可変減衰器及び無線通信装置
【課題】高周波で使用する１段当たりの可変減衰量が大きい可変減衰器を提供する。
【解決手段】可変減衰器は、ゲート、ドレイン、ソース、ボディを有するＭＯＳＦＥＴ１２と、減衰量制御回路１４と、温度補償回路２１とを備える。減衰量制御回路１４は、ゲート、及びドレイン、ソースに制御電圧を与える。温度補償回路２１は、ボディに温度補償電圧を与える。入力端子、出力端子は、それぞれＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン、ソースに接続する構成をとる。温度補償回路２１は、ＭＯＳＦＥＴ１２の動作温度に応じて、ボディに供給する電圧を制御して、ホディ電圧とゲート電圧との関係で入力端子及び出力端子間に流れる電流の抵抗値を調整する。
【解決手段】可変減衰器は、ゲート、ドレイン、ソース、ボディを有するＭＯＳＦＥＴ１２と、減衰量制御回路１４と、温度補償回路２１とを備える。減衰量制御回路１４は、ゲート、及びドレイン、ソースに制御電圧を与える。温度補償回路２１は、ボディに温度補償電圧を与える。入力端子、出力端子は、それぞれＭＯＳＦＥＴ１２のドレイン、ソースに接続する構成をとる。温度補償回路２１は、ＭＯＳＦＥＴ１２の動作温度に応じて、ボディに供給する電圧を制御して、ホディ電圧とゲート電圧との関係で入力端子及び出力端子間に流れる電流の抵抗値を調整する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号の利得制御のための可変減衰器に係り、特に無線通信装置などに適応するＩＣ化に適した可変減衰器及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話は第２世代のＰＤＣやＧＳＭ方式から第３世代のＷＣＤＭＡ方式に進化している。ＷＣＤＭＡ方式では基地局との距離に応じて端末の送信信号の出力レベルを制御することが必要不可欠である。現在の規格では８０ｄＢの送信レベル制御が必要である。
【０００３】
以下に、ＷＣＤＭＡ方式の無線機の一例を示す。具体的にはポーラー変調の無線機である。無線機において、ベースバンドの位相変調信号がＰＬＬに入力され、ＰＬＬはＶＣＯを制御する。ＶＣＯからはキャリア周波数のＮ倍の周波数の位相変調信号が出力され、分周器で１／Ｎに分周される。通常Ｎには２または４が用いられる。分周器の出力は可変減衰器、ＲＦアンプを介して電力増幅器に入力される。また、電力増幅器には、ベースバンドの振幅変調信号と出力レベル制御信号も入力される。電力増幅器では、ＲＦアンプから入力される位相変調信号に、ベースバンドの振幅変調信号に応じた振幅変調が重畳される。その結果、出力信号はＱＰＳＫや８ＰＳＫなどの振幅と位相の両方に変調された信号となる。また、その出力レベルは出力レベル制御信号に応じて電力増幅器で制御される。電力増幅器の出力信号はデュプレクサを介してアンテナから送信される。
【０００４】
上記のように出力電力の制御は電力増幅器で行われるが、その可変範囲は３０〜４０ｄＢが限界である。そのため４０〜５０ｄＢの出力レベル制御が可変減衰器に求められる。
【０００５】
図１１〜１４に、従来の可変減衰器の例（第１〜第４の例）を示す。図１１は、特許文献１に記載の従来の可変減衰器５０１（第１の例）の構成を示す図である。図１１において、従来の可変減衰器５０１には、ＧａＡｓＦＥＴが用いられており、ドレインとソースとに温度補償用のバイアス回路（すなわち、温度補償回路）５０２が接続されている。図１２は、特許文献２に記載の従来の可変減衰器５０４（第２の例）の構成を示す図である。図１２において、従来の可変減衰器５０４は、ＲＯＭ５０６に格納されたテーブル、計算回路５０５、及びＤＡコンバータ５０７ａ、５０７ｂとを用いて、所望減衰量および前後の回路との反射係数の変化に応じてバイアス電圧を変化させることで減衰量を制御する。
【０００６】
図１３は、特許文献３に記載の従来の可変減衰器５０８（第３の例）の構成を示す図である。図１３において、従来の可変減衰器５０８には、ＧａＡｓＦＥＴが用いられており、ゲートに温度補償回路５０９が接続されている。図１４は、特許文献４に記載の従来の可変減衰器５１０（第４の例）の構成を示す図である。図１４において、従来の可変減衰器５１０には、ＧａＡｓＦＥＴが用いられており、ドレインとソースとに図１１とは異なる回路形式の温度補償回路５１１が接続されている。
【特許文献１】特許第３２１６８０８号公報
【特許文献２】特許第３７８４６６４号公報
【特許文献３】特開平９−４６１７５号公報
【特許文献４】特開２００５−２４４８７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１５は、従来の可変減衰器の課題を説明する図である。図１５において、縦軸は減衰量、横軸は可変減衰器の段数を示す。図１５中の上側の実線は、可変減衰器の各段数に対する減衰量の最小値であり、下側の実線は減衰量の最大値である。両者の差が減衰量の可変範囲となる。図１５からわかるように、可変減衰器の段数を増やすと減衰量の可変範囲が増えることがわかる。
【０００８】
一方、可変減衰器の段数を増やすと減衰量の最小値が大きくなる。可変減衰器の減衰量はそのまま雑音となる。特に減衰量最小のときの減衰値は無線機の受信帯域雑音のスペックを満たすため、ある値以上にすることはできない。従来の無線機ではＲＦＩＣと電力増幅器の間にフィルタが用いられていたため、減衰量最小のときの減衰値のスペックは１０ｄＢ以上と非常に大きかったが、無線機の小型化のためこの段間のフィルタは削減される方向である。よって、減衰量最小のときの減衰値のスペックは数ｄＢと非常に厳しいものとなっている。
【０００９】
従来の可変減衰器は、１段で１０〜２０ｄＢ程度しか減衰量の可変範囲をとることができなかった。減衰量の可変範囲は段数に比例しないため、減衰量最大のときの減衰値のスペックを満たすためには、４〜５段の構成が必要となる。一方、この場合、減衰量最小のときの減衰値がスペック以上となってしまうという課題があった。このトレードオフを改善するためには、単段の可変減衰器の減衰量を大きくする必要がある。
【００１０】
それ故に本発明の目的は、単段の可変減衰器の減衰量を大きくする可変減衰器及び無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の一つの態様によれば、本発明の可変減衰器は、ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含むＭＯＳＦＥＴと、ゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧をソース及びドレインに供給する減衰量制御回路と、ＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、ボディに供給する電圧を制御してホディ電圧とゲート電圧との関係でドレイン及びソース間の抵抗値を調整する温度補償回路とを備える。
【発明の効果】
【００１２】
本態様により、可変減衰器の減衰量の最小値を所定の範囲に維持しながら減衰率を拡大しつつ、可変減衰器の温度補償を行うことができる。また、大きな減衰率を得るために用いられる多段減衰器の段数を減らすことができる。
【００１３】
本発明のこれらおよび他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
（第１の実施形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器１０の構成例を示す図である。図１Ａにおいて、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ１１を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ１３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００１５】
次に、減衰量制御回路１４について説明する。本実施形態に係る可変減衰器１０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。減衰量制御回路１４の出力電圧は、並列接続のキャパシタ１５、及び直列接続の抵抗１６を介してゲートに供給される。キャパシタ１５は、減衰量制御回路１４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗１６はソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１４にリークするのを低減するために用いられる。
【００１６】
また、減衰量制御回路１４の出力電圧は、反転増幅器１７、並列接続のキャパシタ１８、及び直列接続の抵抗１９、２０を介して、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のドレインとソースとに供給される。ここで、反転増幅器１７は、減衰量制御回路１４の出力電圧を反転して出力する。このように構成することで、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。但し、ゲートに供給される電圧も、ドレイン・ソースに供給される電圧も、減衰量制御回路１４から出力される電圧であるため、ドレイン・ソースへの出力電圧をゲートへの出力電圧と反転させたとしても、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくするのには限界がある。
【００１７】
そこで、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のボディに温度特性補償回路２１を接続し、温度によるＭＯＳＦＥＴの閾値の変化に伴う減衰量の変化を低減する。ボティに供給される電圧は、温度特性補償回路２１からの出力電圧であって減衰量制御回路１４からの出力電圧ではないので、ボティへの供給電圧を変化させることで、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。
【００１８】
従来はＦＥＴのゲート（またはドレイン、ソース）のみの電圧を可変することにより減衰量を変化させ、ＦＥＴのドレインとソース（またはゲート）の電圧を変化させて温度特性補償を行っていた。しかしながら、減衰量はゲート電圧とドレイン・ソース電圧との差で決まるので、従来の可変減衰器には減衰量の可変範囲に限界があった。本発明ではボディ電圧を制御することで温度特性補償を行うことにより、ゲート電圧とドレイン・ソース電圧との両方を可変にできるため、可変範囲の大きな可変減衰器が実現できる。
【００１９】
次に、温度特性補償回路２１の構成について述べる。（数１）にＭＯＳＦＥＴの閾値電圧とソース・ボディ間電圧の関係を示す。
【数１】
【００２０】
（数１）において、Ｖthは閾値電圧、ＶSはソース電圧、ＶB圧、γは係数、φFはフェルミ準位である。可変減衰器１０の減衰量の温度依存性を低減するためには、閾値電圧Ｖthが一定であればよい。すなわち、温度変化によってＶth0が大きくなればボディ電位ＶBを高くし、Ｖth0が小さくなればボディ電位ＶBを低くすればよい。
【００２１】
図１Ｂに温度特性補償回路２１の構成例を示す。図１Ｂにおいて、抵抗２２の一端はドレイン側基準電位Ｖddに接続され、もう一端は温度特性補償回路２１の３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ２３のドレインとゲートとに接続される。また、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ２３のソースとボディはソース側基準電圧Ｖssに接続される。そして、ドレインとゲートの電圧を温度補償電圧として可変減衰器１０に供給している。なお、ソース側基準電圧Ｖssは負電圧であってもよい。
【００２２】
図１Ｂに示した温度特性補償回路２１によれば、ＮＭＯＳ２３のドレインはドレイン側基準電位Ｖddに、ソースはソース側基準電圧Ｖssに接続され、かつソースとドレインが接続されている。このような構成であるため、温度特性補償回路２１のＮＭＯＳ２３の温度変化に伴う閾値電圧Ｖthの変化を、抵抗２２とＮＭＯＳ２３のドレインとの接続点から検出することができる。
【００２３】
なお、図１Ａに示した可変減衰器１０を構成するＮＭＯＳ１２と、温度特性補償回路２１とを同じ基板に形成することで、可変減衰器１０を構成するＮＭＯＳ１２と、温度特性補償回路２１を構成するＮＭＯＳ２３との温度変化をほぼ同じにすることができる。したがって、温度特性補償回路２１を構成する抵抗２２と、ＮＭＯＳ２３のドレインとの接続点から検出した閾値電圧Ｖthの変化に基づき、可変減衰器１０を構成するＮＭＯＳ１２のボディ電位を調整することで、可変減衰器１０の減衰量の温度依存性を低減することができる。
【００２４】
次に、従来の可変減衰器と、第１の実施形態に係る可変減衰器１０との比較を行う。図１５に示したように可変減衰器の段数を増やしたときの最小の減衰量と最大の減衰量とを比較する。
【００２５】
