直交周波数分割多重変調伝送装置

【課題】伝送環境の変化に強く、しかも回路規模増大の虞れがない同期変調によるＯＦＤＭ方式の伝送装置を提供すること。
【解決手段】ＯＦＤＭ方式の複数本のキャリアを同期検波を用いる変調方式の伝送装置において、複数本のキャリア□からなる帯域の両端の一定本数のキャリアＤについては、その変調方式を差動検波変調方式にしたり、中央部のキャリアの変調方式の多値数より低い多値数にしたり、或いは誤り訂正能力の高い訂正符号にしたりしたもの。
【効果】回路規模の増加を伴うことなく、復調された符号の符号誤り率を低減することができる。

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多重変調方式の伝送装置に係り、特に６４ＱＡＭ方式など同期変調による直交周波数分割多重変調方式の伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線装置の分野では、マルチパスフェージングに強い変調方式としてＯＦＤＭ方式が脚光を集めており、次世代のテレビ放送、ＦＰＵ、無線ＬＡＮなどの分野で多くの応用研究が、欧州や日本を初めとして各国で進められている。
【０００３】ここで、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式とは、互いに直交する複数本のキャリア(搬送波)を用いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調方式の略称である。
【０００４】この内、ＵＨＦ帯の地上ディジタル放送の開発動向と方式については、“映像情報メディア学会誌”(1998 Vol.52,No.11)に詳しく開示されている。そこで、従来技術の一例として、日本におけるＵＨＦ帯の地上ディジタル放送方式を取り上げて説明する。但し、この方式は極めて複雑な構成であるため、ここでは、本発明の理解に必要な範囲で簡略化して説明する。
【０００５】まず、この放送システムにおけるキャリア構造について説明すると、このシステムでは、図４に示すように、１３セグメントの区間に分割した約１４００本のキャリアが用いられ、これにより、３チャンネル(３階層)の情報符号まで同時に伝送できるようになっている。
【０００６】このとき、各階層で使用するセグメント数と変調方式は幾つかのモードを自由に選択できるが、この選択可能なモードの内、全セグメントが、６４ＱＡＭなどの同じ同期変調方式で変調されるモードの場合は、そのままＦＰＵなどの他の伝送装置にも適用可能である。
【０００７】そこで、このような同期変調によるＯＦＤＭ方式の従来技術として、全セグメントを同じ６４ＱＡＭ方式で変調して、１階層の情報符号を伝送する場合を例にして、図５により更に詳しく説明すると、この図は、同期変調方式により変調するセグメントのキャリア構造を更に詳しく表わした図で、ここでは、帯域の左端部分(低周波数側)だけが示されている。
【０００８】ここで、１階層の情報符号の伝送に全セグメントを使用するモードの場合は、同様の構造が全帯域に渡って繰り返されると考えて良い。この図５において、横方向は周波数、縦方向は時間の経過を表し、横と縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれが１本のキャリアを表わしている。従って、横方向に並んだ四角印「□」の１列がＯＦＤＭ信号を構成する１つのシンボルを表わす。
【０００９】更に、ここで、キャリア「□」の中で、ＳＰと記入されているのは、復調の際の基準信号の再生に使用されるパイロット信号の位置を表わし、何も記入されていないものは、６４ＱＡＭで変調された信号の位置を表わしている。ここで、このパイロット信号は、図示のように、周波数方向と時間方向にばらまかれた配置になっているため、ＳＰ(Scattered Pilot)と呼ばれているものである。
【００１０】なお、この図５は、パイロット信号ＳＰの配置を模式的に示しただけである点に留意すべきであり、且つ、ここでは、本来は記載してなければならない制御信号伝送用のＴＭＣＣ(Transmission and Multiplexing Configuration Control)キャリアは省略してある。
