共通経路歪源位置高精度特定のための方法及び装置
双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源の位置を高精度で特定するためのシステムは、ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット、戻り経路スイッチ及びコンピュータを備える。レーダユニットはヘッドエンドコンバイナに接続される。戻り経路スイッチはＣＡＴＶネットワークのノードとレーダユニットの間に接続される。コンピュータはレーダユニット及び戻り経路スイッチに接続される。コンピュータはレーダユニット及びスイッチを制御し、レーダユニット及びスイッチにネットワークのノードの定常的順次ＣＰＤ監視を行わせる。システムは、現地に運び込まれ、ネットワークの同軸ケーブル部に沿う様々なポイントに接続される、可搬型レーダ−較正器ユニットをさらに備える。可搬型レーダユニットは、現地においてＣＰＤ源を検出するため及び時間遅延に関してネットワークを較正するために用いられる。可搬型ユニットはＣＡＴＶネットワークを介してヘッドエンドレーダユニットと交信する。
【発明の詳細な説明】
【関連出願の説明】
【０００１】
本出願は、２００５年２月２２日に出願された米国仮特許出願第６０/６５５１９１号及び２００５年１０月１８日に出願された米国仮特許出願第６０/７２７９３１号の恩典を主張する。
【技術分野】
【０００２】
本発明は全般的にはＣＡＴＶネットワーク監視システムに関し、さらに詳しくは、双方向広帯域ハイブリッドファイバ−同軸（ＨＦＣ）ネットワークにおける共通経路歪（ＣＰＤ）源または受動相互変調歪（ＰＩＭ）源の位置を高精度で特定するための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
現今の双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおける歪の一形態は、共通経路歪（ＣＰＤ）である。この歪は、腐食によって生じる「ダイオード効果」による、コネクタ、タップ、終端等のような共通経路のコンポーネントにおける前向き経路（または下り）信号の相互変調の結果である（非特許文献１を見よ）。ＣＰＤは、ＨＦＣネットワークの戻り経路及び前向き経路のいずれにおいても複合三重ビート（ＣＴＢ）成分及び複合二次（ＣＳＯ）歪成分を生じさせる。さらに、ＣＰＤ源の位置はＣＡＴＶネットワーク内に雑音が導入される場所であることが多い。非特許文献２に示されるように、ＣＰＤの影響は戻り経路サービスにおける最も重要な問題の１つである。前向き経路において、（例えば５０〜５５０ＭＨｚの範囲の）アナログチャネルからのＣＰＤ歪成分は（例えば５５０〜８６０ＭＨｚの範囲の）デジタルチャネルの性能低下を生じさせる。
【０００４】
上記の観点から、ＣＰＤの排除の問題は現今のＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークに対して極めて重要である。難題は、数１００マイル（１６０ｋｍ）、時には数１０００マイル（１６００ｋｍ）に及ぶネットワークケーブルの、数１００、時には数１０００のノードの中からＣＰＤ源の位置を特定することである。
【０００５】
ロドニー・イーストメント（Rodney Eastment）の特許文献１及び２に説明される、ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおけるＣＰＤ源検出のためのシステムが知られている。これらの特許文献は、ＣＰＤ源とヘッドエンド局の間のプローブ信号伝搬の時間遅延を決定するため及並びに、時間遅延に基づき、ケーブルネットワークマップ及び設計図を用いて、ＣＰＤ源の位置を決定するための方法及び装置（イーストメントシステム）を開示している。
【０００６】
イーストメントシステムの一欠点は、プローブ信号が前向き経路（下り）スペクトル内の５９.５ＭＨｚ隔てられた両側側帯波を有することである。さらに、このタイプのプローブ信号−両側側帯波チャープパルス信号−では、ＴＶ番組信号との干渉を避けるために、側帯波が前向き経路の非使用領域にあることが必要である。すなわち、イーストメントシステムにおけるプローブ信号では前向き経路スペクトル内に２つの非使用ＴＶチャネルが必要である。現今のＨＦＣ ＣＡＴＶシステムにおいて、チャネルスペクトルは極めて限られており、大変貴重である。チャネルスペクトルは潜在収益源である。イーストメントシステムがネットワークにおいてＣＰＤを間断なく監視するために用いられるとすれば、前向き経路において２つの有用なチャネルが、利用可能であるとしても、失われることになろう。
【０００７】
イーストメントシステムの第２の欠点は、両側側帯波プローブ信号だけに依存することである。この結果、プローブ信号に応答して発生するＣＰＤ信号（すなわちエコー信号）の帯域幅が限定されるであろう。イーストメントシステムにおいて、エコー信号は、戻り経路スペクトル（例えば５〜５０ＭＨｚ）のヘッドエンドにおいて受信される、プローブ信号の二次相互変調（差）成分である。この信号の帯域幅はこの信号から決定することができる区域の分解能に比例する。すなわち、帯域幅が広いほど分解能が高くなる。イーストメントシステムのエコー信号の帯域幅は５ＭＨｚである。この帯域幅からは約１００フィート（約３０ｍ）の目標分解能が得られる。多くの場合、この区間内には多くの（それぞれが潜在ＣＰＤ源である）ネットワークデバイスがあり得ることを考慮すれば、この分解能では不十分である。ＣＰＤ源デバイスの識別に関する曖昧さを低減または排除するためには改善された分解能が望ましい。
【０００８】
分解能を改善するために、エコー信号の帯域幅を拡大しようとすれば、必然的に、前向き経路スペクトルにおいて対応するプローブ信号に必要な帯域幅が拡大する結果になることによる拘束を受ける。これは、干渉を避けるために、前向き経路スペクトルのロールオフ領域にプローブ信号をおくことが目標になっている場合に、特にそうなる。すなわち、両側側帯波チャープ信号だけに依存するシステムでは目標分解能が制限されるであろう。
【０００９】
イーストメントエコー信号の帯域幅に関する別の拘束は、信号が戻り経路スペクトルの非使用領域におかれなければならないという要請である。これは、代表的な戻り経路サービス信号の存在により、インターネット及び電話法におけるような、実ネットワークトラフィックからエコー信号を弁別することが、少なくともエコー信号が非使用スペクトルにある場合よりも、困難な環境がつくられることからの要請である。前向き経路と同様、インターネット及び電話サービスの進展にともなって戻り経路スペクトルも混雑するようになった。したがって、戻り経路帯域幅は貴重である。さらに、ほとんどの場合、戻り経路スペクトルの非使用領域は低周波数側だけに、すなわち５〜１５ＭＨｚ領域にある。しかし、この領域においては入来雑音及びパルス雑音が最も普通であり、エコー信号を確実に検出及び処理することがここでも困難になる。
【００１０】
イーストメントシステムの別の欠点は、ＣＰＤの検出のためにプローブ信号の二次差成分だけに依存することだけである。非特許文献１に、「ＣＰＤの検出には（ＣＰＤによって生じる）三次相互変調成分が重要になり得る」と示唆されている。実際、非特許文献１は、三次成分が二次成分より支配的である場合があり、歪成分だけがＣＰＤ源から現れる場合もあると示唆している。さらに、ＣＰＤ源―酸化による金属/酸化物/金属接合（ダイオード効果）―の電圧−電流応答を数学的に三次多項式で表し得ることが知られている。この解析は、二次成分より三次成分が支配的であるように思われることを示唆している。したがって、二次成分及び三次成分のいずれにも依存するシステムは、雑音の多い代表的な戻り経路環境においては特に、より確実にＣＰＤを検出すると思われる。
【００１１】
非特許文献１に指摘されているように、ネットワークにおけるＣＰＤの出現は、（おそらく温度変動により）昼夜で変わり得るし、全般的に温度変動で変わり得るし、またその他の要因の結果として変わり得る。一般にイーストメントシステムは、ＣＰＤ問題に対応するため、あるいは日常保守を行うために用いられてきた。そのような業務の遂行では全てのＣＰＤ源が検出されることを保証するためのより長期間にわたるＣＰＤ環境の監視の必要性が見過ごされてきた。理想的には、ネットワークは間断なく監視されるべきである。しかし、イーストメントシステムのようなシステムでは、この要件はかなりの技術要員及びその他のリソースを必要とし、したがって経費のかかる仕事になるであろう。
【００１２】
ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部は一般に、幹線−枝線アーキテクチャにしたがっている。ＣＰＤ源が多数の並行枝線の中の特定の枝線にあれば、どの枝線にＣＰＤ源があるかを区域決定だけに基づいて分解することは困難になり得る（区域曖昧性）。イーストメントシステム適用においては、そのようなＣＰＤ源がその区域のミッドスパン（ユーティリティポール間）におかれるか否かを決定するに十分に測距分解能が高ければ、ＣＰＤ源の位置を特定し得ることが示唆される。そうであれば、ＣＰＤ源は通常ミッドスパンでは生じないとされているから、その特定の枝線は考慮対象から外されるであろう。この手法は理論的に聞こえるかもしれないが、ＣＰＤ源位置特定は分解能だけでなく、ケーブル施設のマップ及び／または設計図の確度にも依存する。そのようなマップまたは設計図は一般に正確ではない。ケーブル施設デバイス間の距離及びケーブル長は通常ある誤差をもって指定される。多くの場合、実ケーブル長は指定されず、おそらくはユーティリティポール間の距離だけが与えられる。さらに、マップはネットワークにおけるケーブルの実伝搬速度を特定することができず、またマップは時間の経過にともなうネットワークの変更を反映することができない。したがって、非常に分解能が高いシステムをもってしても、正確な較正無しには、この手法は実用上成功し得ない。
【００１３】
標準的なケーブル施設マップの短所を考えると、現地に入ってネットワークを較正することが必要である。これには一般に、ネットワーク内の較正ポイントからヘッドエンドへの較正信号の送信が含まれる。較正ポイント近傍にある実ＣＰＤ源からのエコー信号によって較正信号が歪むかまたは遮蔽されるであろう可能性がある。イーストメントシステム適用は、２つの信号を分離するための、実ＣＰＤエコー信号からの「位相時間」を合せた較正信号のシフトを提案することによってこの問題に対処しようとする。この手法ではＣＰＤエコー信号は相殺されない。すなわち、ＣＰＤエコー信号と較正信号の間の干渉の可能性が残ったままである。そのような干渉は較正に誤差を生じさせ、したがって引き続くＣＰＤ区域測定値に誤差を生じさせ得る。
【００１４】
ネットワークの較正では一般に、２か所−ヘッドエンド及び較正ポイント−に技術者をおくことが必要であった。このプロセスは、両側にいる技術者の調整及び交信を必要とするため、時間がかかる。複数の技術者による較正の実施には一人の場合よりもヒューマンエラーが入る機会が多い。さらに、較正に複数の技術者を用いると費用が高くなる。さらに、この手法は他の保守作業に割り当てることができるはずの技術者を束縛する。さらに、別の技術者がＣＰＤ問題に対する並行作業に配置されている場合、時間がかかる較正が実施されている間は、彼らはシステムにアクセスできるまで待機させられる。
【特許文献１】国際出願第ＡＵ００/００２３５号明細書（１９９９年３月２４日提出）
【特許文献２】国際公開第００/５７５７１号パンフレット（２０００年９月２８日公開）
【非特許文献１】バーラト・パテル（Bharat Patel），「解説共通経路歪（Common Path Distortions Explained）」，インターネット<URL: www.scte.org/chapters/newenland/-reference/cpd/cpd2htm>
【非特許文献２】ジャック・モラン（Jack Moran），「ジャックが語る戻り経路におけるＲＦ減損並びにＤＯＣＳＩＳ性能またはＲＦワールドへのその影響（RF Impairments in the Return Path & Their Impact on a DOCSIS Performance or the RF World according to Jack）」，Motorola，２００３年９月２３日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
したがって、本発明の一課題は、従来技術にともなう問題を克服する、双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００１６】
本発明の別の課題は、従来の方法及び装置よりも正確かつ確実にＣＰＤ源の位置を高精度で特定することができる方法及び装置を提供することである。
【００１７】
本発明のさらなる課題は、ＣＰＤ源について双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークを自動的に、かつ間断なく、監視する方法及び装置を提供することである。
【００１８】
本発明のまた別の課題は、双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークの前向き経路スペクトルへのプローブ信号の注入を必要としない、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００１９】
本発明のまたさらなる課題は、既存の前向き経路ＴＶ番組信号をＣＰＤプローブ信号として使用し、そのようなＴＶ番組信号の相互変調成分をＣＰＤエコー信号として処理することである。
【００２０】
本発明のまた別の課題は、前向き経路にプローブ信号が注入される本発明の実施形態において、非使用前向き経路スペクトルを用いる必要を最小限に抑えることである。
【００２１】
本発明のまたさらなる課題は、挟帯域ＣＰＤエコー信号の使用に限定されず、広帯域エコー信号を用いることができ、したがって改善された目標分解能を達成することができる、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００２２】
本発明のさらにまた別の課題は、二次成分及び三次成分のいずれをも含むＣＰＤ歪成分の統合スペクトルを処理することによってＣＰＤ源検出感度を高めることである。
【００２３】
本発明のまたさらなる課題は、ＣＰＤエコー信号が戻り経路スペクトルの非使用領域に拘束されない、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００２４】
本発明の別の課題は、ケーブルネットワークにおける枝線の間のＣＰＤ区域曖昧性を分解できる、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００２５】
本発明のさらなる課題は、較正ポイントの近傍においてＣＰＤエコー信号からの干渉なしに検出される較正信号を用いる、ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークを較正するための方法及び装置を提供することである。
【００２６】
本発明の別の課題は、ヘッドエンドでの人間の介在なしに、較正ポイントにおいてＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークの較正を実行することである。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記及びその他の課題は、双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおけるＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための、（ａ）ヘッドエンドコンバイナに接続されたヘッドエンドＣＰＤレーダユニット、（ｂ）ＣＡＴＶネットワークのノードとヘッドエンドレーダユニットの間に接続された戻り経路スイッチ及び（ｃ）ネットワークのノードの恒常順次ＣＰＤ監視のために、ヘッドエンドレーダユニット及び戻り経路スイッチを制御するためのヘッドエンドコンピュータを備えるシステムが提供される、本発明にしたがって達成される。
【００２８】
本システムはさらに、ＣＰＤ源の現地検出のため及び時間遅延に関してＣＡＴＶネットワークを較正するための、現地に運び込まれ、ＣＡＴＶネットワークの同軸ケーブル部に沿う様々なポイントに接続される、可搬型レーダ−較正器ユニットを備える。可搬型レーダ−較正器ユニットはＣＡＴＶネットワークを介してヘッドエンドレーダユニットと交信する。ヘッドエンドレーダユニットのＣＰＤ源検出及び較正情報は現地において可搬型レーダ−較正器ユニットで見ることができる。
【００２９】
ヘッドエンドレーダユニットは、ＣＰＤプローブ信号として既存の前向き経路ＴＶ番組信号を利用する。ＣＰＤ源によって生じる、これらの前向き経路信号からの歪成分は、戻り経路において受信され、ヘッドエンドからＣＰＤ源に行ってヘッドエンドに再び戻るまでの伝搬遅延時間を決定するために処理される。この方法は高精度ＣＰＤ源検出段階と称される。歪成分は複合雑音信号として扱われる。この雑音信号と局発基準信号との相互相関からＣＰＤ源の時間遅延及び振幅が得られる。複合雑音信号の相互相関処理が行われる前に、通常の戻り経路サービス信号（例えば、インターネット及び電話法）を抑制するために適応フィルタを用いることができる。
【００３０】
複合雑音信号処理の直前に、予備ＣＰＤ源検出段階を実施することができる。この予備段階には、前向き経路への両側側帯波チャーププローブ信号の注入及び戻り経路におけるＣＰＤエコーチャープ信号の検出が含まれる。エコーチャープ信号はプローブ信号の二次相互変調（差）成分である。エコーチャープ信号は局発基準信号を用いて「復調チャーピング」され、復調チャープ信号はコヒーレントに累積され、ＣＰＤ源についての近似時間遅延を決定するために高速フーリエ変換される。この近似時間遅延は高精度ＣＰＤ源検出段階で用いることができ、高精度ＣＰＤ源検出段階において相互相関プロセスの焦点を絞るに役立つ。相互相関プロセスにおける近似時間遅延の使用により、相関器の複雑さが軽減され、処理時間が短縮される。もちろん、予備段階はチャーププローブ信号の使用に限定されない。
【００３１】
可搬型レーダ−較正器ユニットにより、現地における最終ＣＰＤ源検出段階が実施される。ユニットはいずれかのアクセス可能なポイントでネットワークの同軸ケーブル部に接続することができる。ユニットは前向き経路においてヘッドエンドレーダユニットからプローブ信号を受信する。ユニットはプローブ信号から基準信号を発生する。ユニットは戻り経路において、プローブ信号の二次相互変調（差）成分である、ＣＰＤエコー信号を受信する。ユニットは局発基準信号をエコー信号と混合して差信号をつくる。差信号は高速フーリエ変換され、ＣＰＤ源の時間遅延が決定される。可搬型ユニットは、ＣＰＤ源の位置をその近くまで特定することができるから、優れた結果をもたらすことができる。さらに、接続ポイントにおいて、戻り経路スペクトルは一般に、ヘッドエンドにおけるより、雑音が少ない。
【００３２】
可搬型レーダ−較正器ユニット現地に行ってＨＦＣネットワークを較正するためにも用いられる。ユニットは、ファイバノード、ケーブル施設の末端近傍の増幅器及びノードとケーブル施設の末端の間の中間にある増幅器を含めることができる、様々な較正ポイントにおいてネットワークに接続される。それぞれの較正ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットは前向き経路内をヘッドエンドから送信されるプローブ信号から較正信号を発生する。較正信号は、実際はプローブ信号の二次差成分であり、基本的にＣＰＤ源から予想されるエコー信号の模擬信号である。しかし、較正信号はＣＰＤエコー信号から弁別できるように変えられる。較正信号は戻り経路内をヘッドエンドレーダユニットに向けて送信され、ヘッドエンドにおいて予備ＣＰＤ源検出段階について上述した処理と同様の処理を受ける。しかし、この較正モードにおいて、ヘッドエンドレーダユニットはいかなる実ＣＰＤエコー信号も相殺して、較正信号だけを処理することができる。
【００３３】
ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワーク内のＣＰＤ源の位置を特定する方法も本発明によって考えられる。そのような方法の１つは、（ａ）（予備段階として）ＣＰＤ源に関係付けられる近似時間遅延を決定するために両側側帯波プローブ信号を用いる段階、（ｂ）戻り経路において受信される、前向き経路ＴＶ番組信号のＣＰＤ歪成分をＣＰＤ歪成分の局所生成模擬信号と相互相関させる段階、（ｃ）段階（ａ）で決定された近似時間遅延だけＣＰＤ歪成分の模擬信号を遅延させることにより段階（ｂ）における相互相関を誘導する段階、及び（ｄ）段階（ｂ）及び（ｃ）における相互相関に基づいてＣＰＤ源の時間遅延を決定する段階を含む。本方法は、段階（ｂ）における相互相関の実施の前に戻り経路サービス信号を抑制する段階をさらに含むことができる。本方法は、ＣＰＤ源の位置を特定するためにＣＡＴＶネットワークに沿う複数の接続ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットを使用する段階をさらに含むことができる。
【００３４】
可搬型レーダ−較正器ユニットを用いてＣＡＴＶネットワークを較正する方法は、（ａ）較正ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットをＣＡＴＶネットワークに接続する段階、（ｂ）シミュレートされたＣＰＤ歪成分を戻り経路周波数スペクトル内の、パルス列を有する、較正信号として発生する段階、（ｃ）較正ポイント近傍にあるＣＰＤ源からの歪成分から較正信号を弁別するために較正信号のパルス列を変形する段階、（ｄ）変形されたパルス列をもつ較正信号を戻り経路でヘッドエンドに送信し戻す段階、（ｅ）ヘッドエンドにおいてＣＰＤ歪成分とは実質的に独立に較正信号を検出する段階、及び（ｆ）較正ポイントの位置に関係付けられる較正された時間遅延を確立するためにヘッドエンドと較正ポイントの間の時間遅延を決定する段階を含む。段階（ｃ）において較正信号のパルス列はパルス列のパルスを一つおきにブランキングすることによって変形することができる。段階（ｅ）において、ＣＰＤ歪成分のパルス列が相殺され、較正信号のパルス列が累積されるように、ＣＰＤ歪成分のパルストレインのパルスを一つおきに反転し、較正信号及びＣＰＤ歪成分のコヒーレント累積を実施することによって較正信号を検出することができる。
【００３５】
本発明のさらなる課題は、添付図面を参照する好ましい実施形態の以下の説明から明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
