絶縁型スイッチング電源装置
【課題】回路規模が小さく、スイッチング素子がオン期間或いはオフ期間に関わらず、１次側から２次側へエネルギー伝送できる絶縁型スイッチング電源装置を構成する。
【解決手段】第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２を相補的にオン／オフ制御して、Ｑ１のオン期間には、第２の１次巻線ｎｉ及び第２の２次巻線ｎｏとで１次側から２次側へエネルギーを伝送し、Ｑ２のオン期間には、第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓとでエネルギーを伝送し、ｎｓ及びｎｏは直列接続され、ｎｏに直列にインダクタが挿入され、Ｑ１のオン期間或いはＱ２のオン期間に関わらず、出力電流がインダクタを介して流れるように構成する。
【解決手段】第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２を相補的にオン／オフ制御して、Ｑ１のオン期間には、第２の１次巻線ｎｉ及び第２の２次巻線ｎｏとで１次側から２次側へエネルギーを伝送し、Ｑ２のオン期間には、第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓとでエネルギーを伝送し、ｎｓ及びｎｏは直列接続され、ｎｏに直列にインダクタが挿入され、Ｑ１のオン期間或いはＱ２のオン期間に関わらず、出力電流がインダクタを介して流れるように構成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、トランスの１次−２次間でのエネルギー伝達が行われない期間が実質的に存在しない絶縁型スイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、一般的な絶縁型スイッチング電源装置としては、フォワードコンバータやフライバックコンバータ等が知られている。これらの絶縁型スイッチング電源装置は、いずれも主スイッチ素子がオンしている期間に、トランスまたはインダクタにエネルギーを蓄積して，１次側の主スイッチ素子がオンまたはオフしている間に１次側から２次側にエネルギーを伝送するという動作を行っており、主スイッチのオン／オフのいずれかの期間では、１次側から２次側へのエネルギー伝送が行われない期間が存在する。
【０００３】
一方で、１次側の主スイッチ素子のオン期間、及びオフ期間の両方において、１次側から２次側へのエネルギー伝送を行う絶縁型スイッチング電源装置として、２個のトランスを持つ２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。その一例として下記の特許文献１を示す。
【０００４】
下記の特許文献１は、図１に示すように、１次側回路としては、トランスＴ１の一次コイルＷ１と、トランスＴ２の一次コイルＷ４と、主スイッチＱ１とからなる直列回路が、入力直流電源２に対して接続点１０及び２０において接続されている。
【０００５】
また、トランスＴ２の一次コイルＷ４と主スイッチＱ１との接続点と、入力直流電源２のマイナス端と主スイッチＱ１との接続点２０との間に、トランスＴ２の一次コイルＷ５と、トランスＴ１の一次コイルＷ２と、コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続されている。
【０００６】
さらに、トランスＴ２の一次コイルＷ４と主スイッチ素子Ｑ１との接続点と、トランスＴ１の一次コイルＷ２とコンデンサＣ１との接続点との間に、コンデンサＣ２と副スイッチ素子Ｑ２とからなる直列回路が接続されている。
【０００７】
また、２次側回路としては、トランスＴ１の二次コイルＷ３と出力スイッチＱ４からなる直列回路と、出力スイッチＱ３とトランスＴ２の二次コイルＷ６からなる直列回路が、互いに並列になるように負荷系３の両端に接続されており、出力スイッチＱ３及びＱ４が同期整流素子として働くことにより、所謂センタータップ方式の全波整流回路を構成している。また、コンデンサＣ３が平滑コンデンサとして負荷系３の両端に接続されている。
【０００８】
このように主スイッチ素子Ｑ１がオンしている期間は、副スイッチ素子Ｑ２はオフになっており、１次側では、トランスＴ１の一次コイルＷ１及びトランスＴ２の一次コイルＷ４に電流が流れ、２次側では、出力スイッチＱ３がオン、Ｑ４がオフとなり、トランスＴ２の二次コイルＷ６に電流が流れ、負荷系３に出力電圧が供給される。
【０００９】
また、主スイッチ素子Ｑ１がオフしている期間は、副スイッチ素子Ｑ２がオンとなり、１次側では、トランスＴ１の一次コイルＷ２及びトランスＴ２の一次コイルＷ５に電流が流れ、２次側では、出力スイッチＱ３がオフ、Ｑ４がオンとなり、トランスＴ１の二次コイルＷ３に電流が流れ、負荷系３に出力電圧が供給される。
【特許文献１】特開２００５−５１９９４号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところが、特許文献１に示されている絶縁型スイッチング電源装置においては、２つのトランスを用いることで、２次側のチョークコイルを不要とすることが出来るという特徴であるため、トランスが必然的に２つ必要となり、回路が大型化するという問題があった。
【００１１】
また、チョークコイルが不要となるという利点は、１次側の主スイッチ素子Ｑ１がオンの間もオフの間も、１次側から２次側にエネルギーを伝送できるという意味では有効だが、２次側のチョークコイルを不要とすると、１次側の主スイッチ素子Ｑ１の、オンとオフの切り換わりの期間にて発生するスイッチングノイズのために出力リップルは大きくなり、平滑用のコンデンサＣ３が大型化するという問題があった。
【００１２】
さらに、主スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間には入力電圧ＶｉｎにコンデンサＣ２の両端電圧を加えた電圧が印加されるため、高耐圧のスイッチ素子が要求され、高耐圧のスイッチ素子は導通時の抵抗成分であるオン抵抗が大きいためにスイッチ素子での導通損は増加する。このため、効率が低下したり、コストが増加するという問題があった。
【００１３】
そこで、本発明の目的は、上述の問題を解消して、主スイッチ素子のオン／オフ期間に関わらず、トランスの１次側から２次側へエネルギーが伝送でき、更にスイッチ素子の、オンとオフの切り換わりの期間にて発生するスイッチングノイズの発生を抑制すると同時に出力リップルを低減でき、また、低耐圧のスイッチ素子を用いることが出来る絶縁型スイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明は前記課題を解決するために次のように構成する。
（１） 直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電流を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電流を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、
第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
（２）
直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタンスＬｒと、
前記第２の１次巻線ｎｉに直列に接続された第３のインダクタＬｒｉと、
前記第１の２次巻線ｎｏに直列に接続された第２のインダクタＬｒｏと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電流を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電流を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、 第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の直列回路に対して並列に接続される第４のキャパシタＣｅと、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
（３）
前記トランスＴを、前記第１の１次巻線ｎｐ及び前記第１の２次巻線ｎｓとからなる第１のトランスＴ１と、前記第２の１次巻線ｎｉ及び前記第２の２次巻線ｎｏとからなる第２のトランスＴ２とで構成したことを特徴とする。
（４）
前記第１のインダクタＬｒとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用することを特徴とする。
（５）
前記第２のインダクタＬｒｏとして、前記トランスＴの２次側漏れ磁束を利用したことを特徴とする。
（６）
前記第３のインダクタＬｒｉとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用したことを特徴とする。
（７）
前記トランスＴにおいて、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流により共通磁心に発生する直流磁束を打ち消す方向に、前記第１の１次巻線ｎｐ、または前記第２の１次巻線ｎｉを巻回して、前記第１の２次巻線ｎｓは、前記第２の２次巻線ｎｏと磁気極性を逆極性とし、かつ巻数を前記第２の２次巻線ｎｏの巻数より大きくしたことを特徴とする。
（８）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態のときに流れる電流の向きに対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第２の１次巻線ｎｉは磁気極性を同極性とし、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは磁気極性を逆極性としたことを特徴とする。
（９）
前記第１のトランスＴ１の方が前記第２のトランスＴ２よりも磁気結合度を小さくしたことを特徴とする。
（１０）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２は電界効果トランジスタであることを特徴とする。
（１１）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２はスイッチ回路両端の電圧が０Ｖまたは０Ｖ付近まで低下してからスイッチング素子がターンオンする動作となるゼロ電圧スイッチング動作にて駆動されることを特徴とする。
（１２）
前記整流回路は、前記第１の２次巻線ｎｓによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第１の２次巻線ｎｓに流れる電流を整流する第３のダイオードＤｓと、前記第２の２次巻線ｎｏによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流を整流する第４のダイオードＤｆとから構成されることを特徴とする。
（１３）
前記第３のダイオードＤｓまたは前記第４のダイオードＤｆを、電界効果トランジスタに置き換えた同期整流回路で構成したことを特徴とする。
（１４）
前記第１の２次巻線ｎｓの巻数と、前記第２の２次巻線ｎｏの巻数との巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝２：１
としたことを特徴とする。
（１５）
前記トランスＴにおいて、少なくとも前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓとの磁気結合度が相対的に大きく、かつ前記第２の２次巻線ｎｏと他の巻線との磁気結合度が相対的に小さいことを特徴とする。
（１６）
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする。
（１７）
前記トランスＴは複数の脚部コアを有し、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓが同一の脚部コアに巻回され、少なくとも前記第２の２次巻線ｎｏは他の脚部コアに巻回されるように構成したことを特徴とする。
（１８）
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする。
（１９）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１及び前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、ＰＷＭ制御によって出力電圧Ｖｏを安定化するように制御することを特徴とする。
（２０）
前記第３のキャパシタＣｒは、前記第１の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１との間に接続されたことを特徴とする。
（２１）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２のいずれか一方は、その時比率（＝オン時間／スイッチング周期）をＤａとした場合、
０≦Ｄａ≦０．５
の範囲でのみ駆動し、他方は、
０．５≦Ｄａ≦１
の範囲でのみ駆動することを特徴とする。
（２２）
前記電源入力部の入力電圧Ｖｉに対する前記出力電圧Ｖｏの比率で表される電圧変換率をＭ（＝Ｖｏ／Ｖｉ）とし、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓの巻数比をｎ（＝ｎｐ／ｎｓ）とした場合に、
Ｍ＝Ｄ（１−Ｄ）／ｎ
で表されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、
（ａ）スイッチング素子がオン期間及びオフ期間のどちらであっても、１次側から２次側にエネルギー伝送ができ、電力変換効率に優れる。
（ｂ）漏洩磁束型トランスで構成した１つの複合型トランスを用いることで、回路動作上必要な全てのインダクタンス素子を、トランスの漏れ磁束で代替させることができ、回路規模全体の大幅な小型化が可能となる。
（ｃ）１次側から２次側へのエネルギー伝送において、インダクタンス素子にエネルギーを蓄積させることがなく、トランスの小型化が可能となる。
（ｄ）重負荷時においてもトランスの最大磁束密度を十分に低減できるため、従来と比較して磁気飽和などに対して余裕をもってトランスを設計することができるため、トランスの小型軽量化が可能となる。
（ｅ）一方の１次巻線ｎｉと２次巻線ｎｏとの磁気結合から他方の１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの磁気結合にエネルギー伝送経路が切り換わる際の電流変動を抑制するためのフィルタインダクタを１次側及び２次側に有しているため、出力のリップルノイズを大幅に低減でき、平滑用キャパシタを小型化できる。
（ｆ）出力側のフィルタインダクタＬｒｏをトランスの漏れ磁束で代替させるため、部品点数を削減でき、回路規模を大幅に小型化できる。
（ｇ）第１のスイッチング素子Ｑ１の動作電圧が入力電圧と同じ電圧まで下げられるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗であるため、スイッチング損失の低減も見込め、低コスト、高効率化が実現できる。
（ｈ）第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動させることで、スイッチング損失をさらに低減することができ、高効率化を図ることができる。
（ｉ）ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動に必要な、１次側のインダクタンス素子をトランスの漏れ磁束で代替することで、部品点数を削減でき、回路規模を大幅に小型化できる。
（ｊ）スイッチング素子Ｑ２が電圧クランプ回路として機能するため、スイッチング素子Ｑ１に対してスイッチングサージ電圧が印加されることを防ぐことができるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗の素子を用いることで導通損失を低減でき、高効率化が実現できる。
といった効果を奏し、回路規模を簡素にでき、かつ高効率な絶縁型スイッチング電源装置を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００１７】
図２に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第１のインダクタＬｒｉと複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第３のキャパシタＣｒと第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第３のキャパシタＣｒとの接続点と、電源入力部の−側端子との間に、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｐと第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとからなる直列回路が接続され、第３のキャパシタＣｒと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとの接続点との間に、第２のスイッチ回路Ｓ２が接続されている。
【００１８】
なお、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２は、両方が同時にオンするとショートしてしまうため、必要最小限のデッドタイムを挟んで互いに相補的にオン／オフ動作をするように構成される。
