電力変換装置、及び、制御方法
【課題】交流電圧源から所望の周波数の交流電流を負荷に供給可能で、負荷に供給される電圧のピーク値の変動が小さく、低損失な電力変換装置及び制御方法を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０は、三相交流電源２１の各相に接続されるリアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３と、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、直流交流変換回路２００と、制御回路３００と、から構成される。制御回路３００が、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００を構成する６つの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを制御することで、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００のコンデンサＣＭにパルス状の直流電圧が繰り返し発生する。コンデンサＣＭに発生するパルス状の直流電圧が、直流交流変換回路２００を介して交流電圧に変換されて誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に印可される。
【解決手段】電力変換装置１０は、三相交流電源２１の各相に接続されるリアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３と、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、直流交流変換回路２００と、制御回路３００と、から構成される。制御回路３００が、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００を構成する６つの逆導通型半導体スイッチのオン・オフを制御することで、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００のコンデンサＣＭにパルス状の直流電圧が繰り返し発生する。コンデンサＣＭに発生するパルス状の直流電圧が、直流交流変換回路２００を介して交流電圧に変換されて誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に印可される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、及び、制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧源から直流電力を負荷に供給できる低損失な交流／直流電力変換装置が特許文献１に開示されている。
【０００３】
この交流／直流電力変換装置は、交流電源と直列に接続された交流リアクトルと、この交流電源と交流リアクトルとの直列回路を交流端子間に接続され、直流負荷を直流端子間に接続されたＭＥＲＳと、を備える。
この交流／直流電力変換装置は、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチをオン・オフすることで、ＭＥＲＳにパルス状の直流電圧を発生させる。このパルス状の直流電圧を発生するＭＥＲＳのコンデンサが直流電圧源として機能する。また、このＭＥＲＳのスイッチングはソフトスイッチングである。
【０００４】
この交流／直流電力変換装置の直流端子間に、直流電力を交流電力に変換するインバータを介して誘導性負荷を接続すると、この誘導性負荷に交流電力を供給することができる。
また、ＭＥＲＳのコンデンサは電圧が０になる期間があるため、ＭＥＲＳのコンデンサ電圧が０の期間にインバータをスイッチングすることで、インバータにおいてもソフトスイッチングが実現する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１９３８１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載の交流／直流電力変換装置の負荷として、三相モータなどの誘導性負荷が接続された三相インバータを接続した場合、ＭＥＲＳのコンデンサに発生するパルス状の直流電圧のピーク値の変動が大きくなるという問題があった。
ピークの変動が大きいと、変動が小さい場合に比べ、同じ電力を供給するにしても誘導性負荷に印加される電圧の最大値が大きくなる。そのため、誘導性負荷の耐電圧を大きくする必要がある。耐電圧が大きいとその誘導性負荷は大きくなり、システム全体として運搬性に乏しく、また経済性にも乏しくなる。
【０００７】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、交流電圧源から所望の周波数の交流電流を負荷に供給可能で、負荷に供給される電圧のピーク値の変動が小さく、低損失な電力変換装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力変換装置は、
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応して、前記コンデンサに発生した直流電圧を前記第１乃至第３の交流出力端子から前記誘導性負荷に出力する直流交流変換回路と、
前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする。
【０００９】
例えば、前記制御手段は、前記第１の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第２の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第３の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第５の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１０】
例えば、前記コンデンサに発生する直流電圧は、パルス状の直流電圧である。
【００１１】
例えば、前記制御手段は、前記コンデンサの電圧が略０の時に、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを切り替える。
【００１２】
例えば、前記制御手段は、前記第１と第４の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第２と第５の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第３と第６の自己消弧型素子がともにオンにならないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子を制御する。
【００１３】
例えば、前記制御手段は、パルスパターンによって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１４】
例えば、前記制御手段は、パルス幅変調によって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１５】
例えば、前記交流電源は三相交流電源であり、
前記リアクトルは、三相交流電源の第１相に一端を接続される第１のリアクトル、第２相に一端を接続される第２のリアクトル、第３相に一端を接続される第３のリアクトルから構成され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１乃至第３の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、第７乃至第１２のダイオードと、第７乃至第１２の自己消弧型素子と、コンデンサとを備え、前記第１の交流入力端子には前記第１のリアクトルの他端と前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第２のリアクトルの他端と前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、前記第３の交流入力端子には前記第３のリアクトルの他端と前記第１１のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードと前記第１１のダイオードのカソードと前記コンデンサの一方の極とが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのアノードと前記コンデンサの他方の極とが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、前記第１１のダイオードに前記第１１の自己消弧型素子が、前記第１２のダイオードに前記第１２の自己消弧型素子が並列に接続される三相ブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至第１２の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１６】
例えば、前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である。
【００１７】
例えば、前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１２の自己消弧型素子に流れる電流は略０である。
【００１８】
例えば、前記制御手段は、前記三相交流電源の第１相の出力が正の場合は、前記第７の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第８の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第１相の出力が負の場合は、前記第８の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第７の自己消弧型素子をオフに保持させ、第２相の出力が正の場合は、前記第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第２相の出力が負の場合は、前記第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第９の自己消弧型素子をオフに保持させ、第３相の出力が正の場合は前記第１１の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１２の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第３相の出力が負の場合は前記第１２の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替え、かつ前記第１１の自己消弧型素子をオフに保持させる。
【００１９】
例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１の交流入力端子と、当該第１の交流入力端子との間に前記交流電源とリアクトルの直列回路を接続された第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、前記第１と第２の直流出力端子の間に接続されたコンデンサと、第７乃至第１０のダイオードと、第７乃至第１０の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の交流入力端子には前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードとが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードとが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、並列に接続されたフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至１０の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００２０】
例えば、前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である。
【００２１】
例えば、前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１０の逆導通型半導体スイッチに流れる電流は略０である。
【００２２】
前記制御手段は、前記交流電源の出力電圧が正の場合は、前記第８と第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第７と第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記出力電圧が負の場合は、前記第７と第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第８と第９の自己消弧型素子をオフに保持させてもよい。
【００２３】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る制御方法は、
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応した前記誘導性負荷に、前記コンデンサに発生した直流電圧を交流電圧に変換して印可する直流交流変換回路と、
を備えた電力変換装置において前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御方法であって、
前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、低損失で、交流電源から、電圧ピーク値の変動が少ないパルス状の電圧を負荷に印加することで、所望の周波数の交流電力を負荷に供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１の電力変換装置の行う制御を説明するための図である。
【図３】（ａ）乃至（ｆ）は、図１の電力変換装置の行う制御を説明するための図である。
