充電回路およびそれを利用した電子機器
【課題】過電圧入力に対する耐性を有しつつも、回路面積を縮小した充電回路を提供する。
【解決手段】スイッチングトランジスタＭ１は、高耐圧素子で構成される。パルス変調器１０は、誤差増幅器ＥＡ１〜ＥＡ３の出力電圧ＶＥＲＲ１〜ＶＥＲＲ３を合成した電圧ＶＥＲＲに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ１を生成する。逆流防止回路１２は、（１）ＶＩＮ＞ＶＢＡＴのとき、アノードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ１と並列な第１スイッチＳＷ１をオンし、（２）ＶＢＡＴ＞ＶＩＮのとき、カソードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ２と並列な第２スイッチＳＷ２をオンする。
【解決手段】スイッチングトランジスタＭ１は、高耐圧素子で構成される。パルス変調器１０は、誤差増幅器ＥＡ１〜ＥＡ３の出力電圧ＶＥＲＲ１〜ＶＥＲＲ３を合成した電圧ＶＥＲＲに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ１を生成する。逆流防止回路１２は、（１）ＶＩＮ＞ＶＢＡＴのとき、アノードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ１と並列な第１スイッチＳＷ１をオンし、（２）ＶＢＡＴ＞ＶＩＮのとき、カソードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ２と並列な第２スイッチＳＷ２をオンする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２次電池を充電する充電回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、ノート型パーソナルコンピュータ、ポータブルオーディオプレイヤをはじめとする電池駆動デバイスは、充電可能な２次電池とともに、それを充電するための充電回路を内蔵する。充電回路は、外部のＡＣアダプタやＵＳＢバスから直流電圧を受け、それにもとづいて２次電池を充電する。
【０００３】
図１は、本発明者らが検討した充電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。電子機器１は、２次電池２およびそれを充電する充電回路１００ｒを備える。充電回路１００ｒには、ＡＣアダプタやＵＳＢバスをはじめとする外部電源４からの直流電圧ＶＩＮが入力される。
【０００４】
充電回路１００ｒは、主としてＯＶＰ（Over Voltage Protection）回路５０、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０、リニアチャージャー７０を備える。
【０００５】
外部電源４からの直流電圧ＶＩＮのレベルは、電子機器１の仕様もしくは規格によって定められている。しかしながら、サードパーティ製の粗悪な外部電源４は、仕様で定められた範囲外の高い直流電圧ＶＩＮを発生する場合がある。ＯＶＰ回路５０は、このような過電圧から充電回路１００ｒの内部回路を保護するために設けられる。
【０００６】
ＯＶＰ回路５０は、高耐圧トランジスタ５２、比較器５４、チャージポンプ回路５６を備える。高耐圧トランジスタ５２はＮＰＮ型のパワートランジスタであり、その耐圧は想定される入力電圧ＶＩＮの過電圧レベルに応じて定められる。たとえば２４Ｖ程度の高耐圧素子で構成される。比較器５４は、入力電圧ＶＩＮを過電圧しきい値電圧ＶＴＨと比較し、ＶＩＮ＞ＶＴＨを検出すると、過電圧保護信号ＳＯＶＰをアサートする。チャージポンプ回路５６は、過電圧保護信号ＳＯＶＰがネゲートされる間、つまり入力電圧ＶＩＮが正常な範囲である場合には、昇圧動作を行い、高耐圧トランジスタ５２にハイレベルのゲート電圧を供給し、高耐圧トランジスタ５２をフルオンする。これにより入力電圧ＶＩＮが、次段のＤＣ／ＤＣコンバータ６０に供給される。
【０００７】
過電圧保護信号ＳＯＶＰがアサートされると、つまり入力電圧ＶＩＮの過電圧状態が検出されると、チャージポンプ回路５６は昇圧動作を停止し、高耐圧トランジスタ５２のゲート電圧を低下させて高耐圧トランジスタ５２をオフする。これにより、過電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ６０に供給されるのを防止できる。
【０００８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ６０は、ＯＶＰ回路５０を経由した入力電圧ＶＩＮを降圧し、直流電圧ＶＤＣを生成する。リニアチャージャー７０は、直流電圧ＶＤＣを受け、２次電池２を充電する。リニアチャージャー７０は、出力トランジスタ７２および制御回路７４を備える。出力トランジスタ７２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の出力から２次電池２に至る充電経路上に設けられる。制御回路７４は、２次電池２に対する充電電流ＩＣＨＧに応じた電流検出信号ＣＳと、電池電圧ＶＢＡＴに応じた電圧検出信号ＶＳとにもとづき、出力トランジスタ７２のチャンネルの抵抗成分（ドレインソース間電圧）を調節する。制御回路７４は、（１）充電電流ＩＣＨＧが一定となるように（ＣＶ：定電流モード）、もしくは（２）電池電圧ＶＢＡＴが一定となるように（ＣＶ：定電圧モード）、出力トランジスタ７２のゲート電圧を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００６−６０９７７号公報
【特許文献２】特開２００６−３０４５００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図１の充電回路１００では、少なくとも４個のパワートランジスタ、具体的には、ＯＶＰ回路５０の高耐圧トランジスタ５２、リニアチャージャー７０の出力トランジスタ７２、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の内部に図示しないスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタが必要となる。