図１は本発明のＣＰＤ位置高精度特定システムＡの好ましい実施形態の簡略なブロック図を示す。システムＡはＨＦＣケーブルＴＶネットワークのＨＦＣヘッドエンド及び同軸ケーブル部に組み込まれる。システムＡはヘッドエンドにおいて接続される以下の装置、ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット１，戻り経路スイッチ３及びコンピュータ２を備える。システムＡはさらにネットワークの同軸ケーブル部に直接に接続される装置−可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニット９−を備える。汎用ヘッドエンド装置は、前向き経路信号（すなわちアナログ及びデジタルＴＶ番組信号）を結合するためのヘッドエンドコンバイナ４，前向き経路信号を複数の光ノードに配送するための信号スプリッタ５，前向き経路信号をＨＦＣネットワークの光ファイバ部の光ファイバノードに送信するための複数の光送信器６及び光ノードから戻り経路信号を受信し、それらをヘッドエンド受信器（図示せず）に配送するための複数の光受信器７を有する。
【００３７】
ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット１は、一方は戻り経路スイッチ３の出力に接続され、他方はタップ１１を介してコンバイナ４の出力に接続される、２つの入力を有する。レーダユニット１の出力（ＲＦ出力）はコンバイナ４の一方の入力に接続される。前向き経路のアナログ及びデジタルＴＶ番組信号はコンバイナ４の他方の入力に印加される。コンバイナ４の結合出力はスプリッタ５の入力に接続される。スプリッタ５の出力は光送信器６の入力に接続される。前向き経路信号は、図１に示されるように、送信器６から光ケーブルを通じて対応する光ノード８に送信される。先に示したように、コンバイナ４の出力はタップ１１を介してレーダユニット１の入力にも接続される。
【００３８】
レーダユニット１及びスイッチ３の管理はコンピュータ２を用いて行われる。図１に示されるように、コンピュータ２はレーダユニット１及びスイッチ３に接続される。コンピュータ２は、スイッチ３を制御し、スイッチ３にそれぞれの光受信器７からの戻り経路信号を、個別に、循環態様またはプログラムされた（すなわち選択的）態様でレーダユニット１の入力に接続させるようにプログラムされる。さらに、コンピュータ２はレーダユニット１から受け取られる情報の処理及び格納を行う。
【００３９】
図１をさらに参照すると、光ノード８の出力はネットワークの同軸ケーブル施設１０に接続される。ノード８は、前向き経路光信号を同軸ケーブル施設１０を通じる送信のためのＲＦ信号に変換し、ＲＦ戻り経路信号を光受信器７への送信のための光スペクトルに変換する。同軸ケーブル施設１０は一般に、ノード８と多数の加入者の家（図示せず）の間に、幹線−枝線パターンで配置される。可搬型レーダユニット９は現地に配備され、ＣＰＤ源１３の現場探索を行う目的のため及びケーブル施設を較正するために、様々なポイント１２においてケーブル施設１０に接続される。
【００４０】
一般に、ＣＰＤ位置高精度特定システムＡは２つの基本動作モード−（１）ＣＰＤ源検出モード及び（２）較正モード−を有する。
【００４１】
ＣＰＤ源の検出（または測距）はＣＰＤ源に及びＣＰＤ源から伝搬する信号の時間遅延ΔＴを測定または決定することによって達成される。予備測距段階においては、両側側帯波変調レーダチャープパルスのような、特定のプローブ信号を用いることができる。さらに厳密な第２の段階においては、実際の前向き経路のデジタル信号またはデジタル及びアナログＴＶ番組信号がプローブ信号として用いられる。時間遅延ΔＴは実際には基準ポイント（例えばヘッドエンド）からＣＰＤ源まで進行するプローブ信号及びＣＰＤ源から進行して基準ポイントに戻るプローブ信号の歪成分の総伝搬時間である。ＣＰＤ源は前向き経路内を伝搬する信号の歪成分を生じさせる。これらの前向き経路信号の低周波数歪成分は戻り経路内を伝搬してヘッドエンドに戻る。元の前向き経路信号が基準として利用できれば、これらの低周波数歪成分をＣＰＤ源の検出及び測距に利用できる。低周波数歪成分には、前向き経路信号の二次及び三次相互変調成分を含めることができる。ＣＰＤ源測距におけるこれらの成分の使用を以下でさらに詳細に説明する。
【００４２】
ＣＰＤ源検出モード−予備段階
戻り経路スイッチ３がＣＰＤレーダユニット１を選ばれた光ノード８の与えられた戻り経路受信器７に接続した後に、レーダユニット１がそのＲＦ出力にＣＰＤ源検出のための特定のプローブ信号をつくる。レーダユニット１のブロック図が図２に示される。信号の形成及び処理は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）に実装することができるデジタルプロセッサ２６においてデジタル形式で実行される。
【００４３】
それを通って特定のプローブ信号が形成される処理チャネルには、コントローラ３７，直接デジタル合成器（ＤＤＳ）３６，デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２５，低域フィルタ（ＬＰＦ）２４，ミクサ２３，局部発振器２７，帯域フィルタ（ＢＰＦ）２１及びアップコンバータ２２がある。一実施形態において、プローブ信号はコヒーレントパルスの周期シーケンスとすることができる。続いて、プローブ信号は、局部発振器２７からのキャリア信号並びにＤＤＳ３６，ＤＡＣ２５及びＬＰＦ２４で形成されたプローブ信号の平衡変調によってミクサ２３において両側側帯波信号として変調される。ＤＤＳ３６で形成された信号は、結果が衝撃関数またはディラック関数を近似する自己相関関数を有するならば、レーダ位置探知または測距に用いられる既知の方法にしたがって周波数変調または位相変調を行うこともできる。
【００４４】
ＤＤＳ３６で形成されるプローブ信号（ベースバンドプローブ信号）の周波数及び帯域幅は、信号の二次高調波スペクトルがＨＦＣネットワークの戻り経路のスペクトル内に入るように選ばれる。二次高調波は戻り経路スペクトルの非使用領域にあることが望ましい。プローブ信号のパラメータの選択は以下で、例として、チャープ信号を用いてさらに詳細に説明する。
【００４５】
ミクサ２３における平衡変調後、プローブ信号の両側側帯波版（ＩＦプローブ信号）は帯域フィルタ２１でフィルタリングされ、その結果が前向き経路周波数スペクトル内のＲＦ周波数帯にアップコンバートされる（ＲＦプローブ信号）。図３ａ，３ｂ，３ｃは、ベースバンドプローブ信号（図３ａ）の両側側帯波ＩＦ信号（図３ｂ）への変調及び前向き経路スペクトル内の送信のためにＲＦプローブ信号（図３ｃ）をつくるためのＩＦ信号のアップコンバートの例を示す。図３ａに示されるように、ベースバンドプローブ信号４１は、低域フィルタ２４に出力において、３ＭＨｚから６ＭＨｚまでの周波数帯域を有する。ミクサ２３において、信号４１は局部発振器２７からの信号との平衡変調にかけられる。局部発振器信号の周波数は、標準値の７０ＭＨｚに等しく選ばれる。得られたＩＦプローブ信号（図３ｂ）は、下側帯波４２，上側帯波４３，及び局部発振器信号の抑制残留信号４４を有する。７０ＭＨｚＩＦ信号は１２ＭＨｚの帯域幅を有する。ＩＦ信号は次いでアップコンバータ２２で前向き経路スペクトルのＲＦ帯にアップコンバートされる。ＲＦプローブ信号の中心周波数は、プローブ信号がＴＶ番組信号に利用されるスペクトル領域を占有しないように、前向き経路スペクトルのロールオフ領域にあることが好ましい。図３ｃに示されるように、ＲＦプローブ信号は、例えば８６０ＭＨｚより上におかれる、周波数４７を中心とする。ＲＦプローブ信号は，ＩＦ側帯波４２及び４３にそれぞれ関係付けられる、下側帯波４５及び上側帯波４６を含む。
【００４６】
図４は周波数−時間ドメイングラフ上にプロットされたＲＦ両側側帯波プローブ信号の一例を示す。両側側帯波信号は偏差が３ＭＨｚの線形周波数変調（チャープパルス）を有する（ＤＤＳ３６からの）ベースバンドプローブ信号から誘導される。ＲＦプローブ信号は、アップコンバータ２２の出力において、相対（ミラー）方向に線形態様で変調され、パルス持続時間Ｔを有する、２つのチャープパルス４８及び４９を表す。図４はＣＰＤ源においてＲＦチャープパルス４８及び４９から生じる二次相互変調成分５１も示す。相互変調成分５１はベースバンドプローブ信号の二次高調波５０と一致して示される。予期されるように、二次成分５０及び相互変調成分５１は、ベースバンドプローブ信号の偏差の２倍となる、６ＭＨｚの偏差を有する。
【００４７】
図４をさらに参照すると、相互変調成分５１は、ＣＰＤ源１３（図１）におけるＲＦチャープパルス４８及び４９の周波数混合により形成される。この信号５１は古典的レーダシステムにおけるエコー信号に類似している。しかし信号５１は元の信号の反射（エコー）であるだけでなく、元の信号の相互変調成分でもある。しかし、信号５１は古典的エコー信号が含んでいるであろう時間遅延情報と同じ情報を含む。信号５１は、その周波数が戻り経路スペクトル内にあるから、ヘッドエンドまで伝搬して戻る。信号５１はＣＰＤ源１３の遠隔距離に比例するある時間遅延（ΔＴ）５３をもってヘッドエンドに到着する。相互変調成分５１の瞬間値は、初期ベースバンドチャープ信号の二次高調波５０の対応値と、式：
ΔＴ＝（ΔＦ・Ｔ）÷６ＭＨｚ （式１）
で時間遅延（ΔＴ）５３に正比例する、周波数オフセット（ΔＦ）５２だけ異なる。
【００４８】
図５は、前向き経路内のＲＦ両側側帯波プローブ信号５４から誘導される、戻り経路内の二次相互変調成分５５の一例を示す。
【００４９】
ＣＰＤ源を検出するための両側側帯波信号の特性をさらに説明することが必要である。両側側帯波信号は、例えばＣＰＤ源によって生じる、非線形歪の場合には、（両側側帯波信号の）２つの側帯波からの二次相互変調成分が、両側側帯波信号を発生させるために用いられる局部発振器信号またはアップコンバータのパラメータに全く依存しないという驚くべき特性をもつ。詳しくは、例えば１００〜７５０ＭＨｚの、数１００ＭＨｚの帯域幅を有する広帯域雑音様信号を局部発振器信号として用いることができる。この場合、アップコンバータ２２は不要になり、出力ミクサ２３からの信号をＣＰＤ源検出のためのプローブ信号として前向き経路に直接に送り込むことができる。そのような信号のスペクトルは白色雑音に近いであろう。そのような信号は、そのエネルギースペクトル密度がヘッドエンドコンバイナ４の出力における基本雑音レベルより下にあれば、前向き経路内のＲＦＴＶ番組信号と干渉しないであろう。言い換えれば、信号のエネルギーはコンバイナ４の出力における雑音のエネルギーより低くなければならない。
【００５０】
上述した広帯域雑音両側側帯波信号を特許文献１における２つの相異なる信号Ｆ１及びＦ２とは見なし得ないことは明白である。さらに、この広帯域雑音局部発振器信号の場合、一般に、キャリア周波数の概念はない。したがって、そのような広帯域雑音信号の非線形歪の場合には、局部発振器信号が（図３及び図５におけるような）連続波（ＣＷ）キャリアである場合におけるように、プローブ信号の高精度で同じ相互変調成分が戻り経路内に形成されるであろう。両側側帯波信号のそのような適用についての機会は、特許文献１に説明されるような、Ｆ１及びＦ２信号の単純な使用とは基本的に異なる。
【００５１】
より良い説明及びより容易な理解のために、以降の議論を、局部発振器信号がＣＷ信号であり、ＲＦ両側側帯波プローブ信号のスペクトルが前向き経路のロールオフ領域におかれる（図３，４，５）場合に限定する。そうであっても、上に与えた広帯域雑音の例は一態様として覚えておくべきである。両側側帯波信号の二次相互変調成分が周波数変換回路（例えば局部発振器２７）のパラメータに依存しないという事実及びそのような相互変調成分が（例えばＤＤＳ３６からの）ベースバンドプローブ信号の二次高調波と一致するという事実により、ＣＰＤ源からの相互変調成分の長期コヒーレント累積の実行が可能になる。さらに、受信器の雑音レベルよりかなり低いレベルを有する相互変調成分の検出が可能になる。ＣＰＤ源からの相互変調成分は本明細書で、場合に応じて、「エコー信号」または「エコーチャープ信号」とも称されるであろう。
【００５２】
両側側帯波チャープ信号の場合、基準信号または「復調チャープ」信号（例えば図４の信号５０）は直接デジタル合成器（ＤＤＳ）３１（図２）を用いて容易に高精度の確度をもって形成される。しかし、ＤＤＳ３６はベースバンドプローブ信号（例えば図３ａの信号４１）を形成し、ＤＤＳ３１は（例えば図５の信号５５のような）ベースバンドプローブ信号の二次高調波に等価な信号を形成する。言い換えれば、ＤＤＳ３１からの信号は、ＤＤＳ３６からのプローブ信号の２倍の帯域幅及び中心周波数を有する。ＤＤＳ３１及びＤＤＳ３６の出力周波数は、ＤＤＳ３１及びＤＤＳ３６の入力に２進コードを与えることによって決定される。チャープ信号に対し、２進コードは２進カウンタによって形成される。ＤＤＳ３１及びＤＤＳ３６は同じ、コントローラ３７の２進カウンタによって制御される。
【００５３】
図４を再び参照すれば、エコーチャープ信号５１は戻り経路スペクトル内で受信される。図１において、この信号は戻り経路スイッチ３を介して光受信器７の１つから受信され、戻り経路入力を通してヘッドエンドレーダユニット１によって受信される。図２に示されるように、信号５１は帯域フィルタ１４でフィルタリングされ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１５で増幅され、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１６でデジタル形式に変換される。ＡＤＣ１６からの信号は乗算器２８の一方の入力に与えられる。ＤＤＳ３１で形成された信号が乗算器３１の他方の入力に与えられる。ＤＤＳ３１は、先に説明したように、ＤＤＳ３６で形成されるベースバンドチャープ信号の二次高調波に等価な、復調チャープ信号（例えば図４の信号５０）を形成する。この目的のため、ＤＤＳ３１に設定される現周波数パラメータ（すなわち、帯域幅及び中心周波数）はＤＤＳ３６に設定されるパラメータに対して２倍にされる。チャープ信号の現瞬間周波数はコントローラ３７の２進カウンタでつくられる２進コードによって設定される。
【００５４】
乗算器２８において、基準信号または復調チャープ信号５０（図４）と時間遅延エコーチャープ信号５１（図４）の乗算が実行される。この段階は、エコー信号の「復調チャーピング」と称される。結果は周波数オフセット（ΔＦ）５２（図４）に等しい中心周波数を有する低周波数信号である。乗算器２８からの復調チャープ信号は低域フィルタ（ＬＰＦ）２９でフィルタリングされ、コヒーレントアキュムレータ３０に与えられる。ＬＰＦ２９からのパルスのコヒーレント累積はコヒーレントアキュムレータ３０で行われる。コヒーレント累積はＣＰＤレーダユニット１の背景雑音並びに、パルス雑音及び入来雑音のような、戻り経路内の様々な干渉信号のようなソースに対するＣＰＤ源検出の耐雑音性を改善する。コヒーレントアキュムレータ３０の出力からの信号はコントローラ３７に渡され、さらにデータインターフェース４０を通して、コンピュータ２に渡される（図１及び２）。コンピュータ２において、復調チャープ信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）操作が施され、時間遅延ΔＴ（図４）が決定される。これはレーダ位置探知に用いられる標準的なチャープパルス処理方法である。次いで、時間遅延ΔＴ及びＨＦＣネットワークを通る信号の伝搬速度からＣＰＤ源の区域が計算される。
【００５５】
入来雑音のような強力な干渉の存在の下でのＣＰＤ源の信頼できる検出に対して、両側側帯波パルスの持続時間Ｔ及びコヒーレントに累積されるパルスの数Ｎは、６ＭＨｚの戻り経路内エコー信号周波数偏差において、Ｔ＝３,...,５ミリ秒及びＮ＝６４,...,１２８に選び得ることが実用試験で示された。したがって対応するベースバンド信号の偏差は２〜３ＭＨｚになるであろう。ＣＰＤ源の測距の可能な分解能はエコー信号の周波数偏差によって定まる。図４に提示される例については、可能な分解能は約７０フィート（約２１ｍ）である。そのような分解能ではＣＰＤ源の位置特定には不十分な場合がある。したがって、上述したように、両側側帯波プローブ信号を用いてＣＰＤ源に対する区域が予備的に決定された後、第２の段階がとられる。第２の段階は高められた分解能を与え、ＣＰＤ源に対する区域の本質的にさらに正確な決定を与える。この第２の段階はプローブ信号として実際のデジタル信号またはデジタル及びアナログＲＦＴＶ番組信号に依存する。
【００５６】
好ましい実施形態の１つにおいて、ＤＤＳ３６からのベースバンドプローブ信号は、周波数偏差が２.５ＭＨｚで中心周波数が５ＭＨｚの、一連のチャープパルスである。アップコンバータ２２からの、対応するＲＦ両側側帯波プローブ信号は７.５ＭＨｚ隔てられた（中心間隔が１０ＭＨｚの）上側帯波及び下側帯波を有する。すなわち、両側側帯波プローブ信号の総合帯域幅は１２.５ＭＨｚである。そのようなプローブ信号の二次高調波成分または二次相互変調差成分の帯域幅は５ＭＨｚであり、中心周波数は１０ＭＨｚである。本実施形態において、式（１）はΔＴ＝（ΔＦ・Ｔ）÷５ＭＨｚとなる。
【００５７】
ＣＰＤ源検出モード−高精度段階
高精度段階において、エコー信号は実際には、ＣＰＤ源における前向き経路ＴＶ番組信号の歪から生じる戻り経路内の相互変調成分の選抜である。図６に示される一例において、２つのデジタル直角振幅変調（ＱＡＭ）チャネル５６及び５７（非隣接チャネル）の間のＣＰＤ歪から生じる二次の相互変調成分に焦点を絞る。ＱＡＭチャネル５６，５７のそれぞれの帯域幅は６ＭＨｚであり、チャネルの中心間隔は１８ＭＨｚである。戻り経路帯域におけるチャネル５６及び５７の二次成分５８の中心周波数は１８ＭＨｚであり、帯域幅は１２ＭＨｚである。信号５８はガウス型雑音のように挙動すると仮定され、この仮定は、以下で説明されるように、ＣＰＤ源検出器の設計に用いられる。
【００５８】
エコー信号には、ＣＰＤの結果として、アナログチャネルとデジタルＱＡＭチャネルの間で形成される三次相互変調成分も含まれ得る。この場合の例が図７に示される。アナログチャネル５９とデジタルＱＡＭチャネル６０がＣＰＤ源において混合され、戻り経路帯域内に三次成分６１をつくる。三次成分６１の基本エネルギーの中心は周波数Ｆ＝２ｆａ−ｆｄにあり、ここでｆａはアナログチャネル５９のビデオキャリア周波数であり、ｆｄはＱＡＭチャネル６０のキャリア周波数である。
【００５９】
図８（上図）を参照すると、前向き経路スペクトルはアナログＴＶチャネル６２，デジタルＱＡＭ ＴＶチャネル６３及び両側側帯波プローブ信号６４を含む。戻り経路スペクトル（下図）は、例えば、アナログチャネル６２と、ＱＡＭチャネル６３の間の三次成分６６，ＱＡＭチャネル６３の間の二次成分６７及び、両側側帯波信号６４からの二次成分６５を含む、二次及び三次相互変調成分を示す。（相互変調成分６５ではなく）相互変調成分６６及び６７の統合スペクトルは、戻り経路全体にわたるほど広いか、または戻り経路の一部だけの、帯域幅を有する、複合雑音信号（ＣＮＳ）として扱われる。統合スペクトルは、ガウス型白色雑音に近い特性を有する、すなわちディラック関数または衝撃関数に近い自己相関関数を有することから、複合雑音信号と称される。そのような信号特性は、測定の確度及び分解能の観点から、レーダ位置探知に理想的である。本発明において、複合雑音信号はＣＰＤ源検出のためのいわゆるエコー信号として用いられる。複合雑音信号により、ＣＰＤ源検出に利用できる信号エネルギーのかなりの増大が得られ、したがって、比較的「弱い」ＣＰＤ源を検出するための時間遅延測定値の確度及び感度の向上がもたらされる。比較的弱いＣＰＤ源の検出は、それによってＣＰＤが顕著な問題になる前にネットワークオペレータがＣＰＤ源を排除するに十分な時間が得られるから、イーストメントシステムに優る重要な利点である。本発明により、今では、ネットワークオペレータは、予防保守プログラムを確立し、緊急に反応しなければならない事故を最小限に抑えることができる。
【００６０】
ＣＰＤ源検出のためのエコー信号としての複合雑音信号の使用は、以下のように実行される。コンバイナ４の出力からの前向き経路信号のスペクトルが、タップ１１を介して、ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット１の前向き経路入力に与えられる（図１）。レーダユニット１において前向き経路信号がＣＰＤ発生器１７に受信される（図２）。ＣＰＤ発生器１７のブロック図が図９に示される。前向き経路信号はスプリッタ６８において２つの信号経路に分けられる。一方の経路は帯域フィルタ６９に入り、他方の経路は帯域フィルタ７６に入る。帯域フィルタ６９は例えば５０〜５５０ＭＨｚの周波数帯域内のアナログチャネルを除く全ての信号をフィルタリングして除去する。帯域フィルタ７６は例えば５５０〜８６０ＭＨｚの周波数帯域内のデジタルチャネルを除く全ての信号をフィルタリングして除去する。ここで与えられる周波数は米国のチャネル間隔並びにアナログチャネル及びデジタルチャネルに対する代表的な割当をもつＮＴＳＣシステムに基づいて選ばれた。ＰＡＬシステム、または別に定められた前向き経路及び戻り経路の周波数帯域を用いるシステムについては、対応して、選ばれる周波数及び実施形態が変わるであろう。また、代表的なアナログチャネルまたはデジタルチャネルの割当が変更されるか、あるいはアナログチャネルがＣＡＴＶネットワークにおいて休止される場合には、対応して、選ばれる周波数及び実施形態が同じく変わるであろう。
【００６１】
帯域フィルタ６９の出力は増幅器７０で増幅されて、スプリッタ７１で２つの経路に分けられる。２つの経路はミクサ７２への入力であり、ミクサ７２において、和周波数と差周波数の範囲内に入る、アナログチャネルの二次相互変調成分が形成される。５００〜９００ＭＨｚの範囲の和周波数（例えば２ｆａ）における成分が帯域フィルタ７３によって選択され、フィルタ７３の出力はミクサ７４の入力に入る。
【００６２】
帯域フィルタ７６の出力は増幅器７７で増幅され、タップ７８を通過し、スプリッタ７９で２つの経路に分けられる。２つの経路はミクサ８０への入力であり、ミクサ８０における乗算の結果としてデジタルチャネルの二次相互変調成分が形成される。５〜５０ＭＨｚの範囲内の様々な周波数における成分（例えば図８の二次成分６７）が帯域フィルタ８１で選択されて、コンバイナ８２の入力に与えられる。
【００６３】
増幅器７７からの増幅されたデジタルチャネル（例えばｆｄ）は、タップ７８を介して、ミクサ７４の別の入力に接続される。ミクサ７４で、アナログチャネルとデジタルチャネルの間の三次成分（例えば図８の三次成分６６）である、二次の相互変調成分（例えばＦ＝２ｆａ−ｆｄ）が形成される。ミクサ７４の出力は帯域フィルタ７５でフィルタリングされ、帯域フィルタ７５では５〜５０ＭＨｚの範囲の三次成分が選択されて、コンバイナ８２の別の入力に与えられる。
【００６４】
コンバイナ８２の結合出力は、５〜５０ＭＨｚの範囲（すなわち戻り経路スペクトル）内の、デジタルチャネルからの二次成分並びにアナログチャネル及びデジタルチャネルからの三次成分を含む。この出力が、戻り経路内で受信されると予想される複合雑音信号のゼロ時間遅延版を表す、ＣＰＤ発生器１７の出力である。この出力が、（実複合雑音信号である）エコー信号に対する基準として機能する。
