周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器を使用した低電力ＬＯ分配
局部発振器は、相対的に低い周波数の信号を、集積回路にわたりミキサの位置まで伝達する。ミキサの近くでは、周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）が、その信号を受信し、それからより高い周波数の信号を発生させる。ＳＨＩＬＯがＩおよびＱ直交位相信号を出力する場合には、ＩおよびＱ信号がミキサをドライブする。ＳＨＩＬＯが直交位相信号を発生させない場合には、直交位相発生回路が、ＳＨＩＬＯ出力信号を受信し、それからミキサをドライブするＩおよびＱ信号を発生させる。１つの有利な態様において、局部発振器からＳＨＩＬＯまでの距離を越えて伝達される信号の周波数は、近くでミキサをドライブするＩおよびＱ信号の周波数よりも低い。距離を越えて伝達される信号の周波数を低くすることは、従来のシステムと比較すると、５０パーセント以上、ＬＯ信号分配システムの電力消費を減じることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示された実施形態は、局部発振器からミキサまでの距離にわたる、局部発振器（ＬＯ：local oscillator）信号の伝達に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線送信機および受信機において、信号はしばしば、局部発振器を使用して、集積回路上のある位置で発生させられる。次いで、この信号は、その位置から集積回路にわたって、集積回路の第２の位置にあるミキサまで、かなりの距離を伝達される。局部発振器は、局部発振器および関連する回路からの雑音がミキサの正しい動作に干渉することを防止するために、ミキサから離れたこの距離に位置することができる。局部発振器およびミキサ間の距離は、相当にかなりのものであることができる。
【０００３】
図１（従来技術）は、たとえば携帯電話のハンドセットでしばしば見られる、無線周波（ＲＦ）トランシーバ集積回路１の一例の簡略図である。集積回路１は、送信機回路２ならびに受信機回路３を含むため、トランシーバと呼ばれる。信号がアンテナ４で受信される場合、信号５は、アンテナ４から受信機回路３に渡され、ミキサ６によって周波数ダウンコンバートされる。ダウンコンバージョン（downconversion）は、２つの信号、すなわち同相差分信号Ｉおよび直交位相差分信号Ｑによって、調整（tune）および制御される。ＩおよびＱ信号は、遠くに（remotely）位置する局部発振器７、および近くに（locally）位置する２分割直交位相信号発生器（divide-by-two quadrature signal generator）８の組み合わせによって発生させられる。図示された例では、遠くに位置する局部発振器７が、差分出力信号を出力する。この差分信号は、一対の導体９および１０をわたり、２分割直交位相信号発生器８に伝達（communicate）される。２分割直交位相信号発生器８は、信号を係数２で除算し、２つの差分信号ＩおよびＱ信号をミキサ６に出力する。ダウンコンバートされた信号１１は、ミキサ６から出力されると、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter）１２によってデジタル化され、結果として生じたデジタルの情報は、さらなる受信処理のために次に渡される。
【０００４】
デジタルの情報が送信される場合、デジタルの情報は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ：Digital-to-Analog Converter）１３によってアナログ形式にコンバートされる。結果として生じたアナログ信号１４は、送信機回路２におけるミキサ１５によって周波数アップコンバートされる。一対の差分信号ＩおよびＱは、ミキサ１５によるアナログ信号の周波数アップコンバートの仕方を制御する。受信機回路の場合には、ミキサ１５によって使用されるＩおよびＱ信号は、遠くに位置する局部発振器１６、およびミキサ１５の近くに位置する２分割直交位相信号発生器１７によって発生させられる。遠くに位置する局部発振器１６は、２分割直交位相信号発生器１７に、一対の導体１８および１９を介して、差分信号を供給する。２分割直交位相信号発生器１７は、ミキサ１５に差分信号IおよびＱを出力する。結果として生じたアップコンバート信号２０は、ミキサ１５によって出力されると、増幅され、送信のためアンテナ４に出力される。
【０００５】
図２（従来技術）は、これらの局部発振器および２分割直交位相信号発生器回路のうちの１つをさらに詳細に説明している。図示された例において、局部発振器７は、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ：Phase-Locked Loop）を含む。ＰＬＬは、また、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage-Controlled Oscillator）２１を含む。ＶＣＯ２１は、バッファ２２によってバッファされ、一対の導体９および１０を介して距離Ｄにわたり伝達される差分出力信号ＶＯを出力する。信号ＶＯは、電流伝達（current transfer）または電圧伝達（voltage transfer）によって伝達される（communicate）ことができる。差分出力信号ＶＯは、一方の導体９のＶＯＰ信号と、他方の導体１０の逆位相ＶＯＮ信号（anti-phase VON signal）とを含む。差分ＶＯ信号は、従来技術において、局部発振器（ＬＯ）信号と呼ばれることもあれば、ＶＣＯ出力信号といった他の名称で呼ばれることもある。しかしながら、この信号は、この信号がＶＣＯ２１から出力されていること、および、ミキサ６を実際にドライブする直交位相信号ＩおよびＱが異なる周波数のものであることから、ここではＶＯ信号（「ＶＣＯ出力」信号）と呼ばれる。
【０００６】
２分割直交位相信号発生器８は、導体９および１０から差分信号ＶＯを受信し、それから、互いに直交位相の関係を有する２つの差分信号を発生させる。この２つの差分信号の周波数は、２分割直交位相信号発生器８の、２分割する機能（divide-by-two functionality）により、ＶＯ信号の周波数の半分である。この２つの差分信号は、バッファ２３および２４によってバッファされ、ミキサ６をドライブするＩおよびＱの差分信号を発生させる。図示された例では、５ギガヘルツのＩおよびＱ信号がミキサ６で要求されているため、局部発振器７から伝達されるＶＯ信号は、１０ギガヘルツの信号である。図１および図２の信号発生および分配回路の改良が望まれる。
【発明の概要】
【０００７】
局部発振器信号分配システムおよび方法において、局部発振器は、ミキサの位置まで、集積回路にわたり、相対的に低い周波数の信号を伝達する。一例において、この低周波信号は、少なくとも１ミリメートルの距離を、導体を介して伝達される。ミキサの近くには、周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ：frequency-multiplying SubHarmonically Injection-Locked Oscillator）が、低周波信号を受信し、それから、より高い周波数の信号を発生させる。ＳＨＩＬＯが同相（Ｉ：in-phase）および直交位相（Ｑ：quadrature）信号を出力すると、ＳＨＩＬＯによって出力されたＩおよびＱ信号は、ミキサをドライブするために使用される。ＳＨＩＬＯが直交位相信号を発生させない場合には、直交位相発生回路が、ＳＨＩＬＯ出力信号を受信し、それから、その後にミキサをドライブするために使用されるＩおよびＱ信号を発生させる。１つの有利な態様において、集積回路にわたって局部発振器からＳＨＩＬＯに伝達される相対的に低周波数の信号の周波数は、近くで（locally）ミキサをドライブするＩおよびＱ信号の周波数よりも低い。局部発振器とミキサ間の距離を伝達される信号の周波数を低くすることは、従来の局部発振器信号分配システムと比較して、合計電力消費を減じるとともに放射エネルギーを減じる。第１の例において、ＳＨＩＬＯは、注入同期ＬＣを基にしたＶＣＯ（injection-locked LC-based VCO）を含む。第２の例において、ＳＨＩＬＯは、注入同期リングオシレータ（injection-locked ring oscillator）を含む。第３の例において、ＳＨＩＬＯは、注入同期（injection-locked）直交位相ＶＣＯ（ＱＶＣＯ：Quadrature VCO）を含む。
【０００８】
上記は、概要であるため、必然的に、詳細の簡略化、一般化、および省略を含んでいる。したがって、当業者は、この概要は例として挙げられているだけで、任意の方法による限定を意図しているわけではないということを理解するだろう。特許請求の範囲によってのみ定義されている、ここに説明された方法および／またはデバイスの利点、進歩性を有する特徴、および他の態様は、ここで述べられる非限定的かつ詳細な説明で明らかになるだろう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１（従来技術）は、局部発振器からの信号を、集積回路にわたって、ミキサに送信するための従来の回路を示す図である。
【図２】図２（従来技術）は、図１の従来の回路のより詳細な図である。
【図３】図３は、携帯電話のような移動通信デバイス１００の、非常に簡潔でハイレベルなブロック図である。
【図４】図４は、図３のＲＦトランシーバ集積回路１０２のより詳細な図である。
【図５】図５は、図４の局部発振器１１１、導体１１２、およびミキサブロック１０９のより詳細な図である。
【図６】図６は、図５の回路におけるサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）１３６の第１の例の回路図である。
【図７】図７は、図５の２分割直交位相信号発生器１３７の一例の回路図である。
【図８】図８は、図６の回路の動作を示す波形図である。
【図９】図９は、図６の回路の位相余裕の性能を示すグラフである。
【図１０】図１０は、図５の回路におけるサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）１３６の第２の例の回路図である。
【図１１】図１１は、図１０の回路の動作を示す波形図である。
【図１２】図１２は、図１０の回路の位相余裕の性能を示すグラフである。
【図１３】図１３は、図５の回路におけるＳＨＩＬＯ１３６の第３の例の回路図である。この第３の例は、図５の２分割直交位相信号発生回路１３７を採用しない。この第３の例は、図６および図１０の例における導体１１２の２．２５ＧＨｚの信号とは対照的に、導体１１２の１．２５ＧＨｚのＶＯＰ信号を含む。
【図１４】図１４は、図１３の回路の動作を示す波形図である。
【図１５】図１５は、図１３の回路の位相余裕の性能を示すグラフである。
【図１６】図１６は、図１および２の従来技術、図６の第１の例、または図１０の第２の例、および図１３の第３の例の比較を説明したチャートである。
【図１７】図１７は、１つの新規な態様に係る方法のフローチャートである。
【詳細な説明】
【００１０】
図３は、携帯電話のような移動通信デバイス１００の、非常に簡潔でハイレベルなブロック図である。デバイス１００は、携帯電話通信の受信および送信に使用可能なアンテナ１０１、ＲＦトランシーバ集積回路１０２、およびデジタルベースバンド集積回路１０３を、（示されていない他の部分の間に）含む。
【００１１】