【００１９】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成されていて、前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列接続回路で構成されている。
【００２０】
この第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタで構成することによって、その寄生ダイオードを第１のダイオードＤ１及び第２のダイオードＤ２、寄生キャパシタを第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２として利用することが可能である。このことによってこれらの個別部品としての実装を省略することができ、部品点数が削減できる。
【００２１】
また、複合型トランスＴの２次側には、第１の１次巻線と主に結合する第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと主に結合する第２の２次巻線ｎｏが設けられており、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｓは逆極性、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏは同極性となるように巻回されている。
【００２２】
複合型トランスＴの、第１の２次巻線ｎｓの一端には第３のダイオードＤｓのアノードが接続され、第１の２次巻線ｎｓの他端には第４のダイオードＤｆのアノードが接続され、第４のダイオードＤｆのカソードは、第３のダイオードＤｓのカソードと接続される。また、第２の２次巻線ｎｏの一端は第３のダイオードＤｓのカソードと第４のダイオードＤｆのカソードとの接続点に接続され、第２の２次巻線ｎｏの他端は、第３のインダクタＬｒｏの一端に接続される。第３のインダクタＬｒｏの他端は、負荷Ｒｏの一端に接続され、負荷Ｒｏの他端は第１の２次巻線ｎｓの他端に接続される。また、負荷Ｒｏの両端には平滑用の第５のキャパシタＣｏが並列に接続されている。
【００２３】
このような構成により、複合型トランスＴにおける第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓは、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの期間において出力に電力を送るフライバック方式として動作するように巻線の極性が設定され、第２の１次巻線ｎｉ及び第２の２次巻線ｎｏは、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの期間において出力に電力を送るフォワード方式として動作するように巻線の極性が設定されるので、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフである期間中は、第２の２次巻線ｎｏに電圧が誘起されて第４のダイオードＤｆがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。
【００２４】
また、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンである期間中は、第１の２次巻線ｎｓに電圧が誘起されて第３のダイオードＤｓがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。
【００２５】
このように複合型トランスＴにて、第１のスイッチ回路Ｓ１のオン期間、またはオフ期間のいずれにおいても、１次側から２次側へのエネルギー伝送が実現できるため、必要最低限のデッドタイムを除いて、実質的にスイッチング周期の全領域に渡って１次側から２次側へのエネルギー伝送が可能となる。更に伝送経路が切り換わる短い期間であるデッドタイム期間においては、トランスの漏れ磁束で構成できるフィルタインダクタＬｒｏにて、電流変動を抑制できるため出力のリップルノイズを大幅に低減でき、平滑用の第５のキャパシタＣｏを小型化できる。
【００２６】
図１８は図２に示した絶縁型スイッチング電源装置の回路各部の波形図である。以下、図２および図１２を参照して回路動作を説明する。図１８において、ｖｇｓ１、ｖｇｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート−ソース間電圧であり、実質的にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフを表す波形である。また、ｖｄｓ１、ｖｄｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧であり、実質的にキャパシタＣ１、Ｃ２の両端電圧波形である。さらに、ｉｄ１、ｉｄ２、ｉｉ、ｉｐ、ｉＬはそれぞれスイッチ回路Ｓ１、Ｓ２、第２の１次巻線ｎｉ、第１の１次巻線ｎｐ、第３のインダクタＬｒｏに流れる電流の電流波形である。
【００２７】
この絶縁型スイッチング電源装置の定格動作における動作は、１スイッチング周期Ｔｓにおいて時刻ｔ１〜ｔ７の６つの動作状態に分けることができる。以下に各状態に分けて回路動作について説明する。
【００２８】
（１）状態１ ｓｔａｔｅ１ ［ｔ１〜ｔ２］
初めに第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフした後、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１がゼロ電圧近傍になると、第１のダイオードＤ１がターンオンする。このタイミングで、第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
【００２９】
（２）状態２ ｓｔａｔｅ２ ［ｔ２〜ｔ３］
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐ及び第２の１次巻線ｎｉには電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉｄ１及び第１の１次巻線ｎｐに流れる電流ｉｐは１次関数的に増大する。この時、第１の１次巻線ｎｐと主に磁気的に結合している第１の２次巻線ｎｓはフライバックコンバータとして動作し、第２の１次巻線ｎｉと主に磁気的に結合している第２の２次巻線ｎｏは、フォワードコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第２の２次巻線ｎｏにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓはターンオフし、第４のダイオードＤｆがターンオンしている。よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第４のダイオードＤｆ→第１の２次巻線ｎｏ→第３のインダクタＬｒｏ→負荷Ｒｏという順番で流れる。
【００３０】
（３）状態３ ｓｔａｔｅ３ ［ｔ３〜ｔ４］
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、第１のインダクタＬｒｉ及び第２のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第１のキャパシタＣ１が充電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は上昇する。また、同時に第２のキャパシタＣ２は放電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は降下する。
【００３１】
（４）状態４ ｓｔａｔｅ４ ［ｔ４〜ｔ５］
第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２がゼロ電圧近傍になると、第２のダイオードＤ２がターンオンする。このタイミングで、第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
【００３２】
（５）状態５ ｓｔａｔｅ５ ［ｔ５〜ｔ６］
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐ及び第２の１次巻線ｎｉは［状態２］の時とは逆方向に励磁され、第２の１次巻線ｎｉには電流が流れず、第１の１次巻線ｎｐは［状態２］の時とは逆方向に１次関数的に増大する。また、第２のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ｉｄ２も１次関数的に増大する。この時、第１の１次巻線ｎｐと主に磁気的に結合している第１の２次巻線ｎｓはフライバックコンバータとして動作し、第２の１次巻線ｎｉと主に磁気的に結合している第２の２次巻線ｎｏは、フォワードコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第１の２次巻線ｎｓにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオンし、第４のダイオードＤｆはターンオフしている。よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第１の２次巻線ｎｓ→第３のダイオードＤｓ→第２の２次巻線ｎｏ→第３のインダクタＬｒｏ→負荷Ｒｏという順番で流れる。
【００３３】
（６）状態６ ｓｔａｔｅ６ ［ｔ６〜ｔ７］
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、第２のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第２のキャパシタＣ２が充電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は上昇する。また、同時に第１のキャパシタＣ１は放電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は降下する。この後、［状態１］の動作に戻る。
【００３４】
第１のスイッチング素子Ｑ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングは、例えば、出力電圧を検出するための出力電圧検出回路等を有し、予め決められた電圧を超えたことをフォトカプラ等の絶縁帰還手段を用いてフィードバックし、それに基づいてオン／オフ制御が行われる。
【００３５】
また、そのオン／オフ制御としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を用いた場合、スイッチング周波数は一定となるので、スイッチング動作にともなって発生するＥＭＩノイズ等の周波数成分も一定の周波数に集中するために、ノイズ対策が取りやすいという利点がある。
【００３６】
但し、本発明では、ＰＷＭ制御に限らず、ＰＡＭ（パルス振幅変調）制御やＰＦＭ（パルス周波数変調）等の各種制御方法やこれらを組み合わせた制御方式を用いることも可能である。
【００３７】
図１９は、第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いられる複合型トランスＴの外観図である。
【００３８】
図１９に示されているように、第１の１次巻線ｎｐと主に磁気的に結合する第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと主に磁気的に結合する第２の２次巻線ｎｏとが、１つの複合型トランスとして構成されている。また、第１の２次巻線ｎｏは他の各巻線との磁気結合度が最も小さく、漏れ磁束が大きくなるように巻回されている。具体的には、図１９や図２１等に示すように、複合型トランスＴは複数の脚部コアを有し、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓは同一の脚部コアに巻回され、少なくとも第２の２次巻線ｎｏは他の脚部コアに巻回するようにしている。また、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓを積層巻きで構成し、第２の２次巻線ｎｏをそれらに対して分割巻きで構成してもよい。これは第２のインダクタンスＬｒｏを複合型トランスＴの漏れ磁束で代替する場合に、インダクタンス値を大きくとるための構成である。
【００３９】
また、１つの複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓに誘起される電圧をＶｏ１、第２の２次巻線ｎｏに誘起される電圧をＶｏ２、負荷Ｒｏに出力される電圧をＶｏとすると、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏの巻数比が、ｎｓ：ｎｏ＝２：１の場合、
第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの時、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｏ２
となり、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの時、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｏ１−Ｖｏ２＝２Ｖｏ２−Ｖｏ２＝Ｖｏ２
となって、出力電圧Ｖｏのリップル成分をなくすことができる。
【００４０】
また、ｎｓ：ｎｏ＝１：１とした場合、
第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの時に複合型トランスＴのコアに生じる磁束の大きさと、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの時に複合型トランスＴのコアに生じる磁束の大きさが等しくなり、トランスのコアが最も磁気飽和しにくくなるため、複合型トランスの設計に余裕度を持たせることができる。
【００４１】
図１９に示されたような、漏れ磁束を意図的に生じさせるように、磁気結合度が小さい箇所を設けたトランスを漏洩磁束型トランスと呼ぶ。こうした漏洩磁束型トランスの構造としては、例えば図１９〜図２６に示したようなバリエーションが考えられる。いずれも、第２の２次巻線ｎｏと、その他の巻線との磁気結合度を小さくし、かつ第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓの磁気結合度を大きくしたような構造となっている。コア構造は図示したように、「ＥＥ型コア」、「ＥＩ型コア」、「ＥＲ型コア」、「ＥＲＩ型コア」、「ＬＬ型コア」、「ＵＵ型コア」等が考えられる。
【００４２】
さらに、第１の実施形態において、複合型トランスＴの、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｉの巻数を等しくした場合において、例えばスイッチング素子の時比率（＝オン時間／スイッチング周期）をＤａとし、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓの巻数比をｎとした場合、電圧変換率Ｍ（＝Ｖｏ／Ｖｉ）は、第３のキャパシタＣｒの両端電圧をＶＣｒ、第４のキャパシタＣｅの両端電圧をＶＣｅ、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとした場合、Ｖｉ＝ＶＣｅ、Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）であるから、
（Ｖｉ−ＶＣｒ）×Ｔｏｎ＝−（Ｖｉ−ＶＣｅ−ＶＣｒ）×Ｔｏｆｆ
という式が成り立つ。これを解くと、
ＶＣｒ＝Ｄ×Ｖｉとなる。
また、同時に
Ｖｏ＝｛（ｎｏ／ｎｉ）×（Ｖｉ−ＶＣｒ）×Ｄ＋（（ｎｏ−ｎｓ）／ｎｐ）×（−ＶＣｒ）×（１−Ｄ）｝×Ｖｉ
という式が成り立つ。ｎｉ＝ｎｐであるから、これを解くと、
Ｍ＝Ｄａ×（１−Ｄａ）／ｎ
となる。よって、電圧変換率Ｍは、Ｄａ＝０．５をピークとした放物線状の特性曲線を描くため、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２は、Ｄａ＝０．５を境界点にして対称動作が可能となる。すなわち、一方のスイッチング素子は
０≦Ｄａ≦０．５
の範囲で動作し、他方のスイッチング素子は
０．５≦Ｄａ≦１
の範囲で動作する。こうすることで、スイッチング素子の導通損を分散させることができ、放熱構造の小型化、ひいてはスイッチング電源装置の小型化が実現できる。
【００４３】
この第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は次のとおりである。
【００４４】
（ａ）スイッチング素子がオン期間及びオフ期間のどちらであっても、１次側から２次側にエネルギー伝送ができ、電力変換効率に優れる。
【００４５】
（ｂ）漏洩磁束型トランスで構成した１つの複合型トランスを用いることで、回路動作上必要な全てのインダクタンス素子を、トランスの漏れ磁束で代替させることができ、回路規模全体の大幅な小型化が可能となる。
【００４６】
（ｃ）１次側から２次側へのエネルギー伝送において、インダクタンス素子にエネルギーを蓄積させることがなく、トランスの小型化が可能となる。
【００４７】
（ｄ）重負荷時においてもトランスの最大磁束密度を十分に低減できるため、従来と比較して磁気飽和などに対して余裕をもってトランスを設計することができるため、トランスの小型軽量化が可能となる。
【００４８】
