レーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法
【課題】高分解機能処理を用いて電波の到来方向を推定する電子スキャン式レーダ装置において、複数物標に対して受信した各到来波の電力を正確に算出する。
【解決手段】所定の角度推定方式を用いて反射波の到来方向の推定を行う電子スキャンを利用した車載レーダ装置において、各アンテナの受信信号から算出した各角度に対するモードベクトルＭＶ１，ＭＶ２を求め、受信信号ＲＳのベクトルを当該モードベクトルＭＶ１，ＭＶ２の方向に分解し、分解したベクトルＰＶ１，ＰＶ２の長さを各物標から到来した反射波の受信電力とする方法である。この方法により、複数の物標があっても、複数の到来波の各電力を正確に算出でき、ペアリングが正確に行えて物標の検出精度が向上し、電子スキャンを利用した車載レーダ装置の誤動作が防止される。
【解決手段】所定の角度推定方式を用いて反射波の到来方向の推定を行う電子スキャンを利用した車載レーダ装置において、各アンテナの受信信号から算出した各角度に対するモードベクトルＭＶ１，ＭＶ２を求め、受信信号ＲＳのベクトルを当該モードベクトルＭＶ１，ＭＶ２の方向に分解し、分解したベクトルＰＶ１，ＰＶ２の長さを各物標から到来した反射波の受信電力とする方法である。この方法により、複数の物標があっても、複数の到来波の各電力を正確に算出でき、ペアリングが正確に行えて物標の検出精度が向上し、電子スキャンを利用した車載レーダ装置の誤動作が防止される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はレーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法に関し、特に、車両から送信した電波の、物標からの反射電波を複数の受信アンテナで受信して物標の位置を検出するレーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、先行する車両や前方にある障害物（物標）、或いは後方からの接近車両等の物標と自分が運転する車両（自車）との間の距離と方向を常時測定し、衝突を防止したり自動走行を行うレーダ装置がある。このようなレーダ装置では、自車に設置したアンテナから送信電波を送信し、物標に当たって反射した反射波をアンテナで受信し、受信した信号に対して信号処理を行い、反射波の到来方向を推定して物標を検出していた。反射波の到来方向を推定する方法には、ＤＢＦ法、Ｃａｐｏｎ法、線形予測（ＬＰ）法、最小ノルム法、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、及びＰＲＩＳＭ法が知られている。
DBF：Digital Beam Forming
LP： Linear Prediction
MUSIC：Multiple Signal Classification
ESPRIT：Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques
PRISM：Propagator method based on an Improved Spatial-smoothing Matrix
【０００３】
反射波の到来方向の推定方法では、送信電波としてアップ／ダウンに周波数変調された電波を送信し、複数の受信アンテナを用いた電子スキャンレーダで物標からの反射波を受信し、周波数のアップ時とダウン時のピーク周波数信号から各ピークにおける物標の到来方向を推定し、その後電力に基づきペアリングを行って距離及び相対速度を算出する。特許文献１に記載の電子スキャンレーダでは、２つの周波数のアップ区間で各アンテナ毎に検出した周波数スペクトラムのベクトルを求め、各周波数のスペクトラムのベクトルを同一角度とした時の合成値を求め、ベクトルの合成値からターゲット（物標）の距離等を求めていた。高分解能処理において、スペクトラム値が電力に比例する方式として、代表的なものにＤＢＦ法とＣａｐｏｎ法がある。そのため、到来方向の電力を求めるときには、ＤＢＦ法かＣａｐｏｎ法が用いられることが多かった。
【０００４】
また、物標の電力の算出方法として、これまではＣａｐｏｎ法が多く用いられていた。その理由は、ＤＢＦ法では、サイドローブで他の到来波を受けるので反射波の電力が正確に算出できない場合があるからである。これに対して、Ｃａｐｏｎ法では、ある方向にメインローブを向けると同時に他の方向からの出力への寄与を最小化することにより、ＤＢＦ法よりも正確に反射波の電力が求められる。即ち、ＤＢＦ法に比べてＣａｐｏｎ法ではスペクトラム値が受信波の電力により比例して出力されるので、反射波の電力が正確に算出される。なお、反射波の到来方向の推定を行う場合は、角度推定の前処理で相互相関成分を除去するために通常は空間平均法が使用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許４４１５０４０号公報（図７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、Ｃａｐｏｎ法を用いて反射波の電力算出を行う場合、物標が複数あると、複数の物標からの反射波がアンテナで受信されてしまい、空間平均法を用いた角度推定の前処理の際に各物標の相互相関成分が除去されないため、各受信電力が正確に算出できないという問題点がある。これは、受信アンテナ数が少ないとき、又はスナップショット数が少ない時に顕著になる。
【０００７】
そして、複数の受信アンテナを用いた電子スキャンレーダ装置においては、周波数のアップ区間で得られた物標と周波数のダウン区間で得られた物標をペアリングする条件に、到来波の受信電力値を用いるため、正確な受信電力の算出ができないと以下のような問題が生じる。
【０００８】
（１）前述のペアリングの条件に「角度の電力値が近い」という条件があり、これが満足されなくなってミスペアリングを起こす可能性が高くなり、電子スキャンレーダ装置が誤動作する原因となってしまう。
（２）高分解能処理と振幅モノパルスのような電力の精度を必要とする方式との複合処理において、振幅モノパルスの精度を上げることができない。
【０００９】
そこで本発明は、前記従来の問題点を解消し、反射波の到来方向の推定を行う電子スキャンを利用したレーダ装置において、複数の物標があり、複数の物標からの反射波がアンテナで受信されてしまい、空間平均法を用いた角度推定の前処理の際に各物標の相互相関成分が除去されなくても、複数の反射波の各受信電力を正確に算出することができ、例えばミスペアリングの発生を防止することができるレーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的を達成する本発明のレーダ装置は、電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、信号処理部において受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定すると共に各反射波の受信電力を算出して物標を検出するレーダ装置において、信号処理部に、各アンテナの受信信号に基づいて角度を検出する角度検出手段と、検出した角度に対するモードベクトルを求めるモードベクトル算出手段と、このモードベクトルに基づいて各受信信号を合成したベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解する受信信号の分解手段と、分解した受信信号のモードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とする電力値算出手段とを設けたことを特徴としている。
また、前記目的を達成する本発明のレーダ装置における受信電力の算出方法は、電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定して、各反射波の受信電力を算出して物標を検出するレーダ装置における受信電力の算出方法であって、各アンテナの受信信号から角度を検出し、検出した角度に対するモードベクトルを求め、このモードベクトルに基づいて各受信信号のベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解し、分解した受信信号のモードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とすることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
本出願の車載レーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法によれば、複数の物標があっても、複数のアンテナの各受信電力を正確に算出でき、例えばペアリングを正確に行うことができる。この結果、物標の検出精度が向上し、電子スキャンを利用した車載レーダ装置の誤動作が防止されるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施形態に係るＦＭＣＷ方式のレーダ装置の構成を示す構成図である。
【図２】（ａ）は図１に示したレーダ装置の送信部から放射される送信信号の波形図、（ｂ）は物標で反射された反射信号の時間に対する周波数変化及びミキサにおけるビート信号を示す波形図、（ｃ）は図１に示した１つの受信アンテナの個別受信部から出力されたＵＰビートとＤＯＷＮビートをＦＦＴ処理した結果を示す周波数スペクトラムの波形図である。
【図３】物標から反射された反射波を等間隔に設置された複数のアンテナで受信し、これを従来の角度推定方式で処理した場合の角度に対するスペクトラムの大きさを示す特性図である。
【図４】図１の方位演算部において、ＵＰビート側のピーク情報とＤＯＷＮビート側のピーク情報がペアリングされる状況を説明する図である。