図２Ａに５段の可変減衰器の構成を示す。図２Ａの可変減衰器は、図１Ａの可変減衰器を直列及び並列に交互に接続した構成となっている。直列接続の可変減衰器に用いるＭＯＳＦＥＴのゲート幅は、並列接続のＭＯＳＦＥＴのゲート幅より大きいものを用いている。これは、減衰量最小のときの減衰量をできるだけ小さくするためである。すなわち、減衰量最小のとき直列接続のＭＯＳＦＥＴの抵抗は最小となり、その値ができるだけ小さいことが求められる。一方、並列接続のＭＯＳＦＥＴの抵抗は最大となり、その値ができるだけ大きいことが求められる。
【００２６】
各可変減衰器の減衰量制御回路の制御電圧は、直列接続のＭＯＳＦＥＴの値をＶct1とする。Ｖct1は０〜１．２Ｖの値とした。一方、並列接続のＭＯＳＦＥＴの値はＶct1-2とする。ここで、Ｖct1-2は（１．２−Ｖct1）Ｖの値とした。
【００２７】
図２Ｂに、可変減衰器の段数を１段から５段まで変化させたときの減衰量の最小値を、第１の実施形態による可変減衰器で構成した場合と、温度特性補償回路のない、例えば、図１３の従来の可変減衰器で構成した場合とで比較した結果を示す。ここで、減衰量の最小値が例えば−０．８ｄＢ以上となることを要求されているとすると、段数は本発明と従来例ともに４段以下が必要となる。ただし、ＡＡＴは可変減衰器の段数を示し、例えば、ＡＴＴ１は可変減衰器が１段であることを意味する。
【００２８】
図２Ｃに段数を１段から５段まで変化させたときの減衰量の最大値を示す。ここで、減衰量の最大値として例えば−４０ｄＢ以下にすることが求められているとすると、段数は本発明であれば４段以上、従来例であれば５段以上で設計する必要がある。
【００２９】
図２Ｂ、及び図２Ｃより、本発明であれば４段の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことができるが、従来例では同時に両方のスペックを満たすことができないことがわかる。
【００３０】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器を用いることにより、減衰量の最小値を増やすことなく、可変減衰器の段数を例えば１つ減らして、例えば３９．２ｄＢ分の大きな減衰量可変範囲を得ることができる。
【００３１】
（第２の実施形態）
図３に本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器３０の構成例を示す。図３は、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳを用いた可変減衰器３０の一例を示す図である。図３において、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ３１を介して３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ３３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００３２】
次に、減衰量制御回路３４について説明する。本実施形態の可変減衰器３０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。減衰量制御回路３４の出力電圧は、並列接続のキャパシタ３５、直列接続の抵抗３６を介してゲートに供給される。キャパシタ３５は、減衰量制御回路３４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗３６はソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路３４にリークするのを低減するために用いられる。
【００３３】
また、減衰量制御回路３４の出力電圧は、反転増幅器３７、並列接続のキャパシタ３８、及び直列接続の抵抗３９，４０を介して、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のドレインとソースに供給される。ここで、反転増幅器３７は、減衰量制御回路３４の出力電圧を反転して出力する。このような構成とすることで、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。但し、ゲートに供給される電圧も、ドレイン・ソースに供給される電圧も、減衰量制御回路３４から出力される電圧であるため、ドレイン・ソースへの出力電圧をゲートへの出力電圧と反転させたとしても、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくするのには限界がある。
【００３４】
そこで、第１の実施形態と同様に、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のボディに温度特性補償回路４１を接続し、温度によるＭＯＳＦＥＴの閾値の変化に伴う減衰量の変化を低減する。ボティに供給される電圧は、温度特性補償回路４１からの出力電圧であって減衰量制御回路３４からの出力電圧ではないので、ボティへの供給電圧を変化させることで、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。
【００３５】
第１の実施形態でも説明したように、ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧とソース・ボディ間電圧との関係は、閾値電圧Ｖth、ソース電圧Ｖs、ボディ電圧ＶB、ソース電圧とボディ電圧とが同じ電圧のときの閾値電圧Ｖth0、係数γ、フェルミ準位φFを用いて（数１）で表すことができる。第１の実施形態と同様に、可変減衰器３０の減衰量の温度依存性を低減するためには、閾値電圧Ｖthを一定にすればよい。したがって、温度変化によって閾値電圧Ｖth0が大きくなればボディ電位ＶBを高くし、閾値電圧Ｖth0が小さくなればボディ電位ＶBを低くすればよい。
【００３６】
図４に温度特性補償回路４１の構成例を示す。図４において、抵抗４２の一端はソース側基準電位Ｖssに接続され、もう一端は３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ４３のソースとゲートとに接続される。また、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ４３のドレインとボディとは、ドレイン側基準電圧Ｖddに接続される。そして、ソースとゲートの電圧を温度補償電圧として可変減衰器３０に供給している。なお、ドレイン側基準電圧Ｖddは、本実施形態の可変減衰器が搭載されたＩＣの電源電圧以上であってもよい。
【００３７】
図４に示した温度特性補償回路４１によれば、ＰＭＯＳ４３のドレインはドレイン側ドレイン側基準電位Ｖddに、ソースはソース側基準電圧Ｖssに接続され、かつソースとドレインが接続されている。このような構成であるため、温度特性補償回路４１のＰＭＯＳ４３の温度変化に伴う閾値電圧Ｖthの変化を、抵抗４２とＰＭＯＳ４３のソースとの接続点から検出することができる。
【００３８】
図３に示した可変減衰器３０を構成するＰＭＯＳ３２と、温度特性補償回路４１とを同じ基板に形成することで、可変減衰器３０を構成するＰＭＯＳ３２と、温度特性補償回路４１を構成するＰＭＯＳ４３との温度変化をほぼ同じにすることができる。したがって、温度特性補償回路４１を構成する抵抗４２と、ＰＭＯＳ４３のソースとの接続点から検出した閾値電圧Ｖthの変化に基づき、可変減衰器３０を構成するＰＭＯＳ３２のボディ電位を調整することで、可変減衰器３０の減衰量の温度依存性を低減することができる。
【００３９】
上記に説明した第２の実施形態に係る可変減衰器３０によれば、減衰量の温度依存性を低減することができる。そのため、第１の実施形態の場合と同様に、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことができる。そのため、第２の実施形態に係る可変減衰器３０を用いることにより、減衰量の最小値を増やすことなく、多段減衰器の段数を減らして、大きな減衰量可変範囲を得ることができる。
【００４０】
（第３の実施形態）
図５は、第１の実施形態に係る可変減衰器１０に用いられる温度特性補償回路の他の構成例である。図５において、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ５１のソースは、抵抗５２を介して接地されている。また、ＮＭＯＳ５１のドレインは定電流源５３に接続され、ドレイン電流ｉdは一定に保たれている。ＮＭＯＳ５１のゲートには定電圧源５４に接続され、ゲート電圧Ｖrefgは一定に保たれている。
【００４１】
抵抗５２の一端はソース側基準電位Ｖssに接続され、もう一端は３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ５１のソースとゲートとに接続される。また、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ５１のドレインとボディとは、ドレイン側基準電圧Ｖddに接続される。そして、ソースとゲートの電圧を温度補償電圧として可変減衰器１０に供給している。
【００４２】
上記した構成を有するため、図５の温度特性補償回路は、ゲート電圧Ｖrefgが一定、ドレイン電流ｉdが一定、ソース電圧ｉd／Ｒsが一定となる。ここで、Ｒsは抵抗５２の抵抗値である。さらに、第３の実施形態に係る温度特性補償回路は、定電圧源Ｖrefd５５、比較器５６、積分器５７から構成されるフィードバック回路５８を備えている。比較器５６の一方の入力には定電圧源Ｖrefd５５が接続され、比較器５６の他方の入力はＮＭＯＳ５１のドレインと定電流源５３との接続点に接続されている。また、積分器５７の出力は、ＮＭＯＳ５１のボディと接続されている。このような構成となっているため、ＮＭＯＳ５１のゲート電圧Ｖrefgが一定、ドレイン電流ｉdが一定、ソース電圧ｉd／Ｒsが一定となっている。なお、Ｖrefg、Ｖrefd、ｉdは、例えば、バンドギャップレギュレータ（図示せず）などの温度特性補償された回路から供給することができる。
【００４３】
ここで、閾値電圧Ｖthが一定の場合のボディ電圧ＶBは、ゲート、ドレイン、ソース電圧をある決まった値に固定し、ある決まったドレイン電流ｉdを流したときのボディ電圧ＶBとして測定することができる。すなわち、(数１)から、ソース電圧Ｖsとボディ電圧ＶBとがそれぞれ一定電圧のとき、閾値電圧Ｖthとソース電圧Ｖsとを一定にし、温度変化に伴って閾値電圧Ｖth0が変化するのに応じて発生するボディ電圧ＶBの変化をモニタすることができる。
【００４４】
図５に示した温度特性補償回路では、積分器５７が温度変化に伴って閾値電圧Ｖth0が変化するボディ電圧ＶBを出力する。したがって、このボディ電圧ＶBの出力を第１の実施形態に係る可変減衰器１０のＮＭＯＳ１２のボディ電圧として印加することで、温度特性補償をより精度よく行うことができる。
【００４５】
図６は、第１の実施形態に係る可変減衰器１０に用いられる温度特性補償回路２１の他の構成例である。図６において、（数１）より、閾値電圧Ｖthはソース電圧Ｖsによって異なることがわかる。そのため、可変減衰器１０のＭＯＳＦＥＴのソース電圧に応じてボディ電圧ＶBの温度特性補償電圧値を微調整することが望ましい。（数１）より、（数２）が成り立つ。
【数２】
【００４６】
ここで、ＶSXはノードＸの電位、ＶBYはノードＹの電位、Ｔ0、ＶBAは可変減衰器１０のＦＥＴのボディに与える電圧である。（数２）より、（数３）が成り立つ。
【数３】
【００４７】
（数３）でφfは物理定数、ＶSXは減衰器の制御電圧、ＶBY（Ｔ）は温度補償回路の出力電圧であり、ＶSX、ＶBY(Ｔ0)＝ＶBA(Ｔ0)は設計時に予めわかっている。そのため、可変減衰器１０のＦＥＴのボディに与える電圧ＶBA(Ｔ)は計算できる。温度補償回路の出力電圧ＶBY（Ｔ）を、ＡＤコンバータ５９でデジタル信号に変換し、ＤＳＰ６０でＶBA（Ｔ）を計算し、その結果をＤＡコンバータ６１で変換して、可変減衰器のＭＯＳＦＥＴに供給する。以上の構成により、精度の良い温度補償回路が可能となる。
【００４８】
（第４の実施形態）
図７に、本発明の第４の実施形態に係る可変減衰器７０の構成例を示す。図７において、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ７１を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ７３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００４９】
次に、減衰量制御回路７４について説明する。本実施形態の可変減衰器７０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。減衰量制御回路７４の出力電圧は、反転増幅器７５、並列接続のキャパシタ７６、及び直列接続の抵抗７７を介してゲートに供給される。反転増幅器７５は、減衰量制御回路７４の出力電圧を反転して出力する。キャパシタ７６は、減衰量制御回路７４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗７７はソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路７４にリークするのを低減するために用いられる。