図４は、図３のＲＦトランシーバ集積回路１０２のより詳細な図である。携帯電話の動作に関する１つの非常に簡潔な説明において、携帯電話が携帯電話での通話の一部として音声情報を受信するために使用されている場合には、入ってくる送信（incoming transmission）１０４がアンテナ１０１で受信される。信号は、デュプレクサ１０５とマッチングネットワーク１０６を通り、受信チェーン１０８の低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier ）１０７によって増幅される。ミキサブロック１０９におけるミキサによって周波数ダウンコンバートされた後、またベースバンドフィルタ１１０によってフィルタリングされた後、情報は、アナログデジタルコンバージョンおよびデジタル領域におけるさらなる処理のためにデジタルベースバンド集積回路１０３に伝達される。受信チェーンによるダウンコンバートの仕方は、局部発振器１１１によって発生させられた局部発振器信号の周波数を変えることにより制御される。この局部発振器信号ＬＯ１（図４には示さず）は、実際には２つの差分信号ＩおよびＱを含む。差分信号Ｉが同相差分信号であるのに対し、差分信号Ｑは直交位相信号である。以下にさらに説明されるように、これらの信号ＩおよびＱの各々は、一組の２つの導体をわたって伝達される差分信号である。図４に示した具体例において、これらのIおよびＱ信号を含む局部発振器信号ＬＯ１は、実際には導体１１２のＶＣＯ出力信号ＶＯＰから、ミキサブロック１０９内で発生させられる。デジタルベースバンド集積回路１０３は、シリアルバス・インターフェース１１４、シリアルバス１１５、シリアルバス・インターフェース１１６、および導体１１７を介して局部発振器１１１に制御情報 CONTROL を送ることによって、ＶＯＰ信号の周波数を制御し、それにより、ミキサブロック１０９におけるミキサに供給されるＩおよびＱ信号をも制御する。
【００１２】
一方、携帯電話１００が携帯電話での通話の一部として音声情報を送信するために使用される場合には、送信される音声情報が、デジタルベースバンド集積回路１０３においてアナログ形式に変換される。アナログの情報は、ＲＦトランシーバ集積回路１０２の送信チェーン１１９のベースバンドフィルタ１１８に供給される。フィルタリング後、信号は、ミキサブロック１２０におけるミキサによって周波数アップコンバートされる。このアップコンバージョン処理は、ミキサブロック１２０におけるミキサに供給される一対の差分ＩおよびＱ直交位相信号の周波数を制御することによって、調整（tune）および制御される。局部発振器１２１は、導体１２３を介してＶＣＯ出力信号を出力し、このＶＣＯ出力信号は、ミキサに供給されるＩおよびＱ信号を発生させるために使用される。信号ＩおよびＱは、ここでは第２の局部発振器信号ＬＯ２と呼ばれる。デジタルベースバンド集積回路１０３は、シリアルバス・インターフェース１１４、シリアルバス１１５、シリアルバス・インターフェース１１６、および導体１２５を介して局部発振器１２１に制御情報 CONTROL を送ることによって、導体１２３のＶＯ信号の周波数を制御し、それによりＬＯ２のＩおよびＱ信号をも制御する。ミキサブロック１２０によって出力された、結果として生じたアップコンバート信号は、ドライバ増幅器１２６および外部の電力増幅器１２７によって増幅される。増幅された信号は、出て行く送信（outgoing transmission）１２８として送信されるためにアンテナ１０１に供給される。この実施形態において、デジタルベースバンド集積回路１０３内のメモリ１３１からの、プロセッサで実行可能な一組の命令１３０を実行するプロセッサ１２９は、制御情報 CONTROL を決定し、この制御情報が局部発振器１１１および１２１に伝達されるようにする。
【００１３】
図５は、図４の局部発振器１１１、導体１１２、およびミキサブロック１０９をさらに詳細に示す図である。局部発振器１１１は、導体１２９を介して基準クロック信号REF CLKを受信し、それから導体１１２の信号ＶＯＰを発生させる。なお、信号ＶＯＰの周波数は、導体１１７のマルチビットデジタル制御情報 CONTROL によって決定される。局部発振器１１１は、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ：Phase-Locked Loop）１３０、４分割デバイダ（ＤＩＶ４：divide-by-four divider ４）１３１、およびバッファ１３２を、（示されていない他の回路の間に）含む。ＰＬＬ１３０の電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１３３は、デバイダ１３１に供給される差分ＶＣＯ出力信号を出力する。デバイダ１３１は、周波数を１／４にする機能（frequency division divide-by-four function）を実行し、差分出力信号ＶＯを出力する。この例における差分信号ＶＯは、導体１３４の信号ＶＯＰおよび導体１３５の信号ＶＯＮを含む。導体１３４のＶＯＰ信号は、バッファ１３２によってバッファされ、導体１１２のシングルエンドの周期的なＶＣＯ出力信号ＶＯＰとして、局部発振器１１１から出力される。
【００１４】
示された具体例において、周期的な信号ＶＣＯ１３３は１０ＧＨｚで発振し、デバイダ１３１は４で除算するため、導体１１２の周期的な信号ＶＯＰの周波数は、２．５ＧＨｚである。ここで言及した１０ＧＨｚおよび２．５ＧＨｚの周波数は、それら各々の周期的な信号の基本波（fundamental）である。
【００１５】
導体１１２の２．５ＧＨｚの周期的なＶＯＰ信号は、局部発振器１１１の位置からミキサブロック１０９の位置まで、集積回路１０２にわたり、かなりの距離を伝達される。本例において、この距離は、約２ミリメートルである。ミキサブロック１０９の位置で、信号ＶＯＰは、周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）１３６に受信される。ＳＨＩＬＯ１３６は、ＶＯＰ信号を受信することにより、導体１１２に入ってきたＶＯＰ信号の周波数の整数倍で、発振させられる。本例において、この整数倍は４倍である。その結果、ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚで発振し、１０ＧＨｚの差分出力信号ＦＯＳＣを出力する。２分割直交位相信号発生器回路１３７は、１０ＧＨｚの信号ＦＯＳＣを受信し、それから２つの差分信号を発生させる。２分割直交位相信号発生回路１３７は周波数を１／２にするので、この例におけるこれら２つの差分信号の周波数は、５ＧＨｚである。これらの差分信号の各々は、一対のバッファ１３８および１３９のうちの各々の１つによってバッファされる。バッファ１３８は、ミキサブロック１０９内のミキサ１４４に、導体１４０および１４１を介して、５ＧＨｚの同相差分信号Ｉを供給する。バッファ１３９は、ミキサ１４４に、導体１４２および１４３を介して、５ＧＨｚの直交位相差分信号Ｑを供給する。
【００１６】
したがって、ミキサ１４４は、たとえ局部発振器１１１からミキサブロック１０９に伝達された信号ＶＯＰの周波数が、より低い周波数（この場合、２．５ＧＨｚ）であっても、５ＧＨｚのＩおよびＱ信号によってドライブされる。一方、図２の従来技術において、局部発振器７から受信機３に伝達された差分信号は、はるかにより高い１０ＧＨｚである。本願特許明細書の教示を使用して、局部発振器からミキサまで、相対的に長い距離を伝達される信号の周波数を低くすることにより、長い導体から放射される電力量が減じられ、パラスティック充電および放電（charging and discharging of parasitics）が低減される。下記にさらに詳細に説明されるように、電力の消費は、図２の回路と比較すると少なくなる。ここで説明されている図５の具体例は、５ＧＨｚの信号によりミキサをドライブすることを含むが、これは一例にすぎない。ここで説明された方法および回路は、任意の周波数によってミキサをドライブするために使用可能である。
【００１７】
図６は、図５のＳＨＩＬＯ１３６の第１の例の回路図である。ＳＨＩＬＯ１３６は、パルス発生回路１４５およびＬＣを基にしたＶＣＯ（LC-based VCO）１４６を含む。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６は、ＬＣタンク１４７、クロスカップリングされた一対のＮ−チャネルトランジスタ１４８および１４９、電源１５０、クロスカップリングされた一対のＰ−チャネルトランジスタ１５１および１５２、および一対の信号注入Ｐ−チャネルトランジスタ１５３および１５４を含む。Ｐ−チャネルトランジスタ１５１−１５４のソースは、示したとおり、供給電圧ノード１６１に結合されている。電源１５０は、Ｎ−チャネルトランジスタ１４８および１４９のソースから接地ノード１６２に電流を導通させる。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の出力ノードは、ノード１５５および１５６である。１０ＧＨｚの信号ＦＯＳＣは、ノード１５６および１５６間に存在する。参照番号１５７は、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の第１の出力リード線を示す。このリード線１５７は、出力ノード１５５の延長である。同様に、参照番号１５８は、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の第２の出力リード線を示す。このリード線１５８は、ノード１５６の延長である。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の入力ノードはそれぞれ、Ｐ−チャネル信号注入トランジスタ１５３および１５４のゲートを含む。ＬＣタンク１４７は、並列接続されたインダクタ１５９およびキャパシタ１６０を含む。タンク回路１４７のインダクタンスおよびキャパシタンスは、ＶＣＯ１４６のロックするレンジ（locking range）が、１０ＧＨｚを含むが、２．５ＧＨｚの任意の他の整数倍は含まないように、固定される。
【００１８】
パルス発生器回路１４５は、入力リード線１６５を介して導体１１２（図５を参照）からのＶＯＰ信号を受信し、パルス出力信号ＰＯを発生させ、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６のＰ−チャネル信号注入トランジスタ１５３のゲートにパルス出力信号ＰＯを供給する、パルス発生論理ゲート１６３および１６４を含む。遅延論理要素１６６は、ＰＯ信号の遅延バージョン（delayed version of the PO signal）ＰＯＤを発生させ、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６のＰ−チャネル信号注入トランジスタ１５４のゲートに遅延パルス出力信号ＰＯＤを供給する。導体１１２のＶＯＰ信号が、１０ＧＨｚの周波数成分を有し得ない、または適切な大きさ（magnitude）の１０ＧＨｚの周波数成分を有し得ないのに対し、パルス発生器回路１４５は、実質上１０ＧＨｚの周波数成分を有するパルスストリームＰＯおよびＰＯＤを出力する。ＬＣを基にしたＶＣＯは、１０ＧＨｚを含む、ロックするレンジを有するように同調させられるので、ＬＣを基にしたＶＣＯは、注入された１０ＧＨｚの周波数成分にロックし、１０ＧＨｚで発振し、その結果、入力リード線１６５で入ってきた２．５ＧＨｚの信号の周波数を４倍する。
【００１９】
図７は、図５の２分割直交位相信号発生器１３７の適切な実現の一例の回路図である。２分割直交位相発生器１３７は、示したとおり、相互に接続された２つの差分ラッチ１６７および１６８を含む。図６のＳＨＩＬＯ１３６によって出力された信号ＦＯＳＣは、入力リード線１６９および１７０を介して、図７の２分割直交位相発生器１３７に受信される。この例では、出力ノード１５５、出力リード線１５７、および入力リード線１６９のすべてが、１つのノードを形成する。同様に、出力ノード１５６、出力リード線１５８、および入力リード線１７０のすべてが、１つのノードを形成する。図６のバッファ１３８に供給されたＩ差分信号は、図７に示した出力リード線１７１および１７２に出力される。同様に、図６のバッファ１３９に供給されたＱ差分信号は、図７に示した出力リード線１７２および１７３に出力される。
【００２０】
