線電流検出装置および電力変換システム
【課題】たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、線電流を得ることができる線電流検出装置を提供する。
【解決手段】スイッチング制御部３１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを制御して相電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加させる。相電圧は交流の１周期において略１パルス波形を有する。電流検出部４は直流線ＬＨ，ＬＬを流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。線電流取得部３２はスイッチングパターンが変化する第１タイミングの前の第１時点において検出された直流電流Ｉｄｃを第１時点でのスイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、第１タイミングの後の第２時点において検出された直流電流Ｉｄｃを第２時点でのスイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する。
【解決手段】スイッチング制御部３１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを制御して相電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加させる。相電圧は交流の１周期において略１パルス波形を有する。電流検出部４は直流線ＬＨ，ＬＬを流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。線電流取得部３２はスイッチングパターンが変化する第１タイミングの前の第１時点において検出された直流電流Ｉｄｃを第１時点でのスイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、第１タイミングの後の第２時点において検出された直流電流Ｉｄｃを第２時点でのスイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、線電流検出装置および電力変換システムに関し、特に直流電流を検出して線電流を推定する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には三相インバータが記載されている。三相インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換する。この変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。
【０００３】
また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の相電流を検出する。この検出は、インバータが採用する通電パターンに基づいて母線電流と相電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期（例えばキャリア周期）において、異なる２つの通電パターンが採用される期間の各々で母線電流を検出し、これらを当該２つの通電パターンに基づいて決定される２相の相電流として検出する。そして、３相の相電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の相電流を算出している。
【０００４】
本発明に関連する技術として特許文献２〜７が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４４２９３３８号公報
【特許文献２】特許第４５７８５００号公報
【特許文献３】特開２００４−４８８６８号公報
【特許文献４】特開２０１１−６７０２３号公報
【特許文献５】特開２００４−６４０９３号公報
【特許文献６】特開２００７−３１２５１１号公報
【特許文献７】特許第３６１１４９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
三相インバータの相電圧がその１周期当たりに例えば１パルスを有するように三相インバータを制御する場合、一つのスイッチングパターンが維持される期間が比較的長い。相電圧が略１パルス波形を有する場合でも同様である。換言すれば、相電圧が非常に短い期間（パルス幅）のパルスを含んでいるものの、実質的には１パルスを有する場合にも、一つのスイッチングパターンが維持される期間は比較的長い。この略１パルス波形の定義については実施の形態において詳述する。
【０００７】
一方、特許文献１に記載の技術では、相電圧の１周期に比べて十分に短いキャリア周期で２つのスイッチングパターンが採用されることにより、直流電流から３相の線電流を得ている。よって、特許文献１のように短い周期で２つのスイッチングパターンが採用される技術を、スイッチングパターンが維持される期間が長い略１パルス波形へとどのように適用するかについては検討されていなかった。
【０００８】
そこで、本発明は、たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、線電流を得ることができる線電流検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様は、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御して交流の３相電圧を前記３つの交流線に印加させ、前記相電圧は前記交流の１周期において略１パルス波形を有し、前記略１パルス波形とは、前記相電圧が前記第１又は第２の直流線に印加される電位を連続して採る期間のうち第１期間より短いものを、前記相電圧の波形から無視した波形が、矩形波のパルスを一つのみを有する波形であり、前記第１期間は前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)の検出に必要な最小時間であるスイッチング制御部(31)と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)とを備える。
【００１０】
本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様は、第１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第１相及び前記第２相の線電流の基本波成分の波形の式と、前記線電流取得部(32)において取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える。
【００１１】
本発明にかかる線電流検出装置の第３の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相と前記位相差と基づいて前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する。
【００１２】
本発明にかかる線電流検出装置の第４の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する。
【００１３】
本発明にかかる線電流検出装置の第５の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)と、前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)とを更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミングにおける前記電圧位相と前記位相差に基づいて前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する。
【００１４】
本発明にかかる線電流検出装置の第６の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する。
【００１５】
本発明にかかる線電流検出装置の第７の態様は、第４又は第６の態様にかかる線電流検出装置であって、前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの期間(ΔT')と前記角速度との積として算出する。
【００１６】
本発明にかかる線電流検出装置の第８の態様は、第４又は第６の態様にかかる線電流検出装置であって、前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相の差として算出する。
【００１７】
本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記１相の線電流と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する。
【００１８】
本発明にかかる線電流検出装置の第１０の態様は、第１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記誘導性負荷についての等価回路の電圧方程式と、前記線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記第１相及び前記第２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える。
【００１９】
本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様は、第１０の態様にかかる線電流検出装置であって、前記誘導性負荷(2)はモータであって、前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される前記相電圧による第１電圧源(E1)と、前記モータの回転に伴って前記誘導成分に生じる誘起電圧による第２電圧源(E2)とに直列に接続される。
【００２０】
本発明にかかる線電流検出装置の第１２の態様は、第１から第１１の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記直流電流をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい。
【００２１】
本発明にかかる線電流検出装置の第１３の態様は、第１から第１２の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい。
【００２２】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様は、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子（S4〜S6）と、第１から第１３の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置(3)とを備える。
【発明の効果】
【００２３】
本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様によれば、相電圧の１周期において実質的に１パルスのみが存在する（略１パルス波形を含む）、いわゆる１パルス駆動であっても、直流電流に基づいて第１タイミング付近における線電流を取得することができる。
【００２４】
本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様によれば、パルスが立ち上がるまたは立ち下がる第１タイミングとは異なる第２タイミングにおける第１相及び第２相の線電流を得ることができる。しかも、誘導性負荷の等価回路の電圧方程式を用いるよりも簡易な演算で第２タイミングにおける第１相及び第２相の線電流を推定することができる。
【００２５】
本発明にかかる線電流検出装置の第３および第４の態様によれば、第２の態様にかかる線電流推定部の実現に資する。
【００２６】
本発明にかかる線電流検出装置の第５および第６の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、第３および第４の態様のいずれかにかかる線電流推定部に比して、推定精度が高い。
【００２７】
本発明にかかる線電流検出装置の第７及び第８の態様によれば、第４又は第６の態様にかかる線電流推定部の実現に資する。
【００２８】
本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、請求項３から５のいずれかにかかる線電流推定部に比して、推定精度が高い。しかも、第２タイミングにおける電流位相の算出が容易である。
【００２９】
本発明にかかる線電流検出装置の第１０の態様によれば、等価回路を用いているので推定精度を向上できる。
【００３０】
本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様によれば、簡易な等価回路を用いているので、比較的簡易な演算で線電流を推定できる。
【００３１】
本発明にかかる線電流検出装置の第１２および第１３の態様によれば、より適切に直流電流を検出できる。
【００３２】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様によれば、相電圧の１周期において実質的に１パルスのみが存在する（略１パルス波形を含む）、いわゆる１パルス駆動であっても、直流電流に基づいて第１タイミングにおける線電流を取得することができる電力変換システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【図３】インバータを流れる電流を示す図である。
【図４】インバータを流れる電流を示す図である。
【図５】インバータを流れる電流を示す図である。
【図６】インバータを流れる電流を示す図である。
【図７】インバータを流れる電流を示す図である。
【図８】インバータを流れる電流を示す図である。
【図９】直流電流の検出タイミングおよび相電流の推定タイミングの一例を模式的に示す図である。
【図１０】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１１】電流検出のタイミング信号を生成する方法を説明するための図である。
【図１２】電流検出のタイミング信号を生成する方法を説明するための図である。
【図１３】電流検出のタイミング信号を生成する方法を説明するための図である。
【図１４】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１５】電流検出のタイミングを決める方法を説明するための図である。
【図１６】キャリアの周期と相電圧の周期との関係を説明するための図である。
【図１７】電流検出のタイミングを決める方法を説明するための図である。
【図１８】電流検出のタイミングを決める方法を説明するための図である。
【図１９】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２０】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２１】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２２】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２３】等価回路の一例を示す図である。
【図２４】位相差δを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
第１の実施の形態．
図１に例示するように、電力変換システムは電力変換装置１と制御部３と電流検出部４とを備える。電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。また図１の例示では平滑コンデンサＣ１が設けられている。平滑コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を平滑する。ただし平滑コンデンサＣ１は設けられていなくても構わない。
【００３５】
インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。
【００３６】
各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続される。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がＭＯＳ電界効果トランジスタなどのように寄生ダイオードを有する場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ６は当該寄生ダイオードであってもよい。
【００３７】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。
【００３８】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は例えばモータであって、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。そして、誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。
【００３９】
直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では電流検出部４は直流線ＬＬに設けられているが、直流線ＬＨに設けられても良い。
【００４０】
電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサが採用され得る。例えばホールＣＴなどの電流センサを用いても良い。
【００４１】
制御部３はスイッチング制御部３１と線電流取得部３２とを備えている。スイッチング制御部３１はスイッチング信号Ｓをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へと出力してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを制御する。これにより、インバータ１は交流の相電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する。このスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を線電流取得部３２からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によってスイッチング信号Ｓを生成する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるのでここでは詳細な説明は省略する。
【００４２】
線電流取得部３２は線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得する。具体的な動作については後に詳述する。
【００４３】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００４４】
＜インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって例えば以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。
