発振装置
【課題】発振信号の発振周波数の可変範囲が狭く、また、回路抵抗が小さかった。
【解決手段】第１のＮＰＮ型トランジスタと、コレクタと第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとの接続により第１のＮＰＮ型トランジスタにカスコード接続された第２のＮＰＮ型トランジスタと、第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第１のキャパシタと、第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び接地電位間に接続された第１の抵抗器と、第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及びコレクタ間に接続された第２のキャパシタと、第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第３のキャパシタと、第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及び接地電位間に接続された水晶振動子とを含む。
【解決手段】第１のＮＰＮ型トランジスタと、コレクタと第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとの接続により第１のＮＰＮ型トランジスタにカスコード接続された第２のＮＰＮ型トランジスタと、第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第１のキャパシタと、第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び接地電位間に接続された第１の抵抗器と、第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及びコレクタ間に接続された第２のキャパシタと、第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第３のキャパシタと、第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及び接地電位間に接続された水晶振動子とを含む。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、相互にカスコード接続された２つのＮＰＮ型トランジスタにより、発振信号を生成する発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１２に示されるように、従来の発振装置ＯＳＣ１００は、下記の特許文献１及び特許文献２に記載されたように、発振装置の大型化を回避すべく、周波数可変範囲を拡大するための伸長コイル（大型部品）を極力使用しない構成としている。より具体的には、従来の発振装置ＯＳＣ１００は、バッファ部Ｕ１００と、発振部Ｕ１０１とを含み、バッファ部Ｕ１００は、カスケード接続された第１のトランジスタ（ＮＰＮ型）ＴＲ１と第２のトランジスタ（ＮＰＮ型）ＴＲ２のうち、一方の第１のトランジスタＴＲ１を有する構成であり、他方で、発振部Ｕ１０１は、他方の第２のトランジスタＴＲ２を有し、伸長コイルを有しない構成となっている。当該発振装置ＯＳＣ１００では、発振部Ｕ１０１は、水晶振動子Ｘにより規定される発振周波数ｆを有する発振信号ＯＳを励起し、バッファ部Ｕ１００は、当該励起された発振信号ＯＳをバッファリング（緩衝増幅）する。
【０００３】
発振装置ＯＳＣ１００は、詳細には、図１３に図示した等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）により表わされる。等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）は、定電流源ＣＣと、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、インピーダンスＺＢを含む。
【０００４】
定電流源ＣＣは、電流ｇｍ×ｚ１×ｉ１を供給する。ここで、ｇｍは、第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２の相互コンダクタンスであり、ｉ１は、第１のインピーダンスＺ１及びインピーダンスＺＢに流れる電流である。
【０００５】
第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された、キャパシタＣ１と、第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２のベース及びエミッタ間の容量Ｃπ及び抵抗Ｒπとからなる。
【０００６】
第２のインピーダンスＺ２は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ２とキャパシタＣ３とからなる。
【０００７】
インピーダンスＺＢは、水晶振動子Ｘ（インピーダンスｚｘｔを備える。）と、抵抗ＲＢとからなる。
【０００８】
等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）にキルヒホッフの法則を適用すると、電流の関係から（１）式が与えられ、また、電圧の関係から（２）式が与えられる。
【０００９】
【数１】
【００１０】
【数２】
（１）式を（２）式に代入することにより、（３）式を得られる。
【００１１】
【数３】
但し、ＺＢ、Ｚ１、Ｚ２、ｒ１、ｃ１、ｒ２、ｃ２は、（４）式及び（５）式により与えられる。
【００１２】
【数４】
【００１３】
【数５】
（４）式及び（５）式を（３）式に代入することにより、（６）式が得られる。
【００１４】
【数６】
ここで、Ｒｂｎｃｉは、等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）の回路抵抗（等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）を構成する素子のうち水晶振動子Ｘ以外の素子により規定される抵抗）であり、Ｃｂｎｃｉは、回路リアクタンス（等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）を構成する素子のうち水晶振動子Ｘ以外の素子により規定されるリアクタンス）である。
【００１５】
（６）式中のＲｂｎｃｉ、Ｃｂｎｃｉは、（７）式により与えられる。
【００１６】
【数７】
（７）式中のＲｎｃｉ、Ｃｎｃｉは、（８）式により与えられる。
【００１７】
【数８】
図１４は、従来の発振装置の等価回路のシミュレーションの結果を示したものである。なお、等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）の（７）式についてのシミュレーションの条件としては、ｇｍ＝３０Ａ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６Ω、Ｃ１＝Ｃ２＝４３ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩとしている。
【００１８】
【特許文献１】特開平１０−１３１５４号公報