図８は、図６のパルス発生器１４５の動作を示す波形図である。導体１１２に入ってくるＶＯＰ信号の各立ち上がりエッジで、パルス発生器１４５は、ロー（low）パルスを発生させる。これらのローパルスのパルス幅は、約５０ピコ秒であり、図６のインバータ１６３による伝搬遅延によって決定される。ローパルスのストリームは、波形ＰＯとして図８に示されている。さらに、入ってくるＶＯＰ信号の各立ち上がりエッジに応答して、パルス発生器１４５は、ローパルスの遅延バージョンを発生させる。これらの遅延したローパルスのパルス幅は、約５０ピコ秒であり、これもまた図６のインバータ１６３による伝搬遅延によって決定される。これらの遅延したローパルスのストリームは、波形ＰＯＤとして図８に示されている。ＰＯのローパルスおよび遅延したＰＯＤのローパルスのパルシング（pulsing）は、上述したように、図６のＬＣを基にしたＶＣＯ１４６を１０ＧＨｚで発振させる。図８において、ＦＯＳＣと書かれた波形は、ＬＣを基にした発振器１４６の出力ノード１５５および１５６間に存在する発振出力信号を示している。
【００２１】
図９は、図６の回路によって出力された１０ＧＨｚのＦＯＳＣ信号の位相雑音（phase noise）がどのようにＩＥＥＥ ８０２．１１Ｂの位相雑音要件２００を満たしているかを示したグラフである。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６によって出力された発振信号の１０ＧＨｚの基本波からの周波数オフセットが、横方向ディメンションに（in the horizontal dimension）示されている。線２０１が、この信号の位相雑音を表すのに対し、線２０２は、ＬＣを基にしたＶＣＯが自走である（free running）（すなわち、信号ＶＯＰに注入同期されなかった）場合の、図６のＬＣを基にしたＶＣＯの出力の位相雑音を表している。垂直の破線２０３は、ＳＨＩＬＯ１３６のロックするレンジを表している。ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚプラスまたはマイナス６０ＭＨｚの範囲内の信号にロックすることができる。
【００２２】
図１０は、図５のＳＨＩＬＯ１３６の第２の例の回路図である。この第２の例において、ＳＨＩＬＯは、リングオシレータを基にしたサブハーモニック注入同期発振器（Ring Oscillator-Based SubHarmonically Injection-Locked Oscillator）であり、パルス発生器３００、リングオシレータ３０１、複数の信号注入トランジスタ３０２−３０５、および光バッファ３０６を含む。図６の第１の例の場合のように、参照番号１５７および１５８は、ＳＨＩＬＯ１３６の一対の出力リード線を示し、参照番号１６５は、ＳＨＩＬＯ１３６の入力リード線を示している。
【００２３】
図１１は、図１０のリングオシレータを基にしたサブハーモニック注入同期発振器１３６の動作を示す波形図である。入ってくるＶＯＰ信号の立ち上がりエッジに応答して、パルス発生器３００は、図１１に示すとおりの時間に（in time as indicated in FIG. 11）拡散された一組のハイ（high）パルスを発生させる。これらのハイパルスの各々のパルス幅は、約５０ピコ秒である。ＰＯ１、ＰＯ２、ＰＯ３、およびＰＯ４の４つのパルスストリームが発生させられ、これらのパルスストリームの各々は、４つの注入プルダウンＮ−チャネルトランジスタ（injection pull-down N-channel transistor）３０２−３０５の対応する各々の１つのゲートに向けられる。これらのトランジスタ３０２−３０５は、入ってくる２．５ＧＨｚのＶＯＰ入力信号の第４の高調波がリングオシレータ３０１に注入されるよう、適切な時間に、対応する内部のノード３０７−３１０においてプルダウンする。その結果、リングオシレータ３０１は、１０ＧＨｚで発振させられ、１０ＧＨｚの信号ＦＯＳＣを出力させられる。図１１の三角形のシンボル３１１および３１２は、差分バッファを表している。
【００２４】
図１２は、図１０のリングオシレータ回路の回路によって出力された１０ＧＨｚのＦＯＳＣ信号の位相雑音が、どのようにＩＥＥＥ８０２．１１Ａの位相雑音要件４００を満たすかを示したグラフである。リングオシレータ出力信号の１０ＧＨｚの基本波からの周波数オフセットが、横方向ディメンションに示されている。線４０１が、リングオシレータの出力の位相雑音を表すのに対し、線４０２は、リングオシレータが自走である（free running）（すなわち、信号ＶＯＰに注入同期されなかった）場合のリングオシレータの位相雑音を表している。垂直の破線４０３は、ＳＨＩＬＯ１３６のロックするレンジを表している。ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚプラスまたはマイナス６００ＭＨｚの範囲内の信号にロックすることができる。したがって、図１０のリングオシレータの例のロックするレンジは、図６のＬＣを基にしたＶＣＯの例のロックするレンジよりも広い。
【００２５】
図１３は、図５のＳＨＩＬＯ１３６の第３の例の回路図である。この例において、ＳＨＩＬＯは、直交位相ＶＣＯを基にしたサブハーモニック注入同期発振器（Quadrature VCO-Based SubHarmonically Injection-Locked Oscillator）であり、パルス発生器５００、直交位相ＶＣＯ（ＱＶＣＯ：Quadrature VCO）５０１とここでは呼ばれる発振器、および複数の信号注入トランジスタ５０２−５０５を含む。シンボル５０６および５０７は、ＶＣＯを表している。ＶＣＯ５０６および５０７は、それらが周波数を４倍し、一対の差分信号ＩおよびＱを発生させるよう、図示のとおり、ともに結合されている。信号ＩおよびＱは、互いに対し、直交位相関係を有する。ＱＶＣＯ５０１がＩおよびＱ信号を発生させるため、さらなる直交位相信号発生器の２分割回路は、ＱＶＣＯの出力には不要であり、または提供されない。したがって、同一の５ＧＨｚのＩおよびＱ信号を図５のミキサ１４４に供給するために、図１３のＱＶＣＯは、発振器１４６および３０１が１０ＧＨｚで発振する図６および図１０の例の発振器と比較して、５ＧＨｚで発振する必要があるのみである。ＱＶＣＯ５０１が周波数を４倍するので、入力リード線１６５に入ってくるＶＯＰ信号の周波数は、図６および図１０の例の２．５ＧＨｚのＶＯＰ周波数と比較して、たったの１．２５ＧＨｚである。
【００２６】
図１４は、図１３のＱＶＣＯを基にしたサブハーモニック注入同期発振器の動作を示す波形図である。入ってくるＶＯＰ信号の立ち上がりエッジに応答して、パルス発生器５００は、図１４に示すとおりの時間に（in time as indicated in FIG. 14）拡散された一組のハイパルスを発生させる。これらのハイパルスの各々のパルス幅は、約１００ピコ秒である。その結果、ＰＯ１、ＰＯ２、ＰＯ３、およびＰＯ４の４つのパルスストリームが発生させられ、これらのパルスストリームの各々は、４つの注入プルダウンＮ−チャネルトランジスタ（injection pull-down N-channel transistor）５０２−５０５の対応する各々の１つのゲートに向けられる。これらのトランジスタ５０２−５０５は、１．２５ＧＨｚのＶＯＰ入力信号の第４の高調波がＱＶＣＯ５０１に注入されるよう、適切な時間に、発振器の内部のノードにおいてプルダウンする。その結果、ＱＶＣＯ５０１は、５ＧＨｚで発振させられ、２つの５ＧＨｚの差分ＦＯＳＣ信号を出力させられる。
【００２７】
図１５は、図１３のＱＶＣＯ５０１によって出力された５ＧＨｚのＩおよびＱのＦＯＳＣ信号の位相雑音が、どのようにＩＥＥＥ８０２．１１Ｂの位相雑音要件６００を満たしているかを示したグラフである。リングオシレータ出力の１０ＧＨｚの基本波からの周波数オフセットが、横方向ディメンションに示されている。線６０１が、ＱＶＣＯ出力の位相雑音を表すのに対し、線６０２は、ＱＣＯが自走である（free running）（すなわち、信号ＶＯＰに注入同期されなかった）場合のＱＶＣＯ出力の位相雑音を表している。垂直の破線６０３は、ＳＨＩＬＯ１３６のロックするレンジを表している。ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚの約６０ＭＨｚ下から、１０ＧＨｚの約６０ＭＨｚ上までの範囲内の信号にロックすることができる。
【００２８】
図１６は、図１および２の従来技術の回路、図６の第１の例の回路、図１０の第２の例の回路、および図１３の第３の例の回路のさまざまな性能パラメータを比較した表である。各々の場合において、局部発振器は、同一の集積回路上のミキサから約２ミリメートル離れて位置するものと仮定されている。電流消費の数値の行は、上の行から順に下の行まで、１）この例におけるＳＨＩＬＯの発振器の電流消費、２）（あれば）後続の２分割直交位相発生回路の電流消費、３）（あれば）ＳＨＩＬＯ内のパルス発生器の電流消費、４）ミキサまでの長い導体１１２に高周波信号をドライブすることによる電流消費（current consumption due to driving a high frequency signal onto and down the long conductor 112 to the mixer）、および５）合計電力消費、である。図６、図１０、および図１３の例が、図１および図２の従来技術の回路よりも、実質的に少ない合計電流を消費するということに注目されたい。図６、図１０、および図１３の３つの例のうち、図１３のＱＶＣＯの例は、最も低い合計電力消費を有するが、最も高い位相雑音を有する。図１０のリングオシレータの例は、図６のＬＣを基にしたＶＣＯと比較して、より小さいＩＣ面積で実現され、より広い、ロックする周波数レンジ（wider locking frequency range）を有するが、より悪い位相雑音性能を有する。
【００２９】
図１７は、１つの新規な態様に係る方法７００のフローチャートである。第１のステップ（ステップ７０１）において、第１の信号は、局部発振器から周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）まで、集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達される。第１の信号は、第１の周波数の周期的な信号である。この方法の一例において、第１の信号は、図５の導体１１２の信号ＶＯＰである。
【００３０】
第２のステップ（ステップ７０２）において、第１の信号は、周波数逓倍ＳＨＩＬＯで受信される。第１の信号は、第２の周波数の第２の信号を発生させるために、ＳＨＩＬＯによって使用される。第２の信号は、第１の周波数の整数倍である。ＳＨＩＬＯが、相対的にミキサの近くに位置するのに対し、局部発振器は、ミキサから離れた位置に位置する。この方法の一例において、第２の信号は、図５の信号ＦＯＳＣである。
【００３１】
第３のステップ（ステップ７０３）において、第２の信号は、直交位相信号発生器回路で受信される。直交位相信号発生器回路は、第３の周波数の同相（Ｉ）信号および第３の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させる。ＩおよびＱ信号は、９０度位相が異なる。第３の周波数は、第１の周波数よりも高い。この方法の一例において、ＩおよびＱ信号は、図５でミキサ１４４に供給されるものとして示されているＩおよびＱ差分信号である。ＩおよびＱ信号の第３の周波数が５ＧＨｚであるのに対し、導体１１２のＶＯＰ信号の第１の周波数は２．５ＧＨｚである。
【００３２】
第４のステップ（ステップ７０４）において、ＩおよびＱ信号が、ミキサに供給される。この方法の一例において、ミキサに供給されたＩおよびＱ信号は、ミキサ１４４に供給されるものとして図５に示されたＩおよびＱ差分信号である。
【００３３】