【００１１】
パワートランジスタは、半導体基板で非常に大きな面積を占める。したがって図１の充電回路１００ｒを半導体基板に集積化する場合、充電回路１００ｒのチップサイズは大きくなる。また、図１の充電回路１００ｒでは、高耐圧トランジスタ５２および出力トランジスタ７２のオン抵抗によって電力損失が発生するところ、電力損失を低減するためにはトランジスタサイズをさらに大きくしなければならず、充電回路１００ｒのチップサイズはますます大きくなる。
【００１２】
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、過電圧入力に対する耐性を有しつつも、回路面積を縮小した充電回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のある態様は、直流の入力電圧を受け電池を充電する充電回路に関する。充電回路は、入力電圧を受ける入力端子と、インダクタの一端を接続するためのスイッチング端子と、入力端子とスイッチング端子の間に設けられ、高耐圧素子で構成されたスイッチングトランジスタと、スイッチング端子と接地端子の間に設けられた同期整流トランジスタと、入力端子からスイッチングトランジスタに流れる入力電流に応じた第１検出電圧と所定の第１基準電圧の誤差に応じた第１誤差電圧を生成する第１誤差増幅器と、電池の電圧に応じた第２検出電圧と所定の第２基準電圧の誤差に応じた第２誤差電圧を生成する第２誤差増幅器と、電池に流れる充電電流に応じた第３検出電圧と所定の第３基準電圧の誤差に応じた第３誤差電圧を生成する第３誤差増幅器と、第１誤差電圧から第３誤差電圧を合成した電圧に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス変調器と、該パルス信号にもとづき、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを相補的にスイッチングするドライバと、スイッチングトランジスタのバックゲートとソースの間に設けられた第１スイッチと、スイッチングトランジスタのバックゲートとドレインの間に設けられた第２スイッチと、入力電圧と電池の電圧を比較し、（１）入力電圧の方が高いとき、第１スイッチおよび第２スイッチのうち、アノードが入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオン、他方をオフし、（２）電池の電圧の方が高いとき、第１スイッチおよび第２スイッチのうち、カソードが入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオンし、他方をオフする逆流防止回路と、を備える。
【００１４】
この態様によると、パワートランジスタは、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタの２つで足りるため、回路面積を縮小できる。また過電圧入力に対する耐性は、スイッチングトランジスタを高耐圧素子で構成することにより実現される。さらに、逆流防止回路によって、入力端子の地絡を検出でき、地絡時にはスイッチングトランジスタのボディダイオードの向きを切りかえることにより、電池から接地に大電流が流出するのを防止できる。
【００１５】
ある態様の充電回路は、入力電圧を所定のしきい値電圧と比較し、入力電圧がしきい値電圧より高いときにアサートされる過電圧検出信号を生成する過電圧検出コンパレータをさらに備えてもよい。ドライバは、過電圧検出信号がアサートされると、スイッチングトランジスタをオフに固定してもよい。
この場合、過電圧が同期整流トランジスタに印加されるのを防止でき、より信頼性を高めることができる。
【００１６】
本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、電池と、外部電源からの入力電圧を受け、電池を充電する充電回路と、を備える。
【００１７】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、過電圧入力に対する耐性を有しつつも、回路面積を縮小できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明者らが検討した充電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態に係る充電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２１】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２２】
図２は、実施の形態に係る充電回路１００を備える電子機器１の構成を示す回路図である。電子機器１は、たとえば携帯電話端末や、ＰＤＡ、ノート型ＰＣなどの電池駆動型の情報端末機器である。電子機器１は、充電回路１００および電池２、を備える。
【００２３】
電池２は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などの２次電池であり電池電圧ＶＢＡＴを出力する。電子機器１には、ＡＣアダプタやＵＳＢ（Universal Serial Bus）などの外部電源４が着脱可能なアダプタ端子３が設けられており、外部電源４からの電圧（以下、外部電圧という）ＶＥＸＴを受ける。
【００２４】
充電回路１００の入力端子Ｐ１には、外部電圧ＶＥＸＴ（入力電圧ＶＩＮともいう）が入力される。充電回路１００は、入力電圧ＶＩＮを降圧し、電池２を充電する。
【００２５】
充電回路１００は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２、第１誤差増幅器ＥＡ１〜第３誤差増幅器ＥＡ３、パルス変調器１０、ドライバ１１、逆流防止回路１２、過電圧検出コンパレータ１４、を備える。
【００２６】
