データ再生装置、及び、利得調整器
【課題】入力信号の雑音が増加しても出力信号を劣化させない。
【解決手段】データ再生装置１は、磁気記録媒体から読み出した再生信号をＶＧＡ３で増幅し、ＡＤコンバータ５で量子化し、適応等化ＦＩＲフィルタ６で等化し、ＩＴＲ７でビット同期し、再生信号をデジタルデータに変換する。利得調整部１０は、ＶＧＡ３の利得制御信号を算出する際、ＩＴＲ７の出力ｙ（ｎ）を（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２倍する。
【解決手段】データ再生装置１は、磁気記録媒体から読み出した再生信号をＶＧＡ３で増幅し、ＡＤコンバータ５で量子化し、適応等化ＦＩＲフィルタ６で等化し、ＩＴＲ７でビット同期し、再生信号をデジタルデータに変換する。利得調整部１０は、ＶＧＡ３の利得制御信号を算出する際、ＩＴＲ７の出力ｙ（ｎ）を（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２倍する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録媒体から読み出された再生信号をデジタルデータに変換するデータ再生装置、及び、データ再生装置の利得調整器に関する。
【背景技術】
【０００２】
データ再生装置は、磁気ディスク、光ディスクなどの記録媒体から読み出した再生信号をデジタル信号に変換する。デジタルデータ再生装置は、読み出した再生信号を等化し、等化した再生信号を量子化し、量子化した再生信号のビット同期をとり各ビットを識別する。
【０００３】
このビット同期の精度を上げるためには、再生信号が十分に等化されていることが望ましい。そこで、従来、精度のよい等化を行うために、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等を使用し、ビット同期の前段で精度の高い等化をしている。
【０００４】
図４に従来のデータ再生装置１００の構成を示す。磁気テープや磁気ディスクから再生された再生信号は、プリアンプ１０２で増幅され、ＶＧＡ（Voltage Gain Amp）１０３により所望の値へ増幅される。増幅された再生信号は、低域通過フィルタ１０４によって、アンチエイリアス及び粗い等化がなされ、ＡＤコンバータ１０５によって量子化される。量子化された再生信号は、ＦＩＲフィルタ１０６で精度のよい等化が行われ、ビット同期部としてのＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）１０７によって、ビット同期が行われる。ＩＴＲ１０７でビット同期された再生信号は、ビタビ検出器等のシークエンス検出器へと送られる。
【０００５】
また、ＩＴＲ１０７の出力は、誤差計算部１０８に送られる。誤差計算部１０８は、位相誤差と振幅誤差とを計算する。そして、位相誤差はＩＴＲ１０７にフィードバックされ、振幅誤差はＶＧＡ１０３の利得調整部１１０に送られる。利得調整部１１０は、入力した振幅誤差を基に所望の利得を計算し、利得制御信号をＶＧＡ１０３に送る。
【０００６】
【特許文献１】Li Du, Mark Spurbeck, Richard T. Behrens. "A Linearly Constrained Adaptive FIR Filter For Hard Disk Drive Read Channels". IEEE,pp 1613-16617,1997.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来のデータ再生装置１００において、ＦＩＲフィルタ１０６の係数を固定にすると、信号の時間変動に追従できず、十分な性能が得られない。また、ＬＭＳ（Least Mean Square；最小自乗誤差）等を用いてＦＩＲフィルタ１０６を適応等化させると、時間経過に従いＦＩＲフィルタ１０６においての位相が変化してしまい、ＦＩＲフィルタ１０６とＩＴＲ１０７との位相干渉が発生する。
【０００８】
更に、利得調整部１１０では、周波数応答を考慮すると等化及びビット同期後の信号で振幅誤差を計算することから、適応等化によって、ＦＩＲフィルタ１０６での利得が変わり、ＦＩＲフィルタ１０６と利得調整部１１０の利得の干渉が発生する。図４のデータ再生装置１００では、これらの干渉によって、所望の特性が得られない。
【０００９】
干渉の発生を防止する方法として、ＦＩＲフィルタ１０６で最も利得の大きい中心係数を固定にしてＬＭＳを行う方法がある。しかし、この方法を用いても、利得方向の干渉は抑えられるが、位相方向には依然として干渉が残り、ＬＭＳの更新ゲインを大きくすると、位相が不安定になる。
【００１０】
そこで、近年、新しいＬＭＳアルゴリズムが提案されている。このＬＭＳアルゴリズムは、ＤＣやナイキスト周波数を除くある周波数でのＦＩＲフィルタの応答を固定する方法である。
【００１１】
従来のＬＭＳアルゴリズムでは、ＦＩＲフィルタの応答を調整するための特別な信号パターンとして、ハードディスクのプリアンブルを利用している。図５は、ハードディスクの基本的な記録フォーマット２００である。ハードディスクの記録フォーマット２００は、プリアンブル２０１、ＳＹＮＣデータ２０２、ユーザデータ２０３とからなる。ユーザデータ２０３は記録対象のデータそのものであり、ＳＹＮＣデータ２０２は同期信号である。
【００１２】
プリアンブル２０１は、一般的に、利得調整やビット同期の引き込みに使用され、パーシャルレスポンスのＰＲ４に等化する場合、ハーフナイキスト周波数の連続パターンが用いられている。
【００１３】
従来のデータ再生装置では、プリアンブル２０１に記録されたデータを利用してハーフナイキスト周波数における応答を調整する。そして、応答が安定した状態で、プリアンブル２０１に続くユーザデータを再生する。
【００１４】
ここで、ＦＩＲフィルタの係数の計算方法について説明する。なお、以下の説明では簡単のため、ビット同期はとられているものとする。すなわち、位相誤差はゼロである。
【００１５】
Ｃｋをフィルタの係数、Ｔをサンプリング間隔とし、Ｔ＝１とすると、ＦＩＲフィルタの周波数応答Ｆは、（数式１）のように表すことができる。
【００１６】
【数１】
【００１７】
（数式１）にハーフナイキスト周波数ｆ＝１／４Ｔでの応答は、（数式２）のようになる。