【００６５】
図２に示されるように、複合雑音信号を含む戻り経路信号は、帯域フィルタ１４でフィルタリングされ、低雑音増幅器１５で増幅されて、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１６でデジタル信号に変換される。ＣＰＤ発生器１７の出力は、帯域フィルタ１８でフィルタリングされ、低雑音増幅器１９で増幅されて、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２０でデジタル信号に変換される。ＡＤＣ１６及び２０のサンプリング周波数はクロック発生器３９から得られ、戻り経路の最高周波数の２倍以上である。
【００６６】
ＡＤＣ１６の出力は、複合雑音信号だけでなく、インターネット、ペイパービュー及び電話信号のような、一般的な戻り経路サービス信号も含む。これらのサービス信号は複合雑音信号の処理の観点からは実際上干渉信号である。したがって、それらの影響は適応（白色化）フィルタ３４によって最小化される。フィルタ３４は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであり、その係数は初めにコンピュータ２で計算され、さらにコントローラ３７によって割り当てられる。
【００６７】
フィルタ３４の係数は、初めにＡＤＣ１６からの戻り経路スペクトルのサンプルを得て、コントローラ３７を用いて、それらをＦＩＦＯメモリ３８に格納することによって決定される。サンプルは次いでデータインターフェース４０を介してコンピュータ２に転送される。ＦＩＦＯメモリ３８は、ＡＤＣ１６における量子化の周波数及び分解能が高いことから、本実施形態に用いられる。したがって、ＦＩＦＯメモリ３８はＡＤＣ１６のサンプリングレートとデータインターフェース４０の速度を整合させるためのバッファとして用いられる。戻り経路スペクトルのサンプルはコンピュータ２に渡され、そこで高速フーリエ変換（ＴＦＴ）がそれらのサンプルに施される。得られた戻り経路スペクトルのエネルギー（振幅）の推定値に基づいて、適応フィルタ３４の周波数応答が合成される。フィルタ３４の所望の応答は戻り経路内のサービス信号の周波数応答の反転または鏡像である。実用上は、得られた推定エネルギースペクトルの近似鏡像が用いられる。適応フィルタ３４の位相応答は線形になるように選ばれる。コンピュータ２における逆ＦＦＴ操作により、フィルタ３４に対する係数が決定される。係数は次いで、データインターフェース４０を介して、コントローラ３７に転送され、次いで適応フィルタ３４に転送される（図２）。係数は説明したばかりの過程を経て絶えず更新される。
【００６８】
図１０は戻り経路内の信号のエネルギースペクトル８３及び対応する適応フィルタ３４の周波数応答８４の例を示す。フィルタ３４の作動原理は、最大（レベル）スペクトル成分を有する信号の最大抑制である。
【００６９】
エコー信号として複合雑音信号を用いる方法の吟味に戻る。図２を参照すれば、ＡＤＣ１６からの戻り経路スペクトルサンプルは適応フィルタ３４に入り、適応フィルタ３４において、上で説明したように、最大振幅の不要（サービス）信号の抑制（白色化）が達成される。フィルタ３４の出力は主に複合雑音信号またはエコー信号である。この信号は相関器３５においてＣＰＤ発生器１７（の出力）からの基準信号と相関される。フィルタ３４の出力は相関器３５の第１の入力に与えられ、ＣＰＤ発生器１７からのデジタル化された基準信号が相関器３５の第２の入力に与えられる。相関器３５のブロック図が図１１に示される。
【００７０】
図１１に示されるように、ＣＰＤ発生器１７からの（時間遅延がゼロの）出力信号は可変遅延線８５に入る。遅延線８５における初期時間遅延は、両側側帯波信号手法を用いるＣＰＤ源までの時間遅延測定（すなわち上述した予備段階）の予備的結果に基づく、コントローラ３７からの制御信号９２によって割り当てられる。遅延線８５に割り当てられる時間遅延は、最小で、ＣＰＤの出現は一般に不可能であるＨＦＣネットワークの光ファイバー部における時間遅延に等しくすることができる。遅延線８５の出力はＮ＋１本の相関処理チャネルに入る。第１のチャネルを除き、それぞれのチャネルはＴ０・ｊの遅延時間を有する固定遅延線８６を含む。ここでｊ＝１→Ｎである。時間Ｔ０はＡＤＣ１６及びＡＤＣ２０のサンプリング周期に等しくなるように選ばれる。例えば、サンプリング周波数が１００ＭＨｚであれば、Ｔ０＝１０ナノ秒である。チャネル数Ｎ＋１はＨＦＣネットワークにおける時間遅延の最大範囲（すなわち、ヘッドエンドから同軸ケーブル施設１０の最遠デバイスまでの総時間遅延）に基づいて選ばれる。十分に大きな数の統計の解析により、現行のＨＦＣネットワークにおいて、この時間遅延の大きさは平均して２０マイクロ秒までであることが示される。そのような場合、全遅延範囲を完全にカバーするには２０００本のオーダーの相関チャネルが必要であろう。今日では、これはＦＰＧＡによって可能である。
【００７１】
図１１を再び参照すれば、遅延線８６のそれぞれ及び１本の非遅延チャネルからの信号（基準信号の遅延版）は、Ｎ＋１個の乗算器８７の内の対応する１つの乗算器に入る。適応フィルタ３４の出力（エコー信号）が、信号線９０を介して、乗算器８７の他方の入力に与えられる。乗算器８７の出力はそれぞれ積分器８８で積分され、その結果がレジスタ８９に格納される。積分時間及びレジスタ８９からの積分結果の読出しの制御はコントローラ３７からの制御信号９１によって達成される。相関器３５で実施された相互相関のＮ＋１個のサンプルはコントローラ３７にわたされる。これらのサンプルは、ＣＰＤ発生器１７からの基準信号とＣＰＤ源からの複合雑音信号の相互相関関数を表す。この関数の最大値はＣＰＤ源からのエコー信号の時間遅延に対応するであろう。
【００７２】
図１２は、（偏差が６ＭＨｚの）両側側帯波チャープエコー信号のコヒーレント累積の応答を、２つのＣＰＤ源の存在の下での、複合雑音エコー信号の相互相関処理の応答と比較する。曲線９３はチャープエコー信号を用いたとき（予備段階）の応答であり、曲線９４は複合雑音信号を用いたとき（高精度段階）の応答である。後者の場合には分解能がほぼ一桁向上していることが容易に分かる。さらに、上述したように、後者の場合には信号対雑音比の向上によって時間遅延の測定値の確度が高まる。
【００７３】
本発明は、複合雑音信号の相互相関処理の使用による、ＣＰＤ源検出に限定されない。相互相関処理は古典的な時間ドメインレーダ処理手法である。別の古典的な手法は周波数ドメインにおけるフィルタリング処理を行うことである。
【００７４】
すなわち、ヘッドエンドレーダユニット１を用いるＣＰＤ源の検出プロセスは−（１）両側側帯波信号を用いてＣＰＤ源の存在を検出する予備段階、及び（２）複合雑音信号の使用を含む高精度測定段階−を含む。先に述べた段階で決定された時間遅延に基づいて、またその時間遅延が関係付けられるノードに割り当てられた許容値に基づいて、ＣＰＤ源の候補位置、またはＣＰＤ源がある候補領域（または候補区域）を、ケーブル施設電子マップ及び／またはネットワークデータベースを用いて、特定することができる。ＣＰＤ源の候補位置または候補区域を自動的に特定できるように、システムＡとケーブル施設１０の電子マップ及び／またはデータベースの間にインターフェースがあることが好ましい。
【００７５】
上述したように、それぞれのノードには許容値が割り当てられ、許容値はＣＰＤ源（通常はネットワーク内デバイス）の候補位置及び／または候補区域の選択における一要因となり得る。ノードに割り当てられる許容値は、そのノード内のネットワークデバイスの数、配置及び較正確度に基づいて決定される。例えば、特定のノードが最近較正されていなければ、そのノードには緩い許容値が割り当てられるであろう。ノードが最近較正されていれば、ヘッドエンドレーダユニット１のシステム許容値のような、より厳しい許容値が割り当てられるであろう。許容値はコンピュータ２で自動的に決定されることが好ましいが、手動で割り当てることもできる。
【００７６】
多くの場合、高精度測定段階及びケーブル施設電子マップの使用の後であっても、ＣＰＤ源の位置にある程度の不確定性が残り得る。既に述べたように、現行のＨＦＣネットワークの同軸ケーブル施設の最小遅延と最大遅延の間の平均範囲は２０マイクロ秒までである。この平均に関して出現する可能性のあるＣＰＤ源の数は総数約１０００であり得る。これは、遅延の一様分布を仮定すれば、遅延２０ナノ秒当り約１つのＣＰＤ源であり、８フィート（約２.４ｍ）毎に１つのＣＰＤ源と等価である。曖昧さは、時間遅延の測定値の確度に関する限界によるだけでなく、マップに示されるような、ケーブル長に関する初期データの不正確さにもよる。特に、マップはケーブル長を示すことはできず、ケーブルが繋がれているポールの間の距離を示す。曖昧さの尤度の観点からはＣＰＤ源検出プロセスにおいて第３の段階−曖昧さを解くことができる段階−を実施することが望ましい。本発明において、第３の段階は可搬型受動レーダ−較正器ユニット９（図１）を用いて実行される。名称が暗示するように、このデバイスは二重の目的：（ａ）ＨＦＣネットワークの較正及び（ｂ）ＣＰＤ源の現地捜索及び位置特定を有する。
【００７７】
予備段階を省略して高精度段階の下でＣＰＤ源検出を直接に実施できることは当然である。図２に示されるように、そのような実施形態には、戻り経路信号入力及び前向き経路信号入力、帯域フィルタ１４，低雑音増幅器１５，ＡＤＣ１６，デジタルプロセッサ１６，適応フィルタ３４，相関器３５，ＣＰＤ発生器１７，帯域フィルタ１８，低雑音増幅器１９，ＡＤＣ２０，コントローラ３７，ＦＩＦＯメモリ３８，クロック発生器３９及びデータインターフェース４０だけが必要となるであろう。図２の残りのハードウエアはスイッチを切るかまたは排除することができよう。そのような実施形態において、相関器３５にはかなりの本数（例えば２０００本まで）の相関チャネルが必要であろう。しかし、上述したように、今日これはＦＰＧＡを用いることで可能である。
【００７８】
検出モード−最終段階
ＨＦＣネットワークの較正は後に説明する。ここではＣＰＤ源検出の最終段階に焦点を絞る。この最終ステップにおいて、ユニット９についての動作の基本は受動レーダである。ユニット９は様々な「接続ポイント」において同軸ケーブル施設１０に接続される。用語「接続ポイント」はユニット９がケーブル施設に接続するいかなるポイントも意味する。例えば、接続ポイントは図１４ａ及び１４ｂに示されるような確立された試験ポイントとすることができるだけでなく、同軸ケーブル施設１０内のいずれかアクセス可能なポイントとすることもできる。ユニット９に対する最初の接続ポイントは通常、ファイバノードとヘッドエンドレーダユニット１で取得された時間遅延データによって示唆される候補デバイスの位置の間のどこかにあるデバイスにある。接続ポイントにおいて、レーダユニット９は、前向き経路からの信号とＣＰＤ源からのエコー信号を同時に拾い上げる。レーダユニット９は次いでエコー信号を処理して、ＣＰＤ源に関係付けられる時間遅延を決定する。
【００７９】
ユニット９はケーブルシステムのどの枝線にＣＰＤ源があるかの分解も可能にする。ユニット９はネットワーク内のユニット９の接続点から時間遅延を測定する。この測定は通常、レーダユニット９はヘッドエンドよりＣＰＤ源に近接し、通常は単位置における戻り経路雑音がヘッドエンドにおける雑音より少ないから、ヘッドエンドにおける測定より正確である。ユニット９から決定される時間遅延により通常は捜査範囲が狭められる。ユニット９は、ＣＰＤ地点において保守が実施された後にＣＰＤ源が除去されたことを確認するためにも用いられる。これは、現地においてレーダユニット９によって、またヘッドエンドユニット１からの確認測定結果をレーダユニット９で見ることによって、極めて簡便に実施される。
【００８０】
可搬型レーダユニット９のブロック図が図１３に示される。ユニット９は、前向き経路信号に対する入力及び戻り経路信号に対する入力／出力を有する。前向き経路信号に対する入力において、ユニット９はヘッドエンドレーダユニット１によって形成された両側側帯波チャープ信号を受信する。この信号の選択受信はチューナー９５を用いて達成される。両側側帯波チャープ信号は中間周波数でスプリッタ９６にわたされる。ＩＦチャープ信号はスプリッタ９６において２つの信号経路に分けられる。２つの経路はミクサ９７への入力であり、ミクサ９７における乗算の結果、チャープ信号の二次相互変調成分が形成される。（例えば図５におけるように、６〜１２ＭＨｚの範囲にある）二次差成分（例えば図４の二次成分５０）が帯域フィルタ９８で選択される。フィルタ９８の出力はタップ９９及びタップ１０５を通過して、ミクサ１０４に与えられる。ミクサ１０４に与えられる信号はチャープ基準信号と見なされる。
【００８１】
戻り経路入力／出力において、戻り経路信号はスイッチ１０１に入り、帯域フィルタ１０２に回される。帯域フィルタ１０２により、ＣＰＤ源からのチャープエコー信号（例えば図４の信号５１）が低雑音増幅器１０３にわたされて増幅されることが可能になる。増幅されたエコーチャープ信号は次いでミクサ１０４の他方の入力に与えられる。ミクサ１０４は、エコー信号をミクサ９７でつくられた前向き経路チャープ信号の二次差成分（例えば図４の信号５０）と混合する。この後者のプロセスはエコー信号の復調チャーピングと称されることがある。ミクサ１０４の出力（すなわち復調チャープ信号）はΔＦだけ異なる周波数（図４）における一連の無変調パルスである。この出力は低域フィルタ１０６でフィルタリングされ、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１０７でデジタル形式に変換される。ＡＤＣ１０７の出力はデジタル信号プロセッサ１１１に受け取られ、デジタル信号プロセッサ１１１において、信号対雑音比を高めるために復調チャープ信号のコヒーレント累積が行われる。コヒーレント累積は前向き経路チャープ信号の二次差成分からのチャープパルスを用いて同期化される。差成分パルスは、タップ１０５から引き出され、振幅検波器１０８で包絡線検波されて、コンパレータ１０９で整形される。コヒーレント累積の結果として得られた信号はＦＦＴプロセッサ１１２でＦＦＴ処理にかけられてディスプレイ１１４に表示される。スペクトルの最大値はＣＰＤ源からのエコー信号に対応するであろう。さらに、それぞれの公称周波数は、式（１）にしたがって、可搬型レーダユニット９の接続ポイントからＣＰＤ源までの時間遅延を決定するであろう。
【００８２】
次に受動レーダユニット９を用いるＣＰＤ源位置特定の一方法の例を以下の段階で説明する：
（１）上述した高精度段階中に識別された可能な候補（通常は増幅器またはタップのようなケーブルデバイス）のリストから、見いだされるべきＣＰＤ源が選択される。これらの候補デバイスあるいはそれらがおかれている枝線または区域が、ケープル施設マップ上で高精度で特定される；
（２）候補デバイスが１つしかリストにないかまたは示されていなければ、またそれがおかれているノードが較正されていれば、そのデバイスに行って問題を解決するだけである。ノードが較正されていなければ、そのファイバノードに行き、以下で説明するように較正を行わなければならない。この較正後、段階（２）が反復される；
（３）いくつかの候補枝線または候補区域が識別されていれば、どの区域または枝線がＣＰＤ源を含むかを決定する。それぞれの区域にはＣＰＤ源になり得るであろう多くの候補デバイスがあり得る。複数の区域が識別されていることは複数のＣＰＤ源があることを意味しない。（ノード内のデバイスの較正の量及び確度からコンピュータ２内で自動的に決定される）システムＡにおいて指定されるような現在の許容値を前提にすれば、ヘッドエンドからの評定距離が同じである領域がいくつかある。正しい区域を決定するため、以下の段階−
（ａ）ケーブル施設マップを用いて複数の区域に供給している増幅器を見いだす（識別される候補区域が多くなるほど、増幅器はファイバノードのより近くになければならないであろう）；
（ｂ）可搬型レーダユニット９をもって選択された増幅器に行き、ＣＰＤ源までの時間遅延を見いだす。ＣＰＤが示されなければ、問題のＣＰＤ源を通り過ぎてしまっているかも知れず、あるいはＣＰＤ源は別の枝線にある。したがって、ファイバノードにより近いデバイスを見いだして、段階（ｂ）を反復する；
（ｃ）選択された増幅器またはデバイス及び段階（ｂ）で決定された時間遅延に基づいて、候補区域または候補ＣＰＤ源を再び識別する。１つの区域だけが識別されれば、以下の段階（４）に進んでその区域内のデバイスを見いだす。複数の区域が再び識別されれば、新しく識別された区域に供給している増幅器に関して段階（ａ）及び（ｂ）を反復する−
ことが好ましい；
（４）正しい区域が単離された後の次の段階は、実ＣＰＤ源である、その区域内のデバイスを見いだすことである。これは以下の段階−
（ａ）単離された区域の直前の増幅器またはデバイスにレーダユニット９を接続する；
（ｂ）レーダユニット９を用いてＣＰＤ源までの時間遅延を決定する；
（ｃ）段階（ａ）で選択された増幅器またはデバイス及び段階（ｂ）で決定された時間遅延に基づいて、ＣＰＤ源の位置が場所のマップまたはデータベースから識別される−
によって達成することができる。
【００８３】
ＣＰＤがその線路の末端にあるデバイスから生じているように思われ、信号が同様の距離にある複数のデバイスを含む複数の経路に分かれていれば、ＣＰＤ源の位置を決定するために１つの経路を切り離す必要があり得る。
【００８４】
ＣＰＤ問題が解決された後、このことはヘッドエンドレーダユニット１で確認されるべきである。ヘッドエンドレーダユニット１が以前の問題箇所に極めて近い範囲内にあるＣＰＤ源を表示し続けていれば、複数のＣＰＤ源があったようである。これらの別のＣＰＤ源は振幅が初めのＣＰＤ源より小さいはずである。
【００８５】
可搬型レーダユニット９により、現地における以下の作業：
− ケーブル施設１０のどの枝線にＣＰＤ源があるかを高精度で決定する；
− 現地で直接にＣＰＤ源の存在範囲の精度を高める；及び
− ＣＰＤ除去作業が行われた後に、ＣＰＤ源が排除されたという事実を確認する；
の一人の専門技術者による実施が可能になる。
【００８６】
ＣＰＤ源検出の有効性は主にケーブル系統マップ上で与えられるデータの信頼性によって決定される。そのようなデータには、隣り合うケーブルデバイス（例えば、増幅器、マルチタップ等）間の距離及びケーブル内の相対信号速度を含めることができる。このデータは必ずしも精度が高くはなく、時間の経過にともなうネットワークへの変更及び季節変動を反映しているとは限らない。この結果、好ましい実施形態において、最も有効なＣＰＤ源検出を達成するためには、ＨＦＣネットワークの較正が絶対に必要である。システムＡの較正モードを以下に説明する。
【００８７】
ＣＰＤ源検出モード及び較正モードのいずれにおいても可搬型レーダユニット９はケーブル施設１０に沿う様々な接続ポイントに接続される。多くの確立された接続ポイントの内の例が図１４ａ及び１４ｂに示される。図１４ａは幹線増幅器１１６における接続ポイントを示す。詳しくは、レーダユニット９の前向き経路入力が前向き経路増幅器の出力にある試験ポイント１１７に接続され、レーダユニット９の戻り経路入力／出力が戻り経路増幅器の出力にある試験ポイント１１８に接続される。同じ接続配置が、前向き経路及び戻り経路ＲＦ増幅器の出力において、光ファイバノード８（図１）でなされる。別の接続配置では、ユニット９の前向き経路入力を、試験ポイント１１７の代りに、幹線増幅器１１６の出力（または光ファイバノードの出力）に接続することになろう。レーダユニット９の戻り経路入力／出力と試験ポイントタップ１１８の間にパワー遮断プローブまたはフィルタを挿入することができる。増幅器またはファイバノードにおける戻り経路コンバイナの場合、レーダユニット９の戻り経路入力／出力は（通常はＣＰＤ源検出のため）、別々にコンバイナの戻り経路入力に接続することができる。
【００８８】
図１４ｂは、方向性タップまたはマルチタップのような、タップ１２０における接続ポイントを示す。この場合、ダイプレックスフィルタ１２１がタップ１２０の出力ポートとレーダユニット９の間に接続される。レーダユニット９の前向き経路がダイプレックスフィルタ１２１の高域通過出力に接続され、レーダユニット９の戻り経路入力／出力がダイプレックスフィルタ１２１の低域通過出力に接続される。タップ１２０とダイプレックスフィルタ１２１の間にパワー遮断プローブまたはフィルタを挿入することもできる。
【００８９】
ＣＰＤ源検出モードの予備段階、高精度段階及び最終段階の全てを、レーダユニット９と同様の、可搬型レーダユニットで実施できることは当然である。そのような可搬型レーダユニットは、ＣＰＤ源検出モードの３つの段階の全てを実行するために必要なヘッドエンドレーダユニット１のＣＰＤ源検出能力及び制御の全てを有するであろう。そのような場合、可搬型レーダユニットは能動レーダユニットと見なされるであろう。
【００９０】
較正モード
較正モードにおいて、レーダユニット９（図１３）は、ＣＰＤ源検出モードで行われるのと同じ態様で前向き経路入力において前向き経路信号を受信する。ＲＦ両側側帯波チャーププローブ信号がチューナー９５で選択される。信号は次いで先に説明したように処理される。図１３を再度参照すれば、デジタル信号プロセッサ１１１のコントローラ１１３からのモード制御信号によってスイッチ１０１が作動する。較正モードにおいては、スイッチ１０１が増幅器１００の出力を可搬型レーダユニット９の出力に切り換える。増幅器１００の出力は戻り経路スペクトル内でヘッドエンドに送信される較正信号を含む。較正信号は前向き経路両側側帯波チャープ信号の二次差成分の増幅版である。較正信号は一連のチャープパルスである（例えば図４の信号５０）。この（チャープパルスを含む）二次成分はタップ９９から引き出され、増幅器１００で増幅される。同時に、これらの二次チャープパルスはタップ１０５から引き出され、検波器１０８で包絡線検波されてコンパレータ１０９で整形される。コンパレータ１０９の出力はコントローラ１１３に入る。コントローラ１１３はコンパレータ出力を用いて二次チャープパルスのそれぞれを（増幅器１００を切り離すことによって）ブランキングする制御信号を形成する。この結果、スイッチ１０１の出力における（すなわちレーダユニット９の出力における）較正信号は、較正信号においてはパルスが一つおきにブランキングされていることを除いて、ＣＰＤ源からのエコー信号と正確に同じ一連のチャープパルスを有するであろう。これにより、レーダユニット１による較正信号と較正試験ポイント近傍のＣＰＤ源からのエコー信号の間の弁別が可能になる。
【００９１】