【００５０】
また、減衰量制御回路７４の出力電圧は、反転増幅器７８、並列接続のキャパシタ７９、及び直列接続の抵抗８０を介して、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のドレインに供給される。ここで、反転増幅器７８は、減衰量制御回路７４の出力電圧を反転して出力する。また、減衰量制御回路７４の出力電圧は、反転増幅器８１、並列接続のキャパシタ８２、及び直列接続の抵抗８３を介して、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のソースに供給される。ここで、反転増幅器８１は減衰量制御回路７４の出力電圧を反転して出力する。
【００５１】
このように、第４の実施形態では、ＮＭＯＳ７２のゲート電圧、ドレイン電圧、及びソース電圧の制御電圧を、それぞれ独立した反転増幅器７５、７８、８１を介して供給する構成となっている。このような構成とすることで、ＮＭＯＳ７２のゲート・ドレイン間、ゲート・ドレイン間、及びソース・ドレイン間のアイソレーションを確保することができる。
【００５２】
減衰量最大のとき、ソース・ドレイン間のアイソレーションを４５〜５５ｄＢ程度まで確保する必要がある。ゲート電圧、ドレイン電圧、及びソース電圧の制御ラインを介して信号がリークすると、この仕様を満足できなくなるので、ドレインの制御ラインとソースの制御ラインとのアイソレーションを取ることは非常に重要である。第４の実施形態では、制御ラインを介した信号リークを低減することが可能であり、ソース・ドレイン間のアイソレーションを高めることが期待できる。
【００５３】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路８４に適用してＮＭＯＳ７２のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量可変範囲を得ることも期待できる。
【００５４】
（第５の実施形態）
図８は、本発明の第５の実施形態に係る可変減衰器９０の構成例を示す。図８において、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ９１を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ９３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００５５】
次に、第１の減衰量制御回路９４、及び第２の減衰量制御回路９５について説明する。本実施形態の可変減衰器９０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。第１の減衰量制御回路９４の出力電圧は、並列接続のキャパシタ９６、及び直列接続の抵抗９７を介してＮＭＯＳ９２のゲートに供給される。キャパシタ９６は、第１の減衰量制御回路９４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗９７はソースに入力された信号がゲートから第１の減衰量制御回路９４にリークするのを低減するために用いられる。また、第２の減衰量制御回路９５の出力電圧は、並列接続のキャパシタ９８、及び直列接続の抵抗９９、１００を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のドレインとソースとに供給される。
【００５６】
このように、第５の実施形態では、ゲートの制御電圧とドレイン・ソースの制御電圧とをそれぞれ異なる第１、第２の減衰量制御回路９４、９５から供給する構成となっている。このような構成とすることで、ＮＭＯＳ９２のゲート・ドレイン間、ゲート・ソース間、ソース・ドレイン間のアイソレーションを確保することができる。
【００５７】
減衰量最大のとき、ソース・ドレイン間のアイソレーションが４５〜５５ｄＢ程度まで確保する必要がある。ゲート電圧、ドレイン電圧、及びソース電圧の制御ラインを介して信号がリークすると、この仕様を満足できなくなるので、ドレインの制御ラインとソースの制御ラインのアイソレーションを取ることは非常に重要である。
【００５８】
一般に、ゲート電圧に対する減衰量の変化と、ドレイン・ソース電圧に対する減衰量の変化とは異なる特性を示す。そのため、より高精度の減衰量のコントロールをするためには、制御回路を別々に持つことが有効である。また、第１、第２の減衰量制御回路９４、９５のように制御回路を別回路とすることで、ゲートとドレイン・ソースの間のアイソレーションを向上させることが期待できる。
【００５９】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路１０１に適用してＮＭＯＳ９２のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量可変範囲を得ることも期待できる。
【００６０】
（第６の実施形態）
図９Ａは、本発明の第６の実施形態に係る可変減衰器１１０の構成例を示す図である。図９Ａに示す可変減衰器１１０は、ＮＭＯＳ及びＰＭＯＳを交互に３段接続した可変減衰器の一例である。具体的には、可変減衰器１１０には、直列に接続された２つの３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１１２，１１３が接続されている。一方のＮＭＯＳ１１２のドレインと、他方のＮＭＯＳ１１３のソースの接続点に、２つのＮＭＯＳに対して並列に接続されたＰＭＯＳ１１４から制御電圧を与えている。入力端子は、キャパシタ１１１を介してＮＭＯＳ１１２のソースに接続されている。ＮＭＯＳ１１２のドレインは、ＮＭＯＳ１１３のソースとＰＭＯＳ１１４のソースとに接続されている。ＮＭＯＳ１１３のドレインは、キャパシタ１１５を介して出力端子に接続されている。
【００６１】
ＮＭＯＳ１１２、１１３のゲートには、並列接続のキャパシタ１１７、及び直列接続の抵抗１１８、１１９を介して、減衰量制御回路１１６の出力が入力されている。キャパシタ１１７は、減衰量制御回路１１６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドの間に接続されている。また、抵抗１１８、１１９は、ＮＭＯＳ１１２、１１３のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１１６にリークするのを低減するために用いられる。
【００６２】
一方、ＰＭＯＳ１１４のゲートには、並列接続のキャパシタ１２０、及び直列接続の抵抗１２１を介して、減衰量制御回路１１６の出力が入力されている。キャパシタ１２０は、減衰量制御回路１１６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドとの間に接続されている。また、抵抗１２１は、ＰＭＯＳ１１４のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１１６にリークするのを低減するために用いられる。
【００６３】
さらに、ＰＭＯＳ１１４のドレインには、反転増幅器１２２の信号が入力されている。反転増幅器１２２は、減衰量制御回路１１６の出力電圧を反転して出力する。また、キャパシタ１２３は、ＰＭＯＳ１１４のドレインを高周波接地するために接続されている。
【００６４】
本実施形態の可変減衰器１１０の動作について説明する。可変減衰器１１０の減衰量が最少のとき、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のゲートには減衰量制御回路１１６からＨＩＧＨの電圧が印加され、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のドレイン・ソース間の抵抗値が最少となる。一方、ＰＭＯＳ１１４のゲートにもＨＩＧＨの電圧が印加され、ＰＭＯＳ１１４の抵抗値が最大となる。この構成により、可変減衰器１１０の減衰量は最小となる。さらに本構成では、ＰＭＯＳ１１４のドレインにＬＯＷの電圧が印加される。これにより、単にゲートをＨＩＧＨにする以上にドレイン・ソース間抵抗値が得られ、可変減衰器１１０の減衰量がさらに小さくなる。
【００６５】
次に、可変減衰器１１０の減衰量が最大のとき、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のゲートには減衰量制御回路１１６からＨＩＧＨの電圧が印加され、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のドレイン・ソース間の抵抗値が最大となる。一方、ＰＭＯＳ１１４のゲートにもＬＯＷの電圧が印加され、ＰＭＯＳ１１４の抵抗値が最少となる。この構成により、可変減衰器１１０の減衰量は最大となる。さらに本構成では、ＰＭＯＳ１１４のドレインにＨＩＧＨの電圧が印加される。このとき、ＮＭＯＳ１１２のソース、及びＮＭＯＳ１１３のドレインにＨＩＧＨの電圧が印加される。これにより、単にＮＭＯＳ１１２のゲートをＬＯＷにする以上にドレイン・ソース間抵抗値が高くなり、さらに可変減衰器１１０の減衰量が大きくなる。
【００６６】
以上説明したように、本実施形態の可変減衰器１１０は、可変減衰量の範囲を広げることが期待できる。また、本実施形態の可変減衰器１１０は、制御ラインやバイアス回路の抵抗の数を減らせる。そのため、チップ面積が小さくでき、制御ラインを介した入出力間のアイソレーション劣化を低減することが期待できる。
【００６７】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路１２４に適用してＮＭＯＳ１１２、１１３、ＰＭＯＮ１１４のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量の可変範囲を得ることも期待できる。
【００６８】
図９Ｂに、図９ＡのＮＭＯＳとＰＭＯＳとを入れ替えた可変減衰器１３０の構成例を示す。図９Ｂの可変減衰器１３０には、直列に接続された２つの３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ１３２，１３３が接続されている。一方のＰＭＯＳ１３２のドレインと、他方のＰＭＯＳ１３３のソースの接続点に、２つのＰＭＯＳに対して並列に接続されたＮＭＯＳ１３４から制御電圧を与えている。入力端子は、キャパシタ１３１を介してＰＭＯＳ１３２のソースに接続され、ＰＭＯＳ１３２のドレインはＰＭＯＳ１３３のソースとＮＭＯＳ１３４のソースに接続されている。ＰＭＯＳ１３３のドレインは、キャパシタ１３５を介して出力端子に接続されている。
【００６９】
ＰＭＯＳ１３２、１３３のゲートには、減衰量制御回路１３６の出力が並列接続のキャパシタ１３７、及び直列接続の抵抗１３８、１３９を介して入力されている。キャパシタ１３７は、減衰量制御回路１３６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドの間に接続されている。また、抵抗１３８、１３９は、ＰＭＯＳ１３２、１３３のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１３６にリークするのを低減するために用いられる。
【００７０】
一方、ＮＭＯＳ１３４のゲートには、減衰量制御回路１３６の出力が並列接続のキャパシタ１４０、及び直列接続の抵抗１４１を介して入力されている。キャパシタ１４０は、減衰量制御回路１３６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドとの間に接続されている。また、抵抗１４１は、ＮＭＯＳ１３４のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１３６にリークするのを低減するために用いられる。
【００７１】
さらに、ＮＭＯＳ１３４のドレインには、反転増幅器１４２の信号が入力されている。反転増幅器１４２は、減衰量制御回路１３６の出力電圧を反転して出力する。また、キャパシタ１４３は、ＮＭＯＳ１３４のドレインを高周波接地するために接続されている。
【００７２】
図９Ｂの可変減衰器１３０の動作は、図９Ａに示した可変減衰器１１０と、電圧の極性が入れ替わるだけである。上記したように、本実施形態の変形例である可変減衰器１３０は、可変減衰量の範囲を広げることが期待できる。
【００７３】
また、本実施形態の変形例である可変減衰器１３０は、制御ラインやバイアス回路の抵抗の数を減らせる。そのため、チップ面積を小さくでき、制御ラインを介した入出力間のアイソレーション劣化を低減することが期待できる。
【００７４】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路１４４に適用してＰＭＯＳ１３２、１３３、ＮＭＯＳ１３４のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量可変範囲を得ることも期待できる。
【００７５】
また、図９Ａと図９Ｂに示した可変減衰器１１０、１３０を並列に接続することにより、入力電圧の電圧振幅が大きい場合でも歪みの発生を抑制できる可変減衰器の実現が期待できる。