【００１８】
【数２】
【００１９】
フィルタ係数Ｃｋを（数式３）のような行列Ｃとおく。（数式３）において、Ｔは転置を表し、Ｎはフィルタのタップ数を表す。
【００２０】
【数３】
【００２１】
（数式３）より、（数式２）は、（数式４）とおける。すなわち、実数部と虚数部に分けることができる。
【００２２】
【数４】
【００２３】
ここで、（数式４）のＶｒ及びＶｉは、（数式５）である。
【００２４】
【数５】
【００２５】
虚数部が０のとき位相が固定するため、ＣＴＶｉは、（数式６）を満たす。
【００２６】
【数６】
【００２７】
また、利得は一定であるため、ＣＴＶｒは、（数式７）を満たす。
【００２８】
【数７】
【００２９】
（数式６）及び（数式７）より、ＶrとＶiの制約が与えられる。そこで、ＶrとＶiとを（数式８）とおく。
【００３０】
【数８】
【００３１】
行列Ｖに直交する行列Ｐを求める。Ｖに直交する行列Ｐは、（数式９）から導かれる。ここで、Ｉは単位行列とする。
【００３２】
【数９】
【００３３】
フィルタ係数Ｃｋの更新は、（数式１０）で与えられる。（数式１０）において、ｕｋはフィルタ入力信号ベクトル、μは更新ゲイン、ｅｋは誤差ベクトルである。（数式１０）に示すように、行列Ｐを誤差ベクトルｅｋと掛け合わせて係数Ｃｋを更新することで、ＦＩＲフィルタの制約条件を満たすことができる。
【００３４】
【数１０】
【００３５】
しかしながら、これまで説明した方法では、入力信号の雑音の増加とともに、信号と雑音の電力比であるＳＤＮＲ（Signal to Distortion and Noise Ratio）が劣化してしまうという問題が発生する。
【００３６】
この問題の原因について説明する。（数式７）で表される制約条件の自乗平均ｇ２は、信号成分の電力σｓ２と、雑音成分の分散σｗ２とおけば（数式１１）となる。
【００３７】
【数１１】
【００３８】
（数式１１）を変形すると信号成分の電力σｓ２は、ｇ２−σｗ２となる。従来のデータ再生装置では、（数式７）に示すようにハーフナイキスト周波数での利得を特定の目標値ｇに制約しているが、入力信号にノイズ成分が含まれると、信号成分の電力が（ｇ２−σｗ２）１／２倍だけ減少してしまいＳＤＮＲが劣化してしまう。
【００３９】
また、従来のデータ再生装置では、利得調整にプリアンブルを利用することでＳＤＮＲの劣化を防止しているが、プリアンブルでないランダムデータで利得調整を行うと、ＳＤＮＲの劣化が顕著となるという問題がある。
【００４０】
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、入力信号の雑音が増加しても、出力信号を劣化させないデータ再生装置、及び、利得調整器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
上述した目的を達成するため、本発明にかかるデータ再生装置は、入力信号を増幅し入力信号の振幅を一定に保つ信号増幅部と、増幅した入力信号を量子化する量子化部と、特定に周波数における応答を固定した状態で量子化した入力信号を等化するフィルタと、等化した入力信号のビット同期をとる同期部と、同期部の出力信号を基に信号増幅部の利得を調整する利得調整部とを備え、利得調整部は、出力信号の振幅誤差を求める際、入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正する。
【００４２】
また、本発明にかかる利得調整器は、周波数応答を固定した状態で信号を等化し、等化した信号のビット同期をとる同期部に出力するフィルタへの入力信号の振幅を一定に保つ利得調整器であって、同期部の出力信号の振幅誤差を求める際、入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正する。
【発明の効果】
【００４３】
本発明を適用したデータ再生装置、及び、利得調整器は、振幅誤差を求める際、入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正することにより、出力信号を劣化させない。また、追従性を持たせることを可能にしたことで耐性を向上させた。
【００４４】
また、本発明を適用したデータ再生装置、及び、利得調整器は、プリアンブルのようなトレーニング用の信号を用いずとも、出力信号の特性を劣化させない。ランダムデータを再生したときにも安定した特性が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、図を参照して本発明を用いたデータ再生装置１を説明する。図１は、データ再生装置１の構成を示すブロック図である。
【００４６】
データ再生装置１は、磁気記録媒体から読み出された再生信号が入力され、入力した再生信号を増幅するプリアンプ２、増幅された再生信号の利得を調整するＶＧＡ（Voltage Gain Amp）３、再生信号に粗い等化を行う低域通過フィルタ４、再生信号を量子化するＡＤコンバータ５、再生信号に高精度の等化を行う適応等化ＦＩＲフィルタ６、再生信号のビット同期をとるＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）７、再生信号の誤差を算出する誤差計算部８、ＦＩＲフィルタの係数を算出する係数計算部９、ＶＧＡ３の利得を調整する利得調整部１０から構成される。
【００４７】
磁気テープや磁気ディスク等の磁気記録媒体から読み出された再生信号は、プリアンプ２で増幅され、ＶＧＡ３により所望の値へ増幅される。ＶＧＡ３により増幅された再生信号は、低域通過フィルタ４によって、アンチエイリアス及び粗い等化がなされ、ＡＤコンバータ５によって量子化される。量子化された再生信号は、適応等化ＦＩＲフィルタ６で精度のよい等化が行われ、ＩＴＲ７によってビット同期が行われる。ビット同期後の再生信号は、例えば、ビタビ検出器等のシークエンス検出器に送られる。
【００４８】
一方、ビット同期後の再生信号は、誤差計算部８に出力される。誤差計算部８は、再生信号を入力すると、位相誤差、等化誤差を算出する。誤差計算部８は、位相誤差をＩＴＲ７に出力し、等化誤差を係数計算部９に出力する。ＩＴＲ７は、誤差計算部８から入力した位相誤差をもとにビット同期を行う。
【００４９】
