交流モータ駆動装置
【課題】系統電源から供給されるピーク電力量を抑制することが可能で、かつ、回生動作時の電力を系統電源へ回生するピーク電力量やインバータで消費される電力量を有効に抑制できる交流モータ駆動装置を提供する。
【解決手段】交流モータ５の力行動作時のピーク電力を抑制するために蓄電デバイス６１を放電させる電流指令値を生成する力行時電力補償部６３３と、交流モータ５の回生動作時のピーク電力を抑制するために蓄電デバイス６１を充電させる電流指令値を生成する回生時電力補償部６３４と、力行時電力補償部６３３と回生時電力補償部６３４とが共にピーク電力を抑制していない場合に、蓄電デバイス６１を予め定められた電圧値に安定化するために蓄電デバイス６１を充放電する電流指令値を生成する補充電制御部６３５とを備えている。
【解決手段】交流モータ５の力行動作時のピーク電力を抑制するために蓄電デバイス６１を放電させる電流指令値を生成する力行時電力補償部６３３と、交流モータ５の回生動作時のピーク電力を抑制するために蓄電デバイス６１を充電させる電流指令値を生成する回生時電力補償部６３４と、力行時電力補償部６３３と回生時電力補償部６３４とが共にピーク電力を抑制していない場合に、蓄電デバイス６１を予め定められた電圧値に安定化するために蓄電デバイス６１を充放電する電流指令値を生成する補充電制御部６３５とを備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電デバイスに蓄えられたエネルギーを交流モータの力行動作時に使用することによって交流モータ駆動装置のピーク電力を抑制すると共に、交流モータの回生動作時に回生エネルギーを蓄電デバイスに充電することによって交流モータから系統電源へ回生する電力や熱によって消費される電力のピークを抑制する交流モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、発電所や工場内の変電設備から供給される系統電源の交流電力から直流電力に変換するコンバータと、直流電力から系統電源の交流電力とは異なった交流電力に変換するインバータと、前記コンバータと前記インバータとの間の直流母線に並列に接続された蓄電デバイスを含む蓄電回路を用いて、力行動作時のエネルギーを補助する交流モータ駆動装置の技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許４３３９９１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
背景技術で開示された特許文献１記載の技術では、蓄電デバイスに蓄えられたエネルギーを交流モータの力行動作時に使用することによって交流モータ駆動装置のピーク電力を抑制することは可能であるものの、交流モータの回生動作開始時から蓄電デバイスに回生エネルギーを充電し、蓄電デバイスの充電能力を越えた場合には、回生エネルギーの電力量に因らず余剰の回生エネルギーは系統電源へ回生されたり、コンバータ内で熱エネルギーに変換されて無駄に消費されてしまう。
【０００５】
一般に回生動作開始時には大きな電力が急峻に回生されるため蓄電デバイスに対する蓄電回路を構成するリアクトル等の部品の電流規格を大きくしなければならず、その結果、装置が大型化し、使用資源が増加するなどの問題があった。加えて、従来技術には回生動作開始時の大きな電力の急峻な回生に対する処理の方法に関する技術的開示がなされて問題もあった。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、系統電源から供給されるピーク電力量の抑制のみならず、交流モータの回生動作時のピーク電力量の抑制をも図ることができ、装置の大型化を来すことなく系統電源へ回生するピーク電力量やコンバータで消費される電力量を有効に削減できる交流モータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、上記の課題を解決するために交流モータを駆動するに際し、交流系統電力を直流電力に変換するコンバータと、このコンバータで得られる直流電力を上記交流モータに適した電圧や周波数の交流電力に変換して上記交流モータに供給するインバータと、このインバータに並列接続されて、上記交流モータの力行動作時には内部に備えた蓄電デバイスの放電動作により力行電力の一部を補助し、かつ、上記交流モータの回生動作時には上記蓄電デバイスの充電動作により回生電力の一部を充電する蓄電回路と、を備えた交流モータ駆動装置において、次の構成を採用している。
【０００８】
上記蓄電回路は、予め設定した第１の閾値よりも大きい力行電力が上記交流モータで使用される場合には、上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを放電させる電流指令値を生成する力行時電力補償部と、予め設定した第２の閾値より絶対値が大きい回生電力が上記交流モータから回生される場合には、コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを充電させる電流指令値を生成する回生時電力補償部と、予め設定した第３の閾値と第４の閾値との範囲内で上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値と上記蓄電デバイスの両端電圧値と入出力電流値とに基づき上記蓄電デバイスの両端電圧値を予め定められた電圧値にするために上記蓄電デバイスを充放電させる電流指令値を生成する補充電制御部と、を備えている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、系統電源から供給されるピーク電力量を抑制するのみならず、交流モータの回生動作時のピーク電力量の抑制を図ることができ、また、回生動作開始時の急峻な電力回生の生起に対してもピーク電力が生じるのを抑制することができる。これにより、装置の大型化を来すことなく系統電源へ回生するピーク電力量やコンバータで消費される電力量を有効に削減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。
【図２】同交流モータ駆動装置を構成する蓄電回路のブロック図である。
【図３】図２の蓄電回路を構成するチョッパ回路の一例を示す回路図である。
【図４】図２の蓄電回路を構成する充放電制御回路を示すブロック図である。
【図５】図４の充放電制御回路を構成する力行時電力補償部のブロック図である。
【図６】図４の充放電制御回路を構成する回生時電力補償部のブロック図である。
【図７】図４の充放電制御回路を構成する補充電制御部のブロック図である。
【図８】図４の充放電制御回路を構成する加算部のブロック図である。
【図９】図４の充放電制御回路を構成する電圧指令値生成部のブロック図である。
【図１０】図４の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図１１】図１０の制御信号生成部を構成するデッドタイム生成部の一例を説明するブロック図である。
【図１２】本発明の実施の形態１に係る交流モータ駆動装置の動作説明に供する波形図である。
【図１３】本発明の実施の形態２に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路を示すブロック図である。
【図１４】図１３の充放電制御回路を構成する加算部のブロック図である。
【図１５】図１４の加算部を構成する小指令値判定部の一例を説明するブロック図である。
【図１６】図１３の充放電制御回路を構成する電圧指令値生成部のブロック図である。
【図１７】図１３の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図１８】本発明の実施の形態３に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路を示すブロック図である。
【図１９】図１８の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図２０】図１９の制御信号生成部を構成する正規化部の一例を説明するブロック図である。
【図２１】本発明の実施の形態４に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路のブロック図である。
【図２２】図２１の蓄電回路を構成するチョッパ回路の一例を示す回路図である。
【図２３】図２１の蓄電回路を構成する充放電制御回路のブロック図である。
【図２４】図２３の充放電制御回路を構成する電圧指令値生成部のブロック図である。
【図２５】図２３の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図２６】本発明の実施の形態５に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路のブロック図である。
【図２７】図２６の充放電制御回路を構成する加算部のブロック図である。
【図２８】図２７の加算部を構成するゲート信号生成部の一例を説明するブロック図である。
【図２９】図２６の充放電制御回路を構成する制御信号生成部で生成される制御信号に対してデッドタイムを付与するデッドタイム生成部のブロック図である。
【図３０】図６の回生時電力補償部を構成するＩｃａｐ２＊生成部のブロック図である。
【図３１】図３０のＩｃａｐ２＊生成部の構成を備えた回生時電力補償部における回生動作時の動作を説明する波形図である。
【図３２】本発明の実施の形態６に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路の回生時電力補償部の部分を示すブロック図である。
【図３３】図３２の回生時電力補償部を構成するＩｃａｐ２＊生成部のブロック図である。
【図３４】図３３のＩｃａｐ２＊生成部の構成を備えた回生時電力補償部における回生動作時の動作を説明する波形図である。
【図３５】本発明の実施の形態６に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路の回生時電力補償部に設けたＩｃａｐ３＊生成部の動作を説明する波形図である。
【図３６】図３５において、回生開始時における一部分を時間軸方向に拡大して示す波形図である。
【図３７】本発明の実施の形態９に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。
【図３８】図３７の同交流モータ駆動装置を構成する蓄電回路のブロック図である。
【図３９】図３７の蓄電回路を構成する充放電制御回路の充放電制御動作の説明に供するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１の交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。
発電所や工場内の変電設備から供給される交流の系統電源１の交流電力は、コンバータ２によって直流電力に変換され、直流母線３に出力される。直流母線３によって供給される直流電力は、インバータ４によって後述する交流モータ５に適した交流電力に変換される。インバータ４が出力する交流電力の電圧や周波数は系統電源１の交流電力の電圧や周波数と必ずしも一致するものではない。交流モータ５は、インバータ４から供給される交流電力により駆動され、加工や運搬、移動、運動などの目的に応じた動作を行う。一方、直流母線３には蓄電回路６がインバータ４と並列に接続され、蓄電回路６には直流母線電圧値Ｖｄｃとコンバータ２の出力電流値である直流母線電流値Ｉｄｃとが共に入力される。
【００１２】
蓄電回路６は、上記交流モータ５の力行動作時には後述の蓄電デバイス６１の放電動作により力行電力の一部を補助し、かつ、交流モータ５の回生動作時には蓄電デバイス６１の充電動作により回生電力の一部を蓄電することで、交流モータの力行動作時と回生動作時のピーク電力を共に抑制するために設けられたものである。そして、蓄電回路６は、図２に示すように、蓄電デバイス６１、チョッパ回路６２、およびチョッパ回路６２を制御するための充放電制御回路６３を主体に構成されている。
【００１３】
蓄電デバイス６１は、例えば電解コンデンサまたは電気二重層（ＥＤＬＣ）もしくは蓄電池などで構成される。そして、蓄電デバイス６１の高圧側端子はチョッパ回路６２を構成する後述のリアクトル６２３に接続され、低圧側端子は低圧側直流母線３ｂに接続されている。また、チョッパ回路６２は、ここでは降圧双方向型のチョッパ回路であって、一方を直流母線３（３ａ，３ｂ）に、他方を蓄電デバイス６１に接続されている。
【００１４】
また、充放電制御回路６３は、直流母線電圧値Ｖｄｃ、直流母線電流値Ｉｄｃ、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐ、および蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐをいずれも検出して入力し、これらの値に基づいてチョッパ回路６２内の後述するスイッチング素子６２１、６２２を「通（ＯＮ）」状態あるいは「断（ＯＦＦ）」状態に制御する制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮを生成してチョッパ回路６２へ出力する。
【００１５】
チョッパ回路６２の一例を図３に示す。このチョッパ回路６２は、高圧側直流母線３ａに接続され、充放電制御回路６３から出力される制御信号ＳＷＰにより「通」状態と「断」状態とが制御されるスイッチング素子６２１と、低圧側直流母線３ｂに接続され、充放電制御回路６３から出力される制御信号ＳＷＮにより「通」状態と「断」状態とが制御されるスイッチング素子６２２と、一方の端子がスイッチング素子６２１とスイッチング素子６２２との接続点に接続され、他方の端子が蓄電デバイス６１の高圧側端子に接続させるリアクトル６２３とから構成される。なお、各スイッチング素子６２１、６２２は、例えばＩＧＢＴやトランジスタとそのトランジスタに逆並列に接続されるダイオードなどで形成される。
【００１６】
なお、上記の制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮは、直流母線３の短絡を防ぐために設定されたデッドタイムを除いては、それぞれが制御するスイッチング素子６２１、６２２の「通」状態と「断」状態とが互いに反転するように制御する信号で、デッドタイムの期間では、制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮとはいずれも、制御対象のスイッチング素子６２１、６２２を「断」状態して直流母線３の短絡を防止する。そして、一方の制御信号ＳＷＰが他方の制御信号ＳＷＮよりも「通」状態の比率が高い場合には蓄電デバイス６１への充電が、その逆の場合には蓄電デバイス６１からの放電が実行される。なお、チョッパ回路６２の動作の詳細に関しては、本発明の主要部分ではないので、説明を省略する。
【００１７】
充放電制御回路６３は、チョッパ回路６２内の各スイッチング素子６２１、６２２に与える制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮによって蓄電デバイス６１の充放電を制御するものである。この充放電制御回路６３は、図４に示すように、２つの乗算部６３１、６３２、力行時電力補償部６３３、回生時電力補償部６３４、補充電制御部６３５、加算部６３６、電圧指令値生成部６３７、および制御信号生成部６３８を備えている。
【００１８】
一方の乗算部６３１は、直流母線電圧値Ｖｄｃと直流母線電流値Ｉｄｃとの積を計算してコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを生成する。この電力Ｐｃｎｖは、力行時電力補償部６３３、回生時電力補償部６３４、および補充電制御部６３５にそれぞれ出力される。また、他方の乗算部６３２は、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと充放電電流値Ｉｃａｐとの積を計算して蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐとして、補充電制御部６３５に出力される。
【００１９】
ここで、説明の便宜上、上記の直流母線電流値Ｉｄｃはコンバータ２から流れ出る方向を正にとり、また、蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐは蓄電デバイス６１に充電する方向を正とする。このようにそれぞれの電流の向きを定義することにより、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは、インバータ４が電力を消費する場合が正で、インバータ４から電力が回生される場合が負で表わされ、また、蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐは、蓄電デバイス６１に充電する電力が正に、蓄電デバイス６１から放電する電力が負で表わされる。
【００２０】
力行時電力補償部６３３は、後述のように、交流モータ５の力行時において上記のコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖが予め設定された第１の閾値である力行時電力補償閾値ＬＰＵより大きい場合に蓄電デバイス６１を放電させるための電流指令値Ｉｃａｐ１＊を生成するものである。
【００２１】
すなわち、この力行時電力補償部６３３は、図５に示すように、交流モータ駆動装置の力行動作時にコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを制限する力行時電力補償閾値ＬＰＵが予め格納されている。ここで力行時電力補償閾値ＬＰＵは正の値とする。そして、この力行時電力補償部６３３は、電力Ｐｃｎｖと力行時電力補償閾値ＬＰＵとを比較して、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合には、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合の電力差Ｅ１に応じて、蓄電デバイス６１から放電させる電流の指令値Ｉｃａｐ１＊をＩｃａｐ１＊生成部６３３１で生成して、加算部６３６に出力する。電力差Ｅ１を下記の（式１）で表わすように計算すると、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合には電力差Ｅ１は正の値になる。一方、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えない場合には、電力差Ｅ１は負の値となる。このＥ１に応じてＩｃａｐ１＊生成部６３３１は蓄電デバイス６１を放電させる電流の量を指令する電流指令値Ｉｃａｐ１＊を生成するが、Ｉｃａｐ１＊が正の値になる場合には電流指令値Ｉｃａｐ１＊の出力を「０」になるように制御する。したがって、加算部６３６へ出力される電流指令値Ｉｃａｐ１＊は、常に負の値あるいは「０」の値となる。なお、Ｉｃａｐ１＊生成部６３３１は、一般にはＰＩ制御が用いられるがＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００２２】
Ｅ１＝Ｐｃｎｖ−ＬＰＵ （式１）
【００２３】
回生時電力補償部６３４は、後述のように、交流モータ５の回生時においてその回生電力であるコンバータ２の出力側電力Ｐｃｎｖが予め設定された第２の閾値である回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた場合に蓄電デバイス６１を充電させるための電流指令値Ｉｃａｐ２＊を生成するものである。
【００２４】
すなわち、この回生時電力補償部６３４は、図６に示すように、交流モータ駆動装置の回生動作時にコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを制限する回生時電力補償閾値ＬＰＬが予め格納されている。ここでＬＰＬは負の値とする。そして、この回生時電力補償部６３４は、電力Ｐｃｎｖと回生時電力補償閾値ＬＰＬとを比較して、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを下回ったときの電力差Ｅ２に応じて、蓄電デバイス６１を充電させる電流の指令値Ｉｃａｐ２＊をＩｃａｐ２＊生成部６３４１で生成し加算部６３６に出力する。
【００２５】
ここで、電力Ｐｃｎｖと回生時電力補償閾値ＬＰＬとは共に負の値であるため、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを下回るとは、電力Ｐｃｎｖの絶対値である｜Ｐｃｎｖ｜が回生時電力補償閾値ＬＰＬの絶対値である｜ＬＰＬ｜より大きくなることを意味する。電力差Ｅ２を下記の（式２）で表わすように計算すると、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを下回る場合には電力差Ｅ２は負の値になる。一方、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを上回った場合には、電力差Ｅ２は正の値となる。このＥ２に応じてＩｃａｐ２＊生成部６３４１は蓄電デバイス６１を充電させる電流の量を指令する電流指令値Ｉｃａｐ２＊を生成するが、Ｉｃａｐ２＊が負の値になる場合には電流指令値Ｉｃａｐ２＊の出力を「０」になるように制御する。したがって、加算部６３６へ出力される電流指令値Ｉｃａｐ２＊は、常に正の値あるいは「０」の値となる。なお、Ｉｃａｐ２＊生成部６３４１は、一般にはＰＩ制御が用いられるが、ＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００２６】
Ｅ２＝Ｐｃｎｖ−ＬＰＬ （式２）
【００２７】
補充電制御部６３５は、後述の（式４）に示すように、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖと蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐとの差、すなわちインバータ４と交流モータ５の負荷Ｐｌｏａｄが、予め設定された第３の閾値で、正の値である力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと、予め設定された第４の閾値で、負の値である回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの範囲内にあるときに、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐが予め設定された希望電圧値ＶｃａｐＴＨに保たれるように、蓄電デバイス６１を充放電させる電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成するものである。
【００２８】
すなわち、補充電制御部６３５は、図７に示すように、本発明の交流モータ駆動装置使用者が、蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐを保持して置きたいと希望する希望電圧値ＶｃａｐＴＨが予め格納されている。希望電圧値ＶｃａｐＴＨは、交流モータ駆動装置の使用開始時や一連の動作終了時に蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐの復帰する基準となる電圧、即ち、蓄電デバイス６１の基準充電量を制御する電圧値である。そして、この補充電制御部６３５は、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと上記の希望電圧値ＶｃａｐＴＨとを比較し、その電圧差Ｅ３に応じて蓄電デバイス６１を充放電させる電流量を指令する電流指令値Ｉｃａｐ３＊をＩｃａｐ３＊生成部６３５１で生成して、加算部６３６に出力する。
【００２９】
今、電圧差Ｅ３が下記の（式３）で計算される場合を例に取り、電圧差Ｅ３と電流指令値Ｉｃａｐ３＊との関係を説明する。
電圧差Ｅ３が正の場合には、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐが希望電圧値ＶｃａｐＴＨより大きいことを意味しているため、蓄電デバイス６１の放電のための負の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成し、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを低下させるようにする。逆に、電圧差Ｅ３が負の場合には、蓄電デバイス６１の充電のための正の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成し、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを上昇させるようにする。なお、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１には、一般にはＰＩ制御が用いられるが、ＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００３０】
Ｅ３＝Ｖｃａｐ−ＶｃａｐＴＨ （式３）
【００３１】
Ｐｌｏａｄ＝Ｐｃｎｖ−Ｐｃａｐ （式４）
【００３２】
前述のようにＰｌｏａｄは、インバータ４と交流モータ５の負荷を表わすことになる。負荷Ｐｌｏａｄが正の場合には交流モータ駆動装置は力行動作中であり、逆に負荷Ｐｌｏａｄが負の場合には交流モータ駆動装置は回生動作中である。
【００３３】
補充電制御部６３５には、予め定められた正の値である力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと、予め定められた負の値である回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとが格納されており、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１は、電流指令値Ｉｃａｐ３＊に対して０＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＳＵの場合には下記の（式５）で示す制限を、また、ＬＳＬ＜Ｐｌｏａｄ＜０の場合には下記の（式６）で示す制限を、その他の場合、すなわちＰｌｏａｄ＞ＬＳＵまたはＰｌｏａｄ＜ＬＳＬの場合には下記の（式７）で示す制限を設定する。