【００４５】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが図２に例示する波形を採るように制御される。図２の例示では、交流の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各々は交流の１周期当たりに矩形波の１パルスのみを有している。また図２の例示では、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが高電圧値を採る高電圧期間と低電圧値を採る低電圧期間とが互いにほぼ等しく、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの高電圧期間が電気角においてほぼ１２０度互いにずれている。
【００４６】
なお相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は理想的には矩形波であって、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通に対応した二値をとる。なぜなら、例えばスイッチング素子Ｓ１が導通すれば直流線ＬＨが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが高電圧値を採り、スイッチング素子Ｓ１が非導通すればスイッチング素子Ｓ４が導通するので、直流線ＬＬが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが低電圧値を採るからである。図２では「Ｖｕ（Ｓ１）」と記載して、相電圧Ｖｕの高電圧値／低電圧値が、それぞれスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通であることをも示している。
【００４７】
よって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の各々において導通期間と非導通期間とを互いにほぼ等しくし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通期間を互いにほぼ１２０度ずつずらすことで、インバータ１は図２の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力することができる。
【００４８】
また、このような制御によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は次の６つのスイッチングパターンのいずれかを採用する。ここで、上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、上述の６つのスイッチングパターンは、（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用される（図２の電気角３００度から３６０度の期間を参照）。
【００４９】
また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する相電圧についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と表す。かかる電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は図２にも付記されている。
【００５０】
なお、図２の例示では相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは交流の１周期（言い換えれば相電圧の基本波成分の１周期）において１パルスのみを有しているが、略１パルス波形を有していればよい。略１パルス波形については後に詳述する。
【００５１】
＜線電流の取得方法＞
図２の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルをも用いて説明する。図３〜図８はそれぞれ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用されたときにインバータ１に流れる電流を示している。
【００５２】
図３に示すように電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。
【００５３】
また図５に示すように電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは、値が負である線電流ｉｕの絶対値−ｉｕと等しい。以下では、線電流の値が負であるときにその絶対値を表現すべく負号を付記することもある。
【００５４】
図４、図６〜図８に示すように、他の電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図２には各電圧ベクトルに対応して直流電流Ｉｄｃとして流れる線電流が示されている。
【００５５】
図２の例示では、任意の時点において電圧ベクトルが採用されるので、任意の時点において直流電流Ｉｄｃは正負を無視すれば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、このときの直流電流Ｉｄｃを、スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定することができる。例えばスイッチングパターン（１００）が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出することができる（図６も参照）。
【００５６】
さて図２に例示するように、スイッチングパターンは電気角６０度毎に切り替わる。そして、図９に例示するように、このスイッチングパターンが切り替わる前後の２つの時点ｔ１，ｔ２において検出される線電流の相は互いに相違する。そこで、線電流取得部３２は、時点ｔ１において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ１におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定し、時点ｔ２において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ２におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定する。
【００５７】
例えば図９を参照して、電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ５から電圧ベクトルＶ４に切り替わるタイミングｔ（０）の前の時点ｔ１において、スイッチングパターン（１０１）（電圧ベクトルＶ５）が採用されている。よってこのとき、時点ｔ１における直流電流Ｉｄｃを、負の値をとるｖ相の線電流ｉｖの絶対値−ｉｖとして推定する。線電流ｉｖの値は直流電流Ｉｄｃの符号を負にして得られる値である。また時点ｔ（０）の後の時点ｔ２において、スイッチングパターン（１００）（電圧ベクトルＶ４）が採用される。したがって、時点ｔ２における直流電流Ｉｄｃを、ｕ相の線電流ｉｕとして推定する。
【００５８】
この２相の線電流は、ほぼ同じタイミングで検出された線電流であると近似することができる。この近似は２つの時点ｔ１，ｔ２の間の期間が短いほど妥当である。実質的には当該期間は相電圧の周期の数十分の１程度以下であれば妥当である。そして、同じタイミングでの３相の線電流の和は零であるので、線電流取得部３２はこの関係に基づいて当該２相の線電流から残りの１相の線電流を算出する。例えば上述のようにして検出された線電流ｉｕ，ｉｖに基づいて線電流ｉｗを算出する。なお、線電流ｉｗの算出は必須要件ではない。たとえば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを二相の固定座標系に変換するときには、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて線電流ｉｕ，ｉｖのみを用いて変換することが可能であるからである。
【００５９】
なお図１に例示するように、線電流取得部３２には直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号Ｓとが入力されている。線電流取得部３２はスイッチング信号Ｓによって、現時点で採用されているスイッチングパターンを認識し、そのスイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃあるいはその値に負号を付した電流を線電流として推定する。言い換えれば、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。また線電流取得部３２は、直流電流Ｉｄｃを検出する時点ｔ１，ｔ２を例えば次のようにして認識することができる。すなわち、線電流取得部３２は相電圧指令値をスイッチング制御部３１から受け取ってスイッチングパターンの変化の予定を認識し、スイッチングパターンの変化の予定から例えば予め設定された期間前及び期間後に時点ｔ１，ｔ２を設定する。そして現在時点が時点ｔ１，ｔ２に至ったと判断したときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。この判断は例えば公知のタイマ回路やカウンタ回路などを用いて実現できる。
【００６０】
なお、スイッチングパターンが変化すると、例えば図３〜図８に示すとおり、電流の流れる経路が変化する。このように電流の経路が変化することは転流と呼ばれる。したがってスイッチングパターンが変化するタイミングとは、インバータ１に転流が生じるタイミング、と見なすことができる。
【００６１】
上述した線電流検出方法によって、スイッチングパターンが変化する毎に、即ち電気角６０度毎に、直流電流Ｉｄｃを用いて３相の線電流を検出することができる。
【００６２】
次に、時点ｔ１，ｔ２の各々と、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ（０）との間の期間をどの程度の期間にするのか、について考慮する。スイッチングパターンが変化した直後では、直流電流Ｉｄｃは当該変化に伴って過渡的に変動する。このような過渡的な変動が収まる、即ち直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まった状態で、直流電流Ｉｄｃを検出することが望ましい。よって、スイッチングパターンが変化してから時点ｔ２までの期間ｔｓ２は、直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する過渡期間よりも長いことが望ましい。この過渡期間は電力変換装置１及び誘導性負荷２、さらにコンデンサＣ１の静電容量及びコンデンサＣ１に直流電圧を供給する電源の電力容量等の回路条件によって決定されるので、予め設計或いは実験によって決定することができる。
【００６３】
また例えば電流検出部４が、検出した直流電流Ｉｄｃのアナログ値をデジタル値に変換する必要がある場合、当該変換に要する変換期間が経過するまでスイッチングパターンが変化しないことが望ましい。よって時点ｔ１からスイッチングパターンが変化するまでの期間ｔｓ１は、電流検出部４がこの変換に要する期間よりも長いことが望ましい。
【００６４】
なお、期間ｔｓ１，ｔｓ２はそれぞれ上述の条件を満たしつつも、できるだけ短い方が望ましい。なぜなら、上述したように同じタイミングでの３相の線電流の和は零であるという関係を用いて、２相の線電流から残りの１相の線電流を算出するからである。
【００６５】
ここで、略１パルス波形について説明する。ここでいう略１パルス波形とは、次のようなパルスを含む。例えば図２において、相電圧Ｖが低電圧値を採る半周期において、非常に短い期間に相電圧Ｖが高電圧値を維持してもよい。即ち、相電圧Ｖは非常に細いパルスを含んでいても良い。この非常に短い期間とは、直流電流Ｉｄｃの検出に必要な最小期間よりも短い期間であり、最小期間とは例えば上述した過渡期間と変換期間とスイッチング素子のターンオン期間との和である。ただし、電流検出に必要な期間として、過渡期間、変動期間、ターンオン期間以外にも考慮すべき他の期間が存在する。このような他の期間は当業者であれば技術常識であり当然に想定される。また同様に相電圧Ｖが高電圧値を採る半周期において、非常に短い期間に相電圧Ｖが低電圧値を維持してもよい。この非常に短い期間とは、上述の最小期間よりも短い期間である。要するに、略１パルス波形とは、相電圧Ｖが高電圧値または低電圧値を連続して採る期間のうち最小期間より短いものを、相電圧Ｖの波形から無視した波形が、矩形波のパルスを一つのみ有していればよい。
【００６６】
次に、直流電流Ｉｄｃを検出するタイミング（即ち時点ｔ１，ｔ２）を生成する方法の一例について述べる。
【００６７】
＜直流電流の検出タイミングの生成１＞
制御部３は直流電流Ｉｄｃを検出するタイミングを、タイマ回路を用いて決定する。例えば図１０に示すように、制御部３は周期信号生成部３４１とタイマ値初期化信号生成部３４２とタイマ回路３４３と転流タイミング信号生成部３４４と電流検出タイミング信号生成部３４５とを更に備えている。
【００６８】
周期信号生成部３４１は図１１に例示する周期信号を生成する。周期信号の活性／非活性は電気角６０度の周期で切り替わる。この周期信号は、例えばモータ２の回転子の回転位置（機械角）を検出する回転位置検出部を用いて生成される。回転位置検出部は例えば回転子の回転位置を検出するセンサ（例えばホールセンサ）であってもよく、例えばモータ２の巻線に生じる誘起電圧またはモータ２に流れる線電流などに基づいて公知のセンサレス技術によって回転位置を算出しても良い。これによれば、ホールセンサを用いる必要がないので製造コストが抑制される。
【００６９】
タイマ値初期化信号生成部３４２は、周期信号の活性／非活性が切り替わるたびにタイマ初期化信号ＳＡをタイマ回路３４３に出力する。
【００７０】
タイマ回路３４３は時間の経過と共にタイマ値ＣＶを増大させるとともに、タイマ初期化信号ＳＡを受け取る毎にタイマ値ＣＶを初期化する。これによって、図１１に例示するように、タイマ値ＣＶは時間の経過と共に増大しつつも、電気角が６０度進む度に初期化される。なお回転子の回転速度が早いほど短時間で電気角が６０度進む。よって、タイマ値ＣＶの最大値は、相電圧の角速度ωに依存する。角速度ωが高いほど短時間でタイマ値が初期化されるので、タイマ値ＣＶの最大値はより小さい値を採る。
【００７１】
転流タイミング信号生成部３４４は、タイマ値ＣＶが設定値ａと等しいかどうかを判断し、肯定的な判断がなされたときに転流タイミング信号ＳＢを生成し、これをスイッチング制御部３１に出力する。なお図１１の例示では、初期化のタイミングでタイマ値ＣＶと設定値ａとが互いに交差するが、実際にはタイマ値ＣＶは初期化の前後で不連続となる。よって、このタイミングではタイマ値ＣＶは設定値ａと等しくならず、転流タイミング信号ＳＢは出力されない。
【００７２】
スイッチング制御部３１は、転流タイミング信号ＳＢを受け取ったときに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを変更すべくスイッチング信号Ｓを変更する。これによって、電気角６０度ごとにスイッチングパターンを変化させることができる。なおスイッチングパターンは図１１（及び図２）に示すとおりの順序で採用される。
【００７３】
電流検出タイミング信号生成部３４５は、タイマ値ＣＶが設定値ａ１（＜設定値ａ）又は設定値ａ２（＞設定値ａ）と等しいかどうかを判断し、肯定的な判断がなされたときに検出タイミング信号ＳＨを生成し、これを線電流取得部３２に出力する。
【００７４】
線電流取得部３２は検出タイミング信号ＳＨが入力されるたびに、上述したように直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００７５】
設定値ａは、例えば回転子の回転速度が最高速度である場合のタイマ値ＣＶの最大値よりも小さい値に設定される。これにより、回転速度に依らずにタイマ値ＣＶと設定値ａとが互いに一致するタイミングが存在する。
【００７６】
設定値ａ１は、電流検出部４のアナログ／デジタル変換に要する期間よりも期間ｔｓ１が長くなるように設定される。なお、この条件を満たすように算出された設定値ａ１がタイマ値ＣＶの最小値よりも小さくなる場合には、設定値ａ１を図１２に示すように更新する。例えばタイマ値ＣＶの最小値と最大値との差たるタイマ振幅を、設定値ａ１に足して設定値ａ１を更新する。より具体的にはタイマ最小値、タイマ最大値及び設定値ａがそれぞれ０，１００，１０であり、当該条件を満たすように算出された設定値ａ１が−５である場合、設定値ａ１を９５に更新する。そして、電流検出タイミング信号生成部３４５はタイマ値ＣＶが更新後の設定値ａ１と等しいときに検出タイミング信号ＳＨを出力する。これにより、当該条件を満たして検出タイミング信号ＳＨを出力することができる。なおタイマ振幅は、電気角が６０度進むのに要する時間であり、これは角速度ωにより算出可能である。
【００７７】
設定値ａ２は、スイッチングパターンの変化による直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する過渡期間よりも期間ｔｓ２が長くなるように設定される。なお、この条件を満たすように算出された設定値ａ２がタイマ最大値よりも大きくなる場合には、設定値ａ２を図１３に示すように更新する。例えば設定値ａ２からタイマ振幅を減算して設定値ａ２を更新する。より具体的にはタイマ最小値、タイマ最大値及び設定値ａがそれぞれ０，１００，９０であり、当該条件を満たすように算出された設定値ａ２が１０５である場合には、設定値ａ２を５に更新する。そして、電流検出タイミング信号生成部３４５はタイマ値ＣＶが更新後の設定値ａ２と等しいときに検出タイミング信号ＳＨを出力する。
【００７８】
また設定値ａは予め定められた値であっても良く、可変であってもよい。例えば設定値ａを、タイマ値ＣＶの最大値と最小値との間の中央の値に設定してもよい。これにより、設定値ａがタイマ値ＣＶの最大値または最小値に近い値に設定された場合と比較して、設定値ａ１，ａ２がタイマ値ＣＶの最小値よりも大きく最大値よりも小さい範囲に収まりやすい。よって設定値ａ１，ａ２を更新する必要性を低減できる。
【００７９】
＜直流電流の検出タイミングの生成２＞
制御部３は直流電流Ｉｄｃを検出するタイミングを、スイッチング信号Ｓを生成するためのキャリアを用いて決定してもよい。例えば図１４に示すように、スイッチング制御部３１はキャリア生成部３１１と電圧指令値生成部３１２と比較部３１３とを有している。
【００８０】
電圧指令値生成部３１２は公知の任意の手法によって相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*（図面では纏めて「Ｖ*」と表記）を生成する。例えば線電流についての指令値Ｉ*と線電流取得部３２からの線電流とに基づいて、相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。なお指令値Ｉ*は例えばモータ２の回転速度についての指令値と、モータ２の回転速度とに基づいて生成され得るものの、本発明の本質とは異なるため詳細な説明は省略する。生成された相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は図２に例示する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと同じ波形を有する。
【００８１】