係数計算部９は、ＩＴＲ７から入力した再生信号ｙ（ｎ）を基に適応等化ＦＩＲフィルタ６の係数を算出する。係数の算出では、従来のデータ再生装置と同じ方法を用いる。
【００５０】
係数計算部９の演算について説明する。適応等化フィルタの係数ｃｋ、Ｔをサンプリング間隔とすると、適応等化ＦＩＲフィルタ６の周波数応答Ｆは、（数式１）で表すことができる。
【００５１】
【数１２】
【００５２】
Ｔ＝１、ハーフナイキスト周波数ｆ＝１／４における応答は、（数式２）のようになる。
【００５３】
【数１３】
【００５４】
フィルタ係数ｃｋを行列Ｃで表すと（数式３）となる。なお、Ｔは転置を表し、Ｎはフィルタのタップ数である。
【００５５】
【数１４】
【００５６】
（数式３）より、（数式２）は、（数式４）とおける。
【００５７】
【数１５】
【００５８】
ここで、（数式４）のＶｒ及びＶｉは、（数式５）である。
【００５９】
【数１６】
【００６０】
虚数部が０のとき位相が固定するため、ＣＴＶｉは、（数式６）を満たす。
【００６１】
【数１７】
【００６２】
また、振幅は一定であるため、ＣＴＶｒは、（数式７）を満たす。
【００６３】
【数１８】
【００６４】
（数式６）及び（数式７）より、ＶrとＶiの制約が与えられる。そこで、ＶrとＶiとを（数式８）とおく。
【００６５】
【数１９】
【００６６】
行列Ｖに直交する行列Ｐを求める。Ｖに直交する行列Ｐは、（数式９）から導かれる。ここで、Ｉは単位行列とする。
【００６７】
【数２０】
【００６８】
フィルタ係数ｃｋの更新は、（数式１０）で与えられる。（数式１０）において、ｕｋはフィルタ入力信号ベクトル、μは更新ゲイン、ｅｋは誤差ベクトルである。（数式１０）に示すように、行列Ｐを誤差ベクトルｅｋと掛け合わせて係数ｃｋを更新することで、適応等化ＦＩＲフィルタ６の制約条件を満たすことができる。
【００６９】
【数２１】
【００７０】
利得調整部１０は、ＩＴＲ７から入力した再生信号ｙ（ｎ）を基に、利得制御信号を算出し、ＶＧＡ３に出力する。利得制御信号は、振幅誤差ｅ（ｎ）によって決まる。（数式１２）は、振幅誤差ｅ（ｎ）の評価関数である。（数式１２）においてｄ（ｎ）は、再生信号ｙ（ｎ）の所望の応答である。等化をＰＲ４とする、ｄ（ｎ）は、規格化して｛−１，０，１｝の３値をとる。但し、０のときは、信号がないので計算を行わない。
【００７１】
【数２２】
【００７２】
また、利得調整部１０は、（数式１２）の係数σｗ２を算出する。σｗ２は、雑音成分の電力である。σｗ２は、λを定数として、自乗誤差平均値ＭＳＥ（Mean Square Error）を用いて（数式１３）から算出できる。なお、定数λは、等化をＰＲ４のとき、λ＝２となる。さらに、あるサンプル間隔でＭＳＥを更新することによって、追従性を持たせることもできる。
【００７３】
【数２３】
【００７４】
本発明は、振幅誤差ｅ（ｎ）の演算式、すなわち、（数式１２）を特徴とする。（数式１２）では、単純にｄ（ｎ）とｙ（ｎ）の差をとるのではなく、ｙ（ｎ）を（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２倍している。（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２は、（数式７）の制約条件において右辺の利得ｇを雑音電力分σｗ２だけ増加させたときの電力を、雑音のない状態の電力で規格化した値である。これを、ｙ（ｎ）に掛けることで、雑音が加わった分だけ（数式７）の利得を大きくして信号成分の利得を変えないようにしている。これによりＳＤＮＲの劣化が防止される。
【００７５】
図２を参照して、従来のデータ再生装置の出力と本発明を適用したデータ再生装置１の出力とを比較する。図２は、横軸をクロック数、縦軸をＳＤＮＲとしたグラフである。実線は本発明を適用したデータ再生装置１から出力される再生信号のＳＤＮＲ、点線は従来のデータ再生装置から出力される再生信号のＳＤＮＲであり、細実線はＳＤＮＲの目標値である。
【００７６】
従来のデータ再生装置から出力される再生信号のＳＤＮＲは、最初の立ち上がりで目標値に近づくが、目標値より低い値をピークとして徐々に減少し、目標値よりも低い値で安定する。言い換えれば、従来のデータ再生装置では、ＳＤＮＲの変化が過渡応答を示し、目標値よりも低い値で安定してしまう。
【００７７】
これは、従来のデータ再生装置で、評価関数として（数式１４）を使用しており、（数式７）の制約を満たそうとするために、信号成分が（ｇ２−σｗ２）１／２倍だけ減少してしまい、ＳＤＮＲが劣化するという問題が発生していたためである。
【００７８】
【数２４】
【００７９】
本発明を適用したデータ再生装置１では、クロック数が増加するにつれてＳＤＮＲが目標値に近づき、１０万クロック付近で目標値にほぼ一致し安定する。このように、本発明を適用したデータ再生装置１では、再生信号ｙ（ｎ）を（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２倍して振幅誤差ｅ（ｎ）を求めるため、再生信号の特性が向上する。
【００８０】
また、図２は、ランダムデータを再生したときに得られた特性である。従来のデータ再生装置では、プリアンブルの使用を前提としていたが、本発明を適用したデータ再生装置１は、プリアンブルを用いずとも、安定した特性が得られることが図より明らかである。
【００８１】
例えば、ＣＤやＤＶＤなどの光ディスク、磁気テープなどの記録媒体には、プリアンブルが記録されていない。本発明を適用したデータ再生装置１では、これらの記録媒体の再生にも適用することができる。
【００８２】
次いで、図３に利得調整部１０の内部構成を示す。利得調整部１０は、再生信号ｙ（ｎ）の所望の応答ｄ（ｎ）を算出するスライサ１１、再生信号ｙ（ｎ）とスライサ出力ｄ（ｎ）との差を算出する加算器１２、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路１３、スライサ出力ｄ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路１４、ｙ（ｎ）の係数を算出するＭＳＥ計算部１５、ｙ（ｎ）の係数をｙ（ｎ）に掛ける乗算器１６、ｄ（ｎ）と乗算器１６の出力との差を算出する加算器１７、ループ利得を記憶する利得記憶部１８、加算器１７の出力とループ利得とを乗算する乗算器１９、入力を１クロック遅延する遅延素子２０、遅延素子２０からの出力と乗算器１９の出力との差を算出する加算器２１、遅延素子２０の出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ２２とを備える。