【図５】物標から反射された反射波を、等間隔に設置された複数のアンテナで受信した場合の各アンテナの位相差およびモードベクトルを示す図である。
【図６】図１の方位演算部の内部に設けられた受信電力算出部の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】図３の特性図から求めた角度に対するモードベクトルに基づき、受信信号をモードベクトル方向に分解した図である。
【図８】（ａ）はレーダ装置の０［ｄｅｇ］方向の所定距離に物標としてコーナリフレクタを配置した評価装置の構成図、（ｂ）は（ａ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から従来の方式であるＣａｐｏｎ法で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図、（ｃ）はレーダ装置の−１５［ｄｅｇ］方向の所定距離に物標としてコーナリフレクタを配置した評価装置の構成図、（ｄ）は（ｃ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から従来の方式であるＣａｐｏｎ法で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図である。
【図９】（ａ）は図８（ａ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から本発明の方式で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図、（ｂ）は図８（ｃ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から本発明の方式で算出した方位の、モードベクトル方向の電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図である。
【図１０】（ａ）は１個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｂ）は２個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｃ）は３個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｄ）は４個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｅ）は５個の物標が置かれた評価装置を示す図である。
【図１１】図１０（ａ）から（ｅ）に示すように、評価装置の前に置く物標の数を１個から５個まで１つずつ増やし、それぞれの評価装置において１００回電波を送信した時の受信信号から本発明の方式で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、添付図面を用いて本出願の実施の形態を、具体的な実施例に基づいて詳細に説明する。
図１に本発明の一実施形態のレーダ装置１００の構成を示す。この実施形態のレーダ装置１００は、送信部Ｓ、受信部Ｒ及び信号処理装置Ｐから構成されている。信号処理装置Ｐは、詳細な構成の図示は省略するが、マイクロコンピュータを備えて構成されており、フーリエ変換部９、距離・相対速度処理部１０及び送受信制御部２０がある。
【００１４】
送信部Ｓは発振器５と信号生成部１５とを備えており、信号生成部１５は信号処理装置Ｐにある送受信制御部２０によって制御される。信号生成部１５は三角波状の変調信号（三角波）を送信信号として発振器５に供給して周波数変調を行い、送信アンテナ１から電波（送信波）Ｗが送信される。この実施形態では、ＦＭＣＷ方式が用いられており、発振器５は、信号生成部１５の三角波により一定の繰り返し周期で変化する送信波Ｗを発生する。したがって、送信波Ｗは発振器５の無変調時の発信周波数を中心として所定の繰り返し周期で周波数が上下するＦＭＣＷ波である。この送信波Ｗは、図示しない送信機で電力増幅された後に送信アンテナ１から目標に向けられて送信（放射）されることもある。
【００１５】
この実施形態のレーダ装置１００は、車両に搭載されたものであり、送信波Ｗはレーダ装置１００を搭載した車両の前方又は後方に向けて送信される。送信アンテナ１から前方に送信された送信波Ｗは、図示せぬ物標、例えば先行車両や静止物等で反射され、反射波ＲＷが車両に向かって戻り、レーダ装置１００の受信部Ｒで受信される。
【００１６】
受信部Ｒは、ｎ個の受信アンテナＡ１〜Ａｎを備えたアレーアンテナ３とこれに接続する個別受信部Ｒ１〜Ｒｎとから構成される。個別受信部Ｒ１〜Ｒｎの各個には、ミキサＭ１〜Ｍｎ及びＡ／Ｄ変換器（図にはＡ／Ｄと記載）Ｃ１〜Ｃｎがある。アレーアンテナ３によって受信された反射波ＲＷ１〜ＲＷｎから得られた受信信号は、図示しないローノイズアンプで増幅された後にミキサＭ１〜Ｍｎに送られる。ミキサＭ１〜Ｍｎには送信部Ｓの発振器５からの送信信号が入力されており、ミキサＭ１〜Ｍｎにおいて送信信号と受信信号とがそれぞれミキシングされ、送信信号の周波数と受信信号の周波数との差を周波数として持つビート信号が得られる。ミキサＭ１〜Ｍｎからのビート信号はＡ／Ｄ変換器Ｃ１〜Ｃｎでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎに変換された後に、フーリエ変換部９の高速フーリエ変換器に供給され、ここでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎ毎に高速フーリエ変換による周波数分析（ＦＦＴ処理）が行われる。
【００１７】
この実施形態のレーダ装置１００では、前方の物標が共に移動している場合、反射波ＲＷの周波数には、各物標と自車との相対速度に比例するドップラー周波数成分が含まれる。また、本実施形態では変調方式としてＦＭＣＷを採用しているので、この周波数推移がリニアチャープである場合、反射波ＲＷの周波数にはドップラー成分に加え、送信波が各物標と自車との相対距離を伝搬する事によって付加される遅延時間を反映した周波数成分も含まれる。前述した如く、送信信号はリニアチャープ信号であるから、送信波Ｗの周波数は、図２（ａ）の波形図に実線で示されるように、周波数が直線的に上昇する期間（上昇区間）と、下降する期間（下降区間）とを繰り返す。そして、反射波ＲＷは、図２（ａ）の波形図に破線で示されるように、送信波Ｗに比べ、相対速度によるドップラー周波数推移とともに相対距離による時間遅延との双方の影響を同時に受けるので、送信波Ｗと反射波ＲＷとの間の周波数の差は、一般に上昇区間と下降区間で異なる値を取る。
【００１８】
即ち、送信波Ｗと反射波ＲＷの周波数の差の周波数は、上昇区間はｆｕｐ、下降区間はｆｄｏｗｎとなる。従って、各ミキサＭ１〜Ｍｎにおいては、遅延時間に基づく周波数にドップラー周波数が重畳された図２（ｂ）の波形図に示されるビート信号が得られる。上昇区間におけるビート信号はＵＰビート、下降区間におけるビート信号はＤＯＷＮビートと呼ばれる。なお、図２（ａ）、（ｂ）の場合には、ＵＰビートの周波数ｆｕｐよりもＤＯＷＮビートの周波数ｆｄｏｗｎの方が大きくなっており、物標との相対距離が小さくなる方向（接近方向）の相対速度を示している。
【００１９】
各ミキサＭ１〜Ｍｎにおいて得られたＵＰビートとＤＯＷＮビートのビート信号は、前述のようにＡ／Ｄ変換器Ｃ１〜Ｃｎでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎに変換された後に、フーリエ変換部９に供給される。フーリエ変換部９では、各ミキサＭ１〜ＭｎからのＵＰビート周波数ｆｕｐ成分とＤＯＷＮビート周波数ｆｄｏｗｎ成分がそれぞれ高速フーリエ変換器に供給され、ここで高速フーリエ変換による周波数分析（ＦＦＴ処理）が行われる。ここで、受信アンテナＡ１のＦＦＴ処理の結果を図２（ｃ）に示す。図２（ｃ）の上側の波形図は、ＵＰビート周波数ｆｕｐ成分から得られる周波数スペクトラムを示しており、図２（ｃ）の下側の波形図は、ＤＯＷＮビート周波数ｆｄｏｗｎ成分から得られる周波数スペクトラムを示している。
【００２０】
図２（ｃ）に示すように、アンテナＡ１のＵＰビートのＦＦＴ結果の周波数スペクトラムには、ＵＰ周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３にそれぞれピークＰｕ１１，Ｐｕ１２，Ｐｕ１３がある。受信アンテナＡ２〜Ａｎについても同じピーク周波数を持つ同様なＦＦＴ結果が得られる。例えば、アンテナＡ２ではＵＰ周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３にそれぞれピークＰｕ２１，Ｐｕ２２，Ｐｕ２３があるＦＦＴ結果が得られる。また、アンテナＡ１のＤＯＷＮビートのＦＦＴ結果の周波数スペクトラムには、ＤＯＷＮ周波数ｆｄ１、ｆｄ２にそれぞれピークＰｄ１１，Ｐｄ１２がある。受信アンテナＡ２〜Ａｎについても同じピーク周波数を持つ同様なＦＦＴ結果が得られる。例えば、アンテナＡ２ではＤＯＷＮ周波数ｆｄ１、ｆｄ２にそれぞれピークＰｄ２１，Ｐｄ２２があるＦＦＴ結果が得られる。
【００２１】
すなわち、各受信アンテナＡ１〜Ａｎは同じ物標からの反射波ＲＷを受信するため、ＦＦＴ処理では同じピーク周波数を有する同じ形状の周波数スペクトラムが得られる。ただし、受信アンテナに応じて反射波の位相が異なるため、同じ周波数のピークを持つ位相情報は受信アンテナ毎に異なる。
【００２２】
図１に戻って、フーリエ変換部９の出力は、距離・相対速度処理部１０のピーク抽出部１３に供給される。ピーク抽出部１３では、受信アンテナＡ１〜Ａｎ毎に、ＦＦＴ処理で得られた周波数スペクトラムにおいて、ＵＰビート、ＤＯＷＮビートのそれぞれで所定パワー以上のピークを抽出し、抽出したピークの周波数、パワー、位相情報（以下、ピーク周波数情報という）を抽出する。ピーク抽出部１３において抽出されたピーク周波数情報は、方位演算部１５に供給される。