キャリア生成部３１１は図１５に例示するように三角形状のキャリアＣＷを生成する。図１５の例示では、キャリアＣＷとして二等辺三角波が示されているが、これに限らず例えば直角三角波等の任意の三角波が採用されてもよい。また複数種類の三角波が連なってキャリアＣＷを形成してもよい。
【００８２】
比較部３１３はキャリアＣＷと相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*との比較に基づいてスイッチング信号Ｓを出力する。例えば相電圧指令値Ｖｕ*がキャリアＣＷよりも大きいときにスイッチング素子Ｓ１を導通させ、相電圧指令値Ｖｕ*がキャリアＣＷよりも小さいときにスイッチング素子Ｓ４を導通させる。他の相についても同様である。よって図１５に例示するように、相電圧指令値のいずれかとキャリアＣＷとが交差する時点が、スイッチングパターンが変化するタイミング（転流タイミング）となる。
【００８３】
線電流取得部３２は、転流タイミングの前後においてキャリアＣＷが最小値または最大値を採る時点で、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。図１５の例示では、これらの時点が検出タイミングとして示されている。例えば線電流取得部３２は、相電圧指令値Ｖｖ*がキャリアＣＷと等しくなる転流タイミングの直前でキャリアＣＷが最小値を採る時点にて、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出し、当該転流タイミングの直後でキャリアＣＷが最大値を採る時点にて、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００８４】
なお図１５の例示では、相電圧指令値Ｖｕ*がキャリアＣＷと等しくなる転流タイミングと、その直前でキャリアＣＷが最小値を採る時点との間の期間ｔｓ１’が非常に短い。この期間ｔｓ１’がアナログ／デジタル変換に要する期間よりも短いと、適切に直流電流Ｉｄｃを検出できない。よって図１５に例示するように、線電流取得部３２はさらに前にキャリアＣＷが最大値を採る時点で、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。これによって、より適切に直流電流Ｉｄｃを検出できる。同様に、転流タイミングと、その直後にキャリアＣＷが最小値および最大値のいずれか一方を採る時点との間の時間が短ければ、その次にキャリアが他方を採る時点で直流電流Ｉｄｃを検出すればよい。これにより、直流電流Ｉｄｃの過渡期間を避けて、より適切に直流電流Ｉｄｃを検出できる。
【００８５】
なおキャリアＣＷの半周期は相電圧の一周期Ｔ１の６分の１よりも短く設定される。キャリアＣＷの半周期が相電圧の一周期Ｔ１の６分の１よりも長い場合には、図１６に例示するように、スイッチングパターンが維持される期間において、キャリアＣＷが最大値も最小値も採らない期間が存在し、この期間において直流電流Ｉｄｃを検出できないからである。
【００８６】
なおキャリアＣＷが直角三角波であれば、キャリアＣＷの一周期は相電圧の６分の１周期よりも短く設定される。
【００８７】
＜直流電流の検出タイミングの生成３＞
ここでも制御部３は直流電流Ｉｄｃを検出するタイミングを、スイッチング信号Ｓを生成するためのキャリアＣＷを用いて決定する。以下に図１７を参照して詳細に説明する。なお図１７の例示では代表的に相電圧指令値Ｖｕ*のみが示されている。線電流取得部３２は、まず相電圧指令値のいずれかがキャリアＣＷと等しくなるときの、キャリアＣＷの値（設定値ａ）を算出する。より詳細には、設定値ａを次式に基づいて算出する。
【００８８】
ａ＝（ＣＷ２−ＣＷ１）・ｔａ／Ｔ ・・・（１）
ここで、ＣＷ１，ＣＷ２はそれぞれキャリアＣＷの最小値および最大値を示し、ＴはキャリアＣＷの半周期を示す。ｔａは、転流タイミングを含むキャリアＣＷの半周期Ｔの始期から転流タイミングまでの時間である。
【００８９】
次に線電流取得部３２は、式（１）により算出された設定値ａを用いて設定値ａ１，ａ２を算出する。例えば設定値ａに予め定められた第１所定値を減算して設定値ａ１を算出し、設定値ａに予め定められた第２所定値を加算して設定値ａ２を算出する。
【００９０】
そして設定値ａ１，ａ２の両方が最小値ＣＷ１以上であり最大値ＣＷ２以下であれば、線電流取得部３２は、転流タイミングを含むキャリアＣＷの半周期においてキャリアＣＷが設定値ａ１又は設定値ａ２と等しいときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９１】
また図１７の例示では、相電圧指令値Ｖｕ*が立ち上がってキャリアＣＷと交差するときのキャリアＣＷの値（設定値ａ）は、最小値ＣＷ１と近い。例えば設定値ａと最小値ＣＷ１との差が第１所定値よりも小さければ、算出された設定値ａ１は最小値ＣＷ１よりも小さい。この場合は、線電流取得部３２は次のようにして設定値ａ１を更新する。即ち、キャリアＣＷの最小値ＣＷ１の２倍から設定値ａ１を減算して設定値ａ１’を算出する。例えば最小値ＣＷ１が−１であり、設定値ａ１が−１．２であれば、設定値ａ１’は−０．８となる。そして、線電流取得部３２は、相電圧指令値Ｖｕ*が立ち上がってキャリアＣＷと交差する時点を含む半周期よりも一つ前の半周期においてキャリアＣＷが設定値ａ１’と等しいときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９２】
また図１８に例示するように設定値ａ２がキャリアＣＷの最大値ＣＷ２よりも大きい場合は、次のようにして設定値ａ２を更新する。即ち、キャリアＣＷの最大値ＣＷ２の２倍から設定値ａ２を減算して設定値ａ２’を算出する。例えば最大値ＣＷ２が１であり、設定値ａ２が１．３である場合には、設定値ａ２’は０．７となる。そして線電流取得部３２は、相電圧指令値とキャリアＣＷとが交差する半周期よりも一つ後の半周期においてキャリアＣＷが設定値ａ２’と等しいときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９３】
なお図１７，１８の例示ではキャリアＣＷが二等辺三角波であるが、例えば直角三角波であってもよい。この場合、式（１）におけるＴはキャリアＣＷの半周期ではなく１周期である。
【００９４】
設定値ａ１が直角三角波のキャリアＣＷの最小値ＣＷ１よりも小さい場合は、設定値ａ１に、キャリアＣＷの最大値ＣＷ２と最小値ＣＷ１との差を加算して設定値ａ１’を算出する。そして、相電圧指令値がキャリアＣＷと交差する一周期の一つ前の一周期においてキャリアＣＷが設定値ａ１’と等しいときに、線電流取得部３２は直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９５】
設定値ａ２が直角三角波のキャリアＣＷの最大値ＣＷ２よりも大きい場合は、設定値ａ２から、最大値ＣＷ２と最小値ＣＷ１との差を減算して設定値ａ２’を算出する。そして、相電圧指令値がキャリアＣＷと交差する一周期の一つ後の一周期においてキャリアＣＷが設定値ａ２’と等しいときに、線電流取得部３２は直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９６】
第２の実施の形態．
第１の実施の形態ではスイッチングパターンが変化する毎に３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることができる。一方で図９に例示するように、スイッチングパターンが維持される期間では、直流電流Ｉｄｃに基づいて１相の線電流を検出できるものの、直流電流Ｉｄｃに基づいて３相の線電流を検出することは困難である。そこで、第２の実施の形態では、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ（０）における３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いて、他のタイミング（図９では時点ｔ（１）〜ｔ（ｎ）、ｎは自然数）における３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する。
【００９７】
図１９に例示するように、制御部３は図１の制御部３と比較して線電流推定部３３を更に備えている。線電流推定部３３には線電流取得部３２から３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが入力される。線電流推定部３３はこの３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いて、次式（２）〜（４）を用いて、タイミングｔ（０）とは異なるタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する。
【００９８】
ｉｕ＝Ｉｍ・ｓｉｎθｉ ・・・（２）
ｉｖ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ−２π／３） ・・・（３）
ｉｗ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ＋２π／３） ・・・（４）
ここで、Ｉｍは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅（以下、電流振幅と呼ぶ）であり、θｉは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相（以下、電流位相と呼ぶ）である。これらの式（２）〜式（４）は線電流ｉｘ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下、同様）の基本波成分についての波形の式である。
【００９９】
式（２）〜式（４）によって理解されるとおり、任意のタイミングでの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、電流振幅Ｉｍとそのタイミングにおける電流位相θｉとを得ることで、算出される。よって、以下では、電流振幅Ｉｍと任意のタイミングにおける電流位相θｉとをそれぞれ算出する。
【０１００】
まず電流振幅Ｉｍの算出の一例について説明する。線電流推定部３３は時点ｔ（０）における３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから電流振幅Ｉｍを算出する。例えば線電流推定部３３はまず線電流取得部３２からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相の固定座標系におけるα軸の電流ｉα及びβ軸の電流ｉβへと変換する。かかる変換として、例えば公知の絶対変換を採用する。なお、この変換は２相の線電流のみを用いて行うことができる。なぜなら残りの１相がこの２相の線電流で表すことができるからである。よって、線電流取得部３２は必ずしも残りの１相の線電流を算出するというステップを必要としない。そして、線電流推定部３３は電流ｉα，ｉβに基づいて次式により電流振幅Ｉｍを算出する。
【０１０１】
Ｉｍ＝ｓｑｒｔ（２／３）・ｓｑｒｔ（ｉα＾２＋ｉβ＾２）・・・（５）
ここで、ｓｑｒｔ（）は括弧内の値の平方根を示し、Ａ＾ＢはＡのＢ乗を示す。なお、電流振幅Ｉｍは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の電流振幅Ｉｍの平均値であってもよく、或いは算出された電流振幅Ｉｍをローパスフィルタに入力し、その出力を電流振幅Ｉｍとして用いても良い。
【０１０２】
次に、任意の時点ｔ（ｋ）（ｋは１〜ｎまでの自然数）における電流位相θｉの算出の一例について説明する。線電流推定部３３は、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出するに当たって、まず時点ｔ（０）における電流位相θｉを算出する。時点ｔ（０）における電流位相θｉは時点ｔ（０）において検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから算出することが可能である。例えば線電流推定部３３は次式に基づいて時点ｔ（０）における電流位相θｉたる電流位相θｉ（ｔ０）を算出する。
【０１０３】
θｉ（ｔ０）＝ａｒｃｔａｎ（ｉα／ｉβ） ・・・（６）
ここでａｒｃｔａｎ（）は、括弧内の値の逆正接を示す。
【０１０４】
さて、時点ｔ（０）における電流位相θｉを用いて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを例えば以下で説明するように算出する。ここでは、電流位相θｉと相電圧の位相（以下、電圧位相と呼ぶ）との間の位相差Δθは、時点ｔ（０），ｔ（ｋ）において互いに等しい、と仮定する。この仮定は、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを安定した速度で回転させる定常状態において妥当である。よって、時点ｔ（０）における電流位相θｉと電圧位相θｖとを用いて位相差Δθを算出できれば、時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖと位相差Δθとを用いて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出することができる。
【０１０５】
さて、時点ｔ（０）における電流位相θｉは式（６）を用いて算出される。一方、時点ｔ（０）における電圧位相θｖは次のように取得することができる。即ち、図１９に示すように制御部３は電圧位相取得部３８を備える。電圧位相取得部３８は例えばスイッチング制御部３１から相電圧指令値Ｖ*を受け取り、相電圧指令値Ｖ*に基づいて電圧位相θｖを取得する。なお、相電圧指令値Ｖ*は図２の相電圧と同様の波形を有するので、その基本波成分を抽出し、電流位相θｉと同様にして電圧位相θｖを算出しても良い。或いは、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧を検出する電圧検出部を設け、検出された相電圧から電圧位相θｖを算出しても構わない。
【０１０６】
線電流推定部３３は時点ｔ（０）における電流位相θｉと電圧位相θｖとを用いてこれらの間の位相差Δθ（＝θｉ−θｖ）を算出する。なお、位相差Δθは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の位相差Δθの平均値であっても良く、また算出された位相差Δをローパスフィルタに入力し、その出力を位相差Δθとして用いても良い。
【０１０７】
時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖは、時点ｔ（０）における電圧位相θｖと同様に電圧位相取得部３８によって取得される。線電流推定部３３は、位相差Δθと時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖとを用いて次式により時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１０８】
θｉ＝θｖ＋Δθ ・・・（７）
そして、線電流推定部３３は、算出した電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて式（２）〜式（４）に基づいて時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘを算出する。これにより、スイッチングパターンが維持される期間の任意の時点ｔ（ｋ）においても線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定することができる。なお、必ずしも線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する必要はなく、いずれか二相の線電流を推定してもよい。例えば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ二相の固定座標系に変換する場合には、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて二相の線電流で足りるからである。
【０１０９】
次に、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉの算出の他の一例について説明する。なお電流振幅Ｉｍの算出と、電流振幅Ｉｍおよび時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉに基づく時点ｔ（ｋ）における線電流の算出とは、上述の算出と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。図２０に例示するように、制御部３は図１９の制御部３と比較して電圧位相取得部３８の替わりに角速度取得部３８１を更に備えている。角速度取得部３８１については後に述べる。
【０１１０】
さて電流位相θｉは次式を満たす。
【０１１１】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋ωΔｔ’ ・・・（８）
ここで、θｉ（ｔｋ）は時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを示し、θｉ（ｔ０）は時点ｔ（０）における電流位相θｉを示し、Δｔ’は時点ｔ（０）からの時点ｔ（ｋ）までの経過時間を示し既知である。時点ｔ（０）における電流位相θｉ（ｔ０）は上述のように算出できるので、角速度ωを取得できれば時点ｔｋにおける電流位相θｉ（ｔｋ）を算出できる。
【０１１２】
角速度ωは角速度取得部３８１によって取得される。以下、角速度ωの算出について詳述する。なお相電圧Ｖｘの角速度と線電流ｉｘの角速度とは互いに等しいので、角速度ωは電流位相θｉから算出しても良く、電圧位相θｖから算出しても良い。ここでは、まず電流位相θｉから算出する場合について説明する。角速度ωは次式で表される。
【０１１３】
ω＝（θｉ１−θｉ２）／ΔＴ ・・・（９）
ここで、θｉ１，θｉ２は、それぞれ電気角６０度毎に検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流位相θｉのうち、異なる２つの時点における電流位相θｉである。例えば電気角６０度毎の時点ｔ（０）のうち、時点ｔ（ｋ）に最も近い２つの時点ｔ（０）における電流位相θｉである。ΔＴは当該２つの時点同士の間の期間である。期間ΔＴは任意の計時手段（例えばタイマ回路）を用いて取得することができる。よって、この２つの時点の間の期間における角速度ω、を式（９）に基づいて算出することができる。
【０１１４】
そして、角速度ωはほぼ一定であると見なして、この２つの時点の間の期間における角速度ωが時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間における角速度ωと等しいと仮定する。この仮定は、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを一定速度で回転させる定常状態において妥当である。
【０１１５】