充電回路１００は、ひとつの半導体基板上に集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）であり、外付けされるインダクタＬ１およびキャパシタＣ１とともに、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する。キャパシタＣ１の第１端子は接地され、その第２端子は電池２と接続される。インダクタＬ１は、キャパシタＣ１の第１端子と充電回路１００のスイッチング端子Ｐ２の間に設けられる。
【００２７】
スイッチングトランジスタＭ１は、入力端子Ｐ１とスイッチング端子Ｐ２の間に設けられ、高耐圧素子で構成される。本実施の形態においてスイッチングトランジスタＭ１はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。同期整流トランジスタＭ２は、スイッチング端子Ｐ２と接地端子Ｐ３の間に設けられる。同期整流トランジスタＭ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。
【００２８】
第１誤差増幅器ＥＡ１は、入力端子Ｐ１からスイッチングトランジスタＭ１に流れる入力電流ＩＩＮに応じた第１検出電圧Ｖ１と所定の第１基準電圧ＶＲＥＦ１の誤差に応じた第１誤差電圧ＶＥＲＲ１を生成する。第２誤差増幅器ＥＡ２は、電池２の電圧（電池電圧ＶＢＡＴ）に応じた第２検出電圧Ｖ２と所定の第２基準電圧ＶＲＥＦ２の誤差に応じた第２誤差電圧ＶＥＲＲ２を生成する。第３誤差増幅器ＥＡ３は、電池２に流れる充電電流ＩＣＨＧに応じた第３検出電圧Ｖ３と所定の第３基準電圧ＶＲＥＦ３の誤差に応じた第３誤差電圧ＶＥＲＲ３を生成する。
【００２９】
パルス変調器１０は、第１誤差電圧ＶＥＲＲ１から第３誤差電圧ＶＥＲＲ３を合成した電圧ＶＥＲＲを受け、電圧ＶＥＲＲに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ１を生成する。たとえば誤差増幅器ＥＡ１〜ＥＡ３は、いずれもオープンコレクタ形式（オープンドレイン）の出力段を備え、各ドレインが共通に接続されることにより、３つの誤差増幅器ＥＡ１〜ＥＡ３の出力電圧ＶＥＲＲ１〜ＶＥＲＲ３が合成される。パルス変調器１０は、電圧モード、あるいはピーク電流モード、平均電流モードのパルス幅変調器を備える。パルス幅変調器は公知の技術を用いて構成できるため、ここでは説明を省略する。ドライバ１１は、パルス信号Ｓ１にもとづき、スイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２を相補的にスイッチングする。
【００３０】
第１スイッチＳＷ１は、スイッチングトランジスタＭ１のバックゲートとソースの間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、スイッチングトランジスタＭ１のバックゲートとドレインの間に設けられる。
【００３１】
逆流防止回路１２は、入力電圧ＶＩＮと電池電圧ＶＢＡＴを比較し、比較結果に応じて第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２を制御する。具体的には（１）入力電圧ＶＩＮの方が高いとき、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２のうち、アノードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ１と並列な一方（第１スイッチＳＷ１）をオン、他方（第２スイッチＳＷ２）をオフする。逆流防止回路１２は、（２）電池電圧ＶＢＡＴの方が高いとき、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２のうち、カソードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ２と並列な一方（ＳＷ２）をオンし、他方（ＳＷ１）をオフする。
【００３２】
過電圧検出コンパレータ１４は、入力電圧ＶＩＮを所定のしきい値電圧ＶＯＶＰと比較し、入力電圧ＶＩＮがしきい値電圧ＶＯＶＰより高いときにアサート（たとえばハイレベル）される過電圧検出信号Ｓ２を生成する。ドライバ１１は、過電圧検出信号Ｓ２がアサートされると、スイッチングトランジスタＭ１をオフに固定する。
【００３３】
以上が充電回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。
【００３４】
アダプタ端子３に外部電源４が接続されると、充電回路１００に入力電圧ＶＩＮが供給される。入力電圧ＶＩＮが５Ｖ程度の正常なレベルであるとき、ＶＢＡＴ＜ＶＩＮ＜ＶＯＶＰが成り立ち、第１スイッチＳＷ１がオンされる。
【００３５】
電池電圧ＶＢＡＴが低い状態においては、第３誤差増幅器ＥＡ３を介したフィードバックが支配的となり、パルス信号Ｓ１のデューティ比は、充電電流ＩＣＨＧが基準電圧ＶＲＥＦ３に応じた一定値となるように調節される。電池電圧ＶＢＡＴがある程度高くなると、第２誤差増幅器ＥＡ２を介したフィードバックが支配的となり、パルス信号Ｓ１のデューティ比は、電池電圧ＶＢＡＴが基準電圧ＶＲＥＦ２に応じたレベルとなるように調節される。また、入力電流ＩＩＮが大きくなると第１誤差増幅器ＥＡ１を介したフィードバックが支配的となり、入力電流ＩＩＮが基準電圧ＶＲＥＦ１に応じた上限値以下となるように調節される。
【００３６】
このようにして、入力電流を制限しつつ、定電流制御、定電圧制御が行われ、電池２が充電される。
【００３７】
外部電源４が粗悪品である場合、入力電圧ＶＩＮが３０Ｖ近くまで上昇することがある。この場合にも、スイッチングトランジスタＭ１が高耐圧素子で構成されるため、充電回路１００の信頼性は保たれる。このとき、過電圧検出コンパレータ１４によってスイッチングトランジスタＭ１をオフすることにより、同期整流トランジスタＭ２には過電圧が印加されないため、同期整流トランジスタＭ２の耐圧は低くてよい。
【００３８】