【００７６】
（第７の実施の形態）
図１０Ａは、本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置２００の構成例である。図１０Ａにおいて、振幅位相分離部２０１は、入力信号（デジタル信号）から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。電圧供給部２０３は、振幅成分信号に応じた電圧を電力増幅器２０４に供給する。位相変調部２０２は、位相成分信号から位相変調信号を生成する。位相変調部２０２は、例えば、ＰＬＬ、ＶＣＯ及び分周器（Divider）から構成される。位相変調信号は、可変減衰器２０５で減衰された後、電力増幅器２０４に入力される。可変減衰器２０５には、上述した第１〜６の実施形態のいずれかの可変減衰器が用いられる。電力増幅器２０４は、位相変調信号を電圧供給部２０３から供給される電圧に応じて増幅することで、位相振幅合成された信号を出力する。電力増幅器２０４から出力された信号は、デュプレクサ２０６を介して、アンテナ２０７から送信される。以上のような構成にすることにより、無線通信装置２００からの出力信号レベルを大きく可変することができる。
【００７７】
図１０Ｂは、本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置３００の構成例である。図１０Ｂにおいて、入力信号（デジタル信号）は、それぞれ変調器３０１、３０２を介して、ミキサ３０３、３０４に入力される。ミキサ３０３、３０４に入力された信号は、位相分周回路３０５の出力信号でミキシングされた後、互いに合成され、可変減衰器３０６に入力される。可変減衰器３０６には、上述した第１〜６の実施形態のいずれかの可変減衰器が用いられる。可変減衰器３０６で減衰された信号は、電力増幅器３０７で増幅され、デュプレクサ３０８を介して、アンテナ３０９から送信される。以上のような構成にすることにより、無線通信装置３００からの出力信号レベルを大きく可変することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明の可変減衰器は、無線回路の可変範囲の広い送信回路の出力電力制御等に使用するのに最適である。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１Ａ】本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器１０の構成例を示す図
【図１Ｂ】本発明第１の実施形態に係る温度特性補償回路２１の構成例を示す図
【図２Ａ】本発明第１の実施形態に係る可変減衰器の多段構成を示す図
【図２Ｂ】段数と減衰量の最小値の関係を示す図
【図２Ｃ】段数と減衰量の最大値の関係を示す図
【図３】本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器３０の構成例を示す図
【図４】本発明の第２の実施形態に係る温度特性補償回路４１の構成例を示す図
【図５】本発明の第３の実施形態に係る温度特性補償回路の構成例を示す図
【図６】本発明の第３の実施形態に係る温度特性補償回路の他の構成例を示す図
【図７】本発明の第４の実施形態に係る可変減衰器７０の構成例を示す図
【図８】本発明の第５の実施形態に係る可変減衰器９０の構成例を示す図
【図９Ａ】本発明の第６の実施形態に係る可変減衰器１１０の構成例を示す図
【図９Ｂ】本発明の第６の実施形態に係る可変減衰器１３０の構成例を示す図
【図１０Ａ】本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置２００の構成例を示す図
【図１０Ｂ】本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置３００の構成例を示す図
【図１１】従来の可変減衰器５０１（第１の例）の構成を示す図
【図１２】従来の可変減衰器５０４（第２の例）の構成を示す図
【図１３】従来の可変減衰器５０８（第３の例）の構成を示す図
【図１４】従来の可変減衰器５１０（第４の例）の構成を示す図
【図１５】従来の可変減衰器の課題を示す図
【符号の説明】
【００８０】
１０，３０，７０，９０，１１０，１３０ 可変減衰器
１１，１３，１５，１８、３１，３３，３５，３８ キャパシタ
７１，７３，７９，８２，９１，９３，９６，９８ キャパシタ
１１１，１１７，１２０，１２３ キャパシタ
１３１，１３５，１３７，１４０，１４３ キャパシタ
１２，２３，５１，１１２，１１３，１３４ ＮＭＯＳ
３２，４３，１１４，１３２，１３３ ＰＭＯＳ
１４，３４，７４，９４，９５，１１６，１３６ 減衰量制御回路
１６，１９，２０，２２，３６，３９，４０，５２ 抵抗
７７，８０，８３，９７，９９，１００，１１８，１１９，１２１ 抵抗
１３４，１３８，１３９ 抵抗
１７，３７，７８，８０，１２２，１４２ 反転増幅回路
２１，４１，８４，１０１，１２４，１４４ 温度特性補償回路
５３ 定電流源
５４，５５ 定電圧源
５６ 比較器
５７ 積分器
５８ フィードバック回路
５９ ＡＤコンバータ
６０ ＤＳＰ
６１ ＤＡコンバータ
２００ 無線通信装置
２０１ 振幅位相分離部
２０２ 位相変調部
２０３ 電圧供給部
２０４ 電力増幅器
２０５ 可変減衰器
２０６ デュプレクサ
２０７ アンテナ
３００ 無線通信装置
３０１，３０２ 変調器
３０３，３０４ ミキサ
３０５ 位相分周回路
３０６ 可変減衰器
３０７ 電力増幅器
３０８ デュプレクサ
３０９ アンテナ
５０１，５０４，５０８，５１０ 可変減衰器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波信号の利得制御のための可変減衰器に係り、特に無線通信装置などに適応するＩＣ化に適した可変減衰器及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話は第２世代のＰＤＣやＧＳＭ方式から第３世代のＷＣＤＭＡ方式に進化している。ＷＣＤＭＡ方式では基地局との距離に応じて端末の送信信号の出力レベルを制御することが必要不可欠である。現在の規格では８０ｄＢの送信レベル制御が必要である。
【０００３】
以下に、ＷＣＤＭＡ方式の無線機の一例を示す。具体的にはポーラー変調の無線機である。無線機において、ベースバンドの位相変調信号がＰＬＬに入力され、ＰＬＬはＶＣＯを制御する。ＶＣＯからはキャリア周波数のＮ倍の周波数の位相変調信号が出力され、分周器で１／Ｎに分周される。通常Ｎには２または４が用いられる。分周器の出力は可変減衰器、ＲＦアンプを介して電力増幅器に入力される。また、電力増幅器には、ベースバンドの振幅変調信号と出力レベル制御信号も入力される。電力増幅器では、ＲＦアンプから入力される位相変調信号に、ベースバンドの振幅変調信号に応じた振幅変調が重畳される。その結果、出力信号はＱＰＳＫや８ＰＳＫなどの振幅と位相の両方に変調された信号となる。また、その出力レベルは出力レベル制御信号に応じて電力増幅器で制御される。電力増幅器の出力信号はデュプレクサを介してアンテナから送信される。
【０００４】
上記のように出力電力の制御は電力増幅器で行われるが、その可変範囲は３０〜４０ｄＢが限界である。そのため４０〜５０ｄＢの出力レベル制御が可変減衰器に求められる。
【０００５】
図１１〜１４に、従来の可変減衰器の例（第１〜第４の例）を示す。図１１は、特許文献１に記載の従来の可変減衰器５０１（第１の例）の構成を示す図である。図１１において、従来の可変減衰器５０１には、ＧａＡｓＦＥＴが用いられており、ドレインとソースとに温度補償用のバイアス回路（すなわち、温度補償回路）５０２が接続されている。図１２は、特許文献２に記載の従来の可変減衰器５０４（第２の例）の構成を示す図である。図１２において、従来の可変減衰器５０４は、ＲＯＭ５０６に格納されたテーブル、計算回路５０５、及びＤＡコンバータ５０７ａ、５０７ｂとを用いて、所望減衰量および前後の回路との反射係数の変化に応じてバイアス電圧を変化させることで減衰量を制御する。
【０００６】
図１３は、特許文献３に記載の従来の可変減衰器５０８（第３の例）の構成を示す図である。図１３において、従来の可変減衰器５０８には、ＧａＡｓＦＥＴが用いられており、ゲートに温度補償回路５０９が接続されている。図１４は、特許文献４に記載の従来の可変減衰器５１０（第４の例）の構成を示す図である。図１４において、従来の可変減衰器５１０には、ＧａＡｓＦＥＴが用いられており、ドレインとソースとに図１１とは異なる回路形式の温度補償回路５１１が接続されている。
【特許文献１】特許第３２１６８０８号公報
【特許文献２】特許第３７８４６６４号公報
【特許文献３】特開平９−４６１７５号公報
【特許文献４】特開２００５−２４４８７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図１５は、従来の可変減衰器の課題を説明する図である。図１５において、縦軸は減衰量、横軸は可変減衰器の段数を示す。図１５中の上側の実線は、可変減衰器の各段数に対する減衰量の最小値であり、下側の実線は減衰量の最大値である。両者の差が減衰量の可変範囲となる。図１５からわかるように、可変減衰器の段数を増やすと減衰量の可変範囲が増えることがわかる。
【０００８】
一方、可変減衰器の段数を増やすと減衰量の最小値が大きくなる。可変減衰器の減衰量はそのまま雑音となる。特に減衰量最小のときの減衰値は無線機の受信帯域雑音のスペックを満たすため、ある値以上にすることはできない。従来の無線機ではＲＦＩＣと電力増幅器の間にフィルタが用いられていたため、減衰量最小のときの減衰値のスペックは１０ｄＢ以上と非常に大きかったが、無線機の小型化のためこの段間のフィルタは削減される方向である。よって、減衰量最小のときの減衰値のスペックは数ｄＢと非常に厳しいものとなっている。
【０００９】
従来の可変減衰器は、１段で１０〜２０ｄＢ程度しか減衰量の可変範囲をとることができなかった。減衰量の可変範囲は段数に比例しないため、減衰量最大のときの減衰値のスペックを満たすためには、４〜５段の構成が必要となる。一方、この場合、減衰量最小のときの減衰値がスペック以上となってしまうという課題があった。このトレードオフを改善するためには、単段の可変減衰器の減衰量を大きくする必要がある。
【００１０】
それ故に本発明の目的は、単段の可変減衰器の減衰量を大きくする可変減衰器及び無線通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明の一つの態様によれば、本発明の可変減衰器は、ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含むＭＯＳＦＥＴと、ゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧をソース及びドレインに供給する減衰量制御回路と、ＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、ボディに供給する電圧を制御してホディ電圧とゲート電圧との関係でドレイン及びソース間の抵抗値を調整する温度補償回路とを備える。
【発明の効果】
【００１２】
本態様により、可変減衰器の減衰量の最小値を所定の範囲に維持しながら減衰率を拡大しつつ、可変減衰器の温度補償を行うことができる。また、大きな減衰率を得るために用いられる多段減衰器の段数を減らすことができる。
【００１３】
本発明のこれらおよび他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
（第１の実施形態）
図１Ａは、本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器１０の構成例を示す図である。図１Ａにおいて、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ１１を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ１３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００１５】
次に、減衰量制御回路１４について説明する。本実施形態に係る可変減衰器１０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。減衰量制御回路１４の出力電圧は、並列接続のキャパシタ１５、及び直列接続の抵抗１６を介してゲートに供給される。キャパシタ１５は、減衰量制御回路１４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗１６はソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１４にリークするのを低減するために用いられる。
【００１６】
