電源の出力電圧が前記電圧制御設定値と略等しくなるようにサイリスタ位相制御によって出力を制御するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法において、
前記出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法。
【請求項２】
請求項１記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最小値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法。
【請求項３】
請求項１記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最大値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法。
【請求項１】
溶接電源の出力電流を検出し、この出力電流検出値の変化率を算出し、この出力電流変化率に増幅率を乗じて電流変化率増幅値を算出し、予め定めた出力電圧設定値から前記電流変化率増幅値を減算して電圧制御設定値を算出し、前記溶接電源の出力電圧が前記電圧制御設定値と略等しくなるようにサイリスタ位相制御によって出力を制御するサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法において、
前記出力電流変化率を出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率によって算出する、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法。
【請求項２】
請求項１記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最小値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法。
【請求項３】
請求項１記載の出力電流のリップル周期における所定個所の電流値の変化率が、各リップルの最大値の変化率である、ことを特徴とするサイリスタ位相制御アーク溶接電源の出力制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００７−２１５６０（Ｐ２００７−２１５６０Ａ）
【公開日】平成１９年２月１日（２００７．２．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２０９８５３（Ｐ２００５−２０９８５３）
【出願日】平成１７年７月２０日（２００５．７．２０）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年２月１日（２００７．２．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年７月２０日（２００５．７．２０）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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