スイッチング電源
【課題】スイッチング電源から出る出力電力を制御するための技術を提供すること。
【解決手段】本スイッチング・レギュレータは電源のエネルギー移送要素に結合されるスイッチを有する。このスイッチのスイッチングを制御して電源出力部の出力で出力電圧と出力電流を調節するために制御器がスイッチに結合される。フィードバック回路がその制御器に結合される。このフィードバック回路は電源の出力部からフィードバック信号を受け取る。出力電圧と出力電流の組合せが出力領域に対応する。少なくとも１つの調節された出力領域と１つの無調節の出力領域がある。少なくとも１つの無調節の出力領域は自己保護自動再始動領域である。少なくとも１つの無調節の出力領域の中では、スイッチング・レギュレータは連続的な出力電力をスイッチング・レギュレータの実質的に最大の出力電力で供給する。各々の出力領域はフィードバック信号の大きさと持続時間に対応する。
【解決手段】本スイッチング・レギュレータは電源のエネルギー移送要素に結合されるスイッチを有する。このスイッチのスイッチングを制御して電源出力部の出力で出力電圧と出力電流を調節するために制御器がスイッチに結合される。フィードバック回路がその制御器に結合される。このフィードバック回路は電源の出力部からフィードバック信号を受け取る。出力電圧と出力電流の組合せが出力領域に対応する。少なくとも１つの調節された出力領域と１つの無調節の出力領域がある。少なくとも１つの無調節の出力領域は自己保護自動再始動領域である。少なくとも１つの無調節の出力領域の中では、スイッチング・レギュレータは連続的な出力電力をスイッチング・レギュレータの実質的に最大の出力電力で供給する。各々の出力領域はフィードバック信号の大きさと持続時間に対応する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は全体として電子回路に関し、さらに特定すると、本発明はスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源の一般的な用途はバッテリを充電することである。バッテリ充電器の出力電力は普通では調節された電圧と調節された電流を供給するように制御される。電圧は出力電流の範囲全体にわたって最大電圧と最小電圧との間で調節される。電流は出力電圧の範囲全体にわたって最大電流と最小電流との間で調節される。バッテリが充電されているとき通常、バッテリ電圧が閾値に到達すると自動的に、調節された出力電流から調節された出力電圧への急激な遷移が生じる。すなわち、デカルト座標にプロットされる出力電圧と出力電流の軌跡は普通では遷移点に鋭い角を有し、それは最大出力電力点に対応する。通常では、電圧が閾値よりも下に低下すると出力電流を大幅に削減して出力の短絡もしくは同様の故障から損傷を防止する要求もやはり存在する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
調節された出力電圧と調節された出力電流との間の急激な遷移を有するバッテリ充電器の設計の実装は結果として、望ましい機能を提供するために必要以上にコストを要する製品につながる。調節された出力電圧と調節された出力電流との間で調節されない遷移を設計することによってバッテリ充電器のコストを削減し、かつすべての要求を満たすことが可能なことがある。調節されない遷移領域での出力電圧と出力電流はスイッチング・レギュレータの本来の出力特性によって拘束され、通常では所定の出力電圧や電流に関する最大出力電力の曲線に追従する。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
さらに低いコストを達成するために、スイッチング・レギュレータは調節された出力電圧と調節された出力電流との間でレギュレータが無調節に遷移させる制御回路と共に動作するように設計され、それにより、電圧と電流は特定された境界線の中に保たれる。特定された境界線の中の無調節の遷移の適切な設計は最大電力出力を削減し、高い出力電力を保証するための部品よりもさらにコストの低い部品の使用が可能である。この制御回路はフィードバック信号の大きさに従って調節された電圧、調節された電流、無調節の遷移、または自己保護のためにスイッチング・レギュレータを動作させる。
【発明の効果】
【０００５】
通常ではバッテリ充電器は調節を目的として出力電圧を感知するための１つの回路と、出力電流を感知するための異なる回路を使用する。多くの応用例では、出力電流を感知する回路を除外し、調節された電圧と自己保護閾値電圧との間で無調節の遷移を使用することで設計の要求を満たすことが可能である。出力電流を感知する回路の除外はコストを下げ、効率を高める。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本発明の教示に従って出力電力を制御することが可能なスイッチング・レギュレータの一実施形態を示す機能ブロック図である。
【図２】本発明の教示に従って出力電力を制御するスイッチング・レギュレータの一実施形態の出力電圧および出力電流の境界線を示す図である。
【図３】本発明の教示に従って出力電力を制御するスイッチング・レギュレータの一実施形態に関して、出力電圧および出力電流の境界線の内側の４つの特定の動作領域を示す図である。
【図４】本発明の教示に従って出力電力を制御するスイッチング・レギュレータの別の実施形態に関して、出力電圧および出力電流の境界線の内側の３つの特定の動作領域を具体的に示す図である。
【図５】本発明の教示によるスイッチング・レギュレータの実施形態に関して、出力電力を制御するための方法の一実施形態を示すフローチャートである。
【図６】本発明の教示に従って出力を調節するためにパルス幅変調を使用するスイッチング・レギュレータの一実施形態の制御特性を説明する図である。
【図７】本発明の教示に従って出力を調節するためにオン／オフ制御を使用するスイッチング・レギュレータの一実施形態の制御特性を説明する図である。
【図８】本発明の教示に従って制御される通常のスイッチング・レギュレータ式バッテリ充電器の出力の電圧と電流の特性を示す図である。
【図９Ａ】本発明の教示による集積回路制御器を備えた電源の回路の一実施形態を示す図である。
【図９Ｂ】本発明の教示による集積回路制御器を備えた電源の回路の別の実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
添付の図面の中で本発明が、単なる例であって限定ではない方式によって詳しく具体的に示される。
【０００８】
電源の中で利用することができる電源レギュレータの実施形態が開示される。以下の説明では、本発明の完全な理解を与えるために数多くの特定の詳細が述べられる。しかしながら、この特定の詳細が本発明を実施するために必ずしも使用される必要がないことは当業者にとって明らかであろう。実行に関連してよく知られている方法は本発明を不明瞭にすることを回避するために詳細には説明されていない。
【０００９】
本願明細書全体にわたって「一実施形態」または「実施形態」への言及は、その実施形態に関連して述べられる特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態の中に含まれることを意味する。したがって、本願明細書全体にわたる様々な箇所での「一実施形態」または「実施形態」という語句の出現は必ずしもすべて同じ実施形態に関するものではない。さらに、特定の特徴、構造、または特性が１つまたは複数の実施形態の中でいずれかの適切な方式で組み合わされることが可能である。
【００１０】