【００３４】
０＜Ｉｃａｐ３＊＜（ＬＳＵ−Ｐｌｏａｄ）／Ｖｃａｐ （式５）
（ＬＳＬ−Ｐｌｏａｄ）／Ｖｃａｐ＜Ｉｃａｐ３＊＜０ （式６）
Ｉｃａｐ３＊＝０ （式７）
【００３５】
ここで、ＬＰＵ＞ＬＳＵかつＬＰＬ＜ＬＳＬと設定すると、補充電制御部６３５は、力行時電力補償部６３３と回生時電力補償部６３４が動作していない時に動作するように制御することが可能になる。すなわち、補充電制御部６３５のＩｃａｐ３＊生成部６３５１は、前述の（式４）で得られる負荷Ｐｌｏａｄが力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの範囲内にあるとき（ＬＳＬ＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＳＵ）に、前述の（式３）で与えられる電圧差Ｅ３の値に応じた電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成する。
【００３６】
なお、負荷Ｐｌｏａｄが力行時電力補償閾値ＬＰＵと力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵとの間にあるとき（ＬＳＵ＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＰＵ）、あるいは回生時電力補償閾値ＬＰＬと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの間にあるとき（ＬＰＬ＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＳＬ）には、充放電制御回路６３からはいずれの電流指令値Ｉｃａｐ１＊、Ｉｃａｐ２＊、Ｉｃａｐ３＊も出力されず不感帯となる。これは交流モータ５の力行時と回生時のピーク電力抑制を確実に行えるようにするための処置である。
【００３７】
加算部６３６は、図８に示すように、力行時電力補償部６３３の出力である電流指令値Ｉｃａｐ１＊と回生時電力補償部６３４の出力である電流指令値Ｉｃａｐ２＊と補充電制御部６３５の出力である電流指令値Ｉｃａｐ３＊とを加算して統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を生成する。
【００３８】
電圧指令値生成部６３７は、図９に示すように、加算部６３６の出力である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊と蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐとを比較して、その電流差Ｅ４を計算する。そして、この電流差Ｅ４に応じて、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１で、蓄電デバイス６１を充放電させて蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐの到達値を指令する電圧指令値Ｖｃａｐ＊を生成し、これを次段の制御信号生成部６３８に出力する。
【００３９】
上記の電流差Ｅ４を下記の（式８）で表わすように計算する時、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１では、電流差Ｅ４が正の場合には電流差Ｅ４の値に応じて蓄電デバイス６１が充電されるように電圧指令値Ｖｃａｐ＊を増加させるように出力し、逆に、電流差Ｅ４が負の場合には電流差Ｅ４の値に応じて蓄電デバイス６１が放電されるように電圧指令値Ｖｃａｐ＊を減少させるように出力する。なお、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１には、一般にはＰＩ制御が用いられるが、ＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００４０】
Ｅ４＝Ｉｃａｐ＊−Ｉｃａｐ （式８）
【００４１】
制御信号生成部６３８は、図１０に示すように、正規化部６３８１、三角波生成部６３８２、比較器６３８３、およびデッドタイム生成部６３８４から構成されており、デッドタイム生成部６３８４には、直流母線３の短絡を防ぐべくチョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１、６２２を同時に「断」状態にする時間幅を規定するデッドタイムＴｄが予め設定されている。
【００４２】
正規化部６３８１は、電圧指令値生成部６３７の出力である電圧指令値Ｖｃａｐ＊を入力し、これを正規化した正規化信号Ｎｏｌを出力する。この場合、本発明の交流モータ駆動装置が力行動作時でもなく回生動作時でもない無負荷の場合にはこの正規化信号Ｎｏｌは「０」になる。なお、正規化部６３８１は、例えば交流モータ駆動装置が無負荷の場合で、かつチョッパ回路６２が充放電動作をしない時の直流母線電圧値をＶｃａｐ０とする場合、次の（式９）で表わすように構成することもできる。
【００４３】
Ｎｏｌ＝Ｖｃａｐ＊−Ｖｃａｐ０ （式９）
【００４４】
三角波生成部６３８２は、直流成分が「０」の三角波信号Ｔｒｉを出力する。比較器６３８３は、Ｎｏｌ≧Ｔｒｉの場合には状態「１」の、またＮｏｌ＜Ｔｒｉの場合には状態「０」である信号ＰＷＭを出力する。
【００４５】
デッドタイム生成部６３８４では、信号ＰＷＭが「１」の状態から「０」の状態へ移行する場合、および、信号ＰＷＭが「０」の状態から「１」の状態へ移行する場合にそれぞれ制御信号ＳＷＰとＳＷＮとが共に「断」状態になるようにデッドタイムＴｄを付与して出力する。
【００４６】
デッドタイム生成部６３８４の一例を図１１に示す。
図１１において、６３８４１と６３８４２とは入力の立ち上がりエッジに対して時間幅Ｔｄだけのパルスを出力するワンショットマルチバイブレータ素子であり、６３８４３と６３８４４とは２入力ＡＮＤ素子、６３８４５〜６３８４７はＮＯＴ素子である。信号ＰＷＭは、ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４１と２入力ＡＮＤ素子６３８４３とＮＯＴ素子６３８４５にそれぞれ入力される。ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４１は、信号ＰＷＭの立ち上がりエッジから時間幅ＴｄだけのパルスＰ１Ｐを出力してＮＯＴ素子６３８４６に入力する。ＮＯＴ素子６３８４６は、パルスＰ１Ｐを反転させたパルスＰ１Ｃを出力し、２入力ＡＮＤ素子６３８４３のもう１つの入力端に入力する。従って、ＡＮＤ素子６３８４３は、信号ＰＷＭの「１」の状態に対して、その立ち上がりから時間幅Ｔｄだけ「１」の状態が短い制御信号ＳＷＰを出力する。一方、信号ＰＷＭの反転信号であるＮＯＴ素子６３８４５の出力は、ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４２と２入力ＡＮＤ素子６３８４４とにそれぞれ入力される。ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４２は、信号ＰＷＭの反転信号の立ち上がりエッジ、すなわち、信号ＰＷＭの立下りエッジから時間幅ＴｄだけのパルスＰ２Ｐを出力し、ＮＯＴ素子６３８４７に入力する。ＮＯＴ素子６３８４７は、パルスＰ２Ｐを反転させたパルスＰ２Ｃを出力し、２入力ＡＮＤ素子６３８４４のもう１つの入力端に入力する。従って、ＡＮＤ素子６３８４４は、信号ＰＷＭの「０」の状態に対して立下りから時間幅Ｔｄだけ短い期間が「１」の状態となる制御信号ＳＷＮを出力する。このように、信号ＰＷＭの変化点に対して常に時間幅Ｔｄだけ「０」の状態にするデッドタイムＴｄが付与された制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮが生成される。
【００４７】
次に、この実施の形態１における交流モータ駆動装置の動作について、図１２を参照して説明する。
【００４８】
ここでは、一例としてプレス加工や切削加工などの工作機械に使用される交流モータ５の駆動制御を行う場合を想定する。この場合は、交流モータ５の駆動／停止が頻繁に繰り返されるため、交流モータ駆動装置は力行動作状態と回生動作状態とが繰り返し生じる。このため、負荷Ｐｌｏａｄは、時間経過に伴い、図１２（ａ）の実線で示すように変化する。また、力行時電力補償部６３３に格納される力行時電力補償閾値ＬＰＵと回生時電力補償部６３４に格納される回生時電力補償閾値ＬＰＬとをそれぞれ図１２（ａ）に一点鎖線で示す。さらに、補充電制御部６３５に格納される力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとを図１２（ａ）に二点鎖線で示す。
【００４９】
このような場合、力行時電力補償部６３３でのコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖと力行時電力補償閾値ＬＰＵとの電力差Ｅ１は負荷Ｐｌｏａｄが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ３〜時刻Ｔ４の期間）には図１２（ｂ）に示すように正の値になるが、本発明による蓄電デバイス６１からの放電動作によりコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは抑制されるため電力差Ｅ１の振幅は小さく、一方、他の場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３と時刻Ｔ４〜時刻Ｔ９の期間）の電力差Ｅ１は負の値になる。
この電力差Ｅ１に対して、力行時電力補償部６３３内のＩｃａｐ１＊生成部６３３１は、図１２（ｃ）に示すように、図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３の期間は「０」で、時刻Ｔ３〜時刻Ｔ４の期間は負の値となり、時刻Ｔ４以降急速に増加して「０」になるとそれ以降は「０」を継続する電流指令値Ｉｃａｐ１＊を出力する。
【００５０】
同様に、回生時電力補償部６３４でのコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖと回生時電力補償閾値ＬＰＬとの電力差Ｅ２は負荷Ｐｌｏａｄが回生時電力補償閾値ＬＰＬより回生量が多くなった場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ５〜時刻Ｔ６の期間）には図１２（ｄ）に示すように負の値になるが、本発明による蓄電デバイス６１への充電動作によりコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは抑制されるため電力差Ｅ２の振幅は小さく、一方、他の場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ５と時刻Ｔ６〜時刻Ｔ９の期間）の電力差Ｅ２は正の値になる。この電力差Ｅ２に対して、回生時電力補償部６３４内のＩｃａｐ２＊生成部６３４１は、図１２（ｅ）に示すように、図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ５の期間は「０」で、時刻Ｔ５〜時刻Ｔ６の期間は正の値となるが、回生電力量の減少により次第に減少して「０」になるとそれ以降は「０」を継続する電流指令値Ｉｃａｐ２＊を出力する。
【００５１】
補充電制御部６３５は、負荷Ｐｌｏａｄが回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬ以上でかつ力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵ以下の場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２と時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５と時刻Ｔ７〜時刻Ｔ９の期間）に、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと希望電圧値ＶｃａｐＴＨとの電圧差Ｅ３に基づいて電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力するが、補充電制御部６３５内のＩｃａｐ３＊生成部６３５１は、図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２の期間は電圧差Ｅ３が「０」のため電流指令値Ｉｃａｐ３＊に「０」を出力し、図１２（ａ）の時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の期間は電流指令値Ｉｃａｐ１＊により蓄電デバイス６１は放電動作を行ったため蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは図１２（ｈ）に示すように低下しているので電圧差Ｅ３は正の値となり電流指令値Ｉｃａｐ３＊に正の値を出力し、図１２（ａ）の時刻Ｔ７以降で電流指令値Ｉｃａｐ２＊により蓄電デバイス６１は充電動作をおこなったため蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは図１２（ｈ）に示すようにＶｃａｐＴＨを越えて上昇しているので電圧差Ｅ３は負の値となり電流指令値Ｉｃａｐ３＊に負の値を蓄電デバイス６１の両端電圧値ＶｃａｐがＶｃａｐＴＨになるまで出力し、その後は「０」を出力する。
図１２の（ｃ）、（ｅ）、（ｆ）から判るように、加算部６３６の出力である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊は、図１２（ｇ）に示すようになる。この統合電流指令値Ｉｃａｐ＊に基づいて電圧指令値生成部６３７で電圧指令値Ｖｃａｐ＊が生成されるので、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは、図１２（ｈ）に示すように制御される。この両端電圧値Ｖｃａｐの変動に応じた蓄電デバイス６１の充放電により、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは、図１２（ｊ）に示すように、上限が力行時電力補償閾値ＬＰＵを、下限が回生時電力補償閾値ＬＰＬをそれぞれ越えないように抑制される。
【００５２】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態１のように構成することにより、系統電源１から供給されるピーク電力量を力行時電力補償閾値ＬＰＵに抑制することが可能になるだけでなく、回生動作時の電力を系統電源１へ回生するピーク電力量やインバータ４で消費される電力量を回生時電力補償閾値ＬＰＬに抑制することが可能になる。このように、系統電源へ回生するピーク電力量やコンバータ２で消費される電力量を抑制することができるため、小型で軽量の小さい定格（仕様）のコンバータ２を使用することが可能となり、装置全体を小さくすることができる。
【００５３】
実施の形態２．
本発明の交流モータ駆動装置において、安定した制御を可能にする実施例を説明する。なお、この実施の形態２において、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号付与することとする。
【００５４】
この実施の形態２では、図１３に示すように、加算部６３６から出力される無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅがあり、この無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが電圧指令値生成部６３７と制御信号生成部６３８に出力されることと、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐが電圧指令値生成部６３７にも入力されることとが、実施の形態１とは異なっている。以下に異なっている部分について図を用いて説明する。
【００５５】
まず、加算部６３６においては、実施の形態１で説明した統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を生成する機能に加えて、図１４に示すように、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さいかどうかを判断するための閾値ＩΔと、安定性を確保する時間幅ＴΔとが格納され、閾値ＩΔと統合電流指令値Ｉｃａｐ＊とを比較して統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が下記の（式１０）の範囲にあって小さい値であることを示す無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅを生成する小指令値判定部６３６１と、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さい場合であると無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが判断した場合に統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を強制的に「０」に設定するスイッチ６３６２とが具備される。ただし、ここでは説明の都合上閾値ＩΔは正の値とする。ＩΔは、例えば、チョッパ回路６２内のリアクトル６２３の飽和電流値の１／５０や１／１００などの値に設定することができる。
【００５６】
−ＩΔ＜Ｉｃａｐ＊＜ＩΔ （式１０）
【００５７】
小指令値判定部６３６１の一例を図１５に示す。小指令値判定部６３６１では、３つの電流指令値Ｉｃａｐ１＊、Ｉｃａｐ２＊、Ｉｃａｐ３＊の和である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が、比較器６３６１１の「−」の端子と比較器６３６１２の「＋」の端子に入力される。閾値ＩΔは、比較器６３６１１の「＋」の端子と反転器６３６１３とに入力される。反転器６３６１３は閾値ＩΔを入力として−ＩΔの値を比較器６３６１２の「−」端子に出力する。比較器６３６１１は、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が閾値ＩΔ未満の場合に「１」の状態となる信号Ｄ１を２入力ＡＮＤ素子６３６１４の一方の入力端に出力する。比較器６３６１２は、統合電流指令値Ｉｃａｐ１＊が閾値−ＩΔより大きい場合に「１」の状態となる信号Ｄ２を２入力ＡＮＤ素子６３６１４の他方の入力端に出力する。したがって、２入力ＡＮＤ素子６３６１４の出力信号Ｄ３は、上記の（式１０）が成立する場合に「１」の状態となり、ワンショットマルチバイブレータ素子６３６１５と２入力ＡＮＤ素子６３６１７に出力される。ワンショットマルチバイブレータ素子６３６１５では、信号Ｄ３の立ち上がりエッジから時間幅ＴΔの期間だけ「１」の状態となるパルスをＮＯＴ素子６３６１６に出力する。ＮＯＴ素子６３６１６の出力は２入力ＡＮＤ素子６３６１７のもう一方の入力端子に出力され、チャタリングを防止するために時間幅ＴΔの期間にわたって統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さい場合と判断する無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが生成される。
【００５８】
電圧指令値生成部６３７では、図１６に示すように、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１に蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと加算部６３６からの無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが入力される。Ｖｃａｐ＊生成部６３７１は、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅによって統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さいと判定した場合には、電圧指令値Ｖｃａｐ＊を蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐに置換するように制御する。この制御により、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さくないと判定した場合には、電圧指令値Ｖｃａｐ＊は過去の経緯に関係なく、両端電圧値Ｖｃａｐから蓄電デバイス６１の充放電の制御を再開する。
【００５９】
制御信号生成部６３８では、図１７に示すように、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅがデッドタイム生成部６３８４に入力され、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さいことを表わす場合には、デッドタイム生成部６３８４から出力されるべき制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮを共に「断」状態になるように強制的にマスキングする。つまり、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さく、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが出力されるときには、時間幅ＴΔの期間にわたって制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮが「断」状態になってチョッパ回路６２の動作が停止され、蓄電デバイス６１の充放電が行われない。
その他の構成については実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６０】
この実施の形態２のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、交流モータ駆動装置が力行動作状態や回生動作状態でなくて定常状態になっているにも係わらず、外乱や電流リップルにより、定常状態を脱してしまうことを防ぐことが可能になる。また、定常状態から逸脱した場合でも過去の制御状態に拠らずに、必ず定常状態から蓄電デバイス６１の充放電制御を再開させることをも可能になる。
【００６１】
実施の形態３．
前述の実施の形態１では充放電制御回路６３の制御信号生成部６３８において、電圧指令値Ｖｃａｐ＊から制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮを生成しているが、この実施の形態３では、さらに直流母線電圧値Ｖｄｃをも用いる場合について説明する。なお、この実施の形態３では、前記の実施の形態１あるいは実施の形態２のいずれに対しても適用が可能であるが、説明の簡便性に着目して、実施の形態１に適用した場合で説明する。また、この実施の形態３において、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号を付与することとする。
【００６２】
この実施の形態３における充放電制御回路６３のブロック図を図１８に示す。
この実施の形態３の特徴として直流母線電圧値Ｖｄｃは、乗算部６３１の外に制御信号生成部６３８にも入力される。
本発明の交流モータ駆動装置のチョッパ回路６２が、図３に示したような降圧双方向チョッパ回路の場合、負荷Ｐｌｏａｄが無負荷、即ち「０」の状態で、かつ蓄電デバイス６１に対する充放電がない状態では、下記の（式１１）の関係が成立する。
【００６３】
２・Ｖｃａｐ＝Ｖｄｃ （式１１）
【００６４】
そこで、この実施の形態３では、図１９に示すように、制御信号生成部６３８内の正規化部６３８１に電圧指令値Ｖｃａｐ＊と直流母線電圧値Ｖｄｃとを入力する。その正規化部６３８１においては、図２０に示すように、除算器６３８１１で、Ｖｃａｐ＊／Ｖｄｃを演算し、その結果を乗算器６３８１２で２倍にし、減算器６３８１３によって乗算器６３８１２の出力値から数値「１」を減じて正規化信号Ｎｏｌを得る方法である。
【００６５】
このように正規化部６３８１を構成することにより、無負荷時でかつ蓄電デバイス６１の充放電が無い場合には電圧指令値Ｖｃａｐ＊は両端電圧値Ｖｃａｐとなるので、上記の（式１１）の関係から正規化信号Ｎｏｌは「０」となり、また、電圧指令値Ｖｃａｐ＊によって蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを直流母線電圧値Ｖｄｃの１／２より高い値に制御したい場合には正の値の正規化信号Ｎｏｌが、逆に、電圧指令値Ｖｃａｐ＊によって蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを直流母線電圧値Ｖｄｃの１／２より低い値に制御したい場合には負の値の正規化信号Ｎｏｌがそれぞれ出力される。
なお、その他の構成については実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６６】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態３のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、電圧指令値Ｖｃａｐ＊をその時その時の蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐに対する増減で指令することにより、応答性の速い蓄電デバイス６１の充放電制御が可能になる。
【００６７】
実施の形態４．
前記の実施の形態１乃至実施の形態３は、チョッパ回路６２が単相の場合について説明したが、本発明に係る交流モータ駆動装置におけるチョッパ回路６２は、このような単相に限定されるものでないため、ここでは一例として、説明の簡便性に着目して、実施の形態１に適用した場合で、チョッパ回路６２が３相の場合について説明する。なお、この実施の形態４において、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号付与することとする。
【００６８】