【図４Ａ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図４Ｂ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図４Ｃ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図４Ｄ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図５】（ａ）乃至（ｃ）は、図１の電力変換装置の出力するゲート信号とコンデンサに発生するパルス状の直流電圧とリアクトルに流れる電流との関係を説明するための図である。
【図６Ａ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図６Ｂ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図６Ｃ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図６Ｄ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図７】（ａ）乃至（ｊ）は、図１に示す電力変換装置において、従来の制御方法でのゲート信号と、誘導性負荷に流れる電流と、コンデンサに発生する電圧と、の関係を示す図である。
【図８】（ａ）乃至（ｊ）は、図１に示す電力変換装置において、本発明にかかる制御方法でのゲート信号と、誘導性負荷に流れる電流と、コンデンサに発生する電圧と、の関係を示す図である。
【図９】（ａ），（ｂ）は、図１に示す電力変換装置において、ソフトスイッチングで、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する場合の、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧と、パルスパターンで制御されるゲート信号と、の関係を示す図である。
【図１０】（ａ）乃至（ｃ）は、図１に示す電力変換装置において、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する場合の、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によって制御されるゲート信号と、の関係を示す図である。
【図１１】図１の電力変換装置の応用例を示す図である。
【図１２】図１の電力変換装置の応用例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
（実施形態１）
図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１０は、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３と、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、直流交流変換回路２００と、制御回路３００と、から構成され、三相交流電源２１と、３つの誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３と、の間に接続されている。
【００２８】
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、６つの逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷ，ＳＷＸ，ＳＷＹ，ＳＷＺと、コンデンサＣＭと、交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２，ＡＣ３と、直流出力端子ＤＣＰ，ＤＣＮと、から構成されている。
直流交流変換回路２００は、６つの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚと、直流入力端子ＤＣ＋，ＤＣ−と、交流出力端子ＡＣｕ，ＡＣｖ，ＡＣｗと、から構成されている。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚと、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚに並列に接続されたスイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚと、スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚに配置されたゲートＧＵ乃至ＧＺ，Ｇｕ乃至Ｇｚと、から構成されている。
【００２９】
スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚは、ゲートＧＵ乃至ＧＺ，Ｇｕ乃至Ｇｚにオン信号が入力されるとオンに、オフ信号が入力されるとオフになる。
スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚがオンになると、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚは短絡され、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚの順逆両方向がオンになる。
スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚがオフになると、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚが機能し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚはダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚのみ片方向オンとなる。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、例えば、寄生ダイオードを有するＮチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔｂｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
【００３０】
三相交流電源２１は、交流電圧源ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３から構成される。交流電圧源ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３の出力は、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３の一端に接続されている。
三相交流電源２１は、例えば、定格出力５０Ｈｚ，２１２５Ｖの三相交流発電機である。
【００３１】
リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３の他端は、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２，ＡＣ３に接続されている。
リアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３は、電流が流れることによって、三相交流電源２１から供給される電力を磁気エネルギーとして蓄積する。
【００３２】
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流入力端子ＡＣ１にはダイオード部ＤＵのアノードとダイオード部ＤＸのカソードとが、交流入力端子ＡＣ２にはダイオード部ＤＶのアノードとダイオード部ＤＹのカソードとが、交流入力端子ＡＣ３にはダイオード部ＤＷのアノードとダイオード部ＤＺのカソードとが接続され、直流出力端子ＤＣＰにはダイオード部ＤＵ，ＤＶ，ＤＷのカソードとコンデンサＣＭの正極と直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ＋とが、直流出力端子ＤＣＮにはダイオード部ＤＸ，ＤＹ，ＤＺのアノードとコンデンサＣＭの負極と直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ−とが接続されている。
【００３３】
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフに伴い、リアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３に蓄積されていた磁気エネルギーを、コンデンサＣＭに、電荷の形で静電エネルギーとして回収し、回収したエネルギーを再びリアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３に戻す。このコンデンサＣＭの端子間の電圧Ｖｃｍが、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に、印加される。
【００３４】
直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ＋にはダイオード部Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのカソードが、直流入力端子ＤＣ−にはダイオード部Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚのアノードが接続され、交流出力端子ＡＣｕにはダイオード部Ｄｕのアノードとダイオード部Ｄｘのカソードと誘導性負荷ＬＤ１の一端とが、交流出力端子ＡＣｖにはダイオード部Ｄｖのアノードとダイオード部Ｄｙのカソードと誘導性負荷ＬＤ２の一端とが、交流出力端子ＡＣｗにはダイオード部Ｄｗのアノードとダイオード部Ｄｚのカソードと誘導性負荷ＬＤ３の一端とが接続されている。
直流交流変換回路２００は、逆導通型半導体スイッチＵＳＷ乃至ＺＳＷのオン・オフに伴い、直流入力端子ＤＣ＋とＤＣ−との間に印加された直流電圧を交流出力端子ＡＣｕ乃至ＡＣｗに出力し、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に交流電圧を印加する。
【００３５】
誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３は、それぞれ、インダクタンスＬ１と抵抗Ｒ１との直列回路、インダクタンスＬ２と抵抗Ｒ２との直列回路、インダクタンスＬ３と抵抗Ｒ３との直列回路、で表される。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３は、例えば、三相モータの各相である。
【００３６】
制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷ，ＳＷＸ，ＳＷＹ，ＳＷＺ，ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚのゲートＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺ，Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚにそれぞれゲート信号ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ，ＳＧＧＷ，ＳＧＧＸ，ＳＧＧＹ，ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚを出力する。
制御回路３００は、例えば、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等から構成される電子回路である。
【００３７】
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚは、オン信号とオフ信号からなり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替える。
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号は、例えばオン信号がハイレベルの電圧で、オフ信号がローレベルの電圧である。
【００３８】
制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺによって、交流電圧源ＶＳ１の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＸのオン・オフを制御し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵをオフに保ち、交流電圧源ＶＳ１の出力する電圧が負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷＵのオン・オフを制御し、逆導通型半導体スイッチＳＷＸをオフに保つ。同様に、交流電圧源ＶＳ２の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＹのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＶをオフに保ち、負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷＶのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＹをオフに保ち、交流電圧源ＶＳ３の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＺのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＷをオフに保ち、負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷＷのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＺをオフに保つ。
【００３９】