電源に関して調節されない動作モードを与える技術が開示される。それは従来の解決策よりも低いコストでバッテリ充電器の必要条件を満たすことができる。具体的に示すために、図１は本発明の教示によるバッテリ充電器である電源レギュレータの実施形態を含む電源の機能ブロック図を示している。図１に示された電源のトポロジはフライバック・レギュレータとして知られている。スイッチング・レギュレータの多くのトポロジと構成が存在することや、図１に示されたフライバックのトポロジが、本発明の教示に従って他のタイプのトポロジにも当てはまる本発明の実施形態の原理を例示するために与えられていることは理解できるであろう。
【００１１】
図１の電源は無調節の入力電圧ＶIN１０５から負荷１６５へ出力電力を供給する。一実施形態では負荷１６５は再充電可能なバッテリである。入力電圧ＶIN１０５はエネルギー移送要素Ｔ１１２５とスイッチＳ１１２０に結合される。図１の例では、エネルギー移送要素Ｔ１１２５は電源の入力部と電源の出力部との間に結合される。図１の例のエネルギー移送要素Ｔ１１２５は２つの巻き線を備えた変圧器として示されている。通常、他の負荷に電力を供給するため、バイアス電圧を供給するため、または負荷の電圧を感知するために変圧器は２つの巻き線よりも多く、追加の巻き線を設けることもある。スイッチＳ１１２０への最大電圧を制御するためにクランプ回路１１０がエネルギー移送要素Ｔ１１２５の一次巻き線に結合されている。スイッチＳ１１２０は本発明の教示による制御回路１４５の一実施形態に応答してオン、オフに切り換えられる。一実施形態では、スイッチＳ１１２０は例えば電力用の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のようなトランジスタである。一実施形態では、制御器１４５は集積回路や個別電気部品を有する。スイッチＳ１１２０の動作は整流器Ｄ１１３０に脈動電流を生成することである。その電流はキャパシタＣ１１３５によってフィルタ処理され、負荷１６５に実質的に一定の出力電圧ＶOまたは出力電流ＩOを与える。
【００１２】
調節されるべき出力の量はＵO１５０であって、通常、それは出力電圧ＶO、出力電流ＩO、またはそれら２つの組合せである。調節された量は必ずしも一定である必要はないが、しかしフィードバック信号に応答して所望の方式で変化するように調節される。フィードバック信号に応答しない出力は調節されない。フィードバック回路１６０が出力量ＵO１５０に結合されることでフィードバック信号ＵFB１５５を生成する。それが制御器１４５への入力である。制御器１４５への別の入力はスイッチＳ１１２０内の電流ＩD１１５を感知する電流感知信号１４０である。例えば電流変圧器、または例えば個別抵抗器の両端の電圧、または例えばトランジスタが導通しているときのトランジスタの両端の電圧といったスイッチング電流を測定するために知られている方式のいずれかを、電流ＩD１１５を測定するために使用することが可能である。制御器が出力量ＵO１５０を調節するために変化させるパラメータを示すために、図１は電流ＩD１１５の波形の例も示している。電流ＩD１１５の最大値はＩMAXであり、スイッチング周期はＴSであり、デューティ比はＤである。通常では、制御器はデューティ比を１００％未満の最大値ＤMAXに制限する。
【００１３】
一実施形態では、出力ＵO１５０をその望ましい値に実質的に調節するように制御器１４５がスイッチＳ１１２０を動作させる。一実施形態では、出力ＵOは出力電圧または出力電流の大きさに応答して出力電圧から出力電流へと変わる。一実施形態では、制御器１４５は実質的に規則的なスイッチング周期ＴSを決める発振器を有する。一実施形態では、スイッチング周期の中でスイッチの導通時間を制御することによって調節が行われる。各々のスイッチング周期の中で、スイッチが閉じられるスイッチング周期の割り合いがスイッチのデューティ比である。一実施形態では、スイッチの最大電流ＩMAXを制御することによって調節が達成される。別の実施形態では、スイッチング周期ＴSを制御することによって調節が達成される。
【００１４】
一実施形態では、レギュレータのパラメータはフィードバック信号ＵFBの範囲全体にわたってＵFBとは実質的に無関係である。フィードバック信号ＵFBとは実質的に無関係であれば、パラメータＩMAX、Ｄ、ＴSは固定されるか、あるいは、例えば入力電圧ＶIN１０５または負荷１６５といった他の量の変化に応答して変わるかのどちらかである。一実施形態では、そのような変化はフライバック・トポロジといった電力変換器のトポロジの本来の特性によって決定される。したがって、レギュレータの一実施形態は、出力が本発明の教示に従ってフィードバック信号によって調節されないときに、出力が望ましい方式で挙動するように設計されることが可能である。
【００１５】
図２は本発明の教示に従って動作するスイッチング電源の一実施形態の出力電圧と出力電流のための境界線を示している。この電源の出力は外側境界線２０５と内側境界線２１０の中に入る。外側境界線は最大出力電圧ＶOMAXと最大出力電流ＩOMAXを設定し、それらがＶOMAXとＩOMAXの線の交点２００で最大出力電力ＰMAXを決める。実線の領域２１５の中の出力特性を有する電源は外側境界線２０５と内側境界線２１０との間で最大出力電力ＰMAX未満で動作する。そのような電源は通常ではＰMAXで動作するものよりコストが少ない。
【００１６】
図３は本発明の教示に従って動作する電源の一実施形態に関して、出力電圧と出力電流の境界線の内側の４つの特定の領域を示している。ＣＶ領域３００は調節された電圧の領域であって、そこでは出力電圧の変動は出力電流の広い範囲にわたって制限される。ＣＣ領域３１０は調節された電流の領域であって、そこでは出力電流の変動は出力電圧の広い範囲にわたって制限される。ＵＴ領域３０５は遷移領域であって、そこでは出力電圧と出力電流はＤＶ領域３００とＣＣ領域の間で調節されない。ＡＲ領域３１５は自動再始動領域であって、そこでは電源は出力の短絡故障、または制御器から到達するフィードバック信号を妨害する故障による損傷を回避するために低い出力電圧と低い平均出力電流で動作する。ＡＲ自動再始動領域では、電源は自動再始動サイクルで動作する。一実施形態での自動再始動サイクルにおいて、制御器は、負荷が仕様の範囲内にあるときに電源の出力を自動再始動閾値よりも上に上げるために充分に長い持続時間について電力スイッチが無調節で動作し、その後、許容されたスイッチングの持続時間中に出力が閾値に到達しなければスイッチングの無い長い時間間隔に引き継がれる。自動再始動サイクルは電源の出力が自動再始動閾値よりも上に上がるまで反復する。すべての用途が動作の自動再始動領域を必要とするわけではないであろうことは理解されるであろう。本発明の実施形態のいくつかの応用例はＡＲ領域３１５を伴なわずにＵＴ領域３０５から恩典を得る。
【００１７】
本発明の実施形態のいくつかの応用例は調節された動作の２つの領域を必要としない。図４は電源の１つの実施形態がどのようにして１つだけの調節された領域、すなわち一定電圧ＣＶ領域４００を備えて出力電圧と出力電流の特定の境界線の範囲内で動作することが可能であるかを示している。無調節の遷移ＵＴ領域４０５は調節された一定電圧ＣＶ領域４００と自動再始動ＡＲ領域４１５との間である。自己保護のための自動再始動領域４１５を必要としない応用例では、一定電圧ＣＶ領域４００と無調節の遷移ＵＴ領域４０５だけで必要条件が満たされる。一実施形態では、自動再始動ＡＲ領域は必要とされず、出力電流に大幅な減少を伴なうことなくＵＴ領域４０５がゼロ出力電圧へと広げられる。
【００１８】