（ｅ）一方の１次巻線ｎｉと２次巻線ｎｏとの磁気結合から他方の１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの磁気結合にエネルギー伝送経路が切り換わる際の電流変動を抑制するためのフィルタインダクタを１次側及び２次側に有しているため、出力のリップルノイズを低減でき、平滑用キャパシタを小型化できる。
【００４９】
（ｆ）出力側のフィルタインダクタＬｒｏをトランスの漏れ磁束で代替させるため、部品点数を削減でき、回路規模を大幅に小型化できる。
【００５０】
（ｇ）第１のスイッチング素子Ｑ１の動作電圧が入力電圧と同じ電圧まで下げられるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗であるため、スイッチング損失の低減も見込め、低コスト、高効率化が実現できる。
【００５１】
（ｈ）第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動させることで、スイッチング損失をさらに低減することができ、高効率化を図ることができる。
【００５２】
（ｉ）ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動に必要な、１次側のインダクタンス素子をトランスの漏れ磁束で代替することで、部品点数を削減でき、大幅にを小型化できる。
【００５３】
（ｊ）スイッチング素子Ｑ２が電圧クランプ回路として機能するため、スイッチング素子Ｑ１に対してスイッチングサージ電圧が印加されることを防ぐことができるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗の素子を用いることで導通損失を低減でき、高効率化が実現できる。
【００５４】
なお、第１の実施形態においては、第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓとを逆極性として構成し、第２の１次巻線ｎｉと、第２の２次巻線ｎｏとを同極性として構成しているが、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓとを同極性、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏとを逆極性となるように巻回してもよい。
《第２の実施形態》
図３は第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図２に示した回路と異なるのは、第３のダイオードＤｓの接続位置である。すなわち図３では、第３のダイオードは、第４のダイオードＤｆとアノード同士が接続されている。その他の構成は図２に示したものと同様である。
【００５５】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００５６】
この第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第３の実施形態》
図４は第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図２に示した回路と異なるのは、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓがフォワード方式として動作し、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏがフライバック方式として動作する点である。すなわち図４では、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの間は、第１の２次巻線ｎｓに電圧が誘起されて第３のダイオードＤｓがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。
また、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの間は、第２の２次巻線ｎｏに電圧が誘起されて第４のダイオードＤｆがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。その他の構成は図２に示したものと同様である。
【００５７】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００５８】
この第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第４の実施形態》
図５は第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であり、第１の実施形態から、第２の１次巻線ｎｉ及び第２の２次巻線ｎｏを省いて構成した例である。第１の実施形態において、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間における伝送エネルギーと、第２のスイッチ回路Ｓ２がオンしている期間における伝送エネルギーを等しくするためには、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｉの巻数は等しくする必要がある。すなわち、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間には第２の１次巻線ｎｉに電流が流れ、第２のスイッチ回路Ｓ２がオンしている期間には第１の１次巻線ｎｐに電流が流れるのであるから、第２の１次巻線ｎｉを省略し、第１の１次巻線ｎｐのみでトランスＴを駆動させることが可能となる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５９】
第４の実施形態は、第１の実施形態に比べると、トランスＴにおいて第２の１次巻線ｎｉが不要となるので、より小型化することができる。
【００６０】
この第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第５の実施形態》
図６は第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であり、第１の実施形態における第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓとで第１のトランスＴ１を構成し、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏとで第２のトランスＴ２を構成した例である。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００６１】
第５の実施形態は、第１の実施形態に比べると、トランスが２つに分離されている分、小型化の面では不利であるが、第１のトランスＴ１と第２のトランスＴ２は、１つ１つは小型であり、実装面において配置場所の自由度を広げることができる。
【００６２】
この第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第６の実施形態》
図７は第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図６に示した回路と異なるのは、２次側の第３のダイオードＤｓを第６のキャパシタＣｓに置き換えた点である。図６において、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの際には、第３のダイオードＤｓはオフであり、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの際には、第３のダイオードＤｓはオンとなる。
【００６３】
これに対して図７における回路は、所謂倍電圧整流回路を構成しており、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの際には、第６のキャパシタＣｓには電荷がチャージされ、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの際には、第１の２次巻線ｎｓには図４における実施形態に比べて倍の電圧が出力される。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００６４】
第６の実施形態は、第１の実施形態に比べて、第３のダイオードＤｓが存在しないため、負荷電流が大きい場合、その順方向電圧降下による損失をなくすことができ、高効率化が図れるという利点がある。
【００６５】
また、第６の実施形態においては、特に複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝１：１
とすることが好ましい。この場合、第１の２次巻線ｎｓに誘起される電圧をＶｏ１、第２の２次巻線ｎｏに誘起される電圧をＶｏ２、負荷Ｒｏに出力される電圧をＶｏとすると、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの時、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｏ２
となり、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの時、第６のキャパシタＣｓ及び第４のダイオードＤｆからなる倍圧整流回路が構成されているため、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝２Ｖｏ１−Ｖｏ２＝２Ｖｏ２−Ｖｏ２＝Ｖｏ２
となり、出力電圧Ｖｏのリップル電圧をなくし、かつ複合型トランスＴのコアが最も磁気飽和しにくい構成にすることができる。
【００６６】
この第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第７の実施形態》
図８は第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図６に示した回路と異なるのは、第３のキャパシタＣｒの接続位置である。すなわち図８では、第３のキャパシタＣｒは、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｉとの間に接続されている。その他の構成は図６に示したものと同様である。
【００６７】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００６８】
この第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第８の実施形態》
図９は第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、第１のキャパシタＣｒの接続位置である。すなわち図９では、第３のキャパシタＣｒは、第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとの接続点と、第２のスイッチ素子Ｓ２との間に接続されている。その他の構成は図７に示したものと同様である。
【００６９】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００７０】
第８の実施形態は、第１の実施形態に比べて、第３のダイオードＤｓが存在しないため、負荷電流が大きい場合、その順方向電圧降下による損失をなくすことができ、高効率化が図れるという利点がある。
【００７１】
また、第８の実施形態においては、特に複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝１：１
とすることが好ましい。理由は第６の実施形態で示したのと同様である。
【００７２】
この第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第９の実施形態》
図１０は第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００７３】
図１０に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第８の実施形態である図１０に示す絶縁型スイッチング電源装置から、第４の実施形態同様に、第２の１次巻線ｎｉを省略し、第１の１次巻線ｎｐのみでトランスＴを駆動させるように構成したものである。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００７４】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００７５】
この第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１０の実施形態》
図１１は第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００７６】
図１１に示す絶縁型スイッチング電源装置は、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第１のインダクタＬｒｉと複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、電源入力部の−側端子との間に、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｐと第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとからなる直列回路と、第２のスイッチ回路Ｓ２と第３のキャパシタＣｒとからなる直列回路が、互いに並列に接続されている。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００７７】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００７８】
この第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１１の実施形態》
図１２は第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００７９】
図１２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第１０の実施形態である図１１に示す絶縁型スイッチング電源装置から、第４の実施形態同様に、第２の１次巻線ｎｉを省略し、第１の１次巻線ｎｐのみでトランスＴを駆動させるように構成したものである。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８０】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８１】
この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１２の実施形態》
図１３は第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図１３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図８に示した第７の実施形態における、第３のキャパシタＣｒを第７のキャパシタＣｒ１と第８のキャパシタＣｒ２に分けた構成となっている。すなわち、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第１のインダクタＬｒｉと複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、電源入力部の−側端子との間に、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｐと第２のインダクタＬｒと第７のキャパシタＣｒ１と第４のキャパシタＣｅとからなる直列回路と、第７のキャパシタＣｒ１と第４のキャパシタＣｅとの接続点と、第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ素子Ｓ１との接続点との間に、第２のスイッチ素子Ｓ２が接続され、第２のインダクタンスＬｒと第７のキャパシタＣｒ１との接続点と、電源入力部の−側端子との間に、第８のキャパシタＣｒ２が接続されている。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８２】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８３】
この第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１３の実施形態》
図１４は第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００８４】
図１４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第１の実施形態に対して、第３のダイオードＤｓ及び第４のダイオードＤｆを、第３のスイッチング素子Ｑ３、第５のダイオードＤ３、および第９のキャパシタＣ３の並列接続回路で構成された第３のスイッチ回路Ｓ３と、第４のスイッチング素子Ｑ４、第６のダイオードＤ４、および第１０のキャパシタＣ４の並列接続回路で構成された第４のスイッチ回路Ｓ４に置換し、同期整流回路を構成した点が相違する。第３のスイッチ回路Ｓ３及び第４のスイッチ回路Ｓ４としては、電界効果トランジスタで構成することが好ましい。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８５】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８６】