１つ以上の例示的な実施形態において、説明された機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、または任意のそれらの組み合わせで実現されることができる。ソフトウェアで実現される場合、機能は、コンピュータ可読媒体で、１つ以上の命令またはコードとして、記憶または伝送されることができる。コンピュータ可読媒体は、１つの場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする任意の媒体を含む通信媒体およびコンピュータ記憶媒体の両方を含む。記憶媒体は、汎用または専用コンピュータによってアクセス可能な任意の入手可能な媒体であることができる。限定ではなく例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、または他の光ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記憶デバイス、または、汎用または専用コンピュータ、または汎用または専用プロセッサによってアクセス可能であり、かつ、命令またはデータ構造の形態で所望のプログラムコード手段を搬送または記憶するために使用可能な任意の他の媒体を含むことができる。また、任意の接続も厳密にはコンピュータ可読媒体と呼ばれる。たとえば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または、赤外線、無線、およびマイクロ波等の無線技術を使用して、ウェブサイト、サーバー、または他のリモートソースから伝送される場合、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または、赤外線、無線、およびマイクロ波等の無線技術が、媒体の定義の中に含まれる。ディスク（disk）およびディスク（disc）は、ここで使用される場合、コンパクトディスク（disc）（ＣＤ）、レーザー（登録商標）ディスク（disc）、光ディスク（disc）、デジタル多用途ディスク（disc）（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク（disk）、およびブルーレイ（登録商標）ディスク（disc）を含み、ディスク（disk）は、通常、磁気的にデータを再生するが、ディスク（disc）は、レーザーによって光学的にデータを再生する。上記したものの組み合わせも、また、コンピュータ可読媒体の範囲内に含まれるべきである。１つの例示的な例において、図３のプロセッサ１２９は、プロセッサで実行可能な一組の命令１３０を実行し、それによって、集積回路１０３に、周波数逓倍ＳＨＩＬＯ回路のミキサブロック１０９および１２０の動作パラメータを制御させる。
【００３４】
ある特定の具体的な実施形態が、インストラクションのために上述されているが、本願特許明細書の教示は、一般的な応用性を有するものであり、上述された具体的な実施形態に限定されるものではない。シングルエンドの信号ＶＯは、導体１１２を介して局部発振器１１１からミキサブロック１０９に伝達されるものとして説明されているが、伝達される信号は、２つの導体を介して伝達される差分信号であることもできる。ＶＯ信号は、局部発振器からＳＨＩＬＯまでのその経路上で、１つ以上のバッファによってバッファされることもできる。ＶＯ信号は、アナログＶＣＯによって発生させられる必要はなく、その代わりに、局部発振器における別の回路によって発生させられることができる。いくつかの例において、信号は、デジタル制御発振器（ＤＣＯ：Digitally-Controlled Oscillator）によって出力され、この信号は、局部発振器におけるデバイダによって分割され、結果として生じた信号は、遠くに位置するＳＨＩＬＯまで、１ミリメートルを超える距離を伝達されるＶＯ信号である。このように、説明された具体的な実施形態のさまざまな特徴の、さまざまな変更、適応、および組み合わせが、下記に示す特許請求の範囲から逸脱することなく、実行されることができる。
【技術分野】
【０００１】
開示された実施形態は、局部発振器からミキサまでの距離にわたる、局部発振器（ＬＯ：local oscillator）信号の伝達に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線送信機および受信機において、信号はしばしば、局部発振器を使用して、集積回路上のある位置で発生させられる。次いで、この信号は、その位置から集積回路にわたって、集積回路の第２の位置にあるミキサまで、かなりの距離を伝達される。局部発振器は、局部発振器および関連する回路からの雑音がミキサの正しい動作に干渉することを防止するために、ミキサから離れたこの距離に位置することができる。局部発振器およびミキサ間の距離は、相当にかなりのものであることができる。
【０００３】
図１（従来技術）は、たとえば携帯電話のハンドセットでしばしば見られる、無線周波（ＲＦ）トランシーバ集積回路１の一例の簡略図である。集積回路１は、送信機回路２ならびに受信機回路３を含むため、トランシーバと呼ばれる。信号がアンテナ４で受信される場合、信号５は、アンテナ４から受信機回路３に渡され、ミキサ６によって周波数ダウンコンバートされる。ダウンコンバージョン（downconversion）は、２つの信号、すなわち同相差分信号Ｉおよび直交位相差分信号Ｑによって、調整（tune）および制御される。ＩおよびＱ信号は、遠くに（remotely）位置する局部発振器７、および近くに（locally）位置する２分割直交位相信号発生器（divide-by-two quadrature signal generator）８の組み合わせによって発生させられる。図示された例では、遠くに位置する局部発振器７が、差分出力信号を出力する。この差分信号は、一対の導体９および１０をわたり、２分割直交位相信号発生器８に伝達（communicate）される。２分割直交位相信号発生器８は、信号を係数２で除算し、２つの差分信号ＩおよびＱ信号をミキサ６に出力する。ダウンコンバートされた信号１１は、ミキサ６から出力されると、アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter）１２によってデジタル化され、結果として生じたデジタルの情報は、さらなる受信処理のために次に渡される。
【０００４】
デジタルの情報が送信される場合、デジタルの情報は、デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ：Digital-to-Analog Converter）１３によってアナログ形式にコンバートされる。結果として生じたアナログ信号１４は、送信機回路２におけるミキサ１５によって周波数アップコンバートされる。一対の差分信号ＩおよびＱは、ミキサ１５によるアナログ信号の周波数アップコンバートの仕方を制御する。受信機回路の場合には、ミキサ１５によって使用されるＩおよびＱ信号は、遠くに位置する局部発振器１６、およびミキサ１５の近くに位置する２分割直交位相信号発生器１７によって発生させられる。遠くに位置する局部発振器１６は、２分割直交位相信号発生器１７に、一対の導体１８および１９を介して、差分信号を供給する。２分割直交位相信号発生器１７は、ミキサ１５に差分信号IおよびＱを出力する。結果として生じたアップコンバート信号２０は、ミキサ１５によって出力されると、増幅され、送信のためアンテナ４に出力される。
【０００５】
図２（従来技術）は、これらの局部発振器および２分割直交位相信号発生器回路のうちの１つをさらに詳細に説明している。図示された例において、局部発振器７は、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ：Phase-Locked Loop）を含む。ＰＬＬは、また、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage-Controlled Oscillator）２１を含む。ＶＣＯ２１は、バッファ２２によってバッファされ、一対の導体９および１０を介して距離Ｄにわたり伝達される差分出力信号ＶＯを出力する。信号ＶＯは、電流伝達（current transfer）または電圧伝達（voltage transfer）によって伝達される（communicate）ことができる。差分出力信号ＶＯは、一方の導体９のＶＯＰ信号と、他方の導体１０の逆位相ＶＯＮ信号（anti-phase VON signal）とを含む。差分ＶＯ信号は、従来技術において、局部発振器（ＬＯ）信号と呼ばれることもあれば、ＶＣＯ出力信号といった他の名称で呼ばれることもある。しかしながら、この信号は、この信号がＶＣＯ２１から出力されていること、および、ミキサ６を実際にドライブする直交位相信号ＩおよびＱが異なる周波数のものであることから、ここではＶＯ信号（「ＶＣＯ出力」信号）と呼ばれる。
【０００６】
２分割直交位相信号発生器８は、導体９および１０から差分信号ＶＯを受信し、それから、互いに直交位相の関係を有する２つの差分信号を発生させる。この２つの差分信号の周波数は、２分割直交位相信号発生器８の、２分割する機能（divide-by-two functionality）により、ＶＯ信号の周波数の半分である。この２つの差分信号は、バッファ２３および２４によってバッファされ、ミキサ６をドライブするＩおよびＱの差分信号を発生させる。図示された例では、５ギガヘルツのＩおよびＱ信号がミキサ６で要求されているため、局部発振器７から伝達されるＶＯ信号は、１０ギガヘルツの信号である。図１および図２の信号発生および分配回路の改良が望まれる。
【発明の概要】
【０００７】
局部発振器信号分配システムおよび方法において、局部発振器は、ミキサの位置まで、集積回路にわたり、相対的に低い周波数の信号を伝達する。一例において、この低周波信号は、少なくとも１ミリメートルの距離を、導体を介して伝達される。ミキサの近くには、周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ：frequency-multiplying SubHarmonically Injection-Locked Oscillator）が、低周波信号を受信し、それから、より高い周波数の信号を発生させる。ＳＨＩＬＯが同相（Ｉ：in-phase）および直交位相（Ｑ：quadrature）信号を出力すると、ＳＨＩＬＯによって出力されたＩおよびＱ信号は、ミキサをドライブするために使用される。ＳＨＩＬＯが直交位相信号を発生させない場合には、直交位相発生回路が、ＳＨＩＬＯ出力信号を受信し、それから、その後にミキサをドライブするために使用されるＩおよびＱ信号を発生させる。１つの有利な態様において、集積回路にわたって局部発振器からＳＨＩＬＯに伝達される相対的に低周波数の信号の周波数は、近くで（locally）ミキサをドライブするＩおよびＱ信号の周波数よりも低い。局部発振器とミキサ間の距離を伝達される信号の周波数を低くすることは、従来の局部発振器信号分配システムと比較して、合計電力消費を減じるとともに放射エネルギーを減じる。第１の例において、ＳＨＩＬＯは、注入同期ＬＣを基にしたＶＣＯ（injection-locked LC-based VCO）を含む。第２の例において、ＳＨＩＬＯは、注入同期リングオシレータ（injection-locked ring oscillator）を含む。第３の例において、ＳＨＩＬＯは、注入同期（injection-locked）直交位相ＶＣＯ（ＱＶＣＯ：Quadrature VCO）を含む。
【０００８】
上記は、概要であるため、必然的に、詳細の簡略化、一般化、および省略を含んでいる。したがって、当業者は、この概要は例として挙げられているだけで、任意の方法による限定を意図しているわけではないということを理解するだろう。特許請求の範囲によってのみ定義されている、ここに説明された方法および／またはデバイスの利点、進歩性を有する特徴、および他の態様は、ここで述べられる非限定的かつ詳細な説明で明らかになるだろう。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１（従来技術）は、局部発振器からの信号を、集積回路にわたって、ミキサに送信するための従来の回路を示す図である。
【図２】図２（従来技術）は、図１の従来の回路のより詳細な図である。
【図３】図３は、携帯電話のような移動通信デバイス１００の、非常に簡潔でハイレベルなブロック図である。
【図４】図４は、図３のＲＦトランシーバ集積回路１０２のより詳細な図である。
