段階的利得ミキサ
【解決手段】増幅された段階的利得ミキサ部が、線形性を改善するために複数の利得状態を用いることにより、受信機の信号対ノイズ比を改善する。このミキサ部は、増幅器、スイッチ、及び２つのトランジスタを含む。増幅器の出力は、２つのトランジスタのソースに結合される。発振信号が、トランジスタのゲートに与えられる。トランジスタのドレインが、スイッチがクローズされた際に、スイッチを介して互いに結合される。ミキサ部は、２つのモードで動作する。１／２モードでは、ミキサ部の出力電流は、第１トランジスタを介してのみ流れ、第２トランジスタを介しては流れない。なぜなら、スイッチがオープンとされているからである。２／２モードでは、ミキサ部の出力電流は、両方のトランジスタを介して流れる。ミキサ部は、スイッチング信号がアサートされている際にスイッチがクローズされるように構成される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、概して無線通信デバイスに関し、より具体的には段階的利得制御（stepped gain control）を提供する受信機フロントエンドにおけるミキサに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムのための受信機は一般的に、受信信号をプリ・アンプリファイ（pre-amplify）し、そしてその信号を適切な中間周波数（ＩＦ）またはベースバンド信号にダウンコンバートする二重平衡ミキサ（double-balanced mixers）が引き続く低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）が必要である。一般的な受信機は、２０ｄＢ程度の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を有するにすぎない。信号対ノイズ比は、通信システムが送信できるデータスループットに大きな制限を課す。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格に従った約２０ｄＢの信号対ノイズ比のシステムは、約２５ＭＢ／秒を大きく越えるデータの送信は不可能である。より新しい無線通信システムが、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づいて開発されており、これは符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）または時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）に基づく既存のシステムで得られるよりもより高いデータレートでの送信が可能である。
【０００３】
ＯＦＤＭは、ガード・バンド（guard band）を取り除き、そしてキャリア・サブチャネルを、それらが実際にオーバーラップするまで、全体的に近接して配置することにより、より高いスペクトル効率を得る。このキャリア・サブチャネルの周波数は直交（数学的なベクトルの向きにおいて直角）し、各サブチャネルのスペクトルが他のサブチャネルと、それらとの干渉を起こすことなくオーバーラップすることを可能とする。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）チップが商業的に入手できることによりそれは、各サブチャネルを変調することを可能とされてきた。更に、直交位相振幅変調（quadrature amplitude modulation）が一般的に、データスループットをより向上させるために使用される。ＯＦＤＭに基づくこれらの新たなシステムは、3GPP Long-Term Evolution (LTE)、Evolution-Data Optimized Revision Cとしても知られるUltra Mobile Broadband (UMB)、ＷｉＦｉ(IEEE 802.11a/g)、ＷｉＭａｘ(IEEE 802.16)、及びDigital Video Broadcasting (DVB)のような通信規格の下で動作する。
【０００４】
しかしながら、これらの新たなＯＦＤＭ通信システムの動作は、既存の無線通信システムのそれよりも高い信号対ノイズ比を得るための受信機の能力に依存する。更に、ある特定のレベルのみにおいて高い信号対ノイズ比を有するだけでなく、ＯＦＤＭシステムの受信機は、大きな利得制御範囲にわたって高い信号対ノイズ比を維持しなければならない。例えば、少なくとも３５ｄＢの利得範囲にわたって高い信号対ノイズ比を維持することが望ましい。受信機が大きな利得ステップをごく僅かに有する場合、この信号対ノイズ比はジグザグに動く傾向がある。よって、大きい利得範囲にわたって常に高く滑らか（smooth）な信号対ノイズ比を得るためには、多くの細かい利得ステップを有する受信機が使用され得る。
【０００５】
電力消費もまた、特に携帯型無線デバイスの受信機のための受信機フロントエンドの設計において重要な考慮すべきことである。受信機フロントエンドでは、電力消費は、パッシブミキサを使用すること、及び直列構成された低ノイズ増幅器（series-configured LNAs）を避けることで、低減され得る。よって、少なくとも３５ｄＢの利得範囲にわたって少なくとも３０ｄＢの滑らかな（smooth）信号対ノイズ比が得られ、そして直列構成された低ノイズ増幅器を用いることなくパッシブミキサのみを使用することでこの信号対ノイズ比を維持する、受信機の設計が追求される。
【発明の概要】
【０００６】
受信機は、新規な増幅された段階的利得ミキサ部（amplified stepped gain mixer portion））を使用して、従来のミキサで得られるよりも高い信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提供する。増幅された段階的利得ミキサ部は、低ノイズ増幅器及び段階的利得ミキサを含む。増幅された段階的利得ミキサ部の利得が幅広い電力範囲にわたって変化すると共に、受信機のＳＮＲは滑らかに遷移する。増幅された段階的利得ミキサ部は、幅広いダイナミックレンジにわたって受信機の線形性を向上させるために複数の利得状態を用いることにより、受信機のＳＮＲを向上する。細かい利得ステップでより大きい利得制御範囲を提供することの１つの利点はＳＮＲを向上させることであるが、他の利点もまた得られる。例えば、より大きい利得制御範囲は、受信機に対して、利得を低下させ、これにより飽和を防止することにより、妨害波干渉のある状況下で、信号を受信することを可能にする。
【０００７】
一実施形態では、段階的利得ミキサの各々は、４つの利得モードで動作する。３つの増幅器利得モードの各々に対して４つのミキサ利得モードを適用することにより、１２個の利得状態が得られる。各増幅器利得モードでのミキサ利得モードを低下させる能力は、受信機に対して、受信チェーンの飽和を防止し、これによりＳＮＲの悪化を防止することを可能にする。受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく無線通信システムについてのＩＱ復調を実行する。受信機は、同相（Ｉ位相）のベースバンド信号と直交位相（Ｑ位相）のベースバンド信号とを生成する差動システムである。２つの段階的利得ミキサの各々は、０°（プラス）位相及び１８０°（マイナス）位相の増幅された無線周波数（ＲＦ）信号の形で、低ノイズ増幅器から差動信号を受信する。Ｉ位相の局部発振（ＬＯ）信号及びＱ位相のＬＯ信号は、互いに９０°シフトされている。Ｉ位相のＬＯ信号及びＱ位相のＬＯ信号の各々は、０°（プラス）位相及び１８０°（マイナス）位相で差動的に生成される。Ｉ位相のＬＯ信号は、段階的利得ミキサの一方に与えられ、Ｑ位相のＬＯ信号は他方の段階的利得ミキサに与えられる。段階的利得ミキサの一方は、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートして、Ｉ位相のベースバンド信号を生成し、他方の段階的利得ミキサは、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートして、Ｑ位相のベースバンド信号を生成する。
【０００８】
一実施形態では、受信機は、ＲＦ送受信機集積回路（ＩＣ）及びデジタルベースバンドＩＣを備える。ＲＦ送受信機ＩＣは、増幅された段階的利得ミキサ部、及び段階的利得ミキサを制御するミキサ制御レジスタを含む。デジタルベースバンドＩＣは、ミキサ制御レジスタを介して、ＳＰＩシリアルバスを通じて、ミキサ制御情報を段階的利得ミキサに伝送する。別の実施形態では、アナログ及びデジタルの両方の機能が、システムオンチップ（ＳＯＣ）と呼ばれる単一の集積回路上で実現される。システムオンチップは、受信機フロントエンド、受信機ベースバンド処理ブロック、及びデジタル制御ブロックを含む。デジタル制御ブロックは、段階的利得ミキサを含む、受信機の動作を制御する。
【０００９】
別の実施形態では、段階的利得ミキサ部は、増幅器、スイッチ、並びに第１及び第２トランジスタを含む。発振信号が、第１及び第２トランジスタのゲート上に与えられる。一側面では、発振信号は、周波数シンセサイザによって生成される。発振信号はまた、外部水晶、外部クロック、または内部のＲＣまたはリング発振器によって生成されても良い。増幅器の入力リードはアンテナに結合され、そして増幅器の出力リードは第１トランジスタのソースリード及び第２トランジスタのソースリードに結合される。第１トランジスタのドレインリードは、スイッチがクローズされている際に、スイッチを介して第２トランジスタのドレインリードに結合される。段階的利得ミキサ部は、１／２モード及び２／２モードで動作する。１／２モードでは、段階的利得ミキサ部からの出力電流は、第１トランジスタを介してのみ流れる。スイッチがオープンしているので、１／２モードでは出力電流は第２トランジスタを介しては流れない。２／２モードでは、段階的利得ミキサ部からの出力電流は、第１及び第２トランジスタの両方を介して流れる。段階的利得ミキサ部は、スイッチング信号がアサートされた際にスイッチがクローズされるように構成される。一側面では、ミキサ制御レジスタもビットにデジタル１が書き込まれた際に、スイッチング信号がアサートされる。
【００１０】
更に別の実施形態では、段階的利得ミキサは、第１モード及び第２モードで動作する。段階的利得ミキサは、８個のトランジスタと３個のスイッチを有する。第１モードでは、第１及び第２スイッチがクローズされ、第３スイッチがオープンされる。第２モードでは、第１及び第２スイッチがオープンされ、第３スイッチがクローズされる。
【００１１】
差動無線周波数入力信号のプラス位相は、第１、第２、第３、及び第４トランジスタのソースリードの各々に与えられる。差動無線周波数入力信号のマイナス位相は、第５、第６、第７、及び第８トランジスタのソースリードの各々に与えられる。発振信号のマイナス位相は、第１、第２、第５、及び第６トランジスタのゲートリードに与えられ、発振信号のプラス位相は、第３、第４、第７、及び第８トランジスタのゲートリードに与えられる。差動ベースバンド出力電流のプラス位相は、第１トランジスタのドレインリードに与えられ、差動ベースバンド出力電流のマイナス位相は、第５トランジスタのドレインリードに与えられる。第１モードにおける差動ベースバンド出力信号の大きさは、第２モードにおける差動ベースバンド出力電流の大きさよりも大きい。
【００１２】
第３トランジスタのドレインリードは第６トランジスタのドレインリードに結合され、第４トランジスタのドレインリードは第５トランジスタのドレインリードに結合され、第７トランジスタのドレインリードは第２トランジスタのドレインリードに結合され、第８トランジスタのドレインリードは第１トランジスタのドレインリードに結合される。第１スイッチは、第２トランジスタのドレインリードに結合される。第２トランジスタのドレインリードは、第１スイッチが第１モードでクローズされた際に、第１スイッチを介して第１トランジスタのドレインリードに結合される。第６トランジスタのドレインリードに結合された第２スイッチ。第６トランジスタのドレインリードは、第２スイッチが第１モードでクローズされた際に、第２スイッチを介して第５トランジスタのドレインリードに結合される。第２トランジスタのドレインリードは、第３スイッチが第２モードでクローズされた際に、第６トランジスタのドレインリードに第３スイッチを介して結合される。第２モードでは、電流は、第２トランジスタのドレインリードから、第３スイッチを介して、第６トランジスタのドレインリードにループする。
【００１３】
更に別の実施形態では、無線周波数入力信号が、第１トランジスタ及び第２トランジスタのソースリードに受信される。発振信号は、第１トランジスタ及び第２トランジスタのゲートリードで受信される。第１トランジスタも第２トランジスタも、バイアス電流を受信しない。ベースバンド信号は、第１トランジスタのドレインリードから出力される。ベースバンド信号の電流の大きさは、第１トランジスタのドレインリードを第２トランジスタのドレインリードに結合することにより、増加される。第１トランジスタのドレインリードは、第１トランジスタのドレインリードと第２トランジスタのドレインリードの両方に結合されたスイッチをクローズすることにより、第２トランジスタのドレインリードに結合される。ミキサ制御レジスタのビットが書き込まれ、スイッチング信号がアサートされた際に、スイッチはクローズされる。
【００１４】
更に別の実施形態では、回路は２つのトランジスタを含む。２つのトランジスタはいずれもバイアス電流を受信しない。増幅された無線周波数信号は、第１トランジスタの第１リード及び第２トランジスタの第１リードに与えられる。発振信号は、第１トランジスタ及び第２トランジスタのゲートリードに与えられる。回路はまた、第１トランジスタの第２リードを第２トランジスタの第２リードに結合することにより、ベースバンド信号の電流の大きさを制御する手段を含む。ベースバンド信号の電流の大きさは、この手段に含まれるスイッチをクローズすることにより、第１トランジスタの第２リードが前記第２トランジスタの第２リードに結合された際に、増加される。ベースバンド信号の電流の大きさは、この手段に含まれるレジスタのビットに書き込むことに応答して、増加される。
【００１５】
上記はサマリであり、よって必然的に単純化、一般化、及び詳細の省略を含む。従って当業者は、このサマリが例示的なものにすぎず、そして多少なりとも限定することを主旨としていないことを理解するだろう。もっぱら特許請求の範囲で定義されたような、本明細書で述べられたデバイス及び／またはプロセスの他の側面、進歩的な特徴、及び利点は、本明細書で説明される限定するものではない詳細な説明において、明らかになるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