次に較正モードにおけるヘッドエンドレーダユニット１（図２）の動作を吟味する。ＣＰＤ源からのエコー信号及び可搬型レーダユニット９からの較正信号がレーダユニット１の戻り経路入力で受信される。これらの信号は、帯域フィルタ１４，低雑音増幅器１５，ＡＤＣ１６，乗算器２８及び低域フィルタ２９によって、先に説明した処理と同じ処理を受ける。較正モードにおいては、低域フィルタ２９の出力が第２のコヒーレントアキュムレータ３２に供給される。位相反転器３３が低域フィルタ出力のパルス（すなわちそれぞれの二次パルス）の位相を一つおきに１８０°反転させる。したがって、アキュムレータ３２におけるコヒーレント累積中に、第１のパルスは反転された第２のパルスで減算され、以下同様である。すなわち、エコー信号から導かれパルスは累積されない（これらのパルスは相殺される）。しかし、較正信号から導かれるパルスは、全ての第２のパルスは元々ブランキングされている（すなわち、較正パルスについては位相反転がおこらない）から、パルスが累積される。この概念が図１５ａ〜ｅに示される。
【００９２】
図１５ａはヘッドエンドレーダユニット１で形成された一連のコヒーレントチャープ両側側帯波パルス１２２を示す。図１５ｂは、アキュムレータ２３におけるコヒーレント累積直前の信号の、位相反転器３３でつくられた、一連の位相シフト１２３を示す。図１５ｃはＣＰＤ源からの一連のエコーパルス１２４のタイミングを示す。図１５ｂ及び１５ｃからわかるように、第２のエコー信号パルスのそれぞれはアキュムレータ３２で１８０°反転されているであろう。図１５ｄは可搬型レーダユニット９からの一連の較正パルス１２５のタイミングを示す。較正パルスの全てが同相であり、したがってアキュムレータ３２におけるコヒーレント累積中にそれぞれが互いに相殺し合うことはないであろうことが図１５ｂ及び１５ｄから明らかである。
【００９３】
図１５ｅは、６周期にわたる、アキュムレータ３２におけるコヒーレント累積の結果を示す。ＣＰＤ源からのエコー信号パルス１２６が第１周期にあり、第２周期で反転パルスによって相殺され、第３周期で第３のパルス１２６が現れ、第４周期で反転パルスによって相殺され、第５周期で第５のパルス１２６が現れ、第６周期で相殺される。結果はＣＰＤエコー信号からのパルスのゼロ累積である。図１５ｅにおいて、較正パルス１２７が第１周期にあり、第２（ブランキング）周期にそのまま残り、第３周期において第２の較正パルスが累積し、累積は第４周期にそのまま残り、第５周期において第３の較正パルスがさらに累積し、総較正パルス累積が第６周期にある。すなわち、ＣＰＤエコーパルスは抑制され、較正パルスが（ＲＦ検出及び測距時間間隔で）アキュムレータ３２に累積される。この方法により、較正信号のパラメータ（例えば時間遅延）が、ＣＰＤエコー信号からの干渉なしに、表出して測定されるであろう確率が高くなる。この方法は較正の確度をかなり高める。
【００９４】
較正信号が、上述したように、表出して測定された後、ヘッドエンドレーダユニット１がその受領確認を可搬型レーダユニット９に送信する。すなわち、レーダユニット１は確認情報信号をレーダユニット９に送信する。この情報信号は、チャープパルスとチャープパルスの間の区間に（図１６を見よ）、５ＭＨｚの周波数でＤＤＳ３６を用いてコントローラ３７によって形成される。図１６はヘッドエンドレーダユニット１からの両側側帯波チャープパルス１２９と１３１の間の区間に挿入された情報信号１３０を示すことでこのことを示す。情報信号は、現在時刻、ノード番号及び較正信号の測定されたパラメータ（例えば時間遅延及び振幅）を含むこともできる。後者の情報ビットにより、可搬型レーダユニット９のオペレータがヘッドエンドレーダユニット１で測定されたままの較正信号のパラメータを現地で見ることが可能になる。送信チャネルは強い干渉の影響を受けないから、上記及び同様の情報の送信に通常の振幅変調を用いることができる。
【００９５】
図１７はアップコンバータ２２の出力における情報信号１３０のスペクトルを示す。信号１３０は、ミクサ２３における平衡変調の結果として、下側帯波１３２及び上側帯波１３３を有する。側帯波１３２及び１３３はそれぞれ、ＲＦチャープ信号の側帯波１３４及び１３５のスペクトル内に入る。側帯波１３２及び１３３は、中心間で、１０ＭＨｚ隔てられる。
【００９６】
図１３を参照すれば、ＲＦ両側側帯波チャープ信号及び情報信号は可搬型レーダユニット９で受信される。図１８は、両側側帯波チャープ信号の二次差成分（すなわち、図１３の帯域フィルタ９８の出力）のスペクトル１３６を示す。スペクトル１３６内に情報信号スペクトル１３７も示される。情報信号は振幅検波器１０８で検波され、コンパレータ１０９における整形後、データ受信器１１０に入る。ノード番号及びヘッドエンドにおいて測定された較正信号パラメータに関する情報はコントローラ１１３に格納され、ディスプレイ１１４に表示される。この結果、可搬型レーダユニット９のオペレータは、現在の試験ポイントの較正の実施が成功し、ヘッドエンドにおいて登録され、彼または彼女が次のポイントを構成するために移動できることを、現地で、知る。
【００９７】
較正プロセスにより、ＨＦＣネットワークに関する電子マップ及びネットワークデバイスデータベースの更新が可能になる。較正により、あるデバイスについて計算された時間遅延が測定された時間遅延で置き換えられ、よってＣＰＤ源検出モードの確度及び速度が高められる。少なくとも、ＣＰＤ源を見つけるためにはファイバノードが較正されてから現地に入るべきである。ＨＦＣネットワークにおいて、遅延の大半（７０〜９０％）は光ファイバによるであろう。したがって、ヘッドエンドとファイバノードの間の時間遅延を決定してからでないと、正確な結果を得ることはできない。さらに、ノード内の他の２つのポイントが較正されることが好ましい。２つのそのような他のポイントはケーブル施設１０の末端近傍の増幅器及びそのノードとケーブル施設１０の末端の間の中間点近傍の増幅器とすることができる。ノードに近い方の増幅器とケーブル施設１０の末端に近い方の増幅器の間で選択がなされる必要があれば、ノードに近い方のデバイスが選ばれるべきである。これらのポイントが較正された後のさらなる較正は、優先度の問題になる。さらに較正を行うことなく許容できる結果が達成されれば、さらに別のデバイスを較正する必要はないであろう。マップの距離または確度に若干の不確定性があるようであれば、さらに較正を行うことが有益であろう。
【００９８】
図１６を再び参照すれば、可搬型レーダユニット９のＣＰＤ源検出モードにおいても情報信号１３０を用いることができる。検出モードにおいて、情報信号１３０は較正モードについて既述したような態様で送信及び受信される。検出モードにおいて、信号１３０はヘッドエンドレーダユニット１で検出されたＣＰＤ源の振幅及び時間遅延パラメータを含むことができる。この情報は可搬型レーダユニット９のディスプレイ１１４（図１３）に表示される。これにより、レーダユニット９のオペレータは、ある場合には、レーダユニット９の結果より正確であり得るヘッドエンド結果を見ることが可能になる。ヘッドエンド結果を見ることは、ＣＰＤ源が適切に識別されて修理されたか否かのチェックに有用である。これは、特定のＣＰＤ信号が寄生ＡＭ変調によって歪んでいる状況においても、あるいは線路の枝線分岐端においてＣＰＤ源を捜索している間にも、用いられる。
【００９９】
ヘッドエンドレーダユニット１は、順次（一度に１つ）態様または循環態様でＨＦＣネットワークのそれぞれのノードに接続する。好ましい動作モードにおいて、一日、一週間、一月及び一年をかけてＣＰＤ問題についてノードが定常的に監視されるように、ヘッドエンドレーダユニット１は間断なくノードを巡回する。この動作はコンピュータ２及び戻り経路スイッチ３（図１）を用いて行われる。
【０１００】
特定のノードが現地で較正されているときは、ヘッドエンドレーダユニット１が巡回してきて較正下のノードに接続するまで、較正を延期することができる。この延期時間は、もちろん、ユニット１が接続するノードの数及びユニット１が１つのノードにおいて信号を処理するに必要な時間に依存する。例えば、両側側帯波チャープパルスの持続時間が３ミリ秒であり、累積されるパルスの数が３２であれば、現行のコンピュータの速度を考慮すると、１つのノードについての処理時間は約２００ミリ秒である。１つのヘッドエンド（またはＨＵＢ）についての平均ノード数は約５０〜１００である。したがって、ヘッドエンドレーダユニット１が較正下にあるノードに戻るまでの時間は長くとも約１０〜２０秒をこえるはずはない。この時間が許容できなければ、あるいは時間が上記の要因によって長くなれば、較正下にある１つまたは複数のノードにより速やかに戻るように、ヘッドエンドユニット１をプログラムすることができる。言い換えれば、較正下にあるノードは、特定の日、週またはその他の期間に、較正の予定が組まれていない他のノードよりも頻繁にレーダユニット１に接続されるように予定が組まれる。
【０１０１】
ヘッドエンドの全動作は人の関与なしに自動的に達成される。較正の結果の全てはそれぞれのノードについて記録され、現地から戻ると、技術者は、較正がなされたケーブル施設のポイント、どのシーケンスで較正がなされたか、及びいつ較正がなされたかをシステム管理者に報告する。管理者は次いで、較正モードにおける時間遅延の測定値及び較正が行われた対応するデバイスの識別データを含む、較正結果を適切なデータベースに入れる。別の実施形態において、較正結果は自動的に可搬型レーダユニット９からヘッドエンドレーダユニット１に送信され、ヘッドエンドレーダユニット１において、情報が受信され、デジタル形式に変換されて、適切なデータベースに格納される。較正結果はさらに、通常はマップデータベースから生成されるＨＦＣネットワークの電子マップを自動的に更新するために用いることができる。
【０１０２】
本発明の好ましい実施形態を本明細書に詳しく説明し、図面に示したが、本発明がそれだけに限定されないことは当然である。当業者には、添付される特許請求の範囲に定められる、本発明の精神及び範囲を逸脱することのない、本発明の多くの改変、等価物及び適合が明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための本発明のシステム及びシステムの双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークへの接続の簡略化なブロック図である
【図２】本発明にしたがって構成されたヘッドエンドＣＰＤレーダユニットの簡略なブロック図である
【図３】図２のヘッドエンドレーダユニットにおいて両側側帯波ＲＦプローブ信号を形成するプロセスを説明する図であり、図３ａベースバンドプローブ信号を示し、図３ｂはプローブ信号のＩＦ両側側帯波変調版を示し、図３ｃはプローブ信号のＲＦ両側側帯波変調版を示す
【図４】前向き経路内のチャープ両側側帯波プローブ信号及び戻り経路内の対応するチャープエコー信号の周波数−時間ドメイン図である
【図５】前向き経路内のＲＦ両側側帯波プローブ信号及び戻り経路内のこの信号の二次相互変調成分の周波数図である
【図６】前向き経路内の２つの非隣接デジタルＱＡＭ ＴＶチャネル及び戻り経路内のこれらのチャネルの二次相互変調成分の周波数図である
【図７】前向き経路内のアナログＴＶチャネル及び単デジタルＱＡＭ ＴＶチャネル及び戻り経路内のこれらの信号の三次相互変調成分の周波数図である
【図８】上図は前向き経路スペクトルのロールオフ領域にアナログチャネル及びデジタルＱＡＭチャネル並びに両側側帯波プローブ信号を含む前向き経路における代表的な振幅スペクトルを示し、下図はデジタルチャネル及びアナログチャネルの二次及び三次相互変調成分並びにプローブ信号の二次相互変調成分を含む戻り経路における代表的な複合振幅スペクトルを示す、一対の周波数図である
【図９】図２のヘッドエンドレーダユニットに用いられる、本発明のＣＰＤ発生器の簡略なブロック図である
【図１０】上図は戻り経路サービス信号を含む戻り経路の代表的な振幅スペクトルであり、下図は戻り経路サービス信号を抑制するように構成された対応する適応フィルタの周波数応答である、一対の周波数図である
【図１１】複合雑音信号として戻り経路スペクトル内の相互変調成分を処理するための、図２のヘッドエンドレーダユニットに含まれるＮ＋１チャネル相関器のブロック図である
【図１２】６ＭＨｚの周波数偏差を有する両側側帯波チャーププローブ信号の時間（または空間）分解能をスペクトル帯域幅が５０ＭＨｚの複合雑音信号の時間（または空間）分解能と比較している、振幅対時間遅延グラフである
【図１３】可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットの簡略なブロック図である
【図１４】可搬型レーダ−較正器ユニットに対する同軸ケーブルネットワークの一般的な接続ポイントを示す図であり、図１４ａは幹線増幅器の試験ポイントへの接続を示し、図１４ｂはタップのポートへの接続を示す
【図１５】較正モードにおいて、ＣＰＤ源からのエコー信号を抑制すると同時にヘッドエンドレーダユニットのコヒーレントアキュムレータにおいて較正信号を検出するプロセスを示す一連の時間図である
【図１６】ヘッドエンドレーダユニットから可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットに送信されるプローブ信号パルスの間への情報信号の配置を示す時間ドメイン信号図である
【図１７】ヘッドエンドレーダユニットから可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットに送信されるような、両側側帯波変調ＲＦプローブ信号のスペクトル内に含まれる両側側帯波変調情報信号のスペクトル図である
【図１８】可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットで発生される、図１７の情報信号及びプローブ信号の二次差成分のスペクトル図である
【符号の説明】
【０１０４】
１ ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット
２ コンピュータ
３ 戻り経路スイッチ
４ ヘッドエンドコンバイナ
５ 信号スプリッタ
６ 光送信器
７ 光受信器
８ 光ノード
９ 可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニット
１０ 同軸ケーブル施設
１１ タップ
１２ 接続ポイント
１３ ＣＰＤ源
Ａ ＣＰＤ位置高精度特定システム
【関連出願の説明】
【０００１】
本出願は、２００５年２月２２日に出願された米国仮特許出願第６０/６５５１９１号及び２００５年１０月１８日に出願された米国仮特許出願第６０/７２７９３１号の恩典を主張する。
【技術分野】
【０００２】
本発明は全般的にはＣＡＴＶネットワーク監視システムに関し、さらに詳しくは、双方向広帯域ハイブリッドファイバ−同軸（ＨＦＣ）ネットワークにおける共通経路歪（ＣＰＤ）源または受動相互変調歪（ＰＩＭ）源の位置を高精度で特定するための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００３】
現今の双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおける歪の一形態は、共通経路歪（ＣＰＤ）である。この歪は、腐食によって生じる「ダイオード効果」による、コネクタ、タップ、終端等のような共通経路のコンポーネントにおける前向き経路（または下り）信号の相互変調の結果である（非特許文献１を見よ）。ＣＰＤは、ＨＦＣネットワークの戻り経路及び前向き経路のいずれにおいても複合三重ビート（ＣＴＢ）成分及び複合二次（ＣＳＯ）歪成分を生じさせる。さらに、ＣＰＤ源の位置はＣＡＴＶネットワーク内に雑音が導入される場所であることが多い。非特許文献２に示されるように、ＣＰＤの影響は戻り経路サービスにおける最も重要な問題の１つである。前向き経路において、（例えば５０〜５５０ＭＨｚの範囲の）アナログチャネルからのＣＰＤ歪成分は（例えば５５０〜８６０ＭＨｚの範囲の）デジタルチャネルの性能低下を生じさせる。
【０００４】
上記の観点から、ＣＰＤの排除の問題は現今のＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークに対して極めて重要である。難題は、数１００マイル（１６０ｋｍ）、時には数１０００マイル（１６００ｋｍ）に及ぶネットワークケーブルの、数１００、時には数１０００のノードの中からＣＰＤ源の位置を特定することである。
【０００５】
ロドニー・イーストメント（Rodney Eastment）の特許文献１及び２に説明される、ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおけるＣＰＤ源検出のためのシステムが知られている。これらの特許文献は、ＣＰＤ源とヘッドエンド局の間のプローブ信号伝搬の時間遅延を決定するため及並びに、時間遅延に基づき、ケーブルネットワークマップ及び設計図を用いて、ＣＰＤ源の位置を決定するための方法及び装置（イーストメントシステム）を開示している。
【０００６】
イーストメントシステムの一欠点は、プローブ信号が前向き経路（下り）スペクトル内の５９.５ＭＨｚ隔てられた両側側帯波を有することである。さらに、このタイプのプローブ信号−両側側帯波チャープパルス信号−では、ＴＶ番組信号との干渉を避けるために、側帯波が前向き経路の非使用領域にあることが必要である。すなわち、イーストメントシステムにおけるプローブ信号では前向き経路スペクトル内に２つの非使用ＴＶチャネルが必要である。現今のＨＦＣ ＣＡＴＶシステムにおいて、チャネルスペクトルは極めて限られており、大変貴重である。チャネルスペクトルは潜在収益源である。イーストメントシステムがネットワークにおいてＣＰＤを間断なく監視するために用いられるとすれば、前向き経路において２つの有用なチャネルが、利用可能であるとしても、失われることになろう。
【０００７】
イーストメントシステムの第２の欠点は、両側側帯波プローブ信号だけに依存することである。この結果、プローブ信号に応答して発生するＣＰＤ信号（すなわちエコー信号）の帯域幅が限定されるであろう。イーストメントシステムにおいて、エコー信号は、戻り経路スペクトル（例えば５〜５０ＭＨｚ）のヘッドエンドにおいて受信される、プローブ信号の二次相互変調（差）成分である。この信号の帯域幅はこの信号から決定することができる区域の分解能に比例する。すなわち、帯域幅が広いほど分解能が高くなる。イーストメントシステムのエコー信号の帯域幅は５ＭＨｚである。この帯域幅からは約１００フィート（約３０ｍ）の目標分解能が得られる。多くの場合、この区間内には多くの（それぞれが潜在ＣＰＤ源である）ネットワークデバイスがあり得ることを考慮すれば、この分解能では不十分である。ＣＰＤ源デバイスの識別に関する曖昧さを低減または排除するためには改善された分解能が望ましい。
【０００８】
分解能を改善するために、エコー信号の帯域幅を拡大しようとすれば、必然的に、前向き経路スペクトルにおいて対応するプローブ信号に必要な帯域幅が拡大する結果になることによる拘束を受ける。これは、干渉を避けるために、前向き経路スペクトルのロールオフ領域にプローブ信号をおくことが目標になっている場合に、特にそうなる。すなわち、両側側帯波チャープ信号だけに依存するシステムでは目標分解能が制限されるであろう。
【０００９】
イーストメントエコー信号の帯域幅に関する別の拘束は、信号が戻り経路スペクトルの非使用領域におかれなければならないという要請である。これは、代表的な戻り経路サービス信号の存在により、インターネット及び電話法におけるような、実ネットワークトラフィックからエコー信号を弁別することが、少なくともエコー信号が非使用スペクトルにある場合よりも、困難な環境がつくられることからの要請である。前向き経路と同様、インターネット及び電話サービスの進展にともなって戻り経路スペクトルも混雑するようになった。したがって、戻り経路帯域幅は貴重である。さらに、ほとんどの場合、戻り経路スペクトルの非使用領域は低周波数側だけに、すなわち５〜１５ＭＨｚ領域にある。しかし、この領域においては入来雑音及びパルス雑音が最も普通であり、エコー信号を確実に検出及び処理することがここでも困難になる。
【００１０】
イーストメントシステムの別の欠点は、ＣＰＤの検出のためにプローブ信号の二次差成分だけに依存することだけである。非特許文献１に、「ＣＰＤの検出には（ＣＰＤによって生じる）三次相互変調成分が重要になり得る」と示唆されている。実際、非特許文献１は、三次成分が二次成分より支配的である場合があり、歪成分だけがＣＰＤ源から現れる場合もあると示唆している。さらに、ＣＰＤ源―酸化による金属/酸化物/金属接合（ダイオード効果）―の電圧−電流応答を数学的に三次多項式で表し得ることが知られている。この解析は、二次成分より三次成分が支配的であるように思われることを示唆している。したがって、二次成分及び三次成分のいずれにも依存するシステムは、雑音の多い代表的な戻り経路環境においては特に、より確実にＣＰＤを検出すると思われる。
【００１１】
非特許文献１に指摘されているように、ネットワークにおけるＣＰＤの出現は、（おそらく温度変動により）昼夜で変わり得るし、全般的に温度変動で変わり得るし、またその他の要因の結果として変わり得る。一般にイーストメントシステムは、ＣＰＤ問題に対応するため、あるいは日常保守を行うために用いられてきた。そのような業務の遂行では全てのＣＰＤ源が検出されることを保証するためのより長期間にわたるＣＰＤ環境の監視の必要性が見過ごされてきた。理想的には、ネットワークは間断なく監視されるべきである。しかし、イーストメントシステムのようなシステムでは、この要件はかなりの技術要員及びその他のリソースを必要とし、したがって経費のかかる仕事になるであろう。
【００１２】
ＨＦＣネットワークの同軸ケーブル部は一般に、幹線−枝線アーキテクチャにしたがっている。ＣＰＤ源が多数の並行枝線の中の特定の枝線にあれば、どの枝線にＣＰＤ源があるかを区域決定だけに基づいて分解することは困難になり得る（区域曖昧性）。イーストメントシステム適用においては、そのようなＣＰＤ源がその区域のミッドスパン（ユーティリティポール間）におかれるか否かを決定するに十分に測距分解能が高ければ、ＣＰＤ源の位置を特定し得ることが示唆される。そうであれば、ＣＰＤ源は通常ミッドスパンでは生じないとされているから、その特定の枝線は考慮対象から外されるであろう。この手法は理論的に聞こえるかもしれないが、ＣＰＤ源位置特定は分解能だけでなく、ケーブル施設のマップ及び／または設計図の確度にも依存する。そのようなマップまたは設計図は一般に正確ではない。ケーブル施設デバイス間の距離及びケーブル長は通常ある誤差をもって指定される。多くの場合、実ケーブル長は指定されず、おそらくはユーティリティポール間の距離だけが与えられる。さらに、マップはネットワークにおけるケーブルの実伝搬速度を特定することができず、またマップは時間の経過にともなうネットワークの変更を反映することができない。したがって、非常に分解能が高いシステムをもってしても、正確な較正無しには、この手法は実用上成功し得ない。
【００１３】