【特許文献２】特開２０００−２１６６３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかしながら、図１４に示されるように、従来の発振装置ＯＳＣ１００では周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、回路リアクタンスＣｂｎｃｉが、容量性（３ｐＦ）リアクタンスであることから、発振信号ＯＳの発振周波数ｆの可変範囲が狭いという問題があった。このため、可変範囲を広げるためには、水晶振動子Ｘに伸長コイル（大型部品）を直列に挿入するといった様々な回路的工夫を施す必要があり、発振回路が複雑化及び大型化するといった問題を抱えていた。
【００２０】
また、周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、回路抵抗Ｒｂｎｃｉは、３．５ｋΩ（絶対値）であり、発振することはできるものの、この値以上に大きくすることができないという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記した課題を解決すべく、本発明に係る発振装置は、
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタであって、当該第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタと前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとの接続により当該第１のＮＰＮ型トランジスタにカスコード接続された前記第２のＮＰＮ型トランジスタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第１のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び接地電位間に接続された第１の抵抗器と、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及びコレクタ間に接続された第２のキャパシタと、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第３のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及び接地電位間に接続された水晶振動子とを含む。
【００２２】
上記した本発明に係る発振装置によれば、前記第１、第２のＮＰＮ型トランジスタと、前記第１、第２、第３のキャパシタと、前記第１の抵抗器と、前記水晶振動子とが、上記した接続関係にあることにより、回路リアクタンスを誘導性にすることができることから、発振周波数の可変範囲を従来の発振装置に比して広げることが可能となる。
【００２３】
また、上記した本発明に係る発振装置によれば、上記した接続関係により、回路抵抗の値（絶対値）を従来に比して大きくすることが可能となる。
【００２４】
上記した本発明に係る発振装置は、
インダクタを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに直列接続されている。
【００２５】
上記した本発明に係る発振装置によれば、上記したインダクタが上記した位置に設けられることから、前記発振周波数の可変範囲を所望の範囲に限定することが可能となる。
【００２６】
上記した本発明に係る発振装置は、
インダクタと、第４のキャパシタとを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに並列接続されており、
前記第４のキャパシタは、前記インダクタ及び前記第２のキャパシタに直列接続されている。
【００２７】
上記した本発明に係る発振装置によれば、上記したインダクタ及び第２のキャパシタが上記した位置に設けられることから、前記発振周波数の可変範囲を所望の範囲に一層限定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明に係る発振装置の実施例について図面を参照して説明する。
【００２９】
図１は、実施例の発振装置の構成を交流的に示すブロック図である。実施例の発振装置ＯＳＣ１は、図１に示されるように、第１のトランジスタＴＲ１（第１のＮＰＮ型トランジスタ）と、第２のトランジスタＴＲ２（第２のＮＰＮ型トランジスタ）と、第１〜第５のインピーダンスＺ１〜Ｚ５と、負荷インピーダンスＺｏｕｔとを含む。
【００３０】
第１のトランジスタＴＲ１は、バッファリングを行うべく、そのベースが接地電位ＧＮＤに接続されており、他方で、第２のトランジスタＴＲ２は、発振信号ＯＳ（図４に図示。）を励起（増幅）すべく、そのエミッタＥが接地電位ＧＮＤに接続されている。更に、第１のトランジスタＴＲ１のエミッタＥと第２のトランジスタＴＲ２のコレクタＣが接続されており、即ち、第１のトランジスタＴＲ１と第２のトランジスタＴＲ２とは、カスコード接続されている。
【００３１】
第１のインピーダンスＺ１は、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ及びエミッタＥ間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第２のトランジスタＴＲ２のエミッタＥ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第２のトランジスタＴＲ２のコレクタＣ及びエミッタＥ間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第１のトランジスタＴＲ１のベースＢ及びエミッタＥ間に接続されており、第５のインピーダンスＺ５は、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、負荷インピーダンスＺｏｕｔは、第１のトランジスタＴＲ１のコレクタＣ及び電源電位Ｖｃｃ間に接続されている。
【００３２】
図２は、本発明に係る発振装置の実施例の等価回路を示したものである。図２に示すように、発振装置ＯＳＣ１の等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）は、電流ｇｍ×ｚ４×ｉ４を供給する定電流源ＣＣ１と、電流ｇｍ×ｚ１×ｉ１を供給する定電流源ＣＣ２と、第１〜第５のインピーダンスＺ１〜Ｚ５により表わされる。ここで、ｇｍは、第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２の相互コンダクタンスである。
【００３３】
上記した等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）にキルヒホッフの法則を適用すると、電流の関係より、（９）式、（１０）式が与えられ、また、電圧の関係より、（１１）式、（１２）式が与えられる。
【００３４】
【数９】
【００３５】
【数１０】
【００３６】
【数１１】
【００３７】
【数１２】
（９）式〜（１２）式より、（１３）式が得られる。
【００３８】
【数１３】
（１３）式より、（１４）式が得られる。
【００３９】
【数１４】
（１４）式を整理し、水晶振動子Ｘ（図３参照）のインピーダンスを含む第５のインピーダンスＺ５と、等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）の回路側（水晶振動子Ｘ以外の抵抗器、キャパシタ等の回路素子）のインピーダンスとを分離すると、（１５）式が与えられる。