種々の実施形態の添付図面において、同じ番号は同じ要素を示す。
【図１】図１は、従来のミキサで得られるよりも大きい利得制御範囲と高い信号対ノイズ比を提供するための、増幅された段階的利得ミキサ部を用いる受信機の単純化された概略のブロック図である。
【図２】図２は、６つの利得状態で動作する、図１の増幅された段階的利得ミキサの別の実施形態の単純化された概略のブロック図である。
【図３】図３は、１２個の利得状態で動作する、図１の増幅された段階的利得ミキサの別の実施形態の単純化された概略のブロック図である。
【図４】図４は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部の４／４モードに相当する、差動型の二重平衡ミキサを示す図である。
【図５】図５は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部と同様の回路構成を示す、別のタイプの単純化されたブロック図である。
【図６】図６は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部によって得られる１２個の利得状態を示す表である。
【図７】図７は、図６の１２個の利得状態の各々における、図３の増幅された段階的利得ミキサ部のフロントエンド利得をプロットする図である。
【図８】図８は、図６の１２個の利得状態の各々における、図３の増幅された段階的利得ミキサ部のフロントエンドノイズ量をプロットする図である。
【図９】図９は、図６の１２個の利得状態の各々における、図３の増幅された段階的利得ミキサ部の入力３次インターセプトポイント（入力ＩＰ３）をプロットする図である。
【図１０】図１０は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部の、プロセスコーナー（process corner）に対する利得状態１における種々の性能指標を記載する表である。
【図１１】図１１は、新規な一側面に従った方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
これより、添付図面に例が図示された種々の実施形態に対して詳細に言及される。
【００１８】
図１は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく無線通信システムのＩＱ復調を実行する受信機１０の、単純化されたブロック図である。一実施形態では、受信機１０の機能は、無線周波数（ＲＦ）送受信機集積回路（ＩＣ）１１及びデジタルベースバンドＩＣ１２によって実行される。ＲＦ送受信機ＩＣ１１は、受信機と共に送信機を含むため、“送受信機”と呼ばれる。ＲＦ送受信機ＩＣ１１の送信機能を実現する回路は、図１には示していない。受信機１０は、一般的なミキサで得られるよりも大きな信号対ノイズ比を提供するために、増幅された段階的利得ミキサ部（amplified stepped gain mixer portion）１５を用いる。このより大きい信号対ノイズ比は、より大きい利得制御範囲を与えることにより部分的に得られる。受信機１０の信号対ノイズ比は、増幅された段階的利得ミキサ部１５の利得が、幅広い電力範囲にわたって増加するとともに、滑らか（smoothly）に遷移する。よって、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、受信機１０に、細かい利得ステップと、大きい利得制御幅（ＧＣＲ：gain control range）をもたらす。
【００１９】
図１に示されない受信機１０の別の実施形態では、受信機１０のアナログ及びデジタルの両方の機能が、システムオンチップ（ＳＯＣ）と呼ばれる単一の集積回路上で実現される。このシステムオンチップは、増幅された段階的利得ミキサ部１５、受信機ベースバンド処理ブロック、及びデジタル制御ブロックを含む。デジタル制御ブロックは、増幅された段階的利得ミキサ部１５の増幅器及びミキサを含む、受信機の動作を制御する。
【００２０】
受信機１０は、アンテナ１６、３つの低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１７〜１９、段階的利得ミキサ（stepped gain mixer）２０〜２１、周波数シンセサイザ２２、バンドパスフィルタ２３〜２４、アナログ／デジタル変換器２５〜２６、及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック２７を含む。更に、受信機１０は、ＲＦ送受信機ＩＣ１１とデジタルベースバンドＩＣが通信するシリアル周辺インターフェース（ＳＰＩ：serial peripheral interface）バス２８を含む。ＲＦ送受信機ＩＣ１１は、段階的利得ミキサ２０〜２１を制御するミキサ制御レジスタ２９を含む。ミキサ制御レジスタ２９は、ＳＰＩシリアルバス２８から書き込まれ得る。デジタルベースバンドＩＣ１２は、周波数シンセサイザ２２によって段階的利得ミキサ２０及び２１にそれぞれ与えられる局部発振（ＬＯ）信号３０及び３１を制御することにより、受信機１０を調整する。デジタルベースバンドＩＣ１２は、ミキサ制御レジスタ２９を介して、ＳＰＩシリアルバス２８を通じて、ミキサ制御情報を段階的利得ミキサ２０〜２１に伝達する。
【００２１】
受信機１０が受信している際、ＲＦ信号３２はアンテナ１６で受信され、そして低ノイズ増幅器１７〜１９によって増幅または減衰される。受信機１０は、７００ＭＨｚから５．５ＧＨｚの間のキャリア周波数を有するＲＦ信号を復調するように設計される。キャリア周波数が７００ＭＨｚから５．５ＧＨｚに増加するにつれて、増幅された段階的利得ミキサ部１５の利得は低下する。この周波数変化にわたる利得の損失が補償されない場合、利得は、一定強度のＲＦ信号において実に５０％も減少し得る。利得の損失は主に、段階的利得ミキサ２０〜２１の金属・酸化物・半導体・電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）の寄生容量による。
【００２２】
一例では、ＲＦ信号３２のキャリア周波数は５．１ＧＨｚに中心があり、２０ＭＨｚの帯域幅を有する。よって、キャリア信号の周波数は、５．０９９ＧＨｚから５．１０１ＧＨｚに広がっている。そして、局部発振周波数が、キャリア信号を復調し、そしてＲＦ信号３２をベースバンド信号３３〜３４にダウンコンバートするために使用される。本例では、周波数シンセサイザ２２は、５．１ＧＨｚの局部発振周波数を生成し、段階的利得ミキサ２０〜２１は、１０ＭＨｚのバンド幅を有するベースバンド信号を生成する。受信機１０は、同相（Ｉ位相）のベースバンド信号３３と直交（Ｑ位相）のベースバンド信号３４を生成する、差動型の直交ベースのシステム（differential, quadrature-based system）である。ミキサ２０に与えられるＩ位相ＬＯ信号３０と、ミキサ２１に与えられるＱ位相のＬＯ信号３１は、互いに９０°だけシフトされる。更に、Ｉ位相ＬＯ信号３０及びＱ位相ＬＯ信号３１の各々は、０°（プラス）位相及び１８０°（マイナス）位相に、差動的に生成される。低ノイズ増幅器１７〜１９は、ミキサ２０〜２１と同じように、同相及び直交位相のベースバンド信号３３〜３４が連続して（consistently）処理されるように、（利得状態に依存して）増幅されたまたは減衰された差動ＲＦ信号３２を供給する。２つの段階的利得ミキサ２０〜２１は、プラス位相及びマイナス位相の増幅されたＲＦ信号の形で、低ノイズ増幅器１７〜１９から差動信号を受信する。段階的利得ミキサ２０は、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートし、Ｉ位相のベースバンド信号３３を生成する。これは、その後、バンドパスフィルタ２３によってフィルタリングされる。同様にして、段階的利得ミキサ２１は、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートし、Ｑ位相のベースバンド信号３４を生成する。これはその後、バンドパスフィルタ２４によってフィルタリングされる。同じＲＦ信号によって駆動され、そして９０°位相が異なる局部発振信号によって駆動される２つのミキサのこの構成は、直交復調器と呼ばれる。フィルタリングされたベースバンド信号のＩ及びＱ位相３３〜３４は、その後、デジタルベースバンドＩＣ１２に渡される。アナログ／デジタル変換器２５〜２６は、ベースバンド信号３３〜３４を、デジタルベースバンドＩＣ１２におけるベースバンド処理のための１つまたはそれ以上のデジタルストリームにデジタル化する。ベースバンド処理のステップの１つは、デジタルストリームを、引き続くデジタル信号処理のためのシンボルに変換するＦＦＴブロック２７を含む。
【００２３】
別の例では、受信機１０は、差動システムではなくむしろシングルエンド（single-end）である。シングルエンド受信機システムは、プラス及びマイナス位相の信号を用いない。
【００２４】
受信機によって生成される熱ノイズを低減することにより受信機の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を向上させることは、一定の限度においてのみ効果的である。熱ノイズを低減することによりＳＮＲが向上された場合であっても、受信チェーンが飽和し、そして受信機の応答が非線形になると、ＳＮＲは急速に悪化する。従って、熱ノイズを低減することに加えて、受信機の全体のＳＮＲは、受信機フロントエンド（receiver front end）の非線形性を低減することにより、改善され得る。増幅された段階的利得ミキサ部１５は、複数の利得状態を用いて線形性を向上することにより、受信機１０のＳＮＲを改善する。低ノイズ増幅器１７〜１９の３つの増幅器利得モードの各々につき、４つのミキサ利得モードを設けることにより、１２個の利得状態が得られる。低ノイズ増幅器１７〜１９は、非常に大きい入力信号強度であっても受信チェーンが飽和しないよう、ＲＦ信号を低減する能力を有する。細かい利得ステップにより、各増幅器利得モードの最大ミキサ利得モードにおけるＳＮＲの悪化が防止される。
【００２５】
低ノイズ増幅器１７〜１９は、並列に接続される。唯一つの低ノイズ増幅器のみが、ある時間に動作可能である。各低ノイズ増幅器は、３つの増幅器利得モードの１つに相当する。各低ノイズ増幅器は、この低ノイズ増幅器へのバイアス電流をオンまたはオフすることにより、オンまたはオフされる。このバイアス電流は、ＳＰＩシリアルバス２８を用いてデジタルベースバンドＩＣ１２により書き込まれる、ＲＦ送受信機ＩＣ１１におけるレジスタ（図１では図示せず）によって制御される。一度に１つだけの低ノイズ増幅器を動作させることにより、低ノイズ増幅器間の寄生カップリングが防止される。二段目の応答における非線形性、二段目によって容易に飽和が引き起こされる直列接続低ノイズ増幅器、もまた防止される更に、直列接続された低ノイズ増幅器の初段と二段目の間のインピーダンスを整合させることに関連する困難が避けられる。電流消費もまた、低ノイズ増幅器を直列に接続しないことで低減される。
【００２６】
一実施形態では、低ノイズ増幅器１７〜１９は、それぞれ約−２２ｄＢＳ、−４４ｄＢＳ、及び−５８ｄＢＳのトランスコンダクタンス利得を有する。よって、第１ＬＮＡ１７がオンする時、ＲＦ信号３２の入力電圧と、第１ＬＮＡ１７の出力電流との間の比は、約−２２ｄＢＳである。３つの低ノイズ増幅器１７〜１９は、それらにより約３６ｄＢ（−２２ｄＢＳから−５８ｄＢＳ）の利得制御範囲を提供する。各段階的利得ミキサ２０〜２１の変換損失は、約−７ｄＢである。よって、同相の段階的利得ミキサ２０または直交位相の段階的利得ミキサ２１のいずれかを加えた第１ＬＮＡ１７の対応するトランスコンダクタンス利得は、約−２９ｄＢＳである。３つの低ノイズ増幅器１７〜１９がもたらす増幅された段階的利得ミキサ部１５の利得制御範囲は、従って、約−２９ｄＢＳと−６５ｄＢＳの間であり、トータルの範囲は約３６ｄＢである。
【００２７】
段階的利得ミキサ２０〜２１の各々は、４つの利得モードで動作する。最大の減衰利得モードでは、各段階的利得ミキサは、約−１２ｄＢＳの追加のトランスコンダクタンス利得を提供する。同相の段階的利得ミキサ２０または直交位相の段階的利得ミキサ２１のいずれかを加えたＬＮＡ１９の第３増幅器利得モードに対応するトランスコンダクタンス利得は、約−７７ｄＢＳである。最低の減衰ミキサ利得モードでの第１増幅器利得モード（−２９ｄＢＳ）から、最大の減衰ミキサ利得モードでの第３増幅器利得モード（−７７ｄＢＳ）まで、増幅された段階的利得ミキサ部１５の全体の利得制御範囲は、従って約−４８ｄＢＳである。
【００２８】
これより、増幅された段階的利得ミキサ部１５の動作が、図２に示す単純化された実施形態３５と関連して説明される。単純化された実施形態３５は、３つの増幅器利得モードのそれぞれについて２つのミキサ利得モードを与えることにより得られる６つの利得状態で動作する。単純化された実施形態３５は、直交振幅変調することなく、そして差動信号を生成することなく、基本的なダウンコンバートを実行する。図２は、アンテナ１６、局部発振器３６、及びベースバンドフィルタ３７に結合された増幅された段階的利得ミキサ部の単純化された実施形態３５を示す。単純化された実施形態３５は、段階的利得ミキサ３８に結合された３つの低ノイズ増幅器１７〜１９を含む。段階的利得ミキサ３８は、２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタ３９〜４０、及び２つのスイッチ４１〜４２（これもまた本実施形態ではＭＯＳＦＥＴトランジスタである）を有する。ミキサとして使用されるトランジスタ３９〜４０の各々は、スイッチとして使用されるトランジスタ４１〜４２の約３倍の大きさである。３つの増幅器利得モードの各々において、段階的利得ミキサ３８は、１／２モードまたは２／２モードのいずれかで動作可能である。１／２モードでは、段階的利得ミキサ３８からベースバンドフィルタ３７への出力電流は、ｎチャネル電界効果トランジスタ３９を介してのみ流れる。１／２モードでは、スイッチ４１がオープンされ、スイッチ４２がクローズされているため、出力電流は、ｎチャネル電界効果トランジスタ４０を介しては流れない。２／２モードでは、段階的利得ミキサ３８からの出力電流は、ＦＥＴ３９及びＦＥＴ４０の両方を介して流れる。段階的利得ミキサ３８は、スイッチ信号４３がアサートされた際にスイッチ４１がクローズされスイッチ４２がオープンされるように構成される。一実施形態では、スイッチ信号４３は、デジタル１がミキサ制御レジスタ２９の８番目のビットに書き込まれた際にアサートされる。