【００１１】また、地上ディジタル放送方式では、時間方向にＳＰがあるキャリアの横方向の間隔は３本間隔であるに対して、この図５では５本間隔に変更してあるが、これは、後述する本発明の説明に際して、本発明が表現し易いように変更したものであり、本質的な内容には変わりがなく、従来技術の１バリエーションであると考えられるものである。
【００１２】そして、６４ＱＡＭ方式の信号点は、図６の直交座標面に破線の丸印「○」で示してある６４個の信号点で構成され、各信号点は、それぞれ６ｂｉｔからなる互いに異なる符号列に対応させられている。ここで、６４ＱＡＭ方式による変調処理は、入力された符号列を６ｂｉｔ単位に分割し、上記６４個の信号点の中から分割した各６ｂｉｔの符号に対応する信号点、例えば、実線の丸印「○」の信号点を選択し、選択された信号点に対応する変調信号を出力することである。
【００１３】一方、受信された変調信号は伝送過程で雑音その他の影響を受け、歪みが生じており、このため、受信信号の信号点は、例えば図６の実線の丸印「○」から、バツ印「×」の位置に移動してしまう。ここで、６４ＱＡＭ方式での復調処理は、破線の丸印「○」で示してある６４ＱＡＭの信号点の中から、バツ印「×」で示す受信信号の信号点に最も近い信号点を選択し、選択した信号点に対応する６ｂｉｔの符号を出力することであり、従って、このためには、受信信号に対する破線の丸印「○」の正しい信号点位置を知る必要がある。
【００１４】ところで、この正しい信号点位置の再生には、例えば図６の信号空間上の座標点ａの正確な位置を表わす基準信号ベクトルの向きと大きさが判ればよいが、受信信号の基準信号ベクトルの向きと大きさは、伝送系で発生するマルチパスなどの影響を受け、図７に示すように、位相が回転し、振幅も変化してしまう。
【００１５】ここで、この基準信号ベクトルの位相と大きさは、各時間毎に、或いは各キャリア毎に変化するが、その変化の仕方は、通常、滑らかな曲線を描き、時間方向とキャリア方向に強い相関を持ち、このため、図５R>５における任意のシンボルの任意のキャリアの変調信号Ａに対する基準信号ベクトルは、まばらに伝送された複数のＳＰ信号を内挿することにより求めることができる。
【００１６】そして、図５では、この内挿演算が効率的に得られるようにＳＰを配置した例が示されている。ところで、この図５に示したキャリア構造の信号から基準信号ベクトルを再生する方法については、地上ディジタル放送方式では特に規定されていないが、例えば図８に示す回路を用いればよい。
【００１７】この図８の回路は、ＯＦＤＭ方式の伝送システムにおける受信側で基準信号ベクトルの再生に使用されている回路の一例で、この回路では、まず、受信信号はＦＦＴ(高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform)５から出力され、時間方向内挿回路６と遅延回路７に共通に入力される。
【００１８】そして、まず、時間方向内挿回路６では、受信信号からＳＰ信号を取り出し、図９に斜線を付して示してあるように、時間方向にＳＰを含むキャリア毎に、所定のタップ数のＬＰＦで処理し、時間方向に内挿された基準信号ベクトル信号として出力する。なお、この図９は、図５と同じく同期変調方式で変調するセグメントのキャリア構造を更に詳しく表わした図であり、ここで、ＳＰが配置されているキャリアを、以下、ＳＰキャリアと記す。
【００１９】次に、図１０は、図５に一点鎖線３で示してあるキャリアについて、上記した時間方向の内挿について模式的に示した図で、この図１０において、横軸は時間軸で、シンボル毎に目盛りが付してあり、○印が付されている縦線は、受信されたＳＰの信号ベクトルを表わしている。
【００２０】そして、或るＳＰ、例えばＳＰ１が受信された後、次のＳＰ、すなわち、この場合はＳＰ２が受信されるまでの間のシンボルの基準信号ベクトル信号については、各基準信号ベクトル信号毎に当該信号に対して時間的に前後する位置にある複数のＳＰのベクトル信号を用い、一定のタップ数のＬＦＰにより内挿して求めるのである。