また、減衰量制御回路１４の出力電圧は、反転増幅器１７、並列接続のキャパシタ１８、及び直列接続の抵抗１９、２０を介して、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のドレインとソースとに供給される。ここで、反転増幅器１７は、減衰量制御回路１４の出力電圧を反転して出力する。このように構成することで、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。但し、ゲートに供給される電圧も、ドレイン・ソースに供給される電圧も、減衰量制御回路１４から出力される電圧であるため、ドレイン・ソースへの出力電圧をゲートへの出力電圧と反転させたとしても、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくするのには限界がある。
【００１７】
そこで、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１２のボディに温度特性補償回路２１を接続し、温度によるＭＯＳＦＥＴの閾値の変化に伴う減衰量の変化を低減する。ボティに供給される電圧は、温度特性補償回路２１からの出力電圧であって減衰量制御回路１４からの出力電圧ではないので、ボティへの供給電圧を変化させることで、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。
【００１８】
従来はＦＥＴのゲート（またはドレイン、ソース）のみの電圧を可変することにより減衰量を変化させ、ＦＥＴのドレインとソース（またはゲート）の電圧を変化させて温度特性補償を行っていた。しかしながら、減衰量はゲート電圧とドレイン・ソース電圧との差で決まるので、従来の可変減衰器には減衰量の可変範囲に限界があった。本発明ではボディ電圧を制御することで温度特性補償を行うことにより、ゲート電圧とドレイン・ソース電圧との両方を可変にできるため、可変範囲の大きな可変減衰器が実現できる。
【００１９】
次に、温度特性補償回路２１の構成について述べる。（数１）にＭＯＳＦＥＴの閾値電圧とソース・ボディ間電圧の関係を示す。
【数１】
【００２０】
（数１）において、Ｖthは閾値電圧、ＶSはソース電圧、ＶB圧、γは係数、φFはフェルミ準位である。可変減衰器１０の減衰量の温度依存性を低減するためには、閾値電圧Ｖthが一定であればよい。すなわち、温度変化によってＶth0が大きくなればボディ電位ＶBを高くし、Ｖth0が小さくなればボディ電位ＶBを低くすればよい。
【００２１】
図１Ｂに温度特性補償回路２１の構成例を示す。図１Ｂにおいて、抵抗２２の一端はドレイン側基準電位Ｖddに接続され、もう一端は温度特性補償回路２１の３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ２３のドレインとゲートとに接続される。また、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ２３のソースとボディはソース側基準電圧Ｖssに接続される。そして、ドレインとゲートの電圧を温度補償電圧として可変減衰器１０に供給している。なお、ソース側基準電圧Ｖssは負電圧であってもよい。
【００２２】
図１Ｂに示した温度特性補償回路２１によれば、ＮＭＯＳ２３のドレインはドレイン側基準電位Ｖddに、ソースはソース側基準電圧Ｖssに接続され、かつソースとドレインが接続されている。このような構成であるため、温度特性補償回路２１のＮＭＯＳ２３の温度変化に伴う閾値電圧Ｖthの変化を、抵抗２２とＮＭＯＳ２３のドレインとの接続点から検出することができる。
【００２３】
なお、図１Ａに示した可変減衰器１０を構成するＮＭＯＳ１２と、温度特性補償回路２１とを同じ基板に形成することで、可変減衰器１０を構成するＮＭＯＳ１２と、温度特性補償回路２１を構成するＮＭＯＳ２３との温度変化をほぼ同じにすることができる。したがって、温度特性補償回路２１を構成する抵抗２２と、ＮＭＯＳ２３のドレインとの接続点から検出した閾値電圧Ｖthの変化に基づき、可変減衰器１０を構成するＮＭＯＳ１２のボディ電位を調整することで、可変減衰器１０の減衰量の温度依存性を低減することができる。
【００２４】
次に、従来の可変減衰器と、第１の実施形態に係る可変減衰器１０との比較を行う。図１５に示したように可変減衰器の段数を増やしたときの最小の減衰量と最大の減衰量とを比較する。
【００２５】
図２Ａに５段の可変減衰器の構成を示す。図２Ａの可変減衰器は、図１Ａの可変減衰器を直列及び並列に交互に接続した構成となっている。直列接続の可変減衰器に用いるＭＯＳＦＥＴのゲート幅は、並列接続のＭＯＳＦＥＴのゲート幅より大きいものを用いている。これは、減衰量最小のときの減衰量をできるだけ小さくするためである。すなわち、減衰量最小のとき直列接続のＭＯＳＦＥＴの抵抗は最小となり、その値ができるだけ小さいことが求められる。一方、並列接続のＭＯＳＦＥＴの抵抗は最大となり、その値ができるだけ大きいことが求められる。
【００２６】
各可変減衰器の減衰量制御回路の制御電圧は、直列接続のＭＯＳＦＥＴの値をＶct1とする。Ｖct1は０〜１．２Ｖの値とした。一方、並列接続のＭＯＳＦＥＴの値はＶct1-2とする。ここで、Ｖct1-2は（１．２−Ｖct1）Ｖの値とした。
【００２７】
図２Ｂに、可変減衰器の段数を１段から５段まで変化させたときの減衰量の最小値を、第１の実施形態による可変減衰器で構成した場合と、温度特性補償回路のない、例えば、図１３の従来の可変減衰器で構成した場合とで比較した結果を示す。ここで、減衰量の最小値が例えば−０．８ｄＢ以上となることを要求されているとすると、段数は本発明と従来例ともに４段以下が必要となる。ただし、ＡＡＴは可変減衰器の段数を示し、例えば、ＡＴＴ１は可変減衰器が１段であることを意味する。
【００２８】
図２Ｃに段数を１段から５段まで変化させたときの減衰量の最大値を示す。ここで、減衰量の最大値として例えば−４０ｄＢ以下にすることが求められているとすると、段数は本発明であれば４段以上、従来例であれば５段以上で設計する必要がある。
【００２９】
図２Ｂ、及び図２Ｃより、本発明であれば４段の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことができるが、従来例では同時に両方のスペックを満たすことができないことがわかる。
【００３０】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器を用いることにより、減衰量の最小値を増やすことなく、可変減衰器の段数を例えば１つ減らして、例えば３９．２ｄＢ分の大きな減衰量可変範囲を得ることができる。
【００３１】
（第２の実施形態）
図３に本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器３０の構成例を示す。図３は、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳを用いた可変減衰器３０の一例を示す図である。図３において、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ３１を介して３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ３３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００３２】
次に、減衰量制御回路３４について説明する。本実施形態の可変減衰器３０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。減衰量制御回路３４の出力電圧は、並列接続のキャパシタ３５、直列接続の抵抗３６を介してゲートに供給される。キャパシタ３５は、減衰量制御回路３４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗３６はソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路３４にリークするのを低減するために用いられる。
【００３３】
また、減衰量制御回路３４の出力電圧は、反転増幅器３７、並列接続のキャパシタ３８、及び直列接続の抵抗３９，４０を介して、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のドレインとソースに供給される。ここで、反転増幅器３７は、減衰量制御回路３４の出力電圧を反転して出力する。このような構成とすることで、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。但し、ゲートに供給される電圧も、ドレイン・ソースに供給される電圧も、減衰量制御回路３４から出力される電圧であるため、ドレイン・ソースへの出力電圧をゲートへの出力電圧と反転させたとしても、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくするのには限界がある。
【００３４】
そこで、第１の実施形態と同様に、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ３２のボディに温度特性補償回路４１を接続し、温度によるＭＯＳＦＥＴの閾値の変化に伴う減衰量の変化を低減する。ボティに供給される電圧は、温度特性補償回路４１からの出力電圧であって減衰量制御回路３４からの出力電圧ではないので、ボティへの供給電圧を変化させることで、ゲートとドレイン・ソースとの間の電圧差を大きくできる。
【００３５】
第１の実施形態でも説明したように、ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧とソース・ボディ間電圧との関係は、閾値電圧Ｖth、ソース電圧Ｖs、ボディ電圧ＶB、ソース電圧とボディ電圧とが同じ電圧のときの閾値電圧Ｖth0、係数γ、フェルミ準位φFを用いて（数１）で表すことができる。第１の実施形態と同様に、可変減衰器３０の減衰量の温度依存性を低減するためには、閾値電圧Ｖthを一定にすればよい。したがって、温度変化によって閾値電圧Ｖth0が大きくなればボディ電位ＶBを高くし、閾値電圧Ｖth0が小さくなればボディ電位ＶBを低くすればよい。
【００３６】
図４に温度特性補償回路４１の構成例を示す。図４において、抵抗４２の一端はソース側基準電位Ｖssに接続され、もう一端は３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ４３のソースとゲートとに接続される。また、３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ４３のドレインとボディとは、ドレイン側基準電圧Ｖddに接続される。そして、ソースとゲートの電圧を温度補償電圧として可変減衰器３０に供給している。なお、ドレイン側基準電圧Ｖddは、本実施形態の可変減衰器が搭載されたＩＣの電源電圧以上であってもよい。
【００３７】
図４に示した温度特性補償回路４１によれば、ＰＭＯＳ４３のドレインはドレイン側ドレイン側基準電位Ｖddに、ソースはソース側基準電圧Ｖssに接続され、かつソースとドレインが接続されている。このような構成であるため、温度特性補償回路４１のＰＭＯＳ４３の温度変化に伴う閾値電圧Ｖthの変化を、抵抗４２とＰＭＯＳ４３のソースとの接続点から検出することができる。
【００３８】
図３に示した可変減衰器３０を構成するＰＭＯＳ３２と、温度特性補償回路４１とを同じ基板に形成することで、可変減衰器３０を構成するＰＭＯＳ３２と、温度特性補償回路４１を構成するＰＭＯＳ４３との温度変化をほぼ同じにすることができる。したがって、温度特性補償回路４１を構成する抵抗４２と、ＰＭＯＳ４３のソースとの接続点から検出した閾値電圧Ｖthの変化に基づき、可変減衰器３０を構成するＰＭＯＳ３２のボディ電位を調整することで、可変減衰器３０の減衰量の温度依存性を低減することができる。
【００３９】
上記に説明した第２の実施形態に係る可変減衰器３０によれば、減衰量の温度依存性を低減することができる。そのため、第１の実施形態の場合と同様に、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことができる。そのため、第２の実施形態に係る可変減衰器３０を用いることにより、減衰量の最小値を増やすことなく、多段減衰器の段数を減らして、大きな減衰量可変範囲を得ることができる。
【００４０】
（第３の実施形態）
図５は、第１の実施形態に係る可変減衰器１０に用いられる温度特性補償回路の他の構成例である。図５において、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ５１のソースは、抵抗５２を介して接地されている。また、ＮＭＯＳ５１のドレインは定電流源５３に接続され、ドレイン電流ｉdは一定に保たれている。ＮＭＯＳ５１のゲートには定電圧源５４に接続され、ゲート電圧Ｖrefgは一定に保たれている。
【００４１】
抵抗５２の一端はソース側基準電位Ｖssに接続され、もう一端は３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ５１のソースとゲートとに接続される。また、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ５１のドレインとボディとは、ドレイン側基準電圧Ｖddに接続される。そして、ソースとゲートの電圧を温度補償電圧として可変減衰器１０に供給している。