【００２９】
スイッチング信号４３をデアサート（deassert）することにより、単純化された実施形態３５のフロントエンド利得は、３つの増幅器利得モードの各々において低減され得る。１／２ミキサ利得モードにおける動作する能力は、単純化された実施形態３５の利得状態の数を倍にする。より多くの利得モードを提供することにより、受信チェーンが飽和する可能性は低減され、そして増幅された段階的利得ミキサ部３５の信号対ノイズ比は、全利得制御範囲にわたってより高いレベルで維持される。単純化された実施形態３５の追加のミキサ利得状態は、バイアス電流の供給されないトランジスタ３９〜４０を有するパッシブミキサ構成を用いることにより得られる。追加のミキサ利得状態は、パッシブミキサ構成により、電流消費を著しく増加させることなく得られる。更に、追加のミキサ利得状態を提供するために用いられるスイッチ４１〜４２は、ベースバンドにおける追加の寄生容量による著しい性能劣化をもたらさない。スイッチ４１〜４２は、段階的利得ミキサ３８の寄生容量の効果を、著しく増加させることはない。なぜならそれらは、段階的利得ミキサ３８のＲＦポート４４または局部発振器ポート４５の反対側のような、ミキサトランジスタ３９〜４０のベースバンドサイドに配置されているからである。ＲＦポート４４及び局部発振器ポート４５のインピーダンスは、ミキサ利得状態がスイッチングされても一定を維持する。ＲＦポート４４または局部発振器ポート４５の高周波数環境に寄生容量を追加することは、ＲＦ信号３２を十分に減衰させ得る低インピーダンスという結果になるだろう。例えば、追加された１ピコファラッドの寄生容量（これはＲＦポート４４の高周波数環境において約２０オームのインピーダンスにすぎない）は、段階的利得ミキサ３８のより低い周波数のベースバンド側において、より高い２キロオームのインピーダンスとなるだろう。この高い２キロオームのインピーダンスは、ベースバンド信号に大きな影響を与えない。
【００３０】
図３は、増幅された段階的利得ミキサ部１５の段階的利得ミキサ２０の別の実施形態を示す。図３の実施形態では、増幅された差動ＲＦ入力信号３２は、周波数シンセサイザ２２によって出力された差動局部発振信号に応答して動作する二重平衡段階的利得ミキサ２０を駆動する。低ノイズ増幅器１７〜１９は、差動ＲＦ入力電流の０°（プラス）位相４６及び１８０°（マイナス）位相４７の両方を出力する。段階的利得ミキサ２０の出力は、局部発振周波数でダウンコンバートされた差動ＲＦ入力信号３２を示す差動Ｉ位相ベースバンド信号３３である。段階的利得ミキサ２０は、周波数シンセサイザ２２によって与えられたＩ位相ＬＯ信号３０を受信する。段階的利得ミキサ２０は、Ｉ位相ベースバンド信号３３の出力電流のプラス位相４８及びマイナス位相４９の両方を出力する。
【００３１】
図３に示すのと同じ構成において、段階的利得ミキサ２１はまた、増幅された差動ＲＦ入力電流のプラス位相４６及びマイナス位相４７を受信する。段階的利得ミキサ２１は、Ｉ位相ＬＯ信号３０から９０°シフトされた差動Ｑ位相ＬＯ信号３１を受信する。段階的利得ミキサ２１は、Ｑ位相ベースバンド信号３４のプラス位相及びマイナス位相の両方を出力する。
【００３２】
図３の実施形態では、段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相は、差動型の二重平衡段階的利得ミキサを形成するシャントスイッチ５０〜５３及び直列スイッチ５４〜６１によって結合される。受信機１０は、低ノイズ増幅器１７〜１９及び段階的利得ミキサ２０〜２１が差動で動作するので、差動受信機として動作する。段階的利得ミキサ２０は、ＲＦサイド及びベースバンドサイドが差動で動作するので、“二重平衡（double-balanced）”されている。段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相の各々は、８個のｎチャネル電界効果トランジスタから成る。段階的利得ミキサ２０のプラス位相サイドはトランジスタ６２〜６９を含み、段階的利得ミキサ２０のマイナス位相サイドはトランジスタ７０〜７７を含む。段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相サイドの各々の８個のＦＥＴの４つのゲート（６６〜６９、７４〜７７）は、ＬＯ信号３０のＩ位相のプラス位相に結合される。段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相サイドの各々の８個のＦＥＴの別の４つのゲート（６２〜６５、７０〜７３）は、ＬＯ信号３０のＩ位相のマイナス位相に結合される。スイッチ５０〜６１は、段階的利得ミキサ２０のプラス位相とマイナス位相サイドの間で対称性（symmetry）が維持されるように構成される。スイッチ５０〜６１へのスイッチング信号をアサートすること及びデアサートすることにより、段階的利得ミキサ２０は、４つの利得モード（４／４、３／４、２／４、及び１／４）で動作するよう制御され得る。１／４モードでは、電流は１６個のトランジスタ６２〜７７のうちの４つを介して流れる。４／４モードでは、１６個のトランジスタ６２〜７７の全てを介して電流が流れる。４つのミキサ利得モードにおいて、全３つのスイッチ群（５０〜５３、５４〜５７、及び５８〜６１）における１、２、３、または４つがクローズされる。従って、１２個のスイッチ５０〜６１を動作させるためには唯４つのスイッチング信号のみが必要とされ、そして４つのミキサ利得モードにおいて段階的利得ミキサ２０を動作させるためには唯４ビットのミキサ制御レジスタ２９が必要とされる。段階的利得ミキサ２１はミキサ２０と同じように動作するので、段階的利得ミキサ２０〜２１の両方を制御するために同じ４ビットが用いられる。
【００３３】
図３の実施形態では、１６個のトランジスタ６２〜７７の全てが同じサイズである。よって、４／４モードにおいて電流が１６個のトランジスタを介して流れるように、１／４モードでは、電流の１／４が４つのトランジスタを介して流れる。従って、４／４モードにおけるベースバンド出力電流が０ｄＢの増幅をもたらす場合、３／４、２／４、及び１／４モードにおける減衰は、それぞれ−２．５ｄＢ、−６ｄＢ、及び−１２ｄＢに相当する。段階的利得ミキサ２０の別の実施形態では、１６個のトランジスタ６２〜７７の各々は同じサイズではない。例えば、４つのトランジスタ群（６２，７０，６９，７７；６３，７１，６８，７６；６４，７２，６７，７５；及び６５，７３，６６，７４）の相対的なトランジスタサイズは、４つのモード（４／４、３／４、２／４、１／４）の増幅がｄＢで線形になるよう、選択され得る。４つのモード（４／４、３／４、２／４、及び１／４）の相対的な増幅は、例えば０ｄＢ、−２ｄＢ、−４ｄＢ、及び−６ｄＢとなり得る。
【００３４】
段階的利得ミキサ２０の４分の４（４／４）モードは、ＲＦ入力電流が全１６個のトランジスタ６２〜７７を介して流れる際の最大の利得モードに相当する。４分の４モードでは、全４つのシャントスイッチ５０〜５３がオープンとされ、そして全８個の直列スイッチ５４〜６１がクローズされる。図４は、差動の二重平衡段階的利得ミキサ２０の４分の４（４／４）モードに等価な差動の二重平衡ミキサ７８を示す。例えば、ミキサ７８のトランジスタ７９を介して流れるＲＦ入力電流のプラス位相４６の大きさは、図３における段階的利得ミキサ２０の４つのトランジスタ６２〜６５を介して流れるＲＦ入力電流のプラス位相４６の大きさと等価である。
【００３５】
図３に戻ると、段階的利得ミキサ２０の４分の１（１／４）モードでは、シャントスイッチ５１〜５３がそうであるように、直列スイッチ５４及び６１はクローズされ、その他のスイッチはオープンされる。３つのトランジスタ６３〜６５から流れるベースバンド電流は、段階的利得ミキサ２０のマイナスサイドを通って折り返し、そしてトランジスタ６６〜６８を介してプラスサイドに戻る。マイナスサイドを通って折り返すシャント電流は、段階的利得ミキサ２０の信号経路を介して流れない。トランジスタ６２及び７７を介して流れるプラス位相のＲＦ信号電流４６は、同相ベースバンド信号３４のプラス位相として、スイッチ５４を介して流れ出す。トランジスタ６９及び７０を介して流れるマイナス位相のＲＦ入力電流４７は、同相のベースバンド信号３４のマイナス位相として、スイッチ６１から流れ出す。４分の１（１／４）モードは、４分の４（４／４）モードに比較して約−１２ｄＢの減衰を有する。
【００３６】
図５は、図３の実施形態の別のタイプの単純化されたブロック図を示す。図３及び図５は共に、段階的利得ミキサ２０の同様の回路構成を示す。図５は、ミキサにつきクロス・サークル（crossed circle）の表記を用いている。図５のクロス・サークル内の参照番号は、図３において符号付けされたトランジスタに対応する。図５のブロック図はまた、段階的利得ミキサ２０におけるトランジスタの物理的な実装を示す。図５は、段階的利得ミキサ２０のトランジスタが、４つの異なるミキサにグループ化されることを示している。
【００３７】
図６は、ミキサ２０またはミキサ２１の４つのミキサ利得モードと、低ノイズ増幅器１７〜１９の３つの増幅器利得モードとを組み合わせることにより得られる１２個の利得状態を示す。利得状態１は最大の利得を有し、利得状態１２は最低の利得（すなわち最大の減衰）を有する。
【００３８】
図７は、図６の１２個の利得状態の各々における増幅された段階的利得ミキサ部１５のフロントエンド利得のグラフである。ｄＢＳによるフロントエンド利得は、使用されるミキサトランジスタの利得に加えて利得状態に対応して用いられる低ノイズ増幅器のトランスコンダクタンス利得の大きさである。トランスコンダクタンス利得は、低ノイズ増幅器１７〜１９の１つへの入力電圧と、段階的利得ミキサ２０〜２１から出力するベースバンド出力電流とを比較する。図７のフロントエンド利得は、５．５ＧＨｚに中心を有するＲＦ信号３２の周波数でシミュレートされた。図７の利得制御範囲にわたる増幅された段階的利得ミキサ部１５の平均ｄｃ電流消費は、１２．７ｍＡであった。図７は、追加の３つのミキサ利得モード（３／４、２／４、及び１／４）を用いることで、利得制御範囲が、利得状態９における−６５ｄＢＳから、利得状態１２における−７７ｄＢＳまで拡大していることを示す。全体の利得制御範囲として、利得状態１における約−２８．６ｄＢＳから、利得状態１２における約−７７ｄＢＳまでの、約５０ｄＢが得られる。
【００３９】
図８は、図６の１２個の利得状態の各々における増幅された段階的利得ミキサ部１５のフロントエンドノイズ量のグラフである。フロントエンドノイズ量は、増幅器及びミキサによってもたらされたノイズを、増幅された段階的利得ミキサ部１５への入力熱ノイズと比較する。最低利得状態１２では、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、３５ｄＢのノイズを、増幅された段階的利得ミキサ部１５で受信された熱ノイズに加える。最大利得状態１では、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、わずか１．６ｄＢのノイズを加えるのみである。図８に示された追加のノイズは、追加の非線形のノイズを含まない。
【００４０】
図９は、図６の１２個の利得状態の各々における増幅された段階的利得ミキサ部１５の入力三次インターセプトポイント（入力ＩＰ３）のグラフである。ＩＩＰ３の数値は、１ミリワット（ｄＢｍ）に対するｄＢでの電力の大きさであり、増幅された段階的利得ミキサ部１５の線形性を示すものである。図９は、増幅された段階的利得ミキサ部１５のＩＩＰ３が、利得状態５において約１４ｄＢｍであることを示している。よって、利得状態５では、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、受信チェーンを飽和させることなく、約０ｄＢｍの電力を有する入力ＲＦ信号を許容できる。増幅された段階的利得ミキサ部１５の線形性は、利得状態１〜４では良くない。しかしながら、高い利得状態における乏しい線形性によっては、性能は害されない。なぜなら、入力ＲＦ信号３２の強度が低く、そして利得が高い場合には、小さいＲＦ信号３２は、受信チェーンを飽和させないだろうからである。より高い利得状態９〜１２では、増幅された段階的利得ミキサ部１５の線形性は良い。例えば、利得状態１０における入力線形性は約２４ｄＢｍであり、増幅された段階的利得ミキサ部１５はより大きい入力信号を許容できる。約１０ｄＢｍの入力電力を有する入力ＲＦ信号３２は、受信チェーンを飽和させることなく、利得状態１０で復調され得る。
【００４１】
図１０は、増幅された段階的利得ミキサ部１５のプロセスコーナー（process corner）に対する利得状態１における種々の性能表示を記載した表である。性能表示は利得状態１につき、５．１ＧＨｚから５．９ＧＨｚに及ぶＲＦ周波数にわたって、±５％で変化する電源電圧にわたって、摂氏−３０から８５℃の温度範囲にわたって、及び種々のシリコンプロセスコーナーにわたってシミュレートされる。図１０の利得の値は、記載された利得状態についての、図７のフロントエンド利得値に対応する。ノイズ量の値は、図８のフロントエンドノイズ量の値に対応する。ＩＩＰ３の値は、図９の入力ＩＰ３の値に対応する。図１０はまた、記載された利得状態についての入力リターン損失（input return loss）を示すＳ１１の値を含む。
【００４２】
図１１は、新規な一側面に従った新規な方法８０のフローチャートである。ステップ８１において、無線周波数入力信号が、第１トランジスタ及び第２トランジスタのソースリード上で受信される。一例では、このトランジスタのソースリードは、図２の第１トランジスタ３９のソースリード及び第２トランジスタ４０のソースリードである。無線周波数入力信号３２はＬＮＡ１７〜１９で増幅され、そしてトランジスタ３９〜４０のソースリード上で受信される。ステップ８２で、発振信号が、第１トランジスタのゲートリード及び第２トランジスタのゲートリード上で受信される。例えば、ＲＦ送受信機ＩＣ１１内の局部発振器３６で生成された発振信号が、トランジスタ３９〜４０のゲートリード上で受信される。ステップ８３で、ベースバンド信号が、第１トランジスタのドレインリードから出力される。例えば、図２においてベースバンド信号電流８４が、第１トランジスタ３９のドレインリードから出力される。ベースバンド信号は、ある大きさを有する電流である。ステップ８５において、ベースバンド信号の電流の大きさが、第１トランジスタのドレインリードを第２トランジスタのドレインリードに結合することにより増加される。例えば、第１トランジスタ３９のドレインリードは、スイッチ４１をクローズすることにより、トランジスタ４０のドレインリードに結合される。図２に示すように、スイッチ４１は、第１トランジスタ３９のドレインリードと第２トランジスタ４０のドレインリードとの両方に結合されている。スイッチング信号４３がアサートされた際に、スイッチ４１はクローズされ、スイッチ４２はオープンとされる。