この第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１４の実施形態》
図１５は第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００８７】
図１５に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第１の実施形態に対して、第１の２次巻線ｎｓを、第３の２次巻線ｎｓ１、及び第４の２次巻線ｎｓ２で構成し、第３のダイオードＤｓ、第４のダイオードＤｆと共に、センタータップ方式の全波整流回路を構成した点で相違する。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８８】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８９】
この第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１５の実施形態》
図１６は第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００９０】
図１６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、その１次側回路については第９の実施形態である図１０に示す絶縁型スイッチング電源装置と同一であり、２次側回路において、第２の２次巻線ｎｏが、第５の２次巻線ｎｏ１、第６の２次巻線ｎｏ２とからなり、第５の２次巻線ｎｏ１と第６の２次巻線ｎｏ２は、それぞれの一端が第１の２次巻線ｎｓの両端に接続され、各々が第４のインダクタＬｒｏ１、第５のインダクタＬｒｏ２を介して他端が互いに接続され、かつ負荷Ｒｏの一端に接続される。
【００９１】
また、第１の２次巻線ｎｓの両端はそれぞれ第５のダイオードＤ１と第６のダイオードＤ６を介して接続され、その接続点は負荷Ｒｏの他端に接続されている。
【００９２】
こうした接続によって、２次側回路は所謂カレントダブラ（倍電流整流）回路を構成している。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００９３】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００９４】
この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１６の実施形態》
図１７は第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００９５】
図１７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、その２次側回路については第１５の実施形態である図１６に示す絶縁型スイッチング電源装置と同一であり、その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００９６】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００９７】
この第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】特許文献１に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図２】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図３】第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図４】第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図５】第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図６】第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図７】第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図８】第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図９】第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図１０】第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であ る。
【図１１】第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１２】第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１３】第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１４】第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１５】第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１６】第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１７】第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１８】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の波形図であ る。
【図１９】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの構造例である。
【図２０】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２１】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２２】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２３】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２４】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２５】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２６】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【符号の説明】
【００９９】
Ｔ−複合型トランス
Ｔ１−第１のトランス
Ｔ２−第２のトランス
ｎｐ−第１の１次巻線
ｎｉ−第２の１次巻線
ｎｓ−第１の２次巻線
ｎｏ−第２の２次巻線
ｎｓ１−第３の２次巻線
ｎｓ２−第４の２次巻線
ｎｏ１−第５の２次巻線
ｎｏ２−第６の２次巻線
Ｌｒｉ−第１のインダクタ
Ｌｒ−第２のインダクタ
Ｌｒｏ−第３のインダクタ
Ｌｒｏ１−第４のインダクタ
Ｌｒｏ２−第５のインダクタ
Ｃ１−第１のキャパシタ
Ｃ２−第２のキャパシタ
Ｃｒ−第３のキャパシタ
Ｃｅ−第４のキャパシタ
Ｃｏ−第５のキャパシタ
Ｃｓ−第６のキャパシタ
Ｃｒ１−第７のキャパシタ
Ｃｒ２−第８のキャパシタ
Ｃ３−第９のキャパシタ
Ｃ４−第１０のキャパシタ
Ｄ１−第１のダイオード
Ｄ２−第２のダイオード
Ｄｓ−第３のダイオード
Ｄｆ−第４のダイオード
Ｄ３−第５のダイオード
Ｄ４−第６のダイオード
Ｄ５−第７のダイオード
Ｄ６−第８のダイオード
Ｑ１−第１のスイッチング素子
Ｑ２−第２のスイッチング素子
Ｑ３−第３のスイッチング素子
Ｑ４−第４のスイッチング素子
Ｓ１−第１のスイッチ回路
Ｓ２−第２のスイッチ回路
Ｓ３−第３のスイッチ回路
Ｓ４−第４のスイッチ回路
Ｒｏ−負荷
Ｖｏ−出力電圧
Ｖｉ−電源入力部の入力電圧
Ｄａ−スイッチング素子の時比率
Ｍ−電圧変換率
Ｔｏｎ−スイッチング素子のオン時間
Ｔｏｆｆ−スイッチング素子のオフ時間
Ｖｃｒ−第３のキャパシタの両端電圧
ＶＣｅ−第４のキャパシタの両端電圧
【技術分野】
【０００１】
この発明は、トランスの１次−２次間でのエネルギー伝達が行われない期間が実質的に存在しない絶縁型スイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、一般的な絶縁型スイッチング電源装置としては、フォワードコンバータやフライバックコンバータ等が知られている。これらの絶縁型スイッチング電源装置は、いずれも主スイッチ素子がオンしている期間に、トランスまたはインダクタにエネルギーを蓄積して，１次側の主スイッチ素子がオンまたはオフしている間に１次側から２次側にエネルギーを伝送するという動作を行っており、主スイッチのオン／オフのいずれかの期間では、１次側から２次側へのエネルギー伝送が行われない期間が存在する。
【０００３】
一方で、１次側の主スイッチ素子のオン期間、及びオフ期間の両方において、１次側から２次側へのエネルギー伝送を行う絶縁型スイッチング電源装置として、２個のトランスを持つ２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。その一例として下記の特許文献１を示す。
【０００４】
下記の特許文献１は、図１に示すように、１次側回路としては、トランスＴ１の一次コイルＷ１と、トランスＴ２の一次コイルＷ４と、主スイッチＱ１とからなる直列回路が、入力直流電源２に対して接続点１０及び２０において接続されている。
【０００５】
また、トランスＴ２の一次コイルＷ４と主スイッチＱ１との接続点と、入力直流電源２のマイナス端と主スイッチＱ１との接続点２０との間に、トランスＴ２の一次コイルＷ５と、トランスＴ１の一次コイルＷ２と、コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続されている。
【０００６】
さらに、トランスＴ２の一次コイルＷ４と主スイッチ素子Ｑ１との接続点と、トランスＴ１の一次コイルＷ２とコンデンサＣ１との接続点との間に、コンデンサＣ２と副スイッチ素子Ｑ２とからなる直列回路が接続されている。
【０００７】
また、２次側回路としては、トランスＴ１の二次コイルＷ３と出力スイッチＱ４からなる直列回路と、出力スイッチＱ３とトランスＴ２の二次コイルＷ６からなる直列回路が、互いに並列になるように負荷系３の両端に接続されており、出力スイッチＱ３及びＱ４が同期整流素子として働くことにより、所謂センタータップ方式の全波整流回路を構成している。また、コンデンサＣ３が平滑コンデンサとして負荷系３の両端に接続されている。
【０００８】
このように主スイッチ素子Ｑ１がオンしている期間は、副スイッチ素子Ｑ２はオフになっており、１次側では、トランスＴ１の一次コイルＷ１及びトランスＴ２の一次コイルＷ４に電流が流れ、２次側では、出力スイッチＱ３がオン、Ｑ４がオフとなり、トランスＴ２の二次コイルＷ６に電流が流れ、負荷系３に出力電圧が供給される。
【０００９】
また、主スイッチ素子Ｑ１がオフしている期間は、副スイッチ素子Ｑ２がオンとなり、１次側では、トランスＴ１の一次コイルＷ２及びトランスＴ２の一次コイルＷ５に電流が流れ、２次側では、出力スイッチＱ３がオフ、Ｑ４がオンとなり、トランスＴ１の二次コイルＷ３に電流が流れ、負荷系３に出力電圧が供給される。
【特許文献１】特開２００５−５１９９４号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところが、特許文献１に示されている絶縁型スイッチング電源装置においては、２つのトランスを用いることで、２次側のチョークコイルを不要とすることが出来るという特徴であるため、トランスが必然的に２つ必要となり、回路が大型化するという問題があった。
【００１１】
また、チョークコイルが不要となるという利点は、１次側の主スイッチ素子Ｑ１がオンの間もオフの間も、１次側から２次側にエネルギーを伝送できるという意味では有効だが、２次側のチョークコイルを不要とすると、１次側の主スイッチ素子Ｑ１の、オンとオフの切り換わりの期間にて発生するスイッチングノイズのために出力リップルは大きくなり、平滑用のコンデンサＣ３が大型化するという問題があった。
【００１２】
さらに、主スイッチ素子Ｑ１のドレイン−ソース間には入力電圧ＶｉｎにコンデンサＣ２の両端電圧を加えた電圧が印加されるため、高耐圧のスイッチ素子が要求され、高耐圧のスイッチ素子は導通時の抵抗成分であるオン抵抗が大きいためにスイッチ素子での導通損は増加する。このため、効率が低下したり、コストが増加するという問題があった。
【００１３】
そこで、本発明の目的は、上述の問題を解消して、主スイッチ素子のオン／オフ期間に関わらず、トランスの１次側から２次側へエネルギーが伝送でき、更にスイッチ素子の、オンとオフの切り換わりの期間にて発生するスイッチングノイズの発生を抑制すると同時に出力リップルを低減でき、また、低耐圧のスイッチ素子を用いることが出来る絶縁型スイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明は前記課題を解決するために次のように構成する。
（１） 直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電流を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電流を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、
第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
（２）
直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタンスＬｒと、
前記第２の１次巻線ｎｉに直列に接続された第３のインダクタＬｒｉと、
前記第１の２次巻線ｎｏに直列に接続された第２のインダクタＬｒｏと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電流を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電流を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、 第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の直列回路に対して並列に接続される第４のキャパシタＣｅと、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする。
（３）
前記トランスＴを、前記第１の１次巻線ｎｐ及び前記第１の２次巻線ｎｓとからなる第１のトランスＴ１と、前記第２の１次巻線ｎｉ及び前記第２の２次巻線ｎｏとからなる第２のトランスＴ２とで構成したことを特徴とする。
（４）
前記第１のインダクタＬｒとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用することを特徴とする。
（５）
前記第２のインダクタＬｒｏとして、前記トランスＴの２次側漏れ磁束を利用したことを特徴とする。
（６）
前記第３のインダクタＬｒｉとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用したことを特徴とする。
（７）
前記トランスＴにおいて、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流により共通磁心に発生する直流磁束を打ち消す方向に、前記第１の１次巻線ｎｐ、または前記第２の１次巻線ｎｉを巻回して、前記第１の２次巻線ｎｓは、前記第２の２次巻線ｎｏと磁気極性を逆極性とし、かつ巻数を前記第２の２次巻線ｎｏの巻数より大きくしたことを特徴とする。
（８）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態のときに流れる電流の向きに対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第２の１次巻線ｎｉは磁気極性を同極性とし、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは磁気極性を逆極性としたことを特徴とする。
（９）
前記第１のトランスＴ１の方が前記第２のトランスＴ２よりも磁気結合度を小さくしたことを特徴とする。
（１０）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２は電界効果トランジスタであることを特徴とする。
（１１）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２はスイッチ回路両端の電圧が０Ｖまたは０Ｖ付近まで低下してからスイッチング素子がターンオンする動作となるゼロ電圧スイッチング動作にて駆動されることを特徴とする。
（１２）
前記整流回路は、前記第１の２次巻線ｎｓによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第１の２次巻線ｎｓに流れる電流を整流する第３のダイオードＤｓと、前記第２の２次巻線ｎｏによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流を整流する第４のダイオードＤｆとから構成されることを特徴とする。