【００８３】
スライサ１１は、ＩＴＲ７から入力した再生信号ｙ（ｎ）が｛−１，０，１｝の何れのシンボルに対応するかという仮判定を行う。スライサ１１には、正の閾値Ｔｈ＋と負の閾値Ｔｈ−の２つの閾値が設定されており、ｙ（ｎ）がＴｈ＋を超えると“１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ−より低いと“−１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ＋とＴｈ−との間であると“０”を出力する。スライサ１１の出力は、ｙ（ｎ）の所望の値ｄ（ｎ）となる。
【００８４】
加算器１２は、ＩＴＲ７から入力し再生信号ｙ（ｎ）とスライサ１１の出力ｄ（ｎ）から誤差信号を算出する。加算器１２は、算出した誤差信号をＭＳＥ計算部１５に出力する。
【００８５】
ＭＳＥ計算部１５は、誤差信号を基にＭＳＥを算出し、ＭＳＥに定数λを掛ける。λＭＳＥは、（数式１３）に示すように雑音成分の分散σｗ２に相当する。更に、ＭＳＥ計算部１５は、定数ｇとλＭＳＥとを基に（数式１２）における再生信号ｙ（ｎ）の係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を算出し、乗算器１６に出力する。
【００８６】
乗算器１６は、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値｜ｙ（ｎ）｜とＭＳＥ計算部１５の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２とを乗算し、計算結果を加算器１７に出力する。加算器１７は、絶対値回路１４からの出力｜ｄ（ｎ）｜と乗算器１６の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２・｜ｙ（ｎ）｜の差をとり、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出する。
【００８７】
加算器１７からの出力ｅ（ｎ）は、乗算器１９でループ利得と乗算される。この演算結果は、加算器２１と遅延素子２０によって構成される１タップのＩＩＲ（Infinite Impulse Response）のループフィルタに送られる。加算器２１は、遅延素子２０から出力された１クロック手前の振幅誤差ｅ（ｎ）と乗算器１９の出力との差を算出して遅延素子２０に出力する。遅延素子２０は、振幅誤差ｅ（ｎ）をＤＡコンバータ２２に出力する。ＤＡコンバータ２２は、振幅誤差ｅ（ｎ）をアナログ信号に変換増幅した利得制御信号をＶＧＡ３に送る。
【００８８】
以上説明したように、本発明を適用したデータ再生装置１では、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出するとき、再生信号ｙ（ｎ）を（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２倍する。これにより、雑音が加わった分だけ利得ｇを大きくする。これにより、雑音再生特性を改善させた。また、誤り特性の支配的要因であるＩＴＲ７の特性も向上した。追従性を持たせることを可能にしたことで、更に耐性を向上させた。
【００８９】
また、本発明を適用したデータ再生装置１では、プリアンブルを用いずとも、ＳＤＮＲを劣化させない。そのため、ＣＤ、ＤＶＤなどの光ディスクや磁気テープのようにプリアンブルが記録されていない記録媒体のデータ再生にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】データ再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明を適用したデータ再生装置と従来のデータ再生装置のＳＤＮＲの差を示すグラフである。
【図３】利得調整部の構成を示すブロック図である。
【図４】従来のデータ再生装置の構成を示すブロック図である。
【図５】ハードディスクの記録フォーマットの構成を示す概念図である。
【符号の説明】
【００９１】
１ データ再生装置、２ プリアンプ、３ ＶＧＡ、４ 低域通過フィルタ、５ ＡＤコンバータ、６ 適応等化ＦＩＲフィルタ、７ ＩＴＲ、８ 誤差計算部、９ 係数計算部、１０ 利得調整部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、記録媒体から読み出された再生信号をデジタルデータに変換するデータ再生装置、及び、データ再生装置の利得調整器に関する。
【背景技術】
【０００２】
データ再生装置は、磁気ディスク、光ディスクなどの記録媒体から読み出した再生信号をデジタル信号に変換する。デジタルデータ再生装置は、読み出した再生信号を等化し、等化した再生信号を量子化し、量子化した再生信号のビット同期をとり各ビットを識別する。
【０００３】
このビット同期の精度を上げるためには、再生信号が十分に等化されていることが望ましい。そこで、従来、精度のよい等化を行うために、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ等を使用し、ビット同期の前段で精度の高い等化をしている。
【０００４】
図４に従来のデータ再生装置１００の構成を示す。磁気テープや磁気ディスクから再生された再生信号は、プリアンプ１０２で増幅され、ＶＧＡ（Voltage Gain Amp）１０３により所望の値へ増幅される。増幅された再生信号は、低域通過フィルタ１０４によって、アンチエイリアス及び粗い等化がなされ、ＡＤコンバータ１０５によって量子化される。量子化された再生信号は、ＦＩＲフィルタ１０６で精度のよい等化が行われ、ビット同期部としてのＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）１０７によって、ビット同期が行われる。ＩＴＲ１０７でビット同期された再生信号は、ビタビ検出器等のシークエンス検出器へと送られる。
【０００５】