【００４３】
一つまたはそれ以上の典型的な実施形態では、述べられた機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらを組み合わせたもので実装され得る。例えば、ミキサ及び増幅器の制御は、デジタルベースバンドＩＣ１２で実行されるソフトウェアによって行われ得る。もしソフトウェアによって実装されるのであれば、機能は、コンピュータ読み取り可能な媒体上の一つまたはそれ以上の命令またはコードとして保持され、または伝達され得る。コンピュータ読み取り可能な媒体は、コンピュータプログラムをある場所から別の場所への持ち運びを助ける媒体を含むコミュニケーションメディアやコンピュータ記録メディアの両方を含む。記録媒体は、コンピュータによってアクセスされることが可能な市販のいずれの媒体であって良い。一例であってこれに限定するものでは無いものとして、このようなコンピュータ読み取り可能な媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたはその他の光ディスク媒体、磁気ディスク媒体またはその他の磁気記録媒体、またはコンピュータによりアクセス可能とされ且つ命令またはデータ構造の形で所望のプログラムコードを持ち運びまたは保持するために使用可能な他のあらゆる媒体を含むことが出来る。また、あらゆる接続が、適切にコンピュータ読み取り可能な媒体と呼ばれる。例えば、もしソフトウェアが同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または赤外、無線、またマイクロ波のような無線技術を用いて、ウェブサイト、サーバ、またはその他の遠隔ソースから送信される場合には、これらの同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または赤外、無線、またマイクロ波のような無線技術が、媒体の定義に含まれる。本明細書で使用されるディスク（disk and disc）は、コンパクトディスク（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）、光学ディスク、デジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク、及びブルーレイディスクを含み、ディスク（disk）は、一般的に、磁気的にデータを再生する一方で、ディスク（disc）はレーザによって光学的にデータを再生する。上記のものを組み合わせたものもまた、コンピュータ読み取り可能な媒体に含まれるべきである。
【００４４】
説明の目的で、ある特定の実施形態に関連して段階的利得ミキサが述べられてきたが、段階的利得ミキサはこれに限定されない。例えば、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、携帯型無線機器の受信機１０の一部として述べられる。しかしながら増幅された段階的利得ミキサ部１５は、ＯＦＤＭ通信システムの基地局における受信機内でも使用され得る。更に、増幅された段階的ミキサ部１５は、ＯＦＤＭ通信システムの基地局または無線機器のような送信機において使用されても良い。例えば、段階的利得ミキサ２０は、無線機器または基地局から送信されたＲＦ信号上にベースバンドデータを変調するために使用され得る。開示された実施形態の先の記述は、当業者に対して段階的利得ミキサの製造または使用を容易にするために与えられる。これらの実施形態の種々の変形が、当業者には容易に明白であろう。そして本明細書で定義された包括的な原理は、開示された主題の範囲及び精神から逸脱することなく、その他の実施形態に適用され得る。よって、開示された段階的利得ミキサは、本明細書に示された実施形態に限定されることを意図したものではないが、本明細書で開示された新規な特徴と原理に一致する最も広い範囲に許容される。
【００４５】
特許請求の範囲は以下の通りである。
【技術分野】
【０００１】
本開示は、概して無線通信デバイスに関し、より具体的には段階的利得制御（stepped gain control）を提供する受信機フロントエンドにおけるミキサに関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムのための受信機は一般的に、受信信号をプリ・アンプリファイ（pre-amplify）し、そしてその信号を適切な中間周波数（ＩＦ）またはベースバンド信号にダウンコンバートする二重平衡ミキサ（double-balanced mixers）が引き続く低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）が必要である。一般的な受信機は、２０ｄＢ程度の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を有するにすぎない。信号対ノイズ比は、通信システムが送信できるデータスループットに大きな制限を課す。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ規格に従った約２０ｄＢの信号対ノイズ比のシステムは、約２５ＭＢ／秒を大きく越えるデータの送信は不可能である。より新しい無線通信システムが、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づいて開発されており、これは符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）または時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）に基づく既存のシステムで得られるよりもより高いデータレートでの送信が可能である。
【０００３】
ＯＦＤＭは、ガード・バンド（guard band）を取り除き、そしてキャリア・サブチャネルを、それらが実際にオーバーラップするまで、全体的に近接して配置することにより、より高いスペクトル効率を得る。このキャリア・サブチャネルの周波数は直交（数学的なベクトルの向きにおいて直角）し、各サブチャネルのスペクトルが他のサブチャネルと、それらとの干渉を起こすことなくオーバーラップすることを可能とする。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）チップが商業的に入手できることによりそれは、各サブチャネルを変調することを可能とされてきた。更に、直交位相振幅変調（quadrature amplitude modulation）が一般的に、データスループットをより向上させるために使用される。ＯＦＤＭに基づくこれらの新たなシステムは、3GPP Long-Term Evolution (LTE)、Evolution-Data Optimized Revision Cとしても知られるUltra Mobile Broadband (UMB)、ＷｉＦｉ(IEEE 802.11a/g)、ＷｉＭａｘ(IEEE 802.16)、及びDigital Video Broadcasting (DVB)のような通信規格の下で動作する。
【０００４】
しかしながら、これらの新たなＯＦＤＭ通信システムの動作は、既存の無線通信システムのそれよりも高い信号対ノイズ比を得るための受信機の能力に依存する。更に、ある特定のレベルのみにおいて高い信号対ノイズ比を有するだけでなく、ＯＦＤＭシステムの受信機は、大きな利得制御範囲にわたって高い信号対ノイズ比を維持しなければならない。例えば、少なくとも３５ｄＢの利得範囲にわたって高い信号対ノイズ比を維持することが望ましい。受信機が大きな利得ステップをごく僅かに有する場合、この信号対ノイズ比はジグザグに動く傾向がある。よって、大きい利得範囲にわたって常に高く滑らか（smooth）な信号対ノイズ比を得るためには、多くの細かい利得ステップを有する受信機が使用され得る。
【０００５】
電力消費もまた、特に携帯型無線デバイスの受信機のための受信機フロントエンドの設計において重要な考慮すべきことである。受信機フロントエンドでは、電力消費は、パッシブミキサを使用すること、及び直列構成された低ノイズ増幅器（series-configured LNAs）を避けることで、低減され得る。よって、少なくとも３５ｄＢの利得範囲にわたって少なくとも３０ｄＢの滑らかな（smooth）信号対ノイズ比が得られ、そして直列構成された低ノイズ増幅器を用いることなくパッシブミキサのみを使用することでこの信号対ノイズ比を維持する、受信機の設計が追求される。
【発明の概要】
【０００６】
受信機は、新規な増幅された段階的利得ミキサ部（amplified stepped gain mixer portion））を使用して、従来のミキサで得られるよりも高い信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を提供する。増幅された段階的利得ミキサ部は、低ノイズ増幅器及び段階的利得ミキサを含む。増幅された段階的利得ミキサ部の利得が幅広い電力範囲にわたって変化すると共に、受信機のＳＮＲは滑らかに遷移する。増幅された段階的利得ミキサ部は、幅広いダイナミックレンジにわたって受信機の線形性を向上させるために複数の利得状態を用いることにより、受信機のＳＮＲを向上する。細かい利得ステップでより大きい利得制御範囲を提供することの１つの利点はＳＮＲを向上させることであるが、他の利点もまた得られる。例えば、より大きい利得制御範囲は、受信機に対して、利得を低下させ、これにより飽和を防止することにより、妨害波干渉のある状況下で、信号を受信することを可能にする。
【０００７】
一実施形態では、段階的利得ミキサの各々は、４つの利得モードで動作する。３つの増幅器利得モードの各々に対して４つのミキサ利得モードを適用することにより、１２個の利得状態が得られる。各増幅器利得モードでのミキサ利得モードを低下させる能力は、受信機に対して、受信チェーンの飽和を防止し、これによりＳＮＲの悪化を防止することを可能にする。受信機は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく無線通信システムについてのＩＱ復調を実行する。受信機は、同相（Ｉ位相）のベースバンド信号と直交位相（Ｑ位相）のベースバンド信号とを生成する差動システムである。２つの段階的利得ミキサの各々は、０°（プラス）位相及び１８０°（マイナス）位相の増幅された無線周波数（ＲＦ）信号の形で、低ノイズ増幅器から差動信号を受信する。Ｉ位相の局部発振（ＬＯ）信号及びＱ位相のＬＯ信号は、互いに９０°シフトされている。Ｉ位相のＬＯ信号及びＱ位相のＬＯ信号の各々は、０°（プラス）位相及び１８０°（マイナス）位相で差動的に生成される。Ｉ位相のＬＯ信号は、段階的利得ミキサの一方に与えられ、Ｑ位相のＬＯ信号は他方の段階的利得ミキサに与えられる。段階的利得ミキサの一方は、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートして、Ｉ位相のベースバンド信号を生成し、他方の段階的利得ミキサは、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートして、Ｑ位相のベースバンド信号を生成する。
【０００８】
一実施形態では、受信機は、ＲＦ送受信機集積回路（ＩＣ）及びデジタルベースバンドＩＣを備える。ＲＦ送受信機ＩＣは、増幅された段階的利得ミキサ部、及び段階的利得ミキサを制御するミキサ制御レジスタを含む。デジタルベースバンドＩＣは、ミキサ制御レジスタを介して、ＳＰＩシリアルバスを通じて、ミキサ制御情報を段階的利得ミキサに伝送する。別の実施形態では、アナログ及びデジタルの両方の機能が、システムオンチップ（ＳＯＣ）と呼ばれる単一の集積回路上で実現される。システムオンチップは、受信機フロントエンド、受信機ベースバンド処理ブロック、及びデジタル制御ブロックを含む。デジタル制御ブロックは、段階的利得ミキサを含む、受信機の動作を制御する。
【０００９】
別の実施形態では、段階的利得ミキサ部は、増幅器、スイッチ、並びに第１及び第２トランジスタを含む。発振信号が、第１及び第２トランジスタのゲート上に与えられる。一側面では、発振信号は、周波数シンセサイザによって生成される。発振信号はまた、外部水晶、外部クロック、または内部のＲＣまたはリング発振器によって生成されても良い。増幅器の入力リードはアンテナに結合され、そして増幅器の出力リードは第１トランジスタのソースリード及び第２トランジスタのソースリードに結合される。第１トランジスタのドレインリードは、スイッチがクローズされている際に、スイッチを介して第２トランジスタのドレインリードに結合される。段階的利得ミキサ部は、１／２モード及び２／２モードで動作する。１／２モードでは、段階的利得ミキサ部からの出力電流は、第１トランジスタを介してのみ流れる。スイッチがオープンしているので、１／２モードでは出力電流は第２トランジスタを介しては流れない。２／２モードでは、段階的利得ミキサ部からの出力電流は、第１及び第２トランジスタの両方を介して流れる。段階的利得ミキサ部は、スイッチング信号がアサートされた際にスイッチがクローズされるように構成される。一側面では、ミキサ制御レジスタもビットにデジタル１が書き込まれた際に、スイッチング信号がアサートされる。
【００１０】
更に別の実施形態では、段階的利得ミキサは、第１モード及び第２モードで動作する。段階的利得ミキサは、８個のトランジスタと３個のスイッチを有する。第１モードでは、第１及び第２スイッチがクローズされ、第３スイッチがオープンされる。第２モードでは、第１及び第２スイッチがオープンされ、第３スイッチがクローズされる。
【００１１】
差動無線周波数入力信号のプラス位相は、第１、第２、第３、及び第４トランジスタのソースリードの各々に与えられる。差動無線周波数入力信号のマイナス位相は、第５、第６、第７、及び第８トランジスタのソースリードの各々に与えられる。発振信号のマイナス位相は、第１、第２、第５、及び第６トランジスタのゲートリードに与えられ、発振信号のプラス位相は、第３、第４、第７、及び第８トランジスタのゲートリードに与えられる。差動ベースバンド出力電流のプラス位相は、第１トランジスタのドレインリードに与えられ、差動ベースバンド出力電流のマイナス位相は、第５トランジスタのドレインリードに与えられる。第１モードにおける差動ベースバンド出力信号の大きさは、第２モードにおける差動ベースバンド出力電流の大きさよりも大きい。