よって、線電流推定部３３は、角速度ωと、時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間Δｔ’と、時点ｔ（０）における電流位相θｉとを用いて、式（８）に基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出することができる。言い換えれば、線電流推定部３３は、角速度ωと時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間Δｔ’とに基づく電流位相θｉの進みを、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１１６】
また上述のとおり、角速度ωは相電圧Ｖｘについての角速度でもある。よって、電圧位相θｖを用いて角速度ωを算出することができる。例えば任意の２つの時点における電圧位相θｖたる電圧位相θｖ１，θｖ２と、これらの２つの時点の間の期間ΔＴ’とを用いて、次式に基づいて角速度ωを算出することができる。
【０１１７】
ω＝（θｖ２−θｖ１）／ΔＴ’ ・・・（１０）
したがって、電圧位相θｖに基づいて算出した角速度ωを用いて、式（８）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出し、続いて式（２）から式（４）に基づいて時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出してもよい。
【０１１８】
なお、角速度ωを任意の複数の時点（例えばスイッチングパターンが変化するたびに）で算出し、その平均値を角速度ωとして用いても良く、或いはその角速度ωをローパスフィルタに入力し、その出力を角速度ωとして用いても良い。
【０１１９】
なお当該２つの時点として時点ｔ（０），ｔ（ｋ）を採用すれば、式（１０）における期間ΔＴ’は期間Δｔ’と一致する。このときの式（１０）を式（８）に代入すれば次式が導かれる。
【０１２０】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋θｖ（ｔｋ）−θｖ（ｔ０） ・・・（１１）
線電流推定部３３は式（１１）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出しても良い。換言すれば、時点ｔ（ｋ）及び時点ｔ（０）における電圧位相θｖ同士の差を、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出てもよい。これによれば、角速度ωを算出することなく電流位相θｉを算出することができる。よってこの場合、角速度取得部３８１の代わりに電圧位相取得部３８が設けられる。
【０１２１】
なお誘導性負荷２がモータであれば、モータの機械角速度（回転子の角速度）を検出する回転速度検出センサを設け、角速度取得部３８１が機械角速度に基づいて角速度ωを算出しても良い。機械角速度をモータの回転子の極対数で除算した値が角速度ωである。また、このモータの機械角速度は公知のセンサレス技術によって算出しても良い。
【０１２２】
さて、上述の例のいずれもが、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相の線電流を算出している。以下では、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出し、残りの２相の線電流のうち少なくとも１相の線電流を算出する場合について説明する。
【０１２３】
図２１の例示では、制御部３は図１９，２０の制御部３と比較して一相線電流取得部３９を更に備えている。一相線電流取得部３９は、時点ｔ（ｋ）において検出した直流電流Ｉｄｃを、時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定する。例えば時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンが（１００）である場合には、直流電流Ｉｄｃをｕ相の線電流ｉｕとして推定する。
【０１２４】
以上のように、一相線電流取得部３９によって、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち１相の線電流が検出される。
【０１２５】
線電流推定部３３は上述したいずれかの方法に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。そして、線電流推定部３３は、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流と、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉと、線電流の波形の式（式（２）〜式（４））とに基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。例えば時点ｔ（ｋ）における１相の線電流としてｕ相の線電流ｉｕが検出される場合、式（２）に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。
【０１２６】
次に、線電流推定部３３は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、線電流の基本波成分の波形の式に基づいて、残りの２相の線電流を算出する。例えば式（３）及び式（４）に基づいて線電流ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも１相の線電流を算出する。
【０１２７】
この推定方法によれば、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出しているので、推定精度を向上することができる。
【０１２８】
また線電流推定部３３は以下のようにして残りの２相の線電流のうち少なくとも１相の線電流を算出しても良い。即ち、まず線電流推定部３３は時点ｔ（０）において検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。電流振幅Ｉｍは例えば式（５）に基づいて算出される。そして、時点ｔ（ｋ）において検出された１相の線電流と、電流振幅Ｉｍと、線電流の波形の式とに基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。例えば１相の線電流としてｕ相の線電流ｉｕが検出された場合には、式（２）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１２９】
次に、線電流推定部３３は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、線電流の波形の式（式（２）〜（４））に基づいて、残りの２相の線電流のうち少なくとも１相の線電流を算出する。例えば式（２）及び式（４）に基づいて線電流ｉｖ，ｉｗを算出する。
【０１３０】
この推定方法であっても、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出しているので、推定精度を向上することができる。しかも時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを比較的簡単に算出でき、ひいては線電流の算出を簡易にできる。
【０１３１】
第３の実施の形態．
第２の実施の形態では、線電流推定部３３は線電流の基本波成分の波形の式を用いて任意のタイミングにおける線電流を算出した。本実施の形態では、線電流推定部３３は誘導性負荷２の等価回路における電圧方程式を用いて任意のタイミングにおける線電流を算出する。以下では誘導性負荷２としてモータが採用された場合について説明する。例えばここでいうモータとは永久磁石を有するモータを含む同期モータである。
【０１３２】
図２２に例示するように、制御部３は図１９の制御部３と比較して角速度取得部３８１と鎖交磁束取得部３８２と相電圧取得部３８３とを更に備えている。
【０１３３】
また図２３に例示するように、この等価回路においては、モータ２の誘導成分Ｌ２と抵抗成分Ｒ２とが、相電圧を示す交流電圧源Ｅ１と、モータ２の回転によって誘導成分Ｌ２に生じる誘起電圧を示す交流電圧源Ｅ２とに直列に接続されている。かかる等価回路においては誘導性負荷２として簡易的な等価回路が採用されるので、次式で示されるとおり電圧方程式が簡易となる。よって演算処理を簡易にできる。
【０１３４】
【数１】
【０１３５】
ここで、Ｌは誘導成分Ｌ２のインダクタンスを示し、Ｒは抵抗成分Ｒ２の抵抗値を示し、ωは線電流の角速度を示し、φｘは永久磁石によるｘ相電機子鎖交磁束を示す。また誘起電圧は角速度ωと鎖交磁束φｘとの乗算で表される。
【０１３６】
式（１２）を変形すると式（１３）が導かれる。
【０１３７】
【数２】
【０１３８】
時点ｔ（ｋ＋１），ｔ（ｋ）を用いた前方差分により式（１３）を変形すると次式が導かれる。なお、前方差分によらず後方差分若しくは中央差分を用いても良い。ここでは前方差分を用いた方法について説明する。
【０１３９】
ix(tk+1)=ix(tk)+{Vx(tk)-R・ix(tk)-ω・φx(tk)}(t(k+1)-t(k))/L・・・（１４）
ここで、ｉｘ（ｔｋ＋１）は時点ｔ（ｋ＋１）における線電流ｉｘを示し、ｉｘ（ｔｋ）は時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘを示し、Ｖｘ（ｔｋ）は時点ｔｋにおける相電圧Ｖｘを示し、φｘ（ｔｋ）は時点ｔｋにおけるｘ相の鎖交磁束を示す。
【０１４０】
式（１４）において、相電圧Ｖｘ（ｔｋ）は相電圧取得部３８３によって取得される。相電圧取得部３８３は例えば時点ｔｋにおける相電圧Ｖｘを検出しても良く、或いは時点ｔｋにおける相電圧指令値を相電圧Ｖｘとして採用してもよい。インダクタンスＬおよび抵抗値Ｒはモータ２に固有の値であり既知である。したがって時点ｔｋにおける誘起電圧（角速度ωと鎖交磁束φｘ（ｔｋ）との乗算）が既知となれば、式（１４）によって、線電流ｉｘ（ｔｋ＋１）と線電流ｉｘ（ｔｋ）との関係が既知となる。
【０１４１】
さて、各相の誘起電圧は次式で表される。
【０１４２】
ω・φu=ω・φa・ｓｑｒｔ（２／３）・sin(θv-δ) ・・・（１５）
ω・φv=ω・φa・ｓｑｒｔ（２／３）・sin(θv-δ-2π/3) ・・・（１６）
ω・φw=ω・φa・ｓｑｒｔ（２／３）・sin(θv-δ+2π/3) ・・・（１７）
ここで、φａは鎖交磁束についての鎖交磁束ベクトルの大きさである。鎖交磁束ベクトルの大きさφａはモータ２に固有の値であり既知である。δは、誘起電圧ベクトルと、相電圧の基本波成分についての電圧ベクトルＶとの間の位相差である。誘起電圧ベクトルは、モータ２の回転子の磁極中心に相当するｄ軸と、ｄ軸と直交し回転子の極間に相当するｑ軸とを有する回転座標系において、ｑ軸に沿う。よって、図２４に例示するように、位相差δは回転座標系においてｑ軸と電圧ベクトルＶとの間の位相差である。
【０１４３】
ｑ軸の回転位置（位相）は任意の公知の手法によって検出できる。例えばモータ２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出部を設けることで検出される。回転位置検出部は、例えば回転子の回転位置を検出するホールセンサであってもよい。あるいは例えばモータ２の巻線に生じる誘起電圧またはモータ２に流れる線電流などに基づいて公知のセンサレス技術によって回転位置を算出しても良い。これによれば、ホールセンサを用いる必要がないので製造コストが抑制される。
【０１４４】
また電圧位相θｖは電圧位相取得部３８によって上述のように検出される。以上のとおり、ｑ軸の回転位置（位相）と電圧位相θｖとを検出できるので、位相差δを得ることができる。かかる位相差δの算出は鎖交磁束取得部３８２によって実行され、式（１５）〜式（１７）に基づいて鎖交磁束φｘが算出される。
【０１４５】
角速度ωは上述したように角速度取得部３８１によって取得される。したがって、鎖交磁束φｘと角速度ωとの乗算により、時点ｔｋにおける誘起電圧を求めることができる。
【０１４６】
以上の通り、式（１４）において線電流ｉｘ（ｔｋ＋１），ｉｘ（ｔｋ）以外のパラメータを得ることができる。また時点ｔ（０）における線電流ｉｘ（ｔ０）は線電流取得部３２によって取得される。したがって、時点ｔ（０）における線電流ｉｘ（ｔ０）を用いて時点ｔ（１）における線電流ｉｘ（ｔ１）を算出することができ、同様に時点ｔ（１）における線電流ｉｘ（ｔ１）を用いて時点ｔ（２）における線電流ｉｘ（ｔ２）を算出することができる。以後、順次に時点ｔ（ｋ＋１）における線電流ｉｘ（ｔｋ＋１）を、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘ（ｔｋ）を用いて算出することができる。
【０１４７】
しかも第３の実施の形態では第２の実施の形態と比較して線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの推定精度を向上することができる。この点について以下に説明する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは角速度ωを有する基本波成分のみならず、実際には高調波成分も有している。この高調波成分は式（２）〜式（４）を満たさない。よって、式（２）〜式（４）を用いた線電流の推定においては、誤差が生じ得る。一方で、線電流の高調波成分であっても式（１４）を満たす。よって、等価回路の電圧方程式を用いて線電流を推定すれば、第２の実施の形態と比較して線電流の推定精度を向上することができる。
【０１４８】
なお、本第３の実施の形態においても、時点ｔ（ｋ＋１）において検出される直流電流Ｉｄｃを時点ｔ（ｋ＋１）でのスイッチングパターンによって決定される１相の線電流として検出し、他の１相の線電流を式（１４）に基づいて推定し、残りの１相を線電流の総和が零との関係に基づいて算出しても良い。これによって、時点ｔ（ｋ＋１）の線電流の推定精度を向上することができる。
【０１４９】
また本第３の実施の形態においても、第１及び第２の実施の形態と同様に、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てを推定する必要はなく、例えば線電流取得部３２によって取得される二相の線電流についてのみ、式（１４）を用いて推定してもよい。
【符号の説明】
【０１５０】
１ インバータ
４ 電流検出部
３１ スイッチング制御部
３２ 線電流取得部
３３ 線電流推定部
３８ 電圧位相取得部
３８１ 角速度取得部
３９ 一相線電流取得部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、線電流検出装置および電力変換システムに関し、特に直流電流を検出して線電流を推定する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には三相インバータが記載されている。三相インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換する。この変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。
【０００３】
また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の相電流を検出する。この検出は、インバータが採用する通電パターンに基づいて母線電流と相電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期（例えばキャリア周期）において、異なる２つの通電パターンが採用される期間の各々で母線電流を検出し、これらを当該２つの通電パターンに基づいて決定される２相の相電流として検出する。そして、３相の相電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の相電流を算出している。
【０００４】
本発明に関連する技術として特許文献２〜７が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４４２９３３８号公報
【特許文献２】特許第４５７８５００号公報
【特許文献３】特開２００４−４８８６８号公報
【特許文献４】特開２０１１−６７０２３号公報
【特許文献５】特開２００４−６４０９３号公報
【特許文献６】特開２００７−３１２５１１号公報
【特許文献７】特許第３６１１４９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
三相インバータの相電圧がその１周期当たりに例えば１パルスを有するように三相インバータを制御する場合、一つのスイッチングパターンが維持される期間が比較的長い。相電圧が略１パルス波形を有する場合でも同様である。換言すれば、相電圧が非常に短い期間（パルス幅）のパルスを含んでいるものの、実質的には１パルスを有する場合にも、一つのスイッチングパターンが維持される期間は比較的長い。この略１パルス波形の定義については実施の形態において詳述する。
【０００７】
一方、特許文献１に記載の技術では、相電圧の１周期に比べて十分に短いキャリア周期で２つのスイッチングパターンが採用されることにより、直流電流から３相の線電流を得ている。よって、特許文献１のように短い周期で２つのスイッチングパターンが採用される技術を、スイッチングパターンが維持される期間が長い略１パルス波形へとどのように適用するかについては検討されていなかった。
【０００８】
そこで、本発明は、たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、線電流を得ることができる線電流検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様は、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御して交流の３相電圧を前記３つの交流線に印加させ、前記相電圧は前記交流の１周期において略１パルス波形を有し、前記略１パルス波形とは、前記相電圧が前記第１又は第２の直流線に印加される電位を連続して採る期間のうち第１期間より短いものを、前記相電圧の波形から無視した波形が、矩形波のパルスを一つのみを有する波形であり、前記第１期間は前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)の検出に必要な最小時間であるスイッチング制御部(31)と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)とを備える。
【００１０】
本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様は、第１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第１相及び前記第２相の線電流の基本波成分の波形の式と、前記線電流取得部(32)において取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える。
【００１１】
本発明にかかる線電流検出装置の第３の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相と前記位相差と基づいて前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する。
【００１２】
本発明にかかる線電流検出装置の第４の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する。
【００１３】