【００２３】
周波数スペクトラムにおける１つのピークには通常複数の物標の情報が含まれるため、１つのピークから物標を分離し、分離した物標の角度を推定する必要がある。そのため、方位演算部１５では、全受信アンテナＡ１〜ＡｎでＵＰ側、ＤＯＷＮ側それぞれで同じ周波数を有するピークのピーク周波数情報（例えば、ＵＰビートの場合は、Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１、ＤＯＷＮビートの場合は、Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）を基に、図３に示すような角度スペクトラムが演算により求められる。角度スペクトラムの求め方としては、Ｃａｐｏｎ法、ＤＢＦ法等の方式を用いることができる。図３における実線がＵＰピーク周波数ｆｕ１（Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１）の角度スペクトラムを示し、破線がＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１（Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）の角度スペクトラムを示している。
【００２４】
方位演算部１５では、図３に示される角度スペクトラムにおいて、閾値以上のパワーを持つピーク、ここではピークＰ１，Ｐ２を物標と判断し、その角度、パワーを抽出する。更に詳しく述べると、角度スペクトラムはＦＦＴ処理のピーク周波数毎に求める。図２（ｃ）に示した例では、５つの周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３、ｆｄ１、ｆｄ２における５つの角度スペクトラムを算出する。図３はＵＰピーク周波数ｆｕ１のピークから求めた角度スペクトラムとＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１のピークから求めた角度スペクトラムを併記したものであり、ＵＰピーク周波数ｆｕ１とＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１には共に２つの物標Ｐ１（角度０［Ｄｅｇ］）とＰ２（角度約３［Ｄｅｇ］）が存在していることを示している。方位演算部１５で得られた結果は、図４に示すようになる。
【００２５】
距離・相対速度演算部３０では、図４に示されるデータを基に、ＵＰビート側の物標情報とＤＯＷＮビート側の物標情報とで近い角度、パワーを持つもの同士のペアリングを行う。図４では、ＵＰビート側の周波数ｆｕ１の角度θｕ１の物標Ｕ１と、ＤＯＷＮビート側の周波数ｆｄ１の角度θｄ２の物標Ｄ２とがペアリングされたことを示し、５つの物標が検出されたことを示す。ペアリングして得られたＵＰ周波数とＤＯＷＮ周波数とで距離、相対速度を演算する。その物標の角度はＵＰビート側とＤＯＷＮビート側の角度の平均値が取られる。距離・相対速度はＵＰピーク周波数ｆｕ１とＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１とから求め、角度は（θｕ１＋θｄ２）／２で求める。
【００２６】
ここで、図５に示すように、受信アンテナＡ１〜Ａｎが６つのアンテナＡ１〜Ａ６であり、アンテナＡ１〜Ａ６には１つの電波のみが到来すると仮定した場合の方位演算部１５の動作について説明する。なお、隣接するアンテナ間の間隔をｄ、６つのアンテナＡ１〜Ａ６を結ぶ線に垂直な方向に対する到来波の到来方向をθ、到来波の波長をλとする。この場合、隣接するアンテナ間の位相差φは、φ＝（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）となる。従って、第１のアンテナＡ１における或る時点の到来波の振幅がＡ（ｔ）であるとすると、同時点の第２のアンテナＡ２における到来波の振幅は、Ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］となる。
【００２７】
説明を分かりやすくするために、方向θから来た振幅１の信号の各アンテナの理想的な信号を並べたものをモードベクトルａ（θ）とする。そして、時刻ｔ１における等移動面の基準がアンテナＡ１にあると考えると、同時刻でのアンテナＡ１に対するアンテナＡ２〜Ａ６における位相は以下のようになる。
アンテナＡ２：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ３：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）２ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ４：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）３ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ５：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）４ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ６：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）５ｄｓｉｎ（θ）］
【００２８】
よって、このときのモードベクトルａ（θ）は、ａ（θ）＝（１，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）２ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）３ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）４ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）５ｄｓｉｎ（θ）］）tとなる。
【００２９】
方位演算部１５では、角度推定方式のＣａｐｏｎ法と空間平均法を用いて到来波の到来方向の電力を算出していた。しかしながら、前述のように、従来の電力算出方法であるＣａｐｏｎ法では、空間平均を行った後に電力を算出する方法をとっていたために、物標が複数あると空間平均法での処理の際に各物標の相互相関成分が除去されず、各到来波の受信電力が正確に算出できなかった。
【００３０】
そこで、本発明では、空間平均を行う前の段階である受信信号そのものを用いて受信電力を算出する。この装置及び方法について図６及び図７を用いて説明する。図６は、図１の方位演算部１５の内部に設けられた受信電力算出部５０Ｐの構成の一例を示すものである。ピーク抽出部１３によって抽出されたピーク周波数情報（ピークの周波数、パワー、及び位相情報）が入力される受信電力算出部５０Ｐには、角度検出部５１、モードベクトル算出部５２、受信信号の分解部５３及び電力値算出部５４がある。
【００３１】
角度検出部５１は、図３、図４を用いて説明したように、ピーク抽出部１３から入力された各受信アンテナにおける受信信号のピークの存在する角度を検出する。この際、物標が複数である場合は、受信信号からは複数の角度が検出される。モードベクトル算出部５２は、検出した角度に対するモードベクトルを求める。尚、モードベクトルは予め所定角度（例えば１［Ｄｅｇ］毎）に理論値或いは実測値として求められ、図示せぬメモリに記憶されており、角度検出部５１で検出した角度に対応するモードベクトルをメモリから読み出すことで、検出した角度に対するモードベクトルが求められる。そして、受信信号の分解部５３は、このモードベクトルに基づいて上記角度の検出に使用した各受信信号をＦＦＴ処理した後のピーク電力を合成したベクトルを、当該モードベクトルの方向とその直交成分の方向のベクトルに分解する。なお、この際、受信信号をＦＦＴ処理した後のピークが複数ある場合は、各ピークの電力を合成したベクトルについて行う。また、係るベクトルの分解は三角波のＵＰ区間及びＤＯＷＮ区間それぞれについて行う。電力値算出部５４は、分解された受信信号のモードベクトル方向のベクトルの大きさを、受信信号の電力値として出力する。
【００３２】
所定の角度推定方式、例えば、従来のＰＲＩＳＭ法により受信信号の角度に対するスペクトラムの大きさを求めると、図３に示すようになる。前述のように、図３における実線がＵＰピーク周波数ｆｕ１（Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１）の角度スペクトラムを示し、破線がＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１（Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）の角度スペクトラムを示している。また、図３の横軸はレーダ装置の正面を０［ｄｅｇ］とした時の送信電波の左右の振れ角度［ｄｅｇ］を示すものである。この実施形態では、０［ｄｅｇ］の位置と３［ｄｅｇ］の位置に物標としてコーナリフレクタ（後述）が置かれているものとする。本発明では図３において電力値を示すスペクトラムの大きさは無視し、図３に丸印を付したスペクトラムの大きさのピーク部分Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に対応する角度のみを算出して求める。ただし、ピークＰ３は物標によるピークではないが、電力算出には用いられる。
【００３３】