【００２１】従って、この時間方向の内挿演算により、図９に斜線を付して示してあるように、５本間隔のキャリアの基準信号ベクトルが算出されることになる。このときのＬＰＦによる演算では、タップ数と同じシンボル数の信号が必要になり、内挿された信号はタップ数の約半分のシンボル数遅れて出力される。そこで、遅延回路７を設け、この内挿信号のタイミングに、受信信号のタイミングが合うようにしてある。
【００２２】一方、ＳＰが配置されていないキャリアにある変調信号Ａの基準信号ベクトルは、ＳＰキャリアの基準信号ベクトルをキャリア方向に内挿して求める。このため、時間方向内挿回路６の出力信号は更にキャリア方向内挿回路８に入力され、ここでキャリア方向の内挿演算により基準信号ベクトル信号が再生される。
【００２３】図１１は、図９に一点鎖線４で示してあるシンボルを取り上げ、ここでのキャリア方向の内挿方法を模式的に示した図で、この図１１において、横軸は周波数で、キャリア位置毎に目盛りが付してあり、縦方向の太い矢印は、上記の時間軸方向に内挿して求めたキャリア、すなわち図９に斜線を付して示してあるキャリアの基準信号ベクトルＷ(１)、Ｗ(５＋１)、Ｗ(２×５＋１)、……を表わしている。ここで括弧内の数字はキャリア番号である。
【００２４】この図１１において、太い矢印が無いキャリア位置Ａの基準信号ベクトルは、次のようにして算出する。すなわち、図１１において、太い矢印が無いキャリアのベクトルの大きさを０とし、これにより得られる信号Ｗ(１)、０、……、０、Ｗ(５＋１)、０、……、０、Ｗ(２×５＋１)、……を、例えばタップ数が２３の通常のディジタルＬＰＦで処理することによって、破線で示されているように、滑らかな内挿信号を算出するのである。
【００２５】従って、キャリア方向内挿回路８で再生された基準信号ベクトル信号を、遅延回路７でタップ数の約半分のシンボル数だけ遅延された受信信号と共に６４ＱＡＭ復調回路９に入力することにより、図７に示すように変位が与えられてしまった信号点位置を、図６に示す正しい位置に補正することができ、正確な情報符号を復調することができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、キャリア方向の内挿に必要なキャリア本数の欠如に配慮がされておらず、再生された基準信号ベクトルに歪が残存してしまうという問題があった。
【００２７】すなわち、キャリア方向の内挿により基準信号ベクトルを正しく再生するためには、対象となるキャリアの前後(低周波数側と高周波数側)に所定の本数以上のキャリアがそれぞれ存在していることが条件となるが、必要な本数のキャリアが常に確保できるとはいえず、従って、上記の問題が生じてしまうのである。
【００２８】ここで、キャリアの内挿には、複数のタップを備えたディジタルフィルタからなるＬＰＦが使用される。従って、例えばタップ数が２３のディジタルフィルタを用いたとすると、任意のキャリア番号の内挿値を求めるには、図１１に示すように、そのキャリア番号Ａの位置の前後に１１キャリア分の信号が必要になる。
【００２９】ここで、本件の発明者は、この内挿演算に以下の問題が内在していることを見い出した。すなわち、キャリア帯域の内部にあるキャリアの内挿値を算出する際は、当該キャリアの前後には必ず必要な本数、例えば上記したように、前後１１本のキャリアがあるので、特に問題はないが、しかし、帯域の境界近傍では状況が上記の状況と異なると言う点である。
【００３０】図１２に示すように、帯域の境界近傍では、内挿値を求めようとしているキャリア位置の一方、この図１２の場合は低周波数側の方にはキャリアが存在しなくなる。つまり、この場合、正しい内挿演算をするためには、太い破線の矢印で示す基準信号ベクトルが必要であるが、実際には存在してないので、正しい内挿値が得られなくなってしまうのである。
【００３１】このとき、本来あるべき基準信号ベクトルと内挿値との差である歪みベクトルの大きさを図示すると図１３のようになる。この図では周波数軸上のキャリア位置に目盛りが付してあり、このときＳＰキャリアの位置については、周波数軸上に丸印「○」で示してある。
【００３２】この図１３から、キャリア方向の内挿値の正しい基準信号ベクトルからの歪みは、キャリア方向の内挿に用いるディジタルＬＰＦのタップ数のほぼ１／２のキャリア本数の範囲で、キャリアが帯域の端に近づくに従って急激に増加していることが判る。