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを制御する場合のゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号の時間・オフ信号の時間は、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に変わる直前のコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが略０であるように、また、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオフ信号からオン信号に変わる直前の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺを流れる電流が略０であるように、予め調整されている。このオン信号・オフ信号の期間は、コンデンサＣＭの容量とリアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３のインダクタンスとで定まる共振の半周期より、それぞれ長いことが好ましい。
制御回路３００は、例えば、図２に示すように、オン信号とオフ信号とのデューティ比が０．４で、周波数ｆが５キロＨｚのゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを用いて、交流電圧源ＶＳ１乃至ＶＳ３の出力電圧の正・負に対応する逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを制御する。
【００４０】
また、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのゲートＧｕ乃至Ｇｚに、予め設定されたパルスパターンのゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを出力する。このパルスパターンは、例えば、図３に示すような、電流型インバータに用いられる多パルスのパルス幅変調のパルスパターンである。
【００４１】
図３に示すように、ゲート信号ＳＧＧｕとゲート信号ＳＧＧｘとはオン信号・オフ信号が互いに逆で、同様に、ゲート信号ＳＧＧｖとゲート信号ＳＧＧｙとはオン信号・オフ信号が互いに逆で、ゲート信号ＳＧＧｗとゲート信号ＳＧＧｚとはオン信号・オフ信号が互いに逆である。
【００４２】
また、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕとＳＷｘのオン・オフが共にオンにならないように、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷｖとＳＷｙのオン・オフが、逆導通型半導体スイッチＳＷｗとＳＷｚのオン・オフが、共にオンにならないようにゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御する。
これは、コンデンサＣＭが逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚを介して短絡させないようにするためである。
【００４３】
また、本発明にかかる電力変換装置１０おいてゲート信号ＳＧＧｕ及びＳＧＧｘは、従来のパルスパターンとは違い、ゲート信号ＳＧＧｕ及びＳＧＧｘのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、ゲート信号ＳＧＧｖ及びＳＧＧｙのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、ゲート信号ＳＧＧｗ及びＳＧＧｚのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングとは、違うタイミングになるように制御されている。
そのため、逆導通型半導体スイッチＳＷｕのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｘのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｖのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｙのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｗのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｙのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｚのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはない。
この点が、従来の制御方法に対して新しいことである。その効果については後述する。
【００４４】
次に、上記構成の電力変換装置１０の動作を説明する。
まず、図４Ａ乃至４Ｄを参照して、コンデンサＣＭに電圧が発生する動作について説明する。
【００４５】
理解を容易にするために、交流電圧源ＶＳ１の出力する電圧が交流電圧源ＶＳ２の出力する電圧より高い場合の動作について説明する。図４Ａ乃至４Ｄにおいて、交流電圧源ＶＳ３と逆導通型半導体スイッチＳＷＷ，ＳＷＺ、直流交流変換回路３００、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３は省略してある。
初期状態は、コンデンサＣＭに電荷が蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＸ，ＳＷＹがオフである図４Ｄの状態であるとする。
【００４６】
予め設定された周波数ｆによって定まる時刻ｔ１において、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＶ、ＳＧＧＸをオン信号に切り替え、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹをオフ信号に保持する。
逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＸはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹはオフを保持する。
すると、図４Ａに示すように電流が、交流電圧源ＶＳ１から、交流入力端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸを介してコンデンサＣＭの負極に流入する。コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶを介して交流入力端子ＡＣ２を通り、交流電圧源ＶＳ２を流れる。また、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加され、コンデンサＣＭに蓄積される静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００４７】
コンデンサＣＭの電荷が全て放電される時刻ｔ２において、図４Ｂに示すように、電流が、交流入力端子ＡＣ１から、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶを通るルートと、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＹを通るルートの２つのルートを通り、交流入力端子ＡＣ２へ流れる。
リアクタンスＬａｃ１とリアクタンスＬａｃ２とは、電流が流れることによって磁気エネルギーが蓄積される。コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍはほぼ変化しない。
【００４８】
制御回路３００は予め設定されたデューティ比により、時刻ｔ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ，ＳＧＧＸをオフ信号に切り替える。ゲート信号ＳＧＧＵ，ＳＧＧＹはオフ信号に保持される。
逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＸはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹはオフを保持する。
逆導通型半導体スイッチＳＷＶを流れる電流と逆導通型半導体スイッチＳＷＸを流れる電流が遮断され、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２に蓄積された磁気エネルギーによって、図４Ｃに示すように電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷＵのダイオード部ＤＵを介してコンデンサＣＭの正極に流入する。これによりコンデンサＣＭは、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２に蓄積された磁気エネルギーを、電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。コンデンサＣＭの負極から流れる電流は、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＹダイオード部ＤＹを介して交流入力端子ＡＣ２を流れる。また、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加され、コンデンサＣＭに蓄積される静電エネルギーは、コンデンサＣＭを直流電圧源として直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
時刻ｔ２から時刻ｔ３において、コンデンサＣＭの電圧が略０であることから、時刻ｔ３におけるスイッチングは、ソフトスイッチングである。
【００４９】
時刻ｔ４においてリアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２に蓄積されていた磁気エネルギーが無くなると、図４Ｄに示すように、交流入力端子ＡＣ１から交流入力端子ＡＣ２へ流れる電流は遮断される。また、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加され、コンデンサＣＭに蓄積される静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００５０】
予め設定された周波数ｆにより定まる時刻ｔ５において、再び、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＶ、ＳＧＧＸをオン信号に切り替え、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹをオフ信号に保持する。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＸはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹはオフを保持する。
すると、再び図４Ａに示すように電流が流れ、コンデンサＣＭに蓄積していた静電エネルギーが放出される。
時刻ｔ４から時刻ｔ５においては、図４Ｄからもわかるように、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹに電流は流れていない。よって、時刻ｔ５におけるスイッチングはソフトスイッチングである。
【００５１】
このように、電力変換装置１０において、図４Ａから図４Ｄに示したモードが、三相交流電源２１の各相で繰り返されて、コンデンサＣＭにピークから略０の間で振動するパルス状の直流電圧が繰り返し発生する。
【００５２】
以上のように、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフに対応してコンデンサＣＭにピークから略０の間で振動するパルス状の直流電圧が繰り返し発生し、この電圧が直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加される。
【００５３】
この、ゲート信号ＳＧＧＸ，ＳＧＧＶと、コンデンサＣＭの端子間にかかる電圧Ｖｃｍと、リアクトルＬａｃ１に流れる電流ＩＬａｃ１の関係は、例えば、図５（ａ）乃至（ｃ）に示すようになる。
図５は、コンデンサＣＭに発生する電圧Ｖｃｍの時間変化の例を示すもので、図５（ａ）は電圧Ｖｃｍの時間変化を、図５（ｂ）は電流ＩＬａｃ１の時間変化を、図５（ｃ）はゲート信号ＳＧＧＸ，ＳＧＧＶの時間変化を示す。図中のｔ１乃至ｔ５は図４Ａ乃至４Ｄの時刻ｔ１乃至ｔ５に対応する。
【００５４】
制御回路３００が、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを上述のように制御することによって、コンデンサＣＭとリアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３とが共振し、図５（ａ）に示すようなピークから略０の間で振動するパルス状の直流電圧が、コンデンサＣＭに発生する。
そのため、図５（ａ），（ｃ）に示すように、制御回路３００によって出力されるゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号の１サイクルの間に、コンデンサＣＭは１度の充放電を完了する。
【００５５】
また、上述したように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に変わる時刻（例えば、時刻ｔ３）において、コンデンサＣＭの電圧が略０である。よって、図５（ａ），（ｃ）に示すように、時刻ｔ３におけるスイッチングは、ソフトスイッチングである。
また、上述したように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオフ信号からオン信号に変わる時刻（例えば、時刻ｔ５）においては、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹに電流は流れていない。よって、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号が切り替わる時は、ソフトスイッチングになる。
つまり、ゲート信号ＳＧＧＸ乃至ＳＧＧＶのオン信号・オフ信号が切り替わる時、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺに印加される電圧が略０、あるいは、電流が略０であることから、このスイッチングはソフトスイッチングである。
【００５６】