図５は本発明の教示によるスイッチング・レギュレータの出力電力を制御するための方法の一実施形態を説明するフローチャートの具体的例である。図示されるように、フィードバック信号ＵFBはブロック５０３で測定される。その後、ブロック５０５で信号の大きさが閾値と比較される。ブロック５０７、５０９、５１１で判定された比較の結果が動作の特定の領域を選択するために使用される。図５では、閾値はＵ1、Ｕ2、Ｕ3であって、０＜Ｕ1＜Ｕ2≦Ｕ3である。
【００１９】
フィードバック信号が充分に小さければ（Ｕ1以下であれば）、制御器はブロック５１３に示されるように無調節の自動再始動ＡＲ領域でレギュレータを動作させる。フィードバック信号が上側の閾値よりも大きければ（Ｕ3以上であれば）、制御器はブロック５１５に示されるように電力スイッチがオフになるように無調節の阻止されたスイッチング・モードでレギュレータを動作させる。その他の大きさのフィードバック信号については、制御器はブロック５１９に示されるように制御されたモードに電源出力を制御するか、あるいはブロック５１７に示されるように最大の無調節電力を生成させるように無調節モードでレギュレータを動作させるかのどちらかである。
【００２０】
一実施形態では、フィードバック信号がフィードバック閾値と交差するときの領域間の動作の変化は瞬時ではない。一実施形態では、フィードバック信号の値は制御器が本発明の教示に従って異なる領域へと動作を変更する前の固定された時間について閾値条件を満たす。
【００２１】
電源はフィードバック信号ＵFBの大きさに応答してこれらの出力領域のうちの１つで動作する。一実施形態では、フィードバック信号ＵFBの大きさは図６に例示された関係に従って電源の動作を決定する。
【００２２】
図６は図５に述べられた方法の一実施形態の制御特性の実施形態をパルス幅変調型制御器で示しており、そこではデューティ比がフィードバック信号に応答して変化する。一実施形態では、一定周波数のクロックが、電力スイッチが導通することが可能なサイクルを決める。図６の実施形態に示されるように、フィードバック信号ＵFBがＵ2とＵ3の間にあるとき、デューティ比Ｄは本発明の教示によると調節された出力の領域でフィードバック信号の大きさと共に直線的に変化し、ゼロと最大値ＤMAXの間を進む。
【００２３】
一実施形態では、フィードバック信号ＵFBがＵ1とＵ2の間にあるとき、レギュレータは無調節の遷移ＵＴ領域で動作する。フィードバック信号ＵFBがＵ1よりも小さいとき、それは自動再始動ＡＲ領域で動作する。無調節の遷移領域では、制御器はフィードバック信号の大きさに実質的に無関係である電力スイッチの最大デューティ比ＤMAXによって、または最大電流ＩMAXによってのみ電力スイッチのオン時間を制限する。自動再始動領域を伴なう一般的なパルス幅変調型制御器は、通常、無調節の遷移ＵＴ領域を有しており、それは無視し得るほどに小さい設計の所産であって、その目的は無調節の動作を回避することである。本発明の教示によるスイッチング・レギュレータの出力電力の制御で恩典を実現するために、本発明の実施形態は制御器の無調節の遷移領域に広がる。
【００２４】
図７は図５のフローチャートに述べられた方法の別の実施形態の制御特性を示している。電力スイッチの電力のデューティ比を変えるためにフィードバック信号を使用する図６のパルス幅変調型制御器とは対照的に、図７に記述されたオン／オフ制御器の実施形態は電力スイッチの動作を単純に有効化またはディセーブルするためにフィードバック信号を使用する。調節された出力の領域は閾値Ｕ2とＵ3によって決定される狭い領域に限定される。最も単純な限定のケースでは、Ｕ2とＵ3は単一の値Ｕ23へと合流する。調節は閾値Ｕ23よりも上および下へのフィードバックの変化によって達成され、クロック・サイクルの中で電力スイッチが導通することを阻止または有効化する。フィードバック信号ＵFBの大きさが調節された出力のための領域よりも下であると、制御器は図６に例示されたパルス幅変調型制御器と同じ方式で無調節の遷移ＵＴ領域かまたは自動再始動ＡＲ領域かのどちらかで動作する。
【００２５】
図８は本発明の教示に従って動作するスイッチング電源の一実施形態の出力電圧と電流の特性を示している。出力特性の線区分８００は一定電圧ＣＶ領域の出力電圧と出力電流の軌跡である。線区分８０５は無調節の遷移ＵＴ領域の出力電圧と出力電流の軌跡である。線区分８１０は自動再始動ＡＲ領域の出力電圧と出力電流の軌跡である。図示されるように、出力電圧と出力電流は特定された境界線８１５と８２０の中に入る。
【００２６】
一実施形態では、電力スイッチ、電流感知回路、制御器が集積回路へと組み合わされてスイッチング・レギュレータの出力電力を制御する。具体的に示すために、図９Ａ、９Ｂは本発明の実施形態の回路図を図７に例示されたオン／オフ制御特性を実現するために集積回路９００を使用する電源として示している。図示されるように、図９Ｂは図９Ａのいくつかの要素の例の実施形態をさらに詳細に示すものであって、以下の検討は図９Ａと９Ｂの両方に当てはまる。エネルギー移送要素９０７は一次巻き線９０９にＤＣ電圧入力９０８を受けて、二次巻き線９１２からＤＣ出力電圧９１０と、二次巻き線９１３からバイアス出力電圧９１１を供給する。バイアス出力電圧９１１はエネルギー移送要素９０７の変圧器作用を通じて出力電圧９１０に結合されており、それにより、バイアス出力電圧９１１は出力電圧９１０の指標となる。その結果、出力電圧９１０はバイアス電圧９１１の調節によって間接的に調節される。
【００２７】
集積回路９００はエネルギー移送要素９０７の一次巻き線９０９のドレイン端子９４９に結合される。集積回路９００はドレイン端子９４９に結合されたＭＯＳＦＥＴ電力スイッチ９１５と電圧調整回路９４７を有する。電圧調整器９４７は調節された電圧をバイパス・キャパシタ９１４に結合されるバイパス端子９４５へと供給する。バイパス端子９４５の調節された電圧は集積回路９００の内部回路のための電源である。
【００２８】
バイアス電圧９１１に比例するフィードバック電圧を受けるためにフィードバック端子９０５が抵抗器９０６、９１６に結合される。ソース端子９４６はＭＯＳＦＥＴ９１５のソースに結合される。
【００２９】
発振器９７１はスイッチング・サイクルを決めるクロック信号を生成する。発振器９７１から出る出力は各々のサイクル中において、電力スイッチの最大デューティ比に対応する時間の間高論理である。発振器９７１は制御器が自動再始動領域で動作するときに発振器の周波数を下げる信号を受け取る。図９Ｂは発振器９７１の一実施形態を詳細に示している。電流源９２０と９２１、トランジスタ９２２と９２４、インバータ９２３がタイミング・キャパシタ９３１を充電するために周波数選択入力ＬＯＷＦＲＥＱに従って大電流または低電流のどちらかを供給する。インバータ９２６、トランジスタ９２７、９２８、９２９、９３０、ヒステリシスを備えた非反転のバッファ９３２が発振器回路を完結させる。一実施形態では、周波数選択入力ＬＯＷＦＲＥＱが高論理であるとき、発振器の周波数は因数２０で下げられる。
【００３０】
インバータ９３６、９３７、９３８、ＮＡＮＤゲート９３９を含むパルス発生回路は電力スイッチのオン時間を決定するための信号を供給する。ＡＮＤゲート９３９の出力は各発振器クロック・サイクルの開始時の狭い正のパルスである。
【００３１】
フィードバック端子９０５のフィードバック電圧は、フィードバック信号の大きさを閾値Ｕ1、Ｕ23とコンパレータ９３４、９６１それぞれによって比較する測定回路９６０によって受け取られる。フィードバック信号がＵ1よりも大きい限り、コンパレータ９３４の出力は高論理であり、自動再始動カウンタ９３３の出力を低位に保ち、自動再始動動作をディセーブルする。レギュレータが自動再始動領域で動作するとき、カウンタ９３３の出力はフリップ・フロップ９４２から一定数のドライブ・パルスがＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートへ到達できるようにし、それに続いてドライブ・パルスの無い大幅に長い時間間隔がある。一実施形態では、ドライブ・パルスの無い時間間隔はドライブ・パルスを伴なう時間間隔の２０倍である。カウンタ９３３の高論理出力は発振器９７１の周波数を下げ、その一方でインバータ９２５からＡＮＤゲート９１４の一方の入力部へと低論理を供給してフリップ・フロップ９４２からのドライブ信号を遮断する。