【図５】図５は、図４の局部発振器１１１、導体１１２、およびミキサブロック１０９のより詳細な図である。
【図６】図６は、図５の回路におけるサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）１３６の第１の例の回路図である。
【図７】図７は、図５の２分割直交位相信号発生器１３７の一例の回路図である。
【図８】図８は、図６の回路の動作を示す波形図である。
【図９】図９は、図６の回路の位相余裕の性能を示すグラフである。
【図１０】図１０は、図５の回路におけるサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）１３６の第２の例の回路図である。
【図１１】図１１は、図１０の回路の動作を示す波形図である。
【図１２】図１２は、図１０の回路の位相余裕の性能を示すグラフである。
【図１３】図１３は、図５の回路におけるＳＨＩＬＯ１３６の第３の例の回路図である。この第３の例は、図５の２分割直交位相信号発生回路１３７を採用しない。この第３の例は、図６および図１０の例における導体１１２の２．２５ＧＨｚの信号とは対照的に、導体１１２の１．２５ＧＨｚのＶＯＰ信号を含む。
【図１４】図１４は、図１３の回路の動作を示す波形図である。
【図１５】図１５は、図１３の回路の位相余裕の性能を示すグラフである。
【図１６】図１６は、図１および２の従来技術、図６の第１の例、または図１０の第２の例、および図１３の第３の例の比較を説明したチャートである。
【図１７】図１７は、１つの新規な態様に係る方法のフローチャートである。
【詳細な説明】
【００１０】
図３は、携帯電話のような移動通信デバイス１００の、非常に簡潔でハイレベルなブロック図である。デバイス１００は、携帯電話通信の受信および送信に使用可能なアンテナ１０１、ＲＦトランシーバ集積回路１０２、およびデジタルベースバンド集積回路１０３を、（示されていない他の部分の間に）含む。
【００１１】
図４は、図３のＲＦトランシーバ集積回路１０２のより詳細な図である。携帯電話の動作に関する１つの非常に簡潔な説明において、携帯電話が携帯電話での通話の一部として音声情報を受信するために使用されている場合には、入ってくる送信（incoming transmission）１０４がアンテナ１０１で受信される。信号は、デュプレクサ１０５とマッチングネットワーク１０６を通り、受信チェーン１０８の低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier ）１０７によって増幅される。ミキサブロック１０９におけるミキサによって周波数ダウンコンバートされた後、またベースバンドフィルタ１１０によってフィルタリングされた後、情報は、アナログデジタルコンバージョンおよびデジタル領域におけるさらなる処理のためにデジタルベースバンド集積回路１０３に伝達される。受信チェーンによるダウンコンバートの仕方は、局部発振器１１１によって発生させられた局部発振器信号の周波数を変えることにより制御される。この局部発振器信号ＬＯ１（図４には示さず）は、実際には２つの差分信号ＩおよびＱを含む。差分信号Ｉが同相差分信号であるのに対し、差分信号Ｑは直交位相信号である。以下にさらに説明されるように、これらの信号ＩおよびＱの各々は、一組の２つの導体をわたって伝達される差分信号である。図４に示した具体例において、これらのIおよびＱ信号を含む局部発振器信号ＬＯ１は、実際には導体１１２のＶＣＯ出力信号ＶＯＰから、ミキサブロック１０９内で発生させられる。デジタルベースバンド集積回路１０３は、シリアルバス・インターフェース１１４、シリアルバス１１５、シリアルバス・インターフェース１１６、および導体１１７を介して局部発振器１１１に制御情報 CONTROL を送ることによって、ＶＯＰ信号の周波数を制御し、それにより、ミキサブロック１０９におけるミキサに供給されるＩおよびＱ信号をも制御する。
【００１２】
一方、携帯電話１００が携帯電話での通話の一部として音声情報を送信するために使用される場合には、送信される音声情報が、デジタルベースバンド集積回路１０３においてアナログ形式に変換される。アナログの情報は、ＲＦトランシーバ集積回路１０２の送信チェーン１１９のベースバンドフィルタ１１８に供給される。フィルタリング後、信号は、ミキサブロック１２０におけるミキサによって周波数アップコンバートされる。このアップコンバージョン処理は、ミキサブロック１２０におけるミキサに供給される一対の差分ＩおよびＱ直交位相信号の周波数を制御することによって、調整（tune）および制御される。局部発振器１２１は、導体１２３を介してＶＣＯ出力信号を出力し、このＶＣＯ出力信号は、ミキサに供給されるＩおよびＱ信号を発生させるために使用される。信号ＩおよびＱは、ここでは第２の局部発振器信号ＬＯ２と呼ばれる。デジタルベースバンド集積回路１０３は、シリアルバス・インターフェース１１４、シリアルバス１１５、シリアルバス・インターフェース１１６、および導体１２５を介して局部発振器１２１に制御情報 CONTROL を送ることによって、導体１２３のＶＯ信号の周波数を制御し、それによりＬＯ２のＩおよびＱ信号をも制御する。ミキサブロック１２０によって出力された、結果として生じたアップコンバート信号は、ドライバ増幅器１２６および外部の電力増幅器１２７によって増幅される。増幅された信号は、出て行く送信（outgoing transmission）１２８として送信されるためにアンテナ１０１に供給される。この実施形態において、デジタルベースバンド集積回路１０３内のメモリ１３１からの、プロセッサで実行可能な一組の命令１３０を実行するプロセッサ１２９は、制御情報 CONTROL を決定し、この制御情報が局部発振器１１１および１２１に伝達されるようにする。
【００１３】
図５は、図４の局部発振器１１１、導体１１２、およびミキサブロック１０９をさらに詳細に示す図である。局部発振器１１１は、導体１２９を介して基準クロック信号REF CLKを受信し、それから導体１１２の信号ＶＯＰを発生させる。なお、信号ＶＯＰの周波数は、導体１１７のマルチビットデジタル制御情報 CONTROL によって決定される。局部発振器１１１は、フェーズ・ロックド・ループ（ＰＬＬ：Phase-Locked Loop）１３０、４分割デバイダ（ＤＩＶ４：divide-by-four divider ４）１３１、およびバッファ１３２を、（示されていない他の回路の間に）含む。ＰＬＬ１３０の電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１３３は、デバイダ１３１に供給される差分ＶＣＯ出力信号を出力する。デバイダ１３１は、周波数を１／４にする機能（frequency division divide-by-four function）を実行し、差分出力信号ＶＯを出力する。この例における差分信号ＶＯは、導体１３４の信号ＶＯＰおよび導体１３５の信号ＶＯＮを含む。導体１３４のＶＯＰ信号は、バッファ１３２によってバッファされ、導体１１２のシングルエンドの周期的なＶＣＯ出力信号ＶＯＰとして、局部発振器１１１から出力される。
【００１４】
示された具体例において、周期的な信号ＶＣＯ１３３は１０ＧＨｚで発振し、デバイダ１３１は４で除算するため、導体１１２の周期的な信号ＶＯＰの周波数は、２．５ＧＨｚである。ここで言及した１０ＧＨｚおよび２．５ＧＨｚの周波数は、それら各々の周期的な信号の基本波（fundamental）である。
【００１５】
導体１１２の２．５ＧＨｚの周期的なＶＯＰ信号は、局部発振器１１１の位置からミキサブロック１０９の位置まで、集積回路１０２にわたり、かなりの距離を伝達される。本例において、この距離は、約２ミリメートルである。ミキサブロック１０９の位置で、信号ＶＯＰは、周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）１３６に受信される。ＳＨＩＬＯ１３６は、ＶＯＰ信号を受信することにより、導体１１２に入ってきたＶＯＰ信号の周波数の整数倍で、発振させられる。本例において、この整数倍は４倍である。その結果、ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚで発振し、１０ＧＨｚの差分出力信号ＦＯＳＣを出力する。２分割直交位相信号発生器回路１３７は、１０ＧＨｚの信号ＦＯＳＣを受信し、それから２つの差分信号を発生させる。２分割直交位相信号発生回路１３７は周波数を１／２にするので、この例におけるこれら２つの差分信号の周波数は、５ＧＨｚである。これらの差分信号の各々は、一対のバッファ１３８および１３９のうちの各々の１つによってバッファされる。バッファ１３８は、ミキサブロック１０９内のミキサ１４４に、導体１４０および１４１を介して、５ＧＨｚの同相差分信号Ｉを供給する。バッファ１３９は、ミキサ１４４に、導体１４２および１４３を介して、５ＧＨｚの直交位相差分信号Ｑを供給する。
【００１６】
したがって、ミキサ１４４は、たとえ局部発振器１１１からミキサブロック１０９に伝達された信号ＶＯＰの周波数が、より低い周波数（この場合、２．５ＧＨｚ）であっても、５ＧＨｚのＩおよびＱ信号によってドライブされる。一方、図２の従来技術において、局部発振器７から受信機３に伝達された差分信号は、はるかにより高い１０ＧＨｚである。本願特許明細書の教示を使用して、局部発振器からミキサまで、相対的に長い距離を伝達される信号の周波数を低くすることにより、長い導体から放射される電力量が減じられ、パラスティック充電および放電（charging and discharging of parasitics）が低減される。下記にさらに詳細に説明されるように、電力の消費は、図２の回路と比較すると少なくなる。ここで説明されている図５の具体例は、５ＧＨｚの信号によりミキサをドライブすることを含むが、これは一例にすぎない。ここで説明された方法および回路は、任意の周波数によってミキサをドライブするために使用可能である。
【００１７】
図６は、図５のＳＨＩＬＯ１３６の第１の例の回路図である。ＳＨＩＬＯ１３６は、パルス発生回路１４５およびＬＣを基にしたＶＣＯ（LC-based VCO）１４６を含む。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６は、ＬＣタンク１４７、クロスカップリングされた一対のＮ−チャネルトランジスタ１４８および１４９、電源１５０、クロスカップリングされた一対のＰ−チャネルトランジスタ１５１および１５２、および一対の信号注入Ｐ−チャネルトランジスタ１５３および１５４を含む。Ｐ−チャネルトランジスタ１５１−１５４のソースは、示したとおり、供給電圧ノード１６１に結合されている。電源１５０は、Ｎ−チャネルトランジスタ１４８および１４９のソースから接地ノード１６２に電流を導通させる。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の出力ノードは、ノード１５５および１５６である。１０ＧＨｚの信号ＦＯＳＣは、ノード１５６および１５６間に存在する。参照番号１５７は、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の第１の出力リード線を示す。このリード線１５７は、出力ノード１５５の延長である。同様に、参照番号１５８は、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の第２の出力リード線を示す。このリード線１５８は、ノード１５６の延長である。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６の入力ノードはそれぞれ、Ｐ−チャネル信号注入トランジスタ１５３および１５４のゲートを含む。ＬＣタンク１４７は、並列接続されたインダクタ１５９およびキャパシタ１６０を含む。タンク回路１４７のインダクタンスおよびキャパシタンスは、ＶＣＯ１４６のロックするレンジ（locking range）が、１０ＧＨｚを含むが、２．５ＧＨｚの任意の他の整数倍は含まないように、固定される。
【００１８】