標準的なケーブル施設マップの短所を考えると、現地に入ってネットワークを較正することが必要である。これには一般に、ネットワーク内の較正ポイントからヘッドエンドへの較正信号の送信が含まれる。較正ポイント近傍にある実ＣＰＤ源からのエコー信号によって較正信号が歪むかまたは遮蔽されるであろう可能性がある。イーストメントシステム適用は、２つの信号を分離するための、実ＣＰＤエコー信号からの「位相時間」を合せた較正信号のシフトを提案することによってこの問題に対処しようとする。この手法ではＣＰＤエコー信号は相殺されない。すなわち、ＣＰＤエコー信号と較正信号の間の干渉の可能性が残ったままである。そのような干渉は較正に誤差を生じさせ、したがって引き続くＣＰＤ区域測定値に誤差を生じさせ得る。
【００１４】
ネットワークの較正では一般に、２か所−ヘッドエンド及び較正ポイント−に技術者をおくことが必要であった。このプロセスは、両側にいる技術者の調整及び交信を必要とするため、時間がかかる。複数の技術者による較正の実施には一人の場合よりもヒューマンエラーが入る機会が多い。さらに、較正に複数の技術者を用いると費用が高くなる。さらに、この手法は他の保守作業に割り当てることができるはずの技術者を束縛する。さらに、別の技術者がＣＰＤ問題に対する並行作業に配置されている場合、時間がかかる較正が実施されている間は、彼らはシステムにアクセスできるまで待機させられる。
【特許文献１】国際出願第ＡＵ００/００２３５号明細書（１９９９年３月２４日提出）
【特許文献２】国際公開第００/５７５７１号パンフレット（２０００年９月２８日公開）
【非特許文献１】バーラト・パテル（Bharat Patel），「解説共通経路歪（Common Path Distortions Explained）」，インターネット<URL: www.scte.org/chapters/newenland/-reference/cpd/cpd2htm>
【非特許文献２】ジャック・モラン（Jack Moran），「ジャックが語る戻り経路におけるＲＦ減損並びにＤＯＣＳＩＳ性能またはＲＦワールドへのその影響（RF Impairments in the Return Path & Their Impact on a DOCSIS Performance or the RF World according to Jack）」，Motorola，２００３年９月２３日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
したがって、本発明の一課題は、従来技術にともなう問題を克服する、双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００１６】
本発明の別の課題は、従来の方法及び装置よりも正確かつ確実にＣＰＤ源の位置を高精度で特定することができる方法及び装置を提供することである。
【００１７】
本発明のさらなる課題は、ＣＰＤ源について双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークを自動的に、かつ間断なく、監視する方法及び装置を提供することである。
【００１８】
本発明のまた別の課題は、双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークの前向き経路スペクトルへのプローブ信号の注入を必要としない、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００１９】
本発明のまたさらなる課題は、既存の前向き経路ＴＶ番組信号をＣＰＤプローブ信号として使用し、そのようなＴＶ番組信号の相互変調成分をＣＰＤエコー信号として処理することである。
【００２０】
本発明のまた別の課題は、前向き経路にプローブ信号が注入される本発明の実施形態において、非使用前向き経路スペクトルを用いる必要を最小限に抑えることである。
【００２１】
本発明のまたさらなる課題は、挟帯域ＣＰＤエコー信号の使用に限定されず、広帯域エコー信号を用いることができ、したがって改善された目標分解能を達成することができる、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００２２】
本発明のさらにまた別の課題は、二次成分及び三次成分のいずれをも含むＣＰＤ歪成分の統合スペクトルを処理することによってＣＰＤ源検出感度を高めることである。
【００２３】
本発明のまたさらなる課題は、ＣＰＤエコー信号が戻り経路スペクトルの非使用領域に拘束されない、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００２４】
本発明の別の課題は、ケーブルネットワークにおける枝線の間のＣＰＤ区域曖昧性を分解できる、ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための方法及び装置を提供することである。
【００２５】
本発明のさらなる課題は、較正ポイントの近傍においてＣＰＤエコー信号からの干渉なしに検出される較正信号を用いる、ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークを較正するための方法及び装置を提供することである。
【００２６】
本発明の別の課題は、ヘッドエンドでの人間の介在なしに、較正ポイントにおいてＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークの較正を実行することである。
【課題を解決するための手段】
【００２７】
上記及びその他の課題は、双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおけるＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための、（ａ）ヘッドエンドコンバイナに接続されたヘッドエンドＣＰＤレーダユニット、（ｂ）ＣＡＴＶネットワークのノードとヘッドエンドレーダユニットの間に接続された戻り経路スイッチ及び（ｃ）ネットワークのノードの恒常順次ＣＰＤ監視のために、ヘッドエンドレーダユニット及び戻り経路スイッチを制御するためのヘッドエンドコンピュータを備えるシステムが提供される、本発明にしたがって達成される。
【００２８】
本システムはさらに、ＣＰＤ源の現地検出のため及び時間遅延に関してＣＡＴＶネットワークを較正するための、現地に運び込まれ、ＣＡＴＶネットワークの同軸ケーブル部に沿う様々なポイントに接続される、可搬型レーダ−較正器ユニットを備える。可搬型レーダ−較正器ユニットはＣＡＴＶネットワークを介してヘッドエンドレーダユニットと交信する。ヘッドエンドレーダユニットのＣＰＤ源検出及び較正情報は現地において可搬型レーダ−較正器ユニットで見ることができる。
【００２９】
ヘッドエンドレーダユニットは、ＣＰＤプローブ信号として既存の前向き経路ＴＶ番組信号を利用する。ＣＰＤ源によって生じる、これらの前向き経路信号からの歪成分は、戻り経路において受信され、ヘッドエンドからＣＰＤ源に行ってヘッドエンドに再び戻るまでの伝搬遅延時間を決定するために処理される。この方法は高精度ＣＰＤ源検出段階と称される。歪成分は複合雑音信号として扱われる。この雑音信号と局発基準信号との相互相関からＣＰＤ源の時間遅延及び振幅が得られる。複合雑音信号の相互相関処理が行われる前に、通常の戻り経路サービス信号（例えば、インターネット及び電話法）を抑制するために適応フィルタを用いることができる。
【００３０】
複合雑音信号処理の直前に、予備ＣＰＤ源検出段階を実施することができる。この予備段階には、前向き経路への両側側帯波チャーププローブ信号の注入及び戻り経路におけるＣＰＤエコーチャープ信号の検出が含まれる。エコーチャープ信号はプローブ信号の二次相互変調（差）成分である。エコーチャープ信号は局発基準信号を用いて「復調チャーピング」され、復調チャープ信号はコヒーレントに累積され、ＣＰＤ源についての近似時間遅延を決定するために高速フーリエ変換される。この近似時間遅延は高精度ＣＰＤ源検出段階で用いることができ、高精度ＣＰＤ源検出段階において相互相関プロセスの焦点を絞るに役立つ。相互相関プロセスにおける近似時間遅延の使用により、相関器の複雑さが軽減され、処理時間が短縮される。もちろん、予備段階はチャーププローブ信号の使用に限定されない。
【００３１】
可搬型レーダ−較正器ユニットにより、現地における最終ＣＰＤ源検出段階が実施される。ユニットはいずれかのアクセス可能なポイントでネットワークの同軸ケーブル部に接続することができる。ユニットは前向き経路においてヘッドエンドレーダユニットからプローブ信号を受信する。ユニットはプローブ信号から基準信号を発生する。ユニットは戻り経路において、プローブ信号の二次相互変調（差）成分である、ＣＰＤエコー信号を受信する。ユニットは局発基準信号をエコー信号と混合して差信号をつくる。差信号は高速フーリエ変換され、ＣＰＤ源の時間遅延が決定される。可搬型ユニットは、ＣＰＤ源の位置をその近くまで特定することができるから、優れた結果をもたらすことができる。さらに、接続ポイントにおいて、戻り経路スペクトルは一般に、ヘッドエンドにおけるより、雑音が少ない。
【００３２】
可搬型レーダ−較正器ユニット現地に行ってＨＦＣネットワークを較正するためにも用いられる。ユニットは、ファイバノード、ケーブル施設の末端近傍の増幅器及びノードとケーブル施設の末端の間の中間にある増幅器を含めることができる、様々な較正ポイントにおいてネットワークに接続される。それぞれの較正ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットは前向き経路内をヘッドエンドから送信されるプローブ信号から較正信号を発生する。較正信号は、実際はプローブ信号の二次差成分であり、基本的にＣＰＤ源から予想されるエコー信号の模擬信号である。しかし、較正信号はＣＰＤエコー信号から弁別できるように変えられる。較正信号は戻り経路内をヘッドエンドレーダユニットに向けて送信され、ヘッドエンドにおいて予備ＣＰＤ源検出段階について上述した処理と同様の処理を受ける。しかし、この較正モードにおいて、ヘッドエンドレーダユニットはいかなる実ＣＰＤエコー信号も相殺して、較正信号だけを処理することができる。
【００３３】
ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワーク内のＣＰＤ源の位置を特定する方法も本発明によって考えられる。そのような方法の１つは、（ａ）（予備段階として）ＣＰＤ源に関係付けられる近似時間遅延を決定するために両側側帯波プローブ信号を用いる段階、（ｂ）戻り経路において受信される、前向き経路ＴＶ番組信号のＣＰＤ歪成分をＣＰＤ歪成分の局所生成模擬信号と相互相関させる段階、（ｃ）段階（ａ）で決定された近似時間遅延だけＣＰＤ歪成分の模擬信号を遅延させることにより段階（ｂ）における相互相関を誘導する段階、及び（ｄ）段階（ｂ）及び（ｃ）における相互相関に基づいてＣＰＤ源の時間遅延を決定する段階を含む。本方法は、段階（ｂ）における相互相関の実施の前に戻り経路サービス信号を抑制する段階をさらに含むことができる。本方法は、ＣＰＤ源の位置を特定するためにＣＡＴＶネットワークに沿う複数の接続ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットを使用する段階をさらに含むことができる。
【００３４】
可搬型レーダ−較正器ユニットを用いてＣＡＴＶネットワークを較正する方法は、（ａ）較正ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットをＣＡＴＶネットワークに接続する段階、（ｂ）シミュレートされたＣＰＤ歪成分を戻り経路周波数スペクトル内の、パルス列を有する、較正信号として発生する段階、（ｃ）較正ポイント近傍にあるＣＰＤ源からの歪成分から較正信号を弁別するために較正信号のパルス列を変形する段階、（ｄ）変形されたパルス列をもつ較正信号を戻り経路でヘッドエンドに送信し戻す段階、（ｅ）ヘッドエンドにおいてＣＰＤ歪成分とは実質的に独立に較正信号を検出する段階、及び（ｆ）較正ポイントの位置に関係付けられる較正された時間遅延を確立するためにヘッドエンドと較正ポイントの間の時間遅延を決定する段階を含む。段階（ｃ）において較正信号のパルス列はパルス列のパルスを一つおきにブランキングすることによって変形することができる。段階（ｅ）において、ＣＰＤ歪成分のパルス列が相殺され、較正信号のパルス列が累積されるように、ＣＰＤ歪成分のパルストレインのパルスを一つおきに反転し、較正信号及びＣＰＤ歪成分のコヒーレント累積を実施することによって較正信号を検出することができる。
【００３５】
本発明のさらなる課題は、添付図面を参照する好ましい実施形態の以下の説明から明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
図１は本発明のＣＰＤ位置高精度特定システムＡの好ましい実施形態の簡略なブロック図を示す。システムＡはＨＦＣケーブルＴＶネットワークのＨＦＣヘッドエンド及び同軸ケーブル部に組み込まれる。システムＡはヘッドエンドにおいて接続される以下の装置、ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット１，戻り経路スイッチ３及びコンピュータ２を備える。システムＡはさらにネットワークの同軸ケーブル部に直接に接続される装置−可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニット９−を備える。汎用ヘッドエンド装置は、前向き経路信号（すなわちアナログ及びデジタルＴＶ番組信号）を結合するためのヘッドエンドコンバイナ４，前向き経路信号を複数の光ノードに配送するための信号スプリッタ５，前向き経路信号をＨＦＣネットワークの光ファイバ部の光ファイバノードに送信するための複数の光送信器６及び光ノードから戻り経路信号を受信し、それらをヘッドエンド受信器（図示せず）に配送するための複数の光受信器７を有する。
【００３７】
ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット１は、一方は戻り経路スイッチ３の出力に接続され、他方はタップ１１を介してコンバイナ４の出力に接続される、２つの入力を有する。レーダユニット１の出力（ＲＦ出力）はコンバイナ４の一方の入力に接続される。前向き経路のアナログ及びデジタルＴＶ番組信号はコンバイナ４の他方の入力に印加される。コンバイナ４の結合出力はスプリッタ５の入力に接続される。スプリッタ５の出力は光送信器６の入力に接続される。前向き経路信号は、図１に示されるように、送信器６から光ケーブルを通じて対応する光ノード８に送信される。先に示したように、コンバイナ４の出力はタップ１１を介してレーダユニット１の入力にも接続される。
【００３８】
レーダユニット１及びスイッチ３の管理はコンピュータ２を用いて行われる。図１に示されるように、コンピュータ２はレーダユニット１及びスイッチ３に接続される。コンピュータ２は、スイッチ３を制御し、スイッチ３にそれぞれの光受信器７からの戻り経路信号を、個別に、循環態様またはプログラムされた（すなわち選択的）態様でレーダユニット１の入力に接続させるようにプログラムされる。さらに、コンピュータ２はレーダユニット１から受け取られる情報の処理及び格納を行う。
【００３９】
図１をさらに参照すると、光ノード８の出力はネットワークの同軸ケーブル施設１０に接続される。ノード８は、前向き経路光信号を同軸ケーブル施設１０を通じる送信のためのＲＦ信号に変換し、ＲＦ戻り経路信号を光受信器７への送信のための光スペクトルに変換する。同軸ケーブル施設１０は一般に、ノード８と多数の加入者の家（図示せず）の間に、幹線−枝線パターンで配置される。可搬型レーダユニット９は現地に配備され、ＣＰＤ源１３の現場探索を行う目的のため及びケーブル施設を較正するために、様々なポイント１２においてケーブル施設１０に接続される。
【００４０】
一般に、ＣＰＤ位置高精度特定システムＡは２つの基本動作モード−（１）ＣＰＤ源検出モード及び（２）較正モード−を有する。
【００４１】
ＣＰＤ源の検出（または測距）はＣＰＤ源に及びＣＰＤ源から伝搬する信号の時間遅延ΔＴを測定または決定することによって達成される。予備測距段階においては、両側側帯波変調レーダチャープパルスのような、特定のプローブ信号を用いることができる。さらに厳密な第２の段階においては、実際の前向き経路のデジタル信号またはデジタル及びアナログＴＶ番組信号がプローブ信号として用いられる。時間遅延ΔＴは実際には基準ポイント（例えばヘッドエンド）からＣＰＤ源まで進行するプローブ信号及びＣＰＤ源から進行して基準ポイントに戻るプローブ信号の歪成分の総伝搬時間である。ＣＰＤ源は前向き経路内を伝搬する信号の歪成分を生じさせる。これらの前向き経路信号の低周波数歪成分は戻り経路内を伝搬してヘッドエンドに戻る。元の前向き経路信号が基準として利用できれば、これらの低周波数歪成分をＣＰＤ源の検出及び測距に利用できる。低周波数歪成分には、前向き経路信号の二次及び三次相互変調成分を含めることができる。ＣＰＤ源測距におけるこれらの成分の使用を以下でさらに詳細に説明する。
【００４２】
ＣＰＤ源検出モード−予備段階
戻り経路スイッチ３がＣＰＤレーダユニット１を選ばれた光ノード８の与えられた戻り経路受信器７に接続した後に、レーダユニット１がそのＲＦ出力にＣＰＤ源検出のための特定のプローブ信号をつくる。レーダユニット１のブロック図が図２に示される。信号の形成及び処理は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）に実装することができるデジタルプロセッサ２６においてデジタル形式で実行される。
【００４３】
それを通って特定のプローブ信号が形成される処理チャネルには、コントローラ３７，直接デジタル合成器（ＤＤＳ）３６，デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）２５，低域フィルタ（ＬＰＦ）２４，ミクサ２３，局部発振器２７，帯域フィルタ（ＢＰＦ）２１及びアップコンバータ２２がある。一実施形態において、プローブ信号はコヒーレントパルスの周期シーケンスとすることができる。続いて、プローブ信号は、局部発振器２７からのキャリア信号並びにＤＤＳ３６，ＤＡＣ２５及びＬＰＦ２４で形成されたプローブ信号の平衡変調によってミクサ２３において両側側帯波信号として変調される。ＤＤＳ３６で形成された信号は、結果が衝撃関数またはディラック関数を近似する自己相関関数を有するならば、レーダ位置探知または測距に用いられる既知の方法にしたがって周波数変調または位相変調を行うこともできる。
【００４４】
ＤＤＳ３６で形成されるプローブ信号（ベースバンドプローブ信号）の周波数及び帯域幅は、信号の二次高調波スペクトルがＨＦＣネットワークの戻り経路のスペクトル内に入るように選ばれる。二次高調波は戻り経路スペクトルの非使用領域にあることが望ましい。プローブ信号のパラメータの選択は以下で、例として、チャープ信号を用いてさらに詳細に説明する。
【００４５】
ミクサ２３における平衡変調後、プローブ信号の両側側帯波版（ＩＦプローブ信号）は帯域フィルタ２１でフィルタリングされ、その結果が前向き経路周波数スペクトル内のＲＦ周波数帯にアップコンバートされる（ＲＦプローブ信号）。図３ａ，３ｂ，３ｃは、ベースバンドプローブ信号（図３ａ）の両側側帯波ＩＦ信号（図３ｂ）への変調及び前向き経路スペクトル内の送信のためにＲＦプローブ信号（図３ｃ）をつくるためのＩＦ信号のアップコンバートの例を示す。図３ａに示されるように、ベースバンドプローブ信号４１は、低域フィルタ２４に出力において、３ＭＨｚから６ＭＨｚまでの周波数帯域を有する。ミクサ２３において、信号４１は局部発振器２７からの信号との平衡変調にかけられる。局部発振器信号の周波数は、標準値の７０ＭＨｚに等しく選ばれる。得られたＩＦプローブ信号（図３ｂ）は、下側帯波４２，上側帯波４３，及び局部発振器信号の抑制残留信号４４を有する。７０ＭＨｚＩＦ信号は１２ＭＨｚの帯域幅を有する。ＩＦ信号は次いでアップコンバータ２２で前向き経路スペクトルのＲＦ帯にアップコンバートされる。ＲＦプローブ信号の中心周波数は、プローブ信号がＴＶ番組信号に利用されるスペクトル領域を占有しないように、前向き経路スペクトルのロールオフ領域にあることが好ましい。図３ｃに示されるように、ＲＦプローブ信号は、例えば８６０ＭＨｚより上におかれる、周波数４７を中心とする。ＲＦプローブ信号は，ＩＦ側帯波４２及び４３にそれぞれ関係付けられる、下側帯波４５及び上側帯波４６を含む。
【００４６】
図４は周波数−時間ドメイングラフ上にプロットされたＲＦ両側側帯波プローブ信号の一例を示す。両側側帯波信号は偏差が３ＭＨｚの線形周波数変調（チャープパルス）を有する（ＤＤＳ３６からの）ベースバンドプローブ信号から誘導される。ＲＦプローブ信号は、アップコンバータ２２の出力において、相対（ミラー）方向に線形態様で変調され、パルス持続時間Ｔを有する、２つのチャープパルス４８及び４９を表す。図４はＣＰＤ源においてＲＦチャープパルス４８及び４９から生じる二次相互変調成分５１も示す。相互変調成分５１はベースバンドプローブ信号の二次高調波５０と一致して示される。予期されるように、二次成分５０及び相互変調成分５１は、ベースバンドプローブ信号の偏差の２倍となる、６ＭＨｚの偏差を有する。
【００４７】
図４をさらに参照すると、相互変調成分５１は、ＣＰＤ源１３（図１）におけるＲＦチャープパルス４８及び４９の周波数混合により形成される。この信号５１は古典的レーダシステムにおけるエコー信号に類似している。しかし信号５１は元の信号の反射（エコー）であるだけでなく、元の信号の相互変調成分でもある。しかし、信号５１は古典的エコー信号が含んでいるであろう時間遅延情報と同じ情報を含む。信号５１は、その周波数が戻り経路スペクトル内にあるから、ヘッドエンドまで伝搬して戻る。信号５１はＣＰＤ源１３の遠隔距離に比例するある時間遅延（ΔＴ）５３をもってヘッドエンドに到着する。相互変調成分５１の瞬間値は、初期ベースバンドチャープ信号の二次高調波５０の対応値と、式：
ΔＴ＝（ΔＦ・Ｔ）÷６ＭＨｚ （式１）
で時間遅延（ΔＴ）５３に正比例する、周波数オフセット（ΔＦ）５２だけ異なる。
【００４８】
図５は、前向き経路内のＲＦ両側側帯波プローブ信号５４から誘導される、戻り経路内の二次相互変調成分５５の一例を示す。
【００４９】
ＣＰＤ源を検出するための両側側帯波信号の特性をさらに説明することが必要である。両側側帯波信号は、例えばＣＰＤ源によって生じる、非線形歪の場合には、（両側側帯波信号の）２つの側帯波からの二次相互変調成分が、両側側帯波信号を発生させるために用いられる局部発振器信号またはアップコンバータのパラメータに全く依存しないという驚くべき特性をもつ。詳しくは、例えば１００〜７５０ＭＨｚの、数１００ＭＨｚの帯域幅を有する広帯域雑音様信号を局部発振器信号として用いることができる。この場合、アップコンバータ２２は不要になり、出力ミクサ２３からの信号をＣＰＤ源検出のためのプローブ信号として前向き経路に直接に送り込むことができる。そのような信号のスペクトルは白色雑音に近いであろう。そのような信号は、そのエネルギースペクトル密度がヘッドエンドコンバイナ４の出力における基本雑音レベルより下にあれば、前向き経路内のＲＦＴＶ番組信号と干渉しないであろう。言い換えれば、信号のエネルギーはコンバイナ４の出力における雑音のエネルギーより低くなければならない。