この実施の形態４の蓄電回路６は、図２１に示すように、３相の降圧双方向型のチョッパ回路６２を備え、各チョッパ回路６２の出力端ａ、出力端ｂ、出力端ｃの電流値をそれぞれ検出して、電流値ＩｃａｐＡ、ＩｃａｐＢ、ＩｃａｐＣとして充放電制御回路６３に出力する。各電流値ＩｃａｐＡ、ＩｃａｐＢ、ＩｃａｐＣを検出した後の３つの出力端ａ、ｂ、ｃは、蓄電デバイス６１の高圧側端子に接続される。また、充放電制御回路６３から出力される各制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＮａ、ＳＷＰｂ、ＳＷＮｂ、ＳＷＰｃ、ＳＷＮｃはいずれもチョッパ回路６２に与えられる。
【００６９】
チョッパ回路６２は、図２２に示すように、高圧側直流母線３ａと低圧側直流母線３ｂとの間に、制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＮａによって制御される上下２つのスイッチング素子６２１ａ、６２２ａが、また制御信号ＳＷＰｂ、ＳＷＮｂによって制御される上下２つのスイッチング素子６２１ｂ、６２２ｂが、さらに制御信号ＳＷＰｃ、ＳＷＮｃによって制御される上下２つのスイッチング素子６２１ｃ、６２２ｃが、それぞれ並列に接続されている。上下のスイッチング素子６２１ａ、６２２ａの接続点にはリアクトル６２３ａの一方の端子が、また上下のスイッチング素子６２１ｂ、６２２ｂの接続点にはリアクトル６２３ｂの一方の端子が、さらに上下のスイッチング素子６２１ｃ、６２２ｃの接続点にはリアクトル６２３ｃの一方の端子が、それぞれ接続されている。各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃの他方の端子は、それぞれ出力端ａ、出力端ｂ、出力端ｃとしてチョッパ回路６２の外へ引き出されて蓄電デバイス６１の高圧側端子に共通に接続される。
【００７０】
充放電制御回路６３においては、図２３に示すように、入力された各電流値ＩｃａｐＡ、ＩｃａｐＢ、ＩｃａｐＣが電圧指令値生成部６３７に入力されると共に、加算部６３９によって３つの電流値の和が計算される。そして、加算部６３９の出力は、乗算部６３２で蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを乗じて、蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐが算出され、補充電制御部６３５に出力される。なお、補充電制御部６３５の構成および動作は、前記実施の形態１と基本的に同一のため、ここでは詳しい説明は省略する。
【００７１】
電圧指令値生成部６３７は、図２４に示すように、加算部６３６で得られる統合電流指令値Ｉｃａｐ＊に１／３を乗じた電流指令値ＩｃａｐＡ＊を各加算部６３７２ａ、６３７２ｂ、６３７２ｃの一方の入力端に入力する。加算部６３７２ａは、電流指令値ＩｃａｐＡ＊から電流値ＩｃａｐＡを減じた電流差Ｅ４ａを計算して、ＶｃａｐＡ＊生成部６３７１ａへ出力する。同様に、加算部６３７２ｂは、電流指令値ＩｃａｐＡ＊から電流値ＩｃａｐＢを減じた電流差Ｅ４ｂを計算して、ＶｃａｐＢ＊生成部６３７１ｂへ出力する。さらに、加算部６３７２ｃは、電流指令値ＩｃａｐＡ＊から電流値ＩｃａｐＣを減じた電流差Ｅ４ｃを計算して、ＶｃａｐＣ＊生成部６３７１ｃへ出力する。そして、ＶｃａｐＡ＊生成部６３７１ａ、ＶｃａｐＢ＊生成部６３７１ｂ、およびＶｃａｐＣ＊生成部６３７１ｃは、前記実施の形態１で説明したＶｃａｐ＊生成部６３７１と同じ制御により、蓄電デバイス６１に対する各電圧指令値ＶｃａｐＡ＊、ＶｃａｐＢ＊、ＶｃａｐＣ＊をそれぞれ生成して、次段の制御信号生成部６３８へ出力する。
【００７２】
制御信号生成部６３８は、図２５に示すように、電圧指令値ＶｃａｐＡ＊が正規化部６３８１ａに、電圧指令値ＶｃａｐＢ＊が正規化部６３８１ｂに、電圧指令値ＶｃａｐＣ＊が正規化部６３８１ｃにそれぞれ入力される。各正規化部６３８１ａ、６３８１ｂ、６３８１ｃは、それぞれ前記実施の形態１で説明した正規化部６３８１と同一の動作を行い、正規化信号ＮｏｌＡ、ＮｏｌＢ、ＮｏｌＣをそれぞれ出力する。
比較器６３８３ａは、前記実施の形態１で説明した場合と同様に、正規化信号ＮｏｌＡと三角波生成部６３８２ａから出力される三角波信号ＴｒｉＡとを比較して、ＮｏｌＡ≧ＴｒｉＡの場合に状態「１」であり、ＮｏｌＡ＜ＴｒｉＡの場合に状態「０」である信号ＰＷＭａをデッドタイム生成部６３８４ａに出力する。
同様に、比較器６３８３ｂは、正規化信号ＮｏｌＢと三角波生成部６３８２ｂから出力される三角波信号ＴｒｉＢとを比較して、信号ＰＷＭｂをデッドタイム生成部６３８４ｂに出力する。但し、この三角波信号ＴｒｉＢは、先の三角波信号ＴｒｉＡに対して、位相が周期の１／３、即ち、１２０°遅れていることが異なるだけで振幅と周波数は同一である。
同様に、比較器６３８３ｃは、正規化信号ＮｏｌＣと三角波生成部６３８２ｃから出力される三角波信号ＴｒｉＣとを比較して、信号ＰＷＭｃをデッドタイム生成部６３８４ｃに出力する。但し、この三角波信号ＴｒｉＣは、先の三角波信号ＴｒｉＡに対して、位相が周期の２／３、即ち、２４０°遅れていることが異なるだけで振幅と周波数は同一である。
【００７３】
デッドタイム生成部６３８４ａは、信号ＰＷＭａと時間幅Ｔｄとを入力として、前記実施の形態１で説明したデッドタイム生成部６３８４と同一の動作をして制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＮａを出力する。同様に、デッドタイム生成部６３８４ｂは、信号ＰＷＭｂと時間幅Ｔｄとを入力として、制御信号ＳＷＰｂ、ＳＷＮｂを出力する。デッドタイム生成部６３８４ｃは、信号ＰＷＭｃと時間幅Ｔｄとを入力として、制御信号ＳＷＰｃ、ＳＷＮｃを出力する。
【００７４】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態４のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、実施の形態１ないし実施の形態３の場合に比べてチョッパ回路６２の各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃの１個あたりに流れる電流が１／３に減少すると共に、比較する各三角波信号ＴｒｉＡ、ＴｒｉＢ、ＴｒｉＣの位相がそれぞれ１／３ずつ異なっていることから、各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃのリップル電流が小さくなり、交流モータ駆動装置の制御において、誤差を小さくすることが可能になると共に、ノイズの発生が小さくなるため、ノイズ対策用の付加装置の小型化あるいは省略を可能にする。また、各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃ１個あたりの大きさ（体積）を小さくし、装置の小型化を図ることができ、装置価格の低廉化が可能になる。
【００７５】
実施の形態５．
前記の実施の形態１乃至実施の形態４では、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを昇圧する場合あるいは降圧する場合には、ＳＷＰやＳＷＮなどの全ての制御信号が常にスイッチング素子６２１、６２２を「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御している。
【００７６】
これに対して、この実施の形態５では、力行時の蓄電デバイス６１の放電と、回生時の蓄電デバイス６１の充電とを、チョッパ回路６２を構成する両スイッチング素子６２１（６２１ａ〜６２１ｃ）、６２２（６２２ａ〜６２２ｃ）の片方のみを「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御することで実現するようにしたものである。
【００７７】
なお、この実施の形態５では、チョッパ回路６２のスイッチング素子６２１、６２２の「断」状態を実現する無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅとの制御の関係を明らかにするため、実施の形態２の別形態として説明するが、実施の形態１、３、４の別形態として、この実施の形態５を採用しても問題は無い。また、この実施の形態５において、実施の形態２と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号付与することとする。
【００７８】
この実施の形態５における充放電制御回路６３のブロック図を図２６に示す。
この実施の形態５の充放電制御回路６３では、加算部６３６から制御信号生成部６３８に対して２つの信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮが出力されることが、実施の形態２の場合と異なる。この実施の形態５の加算部６３６は、図１４に示した実施の形態２の加算部６３６の構成と比較すると、図２７に示すように、３つの電流指令値Ｉｃａｐ１＊、Ｉｃａｐ２＊、Ｉｃａｐ３＊の和である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊と予め定められた閾値ＩＥとを入力して２つの信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮを出力するゲート信号生成部６３６３が新たに追加されている。説明の都合上、閾値ＩＥは正の値としておく。
【００７９】
そして、このゲート信号生成部６３６３は、図２８に示すように、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が一方の比較器６３６３１の「＋」端子と他方の比較器６３６３２の「−」端子とに入力される。閾値ＩＥは一方の比較器６３６３１の「−」端子と反転器６３６３３に入力される。反転器６３６３３は閾値ＩＥの符号を変えた値−ＩＥを他方の比較器６３６３２の「＋」端子に出力する。一方の比較器６３６３１は、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が閾値ＩＥ以上の場合に「１」の状態になる信号ＥｂａｂｌｅＰを出力する。比較器６３６３２では、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が閾値−ＩＥ以下の場合に「１」の状態になる信号ＥｂａｂｌｅＮを生成し、制御信号生成部６３８に出力する。
【００８０】
この実施の形態５における制御信号生成部６３８の全体構成は、図１７に示したものと基本的に同じであるが、実施の形態２と異なる点は、デッドタイム生成部６３８４に対して、新たに２つの信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮが入力されていることである。
【００８１】
デッドタイム生成部６３８４では、図２９に示すように、実施の形態１〜４で説明した制御信号ＳＷＰに対して、一方の許可信号ＥｎａｂｌｅＰと無効化信号ＤｉｓａｂｌｅをＮＯＴ素子６３８４８で反転した信号ＤｉｓａｂｌｅＣとの両信号で、３入力ＡＮＤ素子６３８４９を用いてゲートした新しい制御信号ＳＷＰを生成する。すなわち、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が前述の（式１０）の範囲から外れた大きな値を有して無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが「０」の状態で、かつ許可信号ＥｎａｂｌｅＰが「１」のときに、一方の制御信号ＳＷＰが出力される。
同様に、実施の形態１〜４で説明した制御信号ＳＷＮに対して、他方の許可信号ＥｎａｂｌｅＮと信号ＤｉｓａｂｌｅＣとの両信号で、３入力ＡＮＤ素子６３８５０を用いてゲートした新しい制御信号ＳＷＮを生成する。すなわち、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が前述の（式１０）の範囲から外れた大きな値を有して無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが「０」の状態で、かつ許可信号ＥｎａｂｌｅＮが「１」のときに、他方の制御信号ＳＷＮが出力される。
【００８２】
これにより、回生時に蓄電デバイス６１を充電する場合には、一方の制御信号ＳＷＰにより高圧側直流母線３ａに接続されるスイッチング素子６２１のみが「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御され、他方の制御信号ＳＷＮにより低圧側直流母線３ｂに接続されるスイッチング素子６２２は常に「断」状態に制御される。これに対して、力行時に蓄電デバイス６１を放電する場合には、一方の制御信号ＳＷＰにより高圧側直流母線３ａに接続されるスイッチング素子６２１が常に「断」状態に制御され、他方の制御信号ＳＷＮにより低圧側直流母線３ｂに接続されるスイッチング素子６２２のみが「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御される。
【００８３】
なお、実施の形態４にこの実施の形態５を適用する場合、即ち、チョッパ回路６２が３相の場合には、一方の許可信号ＥｎａｂｌｅＰが制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＰｂ、ＳＷＰｃそれぞれをゲートし、他方の許可信号ＥｎａｂｌｅＮが制御信号ＳＷＮａ、ＳＷＮｂ、ＳＷＮｃそれぞれをゲートすることとなる。チョッパ回路６２が単相もしくは３相以外の場合でもこの実施の形態５の構成が援用されることは明らかである。
その他の構成および動作は実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００８４】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態５のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、チョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１、６２２の「通」状態から「断」状態への移行時間と「断」状態から「通」状態への移行時間との差に関わらず直流母線３の短絡を回避することをも可能にする。また、高圧側直流母線３ａに接続されているチョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１と低圧側直流母線３ｂに接続されているチョッパ回路６２内のスイッチング素子６２２のいずれかが「断」状態を継続するため、ノイズの発生を小さくでき、ノイズ対策用の付加装置の小型化あるいは省略をも可能にする。
【００８５】
また、前述の閾値ＩΔと閾値ＩＥが同一の値である場合には、小指令値判定部６３６１内の比較器６３６１１の出力であるＤ１を反転した信号を一方の許可信号ＥｎａｂｌｅＰに、そして、小指令値判定部６３６１内の比較器６３６１２の出力であるＤ２を反転した信号を他方の許可信号ＥｎａｂｌｅＮにして、ゲート信号生成部６３６３を省略する方法もある。このように構成することにより、回路規模を小さくして装置価格の低廉化も可能である。
【００８６】
実施の形態６．
この実施の形態６の特徴は、回生動作開始時に大きな電力が回生される際、回生時電力補償部６３４において生成される電流指令値Ｉｃａｐ２＊がＰＩ制御などで実現されるＩｃａｐ２＊生成部６３４１の積分要因によって徐々にしか変化できないことを改良し、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖに急峻な回生電力ピークが発生する現象に対して有効に対応できるようにしたものである。
【００８７】
一般に、離散系のＰＩ制御においては、入力ｅ（ｉｔ）に対して時刻ｋＴにおける出力ｙ（ｋＴ）は、比例ゲインをＫｐ、積分時間をＴｉ、離散系の周期をＤとした場合、（式１２）で表わすことができる。
【００８８】
【数１】
【００８９】
先の実施の形態１における回生時電力補償部６３４（図６参照）を構成するＩｃａｐ２＊生成部６３４１をＰＩ制御で実現した場合の詳細を図３０に示す。
このＩｃａｐ２＊生成部６３４１は、上記の（式１２）に従ってＰＩ制御を行うもので、比例ゲイン乗算器６３４１１が、電力差Ｅ２をＫｐ倍した信号Ｅ２ｐを積分ゲイン乗算器６３４１２と加算器６３４１５にそれぞれ出力し、積分ゲイン乗算器６３４１２は、その信号Ｅ２ｐに（Ｄ／Ｔｉ）倍した信号Ｅ２ｉを加算器６３４１４に出力する。加算器６３４１４は、この信号Ｅ２ｉと後述する遅延回路６３４１３の出力である信号Ｅ２ｄとを加算した信号Ｅ２ｑを生成して、遅延回路６３４１３と加算器６３４１５に出力する。遅延回路６３４１３は、信号Ｅ２ｑを時間Ｄだけ遅延させた信号Ｅ２ｄを生成する。加算器６３４１５は、両信号Ｅ２ｐ、Ｅ２ｑの和を計算して電流指令値Ｉｃａｐ２＊として出力する。
【００９０】
ところで、交流モータ駆動装置における回生動作は、作業終了後の交流モータ５の停止や支持、加圧の開放、あるいは作業の中断などにより、図３１（ａ）に示すように、回生動作開始時に大きな電力が回生される場合が多い。今、回生時電力補償閾値ＬＰＬが、図３１（ａ）に一点鎖線で示す電力量であるとすると、蓄電デバイス６１に充電させたい希望充電電力量は、図３１（ｂ）で示すようになる。この希望充電電力量が確保されれば、前述の（式２）で定義される電力差Ｅ２は、図３１（ｃ）に示すように、負の部分が小さい値で継続する。
【００９１】
しかし、回生時電力補償部６３４内のＩｃａｐ２＊生成部６３４１が上記の図３０に示したようなＰＩ制御を行うように構成されていると、電流指令値Ｉｃａｐ２＊は、図３１（ｄ）に示すように、回生動作開始時（時刻Ｔ５）から徐々に大きくなり、希望充電電力量が確保された時点（時刻Ｔ’、図示せず）以降のある時点から減少し、希望充電電力量が無くなった時点（時刻Ｔ６）以降で「０」に戻って電力補償動作を終了する。電流指令値Ｉｃａｐ２＊が徐々に大きくなっていく期間（時刻Ｔ’〜Ｔ６の間）において、実際に蓄電デバイス６１に充電される電力量は、図３１（ｅ）に示すように、希望充電電力量に達しない。このため、図３１（ｆ）に斜線で示すように、回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた大きな回生電力量が、コンバータ２へ回生されて、系統電源１に戻されたり、コンバータ２内で熱エネルギーに変換されて開放される。つまり、回生電力が蓄電デバイス６１へ充電されず無駄が生じる。
【００９２】
そこで、この実施の形態６では、回生時電力補償部６３４において、回生動作開始時の回生電力量を抑制できるようにしている。すなわち、この実施の形態６における回生時電力補償部６３４は、図３２に示すように、実施の形態１における回生時電力補償部６３４（図６参照）の構成と比較したとき、比較器６３４２が付加されており、この比較器６３４２の「＋」端子に回生時電力補償閾値ＬＰＬを入力し、「−」端子にコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを入力している。従って、回生時にこの電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた場合、即ち、電力Ｐｃｎｖの値が負の値である回生時電力補償閾値ＬＰＬよりも小さくなった場合に「１」の状態となる判別信号ｓが出力される。そして、この判別信号ｓは次段のＩｃａｐ２＊生成部６３４１に出力される。
【００９３】
次に、この実施の形態６におけるＩｃａｐ２＊生成部６３４１の構成を図３３に示す。 ここに、Ｉｃａｐ２＊生成部６３４１を構成する比例ゲイン乗算器６３４１１、積分ゲイン乗算器６３４１２、遅延回路６３４１３、加算器６３４１４、および加算器６３４１５は、それぞれ図３０の同一符号のものと機能が同一である。
【００９４】
比例ゲイン乗算器６３４１１から出力される信号Ｅ２ｐは、積分ゲイン乗算器６３４１２と加算器６３４１５にそれぞれ与えられる。積分ゲイン乗算器６３４１２から出力される信号Ｅ２ｉは、加算器６３４１４に出力される。加算器６３４１４は、信号Ｅ２ｉと遅延回路６３４１３の出力である信号Ｅ２ｄとを加算した信号Ｅ２ｑを生成してリミッタ６３４１７に出力する。リミッタ６３４１７は、この入力された信号Ｅ２ｑが「０」未満の場合には「０」を出力し、入力された信号Ｅ２ｑが予め定められた閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘより大きい場合にはＩｃａｐ＿ｍａｘの値を出力し、信号Ｅ２ｑが「０」以上で閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘ以下の場合には入力された信号Ｅ２ｑの値をそのまま出力する。
なお、この場合の閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘは、チョッパ回路６２のリアクトル６２３の許容電流量以下の値に設定する。また、実施の形態４に示したように、多重化されたチョッパ回路の場合には、この閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘはチョッパ回路６２内の各リアクトルの許容電流量をそれぞれ加算した値以下に設定する。このように、振幅制限を施されたリミッタ６３４１７の出力を信号Ｅ２ｒとする。この信号Ｅ２ｒは、スイッチ６３４１６の一方の入力端に出力される。スイッチ６３４１６は、前述の比較器６３４２から出力された判別信号ｓの状態により、２つの入力を切り替えて片方の入力のみを信号Ｅ２ｓとして出力する。スイッチ６３４１６の他方の入力端には、予め定められた回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉが入力されている。
スイッチ６３４１６は、前述の判別信号ｓが「０」の状態の場合には、信号Ｅ２ｒを出力し、逆に、判別信号ｓが「１」の状態の場合には回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉを出力する。スイッチ６３４１６の出力である信号Ｅ２ｓは、遅延回路６３４１３と加算器６３４１５とにそれぞれ出力される。遅延回路６３４１３は、入力された信号Ｅ２ｓを所定時間Ｄだけ遅延させた信号Ｅ２ｄを生成する。加算器６３４１５は、信号Ｅ２ｐと信号Ｅ２ｓとの和を計算して、信号Ｅ２ｔとしてリミッタ６３４１８に出力する。リミッタ６３４１８は、リミッタ６３４１７と同一の機能を有し、入力された信号Ｅ２ｔを電流指令値Ｉｃａｐ２＊として出力する。
【００９５】
次に、図３３に示したＩｃａｐ２＊生成部６３４１の動作について、図３４を用いて説明する。なお、図３４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図３１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）とそれぞれ同じ波形であるため、ここでは説明は省略する。
【００９６】
回生動作開始時点である図３４の時刻Ｔ５では、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖの値が回生時電力補償閾値ＬＰＬよりも小さくなるので、図３４（ｄ）に示すように判別信号ｓが「０」の状態から「１」の状態になる。このため、図３３のスイッチ６３４１６から出力される信号Ｅ２ｓは、回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉを出力する。この回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉが出力される信号Ｅ２ｓは、加算器６３４１５において、比例ゲイン乗算器６３４１１から出力される信号Ｅ２ｐと加算され、リミッタ６３４１８を経て、電流指令値Ｉｃａｐ２＊として出力される。また、回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉが出力される信号Ｅ２ｓは、図３３の遅延回路６３４１３を経て加算器６３４１４に入力され、積分ゲイン乗算器６３４１２から出力される信号Ｅ２ｉと加算される。
【００９７】
回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉを各リミッタ６３４１７、６３４１８に対して予め規定された閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘに近い値に設定することにより、時刻Ｔ５で、直ちに回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉに変化した電流指令値Ｉｃａｐ２＊に拠り、実際に蓄電デバイス６１に充電される電力量は、図３４（ｆ）で示すように、時刻Ｔ５で急速に大きくなり、充分な回生電力の量を確保することができる。この動作により、回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた回生電力量は、図３４（ｇ）に示すように、著しく抑制することが可能になる。
【００９８】
こうして、蓄電デバイス６１へ充分な回生電力量が確保されると、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは、回生時電力補償閾値ＬＰＬより大きな値（絶対値の比較では小さい値）となるため、図３４（ｄ）に示すように判別信号ｓは「１」の状態から「０」の状態に復帰し、図３３に記載のスイッチ６３４１６は入力Ｅ２ｒを選択して出力する。すると、図３４（ｅ）に示す電流指令値Ｉｃａｐ２＊により、電力Ｐｃｎｖは、回生時電力補償閾値ＬＰＬより小さな値（絶対値の比較では大きな値）となるため、再び判別信号ｓは「０」の状態から「１」の状態になる。
【００９９】
このように、負荷Ｐｌｏａｄが回生時電力補償閾値ＬＰＬを越える期間中（図３４（ａ）の時刻Ｔ５〜時刻Ｔ６の間）は、図３３に示すスイッチ６３４１６は「１」の状態と「０」の状態を繰り返しながら、電力Ｐｃｎｖのピーク電力を抑制し続け、負荷Ｐｌｏａｄが回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えなくなると、判別信号ｓは「０」の状態を継続して、回生動作を終了する。