パルス発生器回路１４５は、入力リード線１６５を介して導体１１２（図５を参照）からのＶＯＰ信号を受信し、パルス出力信号ＰＯを発生させ、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６のＰ−チャネル信号注入トランジスタ１５３のゲートにパルス出力信号ＰＯを供給する、パルス発生論理ゲート１６３および１６４を含む。遅延論理要素１６６は、ＰＯ信号の遅延バージョン（delayed version of the PO signal）ＰＯＤを発生させ、ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６のＰ−チャネル信号注入トランジスタ１５４のゲートに遅延パルス出力信号ＰＯＤを供給する。導体１１２のＶＯＰ信号が、１０ＧＨｚの周波数成分を有し得ない、または適切な大きさ（magnitude）の１０ＧＨｚの周波数成分を有し得ないのに対し、パルス発生器回路１４５は、実質上１０ＧＨｚの周波数成分を有するパルスストリームＰＯおよびＰＯＤを出力する。ＬＣを基にしたＶＣＯは、１０ＧＨｚを含む、ロックするレンジを有するように同調させられるので、ＬＣを基にしたＶＣＯは、注入された１０ＧＨｚの周波数成分にロックし、１０ＧＨｚで発振し、その結果、入力リード線１６５で入ってきた２．５ＧＨｚの信号の周波数を４倍する。
【００１９】
図７は、図５の２分割直交位相信号発生器１３７の適切な実現の一例の回路図である。２分割直交位相発生器１３７は、示したとおり、相互に接続された２つの差分ラッチ１６７および１６８を含む。図６のＳＨＩＬＯ１３６によって出力された信号ＦＯＳＣは、入力リード線１６９および１７０を介して、図７の２分割直交位相発生器１３７に受信される。この例では、出力ノード１５５、出力リード線１５７、および入力リード線１６９のすべてが、１つのノードを形成する。同様に、出力ノード１５６、出力リード線１５８、および入力リード線１７０のすべてが、１つのノードを形成する。図６のバッファ１３８に供給されたＩ差分信号は、図７に示した出力リード線１７１および１７２に出力される。同様に、図６のバッファ１３９に供給されたＱ差分信号は、図７に示した出力リード線１７２および１７３に出力される。
【００２０】
図８は、図６のパルス発生器１４５の動作を示す波形図である。導体１１２に入ってくるＶＯＰ信号の各立ち上がりエッジで、パルス発生器１４５は、ロー（low）パルスを発生させる。これらのローパルスのパルス幅は、約５０ピコ秒であり、図６のインバータ１６３による伝搬遅延によって決定される。ローパルスのストリームは、波形ＰＯとして図８に示されている。さらに、入ってくるＶＯＰ信号の各立ち上がりエッジに応答して、パルス発生器１４５は、ローパルスの遅延バージョンを発生させる。これらの遅延したローパルスのパルス幅は、約５０ピコ秒であり、これもまた図６のインバータ１６３による伝搬遅延によって決定される。これらの遅延したローパルスのストリームは、波形ＰＯＤとして図８に示されている。ＰＯのローパルスおよび遅延したＰＯＤのローパルスのパルシング（pulsing）は、上述したように、図６のＬＣを基にしたＶＣＯ１４６を１０ＧＨｚで発振させる。図８において、ＦＯＳＣと書かれた波形は、ＬＣを基にした発振器１４６の出力ノード１５５および１５６間に存在する発振出力信号を示している。
【００２１】
図９は、図６の回路によって出力された１０ＧＨｚのＦＯＳＣ信号の位相雑音（phase noise）がどのようにＩＥＥＥ ８０２．１１Ｂの位相雑音要件２００を満たしているかを示したグラフである。ＬＣを基にしたＶＣＯ１４６によって出力された発振信号の１０ＧＨｚの基本波からの周波数オフセットが、横方向ディメンションに（in the horizontal dimension）示されている。線２０１が、この信号の位相雑音を表すのに対し、線２０２は、ＬＣを基にしたＶＣＯが自走である（free running）（すなわち、信号ＶＯＰに注入同期されなかった）場合の、図６のＬＣを基にしたＶＣＯの出力の位相雑音を表している。垂直の破線２０３は、ＳＨＩＬＯ１３６のロックするレンジを表している。ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚプラスまたはマイナス６０ＭＨｚの範囲内の信号にロックすることができる。
【００２２】
図１０は、図５のＳＨＩＬＯ１３６の第２の例の回路図である。この第２の例において、ＳＨＩＬＯは、リングオシレータを基にしたサブハーモニック注入同期発振器（Ring Oscillator-Based SubHarmonically Injection-Locked Oscillator）であり、パルス発生器３００、リングオシレータ３０１、複数の信号注入トランジスタ３０２−３０５、および光バッファ３０６を含む。図６の第１の例の場合のように、参照番号１５７および１５８は、ＳＨＩＬＯ１３６の一対の出力リード線を示し、参照番号１６５は、ＳＨＩＬＯ１３６の入力リード線を示している。
【００２３】
図１１は、図１０のリングオシレータを基にしたサブハーモニック注入同期発振器１３６の動作を示す波形図である。入ってくるＶＯＰ信号の立ち上がりエッジに応答して、パルス発生器３００は、図１１に示すとおりの時間に（in time as indicated in FIG. 11）拡散された一組のハイ（high）パルスを発生させる。これらのハイパルスの各々のパルス幅は、約５０ピコ秒である。ＰＯ１、ＰＯ２、ＰＯ３、およびＰＯ４の４つのパルスストリームが発生させられ、これらのパルスストリームの各々は、４つの注入プルダウンＮ−チャネルトランジスタ（injection pull-down N-channel transistor）３０２−３０５の対応する各々の１つのゲートに向けられる。これらのトランジスタ３０２−３０５は、入ってくる２．５ＧＨｚのＶＯＰ入力信号の第４の高調波がリングオシレータ３０１に注入されるよう、適切な時間に、対応する内部のノード３０７−３１０においてプルダウンする。その結果、リングオシレータ３０１は、１０ＧＨｚで発振させられ、１０ＧＨｚの信号ＦＯＳＣを出力させられる。図１１の三角形のシンボル３１１および３１２は、差分バッファを表している。
【００２４】
図１２は、図１０のリングオシレータ回路の回路によって出力された１０ＧＨｚのＦＯＳＣ信号の位相雑音が、どのようにＩＥＥＥ８０２．１１Ａの位相雑音要件４００を満たすかを示したグラフである。リングオシレータ出力信号の１０ＧＨｚの基本波からの周波数オフセットが、横方向ディメンションに示されている。線４０１が、リングオシレータの出力の位相雑音を表すのに対し、線４０２は、リングオシレータが自走である（free running）（すなわち、信号ＶＯＰに注入同期されなかった）場合のリングオシレータの位相雑音を表している。垂直の破線４０３は、ＳＨＩＬＯ１３６のロックするレンジを表している。ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚプラスまたはマイナス６００ＭＨｚの範囲内の信号にロックすることができる。したがって、図１０のリングオシレータの例のロックするレンジは、図６のＬＣを基にしたＶＣＯの例のロックするレンジよりも広い。
【００２５】
図１３は、図５のＳＨＩＬＯ１３６の第３の例の回路図である。この例において、ＳＨＩＬＯは、直交位相ＶＣＯを基にしたサブハーモニック注入同期発振器（Quadrature VCO-Based SubHarmonically Injection-Locked Oscillator）であり、パルス発生器５００、直交位相ＶＣＯ（ＱＶＣＯ：Quadrature VCO）５０１とここでは呼ばれる発振器、および複数の信号注入トランジスタ５０２−５０５を含む。シンボル５０６および５０７は、ＶＣＯを表している。ＶＣＯ５０６および５０７は、それらが周波数を４倍し、一対の差分信号ＩおよびＱを発生させるよう、図示のとおり、ともに結合されている。信号ＩおよびＱは、互いに対し、直交位相関係を有する。ＱＶＣＯ５０１がＩおよびＱ信号を発生させるため、さらなる直交位相信号発生器の２分割回路は、ＱＶＣＯの出力には不要であり、または提供されない。したがって、同一の５ＧＨｚのＩおよびＱ信号を図５のミキサ１４４に供給するために、図１３のＱＶＣＯは、発振器１４６および３０１が１０ＧＨｚで発振する図６および図１０の例の発振器と比較して、５ＧＨｚで発振する必要があるのみである。ＱＶＣＯ５０１が周波数を４倍するので、入力リード線１６５に入ってくるＶＯＰ信号の周波数は、図６および図１０の例の２．５ＧＨｚのＶＯＰ周波数と比較して、たったの１．２５ＧＨｚである。
【００２６】
図１４は、図１３のＱＶＣＯを基にしたサブハーモニック注入同期発振器の動作を示す波形図である。入ってくるＶＯＰ信号の立ち上がりエッジに応答して、パルス発生器５００は、図１４に示すとおりの時間に（in time as indicated in FIG. 14）拡散された一組のハイパルスを発生させる。これらのハイパルスの各々のパルス幅は、約１００ピコ秒である。その結果、ＰＯ１、ＰＯ２、ＰＯ３、およびＰＯ４の４つのパルスストリームが発生させられ、これらのパルスストリームの各々は、４つの注入プルダウンＮ−チャネルトランジスタ（injection pull-down N-channel transistor）５０２−５０５の対応する各々の１つのゲートに向けられる。これらのトランジスタ５０２−５０５は、１．２５ＧＨｚのＶＯＰ入力信号の第４の高調波がＱＶＣＯ５０１に注入されるよう、適切な時間に、発振器の内部のノードにおいてプルダウンする。その結果、ＱＶＣＯ５０１は、５ＧＨｚで発振させられ、２つの５ＧＨｚの差分ＦＯＳＣ信号を出力させられる。
【００２７】
図１５は、図１３のＱＶＣＯ５０１によって出力された５ＧＨｚのＩおよびＱのＦＯＳＣ信号の位相雑音が、どのようにＩＥＥＥ８０２．１１Ｂの位相雑音要件６００を満たしているかを示したグラフである。リングオシレータ出力の１０ＧＨｚの基本波からの周波数オフセットが、横方向ディメンションに示されている。線６０１が、ＱＶＣＯ出力の位相雑音を表すのに対し、線６０２は、ＱＣＯが自走である（free running）（すなわち、信号ＶＯＰに注入同期されなかった）場合のＱＶＣＯ出力の位相雑音を表している。垂直の破線６０３は、ＳＨＩＬＯ１３６のロックするレンジを表している。ＳＨＩＬＯ１３６は、１０ＧＨｚの約６０ＭＨｚ下から、１０ＧＨｚの約６０ＭＨｚ上までの範囲内の信号にロックすることができる。
【００２８】
図１６は、図１および２の従来技術の回路、図６の第１の例の回路、図１０の第２の例の回路、および図１３の第３の例の回路のさまざまな性能パラメータを比較した表である。各々の場合において、局部発振器は、同一の集積回路上のミキサから約２ミリメートル離れて位置するものと仮定されている。電流消費の数値の行は、上の行から順に下の行まで、１）この例におけるＳＨＩＬＯの発振器の電流消費、２）（あれば）後続の２分割直交位相発生回路の電流消費、３）（あれば）ＳＨＩＬＯ内のパルス発生器の電流消費、４）ミキサまでの長い導体１１２に高周波信号をドライブすることによる電流消費（current consumption due to driving a high frequency signal onto and down the long conductor 112 to the mixer）、および５）合計電力消費、である。図６、図１０、および図１３の例が、図１および図２の従来技術の回路よりも、実質的に少ない合計電流を消費するということに注目されたい。図６、図１０、および図１３の３つの例のうち、図１３のＱＶＣＯの例は、最も低い合計電力消費を有するが、最も高い位相雑音を有する。図１０のリングオシレータの例は、図６のＬＣを基にしたＶＣＯと比較して、より小さいＩＣ面積で実現され、より広い、ロックする周波数レンジ（wider locking frequency range）を有するが、より悪い位相雑音性能を有する。
【００２９】