【００１２】
第３トランジスタのドレインリードは第６トランジスタのドレインリードに結合され、第４トランジスタのドレインリードは第５トランジスタのドレインリードに結合され、第７トランジスタのドレインリードは第２トランジスタのドレインリードに結合され、第８トランジスタのドレインリードは第１トランジスタのドレインリードに結合される。第１スイッチは、第２トランジスタのドレインリードに結合される。第２トランジスタのドレインリードは、第１スイッチが第１モードでクローズされた際に、第１スイッチを介して第１トランジスタのドレインリードに結合される。第６トランジスタのドレインリードに結合された第２スイッチ。第６トランジスタのドレインリードは、第２スイッチが第１モードでクローズされた際に、第２スイッチを介して第５トランジスタのドレインリードに結合される。第２トランジスタのドレインリードは、第３スイッチが第２モードでクローズされた際に、第６トランジスタのドレインリードに第３スイッチを介して結合される。第２モードでは、電流は、第２トランジスタのドレインリードから、第３スイッチを介して、第６トランジスタのドレインリードにループする。
【００１３】
更に別の実施形態では、無線周波数入力信号が、第１トランジスタ及び第２トランジスタのソースリードに受信される。発振信号は、第１トランジスタ及び第２トランジスタのゲートリードで受信される。第１トランジスタも第２トランジスタも、バイアス電流を受信しない。ベースバンド信号は、第１トランジスタのドレインリードから出力される。ベースバンド信号の電流の大きさは、第１トランジスタのドレインリードを第２トランジスタのドレインリードに結合することにより、増加される。第１トランジスタのドレインリードは、第１トランジスタのドレインリードと第２トランジスタのドレインリードの両方に結合されたスイッチをクローズすることにより、第２トランジスタのドレインリードに結合される。ミキサ制御レジスタのビットが書き込まれ、スイッチング信号がアサートされた際に、スイッチはクローズされる。
【００１４】
更に別の実施形態では、回路は２つのトランジスタを含む。２つのトランジスタはいずれもバイアス電流を受信しない。増幅された無線周波数信号は、第１トランジスタの第１リード及び第２トランジスタの第１リードに与えられる。発振信号は、第１トランジスタ及び第２トランジスタのゲートリードに与えられる。回路はまた、第１トランジスタの第２リードを第２トランジスタの第２リードに結合することにより、ベースバンド信号の電流の大きさを制御する手段を含む。ベースバンド信号の電流の大きさは、この手段に含まれるスイッチをクローズすることにより、第１トランジスタの第２リードが前記第２トランジスタの第２リードに結合された際に、増加される。ベースバンド信号の電流の大きさは、この手段に含まれるレジスタのビットに書き込むことに応答して、増加される。
【００１５】
上記はサマリであり、よって必然的に単純化、一般化、及び詳細の省略を含む。従って当業者は、このサマリが例示的なものにすぎず、そして多少なりとも限定することを主旨としていないことを理解するだろう。もっぱら特許請求の範囲で定義されたような、本明細書で述べられたデバイス及び／またはプロセスの他の側面、進歩的な特徴、及び利点は、本明細書で説明される限定するものではない詳細な説明において、明らかになるだろう。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
種々の実施形態の添付図面において、同じ番号は同じ要素を示す。
【図１】図１は、従来のミキサで得られるよりも大きい利得制御範囲と高い信号対ノイズ比を提供するための、増幅された段階的利得ミキサ部を用いる受信機の単純化された概略のブロック図である。
【図２】図２は、６つの利得状態で動作する、図１の増幅された段階的利得ミキサの別の実施形態の単純化された概略のブロック図である。
【図３】図３は、１２個の利得状態で動作する、図１の増幅された段階的利得ミキサの別の実施形態の単純化された概略のブロック図である。
【図４】図４は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部の４／４モードに相当する、差動型の二重平衡ミキサを示す図である。
【図５】図５は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部と同様の回路構成を示す、別のタイプの単純化されたブロック図である。
【図６】図６は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部によって得られる１２個の利得状態を示す表である。
【図７】図７は、図６の１２個の利得状態の各々における、図３の増幅された段階的利得ミキサ部のフロントエンド利得をプロットする図である。
【図８】図８は、図６の１２個の利得状態の各々における、図３の増幅された段階的利得ミキサ部のフロントエンドノイズ量をプロットする図である。
【図９】図９は、図６の１２個の利得状態の各々における、図３の増幅された段階的利得ミキサ部の入力３次インターセプトポイント（入力ＩＰ３）をプロットする図である。
【図１０】図１０は、図３の増幅された段階的利得ミキサ部の、プロセスコーナー（process corner）に対する利得状態１における種々の性能指標を記載する表である。
【図１１】図１１は、新規な一側面に従った方法のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
これより、添付図面に例が図示された種々の実施形態に対して詳細に言及される。
【００１８】
図１は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく無線通信システムのＩＱ復調を実行する受信機１０の、単純化されたブロック図である。一実施形態では、受信機１０の機能は、無線周波数（ＲＦ）送受信機集積回路（ＩＣ）１１及びデジタルベースバンドＩＣ１２によって実行される。ＲＦ送受信機ＩＣ１１は、受信機と共に送信機を含むため、“送受信機”と呼ばれる。ＲＦ送受信機ＩＣ１１の送信機能を実現する回路は、図１には示していない。受信機１０は、一般的なミキサで得られるよりも大きな信号対ノイズ比を提供するために、増幅された段階的利得ミキサ部（amplified stepped gain mixer portion）１５を用いる。このより大きい信号対ノイズ比は、より大きい利得制御範囲を与えることにより部分的に得られる。受信機１０の信号対ノイズ比は、増幅された段階的利得ミキサ部１５の利得が、幅広い電力範囲にわたって増加するとともに、滑らか（smoothly）に遷移する。よって、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、受信機１０に、細かい利得ステップと、大きい利得制御幅（ＧＣＲ：gain control range）をもたらす。
【００１９】
図１に示されない受信機１０の別の実施形態では、受信機１０のアナログ及びデジタルの両方の機能が、システムオンチップ（ＳＯＣ）と呼ばれる単一の集積回路上で実現される。このシステムオンチップは、増幅された段階的利得ミキサ部１５、受信機ベースバンド処理ブロック、及びデジタル制御ブロックを含む。デジタル制御ブロックは、増幅された段階的利得ミキサ部１５の増幅器及びミキサを含む、受信機の動作を制御する。
【００２０】
受信機１０は、アンテナ１６、３つの低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１７〜１９、段階的利得ミキサ（stepped gain mixer）２０〜２１、周波数シンセサイザ２２、バンドパスフィルタ２３〜２４、アナログ／デジタル変換器２５〜２６、及び高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック２７を含む。更に、受信機１０は、ＲＦ送受信機ＩＣ１１とデジタルベースバンドＩＣが通信するシリアル周辺インターフェース（ＳＰＩ：serial peripheral interface）バス２８を含む。ＲＦ送受信機ＩＣ１１は、段階的利得ミキサ２０〜２１を制御するミキサ制御レジスタ２９を含む。ミキサ制御レジスタ２９は、ＳＰＩシリアルバス２８から書き込まれ得る。デジタルベースバンドＩＣ１２は、周波数シンセサイザ２２によって段階的利得ミキサ２０及び２１にそれぞれ与えられる局部発振（ＬＯ）信号３０及び３１を制御することにより、受信機１０を調整する。デジタルベースバンドＩＣ１２は、ミキサ制御レジスタ２９を介して、ＳＰＩシリアルバス２８を通じて、ミキサ制御情報を段階的利得ミキサ２０〜２１に伝達する。
【００２１】
受信機１０が受信している際、ＲＦ信号３２はアンテナ１６で受信され、そして低ノイズ増幅器１７〜１９によって増幅または減衰される。受信機１０は、７００ＭＨｚから５．５ＧＨｚの間のキャリア周波数を有するＲＦ信号を復調するように設計される。キャリア周波数が７００ＭＨｚから５．５ＧＨｚに増加するにつれて、増幅された段階的利得ミキサ部１５の利得は低下する。この周波数変化にわたる利得の損失が補償されない場合、利得は、一定強度のＲＦ信号において実に５０％も減少し得る。利得の損失は主に、段階的利得ミキサ２０〜２１の金属・酸化物・半導体・電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）の寄生容量による。
【００２２】
一例では、ＲＦ信号３２のキャリア周波数は５．１ＧＨｚに中心があり、２０ＭＨｚの帯域幅を有する。よって、キャリア信号の周波数は、５．０９９ＧＨｚから５．１０１ＧＨｚに広がっている。そして、局部発振周波数が、キャリア信号を復調し、そしてＲＦ信号３２をベースバンド信号３３〜３４にダウンコンバートするために使用される。本例では、周波数シンセサイザ２２は、５．１ＧＨｚの局部発振周波数を生成し、段階的利得ミキサ２０〜２１は、１０ＭＨｚのバンド幅を有するベースバンド信号を生成する。受信機１０は、同相（Ｉ位相）のベースバンド信号３３と直交（Ｑ位相）のベースバンド信号３４を生成する、差動型の直交ベースのシステム（differential, quadrature-based system）である。ミキサ２０に与えられるＩ位相ＬＯ信号３０と、ミキサ２１に与えられるＱ位相のＬＯ信号３１は、互いに９０°だけシフトされる。更に、Ｉ位相ＬＯ信号３０及びＱ位相ＬＯ信号３１の各々は、０°（プラス）位相及び１８０°（マイナス）位相に、差動的に生成される。低ノイズ増幅器１７〜１９は、ミキサ２０〜２１と同じように、同相及び直交位相のベースバンド信号３３〜３４が連続して（consistently）処理されるように、（利得状態に依存して）増幅されたまたは減衰された差動ＲＦ信号３２を供給する。２つの段階的利得ミキサ２０〜２１は、プラス位相及びマイナス位相の増幅されたＲＦ信号の形で、低ノイズ増幅器１７〜１９から差動信号を受信する。段階的利得ミキサ２０は、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートし、Ｉ位相のベースバンド信号３３を生成する。これは、その後、バンドパスフィルタ２３によってフィルタリングされる。同様にして、段階的利得ミキサ２１は、増幅されたＲＦ信号をダウンコンバートし、Ｑ位相のベースバンド信号３４を生成する。これはその後、バンドパスフィルタ２４によってフィルタリングされる。同じＲＦ信号によって駆動され、そして９０°位相が異なる局部発振信号によって駆動される２つのミキサのこの構成は、直交復調器と呼ばれる。フィルタリングされたベースバンド信号のＩ及びＱ位相３３〜３４は、その後、デジタルベースバンドＩＣ１２に渡される。アナログ／デジタル変換器２５〜２６は、ベースバンド信号３３〜３４を、デジタルベースバンドＩＣ１２におけるベースバンド処理のための１つまたはそれ以上のデジタルストリームにデジタル化する。ベースバンド処理のステップの１つは、デジタルストリームを、引き続くデジタル信号処理のためのシンボルに変換するＦＦＴブロック２７を含む。
【００２３】
別の例では、受信機１０は、差動システムではなくむしろシングルエンド（single-end）である。シングルエンド受信機システムは、プラス及びマイナス位相の信号を用いない。
【００２４】
受信機によって生成される熱ノイズを低減することにより受信機の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を向上させることは、一定の限度においてのみ効果的である。熱ノイズを低減することによりＳＮＲが向上された場合であっても、受信チェーンが飽和し、そして受信機の応答が非線形になると、ＳＮＲは急速に悪化する。従って、熱ノイズを低減することに加えて、受信機の全体のＳＮＲは、受信機フロントエンド（receiver front end）の非線形性を低減することにより、改善され得る。増幅された段階的利得ミキサ部１５は、複数の利得状態を用いて線形性を向上することにより、受信機１０のＳＮＲを改善する。低ノイズ増幅器１７〜１９の３つの増幅器利得モードの各々につき、４つのミキサ利得モードを設けることにより、１２個の利得状態が得られる。低ノイズ増幅器１７〜１９は、非常に大きい入力信号強度であっても受信チェーンが飽和しないよう、ＲＦ信号を低減する能力を有する。細かい利得ステップにより、各増幅器利得モードの最大ミキサ利得モードにおけるＳＮＲの悪化が防止される。
【００２５】
低ノイズ増幅器１７〜１９は、並列に接続される。唯一つの低ノイズ増幅器のみが、ある時間に動作可能である。各低ノイズ増幅器は、３つの増幅器利得モードの１つに相当する。各低ノイズ増幅器は、この低ノイズ増幅器へのバイアス電流をオンまたはオフすることにより、オンまたはオフされる。このバイアス電流は、ＳＰＩシリアルバス２８を用いてデジタルベースバンドＩＣ１２により書き込まれる、ＲＦ送受信機ＩＣ１１におけるレジスタ（図１では図示せず）によって制御される。一度に１つだけの低ノイズ増幅器を動作させることにより、低ノイズ増幅器間の寄生カップリングが防止される。二段目の応答における非線形性、二段目によって容易に飽和が引き起こされる直列接続低ノイズ増幅器、もまた防止される更に、直列接続された低ノイズ増幅器の初段と二段目の間のインピーダンスを整合させることに関連する困難が避けられる。電流消費もまた、低ノイズ増幅器を直列に接続しないことで低減される。