（１３）
前記第３のダイオードＤｓまたは前記第４のダイオードＤｆを、電界効果トランジスタに置き換えた同期整流回路で構成したことを特徴とする。
（１４）
前記第１の２次巻線ｎｓの巻数と、前記第２の２次巻線ｎｏの巻数との巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝２：１
としたことを特徴とする。
（１５）
前記トランスＴにおいて、少なくとも前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓとの磁気結合度が相対的に大きく、かつ前記第２の２次巻線ｎｏと他の巻線との磁気結合度が相対的に小さいことを特徴とする。
（１６）
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする。
（１７）
前記トランスＴは複数の脚部コアを有し、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓが同一の脚部コアに巻回され、少なくとも前記第２の２次巻線ｎｏは他の脚部コアに巻回されるように構成したことを特徴とする。
（１８）
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする。
（１９）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１及び前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、ＰＷＭ制御によって出力電圧Ｖｏを安定化するように制御することを特徴とする。
（２０）
前記第３のキャパシタＣｒは、前記第１の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１との間に接続されたことを特徴とする。
（２１）
前記第１のスイッチ回路Ｓ１、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２のいずれか一方は、その時比率（＝オン時間／スイッチング周期）をＤａとした場合、
０≦Ｄａ≦０．５
の範囲でのみ駆動し、他方は、
０．５≦Ｄａ≦１
の範囲でのみ駆動することを特徴とする。
（２２）
前記電源入力部の入力電圧Ｖｉに対する前記出力電圧Ｖｏの比率で表される電圧変換率をＭ（＝Ｖｏ／Ｖｉ）とし、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓの巻数比をｎ（＝ｎｐ／ｎｓ）とした場合に、
Ｍ＝Ｄ（１−Ｄ）／ｎ
で表されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
この発明によれば、
（ａ）スイッチング素子がオン期間及びオフ期間のどちらであっても、１次側から２次側にエネルギー伝送ができ、電力変換効率に優れる。
（ｂ）漏洩磁束型トランスで構成した１つの複合型トランスを用いることで、回路動作上必要な全てのインダクタンス素子を、トランスの漏れ磁束で代替させることができ、回路規模全体の大幅な小型化が可能となる。
（ｃ）１次側から２次側へのエネルギー伝送において、インダクタンス素子にエネルギーを蓄積させることがなく、トランスの小型化が可能となる。
（ｄ）重負荷時においてもトランスの最大磁束密度を十分に低減できるため、従来と比較して磁気飽和などに対して余裕をもってトランスを設計することができるため、トランスの小型軽量化が可能となる。
（ｅ）一方の１次巻線ｎｉと２次巻線ｎｏとの磁気結合から他方の１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの磁気結合にエネルギー伝送経路が切り換わる際の電流変動を抑制するためのフィルタインダクタを１次側及び２次側に有しているため、出力のリップルノイズを大幅に低減でき、平滑用キャパシタを小型化できる。
（ｆ）出力側のフィルタインダクタＬｒｏをトランスの漏れ磁束で代替させるため、部品点数を削減でき、回路規模を大幅に小型化できる。
（ｇ）第１のスイッチング素子Ｑ１の動作電圧が入力電圧と同じ電圧まで下げられるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗であるため、スイッチング損失の低減も見込め、低コスト、高効率化が実現できる。
（ｈ）第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動させることで、スイッチング損失をさらに低減することができ、高効率化を図ることができる。
（ｉ）ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動に必要な、１次側のインダクタンス素子をトランスの漏れ磁束で代替することで、部品点数を削減でき、回路規模を大幅に小型化できる。
（ｊ）スイッチング素子Ｑ２が電圧クランプ回路として機能するため、スイッチング素子Ｑ１に対してスイッチングサージ電圧が印加されることを防ぐことができるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗の素子を用いることで導通損失を低減でき、高効率化が実現できる。
といった効果を奏し、回路規模を簡素にでき、かつ高効率な絶縁型スイッチング電源装置を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００１７】
図２に示すように、この絶縁型スイッチング電源装置は、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第１のインダクタＬｒｉと複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第３のキャパシタＣｒと第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第３のキャパシタＣｒとの接続点と、電源入力部の−側端子との間に、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｐと第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとからなる直列回路が接続され、第３のキャパシタＣｒと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとの接続点との間に、第２のスイッチ回路Ｓ２が接続されている。
【００１８】
なお、第１のスイッチ回路Ｓ１と第２のスイッチ回路Ｓ２は、両方が同時にオンするとショートしてしまうため、必要最小限のデッドタイムを挟んで互いに相補的にオン／オフ動作をするように構成される。
【００１９】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１は、第１のスイッチング素子Ｑ１、第１のダイオードＤ１、および第１のキャパシタＣ１の並列接続回路で構成されていて、前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、第２のスイッチング素子Ｑ２、第２のダイオードＤ２、および第２のキャパシタＣ２の並列接続回路で構成されている。
【００２０】
この第１のスイッチング素子Ｑ１および第２のスイッチング素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタで構成することによって、その寄生ダイオードを第１のダイオードＤ１及び第２のダイオードＤ２、寄生キャパシタを第１のキャパシタＣ１及び第２のキャパシタＣ２として利用することが可能である。このことによってこれらの個別部品としての実装を省略することができ、部品点数が削減できる。
【００２１】
また、複合型トランスＴの２次側には、第１の１次巻線と主に結合する第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと主に結合する第２の２次巻線ｎｏが設けられており、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｓは逆極性、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏは同極性となるように巻回されている。
【００２２】
複合型トランスＴの、第１の２次巻線ｎｓの一端には第３のダイオードＤｓのアノードが接続され、第１の２次巻線ｎｓの他端には第４のダイオードＤｆのアノードが接続され、第４のダイオードＤｆのカソードは、第３のダイオードＤｓのカソードと接続される。また、第２の２次巻線ｎｏの一端は第３のダイオードＤｓのカソードと第４のダイオードＤｆのカソードとの接続点に接続され、第２の２次巻線ｎｏの他端は、第３のインダクタＬｒｏの一端に接続される。第３のインダクタＬｒｏの他端は、負荷Ｒｏの一端に接続され、負荷Ｒｏの他端は第１の２次巻線ｎｓの他端に接続される。また、負荷Ｒｏの両端には平滑用の第５のキャパシタＣｏが並列に接続されている。
【００２３】
このような構成により、複合型トランスＴにおける第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓは、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの期間において出力に電力を送るフライバック方式として動作するように巻線の極性が設定され、第２の１次巻線ｎｉ及び第２の２次巻線ｎｏは、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの期間において出力に電力を送るフォワード方式として動作するように巻線の極性が設定されるので、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフである期間中は、第２の２次巻線ｎｏに電圧が誘起されて第４のダイオードＤｆがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。
【００２４】
また、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンである期間中は、第１の２次巻線ｎｓに電圧が誘起されて第３のダイオードＤｓがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。
【００２５】
このように複合型トランスＴにて、第１のスイッチ回路Ｓ１のオン期間、またはオフ期間のいずれにおいても、１次側から２次側へのエネルギー伝送が実現できるため、必要最低限のデッドタイムを除いて、実質的にスイッチング周期の全領域に渡って１次側から２次側へのエネルギー伝送が可能となる。更に伝送経路が切り換わる短い期間であるデッドタイム期間においては、トランスの漏れ磁束で構成できるフィルタインダクタＬｒｏにて、電流変動を抑制できるため出力のリップルノイズを大幅に低減でき、平滑用の第５のキャパシタＣｏを小型化できる。
【００２６】
図１８は図２に示した絶縁型スイッチング電源装置の回路各部の波形図である。以下、図２および図１２を参照して回路動作を説明する。図１８において、ｖｇｓ１、ｖｇｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート−ソース間電圧であり、実質的にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフを表す波形である。また、ｖｄｓ１、ｖｄｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧であり、実質的にキャパシタＣ１、Ｃ２の両端電圧波形である。さらに、ｉｄ１、ｉｄ２、ｉｉ、ｉｐ、ｉＬはそれぞれスイッチ回路Ｓ１、Ｓ２、第２の１次巻線ｎｉ、第１の１次巻線ｎｐ、第３のインダクタＬｒｏに流れる電流の電流波形である。
【００２７】
この絶縁型スイッチング電源装置の定格動作における動作は、１スイッチング周期Ｔｓにおいて時刻ｔ１〜ｔ７の６つの動作状態に分けることができる。以下に各状態に分けて回路動作について説明する。
【００２８】
（１）状態１ ｓｔａｔｅ１ ［ｔ１〜ｔ２］
初めに第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフした後、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１がゼロ電圧近傍になると、第１のダイオードＤ１がターンオンする。このタイミングで、第１のスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
【００２９】
（２）状態２ ｓｔａｔｅ２ ［ｔ２〜ｔ３］
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐ及び第２の１次巻線ｎｉには電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ｉｄ１及び第１の１次巻線ｎｐに流れる電流ｉｐは１次関数的に増大する。この時、第１の１次巻線ｎｐと主に磁気的に結合している第１の２次巻線ｎｓはフライバックコンバータとして動作し、第２の１次巻線ｎｉと主に磁気的に結合している第２の２次巻線ｎｏは、フォワードコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第２の２次巻線ｎｏにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓはターンオフし、第４のダイオードＤｆがターンオンしている。よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第４のダイオードＤｆ→第１の２次巻線ｎｏ→第３のインダクタＬｒｏ→負荷Ｒｏという順番で流れる。
【００３０】
（３）状態３ ｓｔａｔｅ３ ［ｔ３〜ｔ４］
第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフすると、第１のインダクタＬｒｉ及び第２のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第１のキャパシタＣ１が充電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は上昇する。また、同時に第２のキャパシタＣ２は放電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は降下する。
【００３１】
（４）状態４ ｓｔａｔｅ４ ［ｔ４〜ｔ５］
第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２がゼロ電圧近傍になると、第２のダイオードＤ２がターンオンする。このタイミングで、第２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせ、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。
【００３２】
（５）状態５ ｓｔａｔｅ５ ［ｔ５〜ｔ６］
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされることにより、第１の１次巻線ｎｐ及び第２の１次巻線ｎｉは［状態２］の時とは逆方向に励磁され、第２の１次巻線ｎｉには電流が流れず、第１の１次巻線ｎｐは［状態２］の時とは逆方向に１次関数的に増大する。また、第２のスイッチング素子Ｑ２に流れる電流ｉｄ２も１次関数的に増大する。この時、第１の１次巻線ｎｐと主に磁気的に結合している第１の２次巻線ｎｓはフライバックコンバータとして動作し、第２の１次巻線ｎｉと主に磁気的に結合している第２の２次巻線ｎｏは、フォワードコンバータとして動作するため、複合型トランスＴの２次側においては、第１の２次巻線ｎｓにのみ電流が流れるため、第３のダイオードＤｓがターンオンし、第４のダイオードＤｆはターンオフしている。よって複合型トランスＴの２次側に流れる電流は、第１の２次巻線ｎｓ→第３のダイオードＤｓ→第２の２次巻線ｎｏ→第３のインダクタＬｒｏ→負荷Ｒｏという順番で流れる。
【００３３】
（６）状態６ ｓｔａｔｅ６ ［ｔ６〜ｔ７］
第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、第２のインダクタＬｒに蓄積されたエネルギーによって、第２のキャパシタＣ２が充電され、それに伴い第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ２は上昇する。また、同時に第１のキャパシタＣ１は放電され、それに伴い第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ１は降下する。この後、［状態１］の動作に戻る。
【００３４】
第１のスイッチング素子Ｑ１、及び第２のスイッチング素子Ｑ２のオン／オフタイミングは、例えば、出力電圧を検出するための出力電圧検出回路等を有し、予め決められた電圧を超えたことをフォトカプラ等の絶縁帰還手段を用いてフィードバックし、それに基づいてオン／オフ制御が行われる。
【００３５】
また、そのオン／オフ制御としてＰＷＭ（パルス幅変調）制御を用いた場合、スイッチング周波数は一定となるので、スイッチング動作にともなって発生するＥＭＩノイズ等の周波数成分も一定の周波数に集中するために、ノイズ対策が取りやすいという利点がある。
【００３６】
但し、本発明では、ＰＷＭ制御に限らず、ＰＡＭ（パルス振幅変調）制御やＰＦＭ（パルス周波数変調）等の各種制御方法やこれらを組み合わせた制御方式を用いることも可能である。