図１７は、１つの新規な態様に係る方法７００のフローチャートである。第１のステップ（ステップ７０１）において、第１の信号は、局部発振器から周波数逓倍サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）まで、集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達される。第１の信号は、第１の周波数の周期的な信号である。この方法の一例において、第１の信号は、図５の導体１１２の信号ＶＯＰである。
【００３０】
第２のステップ（ステップ７０２）において、第１の信号は、周波数逓倍ＳＨＩＬＯで受信される。第１の信号は、第２の周波数の第２の信号を発生させるために、ＳＨＩＬＯによって使用される。第２の信号は、第１の周波数の整数倍である。ＳＨＩＬＯが、相対的にミキサの近くに位置するのに対し、局部発振器は、ミキサから離れた位置に位置する。この方法の一例において、第２の信号は、図５の信号ＦＯＳＣである。
【００３１】
第３のステップ（ステップ７０３）において、第２の信号は、直交位相信号発生器回路で受信される。直交位相信号発生器回路は、第３の周波数の同相（Ｉ）信号および第３の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させる。ＩおよびＱ信号は、９０度位相が異なる。第３の周波数は、第１の周波数よりも高い。この方法の一例において、ＩおよびＱ信号は、図５でミキサ１４４に供給されるものとして示されているＩおよびＱ差分信号である。ＩおよびＱ信号の第３の周波数が５ＧＨｚであるのに対し、導体１１２のＶＯＰ信号の第１の周波数は２．５ＧＨｚである。
【００３２】
第４のステップ（ステップ７０４）において、ＩおよびＱ信号が、ミキサに供給される。この方法の一例において、ミキサに供給されたＩおよびＱ信号は、ミキサ１４４に供給されるものとして図５に示されたＩおよびＱ差分信号である。
【００３３】
１つ以上の例示的な実施形態において、説明された機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、または任意のそれらの組み合わせで実現されることができる。ソフトウェアで実現される場合、機能は、コンピュータ可読媒体で、１つ以上の命令またはコードとして、記憶または伝送されることができる。コンピュータ可読媒体は、１つの場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする任意の媒体を含む通信媒体およびコンピュータ記憶媒体の両方を含む。記憶媒体は、汎用または専用コンピュータによってアクセス可能な任意の入手可能な媒体であることができる。限定ではなく例として、そのようなコンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、または他の光ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記憶デバイス、または、汎用または専用コンピュータ、または汎用または専用プロセッサによってアクセス可能であり、かつ、命令またはデータ構造の形態で所望のプログラムコード手段を搬送または記憶するために使用可能な任意の他の媒体を含むことができる。また、任意の接続も厳密にはコンピュータ可読媒体と呼ばれる。たとえば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または、赤外線、無線、およびマイクロ波等の無線技術を使用して、ウェブサイト、サーバー、または他のリモートソースから伝送される場合、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または、赤外線、無線、およびマイクロ波等の無線技術が、媒体の定義の中に含まれる。ディスク（disk）およびディスク（disc）は、ここで使用される場合、コンパクトディスク（disc）（ＣＤ）、レーザー（登録商標）ディスク（disc）、光ディスク（disc）、デジタル多用途ディスク（disc）（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク（disk）、およびブルーレイ（登録商標）ディスク（disc）を含み、ディスク（disk）は、通常、磁気的にデータを再生するが、ディスク（disc）は、レーザーによって光学的にデータを再生する。上記したものの組み合わせも、また、コンピュータ可読媒体の範囲内に含まれるべきである。１つの例示的な例において、図３のプロセッサ１２９は、プロセッサで実行可能な一組の命令１３０を実行し、それによって、集積回路１０３に、周波数逓倍ＳＨＩＬＯ回路のミキサブロック１０９および１２０の動作パラメータを制御させる。
【００３４】
ある特定の具体的な実施形態が、インストラクションのために上述されているが、本願特許明細書の教示は、一般的な応用性を有するものであり、上述された具体的な実施形態に限定されるものではない。シングルエンドの信号ＶＯは、導体１１２を介して局部発振器１１１からミキサブロック１０９に伝達されるものとして説明されているが、伝達される信号は、２つの導体を介して伝達される差分信号であることもできる。ＶＯ信号は、局部発振器からＳＨＩＬＯまでのその経路上で、１つ以上のバッファによってバッファされることもできる。ＶＯ信号は、アナログＶＣＯによって発生させられる必要はなく、その代わりに、局部発振器における別の回路によって発生させられることができる。いくつかの例において、信号は、デジタル制御発振器（ＤＣＯ：Digitally-Controlled Oscillator）によって出力され、この信号は、局部発振器におけるデバイダによって分割され、結果として生じた信号は、遠くに位置するＳＨＩＬＯまで、１ミリメートルを超える距離を伝達されるＶＯ信号である。このように、説明された具体的な実施形態のさまざまな特徴の、さまざまな変更、適応、および組み合わせが、下記に示す特許請求の範囲から逸脱することなく、実行されることができる。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数の第１の信号を出力する局部発振器と、
前記第１の信号を受信し、それから第２の周波数の第２の信号を発生させるサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）であって、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の整数倍である、サブハーモニック注入同期発振器と、
前記第２の信号を受信し、それから第３の周波数の同相（Ｉ）信号および前記第３の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させる直交位相信号発生器と
を含む集積回路。
【請求項２】
前記第１の信号は、前記局部発振器から前記ＳＨＩＬＯまで、前記集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達される、請求項１に記載の集積回路。
【請求項３】
前記局部発振器は、前記ＳＨＩＬＯから１ミリメートルより離れて設けられ、前記第３の周波数は、前記第１の周波数よりも高い、請求項１に記載の集積回路。
【請求項４】
前記Ｉ信号および前記Ｑ信号を受信するミキサ
をさらに含む請求項１に記載の集積回路。
【請求項５】
前記第３の周波数は前記第２の周波数の半分である、請求項１に記載の集積回路。
【請求項６】
前記ＳＨＩＬＯによって受信された前記第１の信号は、シングルエンドの信号および差分信号からなるグループから得られる、請求項１に記載の集積回路。
【請求項７】
前記第１の信号は、第１の周期的な信号であり、前記第１の周波数は、前記第１の周期的な信号の基本波であり、前記第２の信号は、第２の周期的な信号であり、前記第２の周波数は、前記第２の周期的な信号の基本波であり、前記ＩおよびＱ信号は、第３の周期的な信号であり、前記第３の周波数は、前記第３の周期的な信号の基本波である、請求項１に記載の集積回路。
【請求項８】
前記ＳＨＩＬＯは、
前記第１の信号を受信し、それからパルス信号を発生させるパルス発生器と、
前記第２の周波数を含むが前記第１の周波数は含まない周波数ロックレンジを有する発振器と、を含み、
前記発振器は、前記パルス信号を受信し、前記発振器は、前記第２の周波数の前記第２の信号を出力する、請求項１に記載の集積回路。
【請求項９】
前記ＳＨＩＬＯは発振器を含み、前記発振器はＬＣタンク回路を含み、前記ＬＣタンク回路はインダクタおよびキャパシタを含む、請求項１に記載の集積回路。
【請求項１０】
前記ＳＨＩＬＯはリングオシレータを含む、請求項１に記載の集積回路。
【請求項１１】
前記パルス信号は、複数の同一のパルスを含む信号であり、前記同一のパルスの各々は、パルス幅を有し、前記パルス幅は、前記パルス発生器における回路要素の伝搬遅延によって決定される、請求項８に記載の集積回路。
【請求項１２】
（ａ）第１の信号を、サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）に、集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達することであって、前記第１の信号は、第１の周波数の周期的な信号である、ことと、
（ｂ）前記ＳＨＩＬＯで前記第１の信号を受信し、前記ＳＨＩＬＯを使用して第２の周波数の第２の信号を発生させることであって、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の整数倍である、ことと、
（ｃ）前記第２の信号を直交位相信号発生器回路で受信し、前記直交位相信号発生器回路を使用して、第３の周波数の同相（Ｉ）信号および前記第３の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させることであって、前記第３の周波数は、前記第１の周波数よりも高い、ことと
を含む方法。
【請求項１３】
前記第１の信号は、（ａ）において、局部発振器から前記ＳＨＩＬＯに伝達される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
（ｄ）前記Ｉ信号および前記Ｑ信号をミキサに供給すること
をさらに含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
（ｂ）において前記第２の信号を発生させることは、
前記第１の信号を受信し、それからパルス信号を発生させることと、
発振器が前記第２の周波数で発振し、前記第２の信号を出力するように、前記発振器に前記パルス信号を供給することと
を含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記ＳＨＩＬＯは発振器を含み、前記発振器はＬＣタンク回路を含み、前記ＬＣタンク回路はインダクタおよびキャパシタを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
前記ＳＨＩＬＯはリングオシレータを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１８】
第１の周波数の周期的な信号を出力する局部発振器と、
前記局部発振器から、１ミリメートルを超えて離れて設けられたサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）であって、前記ＳＨＩＬＯは、前記周期的な信号を受信し、それから同相（Ｉ）差分信号および直交位相（Ｑ）差分信号を発生させ、前記ＩおよびＱ差分信号は、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数である、サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）と、
前記ＳＨＩＬＯから前記ＩおよびＱ差分信号を受信するミキサと
を含む集積回路。
【請求項１９】
前記ＳＨＩＬＯは、前記ミキサから実質的に１ミリメートル未満離れて設けられ、前記ＳＨＩＬＯは、直交位相電圧制御発振器（ＱＶＣＯ）を含む、請求項１８に記載の集積回路。
【請求項２０】