【０１００】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態６のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、回生動作開始時における急峻な回生電力量の変化に対しても、コンバータ２への回生電力量を回生時電力補償閾値ＬＰＬ以下に抑制することが可能になり、回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた大きな回生電力量が、コンバータ２へ回生されて、系統電源１に戻されたり、コンバータ２内で熱エネルギーに変換されて開放されるなど、回生電力が蓄電デバイス６１へ充電されず無駄が生じるのを無くすことができる。
【０１０１】
実施の形態７．
コンバータ２の出力側には、蓄電デバイス６１よりも静電容量が小さいながらも、直流母線電圧値Ｖｄｃを安定させるための平滑コンデンサが存在する（図示せず）。交流モータ駆動装置が力行動作も回生動作も行わない時、即ち、無負荷の状態での直流母線電圧値をここでは特にＶｄｃ０と表わすこととする。蓄電デバイス６１の充放電処理があったとしても、制御の遅れや蓄電デバイス６１の応答性の影響により、交流モータ駆動装置が力行動作の場合の直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０より低い値に保持され、交流モータ駆動装置が回生動作の場合の直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０よりも高い値に保持される。
【０１０２】
コンバータ２には、自己の回路保護上の観点から、予め所定の閾値ＶΔが設定されており、交流モータ駆動装置の回生動作中に、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達した場合、コンバータ２は回生電力を系統電源１に戻したり、コンバータ２に内蔵された抵抗で熱エネルギーに変換して開放する。したがって、回生時に直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに押し上げる時刻迄に蓄電デバイス６１の充電動作が開始されなければ、回生電力が無駄にコンバータ２に回生されてしまう。しかし、前述のように、コンバータ２の平滑コンデンサの静電容量は小さいために、直流母線電圧値Ｖｄｃは比較的短時間の内にＶｄｃ０＋ＶΔに達する可能性がある。
【０１０３】
そこで、この実施の形態７では、交流モータ駆動装置の回生動作の直前（すなわち、Ｅ１≦０またはＥ２≧０の場合）に、補充電制御部６３５の出力である電流指令値Ｉｃａｐ３＊により、蓄電デバイス６１を充電状態にすることにより、直流母線電圧値Ｖｄｃを強制的にＶｄｃ０より低い値に保持し、交流モータ駆動装置の回生動作開始時の直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達するまでの時間を長くすることによって、回生動作開始時のピーク電力の抑制を確実に実現するようにしたものである。以下、この実施の形態７の具体例について説明する。
【０１０４】
補充電制御部６３５で算出される負荷Ｐｌｏａｄ（＝Ｐｃｎｖ−Ｐｃａｐ）が、図３５（ａ）に実線で示す場合を例として説明する。なお、図３５（ａ）は図１２（ａ）と同一である。今、図３５（ａ）において、波形の始まる時刻をＴ０とし、力行動作開始時刻をＴ１、負荷Ｐｌｏａｄが力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵを越える時刻をＴ２、負荷Ｐｌｏａｄが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越える時刻をＴ３、力行動作終了時刻をＴ４とする。また、回生動作開始時刻をＴ５とする。補充電制御部６３５が動作する期間は、図３５において、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２の間と時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の間である。
【０１０５】
次に、補充電制御部６３５内のＩｃａｐ３＊生成部６３５１において、電圧差Ｅ３に対するゲインが大きい場合とゲインが小さい場合について、それぞれ区別して動作を説明する。
【０１０６】
まず、ゲインが大きい場合について、図３５（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）を用いて説明する。
【０１０７】
力行動作時において、蓄電デバイス６１が放電するのは時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の期間であるため、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３までの期間では蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは変化しない。よって、蓄電デバイス６１の電圧安定化のために充放電制御をするための電流指令値Ｉｃａｐ３＊は、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３の期間は、「０」を出力したままである。また、実施の形態１で説明したように、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１は、負荷Ｐｌｏａｄが力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの間にあるときだけ電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力するので、時刻Ｔ２〜時刻Ｔ４の期間では「０」の出力のままである。よって、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ４の期間は、「０」の出力のままである。一方、時刻Ｔ１〜時刻Ｔ３の期間は、蓄電デバイス６１からの放電がなく、コンバータ２による系統電源１からの供給電力量が遅れる。このため、図３５（ｄ）に示すように、直流母線電圧値Ｖｄｃは下降を続ける。そして、時刻Ｔ３〜時刻Ｔ４の期間では、力行時電力補償部６３３から電流指令値Ｉｃａｐ１＊が出力されることから、図３５（ｃ）に示すように、蓄電デバイス６１は放電により、その両端電圧値Ｖｃａｐを降下させながら、図３５（ｄ）に示すように、直流母線電圧値Ｖｄｃを一定に保持しようとする。時刻Ｔ４で力行動作が終了すると、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１が動作し始め、図３５（ｂ）に示すように、正の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力するため、系統電源１からの電力で蓄電デバイス６１の充電を開始する。このとき、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインは大きいので、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は大きな値（Ｉｃａｐ３＊ａ）を出力し、急速に蓄電デバイス６１を充電する。蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは充電処理により、図３５（ｃ）に示すように上昇し、両端電圧値Ｖｃａｐは時刻ＴＡで希望電圧値ＶｃａｐＴＨまで回復する。時刻Ｔ４〜時刻ＴＡの期間、直流母線電圧値Ｖｄｃは、力行動作時ほどではないが、Ｖｃａｐ０より低い値で推移する。蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐが希望電圧値ＶｃａｐＴＨまで回復すると、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１は動作を止めて、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は再び「０」になり、直流母線電圧値ＶｄｃもＶｄｃ０に復帰して、回生動作開始時刻Ｔ５の到来を待つ。回生動作開始時刻Ｔ５になると、制御の遅れや蓄電デバイス６１の応答性の影響により、直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０から直ちに上昇してＶｄｃ０＋ＶΔに達する。回生動作開始時刻Ｔ５における動作の詳細については、後述する。
【０１０８】
次に、補充電制御部６３５内のＩｃａｐ３＊生成部６３５１において、電圧差Ｅ３に対するゲインが小さい場合について、図３５（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）を用いて説明する。
【０１０９】
時刻Ｔ０〜時刻Ｔ４の期間中は、前述のＩｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが大きい場合の説明と同じ理由で、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は「０」のままである。また、同様に時刻Ｔ０〜時刻Ｔ４の期間中は、図３５（ｆ）、（ｇ）に示すように、蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐも直流母線電圧値Ｖｄｃも、前述のＩｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが大きい場合と同じ波形となる。
しかし、時刻Ｔ４で力行動作が終了してＩｃａｐ３＊生成部６３５１が動作し始めると、補充電制御部６３５は正の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力して、蓄電デバイス６１の充電を開始するが、このとき、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが小さいので、図３５（ｅ）に示すように、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は小さな値（Ｉｃａｐ３＊ｂ）しか出力せず、図３５（ｆ）に示すように、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは少しづつにしか上昇せず、回生動作開始時刻Ｔ５までに希望電圧値ＶｃａｐＴＨには回復しない。時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の期間中、常に蓄電デバイス６１への充電状態が継続するため、直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０より低い値を持続して、回生動作開始時刻Ｔ５を迎える。回生動作開始時刻Ｔ５になると、制御の遅れや蓄電デバイス６１の応答性の影響により、直流母線電圧値Ｖｄｃは直ちに上昇するが、上昇開始電圧値がＶｄｃ０より低い電圧値であることから、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達するまで、少し時間がかかる。
【０１１０】
次に、回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰しない場合（図３５（ｇ）の場合）、即ち、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが小さい場合の方が、回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰する場合（図３５（ｄ）の場合）、即ち、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが大きい場合よりも、回生電力のピーク電力を抑制できることを図３６を用いて説明する。
【０１１１】
図３６は、図３５の回生動作開始時刻Ｔ５付近の波形を時間軸方向に拡大した図である。
図３６（ａ）に示すように、負荷Ｐｌｏａｄの回生時のピーク値（図３５（ａ）参照）をＰｌｏａｄ＿ｍｉｎ（＜０）とする。また、蓄電デバイス６１の充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊は、図３６（ｂ）に示すように、制御の遅延により時刻Ｔ５２から上昇を始め、時刻Ｔ５４で定常値になったとする。図３６（ｃ）と（ｄ）とは、それぞれ回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰している場合の直流母線電圧Ｖｄｃとコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖの振る舞いをそれぞれ表わし、図３６（ｅ）と（ｆ）とは、それぞれ回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰していない場合の直流母線電圧Ｖｄｃとコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖの振る舞いをそれぞれ表わす。
【０１１２】
回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰している場合、回生電力は平滑コンデンサに流入し、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０から上昇するため、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達する時刻Ｔ５１は、図３６（ｃ）に示すように、未だ蓄電デバイス６１の充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊が出力されない期間（時刻Ｔ５〜時刻Ｔ５２の間）に到来する。直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔになった後、コンバータ２は電力を回生し始めるため、図３６（ｄ）に示すように時刻Ｔ５１から電力Ｐｃｎｖは回生を開始される。しかし、時刻Ｔ５１〜時刻Ｔ５２の期間は、電流指令値Ｉｃａｐ２＊が未だ蓄電デバイス６１に充電を指示していないため、図３６（ｄ）に示すように、交流モータ５からの回生電力が全てコンバータ２に供給されることになり、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖはピーク値Ｐｌｏａｄ＿ｍｉｎまで達する。時刻Ｔ５２以降は、電流指令値Ｉｃａｐ２＊の充電指示にしたがって蓄電デバイス６１の充電が開始されるため、コンバータ２に供給される電力量が減少し、電力Ｐｃｎｖは時刻Ｔ５４で回生時電力補償閾値ＬＰＬに落ち着く。
【０１１３】
これに対して、回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰しない場合、回生電力は平滑コンデンサに流入して直流母線電圧値Ｖｄｃを上昇させるも、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０より低い電圧値から上昇するため、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達する時刻Ｔ５３は、図３６（ｅ）に示すように、時刻Ｔ５２と時刻Ｔ５４との間、すなわち蓄電デバイス６１の充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊の出力が既に開始された後になる。コンバータ２は、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔになった後に電力を回生し始めるため、図３６（ｆ）に示すように、時刻Ｔ５３から電力Ｐｃｎｖは回生を開始する。しかし、時刻Ｔ５３では電流指令値Ｉｃａｐ２＊は既に蓄電デバイス６１に充電を指示しているため、電力ＰｃｎｖはＰｌｏａｄ＿ｍｉｎに達することなく、電流指令値Ｉｃａｐ２＊の充電指示にしたがって、時刻Ｔ５４で回生時電力補償閾値ＬＰＬに落ち着く。
【０１１４】
したがって、図３６（ｅ）と（ｆ）とに示したような動作が実行されるように、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインを適切な値に設定することにより、回生動作開始時のピーク電力の抑制を確実に実現させることができる。
このように、交流モータ駆動装置をこの実施の形態７のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、回生動作開始時のピーク電力の抑制を確実に実現させることが可能になる。
【０１１５】
実施の形態８．
上記の実施の形態１〜７において説明した力行時電力補償閾値ＬＰＵ、回生時電力補償閾値ＬＰＬ、希望電圧値ＶｃａｐＴＨ、力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵ、回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬ、デッドタイムＴｄ、さらにはＩΔ、ＩＥ、ＶΔ、ＴΔ、電流指令値の最大値に相当するＩｃａｐ＿ｍａｘ、回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉ、またＩｃａｐ１＊生成部６３３１、Ｉｃａｐ２＊生成部６３４１、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１の各ゲインに関する値などは、交流モータ５の負荷電力量や蓄電デバイス６１の静電容量や内部抵抗およびリアクトル６２３のインダクタンスや飽和電流量などによって定めるべき値であり、これらの値は交流モータ駆動装置の使用環境に応じて適切な値に設定すべきものであるので、予め一義的に決めるのではなく、それらの値の一部あるいは全部は、ボタンやスイッチあるいはシリアル通信を介して、交流モータ駆動装置の使用者がその都度設定するようにすることが好ましい。
【０１１６】
実施の形態９．
上記の各実施の形態１〜８における充放電制御回路６３は、全てハードウエアで実現する場合について説明した。充放電制御回路６３は、入力として直流母線電圧値Ｖｄｃ、コンバータ２の出力側の直流母線電流値Ｉｄｃ、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐ、および蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐに対して、スイッチング素子６２１（６２１ａ〜６２１ｃ）、６２２（６２２ａ〜６２２ｃ）を「通」状態と「断」状態との２つの状態に制御する制御信号ＳＷＰ（ＳＷＰａ〜ＳＷＰｃ）、ＳＷＮ（ＳＷＮａ〜ＳＷＮｃ）を出力する機能であるので、充放電制御回路６３の一部または全部をソフトウエアで実現することもできる。ここでは、実施の形態１に適用した場合について説明する。なお、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックについては同一の番号を付与することとする。
【０１１７】
充放電制御回路６３の全部をソフトウエアで構成する場合の交流モータ駆動装置のブロック図を図３７に、蓄電回路６のブロック図を図３８に示す。
【０１１８】
図３７において、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）７は、直流母線電圧値Ｖｄｃをディジタル値に変換して蓄電回路６に出力し、Ａ／Ｄ変換器８はコンバータ２の出力側の直流母線電流値Ｉｄｃをディジタル値に変換して蓄電回路６に出力する。図３７の他の部分は、実施の形態１（図１）と同じである。
【０１１９】
また、図３８において、Ａ／Ｄ変換器６４は、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐをディジタル値に変換して充放電制御回路６３に出力し、Ａ／Ｄ変換器６５は蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐをディジタル値に変換して充放電制御回路６３に出力する。また、各制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮは、各ドライバ６６、６７において、チョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１、６２２を駆動できる電圧振幅と電流量に変換してチョッパ回路６２に出力する。図３８の他の部分は、実施の形態（図２）と同じである。
【０１２０】
次に、充放電制御回路６３の全部をソフトウエアで構成した場合の手順について、図３９を用いて説明する。
【０１２１】
先ず、ステップＳ１０で、負荷電力量や蓄電デバイス６１の静電容量や内部抵抗あるいは、チョッパ回路６２内のリアクトル６２３のインダクタンスや飽和電流量などによって定まる、実施の形態８で説明した閾値や電流指令値生成用のゲイン、電圧指令値生成用のゲインに関する値を入力して、レジスタ等の記憶素子に格納する。
次に、ステップＳ１１において、図３７に示すディジタル化された直流母線電圧値Ｖｄｃとディジタル化されたコンバータ２の出力側の直流母線電流値Ｉｄｃとを入力し、ステップＳ１２においてコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖ（＝Ｖｄｃ×Ｉｄｃ）を算出する。
ステップＳ１３において、その電力Ｐｃｎｖを力行時電力補償閾値ＬＰＵや回生時電力補償閾値ＬＰＬと比較する。電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵより大きい場合には、後述するステップＳ１４の処理に移行する。これに対して、ステップＳ１３で電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬより小さい場合には、後述するステップＳ１５の処理に移行する。また、ステップＳ１３において、電力量Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬ以上で力行時電力補償閾値ＬＰＵ以下の場合には、後述するステップＳ１６の処理に移行する。
ステップＳ１４では、前述の実施の形態１〜７に記載の力行時電力補償部６３３と同様の処理を実行し、蓄電デバイス６１の放電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ１＊を算出して、後述するステップＳ２０に移行する。ステップＳ１５では、前述の実施の形態１〜７に記載の回生時電力補償部６３４と同様の処理を実行し、充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊を算出して、後述するステップＳ２０に移行する。
ステップＳ１６では、図３８に示すディジタル化された蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと入出力電流Ｉｃａｐとを入力し、ステップＳ１７において、入出力電力Ｐｃａｐ（＝Ｖｃａｐ×Ｉｃａｐ）を算出し、この入出力電力ＰｃａｐとステップＳ１１で算出した電力Ｐｃｎｖとから負荷Ｐｌｏａｄ（＝Ｐｃｎｖ−Ｐｃａｐ）を算出して、ステップＳ１８に移行する。
ステップＳ１８では、負荷量Ｐｌｏａｄが回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬより大きく力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵより小さい場合には、後述するステップＳ１９に移行し、その他の場合には前述のステップＳ１１に戻る。
ステップＳ１９では、前述の実施の形態１〜７に記載の補充電制御部６３５と同様の処理を実行して蓄電デバイス６１の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を算出して、後述するステップＳ２０に移行する。
ステップＳ２０では、ステップＳ１４で算出した電流指令値Ｉｃａｐ１＊と、ステップＳ１５で算出した電流指令値Ｉｃａｐ２＊と、ステップＳ１９で算出した電流指令値Ｉｃａｐ３＊とから、前述の実施の形態１〜７に記載の加算部６３６と同様の処理を実行して統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を生成する。また、ステップＳ２０では、必要に応じて、前述の実施の形態２または実施の形態５に記載の無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅや許可信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮをも生成して、ステップＳ２１に移行する。
ステップＳ２１では、前述の実施の形態１〜７に記載の電圧指令値生成部６３７と同様の処理を実行して電圧指令値Ｖｃａｐ＊を算出して、後述するステップＳ２２に移行する。
ステップＳ２２では、前述の実施の形態１〜６に記載の制御信号生成部６３８と同様の処理を実行して各制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮとを生成して、図３８に示すドライバ６６、６７にそれぞれ出力し、次のステップＳ２３に移行する。
ステップＳ２３では、交流モータ駆動装置の一連の動作が終了したか否かを判断し、終了していなければ前述のステップＳ１１に戻り、終了していれば、そのまま交流モータ駆動回路の動作を終了する。
【符号の説明】
【０１２２】
１ 系統電源、２ コンバータ、３ 直流母線、４ インバータ、５ 交流モータ、
６ 蓄電回路、６１ 蓄電デバイス、６２ チョッパ回路、６３ 充放電制御回路、
６３３ 力行時電力補償部、６３４ 回生時電力補償部、６３５ 補充電制御部、
６３７ 電圧指令値生成部、６３８ 制御信号生成部。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、蓄電デバイスに蓄えられたエネルギーを交流モータの力行動作時に使用することによって交流モータ駆動装置のピーク電力を抑制すると共に、交流モータの回生動作時に回生エネルギーを蓄電デバイスに充電することによって交流モータから系統電源へ回生する電力や熱によって消費される電力のピークを抑制する交流モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、発電所や工場内の変電設備から供給される系統電源の交流電力から直流電力に変換するコンバータと、直流電力から系統電源の交流電力とは異なった交流電力に変換するインバータと、前記コンバータと前記インバータとの間の直流母線に並列に接続された蓄電デバイスを含む蓄電回路を用いて、力行動作時のエネルギーを補助する交流モータ駆動装置の技術が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許４３３９９１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