次に、求めた角度に対応するモードベクトルを求めて、受信信号を複素数のベクトルとみなして、モードベクトル方向に角度演算に使用したＦＦＴ処理後のピーク電力を分解し、そのときの係数を電力値とする。この受信電力の具体的な計算方法について、受信アンテナが４本の場合を説明する。この計算方法は、受信信号の基底変換行列（標準基底がモードベクトル基底）を掛けて、モードベクトル基底の係数を求め、そのノルムを求める計算方法である。ここでは、直交成分の求め方も含めて記載する。
【００３４】
まず、θ１〜θ３を角度推定方式で求めた角度として、モードベクトルを以下のように記号化しておく。
ａ（θ１）＝（ａ11，ａ12，ａ13，ａ14）
ａ（θ２）＝（ａ21，ａ22，ａ23，ａ24）
ａ（θ３）＝（ａ31，ａ32，ａ33，ａ34）
【００３５】
ここでＡを以下のようにおく。
【数１】
【００３６】
次に、３つのモードベクトルに直交するベクトルＰを、プロパゲータ(Propagator)法を用いて、Ａ１とＡ２とを以下のようにおいて計算する。
【数２】
【００３７】
ここで、モードベクトルに直交成分を加えた行列を以下のように定める。
【数３】
【００３８】
ここで、１ｃｈ〜４ｃｈの受信信号をＹ１〜Ｙ４と定めて受信信号を以下のようにベクトル化する
【数４】
【００３９】
そして、ＢとＹを用いて以下の計算を行うと、モードベクトル・直交成分の基底のそれぞれの係数が求められる。
【数５】
ここで求めたｂｎ１〜ｂｎ４のノルムが、それぞれ対応する到来波の方位の電力値と、直交成分の電力値となる。
【００４０】
一方、受信電力の直交成分がない場合の具体的な計算方法は以下のようになる。但し、受信アンテナが４ｃｈの場合である。
直交成分がある場合は、ＢＮが求めたい値であるとして、以下の式が成立する。
Ｙ＝Ｂ＊ＢＮ
ここで、Ｂは正則行列であるため、以下の式を計算すれば良い。
ＢＮ＝Ｂ-1＊Ｙ
【００４１】
ところが、直交成分が含まれない場合は、下記の式が成立するが、
Ｙ＝Ａ＊ＢＮ
Ａは正方行列でないため逆行列を持ち得ない。そのため、最小二乗近似でＢＮを求めることになる。その方法は、まず、以下のような評価関数を定義する。
Ｑ（ＢＮ）＝||Ｙ−Ａ＊ＢＮ||（但し、||・||はベクトルノルム）
【００４２】
ここで、Ｑ（ＢＮ）が０になるようにＢＮを求めれば良い。ここで、Ｑ（ＢＮ）を展開していくと、ｔｒを行列のトレース、Ｈを随伴行列として以下のようになる。
Ｑ（ＢＮ）＝||Ｙ−Ａ＊ＢＮ||
＝ｔｒ（（Ｙ−Ａ＊ＢＮ）H＊（Ｙ−Ａ＊ＢＮ）
＝ｔｒ（ＹH＊Ｙ）−ｔｒ（ＹH＊Ａ＊ＢＮ）−ｔｒ（ＢＮH＊ＡH＊Ｙ）
＋ｔｒ（ＢＮH＊ＡH＊Ａ＊ＢＮ）
従って、これをＹHで微分した値（−ＡH＊Ｙ＋ＡH＊Ａ＊ＢＮ）が０になれば良いことになる。以上から、以下の式によってＢＮを計算することができる。
ＢＮ＝（ＡH＊Ａ）-1＊ＡH＊Ｙ
【００４３】
図７は、図３に示した「角度‐スペクトラムの大きさ」特性から求めたピーク部分Ｐ１，Ｐ２の角度に対応するモードベクトルＭＶ１，ＭＶ２を求めて、各アンテナの受信信号をＦＦＴ処理した後のピーク電力を合成したベクトルＲＳを複素数のベクトルとみなして、モードベクトルＭＶ１，ＭＶ２の方向にベクトルＲＳを分解し、そのときのベクトルの大きさを電力値とする本発明を図で示すものである。図７から、図３に示したピーク部分Ｐ１に対応する電力値がベクトルＰＶ１で示され、ピーク部分Ｐ２に対応する電力値がベクトルＰＶ２で示されることが分かる。
【００４４】
このときに、モードベクトルＭＶ１，ＭＶ２だけでなく、これらのモードベクトルＭＶ１，ＭＶ２に直交する方向のベクトルＲＶと直交成分ＲＥも算出することにより、一層精度を上げることができ、更に、直交成分ＲＥの大きさを見ることにより、分離限界数以上の到来波を受信しているかどうかの判定も可能である。これに加えて、付加効果として、電力に与える受信信号に含まれているノイズの影響を抑制することができる。
【００４５】
以上説明したように、従来は受信信号をＦＦＴ処理した後に、何らかの方式で受信波の方位演算を行って、スペクトラム値をそのまま電力値としており、特に電力値の精度が必要な場合には、スペクトラム値からＤＢＦ法、Ｃａｐｏｎ法等を用いて電力を出し直していた。これに対して、本発明では、方位演算は従来通り行って角度を出しているが、電力の算出に「受信信号のベクトル分解」を採用したことに最大の特徴がある。以下にこのような本発明の電力算出方法による効果を説明する。
【００４６】
ここで、レーダ装置１００に対して、図８（ａ）に示すような０［ｄｅｇ］の位置と、図８（ｃ）に示すような−１５［ｄｅｇ］の位置に、レーダ装置１００から所定距離だけ離してコーナリフレクタＣＲを物標として設置した２つの評価装置を準備した。そして、このレーダ装置１００から電波を１００回送信し、アンテナで反射波を受信して得られた受信信号の電力値における角度パワーの値を示すデータを，従来のＣａｐｏｎ法を用いて算出した。
【００４７】
図８（ｂ）が図８（ａ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個のデータを示すものであり、図８（ｄ）が図８（ｃ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個のデータを示すものである。図８（ｂ）と図８（ｄ）では、縦軸に受信信号の電力値における角度パワーの値［ｄＢ］を示し、横軸に１００個の受信信号を「データ数」として示す。図８（ｂ）と図８（ｄ）に示すデータにおける二本の点線で示す直線部分が、角度パワーの真の値を示している。図８（ｂ）と図８（ｄ）に示すデータから分かるように、従来方式では、角度パワーのばらつきが非常に大きいことが分かる。
【００４８】
一方、図９（ａ）に示す角度パワーを示すデータは、図８（ａ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個の受信信号に対して本発明のベクトル分解法を用いて測定した電力値における角度パワーを示すものである。また、図９（ｂ）に示す角度パワーを示すデータは、図８（ｃ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個の受信信号に対して本発明のベクトル分解法を用いて測定した受信信号の電力値における角度パワーを示すものである。図９（ａ）と図９（ｂ）においても二本の点線で示す直線部分が、単一の物標からの反射波による角度パワーの真の値を示している。本発明の電力算出方法を用いることにより、かなり安定して受信信号の電力値における角度パワーが検出できており、検出値が二本の点線で示す直線部分と同等の値となっていることが分かる。
【００４９】
ここで、図１０（ａ）〜（ｅ）に示すような、１個の物標（図１０（ａ））、２個の物標（図１０（ｂ））、３個の物標（図１０（ｃ））、４個の物標（図１０（ｄ））及び５個の物標（図１０（ｅ））を置いた評価装置を用意する。そして各評価装置に対して、レーダ装置１００から電波を１００回送信する。図１１は、各評価装置においてアンテナで反射波を受信して得られた受信信号に対して、本発明の電力算出方法を用いることにより得られた直交成分の電力値における角度パワーをまとめて示すものである。図中に太線で示す水平線は分離可能数を判定する閾値Ｒであり、ＦＦＴの閾値と同様の値である。
【００５０】
図１１から分かるように、分離可能数以下（図１１の実施形態では３以下）の物標からの反射波が到来波としてアンテナで受信されて角度推定が正確にできている場合は、直交成分の電力値における角度パワーが閾値Ｒより小さい。一方、分離可能数以上（図１１の実施形態では４以上）の物標からの反射波が到来波としてアンテナで受信されて角度推定が正確にできていない場合は、直交成分の電力値置ける角度パワーが閾値Ｒより大きいことが分かる。
【００５１】
このような直交成分の電力値における角度パワーを見ることにより、受信電波の分離可能数以上の到来波が来ているかどうかの判定が可能である。なお、分離可能数以上の物標からの反射波が到来波としてアンテナで受信された場合は、本発明の方法においても角度が正確に出ない。このような判定は、受信電波の分離可能数のより高い分離手段に変更させるための判断に用いることができる。
【符号の説明】
【００５２】
１ 送信アンテナ
３ アレーアンテナ
９ 高速フーリエ変換機（ＦＦＴ）
１０ 信号処理部
１３ ピーク抽出部
１５ 方位演算部
３０ 距離・相対速度演算部
５１ 角度検出部
５２ モードベクトル算出部
５３ 受信信号の分解部
５４ 電力値算出部
１００ レーダ装置
Ａ１〜Ａｎ アンテナ
ＣＲ コーナリフレクタ
Ｐ 信号処理装置
Ｒ 受信部
ＲＷ 反射波
Ｓ 送信部
Ｔ１，Ｔ２ 目標物
Ｗ 電波（送信波）
θ 電波の到来方向
λ 受信波の波長
【技術分野】
【０００１】
本発明はレーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法に関し、特に、車両から送信した電波の、物標からの反射電波を複数の受信アンテナで受信して物標の位置を検出するレーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、先行する車両や前方にある障害物（物標）、或いは後方からの接近車両等の物標と自分が運転する車両（自車）との間の距離と方向を常時測定し、衝突を防止したり自動走行を行うレーダ装置がある。このようなレーダ装置では、自車に設置したアンテナから送信電波を送信し、物標に当たって反射した反射波をアンテナで受信し、受信した信号に対して信号処理を行い、反射波の到来方向を推定して物標を検出していた。反射波の到来方向を推定する方法には、ＤＢＦ法、Ｃａｐｏｎ法、線形予測（ＬＰ）法、最小ノルム法、ＭＵＳＩＣ法、ＥＳＰＲＩＴ法、及びＰＲＩＳＭ法が知られている。
DBF：Digital Beam Forming
LP： Linear Prediction
MUSIC：Multiple Signal Classification
ESPRIT：Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques
PRISM：Propagator method based on an Improved Spatial-smoothing Matrix
【０００３】
反射波の到来方向の推定方法では、送信電波としてアップ／ダウンに周波数変調された電波を送信し、複数の受信アンテナを用いた電子スキャンレーダで物標からの反射波を受信し、周波数のアップ時とダウン時のピーク周波数信号から各ピークにおける物標の到来方向を推定し、その後電力に基づきペアリングを行って距離及び相対速度を算出する。特許文献１に記載の電子スキャンレーダでは、２つの周波数のアップ区間で各アンテナ毎に検出した周波数スペクトラムのベクトルを求め、各周波数のスペクトラムのベクトルを同一角度とした時の合成値を求め、ベクトルの合成値からターゲット（物標）の距離等を求めていた。高分解能処理において、スペクトラム値が電力に比例する方式として、代表的なものにＤＢＦ法とＣａｐｏｎ法がある。そのため、到来方向の電力を求めるときには、ＤＢＦ法かＣａｐｏｎ法が用いられることが多かった。
【０００４】
また、物標の電力の算出方法として、これまではＣａｐｏｎ法が多く用いられていた。その理由は、ＤＢＦ法では、サイドローブで他の到来波を受けるので反射波の電力が正確に算出できない場合があるからである。これに対して、Ｃａｐｏｎ法では、ある方向にメインローブを向けると同時に他の方向からの出力への寄与を最小化することにより、ＤＢＦ法よりも正確に反射波の電力が求められる。即ち、ＤＢＦ法に比べてＣａｐｏｎ法ではスペクトラム値が受信波の電力により比例して出力されるので、反射波の電力が正確に算出される。なお、反射波の到来方向の推定を行う場合は、角度推定の前処理で相互相関成分を除去するために通常は空間平均法が使用される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許４４１５０４０号公報（図７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところが、Ｃａｐｏｎ法を用いて反射波の電力算出を行う場合、物標が複数あると、複数の物標からの反射波がアンテナで受信されてしまい、空間平均法を用いた角度推定の前処理の際に各物標の相互相関成分が除去されないため、各受信電力が正確に算出できないという問題点がある。これは、受信アンテナ数が少ないとき、又はスナップショット数が少ない時に顕著になる。
【０００７】
そして、複数の受信アンテナを用いた電子スキャンレーダ装置においては、周波数のアップ区間で得られた物標と周波数のダウン区間で得られた物標をペアリングする条件に、到来波の受信電力値を用いるため、正確な受信電力の算出ができないと以下のような問題が生じる。
【０００８】
（１）前述のペアリングの条件に「角度の電力値が近い」という条件があり、これが満足されなくなってミスペアリングを起こす可能性が高くなり、電子スキャンレーダ装置が誤動作する原因となってしまう。
（２）高分解能処理と振幅モノパルスのような電力の精度を必要とする方式との複合処理において、振幅モノパルスの精度を上げることができない。
【０００９】
そこで本発明は、前記従来の問題点を解消し、反射波の到来方向の推定を行う電子スキャンを利用したレーダ装置において、複数の物標があり、複数の物標からの反射波がアンテナで受信されてしまい、空間平均法を用いた角度推定の前処理の際に各物標の相互相関成分が除去されなくても、複数の反射波の各受信電力を正確に算出することができ、例えばミスペアリングの発生を防止することができるレーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記目的を達成する本発明のレーダ装置は、電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、信号処理部において受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定すると共に各反射波の受信電力を算出して物標を検出するレーダ装置において、信号処理部に、各アンテナの受信信号に基づいて角度を検出する角度検出手段と、検出した角度に対するモードベクトルを求めるモードベクトル算出手段と、このモードベクトルに基づいて各受信信号を合成したベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解する受信信号の分解手段と、分解した受信信号のモードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とする電力値算出手段とを設けたことを特徴としている。
また、前記目的を達成する本発明のレーダ装置における受信電力の算出方法は、電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定して、各反射波の受信電力を算出して物標を検出するレーダ装置における受信電力の算出方法であって、各アンテナの受信信号から角度を検出し、検出した角度に対するモードベクトルを求め、このモードベクトルに基づいて各受信信号のベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解し、分解した受信信号のモードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とすることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
本出願の車載レーダ装置及び該レーダ装置における受信電力の算出方法によれば、複数の物標があっても、複数のアンテナの各受信電力を正確に算出でき、例えばペアリングを正確に行うことができる。この結果、物標の検出精度が向上し、電子スキャンを利用した車載レーダ装置の誤動作が防止されるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施形態に係るＦＭＣＷ方式のレーダ装置の構成を示す構成図である。
【図２】（ａ）は図１に示したレーダ装置の送信部から放射される送信信号の波形図、（ｂ）は物標で反射された反射信号の時間に対する周波数変化及びミキサにおけるビート信号を示す波形図、（ｃ）は図１に示した１つの受信アンテナの個別受信部から出力されたＵＰビートとＤＯＷＮビートをＦＦＴ処理した結果を示す周波数スペクトラムの波形図である。
【図３】物標から反射された反射波を等間隔に設置された複数のアンテナで受信し、これを従来の角度推定方式で処理した場合の角度に対するスペクトラムの大きさを示す特性図である。
【図４】図１の方位演算部において、ＵＰビート側のピーク情報とＤＯＷＮビート側のピーク情報がペアリングされる状況を説明する図である。
【図５】物標から反射された反射波を、等間隔に設置された複数のアンテナで受信した場合の各アンテナの位相差およびモードベクトルを示す図である。
【図６】図１の方位演算部の内部に設けられた受信電力算出部の構成の一例を示すブロック図である。
【図７】図３の特性図から求めた角度に対するモードベクトルに基づき、受信信号をモードベクトル方向に分解した図である。
【図８】（ａ）はレーダ装置の０［ｄｅｇ］方向の所定距離に物標としてコーナリフレクタを配置した評価装置の構成図、（ｂ）は（ａ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から従来の方式であるＣａｐｏｎ法で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図、（ｃ）はレーダ装置の−１５［ｄｅｇ］方向の所定距離に物標としてコーナリフレクタを配置した評価装置の構成図、（ｄ）は（ｃ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から従来の方式であるＣａｐｏｎ法で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図である。
【図９】（ａ）は図８（ａ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から本発明の方式で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図、（ｂ）は図８（ｃ）の評価装置から１００回電波を送信した時の受信信号から本発明の方式で算出した方位の、モードベクトル方向の電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図である。
【図１０】（ａ）は１個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｂ）は２個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｃ）は３個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｄ）は４個の物標が置かれた評価装置を示す図、（ｅ）は５個の物標が置かれた評価装置を示す図である。
【図１１】図１０（ａ）から（ｅ）に示すように、評価装置の前に置く物標の数を１個から５個まで１つずつ増やし、それぞれの評価装置において１００回電波を送信した時の受信信号から本発明の方式で求めた電力値における角度パワーの値の分布を示す分布図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、添付図面を用いて本出願の実施の形態を、具体的な実施例に基づいて詳細に説明する。
図１に本発明の一実施形態のレーダ装置１００の構成を示す。この実施形態のレーダ装置１００は、送信部Ｓ、受信部Ｒ及び信号処理装置Ｐから構成されている。信号処理装置Ｐは、詳細な構成の図示は省略するが、マイクロコンピュータを備えて構成されており、フーリエ変換部９、距離・相対速度処理部１０及び送受信制御部２０がある。