なお、上記時刻ｔ３−ｔ４の期間は、図４Ｃに示すように、コンデンサＣＭは、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２と直列共振回路を形成している。そのため、コンデンサＣＭに電荷が蓄積せずリアクトルＬａｃ，Ｌａｃ２に電流が流れている時刻ｔ１から、コンデンサＣＭに電荷が蓄積しリアクトルＬａｃ，Ｌａｃ２に電流が流れていない時刻ｔ４までの時間は、コンデンサＣＭとリアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２との直列回路の共振周期の略４分の１になる。
【００５７】
以上のように、ゲート信号ＳＧＧＸ乃至ＳＧＧＶのオン信号・オフ信号に対応して逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフが切り替わることによって、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００のコンデンサＣＭにパルス状の直流電圧が発生する。
また、この逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフの切り替えは、ソフトスイッチングである。
【００５８】
次に、図６Ａ乃至６Ｄを参照して、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３について説明する。図６Ａ，６Ｂ，６Ｃに示す矢印は、電流の流れる向きの正方向を示す。
【００５９】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗのうち、１つだけがオンの場合、例えば、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｙ，ＳＷｚがオン，逆導通型半導体スイッチＳＷｘ，ＳＷｖ，ＳＷｗがオフの場合、電流は、図６Ａに示すように流れる。
コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが、交流出力端子ＡＣｕ−ＡＣｖ間，ＡＣｕ−ＡＣｗ間に印可される。直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流Ｉｉｎは、その正・負に関わらずオンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕを通って、誘導性負荷ＬＤ１を流れる。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３の共通接点から誘導性負荷ＬＤ２，ＬＤ３を流れる電流ＩＬＤ２，ＩＬＤ３は、その正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｙ，ＳＷｚを通り、直流入力端子ＤＣ−を流れる。
直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流Ｉｉｎと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３を流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３と、直流入力端子ＤＣ−へ流れる電流Ｉｏｕｔと、の関係は、キルヒホッフの第一法則から、Ｉｉｎ＝ＩＬＤ１＝ＩＬＤ２＋ＩＬＤ３＝Ｉｏｕｔが成り立つ。
【００６０】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗのうち、２つがオンの場合、例えば、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｚがオンで、逆導通型半導体スイッチＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｗがオフの時、電流は、図６Ｂに示すように流れる。
コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが、交流出力端子ＡＣｕ−ＡＣｗ間，ＡＣｖ−ＡＣｗ間に印可される。直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流Ｉｉｎは、電流ＩＬＤ１と電流ＩＬＤ２とに分流し、その正・負に関わらずオンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖを通って、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２を流れる。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３の共通接点から誘導性負荷ＬＤ３を流れる電流ＩＬＤ３は、その正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｚを通り、直流入力端子ＤＣ−を流れる。
【００６１】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗの全てがオフの場合、電流は、図６Ｃに示すように流れる。
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００から電力は供給されず（電流Ｉｉｎが０）、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に印加されない。誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３は、電流が流れることで蓄積された磁気エネルギーによって、電流の正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚを介して流れる。
【００６２】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗの全てがオンの場合、電流は、図６Ｄに示すように流れる。
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００から電力は供給されず（電流Ｉｉｎが０）、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に印加されない。誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３は、電流が流れることで蓄積された磁気エネルギーによって、電流の正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを介して流れる。
【００６３】
このように、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚのオン・オフに対応して、交流出力端子ＡＣｕ，ＡＣｖ，ＡＣｗの間に電圧Ｖｃｍが出力され、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚを介して誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に電流が流れ、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に交流電力が供給される。
【００６４】
次に、制御回路３００が出力するゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う、コンデンサＣＭにかかる電圧Ｖｃｍ、及び、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３の変化について説明する。
【００６５】
まず、理解を容易にするために、従来のパルスパターンでゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御した場合について、図７を参照して説明する。すなわち、ゲート信号ＳＧＧｕ及びＳＧＧｘのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと，ゲート信号ＳＧＧｖ及びＳＧＧｙのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと，ゲート信号ＳＧＧｗ及びＳＧＧｚのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、が違うタイミングに設定しなかった場合について、説明する。
【００６６】
図７は、コンデンサＣＭにかかる電圧Ｖｃｍと、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる負荷電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３とのそれぞれの時間変化を示したものである。
図７（ａ）はコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍ、図７（ｂ）乃至（ｇ）は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚ、図７（ｈ）乃至（ｊ）は負荷電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３、の時間変化を示すものである。
【００６７】
上述の動作を繰り返すことにより、図７（ｈ）乃至（ｊ）に示すように、位相が互いに略１２０°ずれた正弦波状の電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３が誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に流れる。
しかし、例えば、ゲート信号ＳＧＧｖとＳＧＧｗとが同時にオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔｐ１において、電圧Ｖｃｍのピークが急激に（図７では略１５キロＶに）上昇する。同様に、ゲート信号ＳＧＧｕとＳＧＧｗとが同時にオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔｐ２において、ゲート信号ＳＧＧｕとＳＧＧｖとが同時にオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔｐ３において、電圧Ｖｃｍのピークが急激に上昇する。このように、２つのペアのゲート信号のオン・オフがほぼ同時にオン・オフ変化する時、電圧Ｖｃｍのピークが急激に上昇する。
【００６８】
一方、本発明にかかる電力変換装置１０の制御回路３００が出力するゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚと、電圧Ｖｃｍと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３の関係は、例えば、図８に示すようになる。
【００６９】
図８は、コンデンサＣＭにかかる電圧Ｖｃｍと、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる負荷電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３とのそれぞれの時間変化を示したものである。
図８（ａ）はコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍ、図８（ｂ）乃至（ｇ）は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚ、図８（ｈ）乃至（ｊ）は負荷電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３、の時間変化を示すものである。
【００７０】
本実施形態に係る電力変換装置１０においては、従来のパルスパターンで制御した場合と違い、図８に示すように、ゲート信号ＳＧＧｖ及びＳＧＧｙのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと，ゲート信号ＳＧＧｗ及びＳＧＧｚのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、のうち２つが同時になることがなく、従来のように、電圧Ｖｃｍのピークが急激に上昇することはない（図８においては１２キロＶまでしか上昇していない）。
【００７１】
以上説明したように、三相フルブリッジＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを切り替えることによって、交流電圧源ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３の出力から、コンデンサＣＭにパルス状の直流電圧を繰り返し発生させ、この直流電圧を、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に印加し、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に三相交流電流を流すことができる。
また、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのうち複数のオン・オフのタイミングが違うタイミングに設定されていることによって、コンデンサＣＭに発生する共振電圧のピークの変動を抑制することができる。
上記実施形態では、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｘのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｖのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｙのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｗのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｙのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｚのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを制御している。
【００７２】