【００４０】
【数１５】
図３は、本発明に係る発振装置の実施例の詳細な等価回路を示したものである。図３に示すように、発振装置ＯＳＣ１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）において、第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された、キャパシタＣ１（第１のキャパシタ）と、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ及びエミッタＥ間の容量Ｃπ及び抵抗Ｒπとにより構成されており、第２のインピーダンスＺ２は、抵抗器Ｒ２（第１の抵抗器）により構成されており、第３のインピーダンスＺ３は、キャパシタＣ３（第２のキャパシタ）により構成されており、第４のインピーダンスＺ４は、相互に並列接続された、キャパシタＣ４（第３のキャパシタ）と、第１のトランジスタＴＲ１のベースＢ及びエミッタＥ間の容量Ｃπ及び抵抗Ｒπにより構成されており、第５のインピーダンスＺ５は、相互に並列接続された、水晶振動子Ｘ（インピーダンスＺｘｔを含む。）とバイアス抵抗器ＲＢとにより構成されている。
【００４１】
詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）の回路側のインピーダンスは、（１６）式により与えられる。
【００４２】
【数１６】
（１５）式の回路側の抵抗、即ち、回路抵抗Ｒｃｉ、及び回路側のリアクタンス、即ち、回路リアクタンスＣｃｉを用いると、発振条件を示す（１７）式が与えられる。
【００４３】
【数１７】
ここで、（１７）式中のｒａ、ｘａは、（１８）式により与えられる。
【００４４】
【数１８】
更に、インピーダンスＺ５について、水晶振動子Ｘ（インピーダンスＺｘｔ）と、バイアス抵抗器ＲＢとを分離すると、回路抵抗Ｒｂｃｉ、回路リアクタンス（容量性リアクタンスＣｂｃｉ、誘導性リアクタンスＬｂｃｉ）は、（１９）式により与えられる。
【００４５】
【数１９】
図４は、本発明に係る発振装置の実施例の具体的回路を示したものである。発振装置ＯＳＣ１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）は、図４に示されるように、第１、第２のトランジスタ（ＮＰＮ型）ＴＲ１、ＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１を構成するキャパシタＣ１（第１のキャパシタ）と、第２のインピーダンスＺ２を構成する抵抗器Ｒ２（第１の抵抗器）と、第３のインピーダンスＺ３を構成するキャパシタＣ３（第２のキャパシタ）と、第４のインピーダンスＺ４を構成するキャパシタＣ４（第３のキャパシタ）と、第５のインピーダンスＺ５を構成する、相互に直列接続された水晶振動子Ｘ及び内部容量Ｃｘと、負荷インピーダンスＺｏｕｔを構成する抵抗器Ｒ１とを有する。
【００４６】
具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）は、さらに、第１のトランジスタＴＲ１及び接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ２（ベース接地用）を有し、第１のトランジスタＴＲ１のコレクタＣ及び出力端ＯＵＴ間にカップリングコンデンサＣ５を有し、電源電位Ｖｃｃ及び接地電位ＧＮＤ間にバイパスコンデンサＣ６を有し、電源電位Ｖｃｃ、第１のトランジスタＴＲ１のベースＢ、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ、及び接地電位ＧＮＤ間に、ベース電圧を規定するための、直列接続されたバイアス抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３を有する。
【００４７】
図５は、本発明に係る発振装置の実施例の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示したものである。なお、上記した（１９）式に関する当該シミュレーションの条件としては、ｇｍ＝３８ｍＡ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６Ω、Ｃ１＝４３ｐＦ、Ｃ２＝２５ｐＦ、Ｃ３＝４３ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩとしている。
【００４８】
図５に示されるように、発振周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、誘導性リアクタンスＬｂｃｉ＝１７μＨであり、また、回路抵抗Ｒｂｃｉ＝９ｋΩ（絶対値）である。したがって、回路リアクタンスが容量性リアクタンスであった従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、本発明は回路リアクタンスを誘導性リアクタンスにすることができることから、従来の発振装置ＯＳＣ１００に比して、伸長コイルを使わずに、発振信号ＯＳの発振周波数ｆの可変範囲を広くすることができる。また、回路抵抗が３．５ｋΩであった従来の発振装置ＯＳＣ１００に比して、回路抵抗Ｒｂｃｉの値を大きくすることができる。
【００４９】
《変形例１》
図６は、本発明に係る発振装置の変形例１の詳細な等価回路を示したものである。この変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は、図３に図示された実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と概ね同様な構成を有し、図３との相違点は、第３のインピーダンスＺ３が、キャパシタＣ３に代えて、直列接続されたキャパシタＣ３及びインダクタＬ３から構成されているところである。
【００５０】
変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）における第３のインピーダンスＺ３の等価キャパシタＣ３ｓは、（２０）式により与えられる。
【００５１】
【数２０】
図７は、本発明に係る発振装置の変形例１の具体的回路を示したものである。この変形例１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）は、図４に示した実施例１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）と概ね同様な構成を有し、図４との相違点は、第３のインピーダンスＺ３として、キャパシタＣ３に代えて、直列接続されたキャパシタＣ３及びインダクタＬ３から構成されているところである。
【００５２】
図８は、変形例１の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示したものである。当該シミュレーションは、（２０）式に示されるＣ３ｓを（１６）式に示されるＣ３に代入して得られた（１９）式をシミュレーションしたものであり、ｇｍ＝３８ｍＡ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６Ω、Ｃ１＝４３ｐＦ、Ｃ２＝２５ｐＦ、Ｃ３＝２２ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩ、Ｌ３＝３．３μＨを条件としている。