（ａ）第１の周波数の周期的な信号を、局部発振器からサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）に、集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達することと、
（ｂ）前記ＳＨＩＬＯで前記周期的な信号を受信し、前記ＳＨＩＬＯを使用して、同相（Ｉ）差分信号および直交位相（Ｑ）差分信号を発生させることであって、前記ＩおよびＱ差分信号は、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数である、ことと、
（ｃ）前記ＩおよびＱ差分信号をミキサに供給することと
を含む方法。
【請求項２１】
前記ＳＨＩＬＯは、前記ミキサから実質的に１ミリメートル未満離れて設けられ、前記ＳＨＩＬＯは、直交位相電圧制御発振器（ＱＶＣＯ）を含む、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
ミキサと、
周期的な信号を局部発振器から１ミリメートルを超える距離を伝達し、前記周期的な信号を使用して第２の周波数の同相（Ｉ）信号を発生させ、前記第２の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させ、前記ミキサに前記ＩおよびＱ信号を供給するための手段であって、前記周期的な信号は、第１の周波数であり、前記第２の周波数は、前記第１の周波数よりも高く、前記第１の周波数の整数倍である、手段と
を含む集積回路。
【請求項２３】
前記手段は、前記局部発振器から前記ミキサに隣接する位置まで、導体にわたって前記周期的な信号を伝達し、前記手段は、前記位置で前記Ｉ信号および前記Ｑ信号を発生させるためのものである、請求項２２に記載の集積回路。
【請求項２４】
前記手段は、サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）および直交位相信号発生器回路を含む、請求項２２に記載の集積回路。
【請求項２５】
前記手段は、前記ＩおよびＱ信号を出力するサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）を含む、請求項２２に記載の集積回路。
【請求項１】
第１の周波数の第１の信号を出力する局部発振器と、
前記第１の信号を受信し、それから第２の周波数の第２の信号を発生させるサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）であって、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の整数倍である、サブハーモニック注入同期発振器と、
前記第２の信号を受信し、それから第３の周波数の同相（Ｉ）信号および前記第３の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させる直交位相信号発生器と
を含む集積回路。
【請求項２】
前記第１の信号は、前記局部発振器から前記ＳＨＩＬＯまで、前記集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達される、請求項１に記載の集積回路。
【請求項３】
前記局部発振器は、前記ＳＨＩＬＯから１ミリメートルより離れて設けられ、前記第３の周波数は、前記第１の周波数よりも高い、請求項１に記載の集積回路。
【請求項４】
前記Ｉ信号および前記Ｑ信号を受信するミキサ
をさらに含む請求項１に記載の集積回路。
【請求項５】
前記第３の周波数は前記第２の周波数の半分である、請求項１に記載の集積回路。
【請求項６】
前記ＳＨＩＬＯによって受信された前記第１の信号は、シングルエンドの信号および差分信号からなるグループから得られる、請求項１に記載の集積回路。
【請求項７】
前記第１の信号は、第１の周期的な信号であり、前記第１の周波数は、前記第１の周期的な信号の基本波であり、前記第２の信号は、第２の周期的な信号であり、前記第２の周波数は、前記第２の周期的な信号の基本波であり、前記ＩおよびＱ信号は、第３の周期的な信号であり、前記第３の周波数は、前記第３の周期的な信号の基本波である、請求項１に記載の集積回路。
【請求項８】
前記ＳＨＩＬＯは、
前記第１の信号を受信し、それからパルス信号を発生させるパルス発生器と、
前記第２の周波数を含むが前記第１の周波数は含まない周波数ロックレンジを有する発振器と、を含み、
前記発振器は、前記パルス信号を受信し、前記発振器は、前記第２の周波数の前記第２の信号を出力する、請求項１に記載の集積回路。
【請求項９】
前記ＳＨＩＬＯは発振器を含み、前記発振器はＬＣタンク回路を含み、前記ＬＣタンク回路はインダクタおよびキャパシタを含む、請求項１に記載の集積回路。
【請求項１０】
前記ＳＨＩＬＯはリングオシレータを含む、請求項１に記載の集積回路。
【請求項１１】
前記パルス信号は、複数の同一のパルスを含む信号であり、前記同一のパルスの各々は、パルス幅を有し、前記パルス幅は、前記パルス発生器における回路要素の伝搬遅延によって決定される、請求項８に記載の集積回路。
【請求項１２】
（ａ）第１の信号を、サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）に、集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達することであって、前記第１の信号は、第１の周波数の周期的な信号である、ことと、
（ｂ）前記ＳＨＩＬＯで前記第１の信号を受信し、前記ＳＨＩＬＯを使用して第２の周波数の第２の信号を発生させることであって、前記第２の周波数は、前記第１の周波数の整数倍である、ことと、
（ｃ）前記第２の信号を直交位相信号発生器回路で受信し、前記直交位相信号発生器回路を使用して、第３の周波数の同相（Ｉ）信号および前記第３の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させることであって、前記第３の周波数は、前記第１の周波数よりも高い、ことと
を含む方法。
【請求項１３】
前記第１の信号は、（ａ）において、局部発振器から前記ＳＨＩＬＯに伝達される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
（ｄ）前記Ｉ信号および前記Ｑ信号をミキサに供給すること
をさらに含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
（ｂ）において前記第２の信号を発生させることは、
前記第１の信号を受信し、それからパルス信号を発生させることと、
発振器が前記第２の周波数で発振し、前記第２の信号を出力するように、前記発振器に前記パルス信号を供給することと
を含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記ＳＨＩＬＯは発振器を含み、前記発振器はＬＣタンク回路を含み、前記ＬＣタンク回路はインダクタおよびキャパシタを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
前記ＳＨＩＬＯはリングオシレータを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１８】
第１の周波数の周期的な信号を出力する局部発振器と、
前記局部発振器から、１ミリメートルを超えて離れて設けられたサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）であって、前記ＳＨＩＬＯは、前記周期的な信号を受信し、それから同相（Ｉ）差分信号および直交位相（Ｑ）差分信号を発生させ、前記ＩおよびＱ差分信号は、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数である、サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）と、
前記ＳＨＩＬＯから前記ＩおよびＱ差分信号を受信するミキサと
を含む集積回路。
【請求項１９】
前記ＳＨＩＬＯは、前記ミキサから実質的に１ミリメートル未満離れて設けられ、前記ＳＨＩＬＯは、直交位相電圧制御発振器（ＱＶＣＯ）を含む、請求項１８に記載の集積回路。
【請求項２０】
（ａ）第１の周波数の周期的な信号を、局部発振器からサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）に、集積回路にわたり、１ミリメートルを超える距離を伝達することと、
（ｂ）前記ＳＨＩＬＯで前記周期的な信号を受信し、前記ＳＨＩＬＯを使用して、同相（Ｉ）差分信号および直交位相（Ｑ）差分信号を発生させることであって、前記ＩおよびＱ差分信号は、前記第１の周波数よりも高い第２の周波数である、ことと、
（ｃ）前記ＩおよびＱ差分信号をミキサに供給することと
を含む方法。
【請求項２１】
前記ＳＨＩＬＯは、前記ミキサから実質的に１ミリメートル未満離れて設けられ、前記ＳＨＩＬＯは、直交位相電圧制御発振器（ＱＶＣＯ）を含む、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
ミキサと、
周期的な信号を局部発振器から１ミリメートルを超える距離を伝達し、前記周期的な信号を使用して第２の周波数の同相（Ｉ）信号を発生させ、前記第２の周波数の直交位相（Ｑ）信号を発生させ、前記ミキサに前記ＩおよびＱ信号を供給するための手段であって、前記周期的な信号は、第１の周波数であり、前記第２の周波数は、前記第１の周波数よりも高く、前記第１の周波数の整数倍である、手段と
を含む集積回路。
【請求項２３】
前記手段は、前記局部発振器から前記ミキサに隣接する位置まで、導体にわたって前記周期的な信号を伝達し、前記手段は、前記位置で前記Ｉ信号および前記Ｑ信号を発生させるためのものである、請求項２２に記載の集積回路。
【請求項２４】
前記手段は、サブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）および直交位相信号発生器回路を含む、請求項２２に記載の集積回路。
【請求項２５】
前記手段は、前記ＩおよびＱ信号を出力するサブハーモニック注入同期発振器（ＳＨＩＬＯ）を含む、請求項２２に記載の集積回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【公表番号】特表２０１２−５３２５１４（Ｐ２０１２−５３２５１４Ａ）
【公表日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−５１７９１４（Ｐ２０１２−５１７９１４）
【出願日】平成２２年７月１日（２０１０．７．１）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２０１０／０４０８４３
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／００３０４０
【国際公開日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【出願人】（５９５０２０６４３）クゥアルコム・インコーポレイテッド (7,166)
【氏名又は名称原語表記】ＱＵＡＬＣＯＭＭ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２４年１２月１３日（２０１２．１２．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年７月１日（２０１０．７．１）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２０１０／０４０８４３
【国際公開番号】ＷＯ２０１１／００３０４０
【国際公開日】平成２３年１月６日（２０１１．１．６）
【出願人】（５９５０２０６４３）クゥアルコム・インコーポレイテッド (7,166)
【氏名又は名称原語表記】ＱＵＡＬＣＯＭＭ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
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