【００３７】
図１９は、第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いられる複合型トランスＴの外観図である。
【００３８】
図１９に示されているように、第１の１次巻線ｎｐと主に磁気的に結合する第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと主に磁気的に結合する第２の２次巻線ｎｏとが、１つの複合型トランスとして構成されている。また、第１の２次巻線ｎｏは他の各巻線との磁気結合度が最も小さく、漏れ磁束が大きくなるように巻回されている。具体的には、図１９や図２１等に示すように、複合型トランスＴは複数の脚部コアを有し、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓは同一の脚部コアに巻回され、少なくとも第２の２次巻線ｎｏは他の脚部コアに巻回するようにしている。また、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓを積層巻きで構成し、第２の２次巻線ｎｏをそれらに対して分割巻きで構成してもよい。これは第２のインダクタンスＬｒｏを複合型トランスＴの漏れ磁束で代替する場合に、インダクタンス値を大きくとるための構成である。
【００３９】
また、１つの複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓに誘起される電圧をＶｏ１、第２の２次巻線ｎｏに誘起される電圧をＶｏ２、負荷Ｒｏに出力される電圧をＶｏとすると、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏの巻数比が、ｎｓ：ｎｏ＝２：１の場合、
第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの時、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｏ２
となり、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの時、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｏ１−Ｖｏ２＝２Ｖｏ２−Ｖｏ２＝Ｖｏ２
となって、出力電圧Ｖｏのリップル成分をなくすことができる。
【００４０】
また、ｎｓ：ｎｏ＝１：１とした場合、
第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの時に複合型トランスＴのコアに生じる磁束の大きさと、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの時に複合型トランスＴのコアに生じる磁束の大きさが等しくなり、トランスのコアが最も磁気飽和しにくくなるため、複合型トランスの設計に余裕度を持たせることができる。
【００４１】
図１９に示されたような、漏れ磁束を意図的に生じさせるように、磁気結合度が小さい箇所を設けたトランスを漏洩磁束型トランスと呼ぶ。こうした漏洩磁束型トランスの構造としては、例えば図１９〜図２６に示したようなバリエーションが考えられる。いずれも、第２の２次巻線ｎｏと、その他の巻線との磁気結合度を小さくし、かつ第１の１次巻線ｎｐ及び第１の２次巻線ｎｓの磁気結合度を大きくしたような構造となっている。コア構造は図示したように、「ＥＥ型コア」、「ＥＩ型コア」、「ＥＲ型コア」、「ＥＲＩ型コア」、「ＬＬ型コア」、「ＵＵ型コア」等が考えられる。
【００４２】
さらに、第１の実施形態において、複合型トランスＴの、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｉの巻数を等しくした場合において、例えばスイッチング素子の時比率（＝オン時間／スイッチング周期）をＤａとし、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓの巻数比をｎとした場合、電圧変換率Ｍ（＝Ｖｏ／Ｖｉ）は、第３のキャパシタＣｒの両端電圧をＶＣｒ、第４のキャパシタＣｅの両端電圧をＶＣｅ、スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ、オフ時間をＴｏｆｆとした場合、Ｖｉ＝ＶＣｅ、Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）であるから、
（Ｖｉ−ＶＣｒ）×Ｔｏｎ＝−（Ｖｉ−ＶＣｅ−ＶＣｒ）×Ｔｏｆｆ
という式が成り立つ。これを解くと、
ＶＣｒ＝Ｄ×Ｖｉとなる。
また、同時に
Ｖｏ＝｛（ｎｏ／ｎｉ）×（Ｖｉ−ＶＣｒ）×Ｄ＋（（ｎｏ−ｎｓ）／ｎｐ）×（−ＶＣｒ）×（１−Ｄ）｝×Ｖｉ
という式が成り立つ。ｎｉ＝ｎｐであるから、これを解くと、
Ｍ＝Ｄａ×（１−Ｄａ）／ｎ
となる。よって、電圧変換率Ｍは、Ｄａ＝０．５をピークとした放物線状の特性曲線を描くため、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２は、Ｄａ＝０．５を境界点にして対称動作が可能となる。すなわち、一方のスイッチング素子は
０≦Ｄａ≦０．５
の範囲で動作し、他方のスイッチング素子は
０．５≦Ｄａ≦１
の範囲で動作する。こうすることで、スイッチング素子の導通損を分散させることができ、放熱構造の小型化、ひいてはスイッチング電源装置の小型化が実現できる。
【００４３】
この第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は次のとおりである。
【００４４】
（ａ）スイッチング素子がオン期間及びオフ期間のどちらであっても、１次側から２次側にエネルギー伝送ができ、電力変換効率に優れる。
【００４５】
（ｂ）漏洩磁束型トランスで構成した１つの複合型トランスを用いることで、回路動作上必要な全てのインダクタンス素子を、トランスの漏れ磁束で代替させることができ、回路規模全体の大幅な小型化が可能となる。
【００４６】
（ｃ）１次側から２次側へのエネルギー伝送において、インダクタンス素子にエネルギーを蓄積させることがなく、トランスの小型化が可能となる。
【００４７】
（ｄ）重負荷時においてもトランスの最大磁束密度を十分に低減できるため、従来と比較して磁気飽和などに対して余裕をもってトランスを設計することができるため、トランスの小型軽量化が可能となる。
【００４８】
（ｅ）一方の１次巻線ｎｉと２次巻線ｎｏとの磁気結合から他方の１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの磁気結合にエネルギー伝送経路が切り換わる際の電流変動を抑制するためのフィルタインダクタを１次側及び２次側に有しているため、出力のリップルノイズを低減でき、平滑用キャパシタを小型化できる。
【００４９】
（ｆ）出力側のフィルタインダクタＬｒｏをトランスの漏れ磁束で代替させるため、部品点数を削減でき、回路規模を大幅に小型化できる。
【００５０】
（ｇ）第１のスイッチング素子Ｑ１の動作電圧が入力電圧と同じ電圧まで下げられるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗であるため、スイッチング損失の低減も見込め、低コスト、高効率化が実現できる。
【００５１】
（ｈ）第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動させることで、スイッチング損失をさらに低減することができ、高効率化を図ることができる。
【００５２】
（ｉ）ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）駆動に必要な、１次側のインダクタンス素子をトランスの漏れ磁束で代替することで、部品点数を削減でき、大幅にを小型化できる。
【００５３】
（ｊ）スイッチング素子Ｑ２が電圧クランプ回路として機能するため、スイッチング素子Ｑ１に対してスイッチングサージ電圧が印加されることを防ぐことができるので、スイッチング素子に低耐圧の半導体部品を用いることができ、低オン抵抗の素子を用いることで導通損失を低減でき、高効率化が実現できる。
【００５４】
なお、第１の実施形態においては、第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓとを逆極性として構成し、第２の１次巻線ｎｉと、第２の２次巻線ｎｏとを同極性として構成しているが、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓとを同極性、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏとを逆極性となるように巻回してもよい。
《第２の実施形態》
図３は第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図２に示した回路と異なるのは、第３のダイオードＤｓの接続位置である。すなわち図３では、第３のダイオードは、第４のダイオードＤｆとアノード同士が接続されている。その他の構成は図２に示したものと同様である。
【００５５】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００５６】
この第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第３の実施形態》
図４は第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図２に示した回路と異なるのは、第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓがフォワード方式として動作し、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏがフライバック方式として動作する点である。すなわち図４では、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの間は、第１の２次巻線ｎｓに電圧が誘起されて第３のダイオードＤｓがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。
また、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの間は、第２の２次巻線ｎｏに電圧が誘起されて第４のダイオードＤｆがオンし、第３のインダクタＬｒｏを介して出力電流を流して負荷Ｒｏに直流出力電圧が供給される。その他の構成は図２に示したものと同様である。
【００５７】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００５８】
この第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第４の実施形態》
図５は第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であり、第１の実施形態から、第２の１次巻線ｎｉ及び第２の２次巻線ｎｏを省いて構成した例である。第１の実施形態において、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間における伝送エネルギーと、第２のスイッチ回路Ｓ２がオンしている期間における伝送エネルギーを等しくするためには、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｉの巻数は等しくする必要がある。すなわち、第１のスイッチ回路Ｓ１がオンしている期間には第２の１次巻線ｎｉに電流が流れ、第２のスイッチ回路Ｓ２がオンしている期間には第１の１次巻線ｎｐに電流が流れるのであるから、第２の１次巻線ｎｉを省略し、第１の１次巻線ｎｐのみでトランスＴを駆動させることが可能となる。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５９】
第４の実施形態は、第１の実施形態に比べると、トランスＴにおいて第２の１次巻線ｎｉが不要となるので、より小型化することができる。
【００６０】
この第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第５の実施形態》
図６は第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であり、第１の実施形態における第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓとで第１のトランスＴ１を構成し、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏとで第２のトランスＴ２を構成した例である。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００６１】
第５の実施形態は、第１の実施形態に比べると、トランスが２つに分離されている分、小型化の面では不利であるが、第１のトランスＴ１と第２のトランスＴ２は、１つ１つは小型であり、実装面において配置場所の自由度を広げることができる。
【００６２】
この第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第６の実施形態》
図７は第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図６に示した回路と異なるのは、２次側の第３のダイオードＤｓを第６のキャパシタＣｓに置き換えた点である。図６において、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの際には、第３のダイオードＤｓはオフであり、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの際には、第３のダイオードＤｓはオンとなる。
【００６３】
これに対して図７における回路は、所謂倍電圧整流回路を構成しており、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの際には、第６のキャパシタＣｓには電荷がチャージされ、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの際には、第１の２次巻線ｎｓには図４における実施形態に比べて倍の電圧が出力される。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００６４】
第６の実施形態は、第１の実施形態に比べて、第３のダイオードＤｓが存在しないため、負荷電流が大きい場合、その順方向電圧降下による損失をなくすことができ、高効率化が図れるという利点がある。
【００６５】
また、第６の実施形態においては、特に複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝１：１
とすることが好ましい。この場合、第１の２次巻線ｎｓに誘起される電圧をＶｏ１、第２の２次巻線ｎｏに誘起される電圧をＶｏ２、負荷Ｒｏに出力される電圧をＶｏとすると、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオフの時、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｏ２
となり、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がオンの時、第６のキャパシタＣｓ及び第４のダイオードＤｆからなる倍圧整流回路が構成されているため、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝２Ｖｏ１−Ｖｏ２＝２Ｖｏ２−Ｖｏ２＝Ｖｏ２
となり、出力電圧Ｖｏのリップル電圧をなくし、かつ複合型トランスＴのコアが最も磁気飽和しにくい構成にすることができる。
【００６６】
この第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第７の実施形態》
図８は第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図６に示した回路と異なるのは、第３のキャパシタＣｒの接続位置である。すなわち図８では、第３のキャパシタＣｒは、第１の１次巻線ｎｐと第２の１次巻線ｎｉとの間に接続されている。その他の構成は図６に示したものと同様である。
【００６７】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００６８】
この第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第８の実施形態》
図９は第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図７に示した回路と異なるのは、第１のキャパシタＣｒの接続位置である。すなわち図９では、第３のキャパシタＣｒは、第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとの接続点と、第２のスイッチ素子Ｓ２との間に接続されている。その他の構成は図７に示したものと同様である。
【００６９】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００７０】