なお、本実施形態では、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのそれぞれに対してパルスパターンを予め設定していた。しかし、１つのパルスパターンを予め設定し、位相をずらす、反転させる等によって、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを生成してもよい。
例えば、ゲート信号ＳＧＧｕはパルスパターンをそのまま当てはめ、ゲート信号ＳＧＧｖはパルスパターンを１２０°ずらし、ゲート信号ＳＧＧｗはパルスパターンを２４０°ずらし、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号が略同じタイミングで切り替わらないように制御する。また、ゲート信号ＳＧＧｘはゲート信号ＳＧＧｕを反転させたもの、ゲート信号ＳＧＧｙはゲート信号ＳＧＧｖを反転させたもの、ゲート信号ＳＧＧｚはゲート信号ＳＧＧｗを反転させてものにする。
【００７３】
（実施形態２）
上記実施形態１にかかる電力変換装置１０は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフの切り替えはソフトスイッチングになっていたが、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフの切り替えが、ソフトスイッチングにならない可能性があった。
本実施形態にかかる電力変換装置２０は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚの切り替えも、ソフトスイッチングになるものである。
【００７４】
本実施形態にかかる電力変換装置２０は、実施形態１の電力変換装置１０のゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのパルスパターンが、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わるタイミングの直前に、オン信号・オフ信号を切り替わるように、予め設定されているものである。その他の構成は、電力変換装置１０と同一である。
【００７５】
上述したように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わる直前（図５のｔ３）において、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは略０である。
よって、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わるタイミングの直前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替わるようにパルスパターンを設定することによって、ソフトスイッチングが実現する。
【００７６】
このように設定したゲート信号ＳＧＧｕと、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍとの関係は図９のようになる。
図９（ａ）はコンデンサＣＭに発生する共振電圧の概略を、図９（ｂ）はコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍを示す。
【００７７】
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わるタイミングの直前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚののオン信号・オフ信号を切り替わるようにパルスパターンを設定することによって、図９（ａ），（ｂ）に示すように、コンデンサＣＭの電圧が略０であるタイミングで、パルスパターンのオン信号・オフ信号が切り替わる。
これにより、直流交流変換回路２００においてソフトスイッチングが実現する。
【００７８】
（実施形態３）
上記実施形態１，２では、予め設定されたパルスパターンによって、ゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える例を説明した。
しかし、ゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚは、パルスパターンではなく、通常のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｅ）によって制御されてもよい。
【００７９】
本実施形態にかかる電力変換装置３０は、上記電力変換装置１０の制御回路３００が、パルスパターンではなく、通常のＰＷＭ制御によって、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御するものである。
【００８０】
制御回路３００は、例えば、予め設定された目標となる波形と、予め設定されたＰＷＭ周波数の三角波を比較しゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗを決定する。また、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧｘをゲート信号ＳＧＧｕに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｙをゲート信号ＳＧＧｖに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｚをゲート信号ＳＧＧｗに対して逆相にする。
これにより、コンデンサＣＭに発生する直流電圧が、ＰＷＭ制御によって、誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００８１】
また、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち複数が同時にオン信号からオフ信号に切り替わらないように、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗを制御する。例えば、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち、１つのゲート信号をオン信号からオフ信号に切り替えると、ＰＷＭの次の１周期の間、他の２つのゲート信号を切り替えない。これによって、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｗのうち複数がオンからオフに切り替わらない。また、ゲート信号ＳＧＧｘをゲート信号ＳＧＧｕに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｙをゲート信号ＳＧＧｖに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｚをゲート信号ＳＧＧｗに対して逆相であるので、逆導通型半導体スイッチＳＷｘ乃至ＳＷｚのうち複数がオフからオンに切り替わることもない。
【００８２】
以上のように制御することによって、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍのピーク値の変動が小さくなる。
【００８３】
上記実施形態では、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち複数が同時にオン信号からオフ信号に切り替わらないように、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗを制御する、として説明した。しかし、ゲート信号ＳＧＧｘ乃至ＳＧＧｚのうち複数が同時にオフ信号からオン信号に切り替わらないように制御してもよいし、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち複数が同時にオン信号からオフ信号に切り替わらないように、かつ、ゲート信号ＳＧＧｘ乃至ＳＧＧｚのうち複数が同時にオフ信号からオン信号に切り替わらないように制御してもよい。
【００８４】
（実施形態４）
上記実施形態３では、制御回路３００は、ＰＷＭ制御によって、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚの制御をした。しかし、ただＰＷＭ制御するだけでは、コンデンサＣＭに電圧が発生している時に、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚが切り替わる可能性がある。この場合、ハードスイッチングとなり、スイッチングにかかる消費電力が少なくない。
【００８５】
本実施形態にかかる電力変換装置４０は、電力変換装置３０において、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフをＰＷＭ制御でかつソフトスイッチングで切り替えるものである。
【００８６】
電力変換装置４０において制御回路３００は、ＰＷＭ制御において逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替えるタイミングになると、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替えるタイミングまで待ち、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替える前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。制御回路３００は、この動作を繰り返す。
【００８７】
次に、この電力変換装置４０の動作を説明する。
【００８８】
制御回路３００は、ＰＷＭ制御において逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替えるタイミングを決定する。ただし、この時は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧＷｚのオン信号・オフ信号は切り替えない。このタイミングでは、コンデンサＣＭには電圧がかかっている可能性がある。
この後、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替えるタイミングになると、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号を切り替える前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替えるタイミングでは、上述したように、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは略０であるため、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替わりによる逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフの切り替わりはソフトスイッチングになる。
この動作を繰り返すことにより、コンデンサＣＭの電圧が略０のタイミングで、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフは切り替わるため、ソフトスイッチングが実現される。
【００８９】
この制御によって出力されるゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚとコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍとの関係は、例えば、図１０のようになる。
図１０（ａ）は、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍを、図１０（ｂ）はＰＷＭ制御のみで決定されるゲート信号ＳＧＧｕを、図１０（ｃ）はソフトスイッチングになるように制御されたゲート信号ＳＧＧｕを示す。
【００９０】
本実施形態において制御回路３００は、図１０（ｂ），１０（ｃ）に示すように、ＰＷＭ制御において逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替えるタイミングになっても、ゲート信号ＳＧＧｕを切り替えない。制御回路３００は、このタイミングの後に、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号を切り替えるタイミングになると、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号を切り替える前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。
この場合、図１０（ａ）に示すようにコンデンサＣＭの電圧が略０である時間に、図１０（ｂ）に示すようにゲート信号ＳＧＧｕのオン信号・オフ信号が切り替わる。よって、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのスイッチングにおいてもソフトスイッチングが実現する。
【００９１】
（実施形態５）
上記実施形態２，４の電力変換装置２０，４０において、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍを検出し、電圧Ｖｃｍの値が略０の時に、直流交流変換回路２００をスイッチングをしてもよい。
例えば、図１１に示すように、コンデンサＣＭの電圧を電圧検出器ＶＭで検出し、制御回路３００は、電圧検出器ＶＭが検出したコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが略０の期間に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。
【００９２】
これにより、コンデンサＣＭの電圧が略０のタイミングで、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフは切り替わるため、ソフトスイッチングが実現される。
【００９３】
（実施形態６）