【００３２】
フィードバック信号ＵFBがＵ23よりも大きいとき、コンパレータ９６１はＡＮＤゲート９４０の入力部に低論理信号を加え、それがパルス発生器９７２から出るパルスがフリップ・フロップ９４２を設定するのを妨げ、ＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートへのドライブ信号を阻止する。その結果、スイッチングが阻止される。フィードバック信号ＵFBが閾値Ｕ23よりも下に下がると、コンパレータ９６１の高論理信号によって、フリップ・フロップ９４２がＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートをドライブする。フリップ・フロップ９４２がＯＲゲート９４１への最大デューティ比の入力または電流制限のどちらかによってリセットされると、ＭＯＳＦＥＴ９１５はオフに切り換わる。どちらかの事象がフリップ・フロップ９４２の出力部をリセットし、ＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートのドライブを外す。
【００３３】
コンパレータ９６１は電流源９３５、９１９とともに、トランジスタ９１７、９１８、９４３、９４４を含む。抵抗器９０１、９０２、９０３は電流源９１９とともに閾値Ｕ1、Ｕ23を設定する。
【００３４】
電流感知回路９７０はドレイン電流９０４を導通させるときのＭＯＳＦＥＴ９１５のドレイン電圧を測定する測定するコンパレータ９４８を含む。ドレイン電圧はＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による電流９０４に実質的に比例する。電流制限コンパレータ９４８の出力はドレインのオン電圧がＶILIMITを超えると高論理となる。ＡＮＤゲート９５１の出力部の高論理によって、フリップ・フロップ９４２をリセットしてＭＯＳＦＥＴ９１５のドライブを外す。リーディングエッジ・ブランキング回路９５０はＡＮＤゲート９５１とともにＭＯＳＦＥＴ９７０がオンに切り換わるとその後の短い持続時間について電流制限コンパレータ９４８の出力をマスクし、寄生容量の放電による初期の大電流からのオン時間の予定より早い終了を回避する。
【００３５】
前記の詳細な説明の中で、本発明の方法および装置が特定の例となる実施形態を参照しながら述べられてきた。しかしながら、本発明のさらに広い精神と範囲から逸脱することなく様々な改造および変形が為され得ることは明らかであろう。したがって本願明細書および図面は限定ではなく、具体的例示に関する。
【符号の説明】
【００３６】
１０５ 入力電圧、１１０ クランプ回路、１１５ 電流、１２０ スイッチ、１２、９０７ エネルギー移送要素、１３０ 整流器、１３５ キャパシタ、１４０ 電流感知信号、１４５ 制御器、１５０ 出力量、１５５ フィードバック信号、１６０ フィードバック回路、１６５負荷。
【技術分野】
【０００１】
本発明は全体として電子回路に関し、さらに特定すると、本発明はスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源の一般的な用途はバッテリを充電することである。バッテリ充電器の出力電力は普通では調節された電圧と調節された電流を供給するように制御される。電圧は出力電流の範囲全体にわたって最大電圧と最小電圧との間で調節される。電流は出力電圧の範囲全体にわたって最大電流と最小電流との間で調節される。バッテリが充電されているとき通常、バッテリ電圧が閾値に到達すると自動的に、調節された出力電流から調節された出力電圧への急激な遷移が生じる。すなわち、デカルト座標にプロットされる出力電圧と出力電流の軌跡は普通では遷移点に鋭い角を有し、それは最大出力電力点に対応する。通常では、電圧が閾値よりも下に低下すると出力電流を大幅に削減して出力の短絡もしくは同様の故障から損傷を防止する要求もやはり存在する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
調節された出力電圧と調節された出力電流との間の急激な遷移を有するバッテリ充電器の設計の実装は結果として、望ましい機能を提供するために必要以上にコストを要する製品につながる。調節された出力電圧と調節された出力電流との間で調節されない遷移を設計することによってバッテリ充電器のコストを削減し、かつすべての要求を満たすことが可能なことがある。調節されない遷移領域での出力電圧と出力電流はスイッチング・レギュレータの本来の出力特性によって拘束され、通常では所定の出力電圧や電流に関する最大出力電力の曲線に追従する。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
さらに低いコストを達成するために、スイッチング・レギュレータは調節された出力電圧と調節された出力電流との間でレギュレータが無調節に遷移させる制御回路と共に動作するように設計され、それにより、電圧と電流は特定された境界線の中に保たれる。特定された境界線の中の無調節の遷移の適切な設計は最大電力出力を削減し、高い出力電力を保証するための部品よりもさらにコストの低い部品の使用が可能である。この制御回路はフィードバック信号の大きさに従って調節された電圧、調節された電流、無調節の遷移、または自己保護のためにスイッチング・レギュレータを動作させる。
【発明の効果】
【０００５】
通常ではバッテリ充電器は調節を目的として出力電圧を感知するための１つの回路と、出力電流を感知するための異なる回路を使用する。多くの応用例では、出力電流を感知する回路を除外し、調節された電圧と自己保護閾値電圧との間で無調節の遷移を使用することで設計の要求を満たすことが可能である。出力電流を感知する回路の除外はコストを下げ、効率を高める。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本発明の教示に従って出力電力を制御することが可能なスイッチング・レギュレータの一実施形態を示す機能ブロック図である。
【図２】本発明の教示に従って出力電力を制御するスイッチング・レギュレータの一実施形態の出力電圧および出力電流の境界線を示す図である。
【図３】本発明の教示に従って出力電力を制御するスイッチング・レギュレータの一実施形態に関して、出力電圧および出力電流の境界線の内側の４つの特定の動作領域を示す図である。
【図４】本発明の教示に従って出力電力を制御するスイッチング・レギュレータの別の実施形態に関して、出力電圧および出力電流の境界線の内側の３つの特定の動作領域を具体的に示す図である。
【図５】本発明の教示によるスイッチング・レギュレータの実施形態に関して、出力電力を制御するための方法の一実施形態を示すフローチャートである。
【図６】本発明の教示に従って出力を調節するためにパルス幅変調を使用するスイッチング・レギュレータの一実施形態の制御特性を説明する図である。
【図７】本発明の教示に従って出力を調節するためにオン／オフ制御を使用するスイッチング・レギュレータの一実施形態の制御特性を説明する図である。
【図８】本発明の教示に従って制御される通常のスイッチング・レギュレータ式バッテリ充電器の出力の電圧と電流の特性を示す図である。