第８の実施形態は、第１の実施形態に比べて、第３のダイオードＤｓが存在しないため、負荷電流が大きい場合、その順方向電圧降下による損失をなくすことができ、高効率化が図れるという利点がある。
【００７１】
また、第８の実施形態においては、特に複合型トランスＴのうち、第１の２次巻線ｎｓと第２の２次巻線ｎｏとの巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝１：１
とすることが好ましい。理由は第６の実施形態で示したのと同様である。
【００７２】
この第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第９の実施形態》
図１０は第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００７３】
図１０に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第８の実施形態である図１０に示す絶縁型スイッチング電源装置から、第４の実施形態同様に、第２の１次巻線ｎｉを省略し、第１の１次巻線ｎｐのみでトランスＴを駆動させるように構成したものである。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００７４】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００７５】
この第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１０の実施形態》
図１１は第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００７６】
図１１に示す絶縁型スイッチング電源装置は、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第１のインダクタＬｒｉと複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、電源入力部の−側端子との間に、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｐと第２のインダクタＬｒと第４のキャパシタＣｅとからなる直列回路と、第２のスイッチ回路Ｓ２と第３のキャパシタＣｒとからなる直列回路が、互いに並列に接続されている。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００７７】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００７８】
この第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１１の実施形態》
図１２は第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００７９】
図１２に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第１０の実施形態である図１１に示す絶縁型スイッチング電源装置から、第４の実施形態同様に、第２の１次巻線ｎｉを省略し、第１の１次巻線ｎｐのみでトランスＴを駆動させるように構成したものである。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８０】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８１】
この第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１２の実施形態》
図１３は第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。図１３に示す絶縁型スイッチング電源装置は、図８に示した第７の実施形態における、第３のキャパシタＣｒを第７のキャパシタＣｒ１と第８のキャパシタＣｒ２に分けた構成となっている。すなわち、直流電圧Ｖｉが供給される電源入力部の＋側端子及び−側端子に対して、第１のインダクタＬｒｉと複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１とからなる直列回路が接続され、複合型トランスＴの第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ回路Ｓ１との接続点と、電源入力部の−側端子との間に、複合型トランスＴの第１の１次巻線ｎｐと第２のインダクタＬｒと第７のキャパシタＣｒ１と第４のキャパシタＣｅとからなる直列回路と、第７のキャパシタＣｒ１と第４のキャパシタＣｅとの接続点と、第２の１次巻線ｎｉと第１のスイッチ素子Ｓ１との接続点との間に、第２のスイッチ素子Ｓ２が接続され、第２のインダクタンスＬｒと第７のキャパシタＣｒ１との接続点と、電源入力部の−側端子との間に、第８のキャパシタＣｒ２が接続されている。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８２】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８３】
この第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１３の実施形態》
図１４は第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００８４】
図１４に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第１の実施形態に対して、第３のダイオードＤｓ及び第４のダイオードＤｆを、第３のスイッチング素子Ｑ３、第５のダイオードＤ３、および第９のキャパシタＣ３の並列接続回路で構成された第３のスイッチ回路Ｓ３と、第４のスイッチング素子Ｑ４、第６のダイオードＤ４、および第１０のキャパシタＣ４の並列接続回路で構成された第４のスイッチ回路Ｓ４に置換し、同期整流回路を構成した点が相違する。第３のスイッチ回路Ｓ３及び第４のスイッチ回路Ｓ４としては、電界効果トランジスタで構成することが好ましい。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８５】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８６】
この第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１４の実施形態》
図１５は第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００８７】
図１５に示す絶縁型スイッチング電源装置は、第１の実施形態に対して、第１の２次巻線ｎｓを、第３の２次巻線ｎｓ１、及び第４の２次巻線ｎｓ２で構成し、第３のダイオードＤｓ、第４のダイオードＤｆと共に、センタータップ方式の全波整流回路を構成した点で相違する。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００８８】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００８９】
この第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１５の実施形態》
図１６は第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００９０】
図１６に示す絶縁型スイッチング電源装置は、その１次側回路については第９の実施形態である図１０に示す絶縁型スイッチング電源装置と同一であり、２次側回路において、第２の２次巻線ｎｏが、第５の２次巻線ｎｏ１、第６の２次巻線ｎｏ２とからなり、第５の２次巻線ｎｏ１と第６の２次巻線ｎｏ２は、それぞれの一端が第１の２次巻線ｎｓの両端に接続され、各々が第４のインダクタＬｒｏ１、第５のインダクタＬｒｏ２を介して他端が互いに接続され、かつ負荷Ｒｏの一端に接続される。
【００９１】
また、第１の２次巻線ｎｓの両端はそれぞれ第５のダイオードＤ１と第６のダイオードＤ６を介して接続され、その接続点は負荷Ｒｏの他端に接続されている。
【００９２】
こうした接続によって、２次側回路は所謂カレントダブラ（倍電流整流）回路を構成している。その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００９３】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００９４】
この第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
《第１６の実施形態》
図１７は第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【００９５】
図１７に示す絶縁型スイッチング電源装置は、その２次側回路については第１５の実施形態である図１６に示す絶縁型スイッチング電源装置と同一であり、その他の点については、第１の実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００９６】
このような構成であっても第１の実施形態の場合と同様の作用効果を奏する。
【００９７】
この第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成による効果は、第１の実施形態で挙げた効果のうち、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】特許文献１に示されている絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図２】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図３】第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図４】第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図５】第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図６】第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図７】第６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図８】第７の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図９】第８の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図である。
【図１０】第９の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図であ る。
【図１１】第１０の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１２】第１１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１３】第１２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１４】第１３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１５】第１４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１６】第１５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１７】第１６の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の回路図で ある。
【図１８】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の波形図であ る。
【図１９】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの構造例である。
【図２０】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２１】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２２】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２３】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２４】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２５】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【図２６】第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置に用いるトラ ンスの他の構造例である。
【符号の説明】
【００９９】
Ｔ−複合型トランス
Ｔ１−第１のトランス
Ｔ２−第２のトランス
ｎｐ−第１の１次巻線
ｎｉ−第２の１次巻線
ｎｓ−第１の２次巻線
ｎｏ−第２の２次巻線
ｎｓ１−第３の２次巻線
ｎｓ２−第４の２次巻線
ｎｏ１−第５の２次巻線
ｎｏ２−第６の２次巻線
Ｌｒｉ−第１のインダクタ
Ｌｒ−第２のインダクタ
Ｌｒｏ−第３のインダクタ
Ｌｒｏ１−第４のインダクタ
Ｌｒｏ２−第５のインダクタ
Ｃ１−第１のキャパシタ
Ｃ２−第２のキャパシタ
Ｃｒ−第３のキャパシタ
Ｃｅ−第４のキャパシタ
Ｃｏ−第５のキャパシタ
Ｃｓ−第６のキャパシタ
Ｃｒ１−第７のキャパシタ
Ｃｒ２−第８のキャパシタ
Ｃ３−第９のキャパシタ
Ｃ４−第１０のキャパシタ
Ｄ１−第１のダイオード
Ｄ２−第２のダイオード
Ｄｓ−第３のダイオード
Ｄｆ−第４のダイオード
Ｄ３−第５のダイオード
Ｄ４−第６のダイオード
Ｄ５−第７のダイオード
Ｄ６−第８のダイオード
Ｑ１−第１のスイッチング素子
Ｑ２−第２のスイッチング素子
Ｑ３−第３のスイッチング素子
Ｑ４−第４のスイッチング素子
Ｓ１−第１のスイッチ回路
Ｓ２−第２のスイッチ回路
Ｓ３−第３のスイッチ回路
Ｓ４−第４のスイッチ回路
Ｒｏ−負荷
Ｖｏ−出力電圧
Ｖｉ−電源入力部の入力電圧
Ｄａ−スイッチング素子の時比率
Ｍ−電圧変換率
Ｔｏｎ−スイッチング素子のオン時間
Ｔｏｆｆ−スイッチング素子のオフ時間
Ｖｃｒ−第３のキャパシタの両端電圧
ＶＣｅ−第４のキャパシタの両端電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電圧を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電圧を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、
第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２】
直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタンスＬｒと、
前記第２の１次巻線ｎｉに直列に接続された第３のインダクタＬｒｉと、
前記第１の２次巻線ｎｏに直列に接続された第２のインダクタＬｒｏと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電圧を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電圧を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、 第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の直列回路に対して並列に接続される第４のキャパシタＣｅと、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスＴを、前記第１の１次巻線ｎｐ及び前記第１の２次巻線ｎｓとからなる第１のトランスＴ１と、前記第２の１次巻線ｎｉ及び前記第２の２次巻線ｎｏとからなる第２のトランスＴ２とで構成したことを特徴とする請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記第１のインダクタＬｒとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第２のインダクタＬｒｏとして、前記トランスＴの２次側漏れ磁束を利用することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第３のインダクタＬｒｉとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用することを特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項７】