背景技術で開示された特許文献１記載の技術では、蓄電デバイスに蓄えられたエネルギーを交流モータの力行動作時に使用することによって交流モータ駆動装置のピーク電力を抑制することは可能であるものの、交流モータの回生動作開始時から蓄電デバイスに回生エネルギーを充電し、蓄電デバイスの充電能力を越えた場合には、回生エネルギーの電力量に因らず余剰の回生エネルギーは系統電源へ回生されたり、コンバータ内で熱エネルギーに変換されて無駄に消費されてしまう。
【０００５】
一般に回生動作開始時には大きな電力が急峻に回生されるため蓄電デバイスに対する蓄電回路を構成するリアクトル等の部品の電流規格を大きくしなければならず、その結果、装置が大型化し、使用資源が増加するなどの問題があった。加えて、従来技術には回生動作開始時の大きな電力の急峻な回生に対する処理の方法に関する技術的開示がなされて問題もあった。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、系統電源から供給されるピーク電力量の抑制のみならず、交流モータの回生動作時のピーク電力量の抑制をも図ることができ、装置の大型化を来すことなく系統電源へ回生するピーク電力量やコンバータで消費される電力量を有効に削減できる交流モータ駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は、上記の課題を解決するために交流モータを駆動するに際し、交流系統電力を直流電力に変換するコンバータと、このコンバータで得られる直流電力を上記交流モータに適した電圧や周波数の交流電力に変換して上記交流モータに供給するインバータと、このインバータに並列接続されて、上記交流モータの力行動作時には内部に備えた蓄電デバイスの放電動作により力行電力の一部を補助し、かつ、上記交流モータの回生動作時には上記蓄電デバイスの充電動作により回生電力の一部を充電する蓄電回路と、を備えた交流モータ駆動装置において、次の構成を採用している。
【０００８】
上記蓄電回路は、予め設定した第１の閾値よりも大きい力行電力が上記交流モータで使用される場合には、上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを放電させる電流指令値を生成する力行時電力補償部と、予め設定した第２の閾値より絶対値が大きい回生電力が上記交流モータから回生される場合には、コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを充電させる電流指令値を生成する回生時電力補償部と、予め設定した第３の閾値と第４の閾値との範囲内で上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値と上記蓄電デバイスの両端電圧値と入出力電流値とに基づき上記蓄電デバイスの両端電圧値を予め定められた電圧値にするために上記蓄電デバイスを充放電させる電流指令値を生成する補充電制御部と、を備えている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、系統電源から供給されるピーク電力量を抑制するのみならず、交流モータの回生動作時のピーク電力量の抑制を図ることができ、また、回生動作開始時の急峻な電力回生の生起に対してもピーク電力が生じるのを抑制することができる。これにより、装置の大型化を来すことなく系統電源へ回生するピーク電力量やコンバータで消費される電力量を有効に削減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。
【図２】同交流モータ駆動装置を構成する蓄電回路のブロック図である。
【図３】図２の蓄電回路を構成するチョッパ回路の一例を示す回路図である。
【図４】図２の蓄電回路を構成する充放電制御回路を示すブロック図である。
【図５】図４の充放電制御回路を構成する力行時電力補償部のブロック図である。
【図６】図４の充放電制御回路を構成する回生時電力補償部のブロック図である。
【図７】図４の充放電制御回路を構成する補充電制御部のブロック図である。
【図８】図４の充放電制御回路を構成する加算部のブロック図である。
【図９】図４の充放電制御回路を構成する電圧指令値生成部のブロック図である。
【図１０】図４の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図１１】図１０の制御信号生成部を構成するデッドタイム生成部の一例を説明するブロック図である。
【図１２】本発明の実施の形態１に係る交流モータ駆動装置の動作説明に供する波形図である。
【図１３】本発明の実施の形態２に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路を示すブロック図である。
【図１４】図１３の充放電制御回路を構成する加算部のブロック図である。
【図１５】図１４の加算部を構成する小指令値判定部の一例を説明するブロック図である。
【図１６】図１３の充放電制御回路を構成する電圧指令値生成部のブロック図である。
【図１７】図１３の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図１８】本発明の実施の形態３に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路を示すブロック図である。
【図１９】図１８の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図２０】図１９の制御信号生成部を構成する正規化部の一例を説明するブロック図である。
【図２１】本発明の実施の形態４に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路のブロック図である。
【図２２】図２１の蓄電回路を構成するチョッパ回路の一例を示す回路図である。
【図２３】図２１の蓄電回路を構成する充放電制御回路のブロック図である。
【図２４】図２３の充放電制御回路を構成する電圧指令値生成部のブロック図である。
【図２５】図２３の充放電制御回路を構成する制御信号生成部のブロック図である。
【図２６】本発明の実施の形態５に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路のブロック図である。
【図２７】図２６の充放電制御回路を構成する加算部のブロック図である。
【図２８】図２７の加算部を構成するゲート信号生成部の一例を説明するブロック図である。
【図２９】図２６の充放電制御回路を構成する制御信号生成部で生成される制御信号に対してデッドタイムを付与するデッドタイム生成部のブロック図である。
【図３０】図６の回生時電力補償部を構成するＩｃａｐ２＊生成部のブロック図である。
【図３１】図３０のＩｃａｐ２＊生成部の構成を備えた回生時電力補償部における回生動作時の動作を説明する波形図である。
【図３２】本発明の実施の形態６に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路の回生時電力補償部の部分を示すブロック図である。
【図３３】図３２の回生時電力補償部を構成するＩｃａｐ２＊生成部のブロック図である。
【図３４】図３３のＩｃａｐ２＊生成部の構成を備えた回生時電力補償部における回生動作時の動作を説明する波形図である。
【図３５】本発明の実施の形態６に係る交流モータ駆動装置における蓄電回路を構成する充放電制御回路の回生時電力補償部に設けたＩｃａｐ３＊生成部の動作を説明する波形図である。
【図３６】図３５において、回生開始時における一部分を時間軸方向に拡大して示す波形図である。
【図３７】本発明の実施の形態９に係る交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。
【図３８】図３７の同交流モータ駆動装置を構成する蓄電回路のブロック図である。
【図３９】図３７の蓄電回路を構成する充放電制御回路の充放電制御動作の説明に供するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１の交流モータ駆動装置の全体を示すブロック図である。
発電所や工場内の変電設備から供給される交流の系統電源１の交流電力は、コンバータ２によって直流電力に変換され、直流母線３に出力される。直流母線３によって供給される直流電力は、インバータ４によって後述する交流モータ５に適した交流電力に変換される。インバータ４が出力する交流電力の電圧や周波数は系統電源１の交流電力の電圧や周波数と必ずしも一致するものではない。交流モータ５は、インバータ４から供給される交流電力により駆動され、加工や運搬、移動、運動などの目的に応じた動作を行う。一方、直流母線３には蓄電回路６がインバータ４と並列に接続され、蓄電回路６には直流母線電圧値Ｖｄｃとコンバータ２の出力電流値である直流母線電流値Ｉｄｃとが共に入力される。
【００１２】
蓄電回路６は、上記交流モータ５の力行動作時には後述の蓄電デバイス６１の放電動作により力行電力の一部を補助し、かつ、交流モータ５の回生動作時には蓄電デバイス６１の充電動作により回生電力の一部を蓄電することで、交流モータの力行動作時と回生動作時のピーク電力を共に抑制するために設けられたものである。そして、蓄電回路６は、図２に示すように、蓄電デバイス６１、チョッパ回路６２、およびチョッパ回路６２を制御するための充放電制御回路６３を主体に構成されている。
【００１３】
蓄電デバイス６１は、例えば電解コンデンサまたは電気二重層（ＥＤＬＣ）もしくは蓄電池などで構成される。そして、蓄電デバイス６１の高圧側端子はチョッパ回路６２を構成する後述のリアクトル６２３に接続され、低圧側端子は低圧側直流母線３ｂに接続されている。また、チョッパ回路６２は、ここでは降圧双方向型のチョッパ回路であって、一方を直流母線３（３ａ，３ｂ）に、他方を蓄電デバイス６１に接続されている。
【００１４】
また、充放電制御回路６３は、直流母線電圧値Ｖｄｃ、直流母線電流値Ｉｄｃ、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐ、および蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐをいずれも検出して入力し、これらの値に基づいてチョッパ回路６２内の後述するスイッチング素子６２１、６２２を「通（ＯＮ）」状態あるいは「断（ＯＦＦ）」状態に制御する制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮを生成してチョッパ回路６２へ出力する。
【００１５】
チョッパ回路６２の一例を図３に示す。このチョッパ回路６２は、高圧側直流母線３ａに接続され、充放電制御回路６３から出力される制御信号ＳＷＰにより「通」状態と「断」状態とが制御されるスイッチング素子６２１と、低圧側直流母線３ｂに接続され、充放電制御回路６３から出力される制御信号ＳＷＮにより「通」状態と「断」状態とが制御されるスイッチング素子６２２と、一方の端子がスイッチング素子６２１とスイッチング素子６２２との接続点に接続され、他方の端子が蓄電デバイス６１の高圧側端子に接続させるリアクトル６２３とから構成される。なお、各スイッチング素子６２１、６２２は、例えばＩＧＢＴやトランジスタとそのトランジスタに逆並列に接続されるダイオードなどで形成される。
【００１６】
なお、上記の制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮは、直流母線３の短絡を防ぐために設定されたデッドタイムを除いては、それぞれが制御するスイッチング素子６２１、６２２の「通」状態と「断」状態とが互いに反転するように制御する信号で、デッドタイムの期間では、制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮとはいずれも、制御対象のスイッチング素子６２１、６２２を「断」状態して直流母線３の短絡を防止する。そして、一方の制御信号ＳＷＰが他方の制御信号ＳＷＮよりも「通」状態の比率が高い場合には蓄電デバイス６１への充電が、その逆の場合には蓄電デバイス６１からの放電が実行される。なお、チョッパ回路６２の動作の詳細に関しては、本発明の主要部分ではないので、説明を省略する。
【００１７】
充放電制御回路６３は、チョッパ回路６２内の各スイッチング素子６２１、６２２に与える制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮによって蓄電デバイス６１の充放電を制御するものである。この充放電制御回路６３は、図４に示すように、２つの乗算部６３１、６３２、力行時電力補償部６３３、回生時電力補償部６３４、補充電制御部６３５、加算部６３６、電圧指令値生成部６３７、および制御信号生成部６３８を備えている。
【００１８】
一方の乗算部６３１は、直流母線電圧値Ｖｄｃと直流母線電流値Ｉｄｃとの積を計算してコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを生成する。この電力Ｐｃｎｖは、力行時電力補償部６３３、回生時電力補償部６３４、および補充電制御部６３５にそれぞれ出力される。また、他方の乗算部６３２は、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと充放電電流値Ｉｃａｐとの積を計算して蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐとして、補充電制御部６３５に出力される。
【００１９】
ここで、説明の便宜上、上記の直流母線電流値Ｉｄｃはコンバータ２から流れ出る方向を正にとり、また、蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐは蓄電デバイス６１に充電する方向を正とする。このようにそれぞれの電流の向きを定義することにより、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは、インバータ４が電力を消費する場合が正で、インバータ４から電力が回生される場合が負で表わされ、また、蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐは、蓄電デバイス６１に充電する電力が正に、蓄電デバイス６１から放電する電力が負で表わされる。
【００２０】
力行時電力補償部６３３は、後述のように、交流モータ５の力行時において上記のコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖが予め設定された第１の閾値である力行時電力補償閾値ＬＰＵより大きい場合に蓄電デバイス６１を放電させるための電流指令値Ｉｃａｐ１＊を生成するものである。
【００２１】
すなわち、この力行時電力補償部６３３は、図５に示すように、交流モータ駆動装置の力行動作時にコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを制限する力行時電力補償閾値ＬＰＵが予め格納されている。ここで力行時電力補償閾値ＬＰＵは正の値とする。そして、この力行時電力補償部６３３は、電力Ｐｃｎｖと力行時電力補償閾値ＬＰＵとを比較して、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合には、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合の電力差Ｅ１に応じて、蓄電デバイス６１から放電させる電流の指令値Ｉｃａｐ１＊をＩｃａｐ１＊生成部６３３１で生成して、加算部６３６に出力する。電力差Ｅ１を下記の（式１）で表わすように計算すると、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合には電力差Ｅ１は正の値になる。一方、電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えない場合には、電力差Ｅ１は負の値となる。このＥ１に応じてＩｃａｐ１＊生成部６３３１は蓄電デバイス６１を放電させる電流の量を指令する電流指令値Ｉｃａｐ１＊を生成するが、Ｉｃａｐ１＊が正の値になる場合には電流指令値Ｉｃａｐ１＊の出力を「０」になるように制御する。したがって、加算部６３６へ出力される電流指令値Ｉｃａｐ１＊は、常に負の値あるいは「０」の値となる。なお、Ｉｃａｐ１＊生成部６３３１は、一般にはＰＩ制御が用いられるがＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００２２】
Ｅ１＝Ｐｃｎｖ−ＬＰＵ （式１）
【００２３】
回生時電力補償部６３４は、後述のように、交流モータ５の回生時においてその回生電力であるコンバータ２の出力側電力Ｐｃｎｖが予め設定された第２の閾値である回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた場合に蓄電デバイス６１を充電させるための電流指令値Ｉｃａｐ２＊を生成するものである。
【００２４】
すなわち、この回生時電力補償部６３４は、図６に示すように、交流モータ駆動装置の回生動作時にコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを制限する回生時電力補償閾値ＬＰＬが予め格納されている。ここでＬＰＬは負の値とする。そして、この回生時電力補償部６３４は、電力Ｐｃｎｖと回生時電力補償閾値ＬＰＬとを比較して、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを下回ったときの電力差Ｅ２に応じて、蓄電デバイス６１を充電させる電流の指令値Ｉｃａｐ２＊をＩｃａｐ２＊生成部６３４１で生成し加算部６３６に出力する。
【００２５】
ここで、電力Ｐｃｎｖと回生時電力補償閾値ＬＰＬとは共に負の値であるため、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを下回るとは、電力Ｐｃｎｖの絶対値である｜Ｐｃｎｖ｜が回生時電力補償閾値ＬＰＬの絶対値である｜ＬＰＬ｜より大きくなることを意味する。電力差Ｅ２を下記の（式２）で表わすように計算すると、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを下回る場合には電力差Ｅ２は負の値になる。一方、電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを上回った場合には、電力差Ｅ２は正の値となる。このＥ２に応じてＩｃａｐ２＊生成部６３４１は蓄電デバイス６１を充電させる電流の量を指令する電流指令値Ｉｃａｐ２＊を生成するが、Ｉｃａｐ２＊が負の値になる場合には電流指令値Ｉｃａｐ２＊の出力を「０」になるように制御する。したがって、加算部６３６へ出力される電流指令値Ｉｃａｐ２＊は、常に正の値あるいは「０」の値となる。なお、Ｉｃａｐ２＊生成部６３４１は、一般にはＰＩ制御が用いられるが、ＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００２６】
Ｅ２＝Ｐｃｎｖ−ＬＰＬ （式２）
【００２７】
補充電制御部６３５は、後述の（式４）に示すように、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖと蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐとの差、すなわちインバータ４と交流モータ５の負荷Ｐｌｏａｄが、予め設定された第３の閾値で、正の値である力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと、予め設定された第４の閾値で、負の値である回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの範囲内にあるときに、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐが予め設定された希望電圧値ＶｃａｐＴＨに保たれるように、蓄電デバイス６１を充放電させる電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成するものである。
【００２８】
すなわち、補充電制御部６３５は、図７に示すように、本発明の交流モータ駆動装置使用者が、蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐを保持して置きたいと希望する希望電圧値ＶｃａｐＴＨが予め格納されている。希望電圧値ＶｃａｐＴＨは、交流モータ駆動装置の使用開始時や一連の動作終了時に蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐの復帰する基準となる電圧、即ち、蓄電デバイス６１の基準充電量を制御する電圧値である。そして、この補充電制御部６３５は、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと上記の希望電圧値ＶｃａｐＴＨとを比較し、その電圧差Ｅ３に応じて蓄電デバイス６１を充放電させる電流量を指令する電流指令値Ｉｃａｐ３＊をＩｃａｐ３＊生成部６３５１で生成して、加算部６３６に出力する。
【００２９】
今、電圧差Ｅ３が下記の（式３）で計算される場合を例に取り、電圧差Ｅ３と電流指令値Ｉｃａｐ３＊との関係を説明する。
電圧差Ｅ３が正の場合には、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐが希望電圧値ＶｃａｐＴＨより大きいことを意味しているため、蓄電デバイス６１の放電のための負の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成し、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを低下させるようにする。逆に、電圧差Ｅ３が負の場合には、蓄電デバイス６１の充電のための正の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成し、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを上昇させるようにする。なお、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１には、一般にはＰＩ制御が用いられるが、ＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００３０】
Ｅ３＝Ｖｃａｐ−ＶｃａｐＴＨ （式３）
【００３１】
Ｐｌｏａｄ＝Ｐｃｎｖ−Ｐｃａｐ （式４）
【００３２】
前述のようにＰｌｏａｄは、インバータ４と交流モータ５の負荷を表わすことになる。負荷Ｐｌｏａｄが正の場合には交流モータ駆動装置は力行動作中であり、逆に負荷Ｐｌｏａｄが負の場合には交流モータ駆動装置は回生動作中である。
【００３３】
補充電制御部６３５には、予め定められた正の値である力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと、予め定められた負の値である回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとが格納されており、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１は、電流指令値Ｉｃａｐ３＊に対して０＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＳＵの場合には下記の（式５）で示す制限を、また、ＬＳＬ＜Ｐｌｏａｄ＜０の場合には下記の（式６）で示す制限を、その他の場合、すなわちＰｌｏａｄ＞ＬＳＵまたはＰｌｏａｄ＜ＬＳＬの場合には下記の（式７）で示す制限を設定する。
【００３４】
０＜Ｉｃａｐ３＊＜（ＬＳＵ−Ｐｌｏａｄ）／Ｖｃａｐ （式５）
（ＬＳＬ−Ｐｌｏａｄ）／Ｖｃａｐ＜Ｉｃａｐ３＊＜０ （式６）
Ｉｃａｐ３＊＝０ （式７）
【００３５】
ここで、ＬＰＵ＞ＬＳＵかつＬＰＬ＜ＬＳＬと設定すると、補充電制御部６３５は、力行時電力補償部６３３と回生時電力補償部６３４が動作していない時に動作するように制御することが可能になる。すなわち、補充電制御部６３５のＩｃａｐ３＊生成部６３５１は、前述の（式４）で得られる負荷Ｐｌｏａｄが力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの範囲内にあるとき（ＬＳＬ＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＳＵ）に、前述の（式３）で与えられる電圧差Ｅ３の値に応じた電流指令値Ｉｃａｐ３＊を生成する。
【００３６】
なお、負荷Ｐｌｏａｄが力行時電力補償閾値ＬＰＵと力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵとの間にあるとき（ＬＳＵ＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＰＵ）、あるいは回生時電力補償閾値ＬＰＬと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの間にあるとき（ＬＰＬ＜Ｐｌｏａｄ＜ＬＳＬ）には、充放電制御回路６３からはいずれの電流指令値Ｉｃａｐ１＊、Ｉｃａｐ２＊、Ｉｃａｐ３＊も出力されず不感帯となる。これは交流モータ５の力行時と回生時のピーク電力抑制を確実に行えるようにするための処置である。
【００３７】
加算部６３６は、図８に示すように、力行時電力補償部６３３の出力である電流指令値Ｉｃａｐ１＊と回生時電力補償部６３４の出力である電流指令値Ｉｃａｐ２＊と補充電制御部６３５の出力である電流指令値Ｉｃａｐ３＊とを加算して統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を生成する。