本発明にかかる線電流検出装置の第５の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)と、前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)とを更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミングにおける前記電圧位相と前記位相差に基づいて前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する。
【００１４】
本発明にかかる線電流検出装置の第６の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する。
【００１５】
本発明にかかる線電流検出装置の第７の態様は、第４又は第６の態様にかかる線電流検出装置であって、前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの期間(ΔT')と前記角速度との積として算出する。
【００１６】
本発明にかかる線電流検出装置の第８の態様は、第４又は第６の態様にかかる線電流検出装置であって、前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相の差として算出する。
【００１７】
本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様は、第２の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、前記線電流推定部(33)は、前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記１相の線電流と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する。
【００１８】
本発明にかかる線電流検出装置の第１０の態様は、第１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記誘導性負荷についての等価回路の電圧方程式と、前記線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記第１相及び前記第２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える。
【００１９】
本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様は、第１０の態様にかかる線電流検出装置であって、前記誘導性負荷(2)はモータであって、前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される前記相電圧による第１電圧源(E1)と、前記モータの回転に伴って前記誘導成分に生じる誘起電圧による第２電圧源(E2)とに直列に接続される。
【００２０】
本発明にかかる線電流検出装置の第１２の態様は、第１から第１１の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記直流電流をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい。
【００２１】
本発明にかかる線電流検出装置の第１３の態様は、第１から第１２の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい。
【００２２】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様は、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子（S4〜S6）と、第１から第１３の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置(3)とを備える。
【発明の効果】
【００２３】
本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様によれば、相電圧の１周期において実質的に１パルスのみが存在する（略１パルス波形を含む）、いわゆる１パルス駆動であっても、直流電流に基づいて第１タイミング付近における線電流を取得することができる。
【００２４】
本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様によれば、パルスが立ち上がるまたは立ち下がる第１タイミングとは異なる第２タイミングにおける第１相及び第２相の線電流を得ることができる。しかも、誘導性負荷の等価回路の電圧方程式を用いるよりも簡易な演算で第２タイミングにおける第１相及び第２相の線電流を推定することができる。
【００２５】
本発明にかかる線電流検出装置の第３および第４の態様によれば、第２の態様にかかる線電流推定部の実現に資する。
【００２６】
本発明にかかる線電流検出装置の第５および第６の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、第３および第４の態様のいずれかにかかる線電流推定部に比して、推定精度が高い。
【００２７】
本発明にかかる線電流検出装置の第７及び第８の態様によれば、第４又は第６の態様にかかる線電流推定部の実現に資する。
【００２８】
本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、請求項３から５のいずれかにかかる線電流推定部に比して、推定精度が高い。しかも、第２タイミングにおける電流位相の算出が容易である。
【００２９】
本発明にかかる線電流検出装置の第１０の態様によれば、等価回路を用いているので推定精度を向上できる。
【００３０】
本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様によれば、簡易な等価回路を用いているので、比較的簡易な演算で線電流を推定できる。
【００３１】
本発明にかかる線電流検出装置の第１２および第１３の態様によれば、より適切に直流電流を検出できる。
【００３２】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様によれば、相電圧の１周期において実質的に１パルスのみが存在する（略１パルス波形を含む）、いわゆる１パルス駆動であっても、直流電流に基づいて第１タイミングにおける線電流を取得することができる電力変換システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【図３】インバータを流れる電流を示す図である。
【図４】インバータを流れる電流を示す図である。
【図５】インバータを流れる電流を示す図である。
【図６】インバータを流れる電流を示す図である。
【図７】インバータを流れる電流を示す図である。
【図８】インバータを流れる電流を示す図である。
【図９】直流電流の検出タイミングおよび相電流の推定タイミングの一例を模式的に示す図である。
【図１０】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１１】電流検出のタイミング信号を生成する方法を説明するための図である。
【図１２】電流検出のタイミング信号を生成する方法を説明するための図である。
【図１３】電流検出のタイミング信号を生成する方法を説明するための図である。
【図１４】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１５】電流検出のタイミングを決める方法を説明するための図である。
【図１６】キャリアの周期と相電圧の周期との関係を説明するための図である。
【図１７】電流検出のタイミングを決める方法を説明するための図である。
【図１８】電流検出のタイミングを決める方法を説明するための図である。
【図１９】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２０】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２１】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２２】制御部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２３】等価回路の一例を示す図である。
【図２４】位相差δを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
第１の実施の形態．
図１に例示するように、電力変換システムは電力変換装置１と制御部３と電流検出部４とを備える。電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。また図１の例示では平滑コンデンサＣ１が設けられている。平滑コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を平滑する。ただし平滑コンデンサＣ１は設けられていなくても構わない。
【００３５】
インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。
【００３６】
各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続される。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がＭＯＳ電界効果トランジスタなどのように寄生ダイオードを有する場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ６は当該寄生ダイオードであってもよい。
【００３７】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。
【００３８】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は例えばモータであって、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。そして、誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。
【００３９】
直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では電流検出部４は直流線ＬＬに設けられているが、直流線ＬＨに設けられても良い。
【００４０】
電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサが採用され得る。例えばホールＣＴなどの電流センサを用いても良い。
【００４１】
制御部３はスイッチング制御部３１と線電流取得部３２とを備えている。スイッチング制御部３１はスイッチング信号Ｓをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へと出力してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを制御する。これにより、インバータ１は交流の相電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する。このスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を線電流取得部３２からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によってスイッチング信号Ｓを生成する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるのでここでは詳細な説明は省略する。
【００４２】
線電流取得部３２は線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得する。具体的な動作については後に詳述する。
【００４３】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００４４】
＜インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって例えば以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。
【００４５】
スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが図２に例示する波形を採るように制御される。図２の例示では、交流の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各々は交流の１周期当たりに矩形波の１パルスのみを有している。また図２の例示では、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが高電圧値を採る高電圧期間と低電圧値を採る低電圧期間とが互いにほぼ等しく、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの高電圧期間が電気角においてほぼ１２０度互いにずれている。
【００４６】
なお相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は理想的には矩形波であって、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通に対応した二値をとる。なぜなら、例えばスイッチング素子Ｓ１が導通すれば直流線ＬＨが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが高電圧値を採り、スイッチング素子Ｓ１が非導通すればスイッチング素子Ｓ４が導通するので、直流線ＬＬが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが低電圧値を採るからである。図２では「Ｖｕ（Ｓ１）」と記載して、相電圧Ｖｕの高電圧値／低電圧値が、それぞれスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通であることをも示している。
【００４７】
よって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の各々において導通期間と非導通期間とを互いにほぼ等しくし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通期間を互いにほぼ１２０度ずつずらすことで、インバータ１は図２の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力することができる。
【００４８】
また、このような制御によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は次の６つのスイッチングパターンのいずれかを採用する。ここで、上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、上述の６つのスイッチングパターンは、（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用される（図２の電気角３００度から３６０度の期間を参照）。
【００４９】
また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する相電圧についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と表す。かかる電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は図２にも付記されている。
【００５０】
なお、図２の例示では相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは交流の１周期（言い換えれば相電圧の基本波成分の１周期）において１パルスのみを有しているが、略１パルス波形を有していればよい。略１パルス波形については後に詳述する。
【００５１】
＜線電流の取得方法＞
図２の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルをも用いて説明する。図３〜図８はそれぞれ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６が採用されたときにインバータ１に流れる電流を示している。
【００５２】
図３に示すように電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。
【００５３】
また図５に示すように電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは、値が負である線電流ｉｕの絶対値−ｉｕと等しい。以下では、線電流の値が負であるときにその絶対値を表現すべく負号を付記することもある。
【００５４】
図４、図６〜図８に示すように、他の電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図２には各電圧ベクトルに対応して直流電流Ｉｄｃとして流れる線電流が示されている。
【００５５】
図２の例示では、任意の時点において電圧ベクトルが採用されるので、任意の時点において直流電流Ｉｄｃは正負を無視すれば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、このときの直流電流Ｉｄｃを、スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定することができる。例えばスイッチングパターン（１００）が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出することができる（図６も参照）。
【００５６】
さて図２に例示するように、スイッチングパターンは電気角６０度毎に切り替わる。そして、図９に例示するように、このスイッチングパターンが切り替わる前後の２つの時点ｔ１，ｔ２において検出される線電流の相は互いに相違する。そこで、線電流取得部３２は、時点ｔ１において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ１におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定し、時点ｔ２において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ２におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定する。
【００５７】
例えば図９を参照して、電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ５から電圧ベクトルＶ４に切り替わるタイミングｔ（０）の前の時点ｔ１において、スイッチングパターン（１０１）（電圧ベクトルＶ５）が採用されている。よってこのとき、時点ｔ１における直流電流Ｉｄｃを、負の値をとるｖ相の線電流ｉｖの絶対値−ｉｖとして推定する。線電流ｉｖの値は直流電流Ｉｄｃの符号を負にして得られる値である。また時点ｔ（０）の後の時点ｔ２において、スイッチングパターン（１００）（電圧ベクトルＶ４）が採用される。したがって、時点ｔ２における直流電流Ｉｄｃを、ｕ相の線電流ｉｕとして推定する。