【図９Ａ】本発明の教示による集積回路制御器を備えた電源の回路の一実施形態を示す図である。
【図９Ｂ】本発明の教示による集積回路制御器を備えた電源の回路の別の実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
添付の図面の中で本発明が、単なる例であって限定ではない方式によって詳しく具体的に示される。
【０００８】
電源の中で利用することができる電源レギュレータの実施形態が開示される。以下の説明では、本発明の完全な理解を与えるために数多くの特定の詳細が述べられる。しかしながら、この特定の詳細が本発明を実施するために必ずしも使用される必要がないことは当業者にとって明らかであろう。実行に関連してよく知られている方法は本発明を不明瞭にすることを回避するために詳細には説明されていない。
【０００９】
本願明細書全体にわたって「一実施形態」または「実施形態」への言及は、その実施形態に関連して述べられる特定の特徴、構造、または特性が本発明の少なくとも１つの実施形態の中に含まれることを意味する。したがって、本願明細書全体にわたる様々な箇所での「一実施形態」または「実施形態」という語句の出現は必ずしもすべて同じ実施形態に関するものではない。さらに、特定の特徴、構造、または特性が１つまたは複数の実施形態の中でいずれかの適切な方式で組み合わされることが可能である。
【００１０】
電源に関して調節されない動作モードを与える技術が開示される。それは従来の解決策よりも低いコストでバッテリ充電器の必要条件を満たすことができる。具体的に示すために、図１は本発明の教示によるバッテリ充電器である電源レギュレータの実施形態を含む電源の機能ブロック図を示している。図１に示された電源のトポロジはフライバック・レギュレータとして知られている。スイッチング・レギュレータの多くのトポロジと構成が存在することや、図１に示されたフライバックのトポロジが、本発明の教示に従って他のタイプのトポロジにも当てはまる本発明の実施形態の原理を例示するために与えられていることは理解できるであろう。
【００１１】
図１の電源は無調節の入力電圧ＶIN１０５から負荷１６５へ出力電力を供給する。一実施形態では負荷１６５は再充電可能なバッテリである。入力電圧ＶIN１０５はエネルギー移送要素Ｔ１１２５とスイッチＳ１１２０に結合される。図１の例では、エネルギー移送要素Ｔ１１２５は電源の入力部と電源の出力部との間に結合される。図１の例のエネルギー移送要素Ｔ１１２５は２つの巻き線を備えた変圧器として示されている。通常、他の負荷に電力を供給するため、バイアス電圧を供給するため、または負荷の電圧を感知するために変圧器は２つの巻き線よりも多く、追加の巻き線を設けることもある。スイッチＳ１１２０への最大電圧を制御するためにクランプ回路１１０がエネルギー移送要素Ｔ１１２５の一次巻き線に結合されている。スイッチＳ１１２０は本発明の教示による制御回路１４５の一実施形態に応答してオン、オフに切り換えられる。一実施形態では、スイッチＳ１１２０は例えば電力用の金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のようなトランジスタである。一実施形態では、制御器１４５は集積回路や個別電気部品を有する。スイッチＳ１１２０の動作は整流器Ｄ１１３０に脈動電流を生成することである。その電流はキャパシタＣ１１３５によってフィルタ処理され、負荷１６５に実質的に一定の出力電圧ＶOまたは出力電流ＩOを与える。
【００１２】
調節されるべき出力の量はＵO１５０であって、通常、それは出力電圧ＶO、出力電流ＩO、またはそれら２つの組合せである。調節された量は必ずしも一定である必要はないが、しかしフィードバック信号に応答して所望の方式で変化するように調節される。フィードバック信号に応答しない出力は調節されない。フィードバック回路１６０が出力量ＵO１５０に結合されることでフィードバック信号ＵFB１５５を生成する。それが制御器１４５への入力である。制御器１４５への別の入力はスイッチＳ１１２０内の電流ＩD１１５を感知する電流感知信号１４０である。例えば電流変圧器、または例えば個別抵抗器の両端の電圧、または例えばトランジスタが導通しているときのトランジスタの両端の電圧といったスイッチング電流を測定するために知られている方式のいずれかを、電流ＩD１１５を測定するために使用することが可能である。制御器が出力量ＵO１５０を調節するために変化させるパラメータを示すために、図１は電流ＩD１１５の波形の例も示している。電流ＩD１１５の最大値はＩMAXであり、スイッチング周期はＴSであり、デューティ比はＤである。通常では、制御器はデューティ比を１００％未満の最大値ＤMAXに制限する。
【００１３】
一実施形態では、出力ＵO１５０をその望ましい値に実質的に調節するように制御器１４５がスイッチＳ１１２０を動作させる。一実施形態では、出力ＵOは出力電圧または出力電流の大きさに応答して出力電圧から出力電流へと変わる。一実施形態では、制御器１４５は実質的に規則的なスイッチング周期ＴSを決める発振器を有する。一実施形態では、スイッチング周期の中でスイッチの導通時間を制御することによって調節が行われる。各々のスイッチング周期の中で、スイッチが閉じられるスイッチング周期の割り合いがスイッチのデューティ比である。一実施形態では、スイッチの最大電流ＩMAXを制御することによって調節が達成される。別の実施形態では、スイッチング周期ＴSを制御することによって調節が達成される。
【００１４】
一実施形態では、レギュレータのパラメータはフィードバック信号ＵFBの範囲全体にわたってＵFBとは実質的に無関係である。フィードバック信号ＵFBとは実質的に無関係であれば、パラメータＩMAX、Ｄ、ＴSは固定されるか、あるいは、例えば入力電圧ＶIN１０５または負荷１６５といった他の量の変化に応答して変わるかのどちらかである。一実施形態では、そのような変化はフライバック・トポロジといった電力変換器のトポロジの本来の特性によって決定される。したがって、レギュレータの一実施形態は、出力が本発明の教示に従ってフィードバック信号によって調節されないときに、出力が望ましい方式で挙動するように設計されることが可能である。
【００１５】
図２は本発明の教示に従って動作するスイッチング電源の一実施形態の出力電圧と出力電流のための境界線を示している。この電源の出力は外側境界線２０５と内側境界線２１０の中に入る。外側境界線は最大出力電圧ＶOMAXと最大出力電流ＩOMAXを設定し、それらがＶOMAXとＩOMAXの線の交点２００で最大出力電力ＰMAXを決める。実線の領域２１５の中の出力特性を有する電源は外側境界線２０５と内側境界線２１０との間で最大出力電力ＰMAX未満で動作する。そのような電源は通常ではＰMAXで動作するものよりコストが少ない。
【００１６】
図３は本発明の教示に従って動作する電源の一実施形態に関して、出力電圧と出力電流の境界線の内側の４つの特定の領域を示している。ＣＶ領域３００は調節された電圧の領域であって、そこでは出力電圧の変動は出力電流の広い範囲にわたって制限される。ＣＣ領域３１０は調節された電流の領域であって、そこでは出力電流の変動は出力電圧の広い範囲にわたって制限される。ＵＴ領域３０５は遷移領域であって、そこでは出力電圧と出力電流はＤＶ領域３００とＣＣ領域の間で調節されない。ＡＲ領域３１５は自動再始動領域であって、そこでは電源は出力の短絡故障、または制御器から到達するフィードバック信号を妨害する故障による損傷を回避するために低い出力電圧と低い平均出力電流で動作する。ＡＲ自動再始動領域では、電源は自動再始動サイクルで動作する。一実施形態での自動再始動サイクルにおいて、制御器は、負荷が仕様の範囲内にあるときに電源の出力を自動再始動閾値よりも上に上げるために充分に長い持続時間について電力スイッチが無調節で動作し、その後、許容されたスイッチングの持続時間中に出力が閾値に到達しなければスイッチングの無い長い時間間隔に引き継がれる。自動再始動サイクルは電源の出力が自動再始動閾値よりも上に上がるまで反復する。すべての用途が動作の自動再始動領域を必要とするわけではないであろうことは理解されるであろう。本発明の実施形態のいくつかの応用例はＡＲ領域３１５を伴なわずにＵＴ領域３０５から恩典を得る。