【００５０】
上述した広帯域雑音両側側帯波信号を特許文献１における２つの相異なる信号Ｆ１及びＦ２とは見なし得ないことは明白である。さらに、この広帯域雑音局部発振器信号の場合、一般に、キャリア周波数の概念はない。したがって、そのような広帯域雑音信号の非線形歪の場合には、局部発振器信号が（図３及び図５におけるような）連続波（ＣＷ）キャリアである場合におけるように、プローブ信号の高精度で同じ相互変調成分が戻り経路内に形成されるであろう。両側側帯波信号のそのような適用についての機会は、特許文献１に説明されるような、Ｆ１及びＦ２信号の単純な使用とは基本的に異なる。
【００５１】
より良い説明及びより容易な理解のために、以降の議論を、局部発振器信号がＣＷ信号であり、ＲＦ両側側帯波プローブ信号のスペクトルが前向き経路のロールオフ領域におかれる（図３，４，５）場合に限定する。そうであっても、上に与えた広帯域雑音の例は一態様として覚えておくべきである。両側側帯波信号の二次相互変調成分が周波数変換回路（例えば局部発振器２７）のパラメータに依存しないという事実及びそのような相互変調成分が（例えばＤＤＳ３６からの）ベースバンドプローブ信号の二次高調波と一致するという事実により、ＣＰＤ源からの相互変調成分の長期コヒーレント累積の実行が可能になる。さらに、受信器の雑音レベルよりかなり低いレベルを有する相互変調成分の検出が可能になる。ＣＰＤ源からの相互変調成分は本明細書で、場合に応じて、「エコー信号」または「エコーチャープ信号」とも称されるであろう。
【００５２】
両側側帯波チャープ信号の場合、基準信号または「復調チャープ」信号（例えば図４の信号５０）は直接デジタル合成器（ＤＤＳ）３１（図２）を用いて容易に高精度の確度をもって形成される。しかし、ＤＤＳ３６はベースバンドプローブ信号（例えば図３ａの信号４１）を形成し、ＤＤＳ３１は（例えば図５の信号５５のような）ベースバンドプローブ信号の二次高調波に等価な信号を形成する。言い換えれば、ＤＤＳ３１からの信号は、ＤＤＳ３６からのプローブ信号の２倍の帯域幅及び中心周波数を有する。ＤＤＳ３１及びＤＤＳ３６の出力周波数は、ＤＤＳ３１及びＤＤＳ３６の入力に２進コードを与えることによって決定される。チャープ信号に対し、２進コードは２進カウンタによって形成される。ＤＤＳ３１及びＤＤＳ３６は同じ、コントローラ３７の２進カウンタによって制御される。
【００５３】
図４を再び参照すれば、エコーチャープ信号５１は戻り経路スペクトル内で受信される。図１において、この信号は戻り経路スイッチ３を介して光受信器７の１つから受信され、戻り経路入力を通してヘッドエンドレーダユニット１によって受信される。図２に示されるように、信号５１は帯域フィルタ１４でフィルタリングされ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１５で増幅され、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１６でデジタル形式に変換される。ＡＤＣ１６からの信号は乗算器２８の一方の入力に与えられる。ＤＤＳ３１で形成された信号が乗算器３１の他方の入力に与えられる。ＤＤＳ３１は、先に説明したように、ＤＤＳ３６で形成されるベースバンドチャープ信号の二次高調波に等価な、復調チャープ信号（例えば図４の信号５０）を形成する。この目的のため、ＤＤＳ３１に設定される現周波数パラメータ（すなわち、帯域幅及び中心周波数）はＤＤＳ３６に設定されるパラメータに対して２倍にされる。チャープ信号の現瞬間周波数はコントローラ３７の２進カウンタでつくられる２進コードによって設定される。
【００５４】
乗算器２８において、基準信号または復調チャープ信号５０（図４）と時間遅延エコーチャープ信号５１（図４）の乗算が実行される。この段階は、エコー信号の「復調チャーピング」と称される。結果は周波数オフセット（ΔＦ）５２（図４）に等しい中心周波数を有する低周波数信号である。乗算器２８からの復調チャープ信号は低域フィルタ（ＬＰＦ）２９でフィルタリングされ、コヒーレントアキュムレータ３０に与えられる。ＬＰＦ２９からのパルスのコヒーレント累積はコヒーレントアキュムレータ３０で行われる。コヒーレント累積はＣＰＤレーダユニット１の背景雑音並びに、パルス雑音及び入来雑音のような、戻り経路内の様々な干渉信号のようなソースに対するＣＰＤ源検出の耐雑音性を改善する。コヒーレントアキュムレータ３０の出力からの信号はコントローラ３７に渡され、さらにデータインターフェース４０を通して、コンピュータ２に渡される（図１及び２）。コンピュータ２において、復調チャープ信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）操作が施され、時間遅延ΔＴ（図４）が決定される。これはレーダ位置探知に用いられる標準的なチャープパルス処理方法である。次いで、時間遅延ΔＴ及びＨＦＣネットワークを通る信号の伝搬速度からＣＰＤ源の区域が計算される。
【００５５】
入来雑音のような強力な干渉の存在の下でのＣＰＤ源の信頼できる検出に対して、両側側帯波パルスの持続時間Ｔ及びコヒーレントに累積されるパルスの数Ｎは、６ＭＨｚの戻り経路内エコー信号周波数偏差において、Ｔ＝３,...,５ミリ秒及びＮ＝６４,...,１２８に選び得ることが実用試験で示された。したがって対応するベースバンド信号の偏差は２〜３ＭＨｚになるであろう。ＣＰＤ源の測距の可能な分解能はエコー信号の周波数偏差によって定まる。図４に提示される例については、可能な分解能は約７０フィート（約２１ｍ）である。そのような分解能ではＣＰＤ源の位置特定には不十分な場合がある。したがって、上述したように、両側側帯波プローブ信号を用いてＣＰＤ源に対する区域が予備的に決定された後、第２の段階がとられる。第２の段階は高められた分解能を与え、ＣＰＤ源に対する区域の本質的にさらに正確な決定を与える。この第２の段階はプローブ信号として実際のデジタル信号またはデジタル及びアナログＲＦＴＶ番組信号に依存する。
【００５６】
好ましい実施形態の１つにおいて、ＤＤＳ３６からのベースバンドプローブ信号は、周波数偏差が２.５ＭＨｚで中心周波数が５ＭＨｚの、一連のチャープパルスである。アップコンバータ２２からの、対応するＲＦ両側側帯波プローブ信号は７.５ＭＨｚ隔てられた（中心間隔が１０ＭＨｚの）上側帯波及び下側帯波を有する。すなわち、両側側帯波プローブ信号の総合帯域幅は１２.５ＭＨｚである。そのようなプローブ信号の二次高調波成分または二次相互変調差成分の帯域幅は５ＭＨｚであり、中心周波数は１０ＭＨｚである。本実施形態において、式（１）はΔＴ＝（ΔＦ・Ｔ）÷５ＭＨｚとなる。
【００５７】
ＣＰＤ源検出モード−高精度段階
高精度段階において、エコー信号は実際には、ＣＰＤ源における前向き経路ＴＶ番組信号の歪から生じる戻り経路内の相互変調成分の選抜である。図６に示される一例において、２つのデジタル直角振幅変調（ＱＡＭ）チャネル５６及び５７（非隣接チャネル）の間のＣＰＤ歪から生じる二次の相互変調成分に焦点を絞る。ＱＡＭチャネル５６，５７のそれぞれの帯域幅は６ＭＨｚであり、チャネルの中心間隔は１８ＭＨｚである。戻り経路帯域におけるチャネル５６及び５７の二次成分５８の中心周波数は１８ＭＨｚであり、帯域幅は１２ＭＨｚである。信号５８はガウス型雑音のように挙動すると仮定され、この仮定は、以下で説明されるように、ＣＰＤ源検出器の設計に用いられる。
【００５８】
エコー信号には、ＣＰＤの結果として、アナログチャネルとデジタルＱＡＭチャネルの間で形成される三次相互変調成分も含まれ得る。この場合の例が図７に示される。アナログチャネル５９とデジタルＱＡＭチャネル６０がＣＰＤ源において混合され、戻り経路帯域内に三次成分６１をつくる。三次成分６１の基本エネルギーの中心は周波数Ｆ＝２ｆａ−ｆｄにあり、ここでｆａはアナログチャネル５９のビデオキャリア周波数であり、ｆｄはＱＡＭチャネル６０のキャリア周波数である。
【００５９】
図８（上図）を参照すると、前向き経路スペクトルはアナログＴＶチャネル６２，デジタルＱＡＭ ＴＶチャネル６３及び両側側帯波プローブ信号６４を含む。戻り経路スペクトル（下図）は、例えば、アナログチャネル６２と、ＱＡＭチャネル６３の間の三次成分６６，ＱＡＭチャネル６３の間の二次成分６７及び、両側側帯波信号６４からの二次成分６５を含む、二次及び三次相互変調成分を示す。（相互変調成分６５ではなく）相互変調成分６６及び６７の統合スペクトルは、戻り経路全体にわたるほど広いか、または戻り経路の一部だけの、帯域幅を有する、複合雑音信号（ＣＮＳ）として扱われる。統合スペクトルは、ガウス型白色雑音に近い特性を有する、すなわちディラック関数または衝撃関数に近い自己相関関数を有することから、複合雑音信号と称される。そのような信号特性は、測定の確度及び分解能の観点から、レーダ位置探知に理想的である。本発明において、複合雑音信号はＣＰＤ源検出のためのいわゆるエコー信号として用いられる。複合雑音信号により、ＣＰＤ源検出に利用できる信号エネルギーのかなりの増大が得られ、したがって、比較的「弱い」ＣＰＤ源を検出するための時間遅延測定値の確度及び感度の向上がもたらされる。比較的弱いＣＰＤ源の検出は、それによってＣＰＤが顕著な問題になる前にネットワークオペレータがＣＰＤ源を排除するに十分な時間が得られるから、イーストメントシステムに優る重要な利点である。本発明により、今では、ネットワークオペレータは、予防保守プログラムを確立し、緊急に反応しなければならない事故を最小限に抑えることができる。
【００６０】
ＣＰＤ源検出のためのエコー信号としての複合雑音信号の使用は、以下のように実行される。コンバイナ４の出力からの前向き経路信号のスペクトルが、タップ１１を介して、ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット１の前向き経路入力に与えられる（図１）。レーダユニット１において前向き経路信号がＣＰＤ発生器１７に受信される（図２）。ＣＰＤ発生器１７のブロック図が図９に示される。前向き経路信号はスプリッタ６８において２つの信号経路に分けられる。一方の経路は帯域フィルタ６９に入り、他方の経路は帯域フィルタ７６に入る。帯域フィルタ６９は例えば５０〜５５０ＭＨｚの周波数帯域内のアナログチャネルを除く全ての信号をフィルタリングして除去する。帯域フィルタ７６は例えば５５０〜８６０ＭＨｚの周波数帯域内のデジタルチャネルを除く全ての信号をフィルタリングして除去する。ここで与えられる周波数は米国のチャネル間隔並びにアナログチャネル及びデジタルチャネルに対する代表的な割当をもつＮＴＳＣシステムに基づいて選ばれた。ＰＡＬシステム、または別に定められた前向き経路及び戻り経路の周波数帯域を用いるシステムについては、対応して、選ばれる周波数及び実施形態が変わるであろう。また、代表的なアナログチャネルまたはデジタルチャネルの割当が変更されるか、あるいはアナログチャネルがＣＡＴＶネットワークにおいて休止される場合には、対応して、選ばれる周波数及び実施形態が同じく変わるであろう。
【００６１】
帯域フィルタ６９の出力は増幅器７０で増幅されて、スプリッタ７１で２つの経路に分けられる。２つの経路はミクサ７２への入力であり、ミクサ７２において、和周波数と差周波数の範囲内に入る、アナログチャネルの二次相互変調成分が形成される。５００〜９００ＭＨｚの範囲の和周波数（例えば２ｆａ）における成分が帯域フィルタ７３によって選択され、フィルタ７３の出力はミクサ７４の入力に入る。
【００６２】
帯域フィルタ７６の出力は増幅器７７で増幅され、タップ７８を通過し、スプリッタ７９で２つの経路に分けられる。２つの経路はミクサ８０への入力であり、ミクサ８０における乗算の結果としてデジタルチャネルの二次相互変調成分が形成される。５〜５０ＭＨｚの範囲内の様々な周波数における成分（例えば図８の二次成分６７）が帯域フィルタ８１で選択されて、コンバイナ８２の入力に与えられる。
【００６３】
増幅器７７からの増幅されたデジタルチャネル（例えばｆｄ）は、タップ７８を介して、ミクサ７４の別の入力に接続される。ミクサ７４で、アナログチャネルとデジタルチャネルの間の三次成分（例えば図８の三次成分６６）である、二次の相互変調成分（例えばＦ＝２ｆａ−ｆｄ）が形成される。ミクサ７４の出力は帯域フィルタ７５でフィルタリングされ、帯域フィルタ７５では５〜５０ＭＨｚの範囲の三次成分が選択されて、コンバイナ８２の別の入力に与えられる。
【００６４】
コンバイナ８２の結合出力は、５〜５０ＭＨｚの範囲（すなわち戻り経路スペクトル）内の、デジタルチャネルからの二次成分並びにアナログチャネル及びデジタルチャネルからの三次成分を含む。この出力が、戻り経路内で受信されると予想される複合雑音信号のゼロ時間遅延版を表す、ＣＰＤ発生器１７の出力である。この出力が、（実複合雑音信号である）エコー信号に対する基準として機能する。
【００６５】
図２に示されるように、複合雑音信号を含む戻り経路信号は、帯域フィルタ１４でフィルタリングされ、低雑音増幅器１５で増幅されて、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１６でデジタル信号に変換される。ＣＰＤ発生器１７の出力は、帯域フィルタ１８でフィルタリングされ、低雑音増幅器１９で増幅されて、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）２０でデジタル信号に変換される。ＡＤＣ１６及び２０のサンプリング周波数はクロック発生器３９から得られ、戻り経路の最高周波数の２倍以上である。
【００６６】
ＡＤＣ１６の出力は、複合雑音信号だけでなく、インターネット、ペイパービュー及び電話信号のような、一般的な戻り経路サービス信号も含む。これらのサービス信号は複合雑音信号の処理の観点からは実際上干渉信号である。したがって、それらの影響は適応（白色化）フィルタ３４によって最小化される。フィルタ３４は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであり、その係数は初めにコンピュータ２で計算され、さらにコントローラ３７によって割り当てられる。
【００６７】
フィルタ３４の係数は、初めにＡＤＣ１６からの戻り経路スペクトルのサンプルを得て、コントローラ３７を用いて、それらをＦＩＦＯメモリ３８に格納することによって決定される。サンプルは次いでデータインターフェース４０を介してコンピュータ２に転送される。ＦＩＦＯメモリ３８は、ＡＤＣ１６における量子化の周波数及び分解能が高いことから、本実施形態に用いられる。したがって、ＦＩＦＯメモリ３８はＡＤＣ１６のサンプリングレートとデータインターフェース４０の速度を整合させるためのバッファとして用いられる。戻り経路スペクトルのサンプルはコンピュータ２に渡され、そこで高速フーリエ変換（ＴＦＴ）がそれらのサンプルに施される。得られた戻り経路スペクトルのエネルギー（振幅）の推定値に基づいて、適応フィルタ３４の周波数応答が合成される。フィルタ３４の所望の応答は戻り経路内のサービス信号の周波数応答の反転または鏡像である。実用上は、得られた推定エネルギースペクトルの近似鏡像が用いられる。適応フィルタ３４の位相応答は線形になるように選ばれる。コンピュータ２における逆ＦＦＴ操作により、フィルタ３４に対する係数が決定される。係数は次いで、データインターフェース４０を介して、コントローラ３７に転送され、次いで適応フィルタ３４に転送される（図２）。係数は説明したばかりの過程を経て絶えず更新される。
【００６８】
図１０は戻り経路内の信号のエネルギースペクトル８３及び対応する適応フィルタ３４の周波数応答８４の例を示す。フィルタ３４の作動原理は、最大（レベル）スペクトル成分を有する信号の最大抑制である。
【００６９】
エコー信号として複合雑音信号を用いる方法の吟味に戻る。図２を参照すれば、ＡＤＣ１６からの戻り経路スペクトルサンプルは適応フィルタ３４に入り、適応フィルタ３４において、上で説明したように、最大振幅の不要（サービス）信号の抑制（白色化）が達成される。フィルタ３４の出力は主に複合雑音信号またはエコー信号である。この信号は相関器３５においてＣＰＤ発生器１７（の出力）からの基準信号と相関される。フィルタ３４の出力は相関器３５の第１の入力に与えられ、ＣＰＤ発生器１７からのデジタル化された基準信号が相関器３５の第２の入力に与えられる。相関器３５のブロック図が図１１に示される。
【００７０】
図１１に示されるように、ＣＰＤ発生器１７からの（時間遅延がゼロの）出力信号は可変遅延線８５に入る。遅延線８５における初期時間遅延は、両側側帯波信号手法を用いるＣＰＤ源までの時間遅延測定（すなわち上述した予備段階）の予備的結果に基づく、コントローラ３７からの制御信号９２によって割り当てられる。遅延線８５に割り当てられる時間遅延は、最小で、ＣＰＤの出現は一般に不可能であるＨＦＣネットワークの光ファイバー部における時間遅延に等しくすることができる。遅延線８５の出力はＮ＋１本の相関処理チャネルに入る。第１のチャネルを除き、それぞれのチャネルはＴ０・ｊの遅延時間を有する固定遅延線８６を含む。ここでｊ＝１→Ｎである。時間Ｔ０はＡＤＣ１６及びＡＤＣ２０のサンプリング周期に等しくなるように選ばれる。例えば、サンプリング周波数が１００ＭＨｚであれば、Ｔ０＝１０ナノ秒である。チャネル数Ｎ＋１はＨＦＣネットワークにおける時間遅延の最大範囲（すなわち、ヘッドエンドから同軸ケーブル施設１０の最遠デバイスまでの総時間遅延）に基づいて選ばれる。十分に大きな数の統計の解析により、現行のＨＦＣネットワークにおいて、この時間遅延の大きさは平均して２０マイクロ秒までであることが示される。そのような場合、全遅延範囲を完全にカバーするには２０００本のオーダーの相関チャネルが必要であろう。今日では、これはＦＰＧＡによって可能である。
【００７１】
図１１を再び参照すれば、遅延線８６のそれぞれ及び１本の非遅延チャネルからの信号（基準信号の遅延版）は、Ｎ＋１個の乗算器８７の内の対応する１つの乗算器に入る。適応フィルタ３４の出力（エコー信号）が、信号線９０を介して、乗算器８７の他方の入力に与えられる。乗算器８７の出力はそれぞれ積分器８８で積分され、その結果がレジスタ８９に格納される。積分時間及びレジスタ８９からの積分結果の読出しの制御はコントローラ３７からの制御信号９１によって達成される。相関器３５で実施された相互相関のＮ＋１個のサンプルはコントローラ３７にわたされる。これらのサンプルは、ＣＰＤ発生器１７からの基準信号とＣＰＤ源からの複合雑音信号の相互相関関数を表す。この関数の最大値はＣＰＤ源からのエコー信号の時間遅延に対応するであろう。
【００７２】
図１２は、（偏差が６ＭＨｚの）両側側帯波チャープエコー信号のコヒーレント累積の応答を、２つのＣＰＤ源の存在の下での、複合雑音エコー信号の相互相関処理の応答と比較する。曲線９３はチャープエコー信号を用いたとき（予備段階）の応答であり、曲線９４は複合雑音信号を用いたとき（高精度段階）の応答である。後者の場合には分解能がほぼ一桁向上していることが容易に分かる。さらに、上述したように、後者の場合には信号対雑音比の向上によって時間遅延の測定値の確度が高まる。
【００７３】
本発明は、複合雑音信号の相互相関処理の使用による、ＣＰＤ源検出に限定されない。相互相関処理は古典的な時間ドメインレーダ処理手法である。別の古典的な手法は周波数ドメインにおけるフィルタリング処理を行うことである。
【００７４】
すなわち、ヘッドエンドレーダユニット１を用いるＣＰＤ源の検出プロセスは−（１）両側側帯波信号を用いてＣＰＤ源の存在を検出する予備段階、及び（２）複合雑音信号の使用を含む高精度測定段階−を含む。先に述べた段階で決定された時間遅延に基づいて、またその時間遅延が関係付けられるノードに割り当てられた許容値に基づいて、ＣＰＤ源の候補位置、またはＣＰＤ源がある候補領域（または候補区域）を、ケーブル施設電子マップ及び／またはネットワークデータベースを用いて、特定することができる。ＣＰＤ源の候補位置または候補区域を自動的に特定できるように、システムＡとケーブル施設１０の電子マップ及び／またはデータベースの間にインターフェースがあることが好ましい。
【００７５】
上述したように、それぞれのノードには許容値が割り当てられ、許容値はＣＰＤ源（通常はネットワーク内デバイス）の候補位置及び／または候補区域の選択における一要因となり得る。ノードに割り当てられる許容値は、そのノード内のネットワークデバイスの数、配置及び較正確度に基づいて決定される。例えば、特定のノードが最近較正されていなければ、そのノードには緩い許容値が割り当てられるであろう。ノードが最近較正されていれば、ヘッドエンドレーダユニット１のシステム許容値のような、より厳しい許容値が割り当てられるであろう。許容値はコンピュータ２で自動的に決定されることが好ましいが、手動で割り当てることもできる。
【００７６】
多くの場合、高精度測定段階及びケーブル施設電子マップの使用の後であっても、ＣＰＤ源の位置にある程度の不確定性が残り得る。既に述べたように、現行のＨＦＣネットワークの同軸ケーブル施設の最小遅延と最大遅延の間の平均範囲は２０マイクロ秒までである。この平均に関して出現する可能性のあるＣＰＤ源の数は総数約１０００であり得る。これは、遅延の一様分布を仮定すれば、遅延２０ナノ秒当り約１つのＣＰＤ源であり、８フィート（約２.４ｍ）毎に１つのＣＰＤ源と等価である。曖昧さは、時間遅延の測定値の確度に関する限界によるだけでなく、マップに示されるような、ケーブル長に関する初期データの不正確さにもよる。特に、マップはケーブル長を示すことはできず、ケーブルが繋がれているポールの間の距離を示す。曖昧さの尤度の観点からはＣＰＤ源検出プロセスにおいて第３の段階−曖昧さを解くことができる段階−を実施することが望ましい。本発明において、第３の段階は可搬型受動レーダ−較正器ユニット９（図１）を用いて実行される。名称が暗示するように、このデバイスは二重の目的：（ａ）ＨＦＣネットワークの較正及び（ｂ）ＣＰＤ源の現地捜索及び位置特定を有する。
【００７７】
予備段階を省略して高精度段階の下でＣＰＤ源検出を直接に実施できることは当然である。図２に示されるように、そのような実施形態には、戻り経路信号入力及び前向き経路信号入力、帯域フィルタ１４，低雑音増幅器１５，ＡＤＣ１６，デジタルプロセッサ１６，適応フィルタ３４，相関器３５，ＣＰＤ発生器１７，帯域フィルタ１８，低雑音増幅器１９，ＡＤＣ２０，コントローラ３７，ＦＩＦＯメモリ３８，クロック発生器３９及びデータインターフェース４０だけが必要となるであろう。図２の残りのハードウエアはスイッチを切るかまたは排除することができよう。そのような実施形態において、相関器３５にはかなりの本数（例えば２０００本まで）の相関チャネルが必要であろう。しかし、上述したように、今日これはＦＰＧＡを用いることで可能である。
【００７８】
検出モード−最終段階