アダプタ端子３が地絡したり、入力電圧ＶＩＮが極端に低い状況を考える。この場合、スイッチングトランジスタＭ１がオフ状態であっても、ダイオードＤ２、第１スイッチＳＷ１、入力端子Ｐ１を介して、電池２からアダプタ端子３に向かって大電流が流れるおそれがある。
【００３９】
そこで、逆流防止回路１２は、２つの電圧ＶＩＮとＶＢＡＴを比較することにより、入力電圧ＶＩＮが低い状態を検出する。そして、ＶＩＮ＜ＶＢＡＴを検出すると、第１スイッチＳＷ１をオフ、第２スイッチＳＷ２をオンに切りかえる。これにより、ダイオードＤ１によって、電池２からアダプタ端子３に向かって流れる電流を阻止することができる。
【００４０】
以上が充電回路１００の動作である。
充電回路１００は、２個のパワートランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）を用いて構成され、図１の４個に比べてその個数は半減されている。したがって、充電回路１００の回路面積を大幅に縮小することができる。
【００４１】
また、図１のＯＶＰ回路５０を省略する代わりに、スイッチングトランジスタＭ１を高耐圧素子で構成することにより、スイッチングトランジスタＭ１を、図１の高耐圧トランジスタ５２としても機能させることができる。その結果、粗悪な外部電源４が接続されて過電圧が印加された場合であっても、充電回路１００の信頼性が低下するのを防止できる。
【００４２】
また、図１の充電回路１００ｒでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０により直流電圧ＶＤＣを生成した上で、リニアチャージャー７０によって電池２を充電していたため、リニアチャージャー７０の制御回路７４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の制御回路（不図示）が別々に存在するためシステムが複雑であったが、図２の充電回路１００では、ＤＣ／ＤＣコンバータによって充電制御を行うため、システムを簡素化できる。
【００４３】
さらに、図１では、充電経路上に存在する高耐圧トランジスタ５２および出力トランジスタ７２により無駄な電力損失が発生していたが、図２の充電回路１００では、これらのトランジスタは不要であるため、消費電力を低減し、効率を高めることができる。
【００４４】
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００４５】
実施の形態では、過電圧が入力されたときには、スイッチングトランジスタＭ１をオフに固定し、充電を停止する場合を説明したが、過電圧が入力された状態であっても、充電動作を行ってもよい。この場合、同期整流トランジスタＭ２も、高耐圧素子で構成すればよい。
【００４６】
また、実施の形態では、スイッチングトランジスタＭ１がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである場合を説明したが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。この場合、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとはボディダイオードの向きが逆となるため、逆流防止回路１２によるスイッチの制御は実施の形態とは逆となる。
【００４７】
実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００４８】
１…電子機器、２…電池、４…外部電源、１００…充電回路、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、Ｐ１…入力端子、Ｐ２…スイッチング端子、Ｐ３…接地端子、ＥＡ１…第１誤差増幅器、ＥＡ２…第２誤差増幅器、ＥＡ３…第３誤差増幅器、１０…パルス変調器、１１…ドライバ、１２…逆流防止回路、１４…過電圧検出コンパレータ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２次電池を充電する充電回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話、ＰＤＡ（Personal Digital Assistant）、ノート型パーソナルコンピュータ、ポータブルオーディオプレイヤをはじめとする電池駆動デバイスは、充電可能な２次電池とともに、それを充電するための充電回路を内蔵する。充電回路は、外部のＡＣアダプタやＵＳＢバスから直流電圧を受け、それにもとづいて２次電池を充電する。
【０００３】
図１は、本発明者らが検討した充電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。電子機器１は、２次電池２およびそれを充電する充電回路１００ｒを備える。充電回路１００ｒには、ＡＣアダプタやＵＳＢバスをはじめとする外部電源４からの直流電圧ＶＩＮが入力される。
【０００４】
充電回路１００ｒは、主としてＯＶＰ（Over Voltage Protection）回路５０、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０、リニアチャージャー７０を備える。
【０００５】
外部電源４からの直流電圧ＶＩＮのレベルは、電子機器１の仕様もしくは規格によって定められている。しかしながら、サードパーティ製の粗悪な外部電源４は、仕様で定められた範囲外の高い直流電圧ＶＩＮを発生する場合がある。ＯＶＰ回路５０は、このような過電圧から充電回路１００ｒの内部回路を保護するために設けられる。
【０００６】
ＯＶＰ回路５０は、高耐圧トランジスタ５２、比較器５４、チャージポンプ回路５６を備える。高耐圧トランジスタ５２はＮＰＮ型のパワートランジスタであり、その耐圧は想定される入力電圧ＶＩＮの過電圧レベルに応じて定められる。たとえば２４Ｖ程度の高耐圧素子で構成される。比較器５４は、入力電圧ＶＩＮを過電圧しきい値電圧ＶＴＨと比較し、ＶＩＮ＞ＶＴＨを検出すると、過電圧保護信号ＳＯＶＰをアサートする。チャージポンプ回路５６は、過電圧保護信号ＳＯＶＰがネゲートされる間、つまり入力電圧ＶＩＮが正常な範囲である場合には、昇圧動作を行い、高耐圧トランジスタ５２にハイレベルのゲート電圧を供給し、高耐圧トランジスタ５２をフルオンする。これにより入力電圧ＶＩＮが、次段のＤＣ／ＤＣコンバータ６０に供給される。