また、ＩＴＲ１０７の出力は、誤差計算部１０８に送られる。誤差計算部１０８は、位相誤差と振幅誤差とを計算する。そして、位相誤差はＩＴＲ１０７にフィードバックされ、振幅誤差はＶＧＡ１０３の利得調整部１１０に送られる。利得調整部１１０は、入力した振幅誤差を基に所望の利得を計算し、利得制御信号をＶＧＡ１０３に送る。
【０００６】
【特許文献１】Li Du, Mark Spurbeck, Richard T. Behrens. "A Linearly Constrained Adaptive FIR Filter For Hard Disk Drive Read Channels". IEEE,pp 1613-16617,1997.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来のデータ再生装置１００において、ＦＩＲフィルタ１０６の係数を固定にすると、信号の時間変動に追従できず、十分な性能が得られない。また、ＬＭＳ（Least Mean Square；最小自乗誤差）等を用いてＦＩＲフィルタ１０６を適応等化させると、時間経過に従いＦＩＲフィルタ１０６においての位相が変化してしまい、ＦＩＲフィルタ１０６とＩＴＲ１０７との位相干渉が発生する。
【０００８】
更に、利得調整部１１０では、周波数応答を考慮すると等化及びビット同期後の信号で振幅誤差を計算することから、適応等化によって、ＦＩＲフィルタ１０６での利得が変わり、ＦＩＲフィルタ１０６と利得調整部１１０の利得の干渉が発生する。図４のデータ再生装置１００では、これらの干渉によって、所望の特性が得られない。
【０００９】
干渉の発生を防止する方法として、ＦＩＲフィルタ１０６で最も利得の大きい中心係数を固定にしてＬＭＳを行う方法がある。しかし、この方法を用いても、利得方向の干渉は抑えられるが、位相方向には依然として干渉が残り、ＬＭＳの更新ゲインを大きくすると、位相が不安定になる。
【００１０】
そこで、近年、新しいＬＭＳアルゴリズムが提案されている。このＬＭＳアルゴリズムは、ＤＣやナイキスト周波数を除くある周波数でのＦＩＲフィルタの応答を固定する方法である。
【００１１】
従来のＬＭＳアルゴリズムでは、ＦＩＲフィルタの応答を調整するための特別な信号パターンとして、ハードディスクのプリアンブルを利用している。図５は、ハードディスクの基本的な記録フォーマット２００である。ハードディスクの記録フォーマット２００は、プリアンブル２０１、ＳＹＮＣデータ２０２、ユーザデータ２０３とからなる。ユーザデータ２０３は記録対象のデータそのものであり、ＳＹＮＣデータ２０２は同期信号である。
【００１２】
プリアンブル２０１は、一般的に、利得調整やビット同期の引き込みに使用され、パーシャルレスポンスのＰＲ４に等化する場合、ハーフナイキスト周波数の連続パターンが用いられている。
【００１３】
従来のデータ再生装置では、プリアンブル２０１に記録されたデータを利用してハーフナイキスト周波数における応答を調整する。そして、応答が安定した状態で、プリアンブル２０１に続くユーザデータを再生する。
【００１４】
ここで、ＦＩＲフィルタの係数の計算方法について説明する。なお、以下の説明では簡単のため、ビット同期はとられているものとする。すなわち、位相誤差はゼロである。
【００１５】
Ｃｋをフィルタの係数、Ｔをサンプリング間隔とし、Ｔ＝１とすると、ＦＩＲフィルタの周波数応答Ｆは、（数式１）のように表すことができる。
【００１６】
【数１】
【００１７】
（数式１）にハーフナイキスト周波数ｆ＝１／４Ｔでの応答は、（数式２）のようになる。
【００１８】
【数２】
【００１９】
フィルタ係数Ｃｋを（数式３）のような行列Ｃとおく。（数式３）において、Ｔは転置を表し、Ｎはフィルタのタップ数を表す。
【００２０】
【数３】
【００２１】
（数式３）より、（数式２）は、（数式４）とおける。すなわち、実数部と虚数部に分けることができる。
【００２２】
【数４】
【００２３】
ここで、（数式４）のＶｒ及びＶｉは、（数式５）である。
【００２４】
【数５】
【００２５】
虚数部が０のとき位相が固定するため、ＣＴＶｉは、（数式６）を満たす。
【００２６】
【数６】
【００２７】
また、利得は一定であるため、ＣＴＶｒは、（数式７）を満たす。
【００２８】
【数７】
【００２９】
（数式６）及び（数式７）より、ＶrとＶiの制約が与えられる。そこで、ＶrとＶiとを（数式８）とおく。
【００３０】
【数８】
【００３１】
行列Ｖに直交する行列Ｐを求める。Ｖに直交する行列Ｐは、（数式９）から導かれる。ここで、Ｉは単位行列とする。
【００３２】
【数９】
【００３３】
フィルタ係数Ｃｋの更新は、（数式１０）で与えられる。（数式１０）において、ｕｋはフィルタ入力信号ベクトル、μは更新ゲイン、ｅｋは誤差ベクトルである。（数式１０）に示すように、行列Ｐを誤差ベクトルｅｋと掛け合わせて係数Ｃｋを更新することで、ＦＩＲフィルタの制約条件を満たすことができる。
【００３４】
【数１０】
【００３５】
しかしながら、これまで説明した方法では、入力信号の雑音の増加とともに、信号と雑音の電力比であるＳＤＮＲ（Signal to Distortion and Noise Ratio）が劣化してしまうという問題が発生する。
【００３６】
この問題の原因について説明する。（数式７）で表される制約条件の自乗平均ｇ２は、信号成分の電力σｓ２と、雑音成分の分散σｗ２とおけば（数式１１）となる。
【００３７】
【数１１】
【００３８】
（数式１１）を変形すると信号成分の電力σｓ２は、ｇ２−σｗ２となる。従来のデータ再生装置では、（数式７）に示すようにハーフナイキスト周波数での利得を特定の目標値ｇに制約しているが、入力信号にノイズ成分が含まれると、信号成分の電力が（ｇ２−σｗ２）１／２倍だけ減少してしまいＳＤＮＲが劣化してしまう。
【００３９】
また、従来のデータ再生装置では、利得調整にプリアンブルを利用することでＳＤＮＲの劣化を防止しているが、プリアンブルでないランダムデータで利得調整を行うと、ＳＤＮＲの劣化が顕著となるという問題がある。
【００４０】
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、入力信号の雑音が増加しても、出力信号を劣化させないデータ再生装置、及び、利得調整器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００４１】