【００５３】
図８に示されるように、回路抵抗Ｒｂｃｉが負である範囲は、周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜２０ＭＨｚのときであり、また、誘導性リアクタンスが正、すなわち、回路リアクタンスが誘導性リアクタンスである範囲は、周波数ｆ＝１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚのときである。よって、回路抵抗Ｒｂｃｉが負で、かつ誘導性リアクタンスが正となるのは周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの周波数範囲であるから、変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で発振することができる。
【００５４】
これに対し、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）については、図５に示されるように、回路抵抗Ｒｂｃｉが負である範囲は、周波数ｆ＝６．５ＭＨｚ〜５０ＭＨｚであり、また、誘導性リアクタンスＬｂｃｉが正である範囲は、周波数ｆ＝８ＭＨｚ〜５０ＭＨｚである。よって、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は、両範囲の重複範囲である周波数ｆ＝８ＭＨｚ〜５０ＭＨｚで発振することができる。
【００５５】
従って、変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と比して発振周波数ｆの可変範囲を狭帯域化することができ、換言すれば、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と同様に、発振周波数ｆの可変範囲を従来よりも広げつつ、その可変範囲を所望の範囲内に制限することができる。
【００５６】
また、周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、回路抵抗Ｒｂｃｉ＝１１ｋΩ（絶対値）であることから、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）に比して、回路抵抗Ｒｂｃｉをより大きくすることができる。
【００５７】
《変形例２》
図９は、本発明に係る発振装置の変形例２の詳細な等価回路を示したものである。変形例２の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ２＿ｄｔ）は、図３に図示された実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と概ね同様な構成を有し、図３との相違点は、第３のインピーダンスＺ３が、キャパシタＣ３に代えて、並列接続されたキャパシタＣ３（第２のキャパシタ）及びリアクタンスＬ３（インダクタ）と、これらに直列接続されたキャパシタＣ８（第４のキャパシタ）とから構成されているところである。
【００５８】
変形例２の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ２＿ｄｔ）における第３のインピーダンスＺ３の等価キャパシタＣ３ｐは、（２１）式により与えられる。
【００５９】
【数２１】
図１０は、本発明に係る発振装置の変形例２の具体的回路を示したものである。この変形例２の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）は、図４に示した実施例の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）と概ね同様な構成を有し、図４との相違点は、第３のインピーダンスＺ３として、キャパシタＣ３に代えて、並列接続されたキャパシタＣ３及びインダクタＬ３と、これらに直列接続されたキャパシタＣ８とを有するところである。
【００６０】
図１１は、変形例２の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す。当該シミュレーションは、（２１）式に示されるＣ３ｐを（１６）式に示されるＣ３に代入して得られた（１９）式をシミュレーションしたものであり、ｇｍ＝３８ｍＡ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６ｋΩ、Ｃ１＝４３ｐＦ、Ｃ３＝２２ｐＦ、Ｃ８＝１８ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩ、Ｌ３＝３．３μＨを条件としている。
【００６１】
図１１に示されるように、回路抵抗Ｒｂｃｉが負である範囲は、周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜１５ＭＨｚであり、また、誘導性リアクタンスが正である範囲は、実質的に、周波数ｆ＝１ＭＨｚ〜１５ＭＨｚであることから、変形例２の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ２＿ｄｔ）は、両範囲の重複範囲である周波数ｆ＝１０ＭＨｚ〜１５ＭＨｚという、実施例２に比して一層狭い所望の範囲で発振することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】実施例の発振装置の構成を交流的に示すブロック図。
【図２】実施例の発振装置の等価回路を示す図。
【図３】実施例の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図４】実施例の発振装置の具体的回路を示す図。
【図５】実施例の発振装置の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【図６】変形例１の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図７】変形例１の発振装置の具体的回路を示す図。
【図８】変形例１の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【図９】変形例２の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図１０】変形例２の発振装置の具体的回路を示す図。
【図１１】変形例２の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【図１２】従来の発振装置の構成を示す図。
【図１３】従来の発振装置の等価回路を示す図。
【図１４】従来の発振装置の等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【符号の説明】
【００６３】