【０００７】
過電圧保護信号ＳＯＶＰがアサートされると、つまり入力電圧ＶＩＮの過電圧状態が検出されると、チャージポンプ回路５６は昇圧動作を停止し、高耐圧トランジスタ５２のゲート電圧を低下させて高耐圧トランジスタ５２をオフする。これにより、過電圧がＤＣ／ＤＣコンバータ６０に供給されるのを防止できる。
【０００８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ６０は、ＯＶＰ回路５０を経由した入力電圧ＶＩＮを降圧し、直流電圧ＶＤＣを生成する。リニアチャージャー７０は、直流電圧ＶＤＣを受け、２次電池２を充電する。リニアチャージャー７０は、出力トランジスタ７２および制御回路７４を備える。出力トランジスタ７２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の出力から２次電池２に至る充電経路上に設けられる。制御回路７４は、２次電池２に対する充電電流ＩＣＨＧに応じた電流検出信号ＣＳと、電池電圧ＶＢＡＴに応じた電圧検出信号ＶＳとにもとづき、出力トランジスタ７２のチャンネルの抵抗成分（ドレインソース間電圧）を調節する。制御回路７４は、（１）充電電流ＩＣＨＧが一定となるように（ＣＶ：定電流モード）、もしくは（２）電池電圧ＶＢＡＴが一定となるように（ＣＶ：定電圧モード）、出力トランジスタ７２のゲート電圧を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００６−６０９７７号公報
【特許文献２】特開２００６−３０４５００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
図１の充電回路１００では、少なくとも４個のパワートランジスタ、具体的には、ＯＶＰ回路５０の高耐圧トランジスタ５２、リニアチャージャー７０の出力トランジスタ７２、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の内部に図示しないスイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタが必要となる。
【００１１】
パワートランジスタは、半導体基板で非常に大きな面積を占める。したがって図１の充電回路１００ｒを半導体基板に集積化する場合、充電回路１００ｒのチップサイズは大きくなる。また、図１の充電回路１００ｒでは、高耐圧トランジスタ５２および出力トランジスタ７２のオン抵抗によって電力損失が発生するところ、電力損失を低減するためにはトランジスタサイズをさらに大きくしなければならず、充電回路１００ｒのチップサイズはますます大きくなる。
【００１２】
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、過電圧入力に対する耐性を有しつつも、回路面積を縮小した充電回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のある態様は、直流の入力電圧を受け電池を充電する充電回路に関する。充電回路は、入力電圧を受ける入力端子と、インダクタの一端を接続するためのスイッチング端子と、入力端子とスイッチング端子の間に設けられ、高耐圧素子で構成されたスイッチングトランジスタと、スイッチング端子と接地端子の間に設けられた同期整流トランジスタと、入力端子からスイッチングトランジスタに流れる入力電流に応じた第１検出電圧と所定の第１基準電圧の誤差に応じた第１誤差電圧を生成する第１誤差増幅器と、電池の電圧に応じた第２検出電圧と所定の第２基準電圧の誤差に応じた第２誤差電圧を生成する第２誤差増幅器と、電池に流れる充電電流に応じた第３検出電圧と所定の第３基準電圧の誤差に応じた第３誤差電圧を生成する第３誤差増幅器と、第１誤差電圧から第３誤差電圧を合成した電圧に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス変調器と、該パルス信号にもとづき、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタを相補的にスイッチングするドライバと、スイッチングトランジスタのバックゲートとソースの間に設けられた第１スイッチと、スイッチングトランジスタのバックゲートとドレインの間に設けられた第２スイッチと、入力電圧と電池の電圧を比較し、（１）入力電圧の方が高いとき、第１スイッチおよび第２スイッチのうち、アノードが入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオン、他方をオフし、（２）電池の電圧の方が高いとき、第１スイッチおよび第２スイッチのうち、カソードが入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオンし、他方をオフする逆流防止回路と、を備える。
【００１４】
この態様によると、パワートランジスタは、スイッチングトランジスタおよび同期整流トランジスタの２つで足りるため、回路面積を縮小できる。また過電圧入力に対する耐性は、スイッチングトランジスタを高耐圧素子で構成することにより実現される。さらに、逆流防止回路によって、入力端子の地絡を検出でき、地絡時にはスイッチングトランジスタのボディダイオードの向きを切りかえることにより、電池から接地に大電流が流出するのを防止できる。
【００１５】
ある態様の充電回路は、入力電圧を所定のしきい値電圧と比較し、入力電圧がしきい値電圧より高いときにアサートされる過電圧検出信号を生成する過電圧検出コンパレータをさらに備えてもよい。ドライバは、過電圧検出信号がアサートされると、スイッチングトランジスタをオフに固定してもよい。
この場合、過電圧が同期整流トランジスタに印加されるのを防止でき、より信頼性を高めることができる。
【００１６】