上記電力変換装置１０において、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００に置き換えて、図１２に示すように単相のフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を用いても良い。フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０は、直流出力端子ＤＴ１，ＤＴ２と、交流入力端子ＡＴ１，ＡＴ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、コンデンサＣＭと、から構成される。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、スイッチ部Ｓ１乃至Ｓ４と、スイッチ部Ｓ１乃至Ｓ４に並列に接続されたダイオード部Ｄ１乃至Ｄ４とから構成されている。逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴである。
【００９４】
交流入力端子ＡＴ１−ＡＴ２間には、交流電圧源ＶＳ４とリアクトルＬａｃ４との直列回路が接続され、直流出力端子ＤＴ１には直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ＋が、直流出力端子ＤＴ２には直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ−が接続される。
【００９５】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、交流入力端子ＡＴ１にダイオード部Ｄ１のアノードとダイオード部Ｄ２のカソードとに接続され、直流出力端子ＤＴ１にダイオード部Ｄ１のカソードとダイオード部Ｄ３のカソードとコンデンサＣＭの正極が接続され、直流出力端子ＤＴ２にダイオード部Ｄ２のアノードとダイオード部Ｄ４のアノードとコンデンサＣＭの負極が接続され、ダイオード部Ｄ３のアノードとダイオード部Ｄ４のカソードとが交流入力端子ＡＴ２に接続される。
【００９６】
制御回路３００は、交流電圧源ＶＳ４の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３のオン・オフを、負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ４のオン・オフを制御する。
【００９７】
本実施形態の場合は、リアクトルＬａｃ４とコンデンサＣＭとが共振することにより、コンデンサＣＭにパルス状の電圧Ｖｃｍが繰り返し発生する。よって、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフのそれぞれの期間は、コンデンサＣＭの容量とリアクトルＬａｃ４のインダクタンスとで定まる共振の周期より長いことが好ましい。
この直流の電圧Ｖｃｍが発生するコンデンサＣＭを直流電圧源として、直流交流変換回路２００を介して、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフに対応して、直流電力が交流電力に変換されて、誘導生負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００９８】
これによって、交流電圧源から、三相の誘導性負荷の各相に交流電流を供給することができる。
【００９９】
以上のように、本発明によって、低損失で、交流電源から所望の周波数の交流電流が得られ、ピーク値の変動が小さい共振電圧を負荷に印加することができる。
【０１００】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
【０１０１】
例えば、上記実施形態では、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、寄生ダイオードを有する自己消弧型素子（Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ）として説明した。しかし、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、逆導電型のスイッチであればよく、電界効果トランジスタや、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型素子や、ダイオードと自己消弧型素子の組み合わせでもよい。
【０１０２】
また、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを、図２に示すような予め設定された周波数とデューティ比のゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺで制御すると説明した。しかし、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺは上述のものに限定されない。例えば、逆導通型半導体スイッチＳＷＵとＳＷＸのペア，逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＹのペア，逆導通型半導体スイッチＳＷＷ，ＳＷＺのペアのうち、１組のペアのみ、あるいは、２組のペアを制御してもよい。例えば、デューティ比を一定にせずに、ＰＷＭ制御してもよいし、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）によって、力率を改善するように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを制御してもよい。
【０１０３】
また、制御回路３００は、上述した制御をする回路として説明したが、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の記憶手段を備えたマイコン（マイクロコンコントローラ）などのコンピュータであってもよい。
この場合は、例えば、上述したゲート信号を出力するようなプログラムを、予めＲＯＭに記憶させればよい。
【０１０４】
また、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御するパルスパターン予め複数記憶させ、例えばユーザの指示に対応したパルスパターンを選択することで、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に供給する電力量を調整してもよい。
【符号の説明】
【０１０５】
１０，２０，３０，４０ 電力変換装置
２１ 三相交流電源
ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ４ 交流電圧源
ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３ 誘導性負荷
Ｌａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３，Ｌａｃ４ リアクトル
１００ 三相ブリッジ型ＭＥＲＳ
１１０ フルブリッジ型ＭＥＲＳ
２００ 直流交流変換回路
ＡＣ１，ＡＣ２，ＡＣ３，ＡＴ１，ＡＴ２ 交流入力端子
ＤＣＰ，ＤＣＮ，ＤＴ１，ＤＴ２ 直流出力端子
ＤＣ＋，ＤＣ− 直流入力端子
ＡＣｕ，ＡＣｖ，ＡＣｗ 交流出力端子
ＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷ，ＳＷＸ，ＳＷＹ，ＳＷＺ，ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚ，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ 逆導通型半導体スイッチ
ＣＭ コンデンサ
ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ，ＳＸ，ＳＹ，ＳＺ，Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチ部
ＤＵ，ＤＶ，ＤＷ，ＤＸ，ＤＹ，ＤＺ，Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード部
ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺ，Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚ，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４ ゲート
ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ，ＳＧＧＷ，ＳＧＧＸ，ＳＧＧＹ，ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚ，ＳＧＧ１，ＳＧＧ２，ＳＧＧ３，ＳＧＧ４ ゲート信号
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、及び、制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧源から直流電力を負荷に供給できる低損失な交流／直流電力変換装置が特許文献１に開示されている。
【０００３】
この交流／直流電力変換装置は、交流電源と直列に接続された交流リアクトルと、この交流電源と交流リアクトルとの直列回路を交流端子間に接続され、直流負荷を直流端子間に接続されたＭＥＲＳと、を備える。
この交流／直流電力変換装置は、ＭＥＲＳの逆導通型半導体スイッチをオン・オフすることで、ＭＥＲＳにパルス状の直流電圧を発生させる。このパルス状の直流電圧を発生するＭＥＲＳのコンデンサが直流電圧源として機能する。また、このＭＥＲＳのスイッチングはソフトスイッチングである。
【０００４】
この交流／直流電力変換装置の直流端子間に、直流電力を交流電力に変換するインバータを介して誘導性負荷を接続すると、この誘導性負荷に交流電力を供給することができる。
また、ＭＥＲＳのコンデンサは電圧が０になる期間があるため、ＭＥＲＳのコンデンサ電圧が０の期間にインバータをスイッチングすることで、インバータにおいてもソフトスイッチングが実現する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１９３８１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載の交流／直流電力変換装置の負荷として、三相モータなどの誘導性負荷が接続された三相インバータを接続した場合、ＭＥＲＳのコンデンサに発生するパルス状の直流電圧のピーク値の変動が大きくなるという問題があった。
ピークの変動が大きいと、変動が小さい場合に比べ、同じ電力を供給するにしても誘導性負荷に印加される電圧の最大値が大きくなる。そのため、誘導性負荷の耐電圧を大きくする必要がある。耐電圧が大きいとその誘導性負荷は大きくなり、システム全体として運搬性に乏しく、また経済性にも乏しくなる。
【０００７】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、交流電圧源から所望の周波数の交流電流を負荷に供給可能で、負荷に供給される電圧のピーク値の変動が小さく、低損失な電力変換装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る電力変換装置は、
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応して、前記コンデンサに発生した直流電圧を前記第１乃至第３の交流出力端子から前記誘導性負荷に出力する直流交流変換回路と、
前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする。
【０００９】
例えば、前記制御手段は、前記第１の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第２の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第３の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第５の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１０】
例えば、前記コンデンサに発生する直流電圧は、パルス状の直流電圧である。
【００１１】
例えば、前記制御手段は、前記コンデンサの電圧が略０の時に、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを切り替える。
【００１２】
例えば、前記制御手段は、前記第１と第４の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第２と第５の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第３と第６の自己消弧型素子がともにオンにならないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子を制御する。
【００１３】
例えば、前記制御手段は、パルスパターンによって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１４】
例えば、前記制御手段は、パルス幅変調によって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１５】
例えば、前記交流電源は三相交流電源であり、
前記リアクトルは、三相交流電源の第１相に一端を接続される第１のリアクトル、第２相に一端を接続される第２のリアクトル、第３相に一端を接続される第３のリアクトルから構成され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１乃至第３の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、第７乃至第１２のダイオードと、第７乃至第１２の自己消弧型素子と、コンデンサとを備え、前記第１の交流入力端子には前記第１のリアクトルの他端と前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第２のリアクトルの他端と前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、前記第３の交流入力端子には前記第３のリアクトルの他端と前記第１１のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードと前記第１１のダイオードのカソードと前記コンデンサの一方の極とが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのアノードと前記コンデンサの他方の極とが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、前記第１１のダイオードに前記第１１の自己消弧型素子が、前記第１２のダイオードに前記第１２の自己消弧型素子が並列に接続される三相ブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至第１２の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００１６】