【００５８】
この２相の線電流は、ほぼ同じタイミングで検出された線電流であると近似することができる。この近似は２つの時点ｔ１，ｔ２の間の期間が短いほど妥当である。実質的には当該期間は相電圧の周期の数十分の１程度以下であれば妥当である。そして、同じタイミングでの３相の線電流の和は零であるので、線電流取得部３２はこの関係に基づいて当該２相の線電流から残りの１相の線電流を算出する。例えば上述のようにして検出された線電流ｉｕ，ｉｖに基づいて線電流ｉｗを算出する。なお、線電流ｉｗの算出は必須要件ではない。たとえば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを二相の固定座標系に変換するときには、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて線電流ｉｕ，ｉｖのみを用いて変換することが可能であるからである。
【００５９】
なお図１に例示するように、線電流取得部３２には直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号Ｓとが入力されている。線電流取得部３２はスイッチング信号Ｓによって、現時点で採用されているスイッチングパターンを認識し、そのスイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃあるいはその値に負号を付した電流を線電流として推定する。言い換えれば、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。また線電流取得部３２は、直流電流Ｉｄｃを検出する時点ｔ１，ｔ２を例えば次のようにして認識することができる。すなわち、線電流取得部３２は相電圧指令値をスイッチング制御部３１から受け取ってスイッチングパターンの変化の予定を認識し、スイッチングパターンの変化の予定から例えば予め設定された期間前及び期間後に時点ｔ１，ｔ２を設定する。そして現在時点が時点ｔ１，ｔ２に至ったと判断したときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。この判断は例えば公知のタイマ回路やカウンタ回路などを用いて実現できる。
【００６０】
なお、スイッチングパターンが変化すると、例えば図３〜図８に示すとおり、電流の流れる経路が変化する。このように電流の経路が変化することは転流と呼ばれる。したがってスイッチングパターンが変化するタイミングとは、インバータ１に転流が生じるタイミング、と見なすことができる。
【００６１】
上述した線電流検出方法によって、スイッチングパターンが変化する毎に、即ち電気角６０度毎に、直流電流Ｉｄｃを用いて３相の線電流を検出することができる。
【００６２】
次に、時点ｔ１，ｔ２の各々と、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ（０）との間の期間をどの程度の期間にするのか、について考慮する。スイッチングパターンが変化した直後では、直流電流Ｉｄｃは当該変化に伴って過渡的に変動する。このような過渡的な変動が収まる、即ち直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まった状態で、直流電流Ｉｄｃを検出することが望ましい。よって、スイッチングパターンが変化してから時点ｔ２までの期間ｔｓ２は、直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する過渡期間よりも長いことが望ましい。この過渡期間は電力変換装置１及び誘導性負荷２、さらにコンデンサＣ１の静電容量及びコンデンサＣ１に直流電圧を供給する電源の電力容量等の回路条件によって決定されるので、予め設計或いは実験によって決定することができる。
【００６３】
また例えば電流検出部４が、検出した直流電流Ｉｄｃのアナログ値をデジタル値に変換する必要がある場合、当該変換に要する変換期間が経過するまでスイッチングパターンが変化しないことが望ましい。よって時点ｔ１からスイッチングパターンが変化するまでの期間ｔｓ１は、電流検出部４がこの変換に要する期間よりも長いことが望ましい。
【００６４】
なお、期間ｔｓ１，ｔｓ２はそれぞれ上述の条件を満たしつつも、できるだけ短い方が望ましい。なぜなら、上述したように同じタイミングでの３相の線電流の和は零であるという関係を用いて、２相の線電流から残りの１相の線電流を算出するからである。
【００６５】
ここで、略１パルス波形について説明する。ここでいう略１パルス波形とは、次のようなパルスを含む。例えば図２において、相電圧Ｖが低電圧値を採る半周期において、非常に短い期間に相電圧Ｖが高電圧値を維持してもよい。即ち、相電圧Ｖは非常に細いパルスを含んでいても良い。この非常に短い期間とは、直流電流Ｉｄｃの検出に必要な最小期間よりも短い期間であり、最小期間とは例えば上述した過渡期間と変換期間とスイッチング素子のターンオン期間との和である。ただし、電流検出に必要な期間として、過渡期間、変動期間、ターンオン期間以外にも考慮すべき他の期間が存在する。このような他の期間は当業者であれば技術常識であり当然に想定される。また同様に相電圧Ｖが高電圧値を採る半周期において、非常に短い期間に相電圧Ｖが低電圧値を維持してもよい。この非常に短い期間とは、上述の最小期間よりも短い期間である。要するに、略１パルス波形とは、相電圧Ｖが高電圧値または低電圧値を連続して採る期間のうち最小期間より短いものを、相電圧Ｖの波形から無視した波形が、矩形波のパルスを一つのみ有していればよい。
【００６６】
次に、直流電流Ｉｄｃを検出するタイミング（即ち時点ｔ１，ｔ２）を生成する方法の一例について述べる。
【００６７】
＜直流電流の検出タイミングの生成１＞
制御部３は直流電流Ｉｄｃを検出するタイミングを、タイマ回路を用いて決定する。例えば図１０に示すように、制御部３は周期信号生成部３４１とタイマ値初期化信号生成部３４２とタイマ回路３４３と転流タイミング信号生成部３４４と電流検出タイミング信号生成部３４５とを更に備えている。
【００６８】
周期信号生成部３４１は図１１に例示する周期信号を生成する。周期信号の活性／非活性は電気角６０度の周期で切り替わる。この周期信号は、例えばモータ２の回転子の回転位置（機械角）を検出する回転位置検出部を用いて生成される。回転位置検出部は例えば回転子の回転位置を検出するセンサ（例えばホールセンサ）であってもよく、例えばモータ２の巻線に生じる誘起電圧またはモータ２に流れる線電流などに基づいて公知のセンサレス技術によって回転位置を算出しても良い。これによれば、ホールセンサを用いる必要がないので製造コストが抑制される。
【００６９】
タイマ値初期化信号生成部３４２は、周期信号の活性／非活性が切り替わるたびにタイマ初期化信号ＳＡをタイマ回路３４３に出力する。
【００７０】
タイマ回路３４３は時間の経過と共にタイマ値ＣＶを増大させるとともに、タイマ初期化信号ＳＡを受け取る毎にタイマ値ＣＶを初期化する。これによって、図１１に例示するように、タイマ値ＣＶは時間の経過と共に増大しつつも、電気角が６０度進む度に初期化される。なお回転子の回転速度が早いほど短時間で電気角が６０度進む。よって、タイマ値ＣＶの最大値は、相電圧の角速度ωに依存する。角速度ωが高いほど短時間でタイマ値が初期化されるので、タイマ値ＣＶの最大値はより小さい値を採る。
【００７１】
転流タイミング信号生成部３４４は、タイマ値ＣＶが設定値ａと等しいかどうかを判断し、肯定的な判断がなされたときに転流タイミング信号ＳＢを生成し、これをスイッチング制御部３１に出力する。なお図１１の例示では、初期化のタイミングでタイマ値ＣＶと設定値ａとが互いに交差するが、実際にはタイマ値ＣＶは初期化の前後で不連続となる。よって、このタイミングではタイマ値ＣＶは設定値ａと等しくならず、転流タイミング信号ＳＢは出力されない。
【００７２】
スイッチング制御部３１は、転流タイミング信号ＳＢを受け取ったときに、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを変更すべくスイッチング信号Ｓを変更する。これによって、電気角６０度ごとにスイッチングパターンを変化させることができる。なおスイッチングパターンは図１１（及び図２）に示すとおりの順序で採用される。
【００７３】
電流検出タイミング信号生成部３４５は、タイマ値ＣＶが設定値ａ１（＜設定値ａ）又は設定値ａ２（＞設定値ａ）と等しいかどうかを判断し、肯定的な判断がなされたときに検出タイミング信号ＳＨを生成し、これを線電流取得部３２に出力する。
【００７４】
線電流取得部３２は検出タイミング信号ＳＨが入力されるたびに、上述したように直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００７５】
設定値ａは、例えば回転子の回転速度が最高速度である場合のタイマ値ＣＶの最大値よりも小さい値に設定される。これにより、回転速度に依らずにタイマ値ＣＶと設定値ａとが互いに一致するタイミングが存在する。
【００７６】
設定値ａ１は、電流検出部４のアナログ／デジタル変換に要する期間よりも期間ｔｓ１が長くなるように設定される。なお、この条件を満たすように算出された設定値ａ１がタイマ値ＣＶの最小値よりも小さくなる場合には、設定値ａ１を図１２に示すように更新する。例えばタイマ値ＣＶの最小値と最大値との差たるタイマ振幅を、設定値ａ１に足して設定値ａ１を更新する。より具体的にはタイマ最小値、タイマ最大値及び設定値ａがそれぞれ０，１００，１０であり、当該条件を満たすように算出された設定値ａ１が−５である場合、設定値ａ１を９５に更新する。そして、電流検出タイミング信号生成部３４５はタイマ値ＣＶが更新後の設定値ａ１と等しいときに検出タイミング信号ＳＨを出力する。これにより、当該条件を満たして検出タイミング信号ＳＨを出力することができる。なおタイマ振幅は、電気角が６０度進むのに要する時間であり、これは角速度ωにより算出可能である。
【００７７】
設定値ａ２は、スイッチングパターンの変化による直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する過渡期間よりも期間ｔｓ２が長くなるように設定される。なお、この条件を満たすように算出された設定値ａ２がタイマ最大値よりも大きくなる場合には、設定値ａ２を図１３に示すように更新する。例えば設定値ａ２からタイマ振幅を減算して設定値ａ２を更新する。より具体的にはタイマ最小値、タイマ最大値及び設定値ａがそれぞれ０，１００，９０であり、当該条件を満たすように算出された設定値ａ２が１０５である場合には、設定値ａ２を５に更新する。そして、電流検出タイミング信号生成部３４５はタイマ値ＣＶが更新後の設定値ａ２と等しいときに検出タイミング信号ＳＨを出力する。
【００７８】
また設定値ａは予め定められた値であっても良く、可変であってもよい。例えば設定値ａを、タイマ値ＣＶの最大値と最小値との間の中央の値に設定してもよい。これにより、設定値ａがタイマ値ＣＶの最大値または最小値に近い値に設定された場合と比較して、設定値ａ１，ａ２がタイマ値ＣＶの最小値よりも大きく最大値よりも小さい範囲に収まりやすい。よって設定値ａ１，ａ２を更新する必要性を低減できる。
【００７９】
＜直流電流の検出タイミングの生成２＞
制御部３は直流電流Ｉｄｃを検出するタイミングを、スイッチング信号Ｓを生成するためのキャリアを用いて決定してもよい。例えば図１４に示すように、スイッチング制御部３１はキャリア生成部３１１と電圧指令値生成部３１２と比較部３１３とを有している。
【００８０】
電圧指令値生成部３１２は公知の任意の手法によって相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*（図面では纏めて「Ｖ*」と表記）を生成する。例えば線電流についての指令値Ｉ*と線電流取得部３２からの線電流とに基づいて、相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。なお指令値Ｉ*は例えばモータ２の回転速度についての指令値と、モータ２の回転速度とに基づいて生成され得るものの、本発明の本質とは異なるため詳細な説明は省略する。生成された相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*は図２に例示する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと同じ波形を有する。
【００８１】
キャリア生成部３１１は図１５に例示するように三角形状のキャリアＣＷを生成する。図１５の例示では、キャリアＣＷとして二等辺三角波が示されているが、これに限らず例えば直角三角波等の任意の三角波が採用されてもよい。また複数種類の三角波が連なってキャリアＣＷを形成してもよい。
【００８２】
比較部３１３はキャリアＣＷと相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*との比較に基づいてスイッチング信号Ｓを出力する。例えば相電圧指令値Ｖｕ*がキャリアＣＷよりも大きいときにスイッチング素子Ｓ１を導通させ、相電圧指令値Ｖｕ*がキャリアＣＷよりも小さいときにスイッチング素子Ｓ４を導通させる。他の相についても同様である。よって図１５に例示するように、相電圧指令値のいずれかとキャリアＣＷとが交差する時点が、スイッチングパターンが変化するタイミング（転流タイミング）となる。
【００８３】
線電流取得部３２は、転流タイミングの前後においてキャリアＣＷが最小値または最大値を採る時点で、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。図１５の例示では、これらの時点が検出タイミングとして示されている。例えば線電流取得部３２は、相電圧指令値Ｖｖ*がキャリアＣＷと等しくなる転流タイミングの直前でキャリアＣＷが最小値を採る時点にて、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出し、当該転流タイミングの直後でキャリアＣＷが最大値を採る時点にて、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００８４】
なお図１５の例示では、相電圧指令値Ｖｕ*がキャリアＣＷと等しくなる転流タイミングと、その直前でキャリアＣＷが最小値を採る時点との間の期間ｔｓ１’が非常に短い。この期間ｔｓ１’がアナログ／デジタル変換に要する期間よりも短いと、適切に直流電流Ｉｄｃを検出できない。よって図１５に例示するように、線電流取得部３２はさらに前にキャリアＣＷが最大値を採る時点で、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。これによって、より適切に直流電流Ｉｄｃを検出できる。同様に、転流タイミングと、その直後にキャリアＣＷが最小値および最大値のいずれか一方を採る時点との間の時間が短ければ、その次にキャリアが他方を採る時点で直流電流Ｉｄｃを検出すればよい。これにより、直流電流Ｉｄｃの過渡期間を避けて、より適切に直流電流Ｉｄｃを検出できる。
【００８５】
なおキャリアＣＷの半周期は相電圧の一周期Ｔ１の６分の１よりも短く設定される。キャリアＣＷの半周期が相電圧の一周期Ｔ１の６分の１よりも長い場合には、図１６に例示するように、スイッチングパターンが維持される期間において、キャリアＣＷが最大値も最小値も採らない期間が存在し、この期間において直流電流Ｉｄｃを検出できないからである。
【００８６】
なおキャリアＣＷが直角三角波であれば、キャリアＣＷの一周期は相電圧の６分の１周期よりも短く設定される。
【００８７】
＜直流電流の検出タイミングの生成３＞
ここでも制御部３は直流電流Ｉｄｃを検出するタイミングを、スイッチング信号Ｓを生成するためのキャリアＣＷを用いて決定する。以下に図１７を参照して詳細に説明する。なお図１７の例示では代表的に相電圧指令値Ｖｕ*のみが示されている。線電流取得部３２は、まず相電圧指令値のいずれかがキャリアＣＷと等しくなるときの、キャリアＣＷの値（設定値ａ）を算出する。より詳細には、設定値ａを次式に基づいて算出する。
【００８８】
ａ＝（ＣＷ２−ＣＷ１）・ｔａ／Ｔ ・・・（１）
ここで、ＣＷ１，ＣＷ２はそれぞれキャリアＣＷの最小値および最大値を示し、ＴはキャリアＣＷの半周期を示す。ｔａは、転流タイミングを含むキャリアＣＷの半周期Ｔの始期から転流タイミングまでの時間である。
【００８９】
次に線電流取得部３２は、式（１）により算出された設定値ａを用いて設定値ａ１，ａ２を算出する。例えば設定値ａに予め定められた第１所定値を減算して設定値ａ１を算出し、設定値ａに予め定められた第２所定値を加算して設定値ａ２を算出する。
【００９０】
そして設定値ａ１，ａ２の両方が最小値ＣＷ１以上であり最大値ＣＷ２以下であれば、線電流取得部３２は、転流タイミングを含むキャリアＣＷの半周期においてキャリアＣＷが設定値ａ１又は設定値ａ２と等しいときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９１】
また図１７の例示では、相電圧指令値Ｖｕ*が立ち上がってキャリアＣＷと交差するときのキャリアＣＷの値（設定値ａ）は、最小値ＣＷ１と近い。例えば設定値ａと最小値ＣＷ１との差が第１所定値よりも小さければ、算出された設定値ａ１は最小値ＣＷ１よりも小さい。この場合は、線電流取得部３２は次のようにして設定値ａ１を更新する。即ち、キャリアＣＷの最小値ＣＷ１の２倍から設定値ａ１を減算して設定値ａ１’を算出する。例えば最小値ＣＷ１が−１であり、設定値ａ１が−１．２であれば、設定値ａ１’は−０．８となる。そして、線電流取得部３２は、相電圧指令値Ｖｕ*が立ち上がってキャリアＣＷと交差する時点を含む半周期よりも一つ前の半周期においてキャリアＣＷが設定値ａ１’と等しいときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９２】
また図１８に例示するように設定値ａ２がキャリアＣＷの最大値ＣＷ２よりも大きい場合は、次のようにして設定値ａ２を更新する。即ち、キャリアＣＷの最大値ＣＷ２の２倍から設定値ａ２を減算して設定値ａ２’を算出する。例えば最大値ＣＷ２が１であり、設定値ａ２が１．３である場合には、設定値ａ２’は０．７となる。そして線電流取得部３２は、相電圧指令値とキャリアＣＷとが交差する半周期よりも一つ後の半周期においてキャリアＣＷが設定値ａ２’と等しいときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９３】
なお図１７，１８の例示ではキャリアＣＷが二等辺三角波であるが、例えば直角三角波であってもよい。この場合、式（１）におけるＴはキャリアＣＷの半周期ではなく１周期である。
【００９４】
設定値ａ１が直角三角波のキャリアＣＷの最小値ＣＷ１よりも小さい場合は、設定値ａ１に、キャリアＣＷの最大値ＣＷ２と最小値ＣＷ１との差を加算して設定値ａ１’を算出する。そして、相電圧指令値がキャリアＣＷと交差する一周期の一つ前の一周期においてキャリアＣＷが設定値ａ１’と等しいときに、線電流取得部３２は直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９５】