【００２６】
一実施形態では、低ノイズ増幅器１７〜１９は、それぞれ約−２２ｄＢＳ、−４４ｄＢＳ、及び−５８ｄＢＳのトランスコンダクタンス利得を有する。よって、第１ＬＮＡ１７がオンする時、ＲＦ信号３２の入力電圧と、第１ＬＮＡ１７の出力電流との間の比は、約−２２ｄＢＳである。３つの低ノイズ増幅器１７〜１９は、それらにより約３６ｄＢ（−２２ｄＢＳから−５８ｄＢＳ）の利得制御範囲を提供する。各段階的利得ミキサ２０〜２１の変換損失は、約−７ｄＢである。よって、同相の段階的利得ミキサ２０または直交位相の段階的利得ミキサ２１のいずれかを加えた第１ＬＮＡ１７の対応するトランスコンダクタンス利得は、約−２９ｄＢＳである。３つの低ノイズ増幅器１７〜１９がもたらす増幅された段階的利得ミキサ部１５の利得制御範囲は、従って、約−２９ｄＢＳと−６５ｄＢＳの間であり、トータルの範囲は約３６ｄＢである。
【００２７】
段階的利得ミキサ２０〜２１の各々は、４つの利得モードで動作する。最大の減衰利得モードでは、各段階的利得ミキサは、約−１２ｄＢＳの追加のトランスコンダクタンス利得を提供する。同相の段階的利得ミキサ２０または直交位相の段階的利得ミキサ２１のいずれかを加えたＬＮＡ１９の第３増幅器利得モードに対応するトランスコンダクタンス利得は、約−７７ｄＢＳである。最低の減衰ミキサ利得モードでの第１増幅器利得モード（−２９ｄＢＳ）から、最大の減衰ミキサ利得モードでの第３増幅器利得モード（−７７ｄＢＳ）まで、増幅された段階的利得ミキサ部１５の全体の利得制御範囲は、従って約−４８ｄＢＳである。
【００２８】
これより、増幅された段階的利得ミキサ部１５の動作が、図２に示す単純化された実施形態３５と関連して説明される。単純化された実施形態３５は、３つの増幅器利得モードのそれぞれについて２つのミキサ利得モードを与えることにより得られる６つの利得状態で動作する。単純化された実施形態３５は、直交振幅変調することなく、そして差動信号を生成することなく、基本的なダウンコンバートを実行する。図２は、アンテナ１６、局部発振器３６、及びベースバンドフィルタ３７に結合された増幅された段階的利得ミキサ部の単純化された実施形態３５を示す。単純化された実施形態３５は、段階的利得ミキサ３８に結合された３つの低ノイズ増幅器１７〜１９を含む。段階的利得ミキサ３８は、２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタ３９〜４０、及び２つのスイッチ４１〜４２（これもまた本実施形態ではＭＯＳＦＥＴトランジスタである）を有する。ミキサとして使用されるトランジスタ３９〜４０の各々は、スイッチとして使用されるトランジスタ４１〜４２の約３倍の大きさである。３つの増幅器利得モードの各々において、段階的利得ミキサ３８は、１／２モードまたは２／２モードのいずれかで動作可能である。１／２モードでは、段階的利得ミキサ３８からベースバンドフィルタ３７への出力電流は、ｎチャネル電界効果トランジスタ３９を介してのみ流れる。１／２モードでは、スイッチ４１がオープンされ、スイッチ４２がクローズされているため、出力電流は、ｎチャネル電界効果トランジスタ４０を介しては流れない。２／２モードでは、段階的利得ミキサ３８からの出力電流は、ＦＥＴ３９及びＦＥＴ４０の両方を介して流れる。段階的利得ミキサ３８は、スイッチ信号４３がアサートされた際にスイッチ４１がクローズされスイッチ４２がオープンされるように構成される。一実施形態では、スイッチ信号４３は、デジタル１がミキサ制御レジスタ２９の８番目のビットに書き込まれた際にアサートされる。
【００２９】
スイッチング信号４３をデアサート（deassert）することにより、単純化された実施形態３５のフロントエンド利得は、３つの増幅器利得モードの各々において低減され得る。１／２ミキサ利得モードにおける動作する能力は、単純化された実施形態３５の利得状態の数を倍にする。より多くの利得モードを提供することにより、受信チェーンが飽和する可能性は低減され、そして増幅された段階的利得ミキサ部３５の信号対ノイズ比は、全利得制御範囲にわたってより高いレベルで維持される。単純化された実施形態３５の追加のミキサ利得状態は、バイアス電流の供給されないトランジスタ３９〜４０を有するパッシブミキサ構成を用いることにより得られる。追加のミキサ利得状態は、パッシブミキサ構成により、電流消費を著しく増加させることなく得られる。更に、追加のミキサ利得状態を提供するために用いられるスイッチ４１〜４２は、ベースバンドにおける追加の寄生容量による著しい性能劣化をもたらさない。スイッチ４１〜４２は、段階的利得ミキサ３８の寄生容量の効果を、著しく増加させることはない。なぜならそれらは、段階的利得ミキサ３８のＲＦポート４４または局部発振器ポート４５の反対側のような、ミキサトランジスタ３９〜４０のベースバンドサイドに配置されているからである。ＲＦポート４４及び局部発振器ポート４５のインピーダンスは、ミキサ利得状態がスイッチングされても一定を維持する。ＲＦポート４４または局部発振器ポート４５の高周波数環境に寄生容量を追加することは、ＲＦ信号３２を十分に減衰させ得る低インピーダンスという結果になるだろう。例えば、追加された１ピコファラッドの寄生容量（これはＲＦポート４４の高周波数環境において約２０オームのインピーダンスにすぎない）は、段階的利得ミキサ３８のより低い周波数のベースバンド側において、より高い２キロオームのインピーダンスとなるだろう。この高い２キロオームのインピーダンスは、ベースバンド信号に大きな影響を与えない。
【００３０】
図３は、増幅された段階的利得ミキサ部１５の段階的利得ミキサ２０の別の実施形態を示す。図３の実施形態では、増幅された差動ＲＦ入力信号３２は、周波数シンセサイザ２２によって出力された差動局部発振信号に応答して動作する二重平衡段階的利得ミキサ２０を駆動する。低ノイズ増幅器１７〜１９は、差動ＲＦ入力電流の０°（プラス）位相４６及び１８０°（マイナス）位相４７の両方を出力する。段階的利得ミキサ２０の出力は、局部発振周波数でダウンコンバートされた差動ＲＦ入力信号３２を示す差動Ｉ位相ベースバンド信号３３である。段階的利得ミキサ２０は、周波数シンセサイザ２２によって与えられたＩ位相ＬＯ信号３０を受信する。段階的利得ミキサ２０は、Ｉ位相ベースバンド信号３３の出力電流のプラス位相４８及びマイナス位相４９の両方を出力する。
【００３１】
図３に示すのと同じ構成において、段階的利得ミキサ２１はまた、増幅された差動ＲＦ入力電流のプラス位相４６及びマイナス位相４７を受信する。段階的利得ミキサ２１は、Ｉ位相ＬＯ信号３０から９０°シフトされた差動Ｑ位相ＬＯ信号３１を受信する。段階的利得ミキサ２１は、Ｑ位相ベースバンド信号３４のプラス位相及びマイナス位相の両方を出力する。
【００３２】
図３の実施形態では、段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相は、差動型の二重平衡段階的利得ミキサを形成するシャントスイッチ５０〜５３及び直列スイッチ５４〜６１によって結合される。受信機１０は、低ノイズ増幅器１７〜１９及び段階的利得ミキサ２０〜２１が差動で動作するので、差動受信機として動作する。段階的利得ミキサ２０は、ＲＦサイド及びベースバンドサイドが差動で動作するので、“二重平衡（double-balanced）”されている。段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相の各々は、８個のｎチャネル電界効果トランジスタから成る。段階的利得ミキサ２０のプラス位相サイドはトランジスタ６２〜６９を含み、段階的利得ミキサ２０のマイナス位相サイドはトランジスタ７０〜７７を含む。段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相サイドの各々の８個のＦＥＴの４つのゲート（６６〜６９、７４〜７７）は、ＬＯ信号３０のＩ位相のプラス位相に結合される。段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相サイドの各々の８個のＦＥＴの別の４つのゲート（６２〜６５、７０〜７３）は、ＬＯ信号３０のＩ位相のマイナス位相に結合される。スイッチ５０〜６１は、段階的利得ミキサ２０のプラス位相とマイナス位相サイドの間で対称性（symmetry）が維持されるように構成される。スイッチ５０〜６１へのスイッチング信号をアサートすること及びデアサートすることにより、段階的利得ミキサ２０は、４つの利得モード（４／４、３／４、２／４、及び１／４）で動作するよう制御され得る。１／４モードでは、電流は１６個のトランジスタ６２〜７７のうちの４つを介して流れる。４／４モードでは、１６個のトランジスタ６２〜７７の全てを介して電流が流れる。４つのミキサ利得モードにおいて、全３つのスイッチ群（５０〜５３、５４〜５７、及び５８〜６１）における１、２、３、または４つがクローズされる。従って、１２個のスイッチ５０〜６１を動作させるためには唯４つのスイッチング信号のみが必要とされ、そして４つのミキサ利得モードにおいて段階的利得ミキサ２０を動作させるためには唯４ビットのミキサ制御レジスタ２９が必要とされる。段階的利得ミキサ２１はミキサ２０と同じように動作するので、段階的利得ミキサ２０〜２１の両方を制御するために同じ４ビットが用いられる。
【００３３】
図３の実施形態では、１６個のトランジスタ６２〜７７の全てが同じサイズである。よって、４／４モードにおいて電流が１６個のトランジスタを介して流れるように、１／４モードでは、電流の１／４が４つのトランジスタを介して流れる。従って、４／４モードにおけるベースバンド出力電流が０ｄＢの増幅をもたらす場合、３／４、２／４、及び１／４モードにおける減衰は、それぞれ−２．５ｄＢ、−６ｄＢ、及び−１２ｄＢに相当する。段階的利得ミキサ２０の別の実施形態では、１６個のトランジスタ６２〜７７の各々は同じサイズではない。例えば、４つのトランジスタ群（６２，７０，６９，７７；６３，７１，６８，７６；６４，７２，６７，７５；及び６５，７３，６６，７４）の相対的なトランジスタサイズは、４つのモード（４／４、３／４、２／４、１／４）の増幅がｄＢで線形になるよう、選択され得る。４つのモード（４／４、３／４、２／４、及び１／４）の相対的な増幅は、例えば０ｄＢ、−２ｄＢ、−４ｄＢ、及び−６ｄＢとなり得る。
【００３４】
段階的利得ミキサ２０の４分の４（４／４）モードは、ＲＦ入力電流が全１６個のトランジスタ６２〜７７を介して流れる際の最大の利得モードに相当する。４分の４モードでは、全４つのシャントスイッチ５０〜５３がオープンとされ、そして全８個の直列スイッチ５４〜６１がクローズされる。図４は、差動の二重平衡段階的利得ミキサ２０の４分の４（４／４）モードに等価な差動の二重平衡ミキサ７８を示す。例えば、ミキサ７８のトランジスタ７９を介して流れるＲＦ入力電流のプラス位相４６の大きさは、図３における段階的利得ミキサ２０の４つのトランジスタ６２〜６５を介して流れるＲＦ入力電流のプラス位相４６の大きさと等価である。
【００３５】
図３に戻ると、段階的利得ミキサ２０の４分の１（１／４）モードでは、シャントスイッチ５１〜５３がそうであるように、直列スイッチ５４及び６１はクローズされ、その他のスイッチはオープンされる。３つのトランジスタ６３〜６５から流れるベースバンド電流は、段階的利得ミキサ２０のマイナスサイドを通って折り返し、そしてトランジスタ６６〜６８を介してプラスサイドに戻る。マイナスサイドを通って折り返すシャント電流は、段階的利得ミキサ２０の信号経路を介して流れない。トランジスタ６２及び７７を介して流れるプラス位相のＲＦ信号電流４６は、同相ベースバンド信号３４のプラス位相として、スイッチ５４を介して流れ出す。トランジスタ６９及び７０を介して流れるマイナス位相のＲＦ入力電流４７は、同相のベースバンド信号３４のマイナス位相として、スイッチ６１から流れ出す。４分の１（１／４）モードは、４分の４（４／４）モードに比較して約−１２ｄＢの減衰を有する。
【００３６】
図５は、図３の実施形態の別のタイプの単純化されたブロック図を示す。図３及び図５は共に、段階的利得ミキサ２０の同様の回路構成を示す。図５は、ミキサにつきクロス・サークル（crossed circle）の表記を用いている。図５のクロス・サークル内の参照番号は、図３において符号付けされたトランジスタに対応する。図５のブロック図はまた、段階的利得ミキサ２０におけるトランジスタの物理的な実装を示す。図５は、段階的利得ミキサ２０のトランジスタが、４つの異なるミキサにグループ化されることを示している。
【００３７】
図６は、ミキサ２０またはミキサ２１の４つのミキサ利得モードと、低ノイズ増幅器１７〜１９の３つの増幅器利得モードとを組み合わせることにより得られる１２個の利得状態を示す。利得状態１は最大の利得を有し、利得状態１２は最低の利得（すなわち最大の減衰）を有する。
【００３８】
図７は、図６の１２個の利得状態の各々における増幅された段階的利得ミキサ部１５のフロントエンド利得のグラフである。ｄＢＳによるフロントエンド利得は、使用されるミキサトランジスタの利得に加えて利得状態に対応して用いられる低ノイズ増幅器のトランスコンダクタンス利得の大きさである。トランスコンダクタンス利得は、低ノイズ増幅器１７〜１９の１つへの入力電圧と、段階的利得ミキサ２０〜２１から出力するベースバンド出力電流とを比較する。図７のフロントエンド利得は、５．５ＧＨｚに中心を有するＲＦ信号３２の周波数でシミュレートされた。図７の利得制御範囲にわたる増幅された段階的利得ミキサ部１５の平均ｄｃ電流消費は、１２．７ｍＡであった。図７は、追加の３つのミキサ利得モード（３／４、２／４、及び１／４）を用いることで、利得制御範囲が、利得状態９における−６５ｄＢＳから、利得状態１２における−７７ｄＢＳまで拡大していることを示す。全体の利得制御範囲として、利得状態１における約−２８．６ｄＢＳから、利得状態１２における約−７７ｄＢＳまでの、約５０ｄＢが得られる。
【００３９】
図８は、図６の１２個の利得状態の各々における増幅された段階的利得ミキサ部１５のフロントエンドノイズ量のグラフである。フロントエンドノイズ量は、増幅器及びミキサによってもたらされたノイズを、増幅された段階的利得ミキサ部１５への入力熱ノイズと比較する。最低利得状態１２では、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、３５ｄＢのノイズを、増幅された段階的利得ミキサ部１５で受信された熱ノイズに加える。最大利得状態１では、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、わずか１．６ｄＢのノイズを加えるのみである。図８に示された追加のノイズは、追加の非線形のノイズを含まない。