【００４２】
上記した構成を有するため、図５の温度特性補償回路は、ゲート電圧Ｖrefgが一定、ドレイン電流ｉdが一定、ソース電圧ｉd／Ｒsが一定となる。ここで、Ｒsは抵抗５２の抵抗値である。さらに、第３の実施形態に係る温度特性補償回路は、定電圧源Ｖrefd５５、比較器５６、積分器５７から構成されるフィードバック回路５８を備えている。比較器５６の一方の入力には定電圧源Ｖrefd５５が接続され、比較器５６の他方の入力はＮＭＯＳ５１のドレインと定電流源５３との接続点に接続されている。また、積分器５７の出力は、ＮＭＯＳ５１のボディと接続されている。このような構成となっているため、ＮＭＯＳ５１のゲート電圧Ｖrefgが一定、ドレイン電流ｉdが一定、ソース電圧ｉd／Ｒsが一定となっている。なお、Ｖrefg、Ｖrefd、ｉdは、例えば、バンドギャップレギュレータ（図示せず）などの温度特性補償された回路から供給することができる。
【００４３】
ここで、閾値電圧Ｖthが一定の場合のボディ電圧ＶBは、ゲート、ドレイン、ソース電圧をある決まった値に固定し、ある決まったドレイン電流ｉdを流したときのボディ電圧ＶBとして測定することができる。すなわち、(数１)から、ソース電圧Ｖsとボディ電圧ＶBとがそれぞれ一定電圧のとき、閾値電圧Ｖthとソース電圧Ｖsとを一定にし、温度変化に伴って閾値電圧Ｖth0が変化するのに応じて発生するボディ電圧ＶBの変化をモニタすることができる。
【００４４】
図５に示した温度特性補償回路では、積分器５７が温度変化に伴って閾値電圧Ｖth0が変化するボディ電圧ＶBを出力する。したがって、このボディ電圧ＶBの出力を第１の実施形態に係る可変減衰器１０のＮＭＯＳ１２のボディ電圧として印加することで、温度特性補償をより精度よく行うことができる。
【００４５】
図６は、第１の実施形態に係る可変減衰器１０に用いられる温度特性補償回路２１の他の構成例である。図６において、（数１）より、閾値電圧Ｖthはソース電圧Ｖsによって異なることがわかる。そのため、可変減衰器１０のＭＯＳＦＥＴのソース電圧に応じてボディ電圧ＶBの温度特性補償電圧値を微調整することが望ましい。（数１）より、（数２）が成り立つ。
【数２】
【００４６】
ここで、ＶSXはノードＸの電位、ＶBYはノードＹの電位、Ｔ0、ＶBAは可変減衰器１０のＦＥＴのボディに与える電圧である。（数２）より、（数３）が成り立つ。
【数３】
【００４７】
（数３）でφfは物理定数、ＶSXは減衰器の制御電圧、ＶBY（Ｔ）は温度補償回路の出力電圧であり、ＶSX、ＶBY(Ｔ0)＝ＶBA(Ｔ0)は設計時に予めわかっている。そのため、可変減衰器１０のＦＥＴのボディに与える電圧ＶBA(Ｔ)は計算できる。温度補償回路の出力電圧ＶBY（Ｔ）を、ＡＤコンバータ５９でデジタル信号に変換し、ＤＳＰ６０でＶBA（Ｔ）を計算し、その結果をＤＡコンバータ６１で変換して、可変減衰器のＭＯＳＦＥＴに供給する。以上の構成により、精度の良い温度補償回路が可能となる。
【００４８】
（第４の実施形態）
図７に、本発明の第４の実施形態に係る可変減衰器７０の構成例を示す。図７において、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ７１を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ７３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００４９】
次に、減衰量制御回路７４について説明する。本実施形態の可変減衰器７０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。減衰量制御回路７４の出力電圧は、反転増幅器７５、並列接続のキャパシタ７６、及び直列接続の抵抗７７を介してゲートに供給される。反転増幅器７５は、減衰量制御回路７４の出力電圧を反転して出力する。キャパシタ７６は、減衰量制御回路７４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗７７はソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路７４にリークするのを低減するために用いられる。
【００５０】
また、減衰量制御回路７４の出力電圧は、反転増幅器７８、並列接続のキャパシタ７９、及び直列接続の抵抗８０を介して、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のドレインに供給される。ここで、反転増幅器７８は、減衰量制御回路７４の出力電圧を反転して出力する。また、減衰量制御回路７４の出力電圧は、反転増幅器８１、並列接続のキャパシタ８２、及び直列接続の抵抗８３を介して、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ７２のソースに供給される。ここで、反転増幅器８１は減衰量制御回路７４の出力電圧を反転して出力する。
【００５１】
このように、第４の実施形態では、ＮＭＯＳ７２のゲート電圧、ドレイン電圧、及びソース電圧の制御電圧を、それぞれ独立した反転増幅器７５、７８、８１を介して供給する構成となっている。このような構成とすることで、ＮＭＯＳ７２のゲート・ドレイン間、ゲート・ドレイン間、及びソース・ドレイン間のアイソレーションを確保することができる。
【００５２】
減衰量最大のとき、ソース・ドレイン間のアイソレーションを４５〜５５ｄＢ程度まで確保する必要がある。ゲート電圧、ドレイン電圧、及びソース電圧の制御ラインを介して信号がリークすると、この仕様を満足できなくなるので、ドレインの制御ラインとソースの制御ラインとのアイソレーションを取ることは非常に重要である。第４の実施形態では、制御ラインを介した信号リークを低減することが可能であり、ソース・ドレイン間のアイソレーションを高めることが期待できる。
【００５３】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路８４に適用してＮＭＯＳ７２のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量可変範囲を得ることも期待できる。
【００５４】
（第５の実施形態）
図８は、本発明の第５の実施形態に係る可変減衰器９０の構成例を示す。図８において、入力信号は、ＤＣカットのキャパシタ９１を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のソースに入力される。入力信号は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のドレイン・ソース間抵抗で減衰され、ドレインから出力される。出力信号は、ＤＣカットのキャパシタ９３を介して次段の回路（記載せず）に出力される。
【００５５】
次に、第１の減衰量制御回路９４、及び第２の減衰量制御回路９５について説明する。本実施形態の可変減衰器９０の減衰量は、３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のゲートとドレイン・ソースの電圧を変化させることによって調整される。第１の減衰量制御回路９４の出力電圧は、並列接続のキャパシタ９６、及び直列接続の抵抗９７を介してＮＭＯＳ９２のゲートに供給される。キャパシタ９６は、第１の減衰量制御回路９４からの高周波雑音低減のために用いられ、抵抗９７はソースに入力された信号がゲートから第１の減衰量制御回路９４にリークするのを低減するために用いられる。また、第２の減衰量制御回路９５の出力電圧は、並列接続のキャパシタ９８、及び直列接続の抵抗９９、１００を介して３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ９２のドレインとソースとに供給される。
【００５６】
このように、第５の実施形態では、ゲートの制御電圧とドレイン・ソースの制御電圧とをそれぞれ異なる第１、第２の減衰量制御回路９４、９５から供給する構成となっている。このような構成とすることで、ＮＭＯＳ９２のゲート・ドレイン間、ゲート・ソース間、ソース・ドレイン間のアイソレーションを確保することができる。
【００５７】
減衰量最大のとき、ソース・ドレイン間のアイソレーションが４５〜５５ｄＢ程度まで確保する必要がある。ゲート電圧、ドレイン電圧、及びソース電圧の制御ラインを介して信号がリークすると、この仕様を満足できなくなるので、ドレインの制御ラインとソースの制御ラインのアイソレーションを取ることは非常に重要である。
【００５８】
一般に、ゲート電圧に対する減衰量の変化と、ドレイン・ソース電圧に対する減衰量の変化とは異なる特性を示す。そのため、より高精度の減衰量のコントロールをするためには、制御回路を別々に持つことが有効である。また、第１、第２の減衰量制御回路９４、９５のように制御回路を別回路とすることで、ゲートとドレイン・ソースの間のアイソレーションを向上させることが期待できる。
【００５９】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路１０１に適用してＮＭＯＳ９２のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量可変範囲を得ることも期待できる。
【００６０】
（第６の実施形態）
図９Ａは、本発明の第６の実施形態に係る可変減衰器１１０の構成例を示す図である。図９Ａに示す可変減衰器１１０は、ＮＭＯＳ及びＰＭＯＳを交互に３段接続した可変減衰器の一例である。具体的には、可変減衰器１１０には、直列に接続された２つの３−ｗｅｌｌのＮＭＯＳ１１２，１１３が接続されている。一方のＮＭＯＳ１１２のドレインと、他方のＮＭＯＳ１１３のソースの接続点に、２つのＮＭＯＳに対して並列に接続されたＰＭＯＳ１１４から制御電圧を与えている。入力端子は、キャパシタ１１１を介してＮＭＯＳ１１２のソースに接続されている。ＮＭＯＳ１１２のドレインは、ＮＭＯＳ１１３のソースとＰＭＯＳ１１４のソースとに接続されている。ＮＭＯＳ１１３のドレインは、キャパシタ１１５を介して出力端子に接続されている。
【００６１】
ＮＭＯＳ１１２、１１３のゲートには、並列接続のキャパシタ１１７、及び直列接続の抵抗１１８、１１９を介して、減衰量制御回路１１６の出力が入力されている。キャパシタ１１７は、減衰量制御回路１１６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドの間に接続されている。また、抵抗１１８、１１９は、ＮＭＯＳ１１２、１１３のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１１６にリークするのを低減するために用いられる。
【００６２】
一方、ＰＭＯＳ１１４のゲートには、並列接続のキャパシタ１２０、及び直列接続の抵抗１２１を介して、減衰量制御回路１１６の出力が入力されている。キャパシタ１２０は、減衰量制御回路１１６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドとの間に接続されている。また、抵抗１２１は、ＰＭＯＳ１１４のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１１６にリークするのを低減するために用いられる。
【００６３】
さらに、ＰＭＯＳ１１４のドレインには、反転増幅器１２２の信号が入力されている。反転増幅器１２２は、減衰量制御回路１１６の出力電圧を反転して出力する。また、キャパシタ１２３は、ＰＭＯＳ１１４のドレインを高周波接地するために接続されている。
【００６４】
本実施形態の可変減衰器１１０の動作について説明する。可変減衰器１１０の減衰量が最少のとき、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のゲートには減衰量制御回路１１６からＨＩＧＨの電圧が印加され、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のドレイン・ソース間の抵抗値が最少となる。一方、ＰＭＯＳ１１４のゲートにもＨＩＧＨの電圧が印加され、ＰＭＯＳ１１４の抵抗値が最大となる。この構成により、可変減衰器１１０の減衰量は最小となる。さらに本構成では、ＰＭＯＳ１１４のドレインにＬＯＷの電圧が印加される。これにより、単にゲートをＨＩＧＨにする以上にドレイン・ソース間抵抗値が得られ、可変減衰器１１０の減衰量がさらに小さくなる。
【００６５】
次に、可変減衰器１１０の減衰量が最大のとき、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のゲートには減衰量制御回路１１６からＨＩＧＨの電圧が印加され、ＮＭＯＳ１１２、及びＮＭＯＳ１１３のドレイン・ソース間の抵抗値が最大となる。一方、ＰＭＯＳ１１４のゲートにもＬＯＷの電圧が印加され、ＰＭＯＳ１１４の抵抗値が最少となる。この構成により、可変減衰器１１０の減衰量は最大となる。さらに本構成では、ＰＭＯＳ１１４のドレインにＨＩＧＨの電圧が印加される。このとき、ＮＭＯＳ１１２のソース、及びＮＭＯＳ１１３のドレインにＨＩＧＨの電圧が印加される。これにより、単にＮＭＯＳ１１２のゲートをＬＯＷにする以上にドレイン・ソース間抵抗値が高くなり、さらに可変減衰器１１０の減衰量が大きくなる。