上述した目的を達成するため、本発明にかかるデータ再生装置は、入力信号を増幅し入力信号の振幅を一定に保つ信号増幅部と、増幅した入力信号を量子化する量子化部と、特定に周波数における応答を固定した状態で量子化した入力信号を等化するフィルタと、等化した入力信号のビット同期をとる同期部と、同期部の出力信号を基に信号増幅部の利得を調整する利得調整部とを備え、利得調整部は、出力信号の振幅誤差を求める際、入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正する。
【００４２】
また、本発明にかかる利得調整器は、周波数応答を固定した状態で信号を等化し、等化した信号のビット同期をとる同期部に出力するフィルタへの入力信号の振幅を一定に保つ利得調整器であって、同期部の出力信号の振幅誤差を求める際、入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正する。
【発明の効果】
【００４３】
本発明を適用したデータ再生装置、及び、利得調整器は、振幅誤差を求める際、入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正することにより、出力信号を劣化させない。また、追従性を持たせることを可能にしたことで耐性を向上させた。
【００４４】
また、本発明を適用したデータ再生装置、及び、利得調整器は、プリアンブルのようなトレーニング用の信号を用いずとも、出力信号の特性を劣化させない。ランダムデータを再生したときにも安定した特性が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４５】
以下、図を参照して本発明を用いたデータ再生装置１を説明する。図１は、データ再生装置１の構成を示すブロック図である。
【００４６】
データ再生装置１は、磁気記録媒体から読み出された再生信号が入力され、入力した再生信号を増幅するプリアンプ２、増幅された再生信号の利得を調整するＶＧＡ（Voltage Gain Amp）３、再生信号に粗い等化を行う低域通過フィルタ４、再生信号を量子化するＡＤコンバータ５、再生信号に高精度の等化を行う適応等化ＦＩＲフィルタ６、再生信号のビット同期をとるＩＴＲ（Interpolated Timing Recovery）７、再生信号の誤差を算出する誤差計算部８、ＦＩＲフィルタの係数を算出する係数計算部９、ＶＧＡ３の利得を調整する利得調整部１０から構成される。
【００４７】
磁気テープや磁気ディスク等の磁気記録媒体から読み出された再生信号は、プリアンプ２で増幅され、ＶＧＡ３により所望の値へ増幅される。ＶＧＡ３により増幅された再生信号は、低域通過フィルタ４によって、アンチエイリアス及び粗い等化がなされ、ＡＤコンバータ５によって量子化される。量子化された再生信号は、適応等化ＦＩＲフィルタ６で精度のよい等化が行われ、ＩＴＲ７によってビット同期が行われる。ビット同期後の再生信号は、例えば、ビタビ検出器等のシークエンス検出器に送られる。
【００４８】
一方、ビット同期後の再生信号は、誤差計算部８に出力される。誤差計算部８は、再生信号を入力すると、位相誤差、等化誤差を算出する。誤差計算部８は、位相誤差をＩＴＲ７に出力し、等化誤差を係数計算部９に出力する。ＩＴＲ７は、誤差計算部８から入力した位相誤差をもとにビット同期を行う。
【００４９】
係数計算部９は、ＩＴＲ７から入力した再生信号ｙ（ｎ）を基に適応等化ＦＩＲフィルタ６の係数を算出する。係数の算出では、従来のデータ再生装置と同じ方法を用いる。
【００５０】
係数計算部９の演算について説明する。適応等化フィルタの係数ｃｋ、Ｔをサンプリング間隔とすると、適応等化ＦＩＲフィルタ６の周波数応答Ｆは、（数式１）で表すことができる。
【００５１】
【数１２】
【００５２】
Ｔ＝１、ハーフナイキスト周波数ｆ＝１／４における応答は、（数式２）のようになる。
【００５３】
【数１３】
【００５４】
フィルタ係数ｃｋを行列Ｃで表すと（数式３）となる。なお、Ｔは転置を表し、Ｎはフィルタのタップ数である。
【００５５】
【数１４】
【００５６】
（数式３）より、（数式２）は、（数式４）とおける。
【００５７】
【数１５】
【００５８】
ここで、（数式４）のＶｒ及びＶｉは、（数式５）である。
【００５９】
【数１６】
【００６０】
虚数部が０のとき位相が固定するため、ＣＴＶｉは、（数式６）を満たす。
【００６１】
【数１７】
【００６２】
また、振幅は一定であるため、ＣＴＶｒは、（数式７）を満たす。
【００６３】
【数１８】
【００６４】
（数式６）及び（数式７）より、ＶrとＶiの制約が与えられる。そこで、ＶrとＶiとを（数式８）とおく。
【００６５】
【数１９】
【００６６】
行列Ｖに直交する行列Ｐを求める。Ｖに直交する行列Ｐは、（数式９）から導かれる。ここで、Ｉは単位行列とする。
【００６７】
【数２０】
【００６８】
フィルタ係数ｃｋの更新は、（数式１０）で与えられる。（数式１０）において、ｕｋはフィルタ入力信号ベクトル、μは更新ゲイン、ｅｋは誤差ベクトルである。（数式１０）に示すように、行列Ｐを誤差ベクトルｅｋと掛け合わせて係数ｃｋを更新することで、適応等化ＦＩＲフィルタ６の制約条件を満たすことができる。
【００６９】
【数２１】
【００７０】
利得調整部１０は、ＩＴＲ７から入力した再生信号ｙ（ｎ）を基に、利得制御信号を算出し、ＶＧＡ３に出力する。利得制御信号は、振幅誤差ｅ（ｎ）によって決まる。（数式１２）は、振幅誤差ｅ（ｎ）の評価関数である。（数式１２）においてｄ（ｎ）は、再生信号ｙ（ｎ）の所望の応答である。等化をＰＲ４とする、ｄ（ｎ）は、規格化して｛−１，０，１｝の３値をとる。但し、０のときは、信号がないので計算を行わない。
【００７１】
【数２２】
【００７２】
また、利得調整部１０は、（数式１２）の係数σｗ２を算出する。σｗ２は、雑音成分の電力である。σｗ２は、λを定数として、自乗誤差平均値ＭＳＥ（Mean Square Error）を用いて（数式１３）から算出できる。なお、定数λは、等化をＰＲ４のとき、λ＝２となる。さらに、あるサンプル間隔でＭＳＥを更新することによって、追従性を持たせることもできる。
【００７３】
【数２３】
【００７４】