ＯＳＣ１（ｅｍｂ）……発振装置の具体的回路、ＴＲ１、ＴＲ２…第１、第２のＮＰＮ型トランジスタ、Ｃ１…第１のキャパシタ、Ｃ３…第２のキャパシタ、Ｃ４…第３のキャパシタ、Ｒ２…第１の抵抗器、Ｘ…水晶振動子。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、相互にカスコード接続された２つのＮＰＮ型トランジスタにより、発振信号を生成する発振装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１２に示されるように、従来の発振装置ＯＳＣ１００は、下記の特許文献１及び特許文献２に記載されたように、発振装置の大型化を回避すべく、周波数可変範囲を拡大するための伸長コイル（大型部品）を極力使用しない構成としている。より具体的には、従来の発振装置ＯＳＣ１００は、バッファ部Ｕ１００と、発振部Ｕ１０１とを含み、バッファ部Ｕ１００は、カスケード接続された第１のトランジスタ（ＮＰＮ型）ＴＲ１と第２のトランジスタ（ＮＰＮ型）ＴＲ２のうち、一方の第１のトランジスタＴＲ１を有する構成であり、他方で、発振部Ｕ１０１は、他方の第２のトランジスタＴＲ２を有し、伸長コイルを有しない構成となっている。当該発振装置ＯＳＣ１００では、発振部Ｕ１０１は、水晶振動子Ｘにより規定される発振周波数ｆを有する発振信号ＯＳを励起し、バッファ部Ｕ１００は、当該励起された発振信号ＯＳをバッファリング（緩衝増幅）する。
【０００３】
発振装置ＯＳＣ１００は、詳細には、図１３に図示した等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）により表わされる。等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）は、定電流源ＣＣと、第１のインピーダンスＺ１と、第２のインピーダンスＺ２と、インピーダンスＺＢを含む。
【０００４】
定電流源ＣＣは、電流ｇｍ×ｚ１×ｉ１を供給する。ここで、ｇｍは、第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２の相互コンダクタンスであり、ｉ１は、第１のインピーダンスＺ１及びインピーダンスＺＢに流れる電流である。
【０００５】
第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された、キャパシタＣ１と、第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２のベース及びエミッタ間の容量Ｃπ及び抵抗Ｒπとからなる。
【０００６】
第２のインピーダンスＺ２は、相互に並列接続された、抵抗器Ｒ２とキャパシタＣ３とからなる。
【０００７】
インピーダンスＺＢは、水晶振動子Ｘ（インピーダンスｚｘｔを備える。）と、抵抗ＲＢとからなる。
【０００８】
等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）にキルヒホッフの法則を適用すると、電流の関係から（１）式が与えられ、また、電圧の関係から（２）式が与えられる。
【０００９】
【数１】
【００１０】
【数２】
（１）式を（２）式に代入することにより、（３）式を得られる。
【００１１】
【数３】
但し、ＺＢ、Ｚ１、Ｚ２、ｒ１、ｃ１、ｒ２、ｃ２は、（４）式及び（５）式により与えられる。
【００１２】
【数４】
【００１３】
【数５】
（４）式及び（５）式を（３）式に代入することにより、（６）式が得られる。
【００１４】
【数６】
ここで、Ｒｂｎｃｉは、等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）の回路抵抗（等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）を構成する素子のうち水晶振動子Ｘ以外の素子により規定される抵抗）であり、Ｃｂｎｃｉは、回路リアクタンス（等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）を構成する素子のうち水晶振動子Ｘ以外の素子により規定されるリアクタンス）である。
【００１５】
（６）式中のＲｂｎｃｉ、Ｃｂｎｃｉは、（７）式により与えられる。
【００１６】
【数７】
（７）式中のＲｎｃｉ、Ｃｎｃｉは、（８）式により与えられる。
【００１７】
【数８】
図１４は、従来の発振装置の等価回路のシミュレーションの結果を示したものである。なお、等価回路ＯＳＣ１００（ｅｑ）の（７）式についてのシミュレーションの条件としては、ｇｍ＝３０Ａ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６Ω、Ｃ１＝Ｃ２＝４３ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩとしている。
【００１８】
【特許文献１】特開平１０−１３１５４号公報
【特許文献２】特開２０００−２１６６３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかしながら、図１４に示されるように、従来の発振装置ＯＳＣ１００では周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、回路リアクタンスＣｂｎｃｉが、容量性（３ｐＦ）リアクタンスであることから、発振信号ＯＳの発振周波数ｆの可変範囲が狭いという問題があった。このため、可変範囲を広げるためには、水晶振動子Ｘに伸長コイル（大型部品）を直列に挿入するといった様々な回路的工夫を施す必要があり、発振回路が複雑化及び大型化するといった問題を抱えていた。
【００２０】
また、周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、回路抵抗Ｒｂｎｃｉは、３．５ｋΩ（絶対値）であり、発振することはできるものの、この値以上に大きくすることができないという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記した課題を解決すべく、本発明に係る発振装置は、
第１のＮＰＮ型トランジスタと、
第２のＮＰＮ型トランジスタであって、当該第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタと前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタとの接続により当該第１のＮＰＮ型トランジスタにカスコード接続された前記第２のＮＰＮ型トランジスタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第１のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び接地電位間に接続された第１の抵抗器と、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及びコレクタ間に接続された第２のキャパシタと、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第３のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及び接地電位間に接続された水晶振動子とを含む。
【００２２】
上記した本発明に係る発振装置によれば、前記第１、第２のＮＰＮ型トランジスタと、前記第１、第２、第３のキャパシタと、前記第１の抵抗器と、前記水晶振動子とが、上記した接続関係にあることにより、回路リアクタンスを誘導性にすることができることから、発振周波数の可変範囲を従来の発振装置に比して広げることが可能となる。
【００２３】
また、上記した本発明に係る発振装置によれば、上記した接続関係により、回路抵抗の値（絶対値）を従来に比して大きくすることが可能となる。
【００２４】
上記した本発明に係る発振装置は、