ＨＦＣネットワークの較正は後に説明する。ここではＣＰＤ源検出の最終段階に焦点を絞る。この最終ステップにおいて、ユニット９についての動作の基本は受動レーダである。ユニット９は様々な「接続ポイント」において同軸ケーブル施設１０に接続される。用語「接続ポイント」はユニット９がケーブル施設に接続するいかなるポイントも意味する。例えば、接続ポイントは図１４ａ及び１４ｂに示されるような確立された試験ポイントとすることができるだけでなく、同軸ケーブル施設１０内のいずれかアクセス可能なポイントとすることもできる。ユニット９に対する最初の接続ポイントは通常、ファイバノードとヘッドエンドレーダユニット１で取得された時間遅延データによって示唆される候補デバイスの位置の間のどこかにあるデバイスにある。接続ポイントにおいて、レーダユニット９は、前向き経路からの信号とＣＰＤ源からのエコー信号を同時に拾い上げる。レーダユニット９は次いでエコー信号を処理して、ＣＰＤ源に関係付けられる時間遅延を決定する。
【００７９】
ユニット９はケーブルシステムのどの枝線にＣＰＤ源があるかの分解も可能にする。ユニット９はネットワーク内のユニット９の接続点から時間遅延を測定する。この測定は通常、レーダユニット９はヘッドエンドよりＣＰＤ源に近接し、通常は単位置における戻り経路雑音がヘッドエンドにおける雑音より少ないから、ヘッドエンドにおける測定より正確である。ユニット９から決定される時間遅延により通常は捜査範囲が狭められる。ユニット９は、ＣＰＤ地点において保守が実施された後にＣＰＤ源が除去されたことを確認するためにも用いられる。これは、現地においてレーダユニット９によって、またヘッドエンドユニット１からの確認測定結果をレーダユニット９で見ることによって、極めて簡便に実施される。
【００８０】
可搬型レーダユニット９のブロック図が図１３に示される。ユニット９は、前向き経路信号に対する入力及び戻り経路信号に対する入力／出力を有する。前向き経路信号に対する入力において、ユニット９はヘッドエンドレーダユニット１によって形成された両側側帯波チャープ信号を受信する。この信号の選択受信はチューナー９５を用いて達成される。両側側帯波チャープ信号は中間周波数でスプリッタ９６にわたされる。ＩＦチャープ信号はスプリッタ９６において２つの信号経路に分けられる。２つの経路はミクサ９７への入力であり、ミクサ９７における乗算の結果、チャープ信号の二次相互変調成分が形成される。（例えば図５におけるように、６〜１２ＭＨｚの範囲にある）二次差成分（例えば図４の二次成分５０）が帯域フィルタ９８で選択される。フィルタ９８の出力はタップ９９及びタップ１０５を通過して、ミクサ１０４に与えられる。ミクサ１０４に与えられる信号はチャープ基準信号と見なされる。
【００８１】
戻り経路入力／出力において、戻り経路信号はスイッチ１０１に入り、帯域フィルタ１０２に回される。帯域フィルタ１０２により、ＣＰＤ源からのチャープエコー信号（例えば図４の信号５１）が低雑音増幅器１０３にわたされて増幅されることが可能になる。増幅されたエコーチャープ信号は次いでミクサ１０４の他方の入力に与えられる。ミクサ１０４は、エコー信号をミクサ９７でつくられた前向き経路チャープ信号の二次差成分（例えば図４の信号５０）と混合する。この後者のプロセスはエコー信号の復調チャーピングと称されることがある。ミクサ１０４の出力（すなわち復調チャープ信号）はΔＦだけ異なる周波数（図４）における一連の無変調パルスである。この出力は低域フィルタ１０６でフィルタリングされ、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１０７でデジタル形式に変換される。ＡＤＣ１０７の出力はデジタル信号プロセッサ１１１に受け取られ、デジタル信号プロセッサ１１１において、信号対雑音比を高めるために復調チャープ信号のコヒーレント累積が行われる。コヒーレント累積は前向き経路チャープ信号の二次差成分からのチャープパルスを用いて同期化される。差成分パルスは、タップ１０５から引き出され、振幅検波器１０８で包絡線検波されて、コンパレータ１０９で整形される。コヒーレント累積の結果として得られた信号はＦＦＴプロセッサ１１２でＦＦＴ処理にかけられてディスプレイ１１４に表示される。スペクトルの最大値はＣＰＤ源からのエコー信号に対応するであろう。さらに、それぞれの公称周波数は、式（１）にしたがって、可搬型レーダユニット９の接続ポイントからＣＰＤ源までの時間遅延を決定するであろう。
【００８２】
次に受動レーダユニット９を用いるＣＰＤ源位置特定の一方法の例を以下の段階で説明する：
（１）上述した高精度段階中に識別された可能な候補（通常は増幅器またはタップのようなケーブルデバイス）のリストから、見いだされるべきＣＰＤ源が選択される。これらの候補デバイスあるいはそれらがおかれている枝線または区域が、ケープル施設マップ上で高精度で特定される；
（２）候補デバイスが１つしかリストにないかまたは示されていなければ、またそれがおかれているノードが較正されていれば、そのデバイスに行って問題を解決するだけである。ノードが較正されていなければ、そのファイバノードに行き、以下で説明するように較正を行わなければならない。この較正後、段階（２）が反復される；
（３）いくつかの候補枝線または候補区域が識別されていれば、どの区域または枝線がＣＰＤ源を含むかを決定する。それぞれの区域にはＣＰＤ源になり得るであろう多くの候補デバイスがあり得る。複数の区域が識別されていることは複数のＣＰＤ源があることを意味しない。（ノード内のデバイスの較正の量及び確度からコンピュータ２内で自動的に決定される）システムＡにおいて指定されるような現在の許容値を前提にすれば、ヘッドエンドからの評定距離が同じである領域がいくつかある。正しい区域を決定するため、以下の段階−
（ａ）ケーブル施設マップを用いて複数の区域に供給している増幅器を見いだす（識別される候補区域が多くなるほど、増幅器はファイバノードのより近くになければならないであろう）；
（ｂ）可搬型レーダユニット９をもって選択された増幅器に行き、ＣＰＤ源までの時間遅延を見いだす。ＣＰＤが示されなければ、問題のＣＰＤ源を通り過ぎてしまっているかも知れず、あるいはＣＰＤ源は別の枝線にある。したがって、ファイバノードにより近いデバイスを見いだして、段階（ｂ）を反復する；
（ｃ）選択された増幅器またはデバイス及び段階（ｂ）で決定された時間遅延に基づいて、候補区域または候補ＣＰＤ源を再び識別する。１つの区域だけが識別されれば、以下の段階（４）に進んでその区域内のデバイスを見いだす。複数の区域が再び識別されれば、新しく識別された区域に供給している増幅器に関して段階（ａ）及び（ｂ）を反復する−
ことが好ましい；
（４）正しい区域が単離された後の次の段階は、実ＣＰＤ源である、その区域内のデバイスを見いだすことである。これは以下の段階−
（ａ）単離された区域の直前の増幅器またはデバイスにレーダユニット９を接続する；
（ｂ）レーダユニット９を用いてＣＰＤ源までの時間遅延を決定する；
（ｃ）段階（ａ）で選択された増幅器またはデバイス及び段階（ｂ）で決定された時間遅延に基づいて、ＣＰＤ源の位置が場所のマップまたはデータベースから識別される−
によって達成することができる。
【００８３】
ＣＰＤがその線路の末端にあるデバイスから生じているように思われ、信号が同様の距離にある複数のデバイスを含む複数の経路に分かれていれば、ＣＰＤ源の位置を決定するために１つの経路を切り離す必要があり得る。
【００８４】
ＣＰＤ問題が解決された後、このことはヘッドエンドレーダユニット１で確認されるべきである。ヘッドエンドレーダユニット１が以前の問題箇所に極めて近い範囲内にあるＣＰＤ源を表示し続けていれば、複数のＣＰＤ源があったようである。これらの別のＣＰＤ源は振幅が初めのＣＰＤ源より小さいはずである。
【００８５】
可搬型レーダユニット９により、現地における以下の作業：
− ケーブル施設１０のどの枝線にＣＰＤ源があるかを高精度で決定する；
− 現地で直接にＣＰＤ源の存在範囲の精度を高める；及び
− ＣＰＤ除去作業が行われた後に、ＣＰＤ源が排除されたという事実を確認する；
の一人の専門技術者による実施が可能になる。
【００８６】
ＣＰＤ源検出の有効性は主にケーブル系統マップ上で与えられるデータの信頼性によって決定される。そのようなデータには、隣り合うケーブルデバイス（例えば、増幅器、マルチタップ等）間の距離及びケーブル内の相対信号速度を含めることができる。このデータは必ずしも精度が高くはなく、時間の経過にともなうネットワークへの変更及び季節変動を反映しているとは限らない。この結果、好ましい実施形態において、最も有効なＣＰＤ源検出を達成するためには、ＨＦＣネットワークの較正が絶対に必要である。システムＡの較正モードを以下に説明する。
【００８７】
ＣＰＤ源検出モード及び較正モードのいずれにおいても可搬型レーダユニット９はケーブル施設１０に沿う様々な接続ポイントに接続される。多くの確立された接続ポイントの内の例が図１４ａ及び１４ｂに示される。図１４ａは幹線増幅器１１６における接続ポイントを示す。詳しくは、レーダユニット９の前向き経路入力が前向き経路増幅器の出力にある試験ポイント１１７に接続され、レーダユニット９の戻り経路入力／出力が戻り経路増幅器の出力にある試験ポイント１１８に接続される。同じ接続配置が、前向き経路及び戻り経路ＲＦ増幅器の出力において、光ファイバノード８（図１）でなされる。別の接続配置では、ユニット９の前向き経路入力を、試験ポイント１１７の代りに、幹線増幅器１１６の出力（または光ファイバノードの出力）に接続することになろう。レーダユニット９の戻り経路入力／出力と試験ポイントタップ１１８の間にパワー遮断プローブまたはフィルタを挿入することができる。増幅器またはファイバノードにおける戻り経路コンバイナの場合、レーダユニット９の戻り経路入力／出力は（通常はＣＰＤ源検出のため）、別々にコンバイナの戻り経路入力に接続することができる。
【００８８】
図１４ｂは、方向性タップまたはマルチタップのような、タップ１２０における接続ポイントを示す。この場合、ダイプレックスフィルタ１２１がタップ１２０の出力ポートとレーダユニット９の間に接続される。レーダユニット９の前向き経路がダイプレックスフィルタ１２１の高域通過出力に接続され、レーダユニット９の戻り経路入力／出力がダイプレックスフィルタ１２１の低域通過出力に接続される。タップ１２０とダイプレックスフィルタ１２１の間にパワー遮断プローブまたはフィルタを挿入することもできる。
【００８９】
ＣＰＤ源検出モードの予備段階、高精度段階及び最終段階の全てを、レーダユニット９と同様の、可搬型レーダユニットで実施できることは当然である。そのような可搬型レーダユニットは、ＣＰＤ源検出モードの３つの段階の全てを実行するために必要なヘッドエンドレーダユニット１のＣＰＤ源検出能力及び制御の全てを有するであろう。そのような場合、可搬型レーダユニットは能動レーダユニットと見なされるであろう。
【００９０】
較正モード
較正モードにおいて、レーダユニット９（図１３）は、ＣＰＤ源検出モードで行われるのと同じ態様で前向き経路入力において前向き経路信号を受信する。ＲＦ両側側帯波チャーププローブ信号がチューナー９５で選択される。信号は次いで先に説明したように処理される。図１３を再度参照すれば、デジタル信号プロセッサ１１１のコントローラ１１３からのモード制御信号によってスイッチ１０１が作動する。較正モードにおいては、スイッチ１０１が増幅器１００の出力を可搬型レーダユニット９の出力に切り換える。増幅器１００の出力は戻り経路スペクトル内でヘッドエンドに送信される較正信号を含む。較正信号は前向き経路両側側帯波チャープ信号の二次差成分の増幅版である。較正信号は一連のチャープパルスである（例えば図４の信号５０）。この（チャープパルスを含む）二次成分はタップ９９から引き出され、増幅器１００で増幅される。同時に、これらの二次チャープパルスはタップ１０５から引き出され、検波器１０８で包絡線検波されてコンパレータ１０９で整形される。コンパレータ１０９の出力はコントローラ１１３に入る。コントローラ１１３はコンパレータ出力を用いて二次チャープパルスのそれぞれを（増幅器１００を切り離すことによって）ブランキングする制御信号を形成する。この結果、スイッチ１０１の出力における（すなわちレーダユニット９の出力における）較正信号は、較正信号においてはパルスが一つおきにブランキングされていることを除いて、ＣＰＤ源からのエコー信号と正確に同じ一連のチャープパルスを有するであろう。これにより、レーダユニット１による較正信号と較正試験ポイント近傍のＣＰＤ源からのエコー信号の間の弁別が可能になる。
【００９１】
次に較正モードにおけるヘッドエンドレーダユニット１（図２）の動作を吟味する。ＣＰＤ源からのエコー信号及び可搬型レーダユニット９からの較正信号がレーダユニット１の戻り経路入力で受信される。これらの信号は、帯域フィルタ１４，低雑音増幅器１５，ＡＤＣ１６，乗算器２８及び低域フィルタ２９によって、先に説明した処理と同じ処理を受ける。較正モードにおいては、低域フィルタ２９の出力が第２のコヒーレントアキュムレータ３２に供給される。位相反転器３３が低域フィルタ出力のパルス（すなわちそれぞれの二次パルス）の位相を一つおきに１８０°反転させる。したがって、アキュムレータ３２におけるコヒーレント累積中に、第１のパルスは反転された第２のパルスで減算され、以下同様である。すなわち、エコー信号から導かれパルスは累積されない（これらのパルスは相殺される）。しかし、較正信号から導かれるパルスは、全ての第２のパルスは元々ブランキングされている（すなわち、較正パルスについては位相反転がおこらない）から、パルスが累積される。この概念が図１５ａ〜ｅに示される。
【００９２】
図１５ａはヘッドエンドレーダユニット１で形成された一連のコヒーレントチャープ両側側帯波パルス１２２を示す。図１５ｂは、アキュムレータ２３におけるコヒーレント累積直前の信号の、位相反転器３３でつくられた、一連の位相シフト１２３を示す。図１５ｃはＣＰＤ源からの一連のエコーパルス１２４のタイミングを示す。図１５ｂ及び１５ｃからわかるように、第２のエコー信号パルスのそれぞれはアキュムレータ３２で１８０°反転されているであろう。図１５ｄは可搬型レーダユニット９からの一連の較正パルス１２５のタイミングを示す。較正パルスの全てが同相であり、したがってアキュムレータ３２におけるコヒーレント累積中にそれぞれが互いに相殺し合うことはないであろうことが図１５ｂ及び１５ｄから明らかである。
【００９３】
図１５ｅは、６周期にわたる、アキュムレータ３２におけるコヒーレント累積の結果を示す。ＣＰＤ源からのエコー信号パルス１２６が第１周期にあり、第２周期で反転パルスによって相殺され、第３周期で第３のパルス１２６が現れ、第４周期で反転パルスによって相殺され、第５周期で第５のパルス１２６が現れ、第６周期で相殺される。結果はＣＰＤエコー信号からのパルスのゼロ累積である。図１５ｅにおいて、較正パルス１２７が第１周期にあり、第２（ブランキング）周期にそのまま残り、第３周期において第２の較正パルスが累積し、累積は第４周期にそのまま残り、第５周期において第３の較正パルスがさらに累積し、総較正パルス累積が第６周期にある。すなわち、ＣＰＤエコーパルスは抑制され、較正パルスが（ＲＦ検出及び測距時間間隔で）アキュムレータ３２に累積される。この方法により、較正信号のパラメータ（例えば時間遅延）が、ＣＰＤエコー信号からの干渉なしに、表出して測定されるであろう確率が高くなる。この方法は較正の確度をかなり高める。
【００９４】
較正信号が、上述したように、表出して測定された後、ヘッドエンドレーダユニット１がその受領確認を可搬型レーダユニット９に送信する。すなわち、レーダユニット１は確認情報信号をレーダユニット９に送信する。この情報信号は、チャープパルスとチャープパルスの間の区間に（図１６を見よ）、５ＭＨｚの周波数でＤＤＳ３６を用いてコントローラ３７によって形成される。図１６はヘッドエンドレーダユニット１からの両側側帯波チャープパルス１２９と１３１の間の区間に挿入された情報信号１３０を示すことでこのことを示す。情報信号は、現在時刻、ノード番号及び較正信号の測定されたパラメータ（例えば時間遅延及び振幅）を含むこともできる。後者の情報ビットにより、可搬型レーダユニット９のオペレータがヘッドエンドレーダユニット１で測定されたままの較正信号のパラメータを現地で見ることが可能になる。送信チャネルは強い干渉の影響を受けないから、上記及び同様の情報の送信に通常の振幅変調を用いることができる。
【００９５】
図１７はアップコンバータ２２の出力における情報信号１３０のスペクトルを示す。信号１３０は、ミクサ２３における平衡変調の結果として、下側帯波１３２及び上側帯波１３３を有する。側帯波１３２及び１３３はそれぞれ、ＲＦチャープ信号の側帯波１３４及び１３５のスペクトル内に入る。側帯波１３２及び１３３は、中心間で、１０ＭＨｚ隔てられる。
【００９６】
図１３を参照すれば、ＲＦ両側側帯波チャープ信号及び情報信号は可搬型レーダユニット９で受信される。図１８は、両側側帯波チャープ信号の二次差成分（すなわち、図１３の帯域フィルタ９８の出力）のスペクトル１３６を示す。スペクトル１３６内に情報信号スペクトル１３７も示される。情報信号は振幅検波器１０８で検波され、コンパレータ１０９における整形後、データ受信器１１０に入る。ノード番号及びヘッドエンドにおいて測定された較正信号パラメータに関する情報はコントローラ１１３に格納され、ディスプレイ１１４に表示される。この結果、可搬型レーダユニット９のオペレータは、現在の試験ポイントの較正の実施が成功し、ヘッドエンドにおいて登録され、彼または彼女が次のポイントを構成するために移動できることを、現地で、知る。
【００９７】
較正プロセスにより、ＨＦＣネットワークに関する電子マップ及びネットワークデバイスデータベースの更新が可能になる。較正により、あるデバイスについて計算された時間遅延が測定された時間遅延で置き換えられ、よってＣＰＤ源検出モードの確度及び速度が高められる。少なくとも、ＣＰＤ源を見つけるためにはファイバノードが較正されてから現地に入るべきである。ＨＦＣネットワークにおいて、遅延の大半（７０〜９０％）は光ファイバによるであろう。したがって、ヘッドエンドとファイバノードの間の時間遅延を決定してからでないと、正確な結果を得ることはできない。さらに、ノード内の他の２つのポイントが較正されることが好ましい。２つのそのような他のポイントはケーブル施設１０の末端近傍の増幅器及びそのノードとケーブル施設１０の末端の間の中間点近傍の増幅器とすることができる。ノードに近い方の増幅器とケーブル施設１０の末端に近い方の増幅器の間で選択がなされる必要があれば、ノードに近い方のデバイスが選ばれるべきである。これらのポイントが較正された後のさらなる較正は、優先度の問題になる。さらに較正を行うことなく許容できる結果が達成されれば、さらに別のデバイスを較正する必要はないであろう。マップの距離または確度に若干の不確定性があるようであれば、さらに較正を行うことが有益であろう。
【００９８】
図１６を再び参照すれば、可搬型レーダユニット９のＣＰＤ源検出モードにおいても情報信号１３０を用いることができる。検出モードにおいて、情報信号１３０は較正モードについて既述したような態様で送信及び受信される。検出モードにおいて、信号１３０はヘッドエンドレーダユニット１で検出されたＣＰＤ源の振幅及び時間遅延パラメータを含むことができる。この情報は可搬型レーダユニット９のディスプレイ１１４（図１３）に表示される。これにより、レーダユニット９のオペレータは、ある場合には、レーダユニット９の結果より正確であり得るヘッドエンド結果を見ることが可能になる。ヘッドエンド結果を見ることは、ＣＰＤ源が適切に識別されて修理されたか否かのチェックに有用である。これは、特定のＣＰＤ信号が寄生ＡＭ変調によって歪んでいる状況においても、あるいは線路の枝線分岐端においてＣＰＤ源を捜索している間にも、用いられる。
【００９９】
ヘッドエンドレーダユニット１は、順次（一度に１つ）態様または循環態様でＨＦＣネットワークのそれぞれのノードに接続する。好ましい動作モードにおいて、一日、一週間、一月及び一年をかけてＣＰＤ問題についてノードが定常的に監視されるように、ヘッドエンドレーダユニット１は間断なくノードを巡回する。この動作はコンピュータ２及び戻り経路スイッチ３（図１）を用いて行われる。
【０１００】
特定のノードが現地で較正されているときは、ヘッドエンドレーダユニット１が巡回してきて較正下のノードに接続するまで、較正を延期することができる。この延期時間は、もちろん、ユニット１が接続するノードの数及びユニット１が１つのノードにおいて信号を処理するに必要な時間に依存する。例えば、両側側帯波チャープパルスの持続時間が３ミリ秒であり、累積されるパルスの数が３２であれば、現行のコンピュータの速度を考慮すると、１つのノードについての処理時間は約２００ミリ秒である。１つのヘッドエンド（またはＨＵＢ）についての平均ノード数は約５０〜１００である。したがって、ヘッドエンドレーダユニット１が較正下にあるノードに戻るまでの時間は長くとも約１０〜２０秒をこえるはずはない。この時間が許容できなければ、あるいは時間が上記の要因によって長くなれば、較正下にある１つまたは複数のノードにより速やかに戻るように、ヘッドエンドユニット１をプログラムすることができる。言い換えれば、較正下にあるノードは、特定の日、週またはその他の期間に、較正の予定が組まれていない他のノードよりも頻繁にレーダユニット１に接続されるように予定が組まれる。
【０１０１】
ヘッドエンドの全動作は人の関与なしに自動的に達成される。較正の結果の全てはそれぞれのノードについて記録され、現地から戻ると、技術者は、較正がなされたケーブル施設のポイント、どのシーケンスで較正がなされたか、及びいつ較正がなされたかをシステム管理者に報告する。管理者は次いで、較正モードにおける時間遅延の測定値及び較正が行われた対応するデバイスの識別データを含む、較正結果を適切なデータベースに入れる。別の実施形態において、較正結果は自動的に可搬型レーダユニット９からヘッドエンドレーダユニット１に送信され、ヘッドエンドレーダユニット１において、情報が受信され、デジタル形式に変換されて、適切なデータベースに格納される。較正結果はさらに、通常はマップデータベースから生成されるＨＦＣネットワークの電子マップを自動的に更新するために用いることができる。
【０１０２】
本発明の好ましい実施形態を本明細書に詳しく説明し、図面に示したが、本発明がそれだけに限定されないことは当然である。当業者には、添付される特許請求の範囲に定められる、本発明の精神及び範囲を逸脱することのない、本発明の多くの改変、等価物及び適合が明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】ＣＰＤ源の位置を高精度で特定するための本発明のシステム及びシステムの双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークへの接続の簡略化なブロック図である
【図２】本発明にしたがって構成されたヘッドエンドＣＰＤレーダユニットの簡略なブロック図である