【００１４】
送信部Ｓは発振器５と信号生成部１５とを備えており、信号生成部１５は信号処理装置Ｐにある送受信制御部２０によって制御される。信号生成部１５は三角波状の変調信号（三角波）を送信信号として発振器５に供給して周波数変調を行い、送信アンテナ１から電波（送信波）Ｗが送信される。この実施形態では、ＦＭＣＷ方式が用いられており、発振器５は、信号生成部１５の三角波により一定の繰り返し周期で変化する送信波Ｗを発生する。したがって、送信波Ｗは発振器５の無変調時の発信周波数を中心として所定の繰り返し周期で周波数が上下するＦＭＣＷ波である。この送信波Ｗは、図示しない送信機で電力増幅された後に送信アンテナ１から目標に向けられて送信（放射）されることもある。
【００１５】
この実施形態のレーダ装置１００は、車両に搭載されたものであり、送信波Ｗはレーダ装置１００を搭載した車両の前方又は後方に向けて送信される。送信アンテナ１から前方に送信された送信波Ｗは、図示せぬ物標、例えば先行車両や静止物等で反射され、反射波ＲＷが車両に向かって戻り、レーダ装置１００の受信部Ｒで受信される。
【００１６】
受信部Ｒは、ｎ個の受信アンテナＡ１〜Ａｎを備えたアレーアンテナ３とこれに接続する個別受信部Ｒ１〜Ｒｎとから構成される。個別受信部Ｒ１〜Ｒｎの各個には、ミキサＭ１〜Ｍｎ及びＡ／Ｄ変換器（図にはＡ／Ｄと記載）Ｃ１〜Ｃｎがある。アレーアンテナ３によって受信された反射波ＲＷ１〜ＲＷｎから得られた受信信号は、図示しないローノイズアンプで増幅された後にミキサＭ１〜Ｍｎに送られる。ミキサＭ１〜Ｍｎには送信部Ｓの発振器５からの送信信号が入力されており、ミキサＭ１〜Ｍｎにおいて送信信号と受信信号とがそれぞれミキシングされ、送信信号の周波数と受信信号の周波数との差を周波数として持つビート信号が得られる。ミキサＭ１〜Ｍｎからのビート信号はＡ／Ｄ変換器Ｃ１〜Ｃｎでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎに変換された後に、フーリエ変換部９の高速フーリエ変換器に供給され、ここでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎ毎に高速フーリエ変換による周波数分析（ＦＦＴ処理）が行われる。
【００１７】
この実施形態のレーダ装置１００では、前方の物標が共に移動している場合、反射波ＲＷの周波数には、各物標と自車との相対速度に比例するドップラー周波数成分が含まれる。また、本実施形態では変調方式としてＦＭＣＷを採用しているので、この周波数推移がリニアチャープである場合、反射波ＲＷの周波数にはドップラー成分に加え、送信波が各物標と自車との相対距離を伝搬する事によって付加される遅延時間を反映した周波数成分も含まれる。前述した如く、送信信号はリニアチャープ信号であるから、送信波Ｗの周波数は、図２（ａ）の波形図に実線で示されるように、周波数が直線的に上昇する期間（上昇区間）と、下降する期間（下降区間）とを繰り返す。そして、反射波ＲＷは、図２（ａ）の波形図に破線で示されるように、送信波Ｗに比べ、相対速度によるドップラー周波数推移とともに相対距離による時間遅延との双方の影響を同時に受けるので、送信波Ｗと反射波ＲＷとの間の周波数の差は、一般に上昇区間と下降区間で異なる値を取る。
【００１８】
即ち、送信波Ｗと反射波ＲＷの周波数の差の周波数は、上昇区間はｆｕｐ、下降区間はｆｄｏｗｎとなる。従って、各ミキサＭ１〜Ｍｎにおいては、遅延時間に基づく周波数にドップラー周波数が重畳された図２（ｂ）の波形図に示されるビート信号が得られる。上昇区間におけるビート信号はＵＰビート、下降区間におけるビート信号はＤＯＷＮビートと呼ばれる。なお、図２（ａ）、（ｂ）の場合には、ＵＰビートの周波数ｆｕｐよりもＤＯＷＮビートの周波数ｆｄｏｗｎの方が大きくなっており、物標との相対距離が小さくなる方向（接近方向）の相対速度を示している。
【００１９】
各ミキサＭ１〜Ｍｎにおいて得られたＵＰビートとＤＯＷＮビートのビート信号は、前述のようにＡ／Ｄ変換器Ｃ１〜Ｃｎでデジタル受信信号Ｘ１〜Ｘｎに変換された後に、フーリエ変換部９に供給される。フーリエ変換部９では、各ミキサＭ１〜ＭｎからのＵＰビート周波数ｆｕｐ成分とＤＯＷＮビート周波数ｆｄｏｗｎ成分がそれぞれ高速フーリエ変換器に供給され、ここで高速フーリエ変換による周波数分析（ＦＦＴ処理）が行われる。ここで、受信アンテナＡ１のＦＦＴ処理の結果を図２（ｃ）に示す。図２（ｃ）の上側の波形図は、ＵＰビート周波数ｆｕｐ成分から得られる周波数スペクトラムを示しており、図２（ｃ）の下側の波形図は、ＤＯＷＮビート周波数ｆｄｏｗｎ成分から得られる周波数スペクトラムを示している。
【００２０】
図２（ｃ）に示すように、アンテナＡ１のＵＰビートのＦＦＴ結果の周波数スペクトラムには、ＵＰ周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３にそれぞれピークＰｕ１１，Ｐｕ１２，Ｐｕ１３がある。受信アンテナＡ２〜Ａｎについても同じピーク周波数を持つ同様なＦＦＴ結果が得られる。例えば、アンテナＡ２ではＵＰ周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３にそれぞれピークＰｕ２１，Ｐｕ２２，Ｐｕ２３があるＦＦＴ結果が得られる。また、アンテナＡ１のＤＯＷＮビートのＦＦＴ結果の周波数スペクトラムには、ＤＯＷＮ周波数ｆｄ１、ｆｄ２にそれぞれピークＰｄ１１，Ｐｄ１２がある。受信アンテナＡ２〜Ａｎについても同じピーク周波数を持つ同様なＦＦＴ結果が得られる。例えば、アンテナＡ２ではＤＯＷＮ周波数ｆｄ１、ｆｄ２にそれぞれピークＰｄ２１，Ｐｄ２２があるＦＦＴ結果が得られる。
【００２１】
すなわち、各受信アンテナＡ１〜Ａｎは同じ物標からの反射波ＲＷを受信するため、ＦＦＴ処理では同じピーク周波数を有する同じ形状の周波数スペクトラムが得られる。ただし、受信アンテナに応じて反射波の位相が異なるため、同じ周波数のピークを持つ位相情報は受信アンテナ毎に異なる。
【００２２】
図１に戻って、フーリエ変換部９の出力は、距離・相対速度処理部１０のピーク抽出部１３に供給される。ピーク抽出部１３では、受信アンテナＡ１〜Ａｎ毎に、ＦＦＴ処理で得られた周波数スペクトラムにおいて、ＵＰビート、ＤＯＷＮビートのそれぞれで所定パワー以上のピークを抽出し、抽出したピークの周波数、パワー、位相情報（以下、ピーク周波数情報という）を抽出する。ピーク抽出部１３において抽出されたピーク周波数情報は、方位演算部１５に供給される。
【００２３】
周波数スペクトラムにおける１つのピークには通常複数の物標の情報が含まれるため、１つのピークから物標を分離し、分離した物標の角度を推定する必要がある。そのため、方位演算部１５では、全受信アンテナＡ１〜ＡｎでＵＰ側、ＤＯＷＮ側それぞれで同じ周波数を有するピークのピーク周波数情報（例えば、ＵＰビートの場合は、Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１、ＤＯＷＮビートの場合は、Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）を基に、図３に示すような角度スペクトラムが演算により求められる。角度スペクトラムの求め方としては、Ｃａｐｏｎ法、ＤＢＦ法等の方式を用いることができる。図３における実線がＵＰピーク周波数ｆｕ１（Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１）の角度スペクトラムを示し、破線がＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１（Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）の角度スペクトラムを示している。
【００２４】
方位演算部１５では、図３に示される角度スペクトラムにおいて、閾値以上のパワーを持つピーク、ここではピークＰ１，Ｐ２を物標と判断し、その角度、パワーを抽出する。更に詳しく述べると、角度スペクトラムはＦＦＴ処理のピーク周波数毎に求める。図２（ｃ）に示した例では、５つの周波数ｆｕ１、ｆｕ２、ｆｕ３、ｆｄ１、ｆｄ２における５つの角度スペクトラムを算出する。図３はＵＰピーク周波数ｆｕ１のピークから求めた角度スペクトラムとＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１のピークから求めた角度スペクトラムを併記したものであり、ＵＰピーク周波数ｆｕ１とＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１には共に２つの物標Ｐ１（角度０［Ｄｅｇ］）とＰ２（角度約３［Ｄｅｇ］）が存在していることを示している。方位演算部１５で得られた結果は、図４に示すようになる。
【００２５】
距離・相対速度演算部３０では、図４に示されるデータを基に、ＵＰビート側の物標情報とＤＯＷＮビート側の物標情報とで近い角度、パワーを持つもの同士のペアリングを行う。図４では、ＵＰビート側の周波数ｆｕ１の角度θｕ１の物標Ｕ１と、ＤＯＷＮビート側の周波数ｆｄ１の角度θｄ２の物標Ｄ２とがペアリングされたことを示し、５つの物標が検出されたことを示す。ペアリングして得られたＵＰ周波数とＤＯＷＮ周波数とで距離、相対速度を演算する。その物標の角度はＵＰビート側とＤＯＷＮビート側の角度の平均値が取られる。距離・相対速度はＵＰピーク周波数ｆｕ１とＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１とから求め、角度は（θｕ１＋θｄ２）／２で求める。
【００２６】