本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、電池と、外部電源からの入力電圧を受け、電池を充電する充電回路と、を備える。
【００１７】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、過電圧入力に対する耐性を有しつつも、回路面積を縮小できる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明者らが検討した充電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態に係る充電回路を備える電子機器の構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２１】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２２】
図２は、実施の形態に係る充電回路１００を備える電子機器１の構成を示す回路図である。電子機器１は、たとえば携帯電話端末や、ＰＤＡ、ノート型ＰＣなどの電池駆動型の情報端末機器である。電子機器１は、充電回路１００および電池２、を備える。
【００２３】
電池２は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などの２次電池であり電池電圧ＶＢＡＴを出力する。電子機器１には、ＡＣアダプタやＵＳＢ（Universal Serial Bus）などの外部電源４が着脱可能なアダプタ端子３が設けられており、外部電源４からの電圧（以下、外部電圧という）ＶＥＸＴを受ける。
【００２４】
充電回路１００の入力端子Ｐ１には、外部電圧ＶＥＸＴ（入力電圧ＶＩＮともいう）が入力される。充電回路１００は、入力電圧ＶＩＮを降圧し、電池２を充電する。
【００２５】
充電回路１００は、スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２、第１誤差増幅器ＥＡ１〜第３誤差増幅器ＥＡ３、パルス変調器１０、ドライバ１１、逆流防止回路１２、過電圧検出コンパレータ１４、を備える。
【００２６】
充電回路１００は、ひとつの半導体基板上に集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）であり、外付けされるインダクタＬ１およびキャパシタＣ１とともに、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する。キャパシタＣ１の第１端子は接地され、その第２端子は電池２と接続される。インダクタＬ１は、キャパシタＣ１の第１端子と充電回路１００のスイッチング端子Ｐ２の間に設けられる。
【００２７】
スイッチングトランジスタＭ１は、入力端子Ｐ１とスイッチング端子Ｐ２の間に設けられ、高耐圧素子で構成される。本実施の形態においてスイッチングトランジスタＭ１はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。同期整流トランジスタＭ２は、スイッチング端子Ｐ２と接地端子Ｐ３の間に設けられる。同期整流トランジスタＭ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。
【００２８】
第１誤差増幅器ＥＡ１は、入力端子Ｐ１からスイッチングトランジスタＭ１に流れる入力電流ＩＩＮに応じた第１検出電圧Ｖ１と所定の第１基準電圧ＶＲＥＦ１の誤差に応じた第１誤差電圧ＶＥＲＲ１を生成する。第２誤差増幅器ＥＡ２は、電池２の電圧（電池電圧ＶＢＡＴ）に応じた第２検出電圧Ｖ２と所定の第２基準電圧ＶＲＥＦ２の誤差に応じた第２誤差電圧ＶＥＲＲ２を生成する。第３誤差増幅器ＥＡ３は、電池２に流れる充電電流ＩＣＨＧに応じた第３検出電圧Ｖ３と所定の第３基準電圧ＶＲＥＦ３の誤差に応じた第３誤差電圧ＶＥＲＲ３を生成する。
【００２９】
パルス変調器１０は、第１誤差電圧ＶＥＲＲ１から第３誤差電圧ＶＥＲＲ３を合成した電圧ＶＥＲＲを受け、電圧ＶＥＲＲに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ１を生成する。たとえば誤差増幅器ＥＡ１〜ＥＡ３は、いずれもオープンコレクタ形式（オープンドレイン）の出力段を備え、各ドレインが共通に接続されることにより、３つの誤差増幅器ＥＡ１〜ＥＡ３の出力電圧ＶＥＲＲ１〜ＶＥＲＲ３が合成される。パルス変調器１０は、電圧モード、あるいはピーク電流モード、平均電流モードのパルス幅変調器を備える。パルス幅変調器は公知の技術を用いて構成できるため、ここでは説明を省略する。ドライバ１１は、パルス信号Ｓ１にもとづき、スイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２を相補的にスイッチングする。
【００３０】
第１スイッチＳＷ１は、スイッチングトランジスタＭ１のバックゲートとソースの間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、スイッチングトランジスタＭ１のバックゲートとドレインの間に設けられる。
【００３１】
逆流防止回路１２は、入力電圧ＶＩＮと電池電圧ＶＢＡＴを比較し、比較結果に応じて第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２を制御する。具体的には（１）入力電圧ＶＩＮの方が高いとき、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２のうち、アノードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ１と並列な一方（第１スイッチＳＷ１）をオン、他方（第２スイッチＳＷ２）をオフする。逆流防止回路１２は、（２）電池電圧ＶＢＡＴの方が高いとき、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２のうち、カソードが入力端子Ｐ１側の向きで設けられたボディダイオードＤ２と並列な一方（ＳＷ２）をオンし、他方（ＳＷ１）をオフする。