【００３３】そして、一番端のＳＰキャリア１０と２番目のＳＰキャリア１１の間のキャリアにおいては、伝送系で混入するマルチパスの条件によっては、正しい基準信号ベクトルの大きさの１／７を越える歪みが生じてしまうことも考えられる。ここで発生する歪みには、基準信号ベクトルを回転させる成分と大きさを変える成分があるが、何れにしても、この基準信号ベクトルに現れる歪みの影響は、以下に説明するように極めて大きい。
【００３４】例えば図１４は、基準信号ベクトルの大きさに約１／７の歪みが生じた場合の信号点のずれを示したもので、ここで、内挿演算で求めた基準信号ベクトルにより算出した信号点は実線の丸印で表わされ、正しい基準信号ベクトルにより算出される筈の信号点は破線の丸印で表わされている。
【００３５】この図１４から明らかなように、この場合、たとえ正しい信号点ｂの近傍にあるバツ印「×」で示す位置に信号が受信されたとしても、隣の信号点ｃであると誤って復調されてしまうことになり、極めて高い頻度で符号誤りが発生してしまう。
【００３６】例えば変調方式が６４ＱＡＭ方式で、キャリア本数が１４００本のＯＦＤＭの場合、帯域の端で基準信号ベクトルに大きな歪みを発生させてしまうであろうキャリアの本数が、両サイド合わせても僅か約６本であったとしても、システム全体としての符号誤り率は６／(１４００×６)＝約７×１０^-4 以上にも達してしまう。
【００３７】これでは、特にビタビ復号などによる誤り訂正を施したシステムの場合には到底対応できない。このような誤り訂正を施した場合、誤り訂正前の符号誤り率については、通常、１０^-3 程度以下の性能が要求されるからである。なお、ここでは、端部にある６本のキャリアは信号点に対応する６ビットの符号の内の１ビットだけ誤るものとした。
【００３８】そして、このキャリアの欠如による符号誤りは、マルチパスが存在しているときは、受信信号に全く雑音が含まれていない場合でも生じる。従って、このことは、受信状態を改善しても、符号誤り率は一定値以下に下げられないことを意味する。
【００３９】このとき、再生された基準信号ベクトルに大きな歪みが生じるか否かは、伝送系で混入するマルチパス成分の大きさと遅延時間に依存するので、常時、発生するものではないことは確かであるが、だからといって、上記従来技術が伝送系の環境の変化に非常に弱いシステムになることには変わりはない。
【００４０】ここで、この問題に対処する方法として、帯域の端近くのＳＰキャリアの基準信号ベクトルの位相と大きさから、その外側のＳＰキャリアが存在しないキャリア位置での基準信号ベクトルの位相と大きさを予想し、これを外挿することにより、ＬＰＦで生じる波形の歪みを軽減する方法を考えることができる。
【００４１】しかし、詳細は省略するが、この外挿により歪みの軽減が得られる場合は特殊な条件のときに限られる上、外挿演算のために６４ＱＡＭ復調回路とほぼ同程度の大きな規模の回路が必要であり、これが新たな問題になってしまう。本発明の目的は、伝送環境の変化に強く、しかも回路規模増大の虞れがない同期変調によるＯＦＤＭ方式の伝送装置を提供することにある。
【００４２】
【課題を解決するための手段】上記の目的は、位相が相互に直交した複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送装置において、前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベクトルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の少なくとも一部については、差動検波が適用できる変調方式で変調して伝送するようにして達成される。
【００４３】同じく上記目的は、位相が相互に直交した複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送装置において、前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベクトルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の少なくとも一部については、前記同期検波が適用できる変調方式における多値数よりも小さい多値数の同期検波が適用できる変調方式で変調して伝送するようにしても達成される。