インダクタを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに直列接続されている。
【００２５】
上記した本発明に係る発振装置によれば、上記したインダクタが上記した位置に設けられることから、前記発振周波数の可変範囲を所望の範囲に限定することが可能となる。
【００２６】
上記した本発明に係る発振装置は、
インダクタと、第４のキャパシタとを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに並列接続されており、
前記第４のキャパシタは、前記インダクタ及び前記第２のキャパシタに直列接続されている。
【００２７】
上記した本発明に係る発振装置によれば、上記したインダクタ及び第２のキャパシタが上記した位置に設けられることから、前記発振周波数の可変範囲を所望の範囲に一層限定することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
本発明に係る発振装置の実施例について図面を参照して説明する。
【００２９】
図１は、実施例の発振装置の構成を交流的に示すブロック図である。実施例の発振装置ＯＳＣ１は、図１に示されるように、第１のトランジスタＴＲ１（第１のＮＰＮ型トランジスタ）と、第２のトランジスタＴＲ２（第２のＮＰＮ型トランジスタ）と、第１〜第５のインピーダンスＺ１〜Ｚ５と、負荷インピーダンスＺｏｕｔとを含む。
【００３０】
第１のトランジスタＴＲ１は、バッファリングを行うべく、そのベースが接地電位ＧＮＤに接続されており、他方で、第２のトランジスタＴＲ２は、発振信号ＯＳ（図４に図示。）を励起（増幅）すべく、そのエミッタＥが接地電位ＧＮＤに接続されている。更に、第１のトランジスタＴＲ１のエミッタＥと第２のトランジスタＴＲ２のコレクタＣが接続されており、即ち、第１のトランジスタＴＲ１と第２のトランジスタＴＲ２とは、カスコード接続されている。
【００３１】
第１のインピーダンスＺ１は、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ及びエミッタＥ間に接続されており、第２のインピーダンスＺ２は、第２のトランジスタＴＲ２のエミッタＥ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、第３のインピーダンスＺ３は、第２のトランジスタＴＲ２のコレクタＣ及びエミッタＥ間に接続されており、第４のインピーダンスＺ４は、第１のトランジスタＴＲ１のベースＢ及びエミッタＥ間に接続されており、第５のインピーダンスＺ５は、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ及び接地電位ＧＮＤ間に接続されており、負荷インピーダンスＺｏｕｔは、第１のトランジスタＴＲ１のコレクタＣ及び電源電位Ｖｃｃ間に接続されている。
【００３２】
図２は、本発明に係る発振装置の実施例の等価回路を示したものである。図２に示すように、発振装置ＯＳＣ１の等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）は、電流ｇｍ×ｚ４×ｉ４を供給する定電流源ＣＣ１と、電流ｇｍ×ｚ１×ｉ１を供給する定電流源ＣＣ２と、第１〜第５のインピーダンスＺ１〜Ｚ５により表わされる。ここで、ｇｍは、第１、第２のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２の相互コンダクタンスである。
【００３３】
上記した等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）にキルヒホッフの法則を適用すると、電流の関係より、（９）式、（１０）式が与えられ、また、電圧の関係より、（１１）式、（１２）式が与えられる。
【００３４】
【数９】
【００３５】
【数１０】
【００３６】
【数１１】
【００３７】
【数１２】
（９）式〜（１２）式より、（１３）式が得られる。
【００３８】
【数１３】
（１３）式より、（１４）式が得られる。
【００３９】
【数１４】
（１４）式を整理し、水晶振動子Ｘ（図３参照）のインピーダンスを含む第５のインピーダンスＺ５と、等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ）の回路側（水晶振動子Ｘ以外の抵抗器、キャパシタ等の回路素子）のインピーダンスとを分離すると、（１５）式が与えられる。
【００４０】
【数１５】
図３は、本発明に係る発振装置の実施例の詳細な等価回路を示したものである。図３に示すように、発振装置ＯＳＣ１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）において、第１のインピーダンスＺ１は、相互に並列接続された、キャパシタＣ１（第１のキャパシタ）と、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ及びエミッタＥ間の容量Ｃπ及び抵抗Ｒπとにより構成されており、第２のインピーダンスＺ２は、抵抗器Ｒ２（第１の抵抗器）により構成されており、第３のインピーダンスＺ３は、キャパシタＣ３（第２のキャパシタ）により構成されており、第４のインピーダンスＺ４は、相互に並列接続された、キャパシタＣ４（第３のキャパシタ）と、第１のトランジスタＴＲ１のベースＢ及びエミッタＥ間の容量Ｃπ及び抵抗Ｒπにより構成されており、第５のインピーダンスＺ５は、相互に並列接続された、水晶振動子Ｘ（インピーダンスＺｘｔを含む。）とバイアス抵抗器ＲＢとにより構成されている。
【００４１】
詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）の回路側のインピーダンスは、（１６）式により与えられる。
【００４２】
【数１６】
（１５）式の回路側の抵抗、即ち、回路抵抗Ｒｃｉ、及び回路側のリアクタンス、即ち、回路リアクタンスＣｃｉを用いると、発振条件を示す（１７）式が与えられる。
【００４３】
【数１７】
ここで、（１７）式中のｒａ、ｘａは、（１８）式により与えられる。
【００４４】
【数１８】
更に、インピーダンスＺ５について、水晶振動子Ｘ（インピーダンスＺｘｔ）と、バイアス抵抗器ＲＢとを分離すると、回路抵抗Ｒｂｃｉ、回路リアクタンス（容量性リアクタンスＣｂｃｉ、誘導性リアクタンスＬｂｃｉ）は、（１９）式により与えられる。
【００４５】
【数１９】
図４は、本発明に係る発振装置の実施例の具体的回路を示したものである。発振装置ＯＳＣ１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）は、図４に示されるように、第１、第２のトランジスタ（ＮＰＮ型）ＴＲ１、ＴＲ２と、第１のインピーダンスＺ１を構成するキャパシタＣ１（第１のキャパシタ）と、第２のインピーダンスＺ２を構成する抵抗器Ｒ２（第１の抵抗器）と、第３のインピーダンスＺ３を構成するキャパシタＣ３（第２のキャパシタ）と、第４のインピーダンスＺ４を構成するキャパシタＣ４（第３のキャパシタ）と、第５のインピーダンスＺ５を構成する、相互に直列接続された水晶振動子Ｘ及び内部容量Ｃｘと、負荷インピーダンスＺｏｕｔを構成する抵抗器Ｒ１とを有する。
【００４６】