【００４０】
図９は、図６の１２個の利得状態の各々における増幅された段階的利得ミキサ部１５の入力三次インターセプトポイント（入力ＩＰ３）のグラフである。ＩＩＰ３の数値は、１ミリワット（ｄＢｍ）に対するｄＢでの電力の大きさであり、増幅された段階的利得ミキサ部１５の線形性を示すものである。図９は、増幅された段階的利得ミキサ部１５のＩＩＰ３が、利得状態５において約１４ｄＢｍであることを示している。よって、利得状態５では、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、受信チェーンを飽和させることなく、約０ｄＢｍの電力を有する入力ＲＦ信号を許容できる。増幅された段階的利得ミキサ部１５の線形性は、利得状態１〜４では良くない。しかしながら、高い利得状態における乏しい線形性によっては、性能は害されない。なぜなら、入力ＲＦ信号３２の強度が低く、そして利得が高い場合には、小さいＲＦ信号３２は、受信チェーンを飽和させないだろうからである。より高い利得状態９〜１２では、増幅された段階的利得ミキサ部１５の線形性は良い。例えば、利得状態１０における入力線形性は約２４ｄＢｍであり、増幅された段階的利得ミキサ部１５はより大きい入力信号を許容できる。約１０ｄＢｍの入力電力を有する入力ＲＦ信号３２は、受信チェーンを飽和させることなく、利得状態１０で復調され得る。
【００４１】
図１０は、増幅された段階的利得ミキサ部１５のプロセスコーナー（process corner）に対する利得状態１における種々の性能表示を記載した表である。性能表示は利得状態１につき、５．１ＧＨｚから５．９ＧＨｚに及ぶＲＦ周波数にわたって、±５％で変化する電源電圧にわたって、摂氏−３０から８５℃の温度範囲にわたって、及び種々のシリコンプロセスコーナーにわたってシミュレートされる。図１０の利得の値は、記載された利得状態についての、図７のフロントエンド利得値に対応する。ノイズ量の値は、図８のフロントエンドノイズ量の値に対応する。ＩＩＰ３の値は、図９の入力ＩＰ３の値に対応する。図１０はまた、記載された利得状態についての入力リターン損失（input return loss）を示すＳ１１の値を含む。
【００４２】
図１１は、新規な一側面に従った新規な方法８０のフローチャートである。ステップ８１において、無線周波数入力信号が、第１トランジスタ及び第２トランジスタのソースリード上で受信される。一例では、このトランジスタのソースリードは、図２の第１トランジスタ３９のソースリード及び第２トランジスタ４０のソースリードである。無線周波数入力信号３２はＬＮＡ１７〜１９で増幅され、そしてトランジスタ３９〜４０のソースリード上で受信される。ステップ８２で、発振信号が、第１トランジスタのゲートリード及び第２トランジスタのゲートリード上で受信される。例えば、ＲＦ送受信機ＩＣ１１内の局部発振器３６で生成された発振信号が、トランジスタ３９〜４０のゲートリード上で受信される。ステップ８３で、ベースバンド信号が、第１トランジスタのドレインリードから出力される。例えば、図２においてベースバンド信号電流８４が、第１トランジスタ３９のドレインリードから出力される。ベースバンド信号は、ある大きさを有する電流である。ステップ８５において、ベースバンド信号の電流の大きさが、第１トランジスタのドレインリードを第２トランジスタのドレインリードに結合することにより増加される。例えば、第１トランジスタ３９のドレインリードは、スイッチ４１をクローズすることにより、トランジスタ４０のドレインリードに結合される。図２に示すように、スイッチ４１は、第１トランジスタ３９のドレインリードと第２トランジスタ４０のドレインリードとの両方に結合されている。スイッチング信号４３がアサートされた際に、スイッチ４１はクローズされ、スイッチ４２はオープンとされる。
【００４３】
一つまたはそれ以上の典型的な実施形態では、述べられた機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらを組み合わせたもので実装され得る。例えば、ミキサ及び増幅器の制御は、デジタルベースバンドＩＣ１２で実行されるソフトウェアによって行われ得る。もしソフトウェアによって実装されるのであれば、機能は、コンピュータ読み取り可能な媒体上の一つまたはそれ以上の命令またはコードとして保持され、または伝達され得る。コンピュータ読み取り可能な媒体は、コンピュータプログラムをある場所から別の場所への持ち運びを助ける媒体を含むコミュニケーションメディアやコンピュータ記録メディアの両方を含む。記録媒体は、コンピュータによってアクセスされることが可能な市販のいずれの媒体であって良い。一例であってこれに限定するものでは無いものとして、このようなコンピュータ読み取り可能な媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭまたはその他の光ディスク媒体、磁気ディスク媒体またはその他の磁気記録媒体、またはコンピュータによりアクセス可能とされ且つ命令またはデータ構造の形で所望のプログラムコードを持ち運びまたは保持するために使用可能な他のあらゆる媒体を含むことが出来る。また、あらゆる接続が、適切にコンピュータ読み取り可能な媒体と呼ばれる。例えば、もしソフトウェアが同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、または赤外、無線、またマイクロ波のような無線技術を用いて、ウェブサイト、サーバ、またはその他の遠隔ソースから送信される場合には、これらの同軸ケーブル、光ファイバケーブル、ツイストペア、ＤＳＬ、または赤外、無線、またマイクロ波のような無線技術が、媒体の定義に含まれる。本明細書で使用されるディスク（disk and disc）は、コンパクトディスク（ＣＤ）、レーザーディスク（登録商標）、光学ディスク、デジタルバーサタイルディスク（ＤＶＤ）、フロッピー（登録商標）ディスク、及びブルーレイディスクを含み、ディスク（disk）は、一般的に、磁気的にデータを再生する一方で、ディスク（disc）はレーザによって光学的にデータを再生する。上記のものを組み合わせたものもまた、コンピュータ読み取り可能な媒体に含まれるべきである。
【００４４】
説明の目的で、ある特定の実施形態に関連して段階的利得ミキサが述べられてきたが、段階的利得ミキサはこれに限定されない。例えば、増幅された段階的利得ミキサ部１５は、携帯型無線機器の受信機１０の一部として述べられる。しかしながら増幅された段階的利得ミキサ部１５は、ＯＦＤＭ通信システムの基地局における受信機内でも使用され得る。更に、増幅された段階的ミキサ部１５は、ＯＦＤＭ通信システムの基地局または無線機器のような送信機において使用されても良い。例えば、段階的利得ミキサ２０は、無線機器または基地局から送信されたＲＦ信号上にベースバンドデータを変調するために使用され得る。開示された実施形態の先の記述は、当業者に対して段階的利得ミキサの製造または使用を容易にするために与えられる。これらの実施形態の種々の変形が、当業者には容易に明白であろう。そして本明細書で定義された包括的な原理は、開示された主題の範囲及び精神から逸脱することなく、その他の実施形態に適用され得る。よって、開示された段階的利得ミキサは、本明細書に示された実施形態に限定されることを意図したものではないが、本明細書で開示された新規な特徴と原理に一致する最も広い範囲に許容される。
【００４５】
特許請求の範囲は以下の通りである。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
（ａ）出力リードを有する増幅器と、
（ｂ）ソースリード、ドレインリード、及びゲートリードを有する第１トランジスタと、
（ｃ）ソースリード、ドレインリード、及びゲートリードを有する第２トランジスタと、
（ｄ）スイッチと
を備え、前記増幅器の前記出力リードは、前記第１トランジスタの前記ソースリード及び前記第２トランジスタの前記ソースリードに結合され、
前記第１トランジスタのドレインリードは、前記スイッチがクローズされている際、前記スイッチを介して前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第１トランジスタの前記ゲートリード及び前記第２トランジスタの前記ゲートリードには発振信号が与えられる、デバイス。
【請求項２】
前記増幅器は入力リードを有し、前記増幅器の前記入力リードはアンテナに結合される、請求項１のデバイス。
【請求項３】
（ｅ）入力リードを有するフィルタ、
を更に備え、前記フィルタの前記入力リードは前記第１トランジスタの前記ドレインリードに結合される、請求項１のデバイス。
【請求項４】
（ｅ）第２スイッチ、
を更に備え、前記第２スイッチがクローズされている際、前記第２トランジスタの前記ドレインリードは、前記第２スイッチを介してグランドに結合される、請求項１のデバイス。
【請求項５】
（ｅ）ミキサ制御レジスタ、
を更に備え、スイッチング信号がアサートされた際に前記スイッチはクローズされ、
前記ミキサ制御レジスタのビットが書き込まれた際に、前記スイッチング信号はアサートされる、請求項１のデバイス。
【請求項６】
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは共に、バイアス電流を受信しない、請求項１のデバイス。
【請求項７】
前記デバイスは、ＯＦＤＭ受信機の一部である、請求項１のデバイス。
【請求項８】
第１モード及び第２モードで動作するデバイスであって、
ソースリード及びドレインリードを有する第１トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第２トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第３トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第４トランジスタと、
前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合された第１スイッチと、
ソースリード及びドレインリードを有する第５トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第６トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第７トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第８トランジスタと、
前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合された第２スイッチと、
前記第１モードでオープンとなる第３スイッチと
を備え、差動無線周波数入力信号のプラス位相が、前記第１、第２、第３、及び第４トランジスタの前記ソースリードの各々に与えられ、
前記第１モードにおいて前記第１スイッチがクローズされた際に、前記第１トランジスタの前記ドレインリードが、前記第１スイッチを介して前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記差動無線周波数入力信号のマイナス位相が、前記第５、第６、第７、及び第８トランジスタの前記ソースリードの各々に与えられ、
前記第１モードにおいて前記第２スイッチがクローズされた際に、前記第５トランジスタの前記ドレインリードが、前記第２スイッチを介して前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第２モードにおいて前記第３スイッチがクローズされた際に、前記第２トランジスタの前記ドレインリードが、前記第３スイッチを介して前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記第２モードにおいてオープンとされる、デバイス。
【請求項９】
前記第３トランジスタの前記ドレインリードは、前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第４トランジスタの前記ドレインリードは、前記第５トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第７トランジスタの前記ドレインリードは、前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第８トランジスタの前記ドレインリードは、前記第１トランジスタの前記ドレインリードに結合される、請求項９のデバイス。
【請求項１０】
前記第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、及び第８トランジスタの各々はゲートリードを有し、
発振信号のマイナス位相が、前記第１、第２、第５、及び第６トランジスタの前記ゲートリードに与えられ、
前記発振信号のプラス位相が、前記第３、第４、第７、及び第８トランジスタの前記ゲートリードに与えられる、請求項８のデバイス。
【請求項１１】
差動ベースバンド出力電流のプラス位相が、前記第１トランジスタの前記ドレインリードに与えられ、
前記差動ベースバンド出力電流のマイナス位相が、前記第５トランジスタの前記ドレインリードに与えられる、請求項８のデバイス。
【請求項１２】
前記差動ベースバンド出力電流はある大きさを有し、
前記第１モードにおける前記差動ベースバンド出力電流の前記大きさは、前記第２モードにおける前記差動ベースバンド出力電流の前記大きさよりも大きい、請求項１１のデバイス。
【請求項１３】
前記第２モードにおいて、電流は、前記第２トランジスタの前記ドレインリードから、前記第３スイッチを介して、前記第６トランジスタの前記ドレインリードにループする、請求項８のデバイス。
【請求項１４】
出力リードを有する低ノイズ増幅器を更に備え、
前記低ノイズ増幅器の前記出力リードは、前記第１トランジスタの前記ソースリードに結合される、請求項８のデバイス。
【請求項１５】
前記第１スイッチはトランジスタであり、前記第１トランジスタは、前記第１スイッチの前記トランジスタの２倍より大きい、請求項８のデバイス。
【請求項１６】
前記第１トランジスタはバイアス電流を受信しない、請求項８のデバイス。
【請求項１７】
（ａ）無線周波数入力信号を、第１トランジスタのソースリード上及び第２トランジスタのソースリード上に受信することと、
（ｂ）前記第１トランジスタのドレインリードから、ある大きさを有する電流を有するベースバンド信号を出力することと、