【００１７】
本発明の実施形態のいくつかの応用例は調節された動作の２つの領域を必要としない。図４は電源の１つの実施形態がどのようにして１つだけの調節された領域、すなわち一定電圧ＣＶ領域４００を備えて出力電圧と出力電流の特定の境界線の範囲内で動作することが可能であるかを示している。無調節の遷移ＵＴ領域４０５は調節された一定電圧ＣＶ領域４００と自動再始動ＡＲ領域４１５との間である。自己保護のための自動再始動領域４１５を必要としない応用例では、一定電圧ＣＶ領域４００と無調節の遷移ＵＴ領域４０５だけで必要条件が満たされる。一実施形態では、自動再始動ＡＲ領域は必要とされず、出力電流に大幅な減少を伴なうことなくＵＴ領域４０５がゼロ出力電圧へと広げられる。
【００１８】
図５は本発明の教示によるスイッチング・レギュレータの出力電力を制御するための方法の一実施形態を説明するフローチャートの具体的例である。図示されるように、フィードバック信号ＵFBはブロック５０３で測定される。その後、ブロック５０５で信号の大きさが閾値と比較される。ブロック５０７、５０９、５１１で判定された比較の結果が動作の特定の領域を選択するために使用される。図５では、閾値はＵ1、Ｕ2、Ｕ3であって、０＜Ｕ1＜Ｕ2≦Ｕ3である。
【００１９】
フィードバック信号が充分に小さければ（Ｕ1以下であれば）、制御器はブロック５１３に示されるように無調節の自動再始動ＡＲ領域でレギュレータを動作させる。フィードバック信号が上側の閾値よりも大きければ（Ｕ3以上であれば）、制御器はブロック５１５に示されるように電力スイッチがオフになるように無調節の阻止されたスイッチング・モードでレギュレータを動作させる。その他の大きさのフィードバック信号については、制御器はブロック５１９に示されるように制御されたモードに電源出力を制御するか、あるいはブロック５１７に示されるように最大の無調節電力を生成させるように無調節モードでレギュレータを動作させるかのどちらかである。
【００２０】
一実施形態では、フィードバック信号がフィードバック閾値と交差するときの領域間の動作の変化は瞬時ではない。一実施形態では、フィードバック信号の値は制御器が本発明の教示に従って異なる領域へと動作を変更する前の固定された時間について閾値条件を満たす。
【００２１】
電源はフィードバック信号ＵFBの大きさに応答してこれらの出力領域のうちの１つで動作する。一実施形態では、フィードバック信号ＵFBの大きさは図６に例示された関係に従って電源の動作を決定する。
【００２２】
図６は図５に述べられた方法の一実施形態の制御特性の実施形態をパルス幅変調型制御器で示しており、そこではデューティ比がフィードバック信号に応答して変化する。一実施形態では、一定周波数のクロックが、電力スイッチが導通することが可能なサイクルを決める。図６の実施形態に示されるように、フィードバック信号ＵFBがＵ2とＵ3の間にあるとき、デューティ比Ｄは本発明の教示によると調節された出力の領域でフィードバック信号の大きさと共に直線的に変化し、ゼロと最大値ＤMAXの間を進む。
【００２３】
一実施形態では、フィードバック信号ＵFBがＵ1とＵ2の間にあるとき、レギュレータは無調節の遷移ＵＴ領域で動作する。フィードバック信号ＵFBがＵ1よりも小さいとき、それは自動再始動ＡＲ領域で動作する。無調節の遷移領域では、制御器はフィードバック信号の大きさに実質的に無関係である電力スイッチの最大デューティ比ＤMAXによって、または最大電流ＩMAXによってのみ電力スイッチのオン時間を制限する。自動再始動領域を伴なう一般的なパルス幅変調型制御器は、通常、無調節の遷移ＵＴ領域を有しており、それは無視し得るほどに小さい設計の所産であって、その目的は無調節の動作を回避することである。本発明の教示によるスイッチング・レギュレータの出力電力の制御で恩典を実現するために、本発明の実施形態は制御器の無調節の遷移領域に広がる。
【００２４】
図７は図５のフローチャートに述べられた方法の別の実施形態の制御特性を示している。電力スイッチの電力のデューティ比を変えるためにフィードバック信号を使用する図６のパルス幅変調型制御器とは対照的に、図７に記述されたオン／オフ制御器の実施形態は電力スイッチの動作を単純に有効化またはディセーブルするためにフィードバック信号を使用する。調節された出力の領域は閾値Ｕ2とＵ3によって決定される狭い領域に限定される。最も単純な限定のケースでは、Ｕ2とＵ3は単一の値Ｕ23へと合流する。調節は閾値Ｕ23よりも上および下へのフィードバックの変化によって達成され、クロック・サイクルの中で電力スイッチが導通することを阻止または有効化する。フィードバック信号ＵFBの大きさが調節された出力のための領域よりも下であると、制御器は図６に例示されたパルス幅変調型制御器と同じ方式で無調節の遷移ＵＴ領域かまたは自動再始動ＡＲ領域かのどちらかで動作する。
【００２５】
図８は本発明の教示に従って動作するスイッチング電源の一実施形態の出力電圧と電流の特性を示している。出力特性の線区分８００は一定電圧ＣＶ領域の出力電圧と出力電流の軌跡である。線区分８０５は無調節の遷移ＵＴ領域の出力電圧と出力電流の軌跡である。線区分８１０は自動再始動ＡＲ領域の出力電圧と出力電流の軌跡である。図示されるように、出力電圧と出力電流は特定された境界線８１５と８２０の中に入る。
【００２６】
一実施形態では、電力スイッチ、電流感知回路、制御器が集積回路へと組み合わされてスイッチング・レギュレータの出力電力を制御する。具体的に示すために、図９Ａ、９Ｂは本発明の実施形態の回路図を図７に例示されたオン／オフ制御特性を実現するために集積回路９００を使用する電源として示している。図示されるように、図９Ｂは図９Ａのいくつかの要素の例の実施形態をさらに詳細に示すものであって、以下の検討は図９Ａと９Ｂの両方に当てはまる。エネルギー移送要素９０７は一次巻き線９０９にＤＣ電圧入力９０８を受けて、二次巻き線９１２からＤＣ出力電圧９１０と、二次巻き線９１３からバイアス出力電圧９１１を供給する。バイアス出力電圧９１１はエネルギー移送要素９０７の変圧器作用を通じて出力電圧９１０に結合されており、それにより、バイアス出力電圧９１１は出力電圧９１０の指標となる。その結果、出力電圧９１０はバイアス電圧９１１の調節によって間接的に調節される。
【００２７】
集積回路９００はエネルギー移送要素９０７の一次巻き線９０９のドレイン端子９４９に結合される。集積回路９００はドレイン端子９４９に結合されたＭＯＳＦＥＴ電力スイッチ９１５と電圧調整回路９４７を有する。電圧調整器９４７は調節された電圧をバイパス・キャパシタ９１４に結合されるバイパス端子９４５へと供給する。バイパス端子９４５の調節された電圧は集積回路９００の内部回路のための電源である。
【００２８】
バイアス電圧９１１に比例するフィードバック電圧を受けるためにフィードバック端子９０５が抵抗器９０６、９１６に結合される。ソース端子９４６はＭＯＳＦＥＴ９１５のソースに結合される。
【００２９】