【００４４】更に、上記目的は、位相が相互に直交した複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、誤り訂正符号が付加された情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送装置において、前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベクトルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の少なくとも一部により伝送される情報符号については、前記誤り訂正符号よりも訂正能力の高い誤り訂正符号を付加して伝送するようにしても達成される。
【００４５】上記手段によれば、同期変調方式を用いるＯＦＤＭ方式の伝送装置であり、しかも伝送系の環境の変化にも強い良好な伝送装置を構成することができる効果が得られる。
【００４６】このとき、境界部のキャリアの変調方式として差動変調方式を用いる場合、別種の差動変調方式の復調回路が新たに必要になるが、差動変調方式の復調回路は同期変調方式の復調回路の様な基準信号ベクトルの再生が必要でないため、回路規模の増加は外挿演算の回路規模に比べ小さく、従って、回路規模の増加を抑えることができる。
【００４７】また、本発明の手段においては、帯域の境界部のキャリアの信号を復調するために、中央部のキャリアの変調方式の復調回路とは異なる変調方式の復調回路が必要になる。しかし、境界部のキャリアの変調方式が同じ同期変調方式の場合、復調回路の信号点配置を変更するだけで同じ回路を共用することができ、回路規模の増加はほとんど無視できる。
【００４８】更に、キャリア方向の内挿演算で算出した基準信号ベクトルの歪みは、図１３からも分かるように、帯域の端のＳＰキャリアと２つ目のＳＰキャリアの間のキャリアに対する基本信号ベクトルの歪みが最も大きく、キャリア方向の内挿に用いるディジタルＬＰＦのタップ数２Ｍ＋１の約１／２である約Ｍ本の範囲内である境界部のキャリアの基本信号ベクトルの歪みが無視できないレベルになる。
【００４９】しかし、本発明による手段では、この範囲内にあって特に歪みの大きいキャリアは、基本信号ベクトルの歪みの影響が無い差動変調方式で、或いは歪みの影響が少ない多値数の低い同期変調方式で変調され、更には誤り訂正能力の高い誤り訂正符号を用いて訂正されるので、符号誤り率が少ない同期変調方式を用いたＯＦＤＭ方式の伝送装置を構成することができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】以下、本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施形態におけるキャリア構造の一例で、図５の従来技術の場合と同じく、横方向は周波数で、縦方向は時間の経過を表しており、横と縦の方向に並んだ四角印「□」は、それぞれが１本のキャリアを表わしている。従って、縦方向に並んだキャリア「□」の１列がＯＦＤＭ信号を構成する１つのシンボルを表わしている。
【００５１】更に、キャリア「□」の中で、ＳＰと記入されているのは、復調の際の基準信号の再生に使用されるパイロット信号の位置を表わし、何も記入されていないものは、６４ＱＡＭで変調された信号の位置を表わしている点も、図５と同じである。ここで、この図１の実施形態におけるＳＰキャリアの間隔は、地上ディジタル放送方式と同様の３本間隔も含め、任意の本数間隔の場合でも同様に成り立つものである。
【００５２】この図１実施形態が、図５に示した従来技術と異なっている点は、帯域の両端近傍にある一部のキャリア「□」が、符号Ｄが書き込まれているキャリア「□」に置き換えられている点にある。
【００５３】以後、この符号Ｄが書き込まれているキャリア「□」が表わしているキャリアについては、Ｄキャリアと呼び、これらＤキャリアとＳＰキャリア以外の何も書き込まれていないで白抜き(ブランク)のままになっているキャリア「□」が表わしているキャリアについては、Ｃキャリアと呼ぶことにする。