（ｃ）前記第１トランジスタの前記ドレインリードを前記第２トランジスタのドレインリードに結合することにより、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさを増加させることと
を備え、前記第１トランジスタの前記ドレインリードは、前記第１トランジスタの前記ドレインリード及び前記第２トランジスタの前記ドレインリードの両方に結合されたスイッチをクローズすることにより、前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合される、方法。
【請求項１８】
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは共に、バイアス電流を受信しない、請求項１７の方法。
【請求項１９】
前記スイッチはトランジスタであり、
スイッチング信号がアサートされた際に前記スイッチはクローズされる、請求項１７の方法。
【請求項２０】
ミキサ制御レジスタのビットが書き込まれた際に、前記スイッチング信号はアサートされる、請求項１９の方法。
【請求項２１】
（ｄ）前記第１トランジスタのゲートリード及び前記第２トランジスタのゲートリード上に発振信号を受信すること、を更に備える請求項１７の方法。
【請求項２２】
（ａ）第１リード、第２リード、及びゲートリードを有する第１トランジスタと、
（ｂ）第１リード、第２リード、及びゲートリードを有する第２トランジスタと
を備え、増幅された無線周波数信号が、前記第１トランジスタの前記第１リード上及び前記第２トランジスタの前記第１リード上に与えられ、
電流を有するベースバンド信号が、前記第１トランジスタの前記第２リード上に与えられ、
前記ベースバンド信号の前記電流はある大きさを有し、
（ｃ）前記第１トランジスタの前記第２リードを前記第２トランジスタの前記第２リードに結合することにより、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさを制御する手段、
を更に備え、発振信号が、前記第１トランジスタの前記ゲートリード上及び前記第２トランジスタの前記ゲートリード上に与えられる、回路。
【請求項２３】
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは共に、バイアス電流を受信しない、請求項２２の回路。
【請求項２４】
前記手段はスイッチを備え、
前記スイッチをクローズすることにより、前記第１トランジスタの前記第２リードが前記第２トランジスタの前記第２リードに結合された際に、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさが増加される、請求項２２の回路。
【請求項２５】
前記手段はレジスタを備え、
前記レジスタのビットが書き込まれたことに応答して、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさが増加される、請求項２２の回路。
【請求項１】
（ａ）出力リードを有する増幅器と、
（ｂ）ソースリード、ドレインリード、及びゲートリードを有する第１トランジスタと、
（ｃ）ソースリード、ドレインリード、及びゲートリードを有する第２トランジスタと、
（ｄ）スイッチと
を備え、前記増幅器の前記出力リードは、前記第１トランジスタの前記ソースリード及び前記第２トランジスタの前記ソースリードに結合され、
前記第１トランジスタのドレインリードは、前記スイッチがクローズされている際、前記スイッチを介して前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第１トランジスタの前記ゲートリード及び前記第２トランジスタの前記ゲートリードには発振信号が与えられる、デバイス。
【請求項２】
前記増幅器は入力リードを有し、前記増幅器の前記入力リードはアンテナに結合される、請求項１のデバイス。
【請求項３】
（ｅ）入力リードを有するフィルタ、
を更に備え、前記フィルタの前記入力リードは前記第１トランジスタの前記ドレインリードに結合される、請求項１のデバイス。
【請求項４】
（ｅ）第２スイッチ、
を更に備え、前記第２スイッチがクローズされている際、前記第２トランジスタの前記ドレインリードは、前記第２スイッチを介してグランドに結合される、請求項１のデバイス。
【請求項５】
（ｅ）ミキサ制御レジスタ、
を更に備え、スイッチング信号がアサートされた際に前記スイッチはクローズされ、
前記ミキサ制御レジスタのビットが書き込まれた際に、前記スイッチング信号はアサートされる、請求項１のデバイス。
【請求項６】
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは共に、バイアス電流を受信しない、請求項１のデバイス。
【請求項７】
前記デバイスは、ＯＦＤＭ受信機の一部である、請求項１のデバイス。
【請求項８】
第１モード及び第２モードで動作するデバイスであって、
ソースリード及びドレインリードを有する第１トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第２トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第３トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第４トランジスタと、
前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合された第１スイッチと、
ソースリード及びドレインリードを有する第５トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第６トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第７トランジスタと、
ソースリード及びドレインリードを有する第８トランジスタと、
前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合された第２スイッチと、
前記第１モードでオープンとなる第３スイッチと
を備え、差動無線周波数入力信号のプラス位相が、前記第１、第２、第３、及び第４トランジスタの前記ソースリードの各々に与えられ、
前記第１モードにおいて前記第１スイッチがクローズされた際に、前記第１トランジスタの前記ドレインリードが、前記第１スイッチを介して前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記差動無線周波数入力信号のマイナス位相が、前記第５、第６、第７、及び第８トランジスタの前記ソースリードの各々に与えられ、
前記第１モードにおいて前記第２スイッチがクローズされた際に、前記第５トランジスタの前記ドレインリードが、前記第２スイッチを介して前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第２モードにおいて前記第３スイッチがクローズされた際に、前記第２トランジスタの前記ドレインリードが、前記第３スイッチを介して前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、前記第２モードにおいてオープンとされる、デバイス。
【請求項９】
前記第３トランジスタの前記ドレインリードは、前記第６トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第４トランジスタの前記ドレインリードは、前記第５トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第７トランジスタの前記ドレインリードは、前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合され、
前記第８トランジスタの前記ドレインリードは、前記第１トランジスタの前記ドレインリードに結合される、請求項９のデバイス。
【請求項１０】
前記第１、第２、第３、第４、第５、第６、第７、及び第８トランジスタの各々はゲートリードを有し、
発振信号のマイナス位相が、前記第１、第２、第５、及び第６トランジスタの前記ゲートリードに与えられ、
前記発振信号のプラス位相が、前記第３、第４、第７、及び第８トランジスタの前記ゲートリードに与えられる、請求項８のデバイス。
【請求項１１】
差動ベースバンド出力電流のプラス位相が、前記第１トランジスタの前記ドレインリードに与えられ、
前記差動ベースバンド出力電流のマイナス位相が、前記第５トランジスタの前記ドレインリードに与えられる、請求項８のデバイス。
【請求項１２】
前記差動ベースバンド出力電流はある大きさを有し、
前記第１モードにおける前記差動ベースバンド出力電流の前記大きさは、前記第２モードにおける前記差動ベースバンド出力電流の前記大きさよりも大きい、請求項１１のデバイス。
【請求項１３】
前記第２モードにおいて、電流は、前記第２トランジスタの前記ドレインリードから、前記第３スイッチを介して、前記第６トランジスタの前記ドレインリードにループする、請求項８のデバイス。
【請求項１４】
出力リードを有する低ノイズ増幅器を更に備え、
前記低ノイズ増幅器の前記出力リードは、前記第１トランジスタの前記ソースリードに結合される、請求項８のデバイス。
【請求項１５】
前記第１スイッチはトランジスタであり、前記第１トランジスタは、前記第１スイッチの前記トランジスタの２倍より大きい、請求項８のデバイス。
【請求項１６】
前記第１トランジスタはバイアス電流を受信しない、請求項８のデバイス。
【請求項１７】
（ａ）無線周波数入力信号を、第１トランジスタのソースリード上及び第２トランジスタのソースリード上に受信することと、
（ｂ）前記第１トランジスタのドレインリードから、ある大きさを有する電流を有するベースバンド信号を出力することと、
（ｃ）前記第１トランジスタの前記ドレインリードを前記第２トランジスタのドレインリードに結合することにより、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさを増加させることと
を備え、前記第１トランジスタの前記ドレインリードは、前記第１トランジスタの前記ドレインリード及び前記第２トランジスタの前記ドレインリードの両方に結合されたスイッチをクローズすることにより、前記第２トランジスタの前記ドレインリードに結合される、方法。
【請求項１８】
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは共に、バイアス電流を受信しない、請求項１７の方法。
【請求項１９】
前記スイッチはトランジスタであり、
スイッチング信号がアサートされた際に前記スイッチはクローズされる、請求項１７の方法。
【請求項２０】
ミキサ制御レジスタのビットが書き込まれた際に、前記スイッチング信号はアサートされる、請求項１９の方法。
【請求項２１】
（ｄ）前記第１トランジスタのゲートリード及び前記第２トランジスタのゲートリード上に発振信号を受信すること、を更に備える請求項１７の方法。
【請求項２２】
（ａ）第１リード、第２リード、及びゲートリードを有する第１トランジスタと、
（ｂ）第１リード、第２リード、及びゲートリードを有する第２トランジスタと
を備え、増幅された無線周波数信号が、前記第１トランジスタの前記第１リード上及び前記第２トランジスタの前記第１リード上に与えられ、
電流を有するベースバンド信号が、前記第１トランジスタの前記第２リード上に与えられ、
前記ベースバンド信号の前記電流はある大きさを有し、
（ｃ）前記第１トランジスタの前記第２リードを前記第２トランジスタの前記第２リードに結合することにより、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさを制御する手段、
を更に備え、発振信号が、前記第１トランジスタの前記ゲートリード上及び前記第２トランジスタの前記ゲートリード上に与えられる、回路。
【請求項２３】
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは共に、バイアス電流を受信しない、請求項２２の回路。
【請求項２４】
前記手段はスイッチを備え、
前記スイッチをクローズすることにより、前記第１トランジスタの前記第２リードが前記第２トランジスタの前記第２リードに結合された際に、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさが増加される、請求項２２の回路。
【請求項２５】
前記手段はレジスタを備え、
前記レジスタのビットが書き込まれたことに応答して、前記ベースバンド信号の前記電流の前記大きさが増加される、請求項２２の回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公表番号】特表２０１１−５１７５２７（Ｐ２０１１−５１７５２７Ａ）
【公表日】平成２３年６月９日（２０１１．６．９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５０１００２（Ｐ２０１１−５０１００２）
【出願日】平成２１年３月２０日（２００９．３．２０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００９／０３７８８５
【国際公開番号】ＷＯ２００９／１１７７０８
【国際公開日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【出願人】（５９５０２０６４３）クゥアルコム・インコーポレイテッド (7,166)
【氏名又は名称原語表記】ＱＵＡＬＣＯＭＭ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２３年６月９日（２０１１．６．９）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月２０日（２００９．３．２０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００９／０３７８８５
【国際公開番号】ＷＯ２００９／１１７７０８
【国際公開日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【出願人】（５９５０２０６４３）クゥアルコム・インコーポレイテッド (7,166)
【氏名又は名称原語表記】ＱＵＡＬＣＯＭＭ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
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