設定値ａ２が直角三角波のキャリアＣＷの最大値ＣＷ２よりも大きい場合は、設定値ａ２から、最大値ＣＷ２と最小値ＣＷ１との差を減算して設定値ａ２’を算出する。そして、相電圧指令値がキャリアＣＷと交差する一周期の一つ後の一周期においてキャリアＣＷが設定値ａ２’と等しいときに、線電流取得部３２は直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。
【００９６】
第２の実施の形態．
第１の実施の形態ではスイッチングパターンが変化する毎に３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることができる。一方で図９に例示するように、スイッチングパターンが維持される期間では、直流電流Ｉｄｃに基づいて１相の線電流を検出できるものの、直流電流Ｉｄｃに基づいて３相の線電流を検出することは困難である。そこで、第２の実施の形態では、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ（０）における３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いて、他のタイミング（図９では時点ｔ（１）〜ｔ（ｎ）、ｎは自然数）における３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する。
【００９７】
図１９に例示するように、制御部３は図１の制御部３と比較して線電流推定部３３を更に備えている。線電流推定部３３には線電流取得部３２から３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが入力される。線電流推定部３３はこの３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いて、次式（２）〜（４）を用いて、タイミングｔ（０）とは異なるタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する。
【００９８】
ｉｕ＝Ｉｍ・ｓｉｎθｉ ・・・（２）
ｉｖ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ−２π／３） ・・・（３）
ｉｗ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ＋２π／３） ・・・（４）
ここで、Ｉｍは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅（以下、電流振幅と呼ぶ）であり、θｉは線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相（以下、電流位相と呼ぶ）である。これらの式（２）〜式（４）は線電流ｉｘ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下、同様）の基本波成分についての波形の式である。
【００９９】
式（２）〜式（４）によって理解されるとおり、任意のタイミングでの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、電流振幅Ｉｍとそのタイミングにおける電流位相θｉとを得ることで、算出される。よって、以下では、電流振幅Ｉｍと任意のタイミングにおける電流位相θｉとをそれぞれ算出する。
【０１００】
まず電流振幅Ｉｍの算出の一例について説明する。線電流推定部３３は時点ｔ（０）における３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから電流振幅Ｉｍを算出する。例えば線電流推定部３３はまず線電流取得部３２からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相の固定座標系におけるα軸の電流ｉα及びβ軸の電流ｉβへと変換する。かかる変換として、例えば公知の絶対変換を採用する。なお、この変換は２相の線電流のみを用いて行うことができる。なぜなら残りの１相がこの２相の線電流で表すことができるからである。よって、線電流取得部３２は必ずしも残りの１相の線電流を算出するというステップを必要としない。そして、線電流推定部３３は電流ｉα，ｉβに基づいて次式により電流振幅Ｉｍを算出する。
【０１０１】
Ｉｍ＝ｓｑｒｔ（２／３）・ｓｑｒｔ（ｉα＾２＋ｉβ＾２）・・・（５）
ここで、ｓｑｒｔ（）は括弧内の値の平方根を示し、Ａ＾ＢはＡのＢ乗を示す。なお、電流振幅Ｉｍは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の電流振幅Ｉｍの平均値であってもよく、或いは算出された電流振幅Ｉｍをローパスフィルタに入力し、その出力を電流振幅Ｉｍとして用いても良い。
【０１０２】
次に、任意の時点ｔ（ｋ）（ｋは１〜ｎまでの自然数）における電流位相θｉの算出の一例について説明する。線電流推定部３３は、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出するに当たって、まず時点ｔ（０）における電流位相θｉを算出する。時点ｔ（０）における電流位相θｉは時点ｔ（０）において検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから算出することが可能である。例えば線電流推定部３３は次式に基づいて時点ｔ（０）における電流位相θｉたる電流位相θｉ（ｔ０）を算出する。
【０１０３】
θｉ（ｔ０）＝ａｒｃｔａｎ（ｉα／ｉβ） ・・・（６）
ここでａｒｃｔａｎ（）は、括弧内の値の逆正接を示す。
【０１０４】
さて、時点ｔ（０）における電流位相θｉを用いて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを例えば以下で説明するように算出する。ここでは、電流位相θｉと相電圧の位相（以下、電圧位相と呼ぶ）との間の位相差Δθは、時点ｔ（０），ｔ（ｋ）において互いに等しい、と仮定する。この仮定は、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを安定した速度で回転させる定常状態において妥当である。よって、時点ｔ（０）における電流位相θｉと電圧位相θｖとを用いて位相差Δθを算出できれば、時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖと位相差Δθとを用いて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出することができる。
【０１０５】
さて、時点ｔ（０）における電流位相θｉは式（６）を用いて算出される。一方、時点ｔ（０）における電圧位相θｖは次のように取得することができる。即ち、図１９に示すように制御部３は電圧位相取得部３８を備える。電圧位相取得部３８は例えばスイッチング制御部３１から相電圧指令値Ｖ*を受け取り、相電圧指令値Ｖ*に基づいて電圧位相θｖを取得する。なお、相電圧指令値Ｖ*は図２の相電圧と同様の波形を有するので、その基本波成分を抽出し、電流位相θｉと同様にして電圧位相θｖを算出しても良い。或いは、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧を検出する電圧検出部を設け、検出された相電圧から電圧位相θｖを算出しても構わない。
【０１０６】
線電流推定部３３は時点ｔ（０）における電流位相θｉと電圧位相θｖとを用いてこれらの間の位相差Δθ（＝θｉ−θｖ）を算出する。なお、位相差Δθは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の位相差Δθの平均値であっても良く、また算出された位相差Δをローパスフィルタに入力し、その出力を位相差Δθとして用いても良い。
【０１０７】
時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖは、時点ｔ（０）における電圧位相θｖと同様に電圧位相取得部３８によって取得される。線電流推定部３３は、位相差Δθと時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖとを用いて次式により時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１０８】
θｉ＝θｖ＋Δθ ・・・（７）
そして、線電流推定部３３は、算出した電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて式（２）〜式（４）に基づいて時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘを算出する。これにより、スイッチングパターンが維持される期間の任意の時点ｔ（ｋ）においても線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定することができる。なお、必ずしも線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する必要はなく、いずれか二相の線電流を推定してもよい。例えば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ二相の固定座標系に変換する場合には、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて二相の線電流で足りるからである。
【０１０９】
次に、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉの算出の他の一例について説明する。なお電流振幅Ｉｍの算出と、電流振幅Ｉｍおよび時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉに基づく時点ｔ（ｋ）における線電流の算出とは、上述の算出と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。図２０に例示するように、制御部３は図１９の制御部３と比較して電圧位相取得部３８の替わりに角速度取得部３８１を更に備えている。角速度取得部３８１については後に述べる。
【０１１０】
さて電流位相θｉは次式を満たす。
【０１１１】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋ωΔｔ’ ・・・（８）
ここで、θｉ（ｔｋ）は時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを示し、θｉ（ｔ０）は時点ｔ（０）における電流位相θｉを示し、Δｔ’は時点ｔ（０）からの時点ｔ（ｋ）までの経過時間を示し既知である。時点ｔ（０）における電流位相θｉ（ｔ０）は上述のように算出できるので、角速度ωを取得できれば時点ｔｋにおける電流位相θｉ（ｔｋ）を算出できる。
【０１１２】
角速度ωは角速度取得部３８１によって取得される。以下、角速度ωの算出について詳述する。なお相電圧Ｖｘの角速度と線電流ｉｘの角速度とは互いに等しいので、角速度ωは電流位相θｉから算出しても良く、電圧位相θｖから算出しても良い。ここでは、まず電流位相θｉから算出する場合について説明する。角速度ωは次式で表される。
【０１１３】
ω＝（θｉ１−θｉ２）／ΔＴ ・・・（９）
ここで、θｉ１，θｉ２は、それぞれ電気角６０度毎に検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流位相θｉのうち、異なる２つの時点における電流位相θｉである。例えば電気角６０度毎の時点ｔ（０）のうち、時点ｔ（ｋ）に最も近い２つの時点ｔ（０）における電流位相θｉである。ΔＴは当該２つの時点同士の間の期間である。期間ΔＴは任意の計時手段（例えばタイマ回路）を用いて取得することができる。よって、この２つの時点の間の期間における角速度ω、を式（９）に基づいて算出することができる。
【０１１４】
そして、角速度ωはほぼ一定であると見なして、この２つの時点の間の期間における角速度ωが時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間における角速度ωと等しいと仮定する。この仮定は、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを一定速度で回転させる定常状態において妥当である。
【０１１５】
よって、線電流推定部３３は、角速度ωと、時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間Δｔ’と、時点ｔ（０）における電流位相θｉとを用いて、式（８）に基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出することができる。言い換えれば、線電流推定部３３は、角速度ωと時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間Δｔ’とに基づく電流位相θｉの進みを、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１１６】
また上述のとおり、角速度ωは相電圧Ｖｘについての角速度でもある。よって、電圧位相θｖを用いて角速度ωを算出することができる。例えば任意の２つの時点における電圧位相θｖたる電圧位相θｖ１，θｖ２と、これらの２つの時点の間の期間ΔＴ’とを用いて、次式に基づいて角速度ωを算出することができる。
【０１１７】
ω＝（θｖ２−θｖ１）／ΔＴ’ ・・・（１０）
したがって、電圧位相θｖに基づいて算出した角速度ωを用いて、式（８）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出し、続いて式（２）から式（４）に基づいて時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出してもよい。
【０１１８】
なお、角速度ωを任意の複数の時点（例えばスイッチングパターンが変化するたびに）で算出し、その平均値を角速度ωとして用いても良く、或いはその角速度ωをローパスフィルタに入力し、その出力を角速度ωとして用いても良い。
【０１１９】
なお当該２つの時点として時点ｔ（０），ｔ（ｋ）を採用すれば、式（１０）における期間ΔＴ’は期間Δｔ’と一致する。このときの式（１０）を式（８）に代入すれば次式が導かれる。
【０１２０】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋θｖ（ｔｋ）−θｖ（ｔ０） ・・・（１１）
線電流推定部３３は式（１１）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出しても良い。換言すれば、時点ｔ（ｋ）及び時点ｔ（０）における電圧位相θｖ同士の差を、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出てもよい。これによれば、角速度ωを算出することなく電流位相θｉを算出することができる。よってこの場合、角速度取得部３８１の代わりに電圧位相取得部３８が設けられる。
【０１２１】
なお誘導性負荷２がモータであれば、モータの機械角速度（回転子の角速度）を検出する回転速度検出センサを設け、角速度取得部３８１が機械角速度に基づいて角速度ωを算出しても良い。機械角速度をモータの回転子の極対数で除算した値が角速度ωである。また、このモータの機械角速度は公知のセンサレス技術によって算出しても良い。
【０１２２】
さて、上述の例のいずれもが、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相の線電流を算出している。以下では、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出し、残りの２相の線電流のうち少なくとも１相の線電流を算出する場合について説明する。
【０１２３】
図２１の例示では、制御部３は図１９，２０の制御部３と比較して一相線電流取得部３９を更に備えている。一相線電流取得部３９は、時点ｔ（ｋ）において検出した直流電流Ｉｄｃを、時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定する。例えば時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンが（１００）である場合には、直流電流Ｉｄｃをｕ相の線電流ｉｕとして推定する。
【０１２４】
以上のように、一相線電流取得部３９によって、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち１相の線電流が検出される。
【０１２５】
線電流推定部３３は上述したいずれかの方法に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。そして、線電流推定部３３は、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流と、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉと、線電流の波形の式（式（２）〜式（４））とに基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。例えば時点ｔ（ｋ）における１相の線電流としてｕ相の線電流ｉｕが検出される場合、式（２）に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。
【０１２６】
次に、線電流推定部３３は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、線電流の基本波成分の波形の式に基づいて、残りの２相の線電流を算出する。例えば式（３）及び式（４）に基づいて線電流ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも１相の線電流を算出する。
【０１２７】
この推定方法によれば、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出しているので、推定精度を向上することができる。
【０１２８】
また線電流推定部３３は以下のようにして残りの２相の線電流のうち少なくとも１相の線電流を算出しても良い。即ち、まず線電流推定部３３は時点ｔ（０）において検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。電流振幅Ｉｍは例えば式（５）に基づいて算出される。そして、時点ｔ（ｋ）において検出された１相の線電流と、電流振幅Ｉｍと、線電流の波形の式とに基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。例えば１相の線電流としてｕ相の線電流ｉｕが検出された場合には、式（２）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１２９】
次に、線電流推定部３３は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、線電流の波形の式（式（２）〜（４））に基づいて、残りの２相の線電流のうち少なくとも１相の線電流を算出する。例えば式（２）及び式（４）に基づいて線電流ｉｖ，ｉｗを算出する。
【０１３０】
この推定方法であっても、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出しているので、推定精度を向上することができる。しかも時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを比較的簡単に算出でき、ひいては線電流の算出を簡易にできる。