【００５４】そして、Ｄキャリアのシンボル位置及びキャリア位置にある情報符号については、６４ＱＡＭ方式などの同期変調方式を用いるのではなく、ＤＢＰＳＫ方式、ＤＱＰＳＫ方式、８ＤＰＳＫ方式、或いは１６ＤＡＰＳＫ方式などの復調に基準信号ベクトルを必要としない差動変調方式で変調して伝送されるように構成してある。
【００５５】一方、Ｃキャリアについてのシンボル位置及びキャリア位置にある情報符号については、上記したように、従来技術と同じく６４ＱＡＭ方式などの同期変調方式で変調して伝送されるようにし、この同期変調方式のキャリアの復調に使用する基準信号ベクトルについても、従来技術と同様にして内挿処理により再生するように構成してある。
【００５６】従って、この実施形態では、図１３の特性図で、歪みが特に大きくなっている帯域端部のキャリアは、同期変調方式で変調されるキャリア位置から除かれ、Ｄキャリア位置が割り当てられている点が、従来技術と大きく異なっていることになり、この結果、歪みの大きい基準信号ベクトルを用いるキャリアから復号された情報符号も含まれる従来の方式の場合に比べ、同期変調方式で変調されているキャリアから復号された情報符号の符号誤り率を低減することができる。
【００５７】また、ここで、差動変調方式で変調されているＤキャリアは、その復調に基準信号ベクトルを必要としないので、基準信号ベクトルに大きな歪みがあっても、復号した情報符号の誤り率には何ら影響がなく、従って、良好な情報符号が容易に復号できることになる。
【００５８】このとき、Ｄキャリアにより伝送すべき情報符号としては、Ｃキャリアで伝送する情報符号の一部、例えばデータ圧縮された画像符号等の一部の符号を伝送するようにしても良いが、音声信号やカメラ雲台のコントロール信号など、Ｃキャリアで伝送される情報符号とは独立した、別の情報符号を伝送するようにしても良い。なお、極端な場合、Ｄキャリアでは情報符号を伝送しないようにしても良い。
【００５９】従って、この実施形態によれば、同期変調方式で変調されているキャリアから復号された情報符号の符号誤り率を充分に低減することができる。しかも、このとき、差動変調方式の復調回路は、同期変調方式の復調回路のように基準信号ベクトルを再生する必要がないので、回路規模の増加は外挿演算の回路規模に比べ小さく、従って、この実施形態によれば、回路規模の増加を抑えることができる。
【００６０】ここで、Ｄキャリアは、図１に示すように配置するだけでなく、例えば図２に示すように、使用される内挿フィルタのタップ数２Ｍ＋１から決まる帯域の端から一定の本数Ｍ本までの間の連続する任意本数のデータキャリアを全てＤキャリアに設定しても良い。
【００６１】或いは図３に示すように、歪みの小さいＳＰキャリアの両隣のキャリアについてはＣキャリアとして残し、両端近傍の残りのキャリアをＤキャリアに設定しても良い。このように、本発明によるキャリア構造の実施形態には、幅広い自由度があるが、何れの場合も、少なくとも歪みが最も大きくなるキャリア、或いはそれに続いて歪みの大きい一定本数のキャリアを含んでいることが要件である。
【００６２】次に、本発明の第２の実施形態について説明する。ここで、まず、この第２の実施形態でも、キャリア構造については第１の実施形態と同じで、図１、図２R>２、図３に示した何れかのキャリア構造と同一のキャリア構造を用いる。そして、このとき、Ｃキャリアは６４ＱＡＭ方式の同期変調方式で変調して伝送する点も同じである。
【００６３】しかして、この第２の実施形態が、第１の実施形態と異なる点は、ＤキャリアをＱＰＳＫ方式、又は１６ＱＡＭ方式、或いは３２ＱＡＭ方式など、Ｃキャリアを変調する同期変調方式の多値数より低い多値数の同期変調方式で変調するようにした点にある。
【００６４】ここで、ＯＦＤＭ方式の場合、同期変調方式の多値数が多い程、雑音や基準信号ベクトルの歪みに弱くなり、従って、６４ＱＡＭ方式から３２ＱＡＭ方式、１６ＱＡＭ方式、それにＱＰＳＫ方式の順に雑音や基準信号ベクトルの歪みに強くなっている。
【００６５】そうすると、この第２の実施形態の場合も、歪みが特に大きなキャリアは雑音や基準信号ベクトルの歪みに弱い多値数の高い同期変調方式で変調されているＣキャリアから除かれていて、Ｄキャリアに割り当てられていることになり、この結果、歪みが大きい基準信号ベクトルを用いるキャリアから復号された情報符号も含まれてしまう従来技術の場合に比較して、キャリアＣから復号された情報符号の符号誤り率を低減することができる。