【００３２】
過電圧検出コンパレータ１４は、入力電圧ＶＩＮを所定のしきい値電圧ＶＯＶＰと比較し、入力電圧ＶＩＮがしきい値電圧ＶＯＶＰより高いときにアサート（たとえばハイレベル）される過電圧検出信号Ｓ２を生成する。ドライバ１１は、過電圧検出信号Ｓ２がアサートされると、スイッチングトランジスタＭ１をオフに固定する。
【００３３】
以上が充電回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。
【００３４】
アダプタ端子３に外部電源４が接続されると、充電回路１００に入力電圧ＶＩＮが供給される。入力電圧ＶＩＮが５Ｖ程度の正常なレベルであるとき、ＶＢＡＴ＜ＶＩＮ＜ＶＯＶＰが成り立ち、第１スイッチＳＷ１がオンされる。
【００３５】
電池電圧ＶＢＡＴが低い状態においては、第３誤差増幅器ＥＡ３を介したフィードバックが支配的となり、パルス信号Ｓ１のデューティ比は、充電電流ＩＣＨＧが基準電圧ＶＲＥＦ３に応じた一定値となるように調節される。電池電圧ＶＢＡＴがある程度高くなると、第２誤差増幅器ＥＡ２を介したフィードバックが支配的となり、パルス信号Ｓ１のデューティ比は、電池電圧ＶＢＡＴが基準電圧ＶＲＥＦ２に応じたレベルとなるように調節される。また、入力電流ＩＩＮが大きくなると第１誤差増幅器ＥＡ１を介したフィードバックが支配的となり、入力電流ＩＩＮが基準電圧ＶＲＥＦ１に応じた上限値以下となるように調節される。
【００３６】
このようにして、入力電流を制限しつつ、定電流制御、定電圧制御が行われ、電池２が充電される。
【００３７】
外部電源４が粗悪品である場合、入力電圧ＶＩＮが３０Ｖ近くまで上昇することがある。この場合にも、スイッチングトランジスタＭ１が高耐圧素子で構成されるため、充電回路１００の信頼性は保たれる。このとき、過電圧検出コンパレータ１４によってスイッチングトランジスタＭ１をオフすることにより、同期整流トランジスタＭ２には過電圧が印加されないため、同期整流トランジスタＭ２の耐圧は低くてよい。
【００３８】
アダプタ端子３が地絡したり、入力電圧ＶＩＮが極端に低い状況を考える。この場合、スイッチングトランジスタＭ１がオフ状態であっても、ダイオードＤ２、第１スイッチＳＷ１、入力端子Ｐ１を介して、電池２からアダプタ端子３に向かって大電流が流れるおそれがある。
【００３９】
そこで、逆流防止回路１２は、２つの電圧ＶＩＮとＶＢＡＴを比較することにより、入力電圧ＶＩＮが低い状態を検出する。そして、ＶＩＮ＜ＶＢＡＴを検出すると、第１スイッチＳＷ１をオフ、第２スイッチＳＷ２をオンに切りかえる。これにより、ダイオードＤ１によって、電池２からアダプタ端子３に向かって流れる電流を阻止することができる。
【００４０】
以上が充電回路１００の動作である。
充電回路１００は、２個のパワートランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）を用いて構成され、図１の４個に比べてその個数は半減されている。したがって、充電回路１００の回路面積を大幅に縮小することができる。
【００４１】
また、図１のＯＶＰ回路５０を省略する代わりに、スイッチングトランジスタＭ１を高耐圧素子で構成することにより、スイッチングトランジスタＭ１を、図１の高耐圧トランジスタ５２としても機能させることができる。その結果、粗悪な外部電源４が接続されて過電圧が印加された場合であっても、充電回路１００の信頼性が低下するのを防止できる。
【００４２】
また、図１の充電回路１００ｒでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０により直流電圧ＶＤＣを生成した上で、リニアチャージャー７０によって電池２を充電していたため、リニアチャージャー７０の制御回路７４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６０の制御回路（不図示）が別々に存在するためシステムが複雑であったが、図２の充電回路１００では、ＤＣ／ＤＣコンバータによって充電制御を行うため、システムを簡素化できる。
【００４３】
さらに、図１では、充電経路上に存在する高耐圧トランジスタ５２および出力トランジスタ７２により無駄な電力損失が発生していたが、図２の充電回路１００では、これらのトランジスタは不要であるため、消費電力を低減し、効率を高めることができる。
【００４４】
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００４５】
実施の形態では、過電圧が入力されたときには、スイッチングトランジスタＭ１をオフに固定し、充電を停止する場合を説明したが、過電圧が入力された状態であっても、充電動作を行ってもよい。この場合、同期整流トランジスタＭ２も、高耐圧素子で構成すればよい。
【００４６】
また、実施の形態では、スイッチングトランジスタＭ１がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである場合を説明したが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成してもよい。この場合、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとはボディダイオードの向きが逆となるため、逆流防止回路１２によるスイッチの制御は実施の形態とは逆となる。
【００４７】
実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
【符号の説明】
【００４８】
１…電子機器、２…電池、４…外部電源、１００…充電回路、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、Ｐ１…入力端子、Ｐ２…スイッチング端子、Ｐ３…接地端子、ＥＡ１…第１誤差増幅器、ＥＡ２…第２誤差増幅器、ＥＡ３…第３誤差増幅器、１０…パルス変調器、１１…ドライバ、１２…逆流防止回路、１４…過電圧検出コンパレータ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流の入力電圧を受け電池を充電する充電回路であって、