【００６６】
以上説明したように、本実施形態の可変減衰器１１０は、可変減衰量の範囲を広げることが期待できる。また、本実施形態の可変減衰器１１０は、制御ラインやバイアス回路の抵抗の数を減らせる。そのため、チップ面積が小さくでき、制御ラインを介した入出力間のアイソレーション劣化を低減することが期待できる。
【００６７】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路１２４に適用してＮＭＯＳ１１２、１１３、ＰＭＯＮ１１４のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量の可変範囲を得ることも期待できる。
【００６８】
図９Ｂに、図９ＡのＮＭＯＳとＰＭＯＳとを入れ替えた可変減衰器１３０の構成例を示す。図９Ｂの可変減衰器１３０には、直列に接続された２つの３−ｗｅｌｌのＰＭＯＳ１３２，１３３が接続されている。一方のＰＭＯＳ１３２のドレインと、他方のＰＭＯＳ１３３のソースの接続点に、２つのＰＭＯＳに対して並列に接続されたＮＭＯＳ１３４から制御電圧を与えている。入力端子は、キャパシタ１３１を介してＰＭＯＳ１３２のソースに接続され、ＰＭＯＳ１３２のドレインはＰＭＯＳ１３３のソースとＮＭＯＳ１３４のソースに接続されている。ＰＭＯＳ１３３のドレインは、キャパシタ１３５を介して出力端子に接続されている。
【００６９】
ＰＭＯＳ１３２、１３３のゲートには、減衰量制御回路１３６の出力が並列接続のキャパシタ１３７、及び直列接続の抵抗１３８、１３９を介して入力されている。キャパシタ１３７は、減衰量制御回路１３６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドの間に接続されている。また、抵抗１３８、１３９は、ＰＭＯＳ１３２、１３３のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１３６にリークするのを低減するために用いられる。
【００７０】
一方、ＮＭＯＳ１３４のゲートには、減衰量制御回路１３６の出力が並列接続のキャパシタ１４０、及び直列接続の抵抗１４１を介して入力されている。キャパシタ１４０は、減衰量制御回路１３６の高周波雑音を低減するために信号線とグラウンドとの間に接続されている。また、抵抗１４１は、ＮＭＯＳ１３４のソースに入力された信号がゲートから減衰量制御回路１３６にリークするのを低減するために用いられる。
【００７１】
さらに、ＮＭＯＳ１３４のドレインには、反転増幅器１４２の信号が入力されている。反転増幅器１４２は、減衰量制御回路１３６の出力電圧を反転して出力する。また、キャパシタ１４３は、ＮＭＯＳ１３４のドレインを高周波接地するために接続されている。
【００７２】
図９Ｂの可変減衰器１３０の動作は、図９Ａに示した可変減衰器１１０と、電圧の極性が入れ替わるだけである。上記したように、本実施形態の変形例である可変減衰器１３０は、可変減衰量の範囲を広げることが期待できる。
【００７３】
また、本実施形態の変形例である可変減衰器１３０は、制御ラインやバイアス回路の抵抗の数を減らせる。そのため、チップ面積を小さくでき、制御ラインを介した入出力間のアイソレーション劣化を低減することが期待できる。
【００７４】
なお、第１〜第３の実施形態で説明した温度特性補償回路を、温度特性補償回路１４４に適用してＰＭＯＳ１３２、１３３、ＮＭＯＳ１３４のボディ電圧を制御することで、少ない段数の可変減衰器で減衰量の最大値、最小値の所望スペックを満たすことが期待できる。また、減衰量の最小値を増やすことなく、大きな減衰量可変範囲を得ることも期待できる。
【００７５】
また、図９Ａと図９Ｂに示した可変減衰器１１０、１３０を並列に接続することにより、入力電圧の電圧振幅が大きい場合でも歪みの発生を抑制できる可変減衰器の実現が期待できる。
【００７６】
（第７の実施の形態）
図１０Ａは、本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置２００の構成例である。図１０Ａにおいて、振幅位相分離部２０１は、入力信号（デジタル信号）から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。電圧供給部２０３は、振幅成分信号に応じた電圧を電力増幅器２０４に供給する。位相変調部２０２は、位相成分信号から位相変調信号を生成する。位相変調部２０２は、例えば、ＰＬＬ、ＶＣＯ及び分周器（Divider）から構成される。位相変調信号は、可変減衰器２０５で減衰された後、電力増幅器２０４に入力される。可変減衰器２０５には、上述した第１〜６の実施形態のいずれかの可変減衰器が用いられる。電力増幅器２０４は、位相変調信号を電圧供給部２０３から供給される電圧に応じて増幅することで、位相振幅合成された信号を出力する。電力増幅器２０４から出力された信号は、デュプレクサ２０６を介して、アンテナ２０７から送信される。以上のような構成にすることにより、無線通信装置２００からの出力信号レベルを大きく可変することができる。
【００７７】
図１０Ｂは、本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置３００の構成例である。図１０Ｂにおいて、入力信号（デジタル信号）は、それぞれ変調器３０１、３０２を介して、ミキサ３０３、３０４に入力される。ミキサ３０３、３０４に入力された信号は、位相分周回路３０５の出力信号でミキシングされた後、互いに合成され、可変減衰器３０６に入力される。可変減衰器３０６には、上述した第１〜６の実施形態のいずれかの可変減衰器が用いられる。可変減衰器３０６で減衰された信号は、電力増幅器３０７で増幅され、デュプレクサ３０８を介して、アンテナ３０９から送信される。以上のような構成にすることにより、無線通信装置３００からの出力信号レベルを大きく可変することができる。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明の可変減衰器は、無線回路の可変範囲の広い送信回路の出力電力制御等に使用するのに最適である。
【図面の簡単な説明】
【００７９】
【図１Ａ】本発明の第１の実施形態に係る可変減衰器１０の構成例を示す図
【図１Ｂ】本発明第１の実施形態に係る温度特性補償回路２１の構成例を示す図
【図２Ａ】本発明第１の実施形態に係る可変減衰器の多段構成を示す図
【図２Ｂ】段数と減衰量の最小値の関係を示す図
【図２Ｃ】段数と減衰量の最大値の関係を示す図
【図３】本発明の第２の実施形態に係る可変減衰器３０の構成例を示す図
【図４】本発明の第２の実施形態に係る温度特性補償回路４１の構成例を示す図
【図５】本発明の第３の実施形態に係る温度特性補償回路の構成例を示す図
【図６】本発明の第３の実施形態に係る温度特性補償回路の他の構成例を示す図
【図７】本発明の第４の実施形態に係る可変減衰器７０の構成例を示す図
【図８】本発明の第５の実施形態に係る可変減衰器９０の構成例を示す図
【図９Ａ】本発明の第６の実施形態に係る可変減衰器１１０の構成例を示す図
【図９Ｂ】本発明の第６の実施形態に係る可変減衰器１３０の構成例を示す図
【図１０Ａ】本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置２００の構成例を示す図
【図１０Ｂ】本発明の第７の実施形態に係る無線通信装置３００の構成例を示す図
【図１１】従来の可変減衰器５０１（第１の例）の構成を示す図
【図１２】従来の可変減衰器５０４（第２の例）の構成を示す図
【図１３】従来の可変減衰器５０８（第３の例）の構成を示す図
【図１４】従来の可変減衰器５１０（第４の例）の構成を示す図
【図１５】従来の可変減衰器の課題を示す図
【符号の説明】
【００８０】
１０，３０，７０，９０，１１０，１３０ 可変減衰器
１１，１３，１５，１８、３１，３３，３５，３８ キャパシタ
７１，７３，７９，８２，９１，９３，９６，９８ キャパシタ
１１１，１１７，１２０，１２３ キャパシタ
１３１，１３５，１３７，１４０，１４３ キャパシタ
１２，２３，５１，１１２，１１３，１３４ ＮＭＯＳ
３２，４３，１１４，１３２，１３３ ＰＭＯＳ
１４，３４，７４，９４，９５，１１６，１３６ 減衰量制御回路
１６，１９，２０，２２，３６，３９，４０，５２ 抵抗
７７，８０，８３，９７，９９，１００，１１８，１１９，１２１ 抵抗
１３４，１３８，１３９ 抵抗
１７，３７，７８，８０，１２２，１４２ 反転増幅回路
２１，４１，８４，１０１，１２４，１４４ 温度特性補償回路
５３ 定電流源
５４，５５ 定電圧源
５６ 比較器
５７ 積分器
５８ フィードバック回路
５９ ＡＤコンバータ
６０ ＤＳＰ
６１ ＤＡコンバータ
２００ 無線通信装置
２０１ 振幅位相分離部
２０２ 位相変調部
２０３ 電圧供給部
２０４ 電力増幅器
２０５ 可変減衰器
２０６ デュプレクサ
２０７ アンテナ
３００ 無線通信装置
３０１，３０２ 変調器
３０３，３０４ ミキサ
３０５ 位相分周回路
３０６ 可変減衰器
３０７ 電力増幅器
３０８ デュプレクサ
３０９ アンテナ
５０１，５０４，５０８，５１０ 可変減衰器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含むＭＯＳＦＥＴと、
前記ゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧を前記ソース及び前記ドレインに供給する減衰量制御回路と、
前記ＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、前記ボディに供給する電圧を制御してホディ電圧とゲート電圧との関係で前記ドレイン及び前記ソース間の抵抗値を調整する温度補償回路とを備えた、可変減衰器。
【請求項２】
前記ソース又は前記ドレインのいずれか一方に接続された入力端子と、前記ソース又は前記ドレインのいずれか他方に接続された出力端子とを備え、
前記ドレイン及び前記ソース間の抵抗値は、前記入力端子及び前記出力端子間に流れる電流の抵抗値であることを特徴とする、請求項１に記載の可変減衰器。
【請求項３】
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含むＭＯＳＦＥＴと、
前記ソース又は前記ドレインのいずれか一方に接続された入力端子と、
前記ソース又は前記ドレインのいずれか他方に接続された出力端子と、
前記ゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧を前記ソース及び前記ドレインに供給する減衰量制御回路と、
前記ＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、前記ボディに供給する電圧を制御して、ホディ電圧とゲート電圧との関係で前記入力端子及び前記出力端子間に流れる電流の抵抗値を調整する温度補償回路とを備えた、可変減衰器。
【請求項４】
前記温度補償回路は、トリプルウェルＮＭＯＳを備え、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのゲートとドレインとは接続され、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのソースとボディとは接続され、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのドレインは、抵抗を介して第１の基準電位に接続され、ソースは前記第１の基準電位よりも電位が低い第２の基準電位に接続されており、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのゲート及びドレインに印加される電圧を前記ＭＯＳＦＥＴのボディに供給して、前記ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧を所定値に設定することを特徴とする、請求項２に記載の可変減衰器。
【請求項５】
前記温度補償回路は、トリプルウェルＮＭＯＳと、比較器と、積分器とを備え、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのゲートは第１の基準電位と接続され、ドレインは定電流源と接続され、ソースは抵抗を介して接地され、
前記比較器のプラス端子は第２の基準電位と接続され、マイナス端子は前記トリプルウェルＮＭＯＳのドレインと接続され、さらに前記比較器の出力と前記ＭＯＳＦＥＴ及び前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディとが接続されており、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのドレイン電圧が前記第２の基準電位になるように、前記ＭＯＳＦＥＴ及び前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディに供給する電圧を調整して、前記ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧を所定値に設定することを特徴とする、請求項２に記載の可変減衰器。