ここで、図５に示すように、受信アンテナＡ１〜Ａｎが６つのアンテナＡ１〜Ａ６であり、アンテナＡ１〜Ａ６には１つの電波のみが到来すると仮定した場合の方位演算部１５の動作について説明する。なお、隣接するアンテナ間の間隔をｄ、６つのアンテナＡ１〜Ａ６を結ぶ線に垂直な方向に対する到来波の到来方向をθ、到来波の波長をλとする。この場合、隣接するアンテナ間の位相差φは、φ＝（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）となる。従って、第１のアンテナＡ１における或る時点の到来波の振幅がＡ（ｔ）であるとすると、同時点の第２のアンテナＡ２における到来波の振幅は、Ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］となる。
【００２７】
説明を分かりやすくするために、方向θから来た振幅１の信号の各アンテナの理想的な信号を並べたものをモードベクトルａ（θ）とする。そして、時刻ｔ１における等移動面の基準がアンテナＡ１にあると考えると、同時刻でのアンテナＡ１に対するアンテナＡ２〜Ａ６における位相は以下のようになる。
アンテナＡ２：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ３：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）２ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ４：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）３ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ５：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）４ｄｓｉｎ（θ）］
アンテナＡ６：ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）５ｄｓｉｎ（θ）］
【００２８】
よって、このときのモードベクトルａ（θ）は、ａ（θ）＝（１，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）２ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）３ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）４ｄｓｉｎ（θ）］，ｅｘｐ［−ｊ（２π／λ）５ｄｓｉｎ（θ）］）tとなる。
【００２９】
方位演算部１５では、角度推定方式のＣａｐｏｎ法と空間平均法を用いて到来波の到来方向の電力を算出していた。しかしながら、前述のように、従来の電力算出方法であるＣａｐｏｎ法では、空間平均を行った後に電力を算出する方法をとっていたために、物標が複数あると空間平均法での処理の際に各物標の相互相関成分が除去されず、各到来波の受信電力が正確に算出できなかった。
【００３０】
そこで、本発明では、空間平均を行う前の段階である受信信号そのものを用いて受信電力を算出する。この装置及び方法について図６及び図７を用いて説明する。図６は、図１の方位演算部１５の内部に設けられた受信電力算出部５０Ｐの構成の一例を示すものである。ピーク抽出部１３によって抽出されたピーク周波数情報（ピークの周波数、パワー、及び位相情報）が入力される受信電力算出部５０Ｐには、角度検出部５１、モードベクトル算出部５２、受信信号の分解部５３及び電力値算出部５４がある。
【００３１】
角度検出部５１は、図３、図４を用いて説明したように、ピーク抽出部１３から入力された各受信アンテナにおける受信信号のピークの存在する角度を検出する。この際、物標が複数である場合は、受信信号からは複数の角度が検出される。モードベクトル算出部５２は、検出した角度に対するモードベクトルを求める。尚、モードベクトルは予め所定角度（例えば１［Ｄｅｇ］毎）に理論値或いは実測値として求められ、図示せぬメモリに記憶されており、角度検出部５１で検出した角度に対応するモードベクトルをメモリから読み出すことで、検出した角度に対するモードベクトルが求められる。そして、受信信号の分解部５３は、このモードベクトルに基づいて上記角度の検出に使用した各受信信号をＦＦＴ処理した後のピーク電力を合成したベクトルを、当該モードベクトルの方向とその直交成分の方向のベクトルに分解する。なお、この際、受信信号をＦＦＴ処理した後のピークが複数ある場合は、各ピークの電力を合成したベクトルについて行う。また、係るベクトルの分解は三角波のＵＰ区間及びＤＯＷＮ区間それぞれについて行う。電力値算出部５４は、分解された受信信号のモードベクトル方向のベクトルの大きさを、受信信号の電力値として出力する。
【００３２】
所定の角度推定方式、例えば、従来のＰＲＩＳＭ法により受信信号の角度に対するスペクトラムの大きさを求めると、図３に示すようになる。前述のように、図３における実線がＵＰピーク周波数ｆｕ１（Ｐｕ１１，Ｐｕ２１，・・・Ｐｕｎ１）の角度スペクトラムを示し、破線がＤＯＷＮピーク周波数ｆｄ１（Ｐｄ１１，Ｐｄ２１、・・・Ｐｄｎ１）の角度スペクトラムを示している。また、図３の横軸はレーダ装置の正面を０［ｄｅｇ］とした時の送信電波の左右の振れ角度［ｄｅｇ］を示すものである。この実施形態では、０［ｄｅｇ］の位置と３［ｄｅｇ］の位置に物標としてコーナリフレクタ（後述）が置かれているものとする。本発明では図３において電力値を示すスペクトラムの大きさは無視し、図３に丸印を付したスペクトラムの大きさのピーク部分Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３に対応する角度のみを算出して求める。ただし、ピークＰ３は物標によるピークではないが、電力算出には用いられる。
【００３３】
次に、求めた角度に対応するモードベクトルを求めて、受信信号を複素数のベクトルとみなして、モードベクトル方向に角度演算に使用したＦＦＴ処理後のピーク電力を分解し、そのときの係数を電力値とする。この受信電力の具体的な計算方法について、受信アンテナが４本の場合を説明する。この計算方法は、受信信号の基底変換行列（標準基底がモードベクトル基底）を掛けて、モードベクトル基底の係数を求め、そのノルムを求める計算方法である。ここでは、直交成分の求め方も含めて記載する。
【００３４】
まず、θ１〜θ３を角度推定方式で求めた角度として、モードベクトルを以下のように記号化しておく。
ａ（θ１）＝（ａ11，ａ12，ａ13，ａ14）
ａ（θ２）＝（ａ21，ａ22，ａ23，ａ24）
ａ（θ３）＝（ａ31，ａ32，ａ33，ａ34）
【００３５】
ここでＡを以下のようにおく。
【数１】
【００３６】
次に、３つのモードベクトルに直交するベクトルＰを、プロパゲータ(Propagator)法を用いて、Ａ１とＡ２とを以下のようにおいて計算する。
【数２】
【００３７】
ここで、モードベクトルに直交成分を加えた行列を以下のように定める。
【数３】
【００３８】
ここで、１ｃｈ〜４ｃｈの受信信号をＹ１〜Ｙ４と定めて受信信号を以下のようにベクトル化する
【数４】
【００３９】
そして、ＢとＹを用いて以下の計算を行うと、モードベクトル・直交成分の基底のそれぞれの係数が求められる。
【数５】
ここで求めたｂｎ１〜ｂｎ４のノルムが、それぞれ対応する到来波の方位の電力値と、直交成分の電力値となる。
【００４０】
一方、受信電力の直交成分がない場合の具体的な計算方法は以下のようになる。但し、受信アンテナが４ｃｈの場合である。
直交成分がある場合は、ＢＮが求めたい値であるとして、以下の式が成立する。
Ｙ＝Ｂ＊ＢＮ
ここで、Ｂは正則行列であるため、以下の式を計算すれば良い。
ＢＮ＝Ｂ-1＊Ｙ
【００４１】
ところが、直交成分が含まれない場合は、下記の式が成立するが、
Ｙ＝Ａ＊ＢＮ
Ａは正方行列でないため逆行列を持ち得ない。そのため、最小二乗近似でＢＮを求めることになる。その方法は、まず、以下のような評価関数を定義する。
Ｑ（ＢＮ）＝||Ｙ−Ａ＊ＢＮ||（但し、||・||はベクトルノルム）
【００４２】
ここで、Ｑ（ＢＮ）が０になるようにＢＮを求めれば良い。ここで、Ｑ（ＢＮ）を展開していくと、ｔｒを行列のトレース、Ｈを随伴行列として以下のようになる。
Ｑ（ＢＮ）＝||Ｙ−Ａ＊ＢＮ||
＝ｔｒ（（Ｙ−Ａ＊ＢＮ）H＊（Ｙ−Ａ＊ＢＮ）
＝ｔｒ（ＹH＊Ｙ）−ｔｒ（ＹH＊Ａ＊ＢＮ）−ｔｒ（ＢＮH＊ＡH＊Ｙ）
＋ｔｒ（ＢＮH＊ＡH＊Ａ＊ＢＮ）
従って、これをＹHで微分した値（−ＡH＊Ｙ＋ＡH＊Ａ＊ＢＮ）が０になれば良いことになる。以上から、以下の式によってＢＮを計算することができる。
ＢＮ＝（ＡH＊Ａ）-1＊ＡH＊Ｙ
【００４３】
図７は、図３に示した「角度‐スペクトラムの大きさ」特性から求めたピーク部分Ｐ１，Ｐ２の角度に対応するモードベクトルＭＶ１，ＭＶ２を求めて、各アンテナの受信信号をＦＦＴ処理した後のピーク電力を合成したベクトルＲＳを複素数のベクトルとみなして、モードベクトルＭＶ１，ＭＶ２の方向にベクトルＲＳを分解し、そのときのベクトルの大きさを電力値とする本発明を図で示すものである。図７から、図３に示したピーク部分Ｐ１に対応する電力値がベクトルＰＶ１で示され、ピーク部分Ｐ２に対応する電力値がベクトルＰＶ２で示されることが分かる。
【００４４】
このときに、モードベクトルＭＶ１，ＭＶ２だけでなく、これらのモードベクトルＭＶ１，ＭＶ２に直交する方向のベクトルＲＶと直交成分ＲＥも算出することにより、一層精度を上げることができ、更に、直交成分ＲＥの大きさを見ることにより、分離限界数以上の到来波を受信しているかどうかの判定も可能である。これに加えて、付加効果として、電力に与える受信信号に含まれているノイズの影響を抑制することができる。
【００４５】