例えば、前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である。
【００１７】
例えば、前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１２の自己消弧型素子に流れる電流は略０である。
【００１８】
例えば、前記制御手段は、前記三相交流電源の第１相の出力が正の場合は、前記第７の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第８の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第１相の出力が負の場合は、前記第８の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第７の自己消弧型素子をオフに保持させ、第２相の出力が正の場合は、前記第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第２相の出力が負の場合は、前記第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第９の自己消弧型素子をオフに保持させ、第３相の出力が正の場合は前記第１１の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１２の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第３相の出力が負の場合は前記第１２の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替え、かつ前記第１１の自己消弧型素子をオフに保持させる。
【００１９】
例えば、前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１の交流入力端子と、当該第１の交流入力端子との間に前記交流電源とリアクトルの直列回路を接続された第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、前記第１と第２の直流出力端子の間に接続されたコンデンサと、第７乃至第１０のダイオードと、第７乃至第１０の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の交流入力端子には前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードとが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードとが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、並列に接続されたフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至１０の自己消弧型素子のオン・オフを制御する。
【００２０】
例えば、前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である。
【００２１】
例えば、前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１０の逆導通型半導体スイッチに流れる電流は略０である。
【００２２】
前記制御手段は、前記交流電源の出力電圧が正の場合は、前記第８と第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第７と第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記出力電圧が負の場合は、前記第７と第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第８と第９の自己消弧型素子をオフに保持させてもよい。
【００２３】
上記目的を達成するため、本発明の第２の観点に係る制御方法は、
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応した前記誘導性負荷に、前記コンデンサに発生した直流電圧を交流電圧に変換して印可する直流交流変換回路と、
を備えた電力変換装置において前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御方法であって、
前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、低損失で、交流電源から、電圧ピーク値の変動が少ないパルス状の電圧を負荷に印加することで、所望の周波数の交流電力を負荷に供給することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１の電力変換装置の行う制御を説明するための図である。
【図３】（ａ）乃至（ｆ）は、図１の電力変換装置の行う制御を説明するための図である。
【図４Ａ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図４Ｂ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図４Ｃ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図４Ｄ】図１に示す電力変換装置の、交流電源からパルス状の直流電圧を発生させる動作を説明するための図である。
【図５】（ａ）乃至（ｃ）は、図１の電力変換装置の出力するゲート信号とコンデンサに発生するパルス状の直流電圧とリアクトルに流れる電流との関係を説明するための図である。
【図６Ａ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図６Ｂ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図６Ｃ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図６Ｄ】図１に示す電力変換装置の、パルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する動作を説明するための図である。
【図７】（ａ）乃至（ｊ）は、図１に示す電力変換装置において、従来の制御方法でのゲート信号と、誘導性負荷に流れる電流と、コンデンサに発生する電圧と、の関係を示す図である。
【図８】（ａ）乃至（ｊ）は、図１に示す電力変換装置において、本発明にかかる制御方法でのゲート信号と、誘導性負荷に流れる電流と、コンデンサに発生する電圧と、の関係を示す図である。
【図９】（ａ），（ｂ）は、図１に示す電力変換装置において、ソフトスイッチングで、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する場合の、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧と、パルスパターンで制御されるゲート信号と、の関係を示す図である。
【図１０】（ａ）乃至（ｃ）は、図１に示す電力変換装置において、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧から交流電力を負荷に供給する場合の、コンデンサに発生するパルス状の直流電圧と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によって制御されるゲート信号と、の関係を示す図である。
【図１１】図１の電力変換装置の応用例を示す図である。
【図１２】図１の電力変換装置の応用例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
（実施形態１）
図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１０は、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３と、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００と、直流交流変換回路２００と、制御回路３００と、から構成され、三相交流電源２１と、３つの誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３と、の間に接続されている。
【００２８】
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、６つの逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷ，ＳＷＸ，ＳＷＹ，ＳＷＺと、コンデンサＣＭと、交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２，ＡＣ３と、直流出力端子ＤＣＰ，ＤＣＮと、から構成されている。
直流交流変換回路２００は、６つの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚと、直流入力端子ＤＣ＋，ＤＣ−と、交流出力端子ＡＣｕ，ＡＣｖ，ＡＣｗと、から構成されている。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚと、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚに並列に接続されたスイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚと、スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚに配置されたゲートＧＵ乃至ＧＺ，Ｇｕ乃至Ｇｚと、から構成されている。
【００２９】
スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚは、ゲートＧＵ乃至ＧＺ，Ｇｕ乃至Ｇｚにオン信号が入力されるとオンに、オフ信号が入力されるとオフになる。
スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚがオンになると、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚは短絡され、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚの順逆両方向がオンになる。
スイッチ部ＳＵ乃至ＳＺ，Ｓｕ乃至Ｓｚがオフになると、ダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚが機能し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚはダイオード部ＤＵ乃至ＤＺ，Ｄｕ乃至Ｄｚのみ片方向オンとなる。
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、例えば、寄生ダイオードを有するＮチャンネル型シリコンＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔｂｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。
【００３０】
三相交流電源２１は、交流電圧源ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３から構成される。交流電圧源ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３の出力は、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３の一端に接続されている。
三相交流電源２１は、例えば、定格出力５０Ｈｚ，２１２５Ｖの三相交流発電機である。
【００３１】
リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３の他端は、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流入力端子ＡＣ１，ＡＣ２，ＡＣ３に接続されている。
リアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３は、電流が流れることによって、三相交流電源２１から供給される電力を磁気エネルギーとして蓄積する。
【００３２】
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００の交流入力端子ＡＣ１にはダイオード部ＤＵのアノードとダイオード部ＤＸのカソードとが、交流入力端子ＡＣ２にはダイオード部ＤＶのアノードとダイオード部ＤＹのカソードとが、交流入力端子ＡＣ３にはダイオード部ＤＷのアノードとダイオード部ＤＺのカソードとが接続され、直流出力端子ＤＣＰにはダイオード部ＤＵ，ＤＶ，ＤＷのカソードとコンデンサＣＭの正極と直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ＋とが、直流出力端子ＤＣＮにはダイオード部ＤＸ，ＤＹ，ＤＺのアノードとコンデンサＣＭの負極と直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ−とが接続されている。
【００３３】