【請求項６】
前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディと、前記ＭＯＳＦＥＴのボディの間にＡＤコンバータと、ＤＳＰと、ＤＡコンバータとが直列に接続され、
前記ＡＤコンバータは、前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディ電圧をデジタル信号に変換し、
前記ＤＳＰは、前記デジタル信号と前記ＭＯＳＦＥＴのソース電圧に応じて出力デジタル電圧を出力し、
前記ＤＡコンバータは、前記出力デジタル電圧をアナログ電圧に変換することを特徴とする、請求項５に記載の可変減衰器。
【請求項７】
前記減衰量制御回路は、第１および第２の反転増幅器に接続され、
前記第１の反転増幅器の出力は、第１の容量を介して接地されると共に、第１の抵抗を介して前記ＭＯＳＦＥＴのドレインと接続され、
前記第２の反転増幅器の出力は、第２の容量を介して接地されると共に、第２の抵抗を介して前記ＭＯＳＦＥＴのソースに接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の可変減衰器。
【請求項８】
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含む第１のＭＯＳＦＥＴと、
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含む第２のＭＯＳＦＥＴと、
前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴのゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧を、前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴのソースとドレインの少なくとも一方に供給する減衰量制御回路と、
前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴの前記ボディに供給する電圧を制御してホディ電圧とゲート電圧との関係で前記ドレイン及び前記ソース間の抵抗値を調整する温度補償回路とを備えた、可変減衰器。
【請求項９】
通信信号から振幅成分信号と位相成分信号を形成する振幅位相分離部と、
前記位相成分信号から位相変調信号を形成する位相変調部と、
前記位相変調部に接続され前記位相変調部から出力される位相変調信号を減衰させる請求項１に記載の可変減衰器と、
前記可変減衰器の前記出力端子に接続され、前記出力端子から出力される信号を前記振幅成分信号で位相振幅合成する増幅器と、
前記増幅器に前記振幅成分信号に応じた電圧を供給する電圧供給部と、 前記増幅器から出力された信号を送信するアンテナと、
前記増幅器の出力レベルを示す制御信号を所定の基地局から受信する受信部とを備え、
前記制御信号に応じた電圧値を前記可変減衰器の前記制御端子に与え、前記増幅器に出力する前記位相変調信号を減衰させることを特徴とする、無線通信装置。
【請求項１０】
通信信号を変調して出力する変調器と、
前記変調器に接続され、前記変調器から出力される信号をコンバートするアップコンバータと、
前記アップコンバータに接続され、前記アップコンバータから出力される信号を減衰させる請求項１に記載の可変減衰器と、
前記可変減衰器の前記出力端子に接続され、前記出力端子から出力される信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器から出力された信号を送信するアンテナと、
前記増幅器の出力レベルを示す制御信号を所定の基地局から受信する受信部とを備え、
前記制御信号に応じた電圧値を前記可変減衰器の前記制御端子に与え、前記増幅器に出力する信号を減衰させることを特徴とする、無線通信装置。
【請求項１】
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含むＭＯＳＦＥＴと、
前記ゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧を前記ソース及び前記ドレインに供給する減衰量制御回路と、
前記ＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、前記ボディに供給する電圧を制御してホディ電圧とゲート電圧との関係で前記ドレイン及び前記ソース間の抵抗値を調整する温度補償回路とを備えた、可変減衰器。
【請求項２】
前記ソース又は前記ドレインのいずれか一方に接続された入力端子と、前記ソース又は前記ドレインのいずれか他方に接続された出力端子とを備え、
前記ドレイン及び前記ソース間の抵抗値は、前記入力端子及び前記出力端子間に流れる電流の抵抗値であることを特徴とする、請求項１に記載の可変減衰器。
【請求項３】
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含むＭＯＳＦＥＴと、
前記ソース又は前記ドレインのいずれか一方に接続された入力端子と、
前記ソース又は前記ドレインのいずれか他方に接続された出力端子と、
前記ゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧を前記ソース及び前記ドレインに供給する減衰量制御回路と、
前記ＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、前記ボディに供給する電圧を制御して、ホディ電圧とゲート電圧との関係で前記入力端子及び前記出力端子間に流れる電流の抵抗値を調整する温度補償回路とを備えた、可変減衰器。
【請求項４】
前記温度補償回路は、トリプルウェルＮＭＯＳを備え、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのゲートとドレインとは接続され、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのソースとボディとは接続され、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのドレインは、抵抗を介して第１の基準電位に接続され、ソースは前記第１の基準電位よりも電位が低い第２の基準電位に接続されており、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのゲート及びドレインに印加される電圧を前記ＭＯＳＦＥＴのボディに供給して、前記ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧を所定値に設定することを特徴とする、請求項２に記載の可変減衰器。
【請求項５】
前記温度補償回路は、トリプルウェルＮＭＯＳと、比較器と、積分器とを備え、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのゲートは第１の基準電位と接続され、ドレインは定電流源と接続され、ソースは抵抗を介して接地され、
前記比較器のプラス端子は第２の基準電位と接続され、マイナス端子は前記トリプルウェルＮＭＯＳのドレインと接続され、さらに前記比較器の出力と前記ＭＯＳＦＥＴ及び前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディとが接続されており、
前記トリプルウェルＮＭＯＳのドレイン電圧が前記第２の基準電位になるように、前記ＭＯＳＦＥＴ及び前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディに供給する電圧を調整して、前記ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧を所定値に設定することを特徴とする、請求項２に記載の可変減衰器。
【請求項６】
前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディと、前記ＭＯＳＦＥＴのボディの間にＡＤコンバータと、ＤＳＰと、ＤＡコンバータとが直列に接続され、
前記ＡＤコンバータは、前記トリプルウェルＮＭＯＳのボディ電圧をデジタル信号に変換し、
前記ＤＳＰは、前記デジタル信号と前記ＭＯＳＦＥＴのソース電圧に応じて出力デジタル電圧を出力し、
前記ＤＡコンバータは、前記出力デジタル電圧をアナログ電圧に変換することを特徴とする、請求項５に記載の可変減衰器。
【請求項７】
前記減衰量制御回路は、第１および第２の反転増幅器に接続され、
前記第１の反転増幅器の出力は、第１の容量を介して接地されると共に、第１の抵抗を介して前記ＭＯＳＦＥＴのドレインと接続され、
前記第２の反転増幅器の出力は、第２の容量を介して接地されると共に、第２の抵抗を介して前記ＭＯＳＦＥＴのソースに接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の可変減衰器。
【請求項８】
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含む第１のＭＯＳＦＥＴと、
ゲート、ソース、ドレイン及びボディを含む第２のＭＯＳＦＥＴと、
前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴのゲートに供給される制御電圧の極性を反転して所定の増幅率で増幅する制御電圧を、前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴのソースとドレインの少なくとも一方に供給する減衰量制御回路と、
前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴの動作温度に応じて、前記第１及び前記第２のＭＯＳＦＥＴの前記ボディに供給する電圧を制御してホディ電圧とゲート電圧との関係で前記ドレイン及び前記ソース間の抵抗値を調整する温度補償回路とを備えた、可変減衰器。
【請求項９】
通信信号から振幅成分信号と位相成分信号を形成する振幅位相分離部と、
前記位相成分信号から位相変調信号を形成する位相変調部と、
前記位相変調部に接続され前記位相変調部から出力される位相変調信号を減衰させる請求項１に記載の可変減衰器と、
前記可変減衰器の前記出力端子に接続され、前記出力端子から出力される信号を前記振幅成分信号で位相振幅合成する増幅器と、
前記増幅器に前記振幅成分信号に応じた電圧を供給する電圧供給部と、 前記増幅器から出力された信号を送信するアンテナと、
前記増幅器の出力レベルを示す制御信号を所定の基地局から受信する受信部とを備え、
前記制御信号に応じた電圧値を前記可変減衰器の前記制御端子に与え、前記増幅器に出力する前記位相変調信号を減衰させることを特徴とする、無線通信装置。
【請求項１０】
通信信号を変調して出力する変調器と、
前記変調器に接続され、前記変調器から出力される信号をコンバートするアップコンバータと、
前記アップコンバータに接続され、前記アップコンバータから出力される信号を減衰させる請求項１に記載の可変減衰器と、
前記可変減衰器の前記出力端子に接続され、前記出力端子から出力される信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器から出力された信号を送信するアンテナと、
前記増幅器の出力レベルを示す制御信号を所定の基地局から受信する受信部とを備え、
前記制御信号に応じた電圧値を前記可変減衰器の前記制御端子に与え、前記増幅器に出力する信号を減衰させることを特徴とする、無線通信装置。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図１０Ａ】
【図１０Ｂ】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１Ｂ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図２Ｃ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９Ａ】
【図９Ｂ】
【図１０Ａ】
【図１０Ｂ】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２００９−７１８１２（Ｐ２００９−７１８１２Ａ）
【公開日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２１０３１４（Ｐ２００８−２１０３１４）
【出願日】平成２０年８月１９日（２００８．８．１９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年４月２日（２００９．４．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年８月１９日（２００８．８．１９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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