発振器９７１はスイッチング・サイクルを決めるクロック信号を生成する。発振器９７１から出る出力は各々のサイクル中において、電力スイッチの最大デューティ比に対応する時間の間高論理である。発振器９７１は制御器が自動再始動領域で動作するときに発振器の周波数を下げる信号を受け取る。図９Ｂは発振器９７１の一実施形態を詳細に示している。電流源９２０と９２１、トランジスタ９２２と９２４、インバータ９２３がタイミング・キャパシタ９３１を充電するために周波数選択入力ＬＯＷＦＲＥＱに従って大電流または低電流のどちらかを供給する。インバータ９２６、トランジスタ９２７、９２８、９２９、９３０、ヒステリシスを備えた非反転のバッファ９３２が発振器回路を完結させる。一実施形態では、周波数選択入力ＬＯＷＦＲＥＱが高論理であるとき、発振器の周波数は因数２０で下げられる。
【００３０】
インバータ９３６、９３７、９３８、ＮＡＮＤゲート９３９を含むパルス発生回路は電力スイッチのオン時間を決定するための信号を供給する。ＡＮＤゲート９３９の出力は各発振器クロック・サイクルの開始時の狭い正のパルスである。
【００３１】
フィードバック端子９０５のフィードバック電圧は、フィードバック信号の大きさを閾値Ｕ1、Ｕ23とコンパレータ９３４、９６１それぞれによって比較する測定回路９６０によって受け取られる。フィードバック信号がＵ1よりも大きい限り、コンパレータ９３４の出力は高論理であり、自動再始動カウンタ９３３の出力を低位に保ち、自動再始動動作をディセーブルする。レギュレータが自動再始動領域で動作するとき、カウンタ９３３の出力はフリップ・フロップ９４２から一定数のドライブ・パルスがＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートへ到達できるようにし、それに続いてドライブ・パルスの無い大幅に長い時間間隔がある。一実施形態では、ドライブ・パルスの無い時間間隔はドライブ・パルスを伴なう時間間隔の２０倍である。カウンタ９３３の高論理出力は発振器９７１の周波数を下げ、その一方でインバータ９２５からＡＮＤゲート９１４の一方の入力部へと低論理を供給してフリップ・フロップ９４２からのドライブ信号を遮断する。
【００３２】
フィードバック信号ＵFBがＵ23よりも大きいとき、コンパレータ９６１はＡＮＤゲート９４０の入力部に低論理信号を加え、それがパルス発生器９７２から出るパルスがフリップ・フロップ９４２を設定するのを妨げ、ＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートへのドライブ信号を阻止する。その結果、スイッチングが阻止される。フィードバック信号ＵFBが閾値Ｕ23よりも下に下がると、コンパレータ９６１の高論理信号によって、フリップ・フロップ９４２がＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートをドライブする。フリップ・フロップ９４２がＯＲゲート９４１への最大デューティ比の入力または電流制限のどちらかによってリセットされると、ＭＯＳＦＥＴ９１５はオフに切り換わる。どちらかの事象がフリップ・フロップ９４２の出力部をリセットし、ＭＯＳＦＥＴ９１５のゲートのドライブを外す。
【００３３】
コンパレータ９６１は電流源９３５、９１９とともに、トランジスタ９１７、９１８、９４３、９４４を含む。抵抗器９０１、９０２、９０３は電流源９１９とともに閾値Ｕ1、Ｕ23を設定する。
【００３４】
電流感知回路９７０はドレイン電流９０４を導通させるときのＭＯＳＦＥＴ９１５のドレイン電圧を測定する測定するコンパレータ９４８を含む。ドレイン電圧はＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による電流９０４に実質的に比例する。電流制限コンパレータ９４８の出力はドレインのオン電圧がＶILIMITを超えると高論理となる。ＡＮＤゲート９５１の出力部の高論理によって、フリップ・フロップ９４２をリセットしてＭＯＳＦＥＴ９１５のドライブを外す。リーディングエッジ・ブランキング回路９５０はＡＮＤゲート９５１とともにＭＯＳＦＥＴ９７０がオンに切り換わるとその後の短い持続時間について電流制限コンパレータ９４８の出力をマスクし、寄生容量の放電による初期の大電流からのオン時間の予定より早い終了を回避する。
【００３５】
前記の詳細な説明の中で、本発明の方法および装置が特定の例となる実施形態を参照しながら述べられてきた。しかしながら、本発明のさらに広い精神と範囲から逸脱することなく様々な改造および変形が為され得ることは明らかであろう。したがって本願明細書および図面は限定ではなく、具体的例示に関する。
【符号の説明】
【００３６】
１０５ 入力電圧、１１０ クランプ回路、１１５ 電流、１２０ スイッチ、１２、９０７ エネルギー移送要素、１３０ 整流器、１３５ キャパシタ、１４０ 電流感知信号、１４５ 制御器、１５０ 出力量、１５５ フィードバック信号、１６０ フィードバック回路、１６５負荷。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換制御器回路であって、
スイッチに結合される制御回路を備え、前記制御回路は、前記スイッチに結合されるエネルギ移送要素の一次側巻線に結合される電流検知回路と、前記エネルギ移送要素の二次側巻線に結合される測定回路を備え、
前記制御回路に結合されかつ電力変換器の出力量から派生されるフィードバック信号を受けるように結合され、前記測定回路に信号を出力するフィードバック回路を備え、前記測定回路の出力および前記電流検知回路の出力は前記スイッチのスイッチングを制御して前記電力変換器の出力電圧または出力電流を調整するように結合され、
前記電力変換器制御回路は、前記フィードバック信号の大きさおよび持続期間に応答して前記スイッチのスイッチングを制御して前記電力変換器を調節された出力領域、第１の無調節出力領域、および第２の無調節出力領域で動作させ、前記フィードバック信号の大きさおよび持続期間は前記出力電圧および出力電流の組合せに対応し、
前記第１の無調節出力領域は、自己保護自動再始動領域であり、
前記第２の無調節出力領域は、前記電力変換器の実質的に最大出力電力で連続した出力電力を与える前記電力変換制御器回路の拡張された無調節の遷移領域であり、
前記電力変換制御器回路の電流制限は、前記第２の無調節出力領域の間、前記フィードバック信号の大きさと独立であり、
前記制御回路は、前記スイッチのスイッチングサイクルを規定するクロック信号を生成する発振器を含む、電力変換制御器回路。
【請求項２】
前記電力変換制御器回路は、バッテリー充電器に含まれる、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項３】
集積回路が前記制御回路を含む、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項４】
前記制御回路は、個別電気部品を含む、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項５】
前記調節された出力領域は、調節された定電圧領域である、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項６】
前記拡張された無調節遷移領域は、前記調節された定電圧領域と前記自己保護自動再始動領域の間に延在する、請求項５記載の電力変換制御器回路。
【請求項７】
前記制御回路は、パルス幅変調制御回路である、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項８】
前記制御回路は、オン／オフ制御回路である、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項９】