前記トランスＴにおいて、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流により共通磁心に発生する直流磁束を打ち消す方向に、前記第１の１次巻線ｎｐ、または前記第２の１次巻線ｎｉを巻回して、前記第１の２次巻線ｎｓは、前記第２の２次巻線ｎｏと磁気極性を逆極性とし、かつ巻数を前記第２の２次巻線ｎｏの巻数より大きくしたことを特徴とする請求項２〜６のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項８】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態のときに流れる電流の向きに対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第２の１次巻線ｎｉは磁気極性を同極性とし、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは磁気極性を逆極性としたことを特徴とする請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項９】
前記第１のトランスＴ１の方が前記第２のトランスＴ２よりも磁気結合度を小さくしたことを特徴とする請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２は電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２はスイッチ回路両端の電圧が０Ｖまたは０Ｖ付近まで低下してからスイッチング素子がターンオンする動作となるゼロ電圧スイッチング動作にて駆動されることを特徴とする請求項１０に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記整流回路は、前記第１の２次巻線ｎｓによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第１の２次巻線ｎｓに流れる電流を整流する第３のダイオードＤｓと、前記第２の２次巻線ｎｏによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流を整流する第４のダイオードＤｆとから構成されることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記第３のダイオードＤｓまたは前記第４のダイオードＤｆを、電界効果トランジスタに置き換えた同期整流回路で構成したことを特徴とする請求項１２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記第１の２次巻線ｎｓの巻数と、前記第２の２次巻線ｎｏの巻数との巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝２：１
としたことを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記トランスＴにおいて、少なくとも前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓとの磁気結合度が相対的に大きく、かつ前記第２の２次巻線ｎｏと他の巻線との磁気結合度が相対的に小さいことを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１６】
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１７】
前記トランスＴは複数の脚部コアを有し、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓが同一の脚部コアに巻回され、少なくとも前記第２の２次巻線ｎｏは他の脚部コアに巻回されるように構成したことを特徴とする請求項１〜１６のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１８】
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする請求項１７のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１９】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１及び前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、ＰＷＭ制御によって出力電圧Ｖｏを安定化するように制御することを特徴とする請求項１〜１８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２０】
前記第３のキャパシタＣｒは、前記第１の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１との間に接続されたことを特徴とする請求項１〜１９のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２１】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２のいずれか一方は、その時比率（＝オン時間／スイッチング周期）をＤａとした場合、
０≦Ｄａ≦０．５
の範囲でのみ駆動し、他方は、
０．５≦Ｄａ≦１
の範囲でのみ駆動することを特徴とする請求項２０に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２２】
前記電源入力部の入力電圧Ｖｉに対する前記出力電圧Ｖｏの比率で表される電圧変換率をＭ（＝Ｖｏ／Ｖｉ）とし、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓの巻数比をｎ（＝ｎｐ／ｎｓ）とした場合に、
Ｍ＝Ｄ（１−Ｄ）／ｎ
で表されることを特徴とする請求項２１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１】
直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと、第１の２次巻線ｎｓと、第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタＬｒと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電圧を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電圧を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、
第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２】
直流入力電圧Ｖｉが入力される直流電源入力部と、
一つの磁性部品で構成され、磁気的に結合された第１の１次巻線ｎｐと第１の２次巻線ｎｓと、第２の１次巻線ｎｉと第２の２次巻線ｎｏと、を備えたトランスＴと、
前記第１の１次巻線ｎｐに直列に接続された第１のインダクタンスＬｒと、
前記第２の１次巻線ｎｉに直列に接続された第３のインダクタＬｒｉと、
前記第１の２次巻線ｎｏに直列に接続された第２のインダクタＬｒｏと、
前記第１の２次巻線ｎｓ及び前記第２の２次巻線ｎｏに生じる各々の電圧を加算したものを整流する第１の整流素子Ｄｓと、前記第２の２次巻線ｎｏに生じる電圧を整流する第２の整流素子Ｄｆとからなる整流回路と、 第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のキャパシタＣ１と、第１のダイオードＤ１の並列回路からなる第１のスイッチ回路Ｓ１と、
第２のスイッチング素子Ｑ２と、第２のキャパシタＣ２と、第２のダイオードＤ２の並列回路からなる第２のスイッチ回路Ｓ２と、
第３のキャパシタＣｒと、
前記直流電源入力部の両端に接続され、前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉと、前記第１のスイッチ回路Ｓ１とが直列に接続された第１の直列回路と、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１の両端、または前記第１の１次巻線ｎｐまたは前記第２の１次巻線ｎｉの両端に接続され、前記第２のスイッチ回路Ｓ２と前記第３のコンデンサＣｒとが直列に接続された第２の直列回路と、
前記第１の直列回路に対して並列に接続される第４のキャパシタＣｅと、を備え、
前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、共にオフである期間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように動作するように構成された絶縁型スイッチング電源装置であって、
前記トランスＴは、前記第１のスイッチ回路Ｓ１と前記第２のスイッチ回路Ｓ２の相補的なオン／オフ動作に同期して、前記第１の２次巻線ｎｓまたは前記第２の２次巻線ｎｏによって相補的に１次側から２次側にエネルギー伝送が行われるように巻回され、
前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは、互いに巻線の磁気極性が逆極性であって、
前記第２のインダクタＬｒｏを介して２次側に出力電圧Ｖｏが出力されるようにしたことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記トランスＴを、前記第１の１次巻線ｎｐ及び前記第１の２次巻線ｎｓとからなる第１のトランスＴ１と、前記第２の１次巻線ｎｉ及び前記第２の２次巻線ｎｏとからなる第２のトランスＴ２とで構成したことを特徴とする請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記第１のインダクタＬｒとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第２のインダクタＬｒｏとして、前記トランスＴの２次側漏れ磁束を利用することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第３のインダクタＬｒｉとして、前記トランスＴの１次側漏れ磁束を利用することを特徴とする請求項２〜５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項７】
前記トランスＴにおいて、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流により共通磁心に発生する直流磁束を打ち消す方向に、前記第１の１次巻線ｎｐ、または前記第２の１次巻線ｎｉを巻回して、前記第１の２次巻線ｎｓは、前記第２の２次巻線ｎｏと磁気極性を逆極性とし、かつ巻数を前記第２の２次巻線ｎｏの巻数より大きくしたことを特徴とする請求項２〜６のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項８】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１が導通状態、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２が導通状態のときに流れる電流の向きに対して、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第２の１次巻線ｎｉは磁気極性を同極性とし、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏは磁気極性を逆極性としたことを特徴とする請求項７に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項９】
前記第１のトランスＴ１の方が前記第２のトランスＴ２よりも磁気結合度を小さくしたことを特徴とする請求項８に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２は電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１または前記第２のスイッチ回路Ｓ２はスイッチ回路両端の電圧が０Ｖまたは０Ｖ付近まで低下してからスイッチング素子がターンオンする動作となるゼロ電圧スイッチング動作にて駆動されることを特徴とする請求項１０に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記整流回路は、前記第１の２次巻線ｎｓによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第１の２次巻線ｎｓに流れる電流を整流する第３のダイオードＤｓと、前記第２の２次巻線ｎｏによって１次側から２次側にエネルギー伝送が行われる期間において、前記第２の２次巻線ｎｏに流れる電流を整流する第４のダイオードＤｆとから構成されることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記第３のダイオードＤｓまたは前記第４のダイオードＤｆを、電界効果トランジスタに置き換えた同期整流回路で構成したことを特徴とする請求項１２に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記第１の２次巻線ｎｓの巻数と、前記第２の２次巻線ｎｏの巻数との巻数比を、
ｎｓ：ｎｏ＝２：１
としたことを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記トランスＴにおいて、少なくとも前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓとの磁気結合度が相対的に大きく、かつ前記第２の２次巻線ｎｏと他の巻線との磁気結合度が相対的に小さいことを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１６】
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１７】
前記トランスＴは複数の脚部コアを有し、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓが同一の脚部コアに巻回され、少なくとも前記第２の２次巻線ｎｏは他の脚部コアに巻回されるように構成したことを特徴とする請求項１〜１６のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１８】
前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓは積層巻きで構成され、前記第１の２次巻線ｎｓと前記第２の２次巻線ｎｏ、または前記第１の１次巻線ｎｐと第２の２次巻線ｎｏのうち、少なくとも一方が分割巻きで構成されたことを特徴とする請求項１７のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項１９】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１及び前記第２のスイッチ回路Ｓ２は、ＰＷＭ制御によって出力電圧Ｖｏを安定化するように制御することを特徴とする請求項１〜１８のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２０】
前記第３のキャパシタＣｒは、前記第１の１次巻線ｎｉと前記第１のスイッチ回路Ｓ１との間に接続されたことを特徴とする請求項１〜１９のいずれかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２１】
前記第１のスイッチ回路Ｓ１、または前記第２のスイッチ回路Ｓ２のいずれか一方は、その時比率（＝オン時間／スイッチング周期）をＤａとした場合、
０≦Ｄａ≦０．５
の範囲でのみ駆動し、他方は、
０．５≦Ｄａ≦１
の範囲でのみ駆動することを特徴とする請求項２０に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【請求項２２】
前記電源入力部の入力電圧Ｖｉに対する前記出力電圧Ｖｏの比率で表される電圧変換率をＭ（＝Ｖｏ／Ｖｉ）とし、前記第１の１次巻線ｎｐと前記第１の２次巻線ｎｓの巻数比をｎ（＝ｎｐ／ｎｓ）とした場合に、
Ｍ＝Ｄ（１−Ｄ）／ｎ
で表されることを特徴とする請求項２１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２】
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【図５】
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【図９】
【図１０】
【図１１】
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【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【公開番号】特開２００９−１７１８２９（Ｐ２００９−１７１８２９Ａ）
【公開日】平成２１年７月３０日（２００９．７．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１９１１７４（Ｐ２００８−１９１１７４）
【出願日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年７月３０日（２００９．７．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年７月２４日（２００８．７．２４）
【出願人】（０００００６２３１）株式会社村田製作所 (3,635)
【Ｆターム（参考）】
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