【００６６】一方、この第２の実施形態の場合、Ｄキャリアについては、Ｃキャリアと同じ同期変調方式ではあっても、雑音や基準信号ベクトルの歪みに比較的に強い多値数の低い同期変調方式で変調されており、従って、このキャリアの基準信号ベクトルに大きな歪みが有っても、このキャリアをＣキャリアに設定した場合に比較して、復号した情報符号の誤り率はそれほど高くならず、良好な情報符号を復号することができる。
【００６７】なお、この第２の実施形態では、帯域の境界部のキャリアＤの信号を復調するために、中央部のキャリアＣの変調方式の復調回路とは異なる変調方式の復調回路が必要になる。しかし、境界部のキャリアの変調方式が同じ同期変調方式の場合、復調回路の信号点配置を変更するだけで同じ回路を共用することができるので、回路規模の増加はほとんど無視できる。
【００６８】ここで、このＤキャリアで伝送する情報符号の内容、及びキャリア構造における幅広い自由度については、この第２の実施形態でも、第１の実施形態と同じであるので、説明は省略するが、この第２の実施形態によるキャリア構造においても、第１の実施形態と同様、同期変調方式で変調されているキャリアから復号された情報符号の符号誤り率を充分に低減することができる。
【００６９】次に、本発明の第３の実施形態について説明する。ここで、まず、この第３の実施形態でも、キャリア構造については第１と第２の実施形態と同じで、図１R>１、図２、図３に示したキャリア構造の何れかを用い、キャリアがＣキャリアとＤキャリアに分けてある点は同じである。
【００７０】しかして、この第３の実施形態が、第１と第２の実施形態と異なる点は、これら分割したＣキャリアで伝送される情報符号に付加すべき誤り訂正符号と、Ｄキャリアで伝送される情報符号に付加すべき誤り訂正符号を、異なった訂正能力にした点にある。
【００７１】具体的には、このとき、Ｄキャリアで伝送する情報符号に用いる誤り訂正符号の訂正能力を、Ｃキャリアで伝送する情報符号に用いる誤り訂正符号の訂正能力よりも高くなるように構成したもので、例えばＣキャリアで伝送する情報符号に対する誤り訂正符号には３／４の畳み込み符号を用い、Ｄキャリアで伝送する情報符号に用いる誤り訂正符号には３／４の畳み込み符号より訂正能力が高い１／２の畳み込み符号を用いている。
【００７２】従って、この第３の実施形態の場合も、歪みが特に大きくなる虞れのあるキャリアは、雑音や基準信号ベクトルの歪みに弱く、訂正能力の低い誤り訂正符号を用いているＣキャリアから除かれており、この結果、歪みの大きい基準信号ベクトルを用いるキャリアから復号された情報符号も含まれてしまう従来技術の場合に比較して、同期変調方式で変調されているキャリアから復号された情報符号の符号誤り率を低減することができる。
【００７３】一方、Ｄキャリアにより伝送される情報符号には、Ｃキャリアで伝送する情報符号に用いられている誤り訂正符号より誤り訂正能力の高い誤り訂正符号が付加されているので、たとえ復号された情報符号に誤りが生じても、その誤りは高い精度で訂正できるため、良好な情報符号を復号することができる。
【００７４】そして、この第３の実施形態でも、Ｄキャリアで伝送する情報符号の内容、及びキャリア構造における幅広い自由度については、第１の実施形態と同じであるので、説明は省略するが、この第３の実施形態によるキャリア構造においても、第１の実施形態と同様、同期変調方式で変調されているキャリアから復号された情報符号の符号誤り率を充分に低減することができる。
【００７５】ここで、以上の説明では特に断らなかったが、境界領域の幅を規定する一定本数Ｍの値は、例えば６４ＱＡＭで変調する場合を想定すると、内挿フィルタの歪みに対するＳ／Ｎと、６４ＱＡＭで確保すべきＣ／Ｎの大きさから、ＳＰキャリア間隔のおよそ５倍程度になるので、これから決定してやればよい。
【００７６】また、以上の実施形態では、何れもパイロット信号が時間方向に間欠的にＳＰとして挿入されている場合についてだけ説明したが、パイロット信号が時間方向に連続的に挿入され、時間方向の内挿演算が不要なキャリア構造の場合についても同様に本発明が適用できることは明らかである。
【００７７】