【０１３１】
第３の実施の形態．
第２の実施の形態では、線電流推定部３３は線電流の基本波成分の波形の式を用いて任意のタイミングにおける線電流を算出した。本実施の形態では、線電流推定部３３は誘導性負荷２の等価回路における電圧方程式を用いて任意のタイミングにおける線電流を算出する。以下では誘導性負荷２としてモータが採用された場合について説明する。例えばここでいうモータとは永久磁石を有するモータを含む同期モータである。
【０１３２】
図２２に例示するように、制御部３は図１９の制御部３と比較して角速度取得部３８１と鎖交磁束取得部３８２と相電圧取得部３８３とを更に備えている。
【０１３３】
また図２３に例示するように、この等価回路においては、モータ２の誘導成分Ｌ２と抵抗成分Ｒ２とが、相電圧を示す交流電圧源Ｅ１と、モータ２の回転によって誘導成分Ｌ２に生じる誘起電圧を示す交流電圧源Ｅ２とに直列に接続されている。かかる等価回路においては誘導性負荷２として簡易的な等価回路が採用されるので、次式で示されるとおり電圧方程式が簡易となる。よって演算処理を簡易にできる。
【０１３４】
【数１】
【０１３５】
ここで、Ｌは誘導成分Ｌ２のインダクタンスを示し、Ｒは抵抗成分Ｒ２の抵抗値を示し、ωは線電流の角速度を示し、φｘは永久磁石によるｘ相電機子鎖交磁束を示す。また誘起電圧は角速度ωと鎖交磁束φｘとの乗算で表される。
【０１３６】
式（１２）を変形すると式（１３）が導かれる。
【０１３７】
【数２】
【０１３８】
時点ｔ（ｋ＋１），ｔ（ｋ）を用いた前方差分により式（１３）を変形すると次式が導かれる。なお、前方差分によらず後方差分若しくは中央差分を用いても良い。ここでは前方差分を用いた方法について説明する。
【０１３９】
ix(tk+1)=ix(tk)+{Vx(tk)-R・ix(tk)-ω・φx(tk)}(t(k+1)-t(k))/L・・・（１４）
ここで、ｉｘ（ｔｋ＋１）は時点ｔ（ｋ＋１）における線電流ｉｘを示し、ｉｘ（ｔｋ）は時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘを示し、Ｖｘ（ｔｋ）は時点ｔｋにおける相電圧Ｖｘを示し、φｘ（ｔｋ）は時点ｔｋにおけるｘ相の鎖交磁束を示す。
【０１４０】
式（１４）において、相電圧Ｖｘ（ｔｋ）は相電圧取得部３８３によって取得される。相電圧取得部３８３は例えば時点ｔｋにおける相電圧Ｖｘを検出しても良く、或いは時点ｔｋにおける相電圧指令値を相電圧Ｖｘとして採用してもよい。インダクタンスＬおよび抵抗値Ｒはモータ２に固有の値であり既知である。したがって時点ｔｋにおける誘起電圧（角速度ωと鎖交磁束φｘ（ｔｋ）との乗算）が既知となれば、式（１４）によって、線電流ｉｘ（ｔｋ＋１）と線電流ｉｘ（ｔｋ）との関係が既知となる。
【０１４１】
さて、各相の誘起電圧は次式で表される。
【０１４２】
ω・φu=ω・φa・ｓｑｒｔ（２／３）・sin(θv-δ) ・・・（１５）
ω・φv=ω・φa・ｓｑｒｔ（２／３）・sin(θv-δ-2π/3) ・・・（１６）
ω・φw=ω・φa・ｓｑｒｔ（２／３）・sin(θv-δ+2π/3) ・・・（１７）
ここで、φａは鎖交磁束についての鎖交磁束ベクトルの大きさである。鎖交磁束ベクトルの大きさφａはモータ２に固有の値であり既知である。δは、誘起電圧ベクトルと、相電圧の基本波成分についての電圧ベクトルＶとの間の位相差である。誘起電圧ベクトルは、モータ２の回転子の磁極中心に相当するｄ軸と、ｄ軸と直交し回転子の極間に相当するｑ軸とを有する回転座標系において、ｑ軸に沿う。よって、図２４に例示するように、位相差δは回転座標系においてｑ軸と電圧ベクトルＶとの間の位相差である。
【０１４３】
ｑ軸の回転位置（位相）は任意の公知の手法によって検出できる。例えばモータ２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出部を設けることで検出される。回転位置検出部は、例えば回転子の回転位置を検出するホールセンサであってもよい。あるいは例えばモータ２の巻線に生じる誘起電圧またはモータ２に流れる線電流などに基づいて公知のセンサレス技術によって回転位置を算出しても良い。これによれば、ホールセンサを用いる必要がないので製造コストが抑制される。
【０１４４】
また電圧位相θｖは電圧位相取得部３８によって上述のように検出される。以上のとおり、ｑ軸の回転位置（位相）と電圧位相θｖとを検出できるので、位相差δを得ることができる。かかる位相差δの算出は鎖交磁束取得部３８２によって実行され、式（１５）〜式（１７）に基づいて鎖交磁束φｘが算出される。
【０１４５】
角速度ωは上述したように角速度取得部３８１によって取得される。したがって、鎖交磁束φｘと角速度ωとの乗算により、時点ｔｋにおける誘起電圧を求めることができる。
【０１４６】
以上の通り、式（１４）において線電流ｉｘ（ｔｋ＋１），ｉｘ（ｔｋ）以外のパラメータを得ることができる。また時点ｔ（０）における線電流ｉｘ（ｔ０）は線電流取得部３２によって取得される。したがって、時点ｔ（０）における線電流ｉｘ（ｔ０）を用いて時点ｔ（１）における線電流ｉｘ（ｔ１）を算出することができ、同様に時点ｔ（１）における線電流ｉｘ（ｔ１）を用いて時点ｔ（２）における線電流ｉｘ（ｔ２）を算出することができる。以後、順次に時点ｔ（ｋ＋１）における線電流ｉｘ（ｔｋ＋１）を、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘ（ｔｋ）を用いて算出することができる。
【０１４７】
しかも第３の実施の形態では第２の実施の形態と比較して線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの推定精度を向上することができる。この点について以下に説明する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは角速度ωを有する基本波成分のみならず、実際には高調波成分も有している。この高調波成分は式（２）〜式（４）を満たさない。よって、式（２）〜式（４）を用いた線電流の推定においては、誤差が生じ得る。一方で、線電流の高調波成分であっても式（１４）を満たす。よって、等価回路の電圧方程式を用いて線電流を推定すれば、第２の実施の形態と比較して線電流の推定精度を向上することができる。
【０１４８】
なお、本第３の実施の形態においても、時点ｔ（ｋ＋１）において検出される直流電流Ｉｄｃを時点ｔ（ｋ＋１）でのスイッチングパターンによって決定される１相の線電流として検出し、他の１相の線電流を式（１４）に基づいて推定し、残りの１相を線電流の総和が零との関係に基づいて算出しても良い。これによって、時点ｔ（ｋ＋１）の線電流の推定精度を向上することができる。
【０１４９】
また本第３の実施の形態においても、第１及び第２の実施の形態と同様に、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てを推定する必要はなく、例えば線電流取得部３２によって取得される二相の線電流についてのみ、式（１４）を用いて推定してもよい。
【符号の説明】
【０１５０】
１ インバータ
４ 電流検出部
３１ スイッチング制御部
３２ 線電流取得部
３３ 線電流推定部
３８ 電圧位相取得部
３８１ 角速度取得部
３９ 一相線電流取得部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、
前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御して交流の３相電圧を前記３つの交流線に印加させ、前記相電圧は、前記交流の１周期において略１パルス波形を有し、前記略１パルス波形とは、前記相電圧が前記第１又は第２の直流線に印加される電位を連続して採る期間のうち第１期間より短いものを、前記相電圧の波形から無視した波形が、矩形波のパルスを一つのみを有する波形であり、前記第１期間は前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)の検出に必要な最小時間であるスイッチング制御部(31)と、
前記直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、
前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)と
を備える、線電流検出装置。
【請求項２】
前記第１相及び前記第２相の線電流の基本波成分の波形の式と、前記線電流取得部(32)において取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える、請求項１に記載の線電流検出装置。
【請求項３】
前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項４】
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項５】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)と、
前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)と
を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミングにおける前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項６】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項７】
前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの期間(ΔT')と前記角速度との積として算出する、請求項４又は６に記載の線電流検出装置。
【請求項８】
前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相の差として算出する、請求項４又は６に記載の線電流検出装置。
【請求項９】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記１相の線電流と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項１０】
前記誘導性負荷についての等価回路の電圧方程式と、前記線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記第１相及び前記第２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える、請求項１に記載の線電流検出装置。
【請求項１１】
前記誘導性負荷(2)はモータであって、
前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される前記相電圧による第１電圧源(E1)と、前記モータの回転に伴って前記誘導成分に生じる誘起電圧による第２電圧源(E2)とに直列に接続される、請求項１０に記載の線電流検出装置。
【請求項１２】
前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記直流電流をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい、請求項１から１１の何れか一つに記載の線電流検出装置。
【請求項１３】
前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい、請求項１から１２の何れか一つに記載の線電流検出装置。
【請求項１４】
請求項１から１３の何れか一つに記載の線電流検出装置(3)と、
前記第１及び前記第２の直流線(LH,LL)と、
前記３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
前記第１及び前記第２のスイッチング素子と
を備える、電力変換システム。
【請求項１】
誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、
前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御して交流の３相電圧を前記３つの交流線に印加させ、前記相電圧は、前記交流の１周期において略１パルス波形を有し、前記略１パルス波形とは、前記相電圧が前記第１又は第２の直流線に印加される電位を連続して採る期間のうち第１期間より短いものを、前記相電圧の波形から無視した波形が、矩形波のパルスを一つのみを有する波形であり、前記第１期間は前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)の検出に必要な最小時間であるスイッチング制御部(31)と、
前記直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、
前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点において前記電流検出部で検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチングパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)と
を備える、線電流検出装置。
【請求項２】
前記第１相及び前記第２相の線電流の基本波成分の波形の式と、前記線電流取得部(32)において取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える、請求項１に記載の線電流検出装置。
【請求項３】
前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項４】
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)および前記第１タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記３相の線電流のうち少なくとも２相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項５】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)と、
前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)と
を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミングにおける前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項６】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて前記第１タイミング(t(0))における電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記３相の線電流の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項７】
前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの期間(ΔT')と前記角速度との積として算出する、請求項４又は６に記載の線電流検出装置。
【請求項８】
前記相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相の差として算出する、請求項４又は６に記載の線電流検出装置。
【請求項９】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として取得する１相線電流取得部(39)を更に備え、
前記線電流推定部(33)は、
前記第１相及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記１相の線電流と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて残りの２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流を推定する、請求項２に記載の線電流検出装置。
【請求項１０】
前記誘導性負荷についての等価回路の電圧方程式と、前記線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流とに基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミングでの前記第１相及び前記第２相の線電流を推定する線電流推定部(33)を更に備える、請求項１に記載の線電流検出装置。
【請求項１１】
前記誘導性負荷(2)はモータであって、
前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される前記相電圧による第１電圧源(E1)と、前記モータの回転に伴って前記誘導成分に生じる誘起電圧による第２電圧源(E2)とに直列に接続される、請求項１０に記載の線電流検出装置。
【請求項１２】
前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記直流電流をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい、請求項１から１１の何れか一つに記載の線電流検出装置。
【請求項１３】
前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい、請求項１から１２の何れか一つに記載の線電流検出装置。
【請求項１４】
請求項１から１３の何れか一つに記載の線電流検出装置(3)と、
前記第１及び前記第２の直流線(LH,LL)と、
前記３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
前記第１及び前記第２のスイッチング素子と
を備える、電力変換システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２】
【図３】
【図４】
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【図１５】
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【図１８】
【図１９】
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【図２２】
【図２３】
【図２４】
【公開番号】特開２０１３−１１５８９５（Ｐ２０１３−１１５８９５Ａ）
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５８９８１（Ｐ２０１１−２５８９８１）
【出願日】平成２３年１１月２８日（２０１１．１１．２８）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２８日（２０１１．１１．２８）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
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