【００３８】
電圧指令値生成部６３７は、図９に示すように、加算部６３６の出力である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊と蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐとを比較して、その電流差Ｅ４を計算する。そして、この電流差Ｅ４に応じて、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１で、蓄電デバイス６１を充放電させて蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐの到達値を指令する電圧指令値Ｖｃａｐ＊を生成し、これを次段の制御信号生成部６３８に出力する。
【００３９】
上記の電流差Ｅ４を下記の（式８）で表わすように計算する時、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１では、電流差Ｅ４が正の場合には電流差Ｅ４の値に応じて蓄電デバイス６１が充電されるように電圧指令値Ｖｃａｐ＊を増加させるように出力し、逆に、電流差Ｅ４が負の場合には電流差Ｅ４の値に応じて蓄電デバイス６１が放電されるように電圧指令値Ｖｃａｐ＊を減少させるように出力する。なお、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１には、一般にはＰＩ制御が用いられるが、ＰＩＤ制御でも、Ｐ制御でも、Ｉ制御でも本実施の形態の実現には支障はない。
【００４０】
Ｅ４＝Ｉｃａｐ＊−Ｉｃａｐ （式８）
【００４１】
制御信号生成部６３８は、図１０に示すように、正規化部６３８１、三角波生成部６３８２、比較器６３８３、およびデッドタイム生成部６３８４から構成されており、デッドタイム生成部６３８４には、直流母線３の短絡を防ぐべくチョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１、６２２を同時に「断」状態にする時間幅を規定するデッドタイムＴｄが予め設定されている。
【００４２】
正規化部６３８１は、電圧指令値生成部６３７の出力である電圧指令値Ｖｃａｐ＊を入力し、これを正規化した正規化信号Ｎｏｌを出力する。この場合、本発明の交流モータ駆動装置が力行動作時でもなく回生動作時でもない無負荷の場合にはこの正規化信号Ｎｏｌは「０」になる。なお、正規化部６３８１は、例えば交流モータ駆動装置が無負荷の場合で、かつチョッパ回路６２が充放電動作をしない時の直流母線電圧値をＶｃａｐ０とする場合、次の（式９）で表わすように構成することもできる。
【００４３】
Ｎｏｌ＝Ｖｃａｐ＊−Ｖｃａｐ０ （式９）
【００４４】
三角波生成部６３８２は、直流成分が「０」の三角波信号Ｔｒｉを出力する。比較器６３８３は、Ｎｏｌ≧Ｔｒｉの場合には状態「１」の、またＮｏｌ＜Ｔｒｉの場合には状態「０」である信号ＰＷＭを出力する。
【００４５】
デッドタイム生成部６３８４では、信号ＰＷＭが「１」の状態から「０」の状態へ移行する場合、および、信号ＰＷＭが「０」の状態から「１」の状態へ移行する場合にそれぞれ制御信号ＳＷＰとＳＷＮとが共に「断」状態になるようにデッドタイムＴｄを付与して出力する。
【００４６】
デッドタイム生成部６３８４の一例を図１１に示す。
図１１において、６３８４１と６３８４２とは入力の立ち上がりエッジに対して時間幅Ｔｄだけのパルスを出力するワンショットマルチバイブレータ素子であり、６３８４３と６３８４４とは２入力ＡＮＤ素子、６３８４５〜６３８４７はＮＯＴ素子である。信号ＰＷＭは、ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４１と２入力ＡＮＤ素子６３８４３とＮＯＴ素子６３８４５にそれぞれ入力される。ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４１は、信号ＰＷＭの立ち上がりエッジから時間幅ＴｄだけのパルスＰ１Ｐを出力してＮＯＴ素子６３８４６に入力する。ＮＯＴ素子６３８４６は、パルスＰ１Ｐを反転させたパルスＰ１Ｃを出力し、２入力ＡＮＤ素子６３８４３のもう１つの入力端に入力する。従って、ＡＮＤ素子６３８４３は、信号ＰＷＭの「１」の状態に対して、その立ち上がりから時間幅Ｔｄだけ「１」の状態が短い制御信号ＳＷＰを出力する。一方、信号ＰＷＭの反転信号であるＮＯＴ素子６３８４５の出力は、ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４２と２入力ＡＮＤ素子６３８４４とにそれぞれ入力される。ワンショットマルチバイブレータ素子６３８４２は、信号ＰＷＭの反転信号の立ち上がりエッジ、すなわち、信号ＰＷＭの立下りエッジから時間幅ＴｄだけのパルスＰ２Ｐを出力し、ＮＯＴ素子６３８４７に入力する。ＮＯＴ素子６３８４７は、パルスＰ２Ｐを反転させたパルスＰ２Ｃを出力し、２入力ＡＮＤ素子６３８４４のもう１つの入力端に入力する。従って、ＡＮＤ素子６３８４４は、信号ＰＷＭの「０」の状態に対して立下りから時間幅Ｔｄだけ短い期間が「１」の状態となる制御信号ＳＷＮを出力する。このように、信号ＰＷＭの変化点に対して常に時間幅Ｔｄだけ「０」の状態にするデッドタイムＴｄが付与された制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮが生成される。
【００４７】
次に、この実施の形態１における交流モータ駆動装置の動作について、図１２を参照して説明する。
【００４８】
ここでは、一例としてプレス加工や切削加工などの工作機械に使用される交流モータ５の駆動制御を行う場合を想定する。この場合は、交流モータ５の駆動／停止が頻繁に繰り返されるため、交流モータ駆動装置は力行動作状態と回生動作状態とが繰り返し生じる。このため、負荷Ｐｌｏａｄは、時間経過に伴い、図１２（ａ）の実線で示すように変化する。また、力行時電力補償部６３３に格納される力行時電力補償閾値ＬＰＵと回生時電力補償部６３４に格納される回生時電力補償閾値ＬＰＬとをそれぞれ図１２（ａ）に一点鎖線で示す。さらに、補充電制御部６３５に格納される力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとを図１２（ａ）に二点鎖線で示す。
【００４９】
このような場合、力行時電力補償部６３３でのコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖと力行時電力補償閾値ＬＰＵとの電力差Ｅ１は負荷Ｐｌｏａｄが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越えた場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ３〜時刻Ｔ４の期間）には図１２（ｂ）に示すように正の値になるが、本発明による蓄電デバイス６１からの放電動作によりコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは抑制されるため電力差Ｅ１の振幅は小さく、一方、他の場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３と時刻Ｔ４〜時刻Ｔ９の期間）の電力差Ｅ１は負の値になる。
この電力差Ｅ１に対して、力行時電力補償部６３３内のＩｃａｐ１＊生成部６３３１は、図１２（ｃ）に示すように、図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３の期間は「０」で、時刻Ｔ３〜時刻Ｔ４の期間は負の値となり、時刻Ｔ４以降急速に増加して「０」になるとそれ以降は「０」を継続する電流指令値Ｉｃａｐ１＊を出力する。
【００５０】
同様に、回生時電力補償部６３４でのコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖと回生時電力補償閾値ＬＰＬとの電力差Ｅ２は負荷Ｐｌｏａｄが回生時電力補償閾値ＬＰＬより回生量が多くなった場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ５〜時刻Ｔ６の期間）には図１２（ｄ）に示すように負の値になるが、本発明による蓄電デバイス６１への充電動作によりコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは抑制されるため電力差Ｅ２の振幅は小さく、一方、他の場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ５と時刻Ｔ６〜時刻Ｔ９の期間）の電力差Ｅ２は正の値になる。この電力差Ｅ２に対して、回生時電力補償部６３４内のＩｃａｐ２＊生成部６３４１は、図１２（ｅ）に示すように、図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ５の期間は「０」で、時刻Ｔ５〜時刻Ｔ６の期間は正の値となるが、回生電力量の減少により次第に減少して「０」になるとそれ以降は「０」を継続する電流指令値Ｉｃａｐ２＊を出力する。
【００５１】
補充電制御部６３５は、負荷Ｐｌｏａｄが回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬ以上でかつ力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵ以下の場合（図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２と時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５と時刻Ｔ７〜時刻Ｔ９の期間）に、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと希望電圧値ＶｃａｐＴＨとの電圧差Ｅ３に基づいて電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力するが、補充電制御部６３５内のＩｃａｐ３＊生成部６３５１は、図１２（ａ）の時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２の期間は電圧差Ｅ３が「０」のため電流指令値Ｉｃａｐ３＊に「０」を出力し、図１２（ａ）の時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の期間は電流指令値Ｉｃａｐ１＊により蓄電デバイス６１は放電動作を行ったため蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは図１２（ｈ）に示すように低下しているので電圧差Ｅ３は正の値となり電流指令値Ｉｃａｐ３＊に正の値を出力し、図１２（ａ）の時刻Ｔ７以降で電流指令値Ｉｃａｐ２＊により蓄電デバイス６１は充電動作をおこなったため蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは図１２（ｈ）に示すようにＶｃａｐＴＨを越えて上昇しているので電圧差Ｅ３は負の値となり電流指令値Ｉｃａｐ３＊に負の値を蓄電デバイス６１の両端電圧値ＶｃａｐがＶｃａｐＴＨになるまで出力し、その後は「０」を出力する。
図１２の（ｃ）、（ｅ）、（ｆ）から判るように、加算部６３６の出力である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊は、図１２（ｇ）に示すようになる。この統合電流指令値Ｉｃａｐ＊に基づいて電圧指令値生成部６３７で電圧指令値Ｖｃａｐ＊が生成されるので、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは、図１２（ｈ）に示すように制御される。この両端電圧値Ｖｃａｐの変動に応じた蓄電デバイス６１の充放電により、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは、図１２（ｊ）に示すように、上限が力行時電力補償閾値ＬＰＵを、下限が回生時電力補償閾値ＬＰＬをそれぞれ越えないように抑制される。
【００５２】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態１のように構成することにより、系統電源１から供給されるピーク電力量を力行時電力補償閾値ＬＰＵに抑制することが可能になるだけでなく、回生動作時の電力を系統電源１へ回生するピーク電力量やインバータ４で消費される電力量を回生時電力補償閾値ＬＰＬに抑制することが可能になる。このように、系統電源へ回生するピーク電力量やコンバータ２で消費される電力量を抑制することができるため、小型で軽量の小さい定格（仕様）のコンバータ２を使用することが可能となり、装置全体を小さくすることができる。
【００５３】
実施の形態２．
本発明の交流モータ駆動装置において、安定した制御を可能にする実施例を説明する。なお、この実施の形態２において、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号付与することとする。
【００５４】
この実施の形態２では、図１３に示すように、加算部６３６から出力される無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅがあり、この無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが電圧指令値生成部６３７と制御信号生成部６３８に出力されることと、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐが電圧指令値生成部６３７にも入力されることとが、実施の形態１とは異なっている。以下に異なっている部分について図を用いて説明する。
【００５５】
まず、加算部６３６においては、実施の形態１で説明した統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を生成する機能に加えて、図１４に示すように、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さいかどうかを判断するための閾値ＩΔと、安定性を確保する時間幅ＴΔとが格納され、閾値ＩΔと統合電流指令値Ｉｃａｐ＊とを比較して統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が下記の（式１０）の範囲にあって小さい値であることを示す無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅを生成する小指令値判定部６３６１と、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さい場合であると無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが判断した場合に統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を強制的に「０」に設定するスイッチ６３６２とが具備される。ただし、ここでは説明の都合上閾値ＩΔは正の値とする。ＩΔは、例えば、チョッパ回路６２内のリアクトル６２３の飽和電流値の１／５０や１／１００などの値に設定することができる。
【００５６】
−ＩΔ＜Ｉｃａｐ＊＜ＩΔ （式１０）
【００５７】
小指令値判定部６３６１の一例を図１５に示す。小指令値判定部６３６１では、３つの電流指令値Ｉｃａｐ１＊、Ｉｃａｐ２＊、Ｉｃａｐ３＊の和である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が、比較器６３６１１の「−」の端子と比較器６３６１２の「＋」の端子に入力される。閾値ＩΔは、比較器６３６１１の「＋」の端子と反転器６３６１３とに入力される。反転器６３６１３は閾値ＩΔを入力として−ＩΔの値を比較器６３６１２の「−」端子に出力する。比較器６３６１１は、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が閾値ＩΔ未満の場合に「１」の状態となる信号Ｄ１を２入力ＡＮＤ素子６３６１４の一方の入力端に出力する。比較器６３６１２は、統合電流指令値Ｉｃａｐ１＊が閾値−ＩΔより大きい場合に「１」の状態となる信号Ｄ２を２入力ＡＮＤ素子６３６１４の他方の入力端に出力する。したがって、２入力ＡＮＤ素子６３６１４の出力信号Ｄ３は、上記の（式１０）が成立する場合に「１」の状態となり、ワンショットマルチバイブレータ素子６３６１５と２入力ＡＮＤ素子６３６１７に出力される。ワンショットマルチバイブレータ素子６３６１５では、信号Ｄ３の立ち上がりエッジから時間幅ＴΔの期間だけ「１」の状態となるパルスをＮＯＴ素子６３６１６に出力する。ＮＯＴ素子６３６１６の出力は２入力ＡＮＤ素子６３６１７のもう一方の入力端子に出力され、チャタリングを防止するために時間幅ＴΔの期間にわたって統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さい場合と判断する無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが生成される。
【００５８】
電圧指令値生成部６３７では、図１６に示すように、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１に蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと加算部６３６からの無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが入力される。Ｖｃａｐ＊生成部６３７１は、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅによって統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さいと判定した場合には、電圧指令値Ｖｃａｐ＊を蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐに置換するように制御する。この制御により、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さくないと判定した場合には、電圧指令値Ｖｃａｐ＊は過去の経緯に関係なく、両端電圧値Ｖｃａｐから蓄電デバイス６１の充放電の制御を再開する。
【００５９】
制御信号生成部６３８では、図１７に示すように、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅがデッドタイム生成部６３８４に入力され、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さいことを表わす場合には、デッドタイム生成部６３８４から出力されるべき制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮを共に「断」状態になるように強制的にマスキングする。つまり、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊の値が小さく、無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが出力されるときには、時間幅ＴΔの期間にわたって制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮが「断」状態になってチョッパ回路６２の動作が停止され、蓄電デバイス６１の充放電が行われない。
その他の構成については実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６０】
この実施の形態２のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、交流モータ駆動装置が力行動作状態や回生動作状態でなくて定常状態になっているにも係わらず、外乱や電流リップルにより、定常状態を脱してしまうことを防ぐことが可能になる。また、定常状態から逸脱した場合でも過去の制御状態に拠らずに、必ず定常状態から蓄電デバイス６１の充放電制御を再開させることをも可能になる。
【００６１】
実施の形態３．
前述の実施の形態１では充放電制御回路６３の制御信号生成部６３８において、電圧指令値Ｖｃａｐ＊から制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮを生成しているが、この実施の形態３では、さらに直流母線電圧値Ｖｄｃをも用いる場合について説明する。なお、この実施の形態３では、前記の実施の形態１あるいは実施の形態２のいずれに対しても適用が可能であるが、説明の簡便性に着目して、実施の形態１に適用した場合で説明する。また、この実施の形態３において、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号を付与することとする。
【００６２】
この実施の形態３における充放電制御回路６３のブロック図を図１８に示す。
この実施の形態３の特徴として直流母線電圧値Ｖｄｃは、乗算部６３１の外に制御信号生成部６３８にも入力される。
本発明の交流モータ駆動装置のチョッパ回路６２が、図３に示したような降圧双方向チョッパ回路の場合、負荷Ｐｌｏａｄが無負荷、即ち「０」の状態で、かつ蓄電デバイス６１に対する充放電がない状態では、下記の（式１１）の関係が成立する。
【００６３】
２・Ｖｃａｐ＝Ｖｄｃ （式１１）
【００６４】
そこで、この実施の形態３では、図１９に示すように、制御信号生成部６３８内の正規化部６３８１に電圧指令値Ｖｃａｐ＊と直流母線電圧値Ｖｄｃとを入力する。その正規化部６３８１においては、図２０に示すように、除算器６３８１１で、Ｖｃａｐ＊／Ｖｄｃを演算し、その結果を乗算器６３８１２で２倍にし、減算器６３８１３によって乗算器６３８１２の出力値から数値「１」を減じて正規化信号Ｎｏｌを得る方法である。
【００６５】
このように正規化部６３８１を構成することにより、無負荷時でかつ蓄電デバイス６１の充放電が無い場合には電圧指令値Ｖｃａｐ＊は両端電圧値Ｖｃａｐとなるので、上記の（式１１）の関係から正規化信号Ｎｏｌは「０」となり、また、電圧指令値Ｖｃａｐ＊によって蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを直流母線電圧値Ｖｄｃの１／２より高い値に制御したい場合には正の値の正規化信号Ｎｏｌが、逆に、電圧指令値Ｖｃａｐ＊によって蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを直流母線電圧値Ｖｄｃの１／２より低い値に制御したい場合には負の値の正規化信号Ｎｏｌがそれぞれ出力される。
なお、その他の構成については実施の形態１と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００６６】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態３のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、電圧指令値Ｖｃａｐ＊をその時その時の蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐに対する増減で指令することにより、応答性の速い蓄電デバイス６１の充放電制御が可能になる。
【００６７】
実施の形態４．
前記の実施の形態１乃至実施の形態３は、チョッパ回路６２が単相の場合について説明したが、本発明に係る交流モータ駆動装置におけるチョッパ回路６２は、このような単相に限定されるものでないため、ここでは一例として、説明の簡便性に着目して、実施の形態１に適用した場合で、チョッパ回路６２が３相の場合について説明する。なお、この実施の形態４において、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号付与することとする。
【００６８】
この実施の形態４の蓄電回路６は、図２１に示すように、３相の降圧双方向型のチョッパ回路６２を備え、各チョッパ回路６２の出力端ａ、出力端ｂ、出力端ｃの電流値をそれぞれ検出して、電流値ＩｃａｐＡ、ＩｃａｐＢ、ＩｃａｐＣとして充放電制御回路６３に出力する。各電流値ＩｃａｐＡ、ＩｃａｐＢ、ＩｃａｐＣを検出した後の３つの出力端ａ、ｂ、ｃは、蓄電デバイス６１の高圧側端子に接続される。また、充放電制御回路６３から出力される各制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＮａ、ＳＷＰｂ、ＳＷＮｂ、ＳＷＰｃ、ＳＷＮｃはいずれもチョッパ回路６２に与えられる。
【００６９】
チョッパ回路６２は、図２２に示すように、高圧側直流母線３ａと低圧側直流母線３ｂとの間に、制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＮａによって制御される上下２つのスイッチング素子６２１ａ、６２２ａが、また制御信号ＳＷＰｂ、ＳＷＮｂによって制御される上下２つのスイッチング素子６２１ｂ、６２２ｂが、さらに制御信号ＳＷＰｃ、ＳＷＮｃによって制御される上下２つのスイッチング素子６２１ｃ、６２２ｃが、それぞれ並列に接続されている。上下のスイッチング素子６２１ａ、６２２ａの接続点にはリアクトル６２３ａの一方の端子が、また上下のスイッチング素子６２１ｂ、６２２ｂの接続点にはリアクトル６２３ｂの一方の端子が、さらに上下のスイッチング素子６２１ｃ、６２２ｃの接続点にはリアクトル６２３ｃの一方の端子が、それぞれ接続されている。各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃの他方の端子は、それぞれ出力端ａ、出力端ｂ、出力端ｃとしてチョッパ回路６２の外へ引き出されて蓄電デバイス６１の高圧側端子に共通に接続される。
【００７０】
充放電制御回路６３においては、図２３に示すように、入力された各電流値ＩｃａｐＡ、ＩｃａｐＢ、ＩｃａｐＣが電圧指令値生成部６３７に入力されると共に、加算部６３９によって３つの電流値の和が計算される。そして、加算部６３９の出力は、乗算部６３２で蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを乗じて、蓄電デバイス６１の入出力電力Ｐｃａｐが算出され、補充電制御部６３５に出力される。なお、補充電制御部６３５の構成および動作は、前記実施の形態１と基本的に同一のため、ここでは詳しい説明は省略する。