【発明の効果】本発明によれば、歪みの大きい基準信号ベクトルから再生したキャリアにより復号される符号を用いていないので、同期変調方式で変調されているキャリアから復号された情報符号の符号誤り率が充分に低減でき、同期変調方式を用いたＯＦＤＭ方式の伝送装置を、回路規模の増加を伴うことなく容易に提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置の実施形態におけるキャリア配置の一例を示す説明図である。
【図２】本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置の実施形態におけるキャリア配置の他の一例を示す説明図である。
【図３】本発明による直交周波数分割多重変調伝送装置の実施形態におけるキャリア配置の更に別の一例を示す説明図である。
【図４】地上ディジタル放送方式で採用されているキャリア構造の一例を示す説明図である。
【図５】地上ディジタル放送方式で採用されているキャリア配置の一例を示す説明図である。
【図６】６４ＱＡＭ方式における信号点配置の説明図である。
【図７】受信信号における基準信号ベクトルの位相回転の説明図である。
【図８】ＯＦＤＭ方式の従来技術において基準信号ベクトルの再生に使用されている回路の一例を示すブロック図である。
【図９】地上ディジタル放送方式で採用されているキャリア配置の一例を示す説明図である。
【図１０】キャリアの時間方向の内挿について模式的に示した説明図である。
【図１１】キャリアの周波数方向の内挿について模式的に示した説明図である。
【図１２】キャリアの周波数方向の内挿における問題点の説明図である。
【図１３】キャリアの周波数方向の内挿による歪み量の一例を示す特性図である。
【図１４】大きな歪みを生じたときの信号点の位置の説明図である。
【符号の説明】
□ キャリア
Ｄキャリヤの中で、同期検波による変調方式で変調されたキャリアの復調のための基準信号ベクトルの再生に用いるキャリアを除いた残りのキャリアの内の少なくとも一部のキャリア
ＳＰキャリアのなかで、復調の際の基準信号の再生に使用されるパイロット信号となるキャリヤ
１、２、１０、１１ＳＰの位置
５ＦＦＴ回路
６時間方向内挿回路
７遅延回路
８キャリア方向内挿回路
９６４ＱＡＭ復調回路。

【特許請求の範囲】
【請求項１】位相が相互に直交した複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送装置において、前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベクトルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の少なくとも一部については、差動検波が適用できる変調方式で変調して伝送するように構成したことを特徴とする直交周波数分割多重変調伝送装置。
【請求項２】位相が相互に直交した複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送装置において、前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベクトルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の少なくとも一部については、前記同期検波が適用できる変調方式における多値数よりも小さい多値数の同期検波が適用できる変調方式で変調して伝送するように構成したことを特徴とする直交周波数分割多重変調伝送装置。
【請求項３】位相が相互に直交した複数本の搬送波を同期検波が適用できる変調方式で変調することにより、誤り訂正符号が付加された情報符号を伝送する方式の直交周波数分割多重変調伝送装置において、前記複数本の搬送波を含む周波数帯域の両端から所定本数内にある搬送波の中で、前記同期検波が適用できる変調方式で変調された搬送波の復調のための基準信号ベクトルの再生に用いる搬送波を除いた残りの搬送波の内の少なくとも一部により伝送される情報符号については、前記誤り訂正符号よりも訂正能力の高い誤り訂正符号を付加して伝送するように構成したことを特徴とする直交周波数分割多重変調伝送装置。

【図１】