以上説明したように、従来は受信信号をＦＦＴ処理した後に、何らかの方式で受信波の方位演算を行って、スペクトラム値をそのまま電力値としており、特に電力値の精度が必要な場合には、スペクトラム値からＤＢＦ法、Ｃａｐｏｎ法等を用いて電力を出し直していた。これに対して、本発明では、方位演算は従来通り行って角度を出しているが、電力の算出に「受信信号のベクトル分解」を採用したことに最大の特徴がある。以下にこのような本発明の電力算出方法による効果を説明する。
【００４６】
ここで、レーダ装置１００に対して、図８（ａ）に示すような０［ｄｅｇ］の位置と、図８（ｃ）に示すような−１５［ｄｅｇ］の位置に、レーダ装置１００から所定距離だけ離してコーナリフレクタＣＲを物標として設置した２つの評価装置を準備した。そして、このレーダ装置１００から電波を１００回送信し、アンテナで反射波を受信して得られた受信信号の電力値における角度パワーの値を示すデータを，従来のＣａｐｏｎ法を用いて算出した。
【００４７】
図８（ｂ）が図８（ａ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個のデータを示すものであり、図８（ｄ）が図８（ｃ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個のデータを示すものである。図８（ｂ）と図８（ｄ）では、縦軸に受信信号の電力値における角度パワーの値［ｄＢ］を示し、横軸に１００個の受信信号を「データ数」として示す。図８（ｂ）と図８（ｄ）に示すデータにおける二本の点線で示す直線部分が、角度パワーの真の値を示している。図８（ｂ）と図８（ｄ）に示すデータから分かるように、従来方式では、角度パワーのばらつきが非常に大きいことが分かる。
【００４８】
一方、図９（ａ）に示す角度パワーを示すデータは、図８（ａ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個の受信信号に対して本発明のベクトル分解法を用いて測定した電力値における角度パワーを示すものである。また、図９（ｂ）に示す角度パワーを示すデータは、図８（ｃ）に示した評価装置を用いた場合の、１００個の受信信号に対して本発明のベクトル分解法を用いて測定した受信信号の電力値における角度パワーを示すものである。図９（ａ）と図９（ｂ）においても二本の点線で示す直線部分が、単一の物標からの反射波による角度パワーの真の値を示している。本発明の電力算出方法を用いることにより、かなり安定して受信信号の電力値における角度パワーが検出できており、検出値が二本の点線で示す直線部分と同等の値となっていることが分かる。
【００４９】
ここで、図１０（ａ）〜（ｅ）に示すような、１個の物標（図１０（ａ））、２個の物標（図１０（ｂ））、３個の物標（図１０（ｃ））、４個の物標（図１０（ｄ））及び５個の物標（図１０（ｅ））を置いた評価装置を用意する。そして各評価装置に対して、レーダ装置１００から電波を１００回送信する。図１１は、各評価装置においてアンテナで反射波を受信して得られた受信信号に対して、本発明の電力算出方法を用いることにより得られた直交成分の電力値における角度パワーをまとめて示すものである。図中に太線で示す水平線は分離可能数を判定する閾値Ｒであり、ＦＦＴの閾値と同様の値である。
【００５０】
図１１から分かるように、分離可能数以下（図１１の実施形態では３以下）の物標からの反射波が到来波としてアンテナで受信されて角度推定が正確にできている場合は、直交成分の電力値における角度パワーが閾値Ｒより小さい。一方、分離可能数以上（図１１の実施形態では４以上）の物標からの反射波が到来波としてアンテナで受信されて角度推定が正確にできていない場合は、直交成分の電力値置ける角度パワーが閾値Ｒより大きいことが分かる。
【００５１】
このような直交成分の電力値における角度パワーを見ることにより、受信電波の分離可能数以上の到来波が来ているかどうかの判定が可能である。なお、分離可能数以上の物標からの反射波が到来波としてアンテナで受信された場合は、本発明の方法においても角度が正確に出ない。このような判定は、受信電波の分離可能数のより高い分離手段に変更させるための判断に用いることができる。
【符号の説明】
【００５２】
１ 送信アンテナ
３ アレーアンテナ
９ 高速フーリエ変換機（ＦＦＴ）
１０ 信号処理部
１３ ピーク抽出部
１５ 方位演算部
３０ 距離・相対速度演算部
５１ 角度検出部
５２ モードベクトル算出部
５３ 受信信号の分解部
５４ 電力値算出部
１００ レーダ装置
Ａ１〜Ａｎ アンテナ
ＣＲ コーナリフレクタ
Ｐ 信号処理装置
Ｒ 受信部
ＲＷ 反射波
Ｓ 送信部
Ｔ１，Ｔ２ 目標物
Ｗ 電波（送信波）
θ 電波の到来方向
λ 受信波の波長
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、信号処理部において受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定すると共に各反射波の受信電力を算出して前記物標を検出するレーダ装置において、前記信号処理部に、
各アンテナの受信信号に基づいて角度を検出する角度検出手段と、
検出した角度に対するモードベクトルを求めるモードベクトル算出手段と、
このモードベクトルに基づいて前記各受信信号を合成したベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解する受信信号の分解手段と、
分解した受信信号の前記モードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とする電力値算出手段と、を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記分解手段は、受信信号をベクトル分解する際に、検出した角度に対するモードベクトルすべてに直交するベクトルを加えてベクトル分解を行い、
前記電力値算出手段は、前記ベクトル分解した受信信号の方位毎の電力を算出することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定して、各反射波の受信電力を算出して物標を検出するレーダ装置における受信電力の算出方法であって、
各アンテナの受信信号から角度を検出し、
検出した角度に対するモードベクトルを求め、
このモードベクトルに基づいて前記各受信信号のベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解し、
分解した受信信号の前記モードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とすることを特徴とするレーダ装置における受信電力の算出方法。
【請求項１】
電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、信号処理部において受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定すると共に各反射波の受信電力を算出して前記物標を検出するレーダ装置において、前記信号処理部に、
各アンテナの受信信号に基づいて角度を検出する角度検出手段と、
検出した角度に対するモードベクトルを求めるモードベクトル算出手段と、
このモードベクトルに基づいて前記各受信信号を合成したベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解する受信信号の分解手段と、
分解した受信信号の前記モードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とする電力値算出手段と、を設けたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
前記分解手段は、受信信号をベクトル分解する際に、検出した角度に対するモードベクトルすべてに直交するベクトルを加えてベクトル分解を行い、
前記電力値算出手段は、前記ベクトル分解した受信信号の方位毎の電力を算出することを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
【請求項３】
電波を送信し、少なくとも１つの物標からの反射波を複数のアンテナで受信し、受信信号を所定の角度推定方式を用いて信号処理し、反射波の到来方向を推定して、各反射波の受信電力を算出して物標を検出するレーダ装置における受信電力の算出方法であって、
各アンテナの受信信号から角度を検出し、
検出した角度に対するモードベクトルを求め、
このモードベクトルに基づいて前記各受信信号のベクトルを当該モードベクトルの方向のベクトルに分解し、
分解した受信信号の前記モードベクトル方向のベクトルの大きさを検出した角度のそれぞれの電力値とすることを特徴とするレーダ装置における受信電力の算出方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１２−１５９４３２（Ｐ２０１２−１５９４３２Ａ）
【公開日】平成２４年８月２３日（２０１２．８．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２００５８（Ｐ２０１１−２００５８）
【出願日】平成２３年２月１日（２０１１．２．１）
【出願人】（０００２３７５９２）富士通テン株式会社 (3,383)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月２３日（２０１２．８．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月１日（２０１１．２．１）
【出願人】（０００２３７５９２）富士通テン株式会社 (3,383)
【Ｆターム（参考）】
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