【００７１】
電圧指令値生成部６３７は、図２４に示すように、加算部６３６で得られる統合電流指令値Ｉｃａｐ＊に１／３を乗じた電流指令値ＩｃａｐＡ＊を各加算部６３７２ａ、６３７２ｂ、６３７２ｃの一方の入力端に入力する。加算部６３７２ａは、電流指令値ＩｃａｐＡ＊から電流値ＩｃａｐＡを減じた電流差Ｅ４ａを計算して、ＶｃａｐＡ＊生成部６３７１ａへ出力する。同様に、加算部６３７２ｂは、電流指令値ＩｃａｐＡ＊から電流値ＩｃａｐＢを減じた電流差Ｅ４ｂを計算して、ＶｃａｐＢ＊生成部６３７１ｂへ出力する。さらに、加算部６３７２ｃは、電流指令値ＩｃａｐＡ＊から電流値ＩｃａｐＣを減じた電流差Ｅ４ｃを計算して、ＶｃａｐＣ＊生成部６３７１ｃへ出力する。そして、ＶｃａｐＡ＊生成部６３７１ａ、ＶｃａｐＢ＊生成部６３７１ｂ、およびＶｃａｐＣ＊生成部６３７１ｃは、前記実施の形態１で説明したＶｃａｐ＊生成部６３７１と同じ制御により、蓄電デバイス６１に対する各電圧指令値ＶｃａｐＡ＊、ＶｃａｐＢ＊、ＶｃａｐＣ＊をそれぞれ生成して、次段の制御信号生成部６３８へ出力する。
【００７２】
制御信号生成部６３８は、図２５に示すように、電圧指令値ＶｃａｐＡ＊が正規化部６３８１ａに、電圧指令値ＶｃａｐＢ＊が正規化部６３８１ｂに、電圧指令値ＶｃａｐＣ＊が正規化部６３８１ｃにそれぞれ入力される。各正規化部６３８１ａ、６３８１ｂ、６３８１ｃは、それぞれ前記実施の形態１で説明した正規化部６３８１と同一の動作を行い、正規化信号ＮｏｌＡ、ＮｏｌＢ、ＮｏｌＣをそれぞれ出力する。
比較器６３８３ａは、前記実施の形態１で説明した場合と同様に、正規化信号ＮｏｌＡと三角波生成部６３８２ａから出力される三角波信号ＴｒｉＡとを比較して、ＮｏｌＡ≧ＴｒｉＡの場合に状態「１」であり、ＮｏｌＡ＜ＴｒｉＡの場合に状態「０」である信号ＰＷＭａをデッドタイム生成部６３８４ａに出力する。
同様に、比較器６３８３ｂは、正規化信号ＮｏｌＢと三角波生成部６３８２ｂから出力される三角波信号ＴｒｉＢとを比較して、信号ＰＷＭｂをデッドタイム生成部６３８４ｂに出力する。但し、この三角波信号ＴｒｉＢは、先の三角波信号ＴｒｉＡに対して、位相が周期の１／３、即ち、１２０°遅れていることが異なるだけで振幅と周波数は同一である。
同様に、比較器６３８３ｃは、正規化信号ＮｏｌＣと三角波生成部６３８２ｃから出力される三角波信号ＴｒｉＣとを比較して、信号ＰＷＭｃをデッドタイム生成部６３８４ｃに出力する。但し、この三角波信号ＴｒｉＣは、先の三角波信号ＴｒｉＡに対して、位相が周期の２／３、即ち、２４０°遅れていることが異なるだけで振幅と周波数は同一である。
【００７３】
デッドタイム生成部６３８４ａは、信号ＰＷＭａと時間幅Ｔｄとを入力として、前記実施の形態１で説明したデッドタイム生成部６３８４と同一の動作をして制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＮａを出力する。同様に、デッドタイム生成部６３８４ｂは、信号ＰＷＭｂと時間幅Ｔｄとを入力として、制御信号ＳＷＰｂ、ＳＷＮｂを出力する。デッドタイム生成部６３８４ｃは、信号ＰＷＭｃと時間幅Ｔｄとを入力として、制御信号ＳＷＰｃ、ＳＷＮｃを出力する。
【００７４】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態４のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、実施の形態１ないし実施の形態３の場合に比べてチョッパ回路６２の各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃの１個あたりに流れる電流が１／３に減少すると共に、比較する各三角波信号ＴｒｉＡ、ＴｒｉＢ、ＴｒｉＣの位相がそれぞれ１／３ずつ異なっていることから、各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃのリップル電流が小さくなり、交流モータ駆動装置の制御において、誤差を小さくすることが可能になると共に、ノイズの発生が小さくなるため、ノイズ対策用の付加装置の小型化あるいは省略を可能にする。また、各リアクトル６２３ａ、６２３ｂ、６２３ｃ１個あたりの大きさ（体積）を小さくし、装置の小型化を図ることができ、装置価格の低廉化が可能になる。
【００７５】
実施の形態５．
前記の実施の形態１乃至実施の形態４では、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐを昇圧する場合あるいは降圧する場合には、ＳＷＰやＳＷＮなどの全ての制御信号が常にスイッチング素子６２１、６２２を「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御している。
【００７６】
これに対して、この実施の形態５では、力行時の蓄電デバイス６１の放電と、回生時の蓄電デバイス６１の充電とを、チョッパ回路６２を構成する両スイッチング素子６２１（６２１ａ〜６２１ｃ）、６２２（６２２ａ〜６２２ｃ）の片方のみを「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御することで実現するようにしたものである。
【００７７】
なお、この実施の形態５では、チョッパ回路６２のスイッチング素子６２１、６２２の「断」状態を実現する無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅとの制御の関係を明らかにするため、実施の形態２の別形態として説明するが、実施の形態１、３、４の別形態として、この実施の形態５を採用しても問題は無い。また、この実施の形態５において、実施の形態２と同一または同等の機能を有するブロックや回路もしくは素子については同一の番号付与することとする。
【００７８】
この実施の形態５における充放電制御回路６３のブロック図を図２６に示す。
この実施の形態５の充放電制御回路６３では、加算部６３６から制御信号生成部６３８に対して２つの信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮが出力されることが、実施の形態２の場合と異なる。この実施の形態５の加算部６３６は、図１４に示した実施の形態２の加算部６３６の構成と比較すると、図２７に示すように、３つの電流指令値Ｉｃａｐ１＊、Ｉｃａｐ２＊、Ｉｃａｐ３＊の和である統合電流指令値Ｉｃａｐ＊と予め定められた閾値ＩＥとを入力して２つの信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮを出力するゲート信号生成部６３６３が新たに追加されている。説明の都合上、閾値ＩＥは正の値としておく。
【００７９】
そして、このゲート信号生成部６３６３は、図２８に示すように、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が一方の比較器６３６３１の「＋」端子と他方の比較器６３６３２の「−」端子とに入力される。閾値ＩＥは一方の比較器６３６３１の「−」端子と反転器６３６３３に入力される。反転器６３６３３は閾値ＩＥの符号を変えた値−ＩＥを他方の比較器６３６３２の「＋」端子に出力する。一方の比較器６３６３１は、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が閾値ＩＥ以上の場合に「１」の状態になる信号ＥｂａｂｌｅＰを出力する。比較器６３６３２では、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が閾値−ＩＥ以下の場合に「１」の状態になる信号ＥｂａｂｌｅＮを生成し、制御信号生成部６３８に出力する。
【００８０】
この実施の形態５における制御信号生成部６３８の全体構成は、図１７に示したものと基本的に同じであるが、実施の形態２と異なる点は、デッドタイム生成部６３８４に対して、新たに２つの信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮが入力されていることである。
【００８１】
デッドタイム生成部６３８４では、図２９に示すように、実施の形態１〜４で説明した制御信号ＳＷＰに対して、一方の許可信号ＥｎａｂｌｅＰと無効化信号ＤｉｓａｂｌｅをＮＯＴ素子６３８４８で反転した信号ＤｉｓａｂｌｅＣとの両信号で、３入力ＡＮＤ素子６３８４９を用いてゲートした新しい制御信号ＳＷＰを生成する。すなわち、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が前述の（式１０）の範囲から外れた大きな値を有して無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが「０」の状態で、かつ許可信号ＥｎａｂｌｅＰが「１」のときに、一方の制御信号ＳＷＰが出力される。
同様に、実施の形態１〜４で説明した制御信号ＳＷＮに対して、他方の許可信号ＥｎａｂｌｅＮと信号ＤｉｓａｂｌｅＣとの両信号で、３入力ＡＮＤ素子６３８５０を用いてゲートした新しい制御信号ＳＷＮを生成する。すなわち、統合電流指令値Ｉｃａｐ＊が前述の（式１０）の範囲から外れた大きな値を有して無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅが「０」の状態で、かつ許可信号ＥｎａｂｌｅＮが「１」のときに、他方の制御信号ＳＷＮが出力される。
【００８２】
これにより、回生時に蓄電デバイス６１を充電する場合には、一方の制御信号ＳＷＰにより高圧側直流母線３ａに接続されるスイッチング素子６２１のみが「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御され、他方の制御信号ＳＷＮにより低圧側直流母線３ｂに接続されるスイッチング素子６２２は常に「断」状態に制御される。これに対して、力行時に蓄電デバイス６１を放電する場合には、一方の制御信号ＳＷＰにより高圧側直流母線３ａに接続されるスイッチング素子６２１が常に「断」状態に制御され、他方の制御信号ＳＷＮにより低圧側直流母線３ｂに接続されるスイッチング素子６２２のみが「通」状態と「断」状態とを繰り返すように制御される。
【００８３】
なお、実施の形態４にこの実施の形態５を適用する場合、即ち、チョッパ回路６２が３相の場合には、一方の許可信号ＥｎａｂｌｅＰが制御信号ＳＷＰａ、ＳＷＰｂ、ＳＷＰｃそれぞれをゲートし、他方の許可信号ＥｎａｂｌｅＮが制御信号ＳＷＮａ、ＳＷＮｂ、ＳＷＮｃそれぞれをゲートすることとなる。チョッパ回路６２が単相もしくは３相以外の場合でもこの実施の形態５の構成が援用されることは明らかである。
その他の構成および動作は実施の形態２の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００８４】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態５のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、チョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１、６２２の「通」状態から「断」状態への移行時間と「断」状態から「通」状態への移行時間との差に関わらず直流母線３の短絡を回避することをも可能にする。また、高圧側直流母線３ａに接続されているチョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１と低圧側直流母線３ｂに接続されているチョッパ回路６２内のスイッチング素子６２２のいずれかが「断」状態を継続するため、ノイズの発生を小さくでき、ノイズ対策用の付加装置の小型化あるいは省略をも可能にする。
【００８５】
また、前述の閾値ＩΔと閾値ＩＥが同一の値である場合には、小指令値判定部６３６１内の比較器６３６１１の出力であるＤ１を反転した信号を一方の許可信号ＥｎａｂｌｅＰに、そして、小指令値判定部６３６１内の比較器６３６１２の出力であるＤ２を反転した信号を他方の許可信号ＥｎａｂｌｅＮにして、ゲート信号生成部６３６３を省略する方法もある。このように構成することにより、回路規模を小さくして装置価格の低廉化も可能である。
【００８６】
実施の形態６．
この実施の形態６の特徴は、回生動作開始時に大きな電力が回生される際、回生時電力補償部６３４において生成される電流指令値Ｉｃａｐ２＊がＰＩ制御などで実現されるＩｃａｐ２＊生成部６３４１の積分要因によって徐々にしか変化できないことを改良し、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖに急峻な回生電力ピークが発生する現象に対して有効に対応できるようにしたものである。
【００８７】
一般に、離散系のＰＩ制御においては、入力ｅ（ｉｔ）に対して時刻ｋＴにおける出力ｙ（ｋＴ）は、比例ゲインをＫｐ、積分時間をＴｉ、離散系の周期をＤとした場合、（式１２）で表わすことができる。
【００８８】
【数１】
【００８９】
先の実施の形態１における回生時電力補償部６３４（図６参照）を構成するＩｃａｐ２＊生成部６３４１をＰＩ制御で実現した場合の詳細を図３０に示す。
このＩｃａｐ２＊生成部６３４１は、上記の（式１２）に従ってＰＩ制御を行うもので、比例ゲイン乗算器６３４１１が、電力差Ｅ２をＫｐ倍した信号Ｅ２ｐを積分ゲイン乗算器６３４１２と加算器６３４１５にそれぞれ出力し、積分ゲイン乗算器６３４１２は、その信号Ｅ２ｐに（Ｄ／Ｔｉ）倍した信号Ｅ２ｉを加算器６３４１４に出力する。加算器６３４１４は、この信号Ｅ２ｉと後述する遅延回路６３４１３の出力である信号Ｅ２ｄとを加算した信号Ｅ２ｑを生成して、遅延回路６３４１３と加算器６３４１５に出力する。遅延回路６３４１３は、信号Ｅ２ｑを時間Ｄだけ遅延させた信号Ｅ２ｄを生成する。加算器６３４１５は、両信号Ｅ２ｐ、Ｅ２ｑの和を計算して電流指令値Ｉｃａｐ２＊として出力する。
【００９０】
ところで、交流モータ駆動装置における回生動作は、作業終了後の交流モータ５の停止や支持、加圧の開放、あるいは作業の中断などにより、図３１（ａ）に示すように、回生動作開始時に大きな電力が回生される場合が多い。今、回生時電力補償閾値ＬＰＬが、図３１（ａ）に一点鎖線で示す電力量であるとすると、蓄電デバイス６１に充電させたい希望充電電力量は、図３１（ｂ）で示すようになる。この希望充電電力量が確保されれば、前述の（式２）で定義される電力差Ｅ２は、図３１（ｃ）に示すように、負の部分が小さい値で継続する。
【００９１】
しかし、回生時電力補償部６３４内のＩｃａｐ２＊生成部６３４１が上記の図３０に示したようなＰＩ制御を行うように構成されていると、電流指令値Ｉｃａｐ２＊は、図３１（ｄ）に示すように、回生動作開始時（時刻Ｔ５）から徐々に大きくなり、希望充電電力量が確保された時点（時刻Ｔ’、図示せず）以降のある時点から減少し、希望充電電力量が無くなった時点（時刻Ｔ６）以降で「０」に戻って電力補償動作を終了する。電流指令値Ｉｃａｐ２＊が徐々に大きくなっていく期間（時刻Ｔ’〜Ｔ６の間）において、実際に蓄電デバイス６１に充電される電力量は、図３１（ｅ）に示すように、希望充電電力量に達しない。このため、図３１（ｆ）に斜線で示すように、回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた大きな回生電力量が、コンバータ２へ回生されて、系統電源１に戻されたり、コンバータ２内で熱エネルギーに変換されて開放される。つまり、回生電力が蓄電デバイス６１へ充電されず無駄が生じる。
【００９２】
そこで、この実施の形態６では、回生時電力補償部６３４において、回生動作開始時の回生電力量を抑制できるようにしている。すなわち、この実施の形態６における回生時電力補償部６３４は、図３２に示すように、実施の形態１における回生時電力補償部６３４（図６参照）の構成と比較したとき、比較器６３４２が付加されており、この比較器６３４２の「＋」端子に回生時電力補償閾値ＬＰＬを入力し、「−」端子にコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖを入力している。従って、回生時にこの電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた場合、即ち、電力Ｐｃｎｖの値が負の値である回生時電力補償閾値ＬＰＬよりも小さくなった場合に「１」の状態となる判別信号ｓが出力される。そして、この判別信号ｓは次段のＩｃａｐ２＊生成部６３４１に出力される。
【００９３】
次に、この実施の形態６におけるＩｃａｐ２＊生成部６３４１の構成を図３３に示す。 ここに、Ｉｃａｐ２＊生成部６３４１を構成する比例ゲイン乗算器６３４１１、積分ゲイン乗算器６３４１２、遅延回路６３４１３、加算器６３４１４、および加算器６３４１５は、それぞれ図３０の同一符号のものと機能が同一である。
【００９４】
比例ゲイン乗算器６３４１１から出力される信号Ｅ２ｐは、積分ゲイン乗算器６３４１２と加算器６３４１５にそれぞれ与えられる。積分ゲイン乗算器６３４１２から出力される信号Ｅ２ｉは、加算器６３４１４に出力される。加算器６３４１４は、信号Ｅ２ｉと遅延回路６３４１３の出力である信号Ｅ２ｄとを加算した信号Ｅ２ｑを生成してリミッタ６３４１７に出力する。リミッタ６３４１７は、この入力された信号Ｅ２ｑが「０」未満の場合には「０」を出力し、入力された信号Ｅ２ｑが予め定められた閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘより大きい場合にはＩｃａｐ＿ｍａｘの値を出力し、信号Ｅ２ｑが「０」以上で閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘ以下の場合には入力された信号Ｅ２ｑの値をそのまま出力する。
なお、この場合の閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘは、チョッパ回路６２のリアクトル６２３の許容電流量以下の値に設定する。また、実施の形態４に示したように、多重化されたチョッパ回路の場合には、この閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘはチョッパ回路６２内の各リアクトルの許容電流量をそれぞれ加算した値以下に設定する。このように、振幅制限を施されたリミッタ６３４１７の出力を信号Ｅ２ｒとする。この信号Ｅ２ｒは、スイッチ６３４１６の一方の入力端に出力される。スイッチ６３４１６は、前述の比較器６３４２から出力された判別信号ｓの状態により、２つの入力を切り替えて片方の入力のみを信号Ｅ２ｓとして出力する。スイッチ６３４１６の他方の入力端には、予め定められた回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉが入力されている。
スイッチ６３４１６は、前述の判別信号ｓが「０」の状態の場合には、信号Ｅ２ｒを出力し、逆に、判別信号ｓが「１」の状態の場合には回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉを出力する。スイッチ６３４１６の出力である信号Ｅ２ｓは、遅延回路６３４１３と加算器６３４１５とにそれぞれ出力される。遅延回路６３４１３は、入力された信号Ｅ２ｓを所定時間Ｄだけ遅延させた信号Ｅ２ｄを生成する。加算器６３４１５は、信号Ｅ２ｐと信号Ｅ２ｓとの和を計算して、信号Ｅ２ｔとしてリミッタ６３４１８に出力する。リミッタ６３４１８は、リミッタ６３４１７と同一の機能を有し、入力された信号Ｅ２ｔを電流指令値Ｉｃａｐ２＊として出力する。
【００９５】
次に、図３３に示したＩｃａｐ２＊生成部６３４１の動作について、図３４を用いて説明する。なお、図３４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図３１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）とそれぞれ同じ波形であるため、ここでは説明は省略する。
【００９６】
回生動作開始時点である図３４の時刻Ｔ５では、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖの値が回生時電力補償閾値ＬＰＬよりも小さくなるので、図３４（ｄ）に示すように判別信号ｓが「０」の状態から「１」の状態になる。このため、図３３のスイッチ６３４１６から出力される信号Ｅ２ｓは、回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉを出力する。この回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉが出力される信号Ｅ２ｓは、加算器６３４１５において、比例ゲイン乗算器６３４１１から出力される信号Ｅ２ｐと加算され、リミッタ６３４１８を経て、電流指令値Ｉｃａｐ２＊として出力される。また、回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉが出力される信号Ｅ２ｓは、図３３の遅延回路６３４１３を経て加算器６３４１４に入力され、積分ゲイン乗算器６３４１２から出力される信号Ｅ２ｉと加算される。
【００９７】
回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉを各リミッタ６３４１７、６３４１８に対して予め規定された閾値Ｉｃａｐ＿ｍａｘに近い値に設定することにより、時刻Ｔ５で、直ちに回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉに変化した電流指令値Ｉｃａｐ２＊に拠り、実際に蓄電デバイス６１に充電される電力量は、図３４（ｆ）で示すように、時刻Ｔ５で急速に大きくなり、充分な回生電力の量を確保することができる。この動作により、回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた回生電力量は、図３４（ｇ）に示すように、著しく抑制することが可能になる。
【００９８】
こうして、蓄電デバイス６１へ充分な回生電力量が確保されると、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖは、回生時電力補償閾値ＬＰＬより大きな値（絶対値の比較では小さい値）となるため、図３４（ｄ）に示すように判別信号ｓは「１」の状態から「０」の状態に復帰し、図３３に記載のスイッチ６３４１６は入力Ｅ２ｒを選択して出力する。すると、図３４（ｅ）に示す電流指令値Ｉｃａｐ２＊により、電力Ｐｃｎｖは、回生時電力補償閾値ＬＰＬより小さな値（絶対値の比較では大きな値）となるため、再び判別信号ｓは「０」の状態から「１」の状態になる。
【００９９】
このように、負荷Ｐｌｏａｄが回生時電力補償閾値ＬＰＬを越える期間中（図３４（ａ）の時刻Ｔ５〜時刻Ｔ６の間）は、図３３に示すスイッチ６３４１６は「１」の状態と「０」の状態を繰り返しながら、電力Ｐｃｎｖのピーク電力を抑制し続け、負荷Ｐｌｏａｄが回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えなくなると、判別信号ｓは「０」の状態を継続して、回生動作を終了する。
【０１００】
交流モータ駆動装置をこの実施の形態６のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、回生動作開始時における急峻な回生電力量の変化に対しても、コンバータ２への回生電力量を回生時電力補償閾値ＬＰＬ以下に抑制することが可能になり、回生時電力補償閾値ＬＰＬを越えた大きな回生電力量が、コンバータ２へ回生されて、系統電源１に戻されたり、コンバータ２内で熱エネルギーに変換されて開放されるなど、回生電力が蓄電デバイス６１へ充電されず無駄が生じるのを無くすことができる。
【０１０１】
実施の形態７．
コンバータ２の出力側には、蓄電デバイス６１よりも静電容量が小さいながらも、直流母線電圧値Ｖｄｃを安定させるための平滑コンデンサが存在する（図示せず）。交流モータ駆動装置が力行動作も回生動作も行わない時、即ち、無負荷の状態での直流母線電圧値をここでは特にＶｄｃ０と表わすこととする。蓄電デバイス６１の充放電処理があったとしても、制御の遅れや蓄電デバイス６１の応答性の影響により、交流モータ駆動装置が力行動作の場合の直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０より低い値に保持され、交流モータ駆動装置が回生動作の場合の直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０よりも高い値に保持される。
【０１０２】
コンバータ２には、自己の回路保護上の観点から、予め所定の閾値ＶΔが設定されており、交流モータ駆動装置の回生動作中に、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達した場合、コンバータ２は回生電力を系統電源１に戻したり、コンバータ２に内蔵された抵抗で熱エネルギーに変換して開放する。したがって、回生時に直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに押し上げる時刻迄に蓄電デバイス６１の充電動作が開始されなければ、回生電力が無駄にコンバータ２に回生されてしまう。しかし、前述のように、コンバータ２の平滑コンデンサの静電容量は小さいために、直流母線電圧値Ｖｄｃは比較的短時間の内にＶｄｃ０＋ＶΔに達する可能性がある。
【０１０３】
そこで、この実施の形態７では、交流モータ駆動装置の回生動作の直前（すなわち、Ｅ１≦０またはＥ２≧０の場合）に、補充電制御部６３５の出力である電流指令値Ｉｃａｐ３＊により、蓄電デバイス６１を充電状態にすることにより、直流母線電圧値Ｖｄｃを強制的にＶｄｃ０より低い値に保持し、交流モータ駆動装置の回生動作開始時の直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達するまでの時間を長くすることによって、回生動作開始時のピーク電力の抑制を確実に実現するようにしたものである。以下、この実施の形態７の具体例について説明する。
【０１０４】