具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）は、さらに、第１のトランジスタＴＲ１及び接地電位ＧＮＤ間にキャパシタＣ２（ベース接地用）を有し、第１のトランジスタＴＲ１のコレクタＣ及び出力端ＯＵＴ間にカップリングコンデンサＣ５を有し、電源電位Ｖｃｃ及び接地電位ＧＮＤ間にバイパスコンデンサＣ６を有し、電源電位Ｖｃｃ、第１のトランジスタＴＲ１のベースＢ、第２のトランジスタＴＲ２のベースＢ、及び接地電位ＧＮＤ間に、ベース電圧を規定するための、直列接続されたバイアス抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３を有する。
【００４７】
図５は、本発明に係る発振装置の実施例の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示したものである。なお、上記した（１９）式に関する当該シミュレーションの条件としては、ｇｍ＝３８ｍＡ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６Ω、Ｃ１＝４３ｐＦ、Ｃ２＝２５ｐＦ、Ｃ３＝４３ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩとしている。
【００４８】
図５に示されるように、発振周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、誘導性リアクタンスＬｂｃｉ＝１７μＨであり、また、回路抵抗Ｒｂｃｉ＝９ｋΩ（絶対値）である。したがって、回路リアクタンスが容量性リアクタンスであった従来の発振装置ＯＳＣ１００と異なり、本発明は回路リアクタンスを誘導性リアクタンスにすることができることから、従来の発振装置ＯＳＣ１００に比して、伸長コイルを使わずに、発振信号ＯＳの発振周波数ｆの可変範囲を広くすることができる。また、回路抵抗が３．５ｋΩであった従来の発振装置ＯＳＣ１００に比して、回路抵抗Ｒｂｃｉの値を大きくすることができる。
【００４９】
《変形例１》
図６は、本発明に係る発振装置の変形例１の詳細な等価回路を示したものである。この変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は、図３に図示された実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と概ね同様な構成を有し、図３との相違点は、第３のインピーダンスＺ３が、キャパシタＣ３に代えて、直列接続されたキャパシタＣ３及びインダクタＬ３から構成されているところである。
【００５０】
変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）における第３のインピーダンスＺ３の等価キャパシタＣ３ｓは、（２０）式により与えられる。
【００５１】
【数２０】
図７は、本発明に係る発振装置の変形例１の具体的回路を示したものである。この変形例１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ１）は、図４に示した実施例１の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）と概ね同様な構成を有し、図４との相違点は、第３のインピーダンスＺ３として、キャパシタＣ３に代えて、直列接続されたキャパシタＣ３及びインダクタＬ３から構成されているところである。
【００５２】
図８は、変形例１の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示したものである。当該シミュレーションは、（２０）式に示されるＣ３ｓを（１６）式に示されるＣ３に代入して得られた（１９）式をシミュレーションしたものであり、ｇｍ＝３８ｍＡ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６Ω、Ｃ１＝４３ｐＦ、Ｃ２＝２５ｐＦ、Ｃ３＝２２ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩ、Ｌ３＝３．３μＨを条件としている。
【００５３】
図８に示されるように、回路抵抗Ｒｂｃｉが負である範囲は、周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜２０ＭＨｚのときであり、また、誘導性リアクタンスが正、すなわち、回路リアクタンスが誘導性リアクタンスである範囲は、周波数ｆ＝１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚのときである。よって、回路抵抗Ｒｂｃｉが負で、かつ誘導性リアクタンスが正となるのは周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの周波数範囲であるから、変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で発振することができる。
【００５４】
これに対し、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）については、図５に示されるように、回路抵抗Ｒｂｃｉが負である範囲は、周波数ｆ＝６．５ＭＨｚ〜５０ＭＨｚであり、また、誘導性リアクタンスＬｂｃｉが正である範囲は、周波数ｆ＝８ＭＨｚ〜５０ＭＨｚである。よって、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は、両範囲の重複範囲である周波数ｆ＝８ＭＨｚ〜５０ＭＨｚで発振することができる。
【００５５】
従って、変形例１の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ１＿ｄｔ）は、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と比して発振周波数ｆの可変範囲を狭帯域化することができ、換言すれば、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と同様に、発振周波数ｆの可変範囲を従来よりも広げつつ、その可変範囲を所望の範囲内に制限することができる。
【００５６】
また、周波数ｆ＝１０ＭＨｚのとき、回路抵抗Ｒｂｃｉ＝１１ｋΩ（絶対値）であることから、実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）に比して、回路抵抗Ｒｂｃｉをより大きくすることができる。
【００５７】
《変形例２》
図９は、本発明に係る発振装置の変形例２の詳細な等価回路を示したものである。変形例２の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ２＿ｄｔ）は、図３に図示された実施例の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ＿ｄｔ）と概ね同様な構成を有し、図３との相違点は、第３のインピーダンスＺ３が、キャパシタＣ３に代えて、並列接続されたキャパシタＣ３（第２のキャパシタ）及びリアクタンスＬ３（インダクタ）と、これらに直列接続されたキャパシタＣ８（第４のキャパシタ）とから構成されているところである。
【００５８】
変形例２の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ２＿ｄｔ）における第３のインピーダンスＺ３の等価キャパシタＣ３ｐは、（２１）式により与えられる。