本発明は、振幅誤差ｅ（ｎ）の演算式、すなわち、（数式１２）を特徴とする。（数式１２）では、単純にｄ（ｎ）とｙ（ｎ）の差をとるのではなく、ｙ（ｎ）を（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２倍している。（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２は、（数式７）の制約条件において右辺の利得ｇを雑音電力分σｗ２だけ増加させたときの電力を、雑音のない状態の電力で規格化した値である。これを、ｙ（ｎ）に掛けることで、雑音が加わった分だけ（数式７）の利得を大きくして信号成分の利得を変えないようにしている。これによりＳＤＮＲの劣化が防止される。
【００７５】
図２を参照して、従来のデータ再生装置の出力と本発明を適用したデータ再生装置１の出力とを比較する。図２は、横軸をクロック数、縦軸をＳＤＮＲとしたグラフである。実線は本発明を適用したデータ再生装置１から出力される再生信号のＳＤＮＲ、点線は従来のデータ再生装置から出力される再生信号のＳＤＮＲであり、細実線はＳＤＮＲの目標値である。
【００７６】
従来のデータ再生装置から出力される再生信号のＳＤＮＲは、最初の立ち上がりで目標値に近づくが、目標値より低い値をピークとして徐々に減少し、目標値よりも低い値で安定する。言い換えれば、従来のデータ再生装置では、ＳＤＮＲの変化が過渡応答を示し、目標値よりも低い値で安定してしまう。
【００７７】
これは、従来のデータ再生装置で、評価関数として（数式１４）を使用しており、（数式７）の制約を満たそうとするために、信号成分が（ｇ２−σｗ２）１／２倍だけ減少してしまい、ＳＤＮＲが劣化するという問題が発生していたためである。
【００７８】
【数２４】
【００７９】
本発明を適用したデータ再生装置１では、クロック数が増加するにつれてＳＤＮＲが目標値に近づき、１０万クロック付近で目標値にほぼ一致し安定する。このように、本発明を適用したデータ再生装置１では、再生信号ｙ（ｎ）を（ｇ２＋σｗ２）／ｇ２倍して振幅誤差ｅ（ｎ）を求めるため、再生信号の特性が向上する。
【００８０】
また、図２は、ランダムデータを再生したときに得られた特性である。従来のデータ再生装置では、プリアンブルの使用を前提としていたが、本発明を適用したデータ再生装置１は、プリアンブルを用いずとも、安定した特性が得られることが図より明らかである。
【００８１】
例えば、ＣＤやＤＶＤなどの光ディスク、磁気テープなどの記録媒体には、プリアンブルが記録されていない。本発明を適用したデータ再生装置１では、これらの記録媒体の再生にも適用することができる。
【００８２】
次いで、図３に利得調整部１０の内部構成を示す。利得調整部１０は、再生信号ｙ（ｎ）の所望の応答ｄ（ｎ）を算出するスライサ１１、再生信号ｙ（ｎ）とスライサ出力ｄ（ｎ）との差を算出する加算器１２、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路１３、スライサ出力ｄ（ｎ）の絶対値を算出する絶対値回路１４、ｙ（ｎ）の係数を算出するＭＳＥ計算部１５、ｙ（ｎ）の係数をｙ（ｎ）に掛ける乗算器１６、ｄ（ｎ）と乗算器１６の出力との差を算出する加算器１７、ループ利得を記憶する利得記憶部１８、加算器１７の出力とループ利得とを乗算する乗算器１９、入力を１クロック遅延する遅延素子２０、遅延素子２０からの出力と乗算器１９の出力との差を算出する加算器２１、遅延素子２０の出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ２２とを備える。
【００８３】
スライサ１１は、ＩＴＲ７から入力した再生信号ｙ（ｎ）が｛−１，０，１｝の何れのシンボルに対応するかという仮判定を行う。スライサ１１には、正の閾値Ｔｈ＋と負の閾値Ｔｈ−の２つの閾値が設定されており、ｙ（ｎ）がＴｈ＋を超えると“１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ−より低いと“−１”を出力し、ｙ（ｎ）がＴｈ＋とＴｈ−との間であると“０”を出力する。スライサ１１の出力は、ｙ（ｎ）の所望の値ｄ（ｎ）となる。
【００８４】
加算器１２は、ＩＴＲ７から入力し再生信号ｙ（ｎ）とスライサ１１の出力ｄ（ｎ）から誤差信号を算出する。加算器１２は、算出した誤差信号をＭＳＥ計算部１５に出力する。
【００８５】
ＭＳＥ計算部１５は、誤差信号を基にＭＳＥを算出し、ＭＳＥに定数λを掛ける。λＭＳＥは、（数式１３）に示すように雑音成分の分散σｗ２に相当する。更に、ＭＳＥ計算部１５は、定数ｇとλＭＳＥとを基に（数式１２）における再生信号ｙ（ｎ）の係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を算出し、乗算器１６に出力する。
【００８６】
乗算器１６は、再生信号ｙ（ｎ）の絶対値｜ｙ（ｎ）｜とＭＳＥ計算部１５の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２とを乗算し、計算結果を加算器１７に出力する。加算器１７は、絶対値回路１４からの出力｜ｄ（ｎ）｜と乗算器１６の出力（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２・｜ｙ（ｎ）｜の差をとり、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出する。
【００８７】
加算器１７からの出力ｅ（ｎ）は、乗算器１９でループ利得と乗算される。この演算結果は、加算器２１と遅延素子２０によって構成される１タップのＩＩＲ（Infinite Impulse Response）のループフィルタに送られる。加算器２１は、遅延素子２０から出力された１クロック手前の振幅誤差ｅ（ｎ）と乗算器１９の出力との差を算出して遅延素子２０に出力する。遅延素子２０は、振幅誤差ｅ（ｎ）をＤＡコンバータ２２に出力する。ＤＡコンバータ２２は、振幅誤差ｅ（ｎ）をアナログ信号に変換増幅した利得制御信号をＶＧＡ３に送る。
【００８８】