補充電制御部６３５で算出される負荷Ｐｌｏａｄ（＝Ｐｃｎｖ−Ｐｃａｐ）が、図３５（ａ）に実線で示す場合を例として説明する。なお、図３５（ａ）は図１２（ａ）と同一である。今、図３５（ａ）において、波形の始まる時刻をＴ０とし、力行動作開始時刻をＴ１、負荷Ｐｌｏａｄが力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵを越える時刻をＴ２、負荷Ｐｌｏａｄが力行時電力補償閾値ＬＰＵを越える時刻をＴ３、力行動作終了時刻をＴ４とする。また、回生動作開始時刻をＴ５とする。補充電制御部６３５が動作する期間は、図３５において、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ２の間と時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の間である。
【０１０５】
次に、補充電制御部６３５内のＩｃａｐ３＊生成部６３５１において、電圧差Ｅ３に対するゲインが大きい場合とゲインが小さい場合について、それぞれ区別して動作を説明する。
【０１０６】
まず、ゲインが大きい場合について、図３５（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）を用いて説明する。
【０１０７】
力行動作時において、蓄電デバイス６１が放電するのは時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の期間であるため、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３までの期間では蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは変化しない。よって、蓄電デバイス６１の電圧安定化のために充放電制御をするための電流指令値Ｉｃａｐ３＊は、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ３の期間は、「０」を出力したままである。また、実施の形態１で説明したように、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１は、負荷Ｐｌｏａｄが力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵと回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬとの間にあるときだけ電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力するので、時刻Ｔ２〜時刻Ｔ４の期間では「０」の出力のままである。よって、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は、時刻Ｔ０〜時刻Ｔ４の期間は、「０」の出力のままである。一方、時刻Ｔ１〜時刻Ｔ３の期間は、蓄電デバイス６１からの放電がなく、コンバータ２による系統電源１からの供給電力量が遅れる。このため、図３５（ｄ）に示すように、直流母線電圧値Ｖｄｃは下降を続ける。そして、時刻Ｔ３〜時刻Ｔ４の期間では、力行時電力補償部６３３から電流指令値Ｉｃａｐ１＊が出力されることから、図３５（ｃ）に示すように、蓄電デバイス６１は放電により、その両端電圧値Ｖｃａｐを降下させながら、図３５（ｄ）に示すように、直流母線電圧値Ｖｄｃを一定に保持しようとする。時刻Ｔ４で力行動作が終了すると、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１が動作し始め、図３５（ｂ）に示すように、正の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力するため、系統電源１からの電力で蓄電デバイス６１の充電を開始する。このとき、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインは大きいので、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は大きな値（Ｉｃａｐ３＊ａ）を出力し、急速に蓄電デバイス６１を充電する。蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは充電処理により、図３５（ｃ）に示すように上昇し、両端電圧値Ｖｃａｐは時刻ＴＡで希望電圧値ＶｃａｐＴＨまで回復する。時刻Ｔ４〜時刻ＴＡの期間、直流母線電圧値Ｖｄｃは、力行動作時ほどではないが、Ｖｃａｐ０より低い値で推移する。蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐが希望電圧値ＶｃａｐＴＨまで回復すると、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１は動作を止めて、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は再び「０」になり、直流母線電圧値ＶｄｃもＶｄｃ０に復帰して、回生動作開始時刻Ｔ５の到来を待つ。回生動作開始時刻Ｔ５になると、制御の遅れや蓄電デバイス６１の応答性の影響により、直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０から直ちに上昇してＶｄｃ０＋ＶΔに達する。回生動作開始時刻Ｔ５における動作の詳細については、後述する。
【０１０８】
次に、補充電制御部６３５内のＩｃａｐ３＊生成部６３５１において、電圧差Ｅ３に対するゲインが小さい場合について、図３５（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）を用いて説明する。
【０１０９】
時刻Ｔ０〜時刻Ｔ４の期間中は、前述のＩｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが大きい場合の説明と同じ理由で、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は「０」のままである。また、同様に時刻Ｔ０〜時刻Ｔ４の期間中は、図３５（ｆ）、（ｇ）に示すように、蓄電デバイス６１の両端電圧Ｖｃａｐも直流母線電圧値Ｖｄｃも、前述のＩｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが大きい場合と同じ波形となる。
しかし、時刻Ｔ４で力行動作が終了してＩｃａｐ３＊生成部６３５１が動作し始めると、補充電制御部６３５は正の値の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を出力して、蓄電デバイス６１の充電を開始するが、このとき、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが小さいので、図３５（ｅ）に示すように、電流指令値Ｉｃａｐ３＊は小さな値（Ｉｃａｐ３＊ｂ）しか出力せず、図３５（ｆ）に示すように、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐは少しづつにしか上昇せず、回生動作開始時刻Ｔ５までに希望電圧値ＶｃａｐＴＨには回復しない。時刻Ｔ４〜時刻Ｔ５の期間中、常に蓄電デバイス６１への充電状態が継続するため、直流母線電圧値ＶｄｃはＶｄｃ０より低い値を持続して、回生動作開始時刻Ｔ５を迎える。回生動作開始時刻Ｔ５になると、制御の遅れや蓄電デバイス６１の応答性の影響により、直流母線電圧値Ｖｄｃは直ちに上昇するが、上昇開始電圧値がＶｄｃ０より低い電圧値であることから、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達するまで、少し時間がかかる。
【０１１０】
次に、回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰しない場合（図３５（ｇ）の場合）、即ち、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが小さい場合の方が、回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰する場合（図３５（ｄ）の場合）、即ち、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインが大きい場合よりも、回生電力のピーク電力を抑制できることを図３６を用いて説明する。
【０１１１】
図３６は、図３５の回生動作開始時刻Ｔ５付近の波形を時間軸方向に拡大した図である。
図３６（ａ）に示すように、負荷Ｐｌｏａｄの回生時のピーク値（図３５（ａ）参照）をＰｌｏａｄ＿ｍｉｎ（＜０）とする。また、蓄電デバイス６１の充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊は、図３６（ｂ）に示すように、制御の遅延により時刻Ｔ５２から上昇を始め、時刻Ｔ５４で定常値になったとする。図３６（ｃ）と（ｄ）とは、それぞれ回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰している場合の直流母線電圧Ｖｄｃとコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖの振る舞いをそれぞれ表わし、図３６（ｅ）と（ｆ）とは、それぞれ回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰していない場合の直流母線電圧Ｖｄｃとコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖの振る舞いをそれぞれ表わす。
【０１１２】
回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰している場合、回生電力は平滑コンデンサに流入し、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０から上昇するため、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達する時刻Ｔ５１は、図３６（ｃ）に示すように、未だ蓄電デバイス６１の充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊が出力されない期間（時刻Ｔ５〜時刻Ｔ５２の間）に到来する。直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔになった後、コンバータ２は電力を回生し始めるため、図３６（ｄ）に示すように時刻Ｔ５１から電力Ｐｃｎｖは回生を開始される。しかし、時刻Ｔ５１〜時刻Ｔ５２の期間は、電流指令値Ｉｃａｐ２＊が未だ蓄電デバイス６１に充電を指示していないため、図３６（ｄ）に示すように、交流モータ５からの回生電力が全てコンバータ２に供給されることになり、コンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖはピーク値Ｐｌｏａｄ＿ｍｉｎまで達する。時刻Ｔ５２以降は、電流指令値Ｉｃａｐ２＊の充電指示にしたがって蓄電デバイス６１の充電が開始されるため、コンバータ２に供給される電力量が減少し、電力Ｐｃｎｖは時刻Ｔ５４で回生時電力補償閾値ＬＰＬに落ち着く。
【０１１３】
これに対して、回生動作開始時刻Ｔ５において直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０に復帰しない場合、回生電力は平滑コンデンサに流入して直流母線電圧値Ｖｄｃを上昇させるも、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０より低い電圧値から上昇するため、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔに達する時刻Ｔ５３は、図３６（ｅ）に示すように、時刻Ｔ５２と時刻Ｔ５４との間、すなわち蓄電デバイス６１の充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊の出力が既に開始された後になる。コンバータ２は、直流母線電圧値ＶｄｃがＶｄｃ０＋ＶΔになった後に電力を回生し始めるため、図３６（ｆ）に示すように、時刻Ｔ５３から電力Ｐｃｎｖは回生を開始する。しかし、時刻Ｔ５３では電流指令値Ｉｃａｐ２＊は既に蓄電デバイス６１に充電を指示しているため、電力ＰｃｎｖはＰｌｏａｄ＿ｍｉｎに達することなく、電流指令値Ｉｃａｐ２＊の充電指示にしたがって、時刻Ｔ５４で回生時電力補償閾値ＬＰＬに落ち着く。
【０１１４】
したがって、図３６（ｅ）と（ｆ）とに示したような動作が実行されるように、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１のゲインを適切な値に設定することにより、回生動作開始時のピーク電力の抑制を確実に実現させることができる。
このように、交流モータ駆動装置をこの実施の形態７のように構成することにより、力行時のピーク電力量や回生時のピーク電力量を抑制することが可能になると共に、回生動作開始時のピーク電力の抑制を確実に実現させることが可能になる。
【０１１５】
実施の形態８．
上記の実施の形態１〜７において説明した力行時電力補償閾値ＬＰＵ、回生時電力補償閾値ＬＰＬ、希望電圧値ＶｃａｐＴＨ、力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵ、回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬ、デッドタイムＴｄ、さらにはＩΔ、ＩＥ、ＶΔ、ＴΔ、電流指令値の最大値に相当するＩｃａｐ＿ｍａｘ、回生時電流指令値積分成分初期値Ｉｃａｐ２ｉ、またＩｃａｐ１＊生成部６３３１、Ｉｃａｐ２＊生成部６３４１、Ｉｃａｐ３＊生成部６３５１、Ｖｃａｐ＊生成部６３７１の各ゲインに関する値などは、交流モータ５の負荷電力量や蓄電デバイス６１の静電容量や内部抵抗およびリアクトル６２３のインダクタンスや飽和電流量などによって定めるべき値であり、これらの値は交流モータ駆動装置の使用環境に応じて適切な値に設定すべきものであるので、予め一義的に決めるのではなく、それらの値の一部あるいは全部は、ボタンやスイッチあるいはシリアル通信を介して、交流モータ駆動装置の使用者がその都度設定するようにすることが好ましい。
【０１１６】
実施の形態９．
上記の各実施の形態１〜８における充放電制御回路６３は、全てハードウエアで実現する場合について説明した。充放電制御回路６３は、入力として直流母線電圧値Ｖｄｃ、コンバータ２の出力側の直流母線電流値Ｉｄｃ、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐ、および蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐに対して、スイッチング素子６２１（６２１ａ〜６２１ｃ）、６２２（６２２ａ〜６２２ｃ）を「通」状態と「断」状態との２つの状態に制御する制御信号ＳＷＰ（ＳＷＰａ〜ＳＷＰｃ）、ＳＷＮ（ＳＷＮａ〜ＳＷＮｃ）を出力する機能であるので、充放電制御回路６３の一部または全部をソフトウエアで実現することもできる。ここでは、実施の形態１に適用した場合について説明する。なお、実施の形態１と同一または同等の機能を有するブロックについては同一の番号を付与することとする。
【０１１７】
充放電制御回路６３の全部をソフトウエアで構成する場合の交流モータ駆動装置のブロック図を図３７に、蓄電回路６のブロック図を図３８に示す。
【０１１８】
図３７において、アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）７は、直流母線電圧値Ｖｄｃをディジタル値に変換して蓄電回路６に出力し、Ａ／Ｄ変換器８はコンバータ２の出力側の直流母線電流値Ｉｄｃをディジタル値に変換して蓄電回路６に出力する。図３７の他の部分は、実施の形態１（図１）と同じである。
【０１１９】
また、図３８において、Ａ／Ｄ変換器６４は、蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐをディジタル値に変換して充放電制御回路６３に出力し、Ａ／Ｄ変換器６５は蓄電デバイス６１の充放電電流値Ｉｃａｐをディジタル値に変換して充放電制御回路６３に出力する。また、各制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮは、各ドライバ６６、６７において、チョッパ回路６２内のスイッチング素子６２１、６２２を駆動できる電圧振幅と電流量に変換してチョッパ回路６２に出力する。図３８の他の部分は、実施の形態（図２）と同じである。
【０１２０】
次に、充放電制御回路６３の全部をソフトウエアで構成した場合の手順について、図３９を用いて説明する。
【０１２１】
先ず、ステップＳ１０で、負荷電力量や蓄電デバイス６１の静電容量や内部抵抗あるいは、チョッパ回路６２内のリアクトル６２３のインダクタンスや飽和電流量などによって定まる、実施の形態８で説明した閾値や電流指令値生成用のゲイン、電圧指令値生成用のゲインに関する値を入力して、レジスタ等の記憶素子に格納する。
次に、ステップＳ１１において、図３７に示すディジタル化された直流母線電圧値Ｖｄｃとディジタル化されたコンバータ２の出力側の直流母線電流値Ｉｄｃとを入力し、ステップＳ１２においてコンバータ２の出力側の電力Ｐｃｎｖ（＝Ｖｄｃ×Ｉｄｃ）を算出する。
ステップＳ１３において、その電力Ｐｃｎｖを力行時電力補償閾値ＬＰＵや回生時電力補償閾値ＬＰＬと比較する。電力Ｐｃｎｖが力行時電力補償閾値ＬＰＵより大きい場合には、後述するステップＳ１４の処理に移行する。これに対して、ステップＳ１３で電力Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬより小さい場合には、後述するステップＳ１５の処理に移行する。また、ステップＳ１３において、電力量Ｐｃｎｖが回生時電力補償閾値ＬＰＬ以上で力行時電力補償閾値ＬＰＵ以下の場合には、後述するステップＳ１６の処理に移行する。
ステップＳ１４では、前述の実施の形態１〜７に記載の力行時電力補償部６３３と同様の処理を実行し、蓄電デバイス６１の放電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ１＊を算出して、後述するステップＳ２０に移行する。ステップＳ１５では、前述の実施の形態１〜７に記載の回生時電力補償部６３４と同様の処理を実行し、充電制御用の電流指令値Ｉｃａｐ２＊を算出して、後述するステップＳ２０に移行する。
ステップＳ１６では、図３８に示すディジタル化された蓄電デバイス６１の両端電圧値Ｖｃａｐと入出力電流Ｉｃａｐとを入力し、ステップＳ１７において、入出力電力Ｐｃａｐ（＝Ｖｃａｐ×Ｉｃａｐ）を算出し、この入出力電力ＰｃａｐとステップＳ１１で算出した電力Ｐｃｎｖとから負荷Ｐｌｏａｄ（＝Ｐｃｎｖ−Ｐｃａｐ）を算出して、ステップＳ１８に移行する。
ステップＳ１８では、負荷量Ｐｌｏａｄが回生時補充電制御部動作閾値ＬＳＬより大きく力行時補充電制御部動作閾値ＬＳＵより小さい場合には、後述するステップＳ１９に移行し、その他の場合には前述のステップＳ１１に戻る。
ステップＳ１９では、前述の実施の形態１〜７に記載の補充電制御部６３５と同様の処理を実行して蓄電デバイス６１の電流指令値Ｉｃａｐ３＊を算出して、後述するステップＳ２０に移行する。
ステップＳ２０では、ステップＳ１４で算出した電流指令値Ｉｃａｐ１＊と、ステップＳ１５で算出した電流指令値Ｉｃａｐ２＊と、ステップＳ１９で算出した電流指令値Ｉｃａｐ３＊とから、前述の実施の形態１〜７に記載の加算部６３６と同様の処理を実行して統合電流指令値Ｉｃａｐ＊を生成する。また、ステップＳ２０では、必要に応じて、前述の実施の形態２または実施の形態５に記載の無効化信号Ｄｉｓａｂｌｅや許可信号ＥｎａｂｌｅＰ、ＥｎａｂｌｅＮをも生成して、ステップＳ２１に移行する。
ステップＳ２１では、前述の実施の形態１〜７に記載の電圧指令値生成部６３７と同様の処理を実行して電圧指令値Ｖｃａｐ＊を算出して、後述するステップＳ２２に移行する。
ステップＳ２２では、前述の実施の形態１〜６に記載の制御信号生成部６３８と同様の処理を実行して各制御信号ＳＷＰ、ＳＷＮとを生成して、図３８に示すドライバ６６、６７にそれぞれ出力し、次のステップＳ２３に移行する。
ステップＳ２３では、交流モータ駆動装置の一連の動作が終了したか否かを判断し、終了していなければ前述のステップＳ１１に戻り、終了していれば、そのまま交流モータ駆動回路の動作を終了する。
【符号の説明】
【０１２２】
１ 系統電源、２ コンバータ、３ 直流母線、４ インバータ、５ 交流モータ、
６ 蓄電回路、６１ 蓄電デバイス、６２ チョッパ回路、６３ 充放電制御回路、
６３３ 力行時電力補償部、６３４ 回生時電力補償部、６３５ 補充電制御部、
６３７ 電圧指令値生成部、６３８ 制御信号生成部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流系統電力を直流電力に変換するコンバータと、上記コンバータで得られる直流電力を交流モータに適した電圧や周波数の交流電力に変換して上記交流モータに供給するインバータと、上記インバータに並列接続されて上記交流モータの力行動作時には内部に備えた蓄電デバイスの放電動作により力行電力の一部を補助し、かつ、上記交流モータの回生動作時には上記蓄電デバイスの充電動作により回生電力の一部を蓄電する蓄電回路と、を備えた交流モータ駆動装置において、
上記蓄電回路は、
予め設定した第１の閾値よりも大きい力行電力が上記交流モータで使用される場合には、上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを放電させる電流指令値を生成する力行時電力補償部と、
予め設定した第２の閾値より絶対値が大きい回生電力が上記交流モータから回生される場合には、コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを充電させる電流指令値を生成する回生時電力補償部と、
予め設定した第３の閾値と第４の閾値との範囲内で上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値と上記蓄電デバイスの両端電圧値と入出力電流値とに基づき上記蓄電デバイスの両端電圧値を予め定められた電圧値にするために上記蓄電デバイスを充放電させる電流指令値を生成する補充電制御部と、
を含む交流モータ駆動装置。
【請求項２】
上記回生時電力補償部は、回生動作開始時には上記電流指令値として予め設定された「０」でない初期値を使用する請求項１に記載の交流モータ駆動装置。
【請求項３】
上記補充電制御部は、回生動作開始直前に上記蓄電デバイスを充電動作状態になるように制御するものである請求項１または請求項２に記載の交流モータ駆動装置。
【請求項４】
上記蓄電回路を構成する上記力行時電力補償手段、上記回生時電力補償手段、および上記補充電制御手段の一部もしくは全部がソフトウエアで構成されている請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の交流モータ駆動装置。
【請求項１】
交流系統電力を直流電力に変換するコンバータと、上記コンバータで得られる直流電力を交流モータに適した電圧や周波数の交流電力に変換して上記交流モータに供給するインバータと、上記インバータに並列接続されて上記交流モータの力行動作時には内部に備えた蓄電デバイスの放電動作により力行電力の一部を補助し、かつ、上記交流モータの回生動作時には上記蓄電デバイスの充電動作により回生電力の一部を蓄電する蓄電回路と、を備えた交流モータ駆動装置において、
上記蓄電回路は、
予め設定した第１の閾値よりも大きい力行電力が上記交流モータで使用される場合には、上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを放電させる電流指令値を生成する力行時電力補償部と、
予め設定した第２の閾値より絶対値が大きい回生電力が上記交流モータから回生される場合には、コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値とに基づき上記蓄電デバイスを充電させる電流指令値を生成する回生時電力補償部と、
予め設定した第３の閾値と第４の閾値との範囲内で上記コンバータの出力側の直流電力の電圧値と電流値と上記蓄電デバイスの両端電圧値と入出力電流値とに基づき上記蓄電デバイスの両端電圧値を予め定められた電圧値にするために上記蓄電デバイスを充放電させる電流指令値を生成する補充電制御部と、
を含む交流モータ駆動装置。
【請求項２】
上記回生時電力補償部は、回生動作開始時には上記電流指令値として予め設定された「０」でない初期値を使用する請求項１に記載の交流モータ駆動装置。
【請求項３】
上記補充電制御部は、回生動作開始直前に上記蓄電デバイスを充電動作状態になるように制御するものである請求項１または請求項２に記載の交流モータ駆動装置。
【請求項４】
上記蓄電回路を構成する上記力行時電力補償手段、上記回生時電力補償手段、および上記補充電制御手段の一部もしくは全部がソフトウエアで構成されている請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の交流モータ駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図３２】
【図３３】
【図３４】
【図３５】
【図３６】
【図３７】
【図３８】
【図３９】
【公開番号】特開２０１２−２３９２５２（Ｐ２０１２−２３９２５２Ａ）
【公開日】平成２４年１２月６日（２０１２．１２．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１０５０５６（Ｐ２０１１−１０５０５６）
【出願日】平成２３年５月１０日（２０１１．５．１０）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１２月６日（２０１２．１２．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年５月１０日（２０１１．５．１０）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]