前記入力電圧を受ける入力端子と、
インダクタの一端を接続するためのスイッチング端子と、
前記入力端子と前記スイッチング端子の間に設けられ、高耐圧素子で構成されたスイッチングトランジスタと、
前記スイッチング端子と接地端子の間に設けられた同期整流トランジスタと、
前記入力端子から前記スイッチングトランジスタに流れる入力電流に応じた第１検出電圧と所定の第１基準電圧の誤差に応じた第１誤差電圧を生成する第１誤差増幅器と、
前記電池の電圧に応じた第２検出電圧と所定の第２基準電圧の誤差に応じた第２誤差電圧を生成する第２誤差増幅器と、
前記電池に流れる充電電流に応じた第３検出電圧と所定の第３基準電圧の誤差に応じた第３誤差電圧を生成する第３誤差増幅器と、
前記第１誤差電圧から前記第３誤差電圧を合成した電圧に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号にもとづき、前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタを相補的にスイッチングするドライバと、
前記スイッチングトランジスタのバックゲートとソースの間に設けられた第１スイッチと、
前記スイッチングトランジスタのバックゲートとドレインの間に設けられた第２スイッチと、
前記入力電圧と前記電池の電圧を比較し、（１）前記入力電圧の方が高いとき、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチのうち、アノードが前記入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオン、他方をオフし、（２）前記電池の電圧の方が高いとき、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチのうち、カソードが前記入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオンし、他方をオフする逆流防止回路と、
を備えることを特徴とする充電回路。
【請求項２】
前記入力電圧を所定のしきい値電圧と比較し、前記入力電圧が前記しきい値電圧より高いときにアサートされる過電圧検出信号を生成する過電圧検出コンパレータをさらに備え、
前記ドライバは、前記過電圧検出信号がアサートされると、前記スイッチングトランジスタをオフに固定することを特徴とする請求項１に記載の充電回路。
【請求項３】
電池と、
外部電源からの入力電圧を受け、前記電池を充電する請求項１または２に記載の充電回路と、
を備えることを特徴とする電子機器。
【請求項１】
直流の入力電圧を受け電池を充電する充電回路であって、
前記入力電圧を受ける入力端子と、
インダクタの一端を接続するためのスイッチング端子と、
前記入力端子と前記スイッチング端子の間に設けられ、高耐圧素子で構成されたスイッチングトランジスタと、
前記スイッチング端子と接地端子の間に設けられた同期整流トランジスタと、
前記入力端子から前記スイッチングトランジスタに流れる入力電流に応じた第１検出電圧と所定の第１基準電圧の誤差に応じた第１誤差電圧を生成する第１誤差増幅器と、
前記電池の電圧に応じた第２検出電圧と所定の第２基準電圧の誤差に応じた第２誤差電圧を生成する第２誤差増幅器と、
前記電池に流れる充電電流に応じた第３検出電圧と所定の第３基準電圧の誤差に応じた第３誤差電圧を生成する第３誤差増幅器と、
前記第１誤差電圧から前記第３誤差電圧を合成した電圧に応じたデューティ比を有するパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記パルス信号にもとづき、前記スイッチングトランジスタおよび前記同期整流トランジスタを相補的にスイッチングするドライバと、
前記スイッチングトランジスタのバックゲートとソースの間に設けられた第１スイッチと、
前記スイッチングトランジスタのバックゲートとドレインの間に設けられた第２スイッチと、
前記入力電圧と前記電池の電圧を比較し、（１）前記入力電圧の方が高いとき、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチのうち、アノードが前記入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオン、他方をオフし、（２）前記電池の電圧の方が高いとき、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチのうち、カソードが前記入力端子側の向きで設けられたボディダイオードと並列な一方をオンし、他方をオフする逆流防止回路と、
を備えることを特徴とする充電回路。
【請求項２】
前記入力電圧を所定のしきい値電圧と比較し、前記入力電圧が前記しきい値電圧より高いときにアサートされる過電圧検出信号を生成する過電圧検出コンパレータをさらに備え、
前記ドライバは、前記過電圧検出信号がアサートされると、前記スイッチングトランジスタをオフに固定することを特徴とする請求項１に記載の充電回路。
【請求項３】
電池と、
外部電源からの入力電圧を受け、前記電池を充電する請求項１または２に記載の充電回路と、
を備えることを特徴とする電子機器。
【図１】
【図２】
【図２】
【公開番号】特開２０１３−２１８１５（Ｐ２０１３−２１８１５Ａ）
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５３２４１（Ｐ２０１１−１５３２４１）
【出願日】平成２３年７月１１日（２０１１．７．１１）
【出願人】（０００１１６０２４）ローム株式会社 (3,539)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月１１日（２０１１．７．１１）
【出願人】（０００１１６０２４）ローム株式会社 (3,539)
【Ｆターム（参考）】
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