電力変換器を動作させる方法であって、
前記電力変換器のエネルギ移送要素の一次側巻線から受けたフィードバック信号を測定するステップと、
前記エネルギ移送要素の一次側巻線から受けた電流を検知するステップとを備え、前記電力変換器の出力電力は、クロック信号と、前記フィードバック信号と当該検知された電流とに応答して制御され、
前記フィードバック信号が第１のしきい値よりも小さいとき、前記電力変換器を無調節自動再始動モードで動作させるステップと、
前記フィードバック信号が前記第１のしきい値と第２のしきい値との間にありかつ第３のしきい値より大きいとき、前記電力変換器を調節されたモードで動作させるステップと、
前記フィードバック信号が前記第１のしきい値と前記第３のしきい値との間にあるとき前記電力変換器を無調節最大出力電力モードで動作させるステップとを備え、
前記電力変換器の電流制限は、前記無調節最大出力電力モードの間、前記フィードバック信号の大きさと独立である、方法。
【請求項１０】
前記フィードバック信号が前記第２のしきい値よりも大きいとき前記電力変換器を無調節のスイッチング阻止モードで動作させるステップをさらに備える、請求項９記載の方法。
【請求項１１】
前記第１のしきい値は前記第３のしきい値よりも小さい、請求項９記載の方法。
【請求項１２】
前記第３のしきい値は、前記第２のしきい値以下である、請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記電力変換器が前記無調節自動再始動モード、前記無調節スイッチング阻止モードおよび前記無調節最大電力モードのいずれかで動作しているとき、前記電力変換器の出力電力は前記フィードバック信号に不応答である、請求項９記載の方法。
【請求項１】
電力変換制御器回路であって、
スイッチに結合される制御回路を備え、前記制御回路は、前記スイッチに結合されるエネルギ移送要素の一次側巻線に結合される電流検知回路と、前記エネルギ移送要素の二次側巻線に結合される測定回路を備え、
前記制御回路に結合されかつ電力変換器の出力量から派生されるフィードバック信号を受けるように結合され、前記測定回路に信号を出力するフィードバック回路を備え、前記測定回路の出力および前記電流検知回路の出力は前記スイッチのスイッチングを制御して前記電力変換器の出力電圧または出力電流を調整するように結合され、
前記電力変換器制御回路は、前記フィードバック信号の大きさおよび持続期間に応答して前記スイッチのスイッチングを制御して前記電力変換器を調節された出力領域、第１の無調節出力領域、および第２の無調節出力領域で動作させ、前記フィードバック信号の大きさおよび持続期間は前記出力電圧および出力電流の組合せに対応し、
前記第１の無調節出力領域は、自己保護自動再始動領域であり、
前記第２の無調節出力領域は、前記電力変換器の実質的に最大出力電力で連続した出力電力を与える前記電力変換制御器回路の拡張された無調節の遷移領域であり、
前記電力変換制御器回路の電流制限は、前記第２の無調節出力領域の間、前記フィードバック信号の大きさと独立であり、
前記制御回路は、前記スイッチのスイッチングサイクルを規定するクロック信号を生成する発振器を含む、電力変換制御器回路。
【請求項２】
前記電力変換制御器回路は、バッテリー充電器に含まれる、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項３】
集積回路が前記制御回路を含む、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項４】
前記制御回路は、個別電気部品を含む、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項５】
前記調節された出力領域は、調節された定電圧領域である、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項６】
前記拡張された無調節遷移領域は、前記調節された定電圧領域と前記自己保護自動再始動領域の間に延在する、請求項５記載の電力変換制御器回路。
【請求項７】
前記制御回路は、パルス幅変調制御回路である、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項８】
前記制御回路は、オン／オフ制御回路である、請求項１記載の電力変換制御器回路。
【請求項９】
電力変換器を動作させる方法であって、
前記電力変換器のエネルギ移送要素の一次側巻線から受けたフィードバック信号を測定するステップと、
前記エネルギ移送要素の一次側巻線から受けた電流を検知するステップとを備え、前記電力変換器の出力電力は、クロック信号と、前記フィードバック信号と当該検知された電流とに応答して制御され、
前記フィードバック信号が第１のしきい値よりも小さいとき、前記電力変換器を無調節自動再始動モードで動作させるステップと、
前記フィードバック信号が前記第１のしきい値と第２のしきい値との間にありかつ第３のしきい値より大きいとき、前記電力変換器を調節されたモードで動作させるステップと、
前記フィードバック信号が前記第１のしきい値と前記第３のしきい値との間にあるとき前記電力変換器を無調節最大出力電力モードで動作させるステップとを備え、
前記電力変換器の電流制限は、前記無調節最大出力電力モードの間、前記フィードバック信号の大きさと独立である、方法。
【請求項１０】
前記フィードバック信号が前記第２のしきい値よりも大きいとき前記電力変換器を無調節のスイッチング阻止モードで動作させるステップをさらに備える、請求項９記載の方法。
【請求項１１】
前記第１のしきい値は前記第３のしきい値よりも小さい、請求項９記載の方法。
【請求項１２】
前記第３のしきい値は、前記第２のしきい値以下である、請求項１１記載の方法。
【請求項１３】
前記電力変換器が前記無調節自動再始動モード、前記無調節スイッチング阻止モードおよび前記無調節最大電力モードのいずれかで動作しているとき、前記電力変換器の出力電力は前記フィードバック信号に不応答である、請求項９記載の方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【公開番号】特開２０１２−１０５５４６（Ｐ２０１２−１０５５４６Ａ）
【公開日】平成２４年５月３１日（２０１２．５．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−３０５８２（Ｐ２０１２−３０５８２）
【出願日】平成２４年２月１５日（２０１２．２．１５）
【分割の表示】特願２００６−７１２４（Ｐ２００６−７１２４）の分割
【原出願日】平成１８年１月１６日（２００６．１．１６）
【出願人】（５０１３１５７８４）パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド (125)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年５月３１日（２０１２．５．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年２月１５日（２０１２．２．１５）
【分割の表示】特願２００６−７１２４（Ｐ２００６−７１２４）の分割
【原出願日】平成１８年１月１６日（２００６．１．１６）
【出願人】（５０１３１５７８４）パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド (125)
【Ｆターム（参考）】
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