以上説明したように、本発明を適用したデータ再生装置１では、振幅誤差ｅ（ｎ）を算出するとき、再生信号ｙ（ｎ）を（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２倍する。これにより、雑音が加わった分だけ利得ｇを大きくする。これにより、雑音再生特性を改善させた。また、誤り特性の支配的要因であるＩＴＲ７の特性も向上した。追従性を持たせることを可能にしたことで、更に耐性を向上させた。
【００８９】
また、本発明を適用したデータ再生装置１では、プリアンブルを用いずとも、ＳＤＮＲを劣化させない。そのため、ＣＤ、ＤＶＤなどの光ディスクや磁気テープのようにプリアンブルが記録されていない記録媒体のデータ再生にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】データ再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明を適用したデータ再生装置と従来のデータ再生装置のＳＤＮＲの差を示すグラフである。
【図３】利得調整部の構成を示すブロック図である。
【図４】従来のデータ再生装置の構成を示すブロック図である。
【図５】ハードディスクの記録フォーマットの構成を示す概念図である。
【符号の説明】
【００９１】
１ データ再生装置、２ プリアンプ、３ ＶＧＡ、４ 低域通過フィルタ、５ ＡＤコンバータ、６ 適応等化ＦＩＲフィルタ、７ ＩＴＲ、８ 誤差計算部、９ 係数計算部、１０ 利得調整部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅し該入力信号の振幅を一定に保つ信号増幅部と、
上記増幅した入力信号を量子化する量子化部と、
特定の周波数における応答を固定した状態で上記量子化した入力信号を等化するフィルタと、
上記等化した入力信号のビット同期をとる同期部と、
上記同期部の出力信号を基に上記信号増幅部の利得を調整する利得調整部と、
を備え、
上記利得調整部は、上記出力信号の振幅誤差を求める際、上記入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正することを特徴とするデータ再生装置。
【請求項２】
上記利得調整部は、上記振幅誤差の計算に自乗誤差平均値（ＭＳＥ）を利用することを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項３】
上記利得調整部は、上記出力信号の振幅誤差を求める際、該出力信号に、上記特定周波数において固定された利得ｇ及び定数λからなる係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を、掛け合わせることを特徴とする請求項２記載のデータ再生装置。
【請求項４】
上記利得調整部は、雑音の時間変動に対して追従性を持つことを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項５】
上記利得調整部は、上記特定周波数のトレーニング用の信号を持たない入力信号に対しても、上記信号増幅部の利得を調整することを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項６】
周波数応答を固定した状態で信号を等化し、上記等化した信号のビット同期をとる同期部に出力するフィルタへの入力信号の振幅を一定に保つ利得調整器であって、
上記同期部の出力信号の振幅誤差を求める際、上記入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正することを特徴とする利得調整器。
【請求項１】
入力信号を増幅し該入力信号の振幅を一定に保つ信号増幅部と、
上記増幅した入力信号を量子化する量子化部と、
特定の周波数における応答を固定した状態で上記量子化した入力信号を等化するフィルタと、
上記等化した入力信号のビット同期をとる同期部と、
上記同期部の出力信号を基に上記信号増幅部の利得を調整する利得調整部と、
を備え、
上記利得調整部は、上記出力信号の振幅誤差を求める際、上記入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正することを特徴とするデータ再生装置。
【請求項２】
上記利得調整部は、上記振幅誤差の計算に自乗誤差平均値（ＭＳＥ）を利用することを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項３】
上記利得調整部は、上記出力信号の振幅誤差を求める際、該出力信号に、上記特定周波数において固定された利得ｇ及び定数λからなる係数（ｇ２＋λＭＳＥ）／ｇ２を、掛け合わせることを特徴とする請求項２記載のデータ再生装置。
【請求項４】
上記利得調整部は、雑音の時間変動に対して追従性を持つことを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項５】
上記利得調整部は、上記特定周波数のトレーニング用の信号を持たない入力信号に対しても、上記信号増幅部の利得を調整することを特徴とする請求項１記載のデータ再生装置。
【請求項６】
周波数応答を固定した状態で信号を等化し、上記等化した信号のビット同期をとる同期部に出力するフィルタへの入力信号の振幅を一定に保つ利得調整器であって、
上記同期部の出力信号の振幅誤差を求める際、上記入力信号に含まれる雑音による信号電力の減少を補正することを特徴とする利得調整器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００７−１７２６８５（Ｐ２００７−１７２６８５Ａ）
【公開日】平成１９年７月５日（２００７．７．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−３６５２３５（Ｐ２００５−３６５２３５）
【出願日】平成１７年１２月１９日（２００５．１２．１９）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年７月５日（２００７．７．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年１２月１９日（２００５．１２．１９）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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