【図３】図２のヘッドエンドレーダユニットにおいて両側側帯波ＲＦプローブ信号を形成するプロセスを説明する図であり、図３ａベースバンドプローブ信号を示し、図３ｂはプローブ信号のＩＦ両側側帯波変調版を示し、図３ｃはプローブ信号のＲＦ両側側帯波変調版を示す
【図４】前向き経路内のチャープ両側側帯波プローブ信号及び戻り経路内の対応するチャープエコー信号の周波数−時間ドメイン図である
【図５】前向き経路内のＲＦ両側側帯波プローブ信号及び戻り経路内のこの信号の二次相互変調成分の周波数図である
【図６】前向き経路内の２つの非隣接デジタルＱＡＭ ＴＶチャネル及び戻り経路内のこれらのチャネルの二次相互変調成分の周波数図である
【図７】前向き経路内のアナログＴＶチャネル及び単デジタルＱＡＭ ＴＶチャネル及び戻り経路内のこれらの信号の三次相互変調成分の周波数図である
【図８】上図は前向き経路スペクトルのロールオフ領域にアナログチャネル及びデジタルＱＡＭチャネル並びに両側側帯波プローブ信号を含む前向き経路における代表的な振幅スペクトルを示し、下図はデジタルチャネル及びアナログチャネルの二次及び三次相互変調成分並びにプローブ信号の二次相互変調成分を含む戻り経路における代表的な複合振幅スペクトルを示す、一対の周波数図である
【図９】図２のヘッドエンドレーダユニットに用いられる、本発明のＣＰＤ発生器の簡略なブロック図である
【図１０】上図は戻り経路サービス信号を含む戻り経路の代表的な振幅スペクトルであり、下図は戻り経路サービス信号を抑制するように構成された対応する適応フィルタの周波数応答である、一対の周波数図である
【図１１】複合雑音信号として戻り経路スペクトル内の相互変調成分を処理するための、図２のヘッドエンドレーダユニットに含まれるＮ＋１チャネル相関器のブロック図である
【図１２】６ＭＨｚの周波数偏差を有する両側側帯波チャーププローブ信号の時間（または空間）分解能をスペクトル帯域幅が５０ＭＨｚの複合雑音信号の時間（または空間）分解能と比較している、振幅対時間遅延グラフである
【図１３】可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットの簡略なブロック図である
【図１４】可搬型レーダ−較正器ユニットに対する同軸ケーブルネットワークの一般的な接続ポイントを示す図であり、図１４ａは幹線増幅器の試験ポイントへの接続を示し、図１４ｂはタップのポートへの接続を示す
【図１５】較正モードにおいて、ＣＰＤ源からのエコー信号を抑制すると同時にヘッドエンドレーダユニットのコヒーレントアキュムレータにおいて較正信号を検出するプロセスを示す一連の時間図である
【図１６】ヘッドエンドレーダユニットから可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットに送信されるプローブ信号パルスの間への情報信号の配置を示す時間ドメイン信号図である
【図１７】ヘッドエンドレーダユニットから可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットに送信されるような、両側側帯波変調ＲＦプローブ信号のスペクトル内に含まれる両側側帯波変調情報信号のスペクトル図である
【図１８】可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニットで発生される、図１７の情報信号及びプローブ信号の二次差成分のスペクトル図である
【符号の説明】
【０１０４】
１ ヘッドエンドＣＰＤレーダユニット
２ コンピュータ
３ 戻り経路スイッチ
４ ヘッドエンドコンバイナ
５ 信号スプリッタ
６ 光送信器
７ 光受信器
８ 光ノード
９ 可搬型受動ＣＰＤレーダ−較正器ユニット
１０ 同軸ケーブル施設
１１ タップ
１２ 接続ポイント
１３ ＣＰＤ源
Ａ ＣＰＤ位置高精度特定システム
【特許請求の範囲】
【請求項１】
双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源の位置を高精度で特定するためのシステムにおいて、
（ａ）ヘッドエンドコンバイナに接続されたヘッドエンドＣＰＤレーダユニット、
（ｂ）前記ＣＡＴＶネットワークのノードと前記ヘッドエンドレーダユニットの間に接続された戻り経路スイッチ、及び
（ｃ）前記ネットワークの前記ノードの定常的順次ＣＰＤ監視のために前記ヘッドエンドレーダユニット及び前記戻り経路スイッチを制御するためのヘッドエンドコンピュータ、
を備えることを特徴とするシステム。
【請求項２】
ＣＰＤ源の現地検出のため及び時間遅延に関して前記ＣＡＴＶネットワークを較正するために、現地に運び込まれ、前記ＣＡＴＶネットワークの同軸ケーブル部に沿う様々なポイントに接続される、可搬型レーダ−較正器ユニットであって、前記ＣＡＴＶネットワークを介して前記ヘッドエンドレーダユニットと交信する可搬型レーダ−較正器ユニットをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
ＣＡＴＶネットワークにおけるＣＰＤ源の位置を特定する方法において、
（ａ）前記ＣＰＤ源に関係付けられる近似時間遅延を決定するために両側側帯波プローブ信号を用いる段階、
（ｂ）戻り経路において受信される、前向き経路ＴＶ番組信号のＣＰＤ歪成分を局所的につくられた前記ＣＰＤ歪成分の模擬信号と相互相関させる段階、
（ｃ）前記段階（ａ）において決定された前記近似時間遅延だけ前記ＣＰＤ歪成分の前記模擬信号を遅延させることによって前記段階（ｂ）における前記相互相関を誘導する段階、及び
（ｄ）前記段階（ｂ）及び（ｃ）の前記相互相関に基づいて前記ＣＰＤ源の時間遅延を決定する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項４】
（ｅ）前記工程（ｂ）において前記相互相関を実施する前に戻り経路サービス信号を抑制する段階、
をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
（ｆ）前記ＣＰＤ源の位置を特定するために前記ＣＡＴＶネットワークに沿う複数の接続ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットを使用する段階、
をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
可搬型レーダ−較正器ユニットを使用するＣＡＴＶネットワークを較正する方法において、
（ａ）較正ポイントにおいて前記ＣＡＴＶネットワークに前記可搬型ユニットを接続する段階、
（ｂ）戻り経路周波数スペクトル内の、パルス列を有する、較正信号として、シミュレートされたＣＰＤ歪成分を発生する段階、
（ｃ）前記較正信号を前記構成ポイントの近くにあるＣＰＤ源からの歪成分から弁別するために前記較正信号の前記パルス列を変形する段階、
（ｄ）前記変形されたパルス列をもつ前記較正信号を戻り経路でヘッドエンドに送信して戻す段階、
（ｅ）前記ＣＰＤ歪成分に実質的に独立に前記ヘッドエンドにおいて前記較正信号を検出する段階、及び
（ｆ）前記構成ポイントの位置に関係付けられる較正された時間遅延を確立するために前記ヘッドエンドと前記構成ポイントの間の時間遅延を決定する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項７】
前記段階（ｃ）において前記較正信号の前記パルス列が前記パルス列のパルスを一つおきにブランキングすることによって変形されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記ＣＰＤ歪成分のパルス列が相殺されて前記較正信号の前記パルス列が累積されるように、前記ＣＰＤ歪成分の前記パルス列のパルスを一つおきに反転し、前記較正信号及び前記ＣＰＤ歪成分のコヒーレント累積を実施することによって、前記段階（ｅ）において前記較正信号が検出されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前向き経路で前向き経路信号を伝え、戻り経路で戻り経路信号を伝えるＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源を検出するための装置において、前記装置が、
（ａ）前記前向き信号を受信するために前記ＣＡＴＶネットワークの前記前向き経路に接続される第１の入力、
（ｂ）基準信号として用いるために前記前向き経路信号から複数の相互変調成分を発生する、前記第１の入力に接続されるＣＰＤ発生器、
（ｃ）前記ＣＰＤ源でつくられた前記前向き経路信号の複数の歪成分を含む前記戻り経路信号を受信するために前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路に接続される第２の入力、及び
（ｄ）前記基準信号及び前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分に基づいて前記ＣＰＤ源に関係付けられる、基準ポイントから前記ＣＰＤ源までの前記前向き経路信号の伝搬時間及び前記ＣＰＤ源から前記基準ポイントまでの前記歪成分の伝搬時間の関数である、時間遅延を決定する、前記ＣＰＤ発生器及び前記第２の入力に接続されるプロセッサ、
を有することを特徴とする装置。
【請求項１０】
前記プロセッサが前記基準信号を受けるための前記ＣＰＤ発生器に接続される第１の入力及び前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分を受けるための第２の入力を有する相関器を有し、前記基準信号が前記時間遅延を決定するために前記複数の歪成分と相関されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路信号がサービス信号を含み、前記装置が前記第２の入力と前記プロセッサの間に接続されたフィルタをさらに有し、前記サービス信号が前記プロセッサにおける前記複数の歪成分の処理に実質的に干渉しないように、前記フィルタが前記サービス信号を実質的に抑制するように適合されていることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１２】
前記前向き経路信号が複数のデジタルＱＡＭテレビジョン信号を含み、前記ＣＰＤ発生器で発生される前記複数の相互変調成分が前記複数のデジタルＱＡＭ信号の間の相互変調成分を含むことを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１３】
前記前向き経路信号が複数のアナログテレビジョン信号をさらに含み、前記ＣＰＤ発生器で発生される前記複数の相互変調成分が前記複数のアナログ信号と前記複数のデジタルＱＡＭ信号の間の相互変調成分を含むことを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前向き経路で前向き経路信号を伝え、戻り経路で戻り経路信号を伝えるＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源を検出する方法において、前記方法が、
（ａ）前記ＣＡＴＶネットワークの前記前向き経路から前記前向き経路信号を受信する段階、
（ｂ）基準信号として用いるために前記前向き経路信号から複数の相互変調成分を発生する段階、
（ｃ）前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路から、前記ＣＰＤ源でつくられた前記前向き経路信号の複数の歪成分を含む、前記戻り経路信号を受信する段階、及び
（ｄ）前記基準信号及び前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分に基づいて前記ＣＰＤ源に関係付けられる、基準ポイントから前記ＣＰＤ源までの前記前向き経路信号の伝搬時間及び前記ＣＰＤ源から前記基準ポイントまでの前記歪成分の伝搬時間の関数である、時間遅延を決定する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１５】
前記段階（ｄ）が、前記時間遅延を決定するために前記基準信号を前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分と相関させる段階を含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路信号がサービス信号を含み、前記方法が、前記サービス信号が前記段階（ｄ）における前記時間遅延決定に実質的に干渉しないように、前記サービス信号を実質的に抑制する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１】
双方向ＨＦＣ ＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源の位置を高精度で特定するためのシステムにおいて、
（ａ）ヘッドエンドコンバイナに接続されたヘッドエンドＣＰＤレーダユニット、
（ｂ）前記ＣＡＴＶネットワークのノードと前記ヘッドエンドレーダユニットの間に接続された戻り経路スイッチ、及び
（ｃ）前記ネットワークの前記ノードの定常的順次ＣＰＤ監視のために前記ヘッドエンドレーダユニット及び前記戻り経路スイッチを制御するためのヘッドエンドコンピュータ、
を備えることを特徴とするシステム。
【請求項２】
ＣＰＤ源の現地検出のため及び時間遅延に関して前記ＣＡＴＶネットワークを較正するために、現地に運び込まれ、前記ＣＡＴＶネットワークの同軸ケーブル部に沿う様々なポイントに接続される、可搬型レーダ−較正器ユニットであって、前記ＣＡＴＶネットワークを介して前記ヘッドエンドレーダユニットと交信する可搬型レーダ−較正器ユニットをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項３】
ＣＡＴＶネットワークにおけるＣＰＤ源の位置を特定する方法において、
（ａ）前記ＣＰＤ源に関係付けられる近似時間遅延を決定するために両側側帯波プローブ信号を用いる段階、
（ｂ）戻り経路において受信される、前向き経路ＴＶ番組信号のＣＰＤ歪成分を局所的につくられた前記ＣＰＤ歪成分の模擬信号と相互相関させる段階、
（ｃ）前記段階（ａ）において決定された前記近似時間遅延だけ前記ＣＰＤ歪成分の前記模擬信号を遅延させることによって前記段階（ｂ）における前記相互相関を誘導する段階、及び
（ｄ）前記段階（ｂ）及び（ｃ）の前記相互相関に基づいて前記ＣＰＤ源の時間遅延を決定する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項４】
（ｅ）前記工程（ｂ）において前記相互相関を実施する前に戻り経路サービス信号を抑制する段階、
をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
（ｆ）前記ＣＰＤ源の位置を特定するために前記ＣＡＴＶネットワークに沿う複数の接続ポイントにおいて可搬型レーダ−較正器ユニットを使用する段階、
をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項６】
可搬型レーダ−較正器ユニットを使用するＣＡＴＶネットワークを較正する方法において、
（ａ）較正ポイントにおいて前記ＣＡＴＶネットワークに前記可搬型ユニットを接続する段階、
（ｂ）戻り経路周波数スペクトル内の、パルス列を有する、較正信号として、シミュレートされたＣＰＤ歪成分を発生する段階、
（ｃ）前記較正信号を前記構成ポイントの近くにあるＣＰＤ源からの歪成分から弁別するために前記較正信号の前記パルス列を変形する段階、
（ｄ）前記変形されたパルス列をもつ前記較正信号を戻り経路でヘッドエンドに送信して戻す段階、
（ｅ）前記ＣＰＤ歪成分に実質的に独立に前記ヘッドエンドにおいて前記較正信号を検出する段階、及び
（ｆ）前記構成ポイントの位置に関係付けられる較正された時間遅延を確立するために前記ヘッドエンドと前記構成ポイントの間の時間遅延を決定する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項７】
前記段階（ｃ）において前記較正信号の前記パルス列が前記パルス列のパルスを一つおきにブランキングすることによって変形されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
前記ＣＰＤ歪成分のパルス列が相殺されて前記較正信号の前記パルス列が累積されるように、前記ＣＰＤ歪成分の前記パルス列のパルスを一つおきに反転し、前記較正信号及び前記ＣＰＤ歪成分のコヒーレント累積を実施することによって、前記段階（ｅ）において前記較正信号が検出されることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前向き経路で前向き経路信号を伝え、戻り経路で戻り経路信号を伝えるＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源を検出するための装置において、前記装置が、
（ａ）前記前向き信号を受信するために前記ＣＡＴＶネットワークの前記前向き経路に接続される第１の入力、
（ｂ）基準信号として用いるために前記前向き経路信号から複数の相互変調成分を発生する、前記第１の入力に接続されるＣＰＤ発生器、
（ｃ）前記ＣＰＤ源でつくられた前記前向き経路信号の複数の歪成分を含む前記戻り経路信号を受信するために前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路に接続される第２の入力、及び
（ｄ）前記基準信号及び前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分に基づいて前記ＣＰＤ源に関係付けられる、基準ポイントから前記ＣＰＤ源までの前記前向き経路信号の伝搬時間及び前記ＣＰＤ源から前記基準ポイントまでの前記歪成分の伝搬時間の関数である、時間遅延を決定する、前記ＣＰＤ発生器及び前記第２の入力に接続されるプロセッサ、
を有することを特徴とする装置。
【請求項１０】
前記プロセッサが前記基準信号を受けるための前記ＣＰＤ発生器に接続される第１の入力及び前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分を受けるための第２の入力を有する相関器を有し、前記基準信号が前記時間遅延を決定するために前記複数の歪成分と相関されることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】
前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路信号がサービス信号を含み、前記装置が前記第２の入力と前記プロセッサの間に接続されたフィルタをさらに有し、前記サービス信号が前記プロセッサにおける前記複数の歪成分の処理に実質的に干渉しないように、前記フィルタが前記サービス信号を実質的に抑制するように適合されていることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１２】
前記前向き経路信号が複数のデジタルＱＡＭテレビジョン信号を含み、前記ＣＰＤ発生器で発生される前記複数の相互変調成分が前記複数のデジタルＱＡＭ信号の間の相互変調成分を含むことを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１３】
前記前向き経路信号が複数のアナログテレビジョン信号をさらに含み、前記ＣＰＤ発生器で発生される前記複数の相互変調成分が前記複数のアナログ信号と前記複数のデジタルＱＡＭ信号の間の相互変調成分を含むことを特徴とする請求項１２に記載の装置。
【請求項１４】
前向き経路で前向き経路信号を伝え、戻り経路で戻り経路信号を伝えるＣＡＴＶネットワークにおいてＣＰＤ源を検出する方法において、前記方法が、
（ａ）前記ＣＡＴＶネットワークの前記前向き経路から前記前向き経路信号を受信する段階、
（ｂ）基準信号として用いるために前記前向き経路信号から複数の相互変調成分を発生する段階、
（ｃ）前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路から、前記ＣＰＤ源でつくられた前記前向き経路信号の複数の歪成分を含む、前記戻り経路信号を受信する段階、及び
（ｄ）前記基準信号及び前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分に基づいて前記ＣＰＤ源に関係付けられる、基準ポイントから前記ＣＰＤ源までの前記前向き経路信号の伝搬時間及び前記ＣＰＤ源から前記基準ポイントまでの前記歪成分の伝搬時間の関数である、時間遅延を決定する段階、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１５】
前記段階（ｄ）が、前記時間遅延を決定するために前記基準信号を前記ＣＰＤ源でつくられた前記複数の歪成分と相関させる段階を含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記ＣＡＴＶネットワークの前記戻り経路信号がサービス信号を含み、前記方法が、前記サービス信号が前記段階（ｄ）における前記時間遅延決定に実質的に干渉しないように、前記サービス信号を実質的に抑制する段階をさらに含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公表番号】特表２００８−５３２３８８（Ｐ２００８−５３２３８８Ａ）
【公表日】平成２０年８月１４日（２００８．８．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−５５７１４４（Ｐ２００７−５５７１４４）
【出願日】平成１８年２月２２日（２００６．２．２２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００６／００６３６０
【国際公開番号】ＷＯ２００６／０９１７０８
【国際公開日】平成１８年８月３１日（２００６．８．３１）
【出願人】（５０７２８２０７１）アーコム ディジタル エルエルシー (3)
【氏名又は名称原語表記】ＡＲＣＯＭ ＤＩＧＩＴＡＬ， ＬＬＣ
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２０年８月１４日（２００８．８．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年２月２２日（２００６．２．２２）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００６／００６３６０
【国際公開番号】ＷＯ２００６／０９１７０８
【国際公開日】平成１８年８月３１日（２００６．８．３１）
【出願人】（５０７２８２０７１）アーコム ディジタル エルエルシー (3)
【氏名又は名称原語表記】ＡＲＣＯＭ ＤＩＧＩＴＡＬ， ＬＬＣ
【Ｆターム（参考）】
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