【００５９】
【数２１】
図１０は、本発明に係る発振装置の変形例２の具体的回路を示したものである。この変形例２の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ２）は、図４に示した実施例の具体的回路ＯＳＣ１（ｅｍｂ）と概ね同様な構成を有し、図４との相違点は、第３のインピーダンスＺ３として、キャパシタＣ３に代えて、並列接続されたキャパシタＣ３及びインダクタＬ３と、これらに直列接続されたキャパシタＣ８とを有するところである。
【００６０】
図１１は、変形例２の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す。当該シミュレーションは、（２１）式に示されるＣ３ｐを（１６）式に示されるＣ３に代入して得られた（１９）式をシミュレーションしたものであり、ｇｍ＝３８ｍＡ／Ｖ、Ｃπ＝１ｐＦ、Ｒπ＝２．６ｋΩ、Ｃ１＝４３ｐＦ、Ｃ３＝２２ｐＦ、Ｃ８＝１８ｐＦ、Ｒ２＝１ｋΩ、ＲＢ＝１０ｋΩ、Ｌ３＝３．３μＨを条件としている。
【００６１】
図１１に示されるように、回路抵抗Ｒｂｃｉが負である範囲は、周波数ｆ＝９ＭＨｚ〜１５ＭＨｚであり、また、誘導性リアクタンスが正である範囲は、実質的に、周波数ｆ＝１ＭＨｚ〜１５ＭＨｚであることから、変形例２の詳細な等価回路ＯＳＣ１（ｅｑ２＿ｄｔ）は、両範囲の重複範囲である周波数ｆ＝１０ＭＨｚ〜１５ＭＨｚという、実施例２に比して一層狭い所望の範囲で発振することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】実施例の発振装置の構成を交流的に示すブロック図。
【図２】実施例の発振装置の等価回路を示す図。
【図３】実施例の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図４】実施例の発振装置の具体的回路を示す図。
【図５】実施例の発振装置の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【図６】変形例１の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図７】変形例１の発振装置の具体的回路を示す図。
【図８】変形例１の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【図９】変形例２の発振装置の詳細な等価回路を示す図。
【図１０】変形例２の発振装置の具体的回路を示す図。
【図１１】変形例２の詳細な等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【図１２】従来の発振装置の構成を示す図。
【図１３】従来の発振装置の等価回路を示す図。
【図１４】従来の発振装置の等価回路のシミュレーションの結果を示す図。
【符号の説明】
【００６３】
ＯＳＣ１（ｅｍｂ）……発振装置の具体的回路、ＴＲ１、ＴＲ２…第１、第２のＮＰＮ型トランジスタ、Ｃ１…第１のキャパシタ、Ｃ３…第２のキャパシタ、Ｃ４…第３のキャパシタ、Ｒ２…第１の抵抗器、Ｘ…水晶振動子。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１、第２のＮＰＮ型トランジスタを有し、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタとが接続されたカスコード接続トランジスタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第１のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び接地電位間に接続された第１の抵抗器と、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及びコレクタ間に接続された第２のキャパシタと、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第３のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及び接地電位間に接続された水晶振動子とを含むことを特徴とする発振装置。
【請求項２】
インダクタを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに直列接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【請求項３】
インダクタと、第４のキャパシタとを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに並列接続されており、
前記第４のキャパシタは、前記インダクタ及び前記第２のキャパシタに直列接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【請求項１】
第１、第２のＮＰＮ型トランジスタを有し、前記第１のＮＰＮ型トランジスタのエミッタと前記第２のＮＰＮ型トランジスタのコレクタとが接続されたカスコード接続トランジスタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第１のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び接地電位間に接続された第１の抵抗器と、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及びコレクタ間に接続された第２のキャパシタと、
前記第１のＮＰＮ型トランジスタのベース及びエミッタ間に接続された第３のキャパシタと、
前記第２のＮＰＮ型トランジスタのベース及び接地電位間に接続された水晶振動子とを含むことを特徴とする発振装置。
【請求項２】
インダクタを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに直列接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【請求項３】
インダクタと、第４のキャパシタとを更に含み、
前記インダクタは、前記第２のキャパシタに並列接続されており、
前記第４のキャパシタは、前記インダクタ及び前記第２のキャパシタに直列接続されていることを特徴とする請求項１記載の発振装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２００８−７２４５３（Ｐ２００８−７２４５３Ａ）
【公開日】平成２０年３月２７日（２００８．３．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−２４９３９８（Ｐ２００６−２４９３９８）
【出願日】平成１８年９月１４日（２００６．９．１４）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年３月２７日（２００８．３．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年９月１４日（２００６．９．１４）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
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