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフに伴い、リアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３に蓄積されていた磁気エネルギーを、コンデンサＣＭに、電荷の形で静電エネルギーとして回収し、回収したエネルギーを再びリアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３に戻す。このコンデンサＣＭの端子間の電圧Ｖｃｍが、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に、印加される。
【００３４】
直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ＋にはダイオード部Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗのカソードが、直流入力端子ＤＣ−にはダイオード部Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚのアノードが接続され、交流出力端子ＡＣｕにはダイオード部Ｄｕのアノードとダイオード部Ｄｘのカソードと誘導性負荷ＬＤ１の一端とが、交流出力端子ＡＣｖにはダイオード部Ｄｖのアノードとダイオード部Ｄｙのカソードと誘導性負荷ＬＤ２の一端とが、交流出力端子ＡＣｗにはダイオード部Ｄｗのアノードとダイオード部Ｄｚのカソードと誘導性負荷ＬＤ３の一端とが接続されている。
直流交流変換回路２００は、逆導通型半導体スイッチＵＳＷ乃至ＺＳＷのオン・オフに伴い、直流入力端子ＤＣ＋とＤＣ−との間に印加された直流電圧を交流出力端子ＡＣｕ乃至ＡＣｗに出力し、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に交流電圧を印加する。
【００３５】
誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３は、それぞれ、インダクタンスＬ１と抵抗Ｒ１との直列回路、インダクタンスＬ２と抵抗Ｒ２との直列回路、インダクタンスＬ３と抵抗Ｒ３との直列回路、で表される。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３は、例えば、三相モータの各相である。
【００３６】
制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷ，ＳＷＸ，ＳＷＹ，ＳＷＺ，ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚのゲートＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺ，Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚにそれぞれゲート信号ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ，ＳＧＧＷ，ＳＧＧＸ，ＳＧＧＹ，ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚを出力する。
制御回路３００は、例えば、コンパレータ、フリップフロップ、タイマ等から構成される電子回路である。
【００３７】
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚは、オン信号とオフ信号からなり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替える。
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号は、例えばオン信号がハイレベルの電圧で、オフ信号がローレベルの電圧である。
【００３８】
制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺによって、交流電圧源ＶＳ１の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＸのオン・オフを制御し、逆導通型半導体スイッチＳＷＵをオフに保ち、交流電圧源ＶＳ１の出力する電圧が負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷＵのオン・オフを制御し、逆導通型半導体スイッチＳＷＸをオフに保つ。同様に、交流電圧源ＶＳ２の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＹのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＶをオフに保ち、負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷＶのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＹをオフに保ち、交流電圧源ＶＳ３の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷＺのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＷをオフに保ち、負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷＷのオン・オフを制御し逆導通型半導体スイッチＳＷＺをオフに保つ。
【００３９】
逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを制御する場合のゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号の時間・オフ信号の時間は、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に変わる直前のコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが略０であるように、また、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオフ信号からオン信号に変わる直前の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺを流れる電流が略０であるように、予め調整されている。このオン信号・オフ信号の期間は、コンデンサＣＭの容量とリアクトルＬａｃ１乃至Ｌａｃ３のインダクタンスとで定まる共振の半周期より、それぞれ長いことが好ましい。
制御回路３００は、例えば、図２に示すように、オン信号とオフ信号とのデューティ比が０．４で、周波数ｆが５キロＨｚのゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを用いて、交流電圧源ＶＳ１乃至ＶＳ３の出力電圧の正・負に対応する逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを制御する。
【００４０】
また、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのゲートＧｕ乃至Ｇｚに、予め設定されたパルスパターンのゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを出力する。このパルスパターンは、例えば、図３に示すような、電流型インバータに用いられる多パルスのパルス幅変調のパルスパターンである。
【００４１】
図３に示すように、ゲート信号ＳＧＧｕとゲート信号ＳＧＧｘとはオン信号・オフ信号が互いに逆で、同様に、ゲート信号ＳＧＧｖとゲート信号ＳＧＧｙとはオン信号・オフ信号が互いに逆で、ゲート信号ＳＧＧｗとゲート信号ＳＧＧｚとはオン信号・オフ信号が互いに逆である。
【００４２】
また、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕとＳＷｘのオン・オフが共にオンにならないように、同様に、逆導通型半導体スイッチＳＷｖとＳＷｙのオン・オフが、逆導通型半導体スイッチＳＷｗとＳＷｚのオン・オフが、共にオンにならないようにゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御する。
これは、コンデンサＣＭが逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚを介して短絡させないようにするためである。
【００４３】
また、本発明にかかる電力変換装置１０おいてゲート信号ＳＧＧｕ及びＳＧＧｘは、従来のパルスパターンとは違い、ゲート信号ＳＧＧｕ及びＳＧＧｘのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、ゲート信号ＳＧＧｖ及びＳＧＧｙのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、ゲート信号ＳＧＧｗ及びＳＧＧｚのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングとは、違うタイミングになるように制御されている。
そのため、逆導通型半導体スイッチＳＷｕのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｘのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｖのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｙのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｗのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｙのオン・オフが切り替わることはなく、逆導通型半導体スイッチＳＷｚのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わることはない。
この点が、従来の制御方法に対して新しいことである。その効果については後述する。
【００４４】
次に、上記構成の電力変換装置１０の動作を説明する。
まず、図４Ａ乃至４Ｄを参照して、コンデンサＣＭに電圧が発生する動作について説明する。
【００４５】
理解を容易にするために、交流電圧源ＶＳ１の出力する電圧が交流電圧源ＶＳ２の出力する電圧より高い場合の動作について説明する。図４Ａ乃至４Ｄにおいて、交流電圧源ＶＳ３と逆導通型半導体スイッチＳＷＷ，ＳＷＺ、直流交流変換回路３００、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３は省略してある。
初期状態は、コンデンサＣＭに電荷が蓄積されており、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＸ，ＳＷＹがオフである図４Ｄの状態であるとする。
【００４６】
予め設定された周波数ｆによって定まる時刻ｔ１において、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＶ、ＳＧＧＸをオン信号に切り替え、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹをオフ信号に保持する。
逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＸはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹはオフを保持する。
すると、図４Ａに示すように電流が、交流電圧源ＶＳ１から、交流入力端子ＡＣ１を通り、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸを介してコンデンサＣＭの負極に流入する。コンデンサＣＭの正極から流れ出す電流は、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶを介して交流入力端子ＡＣ２を通り、交流電圧源ＶＳ２を流れる。また、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加され、コンデンサＣＭに蓄積される静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００４７】
コンデンサＣＭの電荷が全て放電される時刻ｔ２において、図４Ｂに示すように、電流が、交流入力端子ＡＣ１から、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＵとオンの逆導通型半導体スイッチＳＷＶを通るルートと、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷＸとオフの逆導通型半導体スイッチＳＷＹを通るルートの２つのルートを通り、交流入力端子ＡＣ２へ流れる。
リアクタンスＬａｃ１とリアクタンスＬａｃ２とは、電流が流れることによって磁気エネルギーが蓄積される。コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍはほぼ変化しない。
【００４８】
制御回路３００は予め設定されたデューティ比により、時刻ｔ３において、ゲート信号ＳＧＧＶ，ＳＧＧＸをオフ信号に切り替える。ゲート信号ＳＧＧＵ，ＳＧＧＹはオフ信号に保持される。
逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＸはオフに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹはオフを保持する。
逆導通型半導体スイッチＳＷＶを流れる電流と逆導通型半導体スイッチＳＷＸを流れる電流が遮断され、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２に蓄積された磁気エネルギーによって、図４Ｃに示すように電流が、逆導通型半導体スイッチＳＷＵのダイオード部ＤＵを介してコンデンサＣＭの正極に流入する。これによりコンデンサＣＭは、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２に蓄積された磁気エネルギーを、電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する。コンデンサＣＭの負極から流れる電流は、オフの逆導通型半導体スイッチＳＷＹダイオード部ＤＹを介して交流入力端子ＡＣ２を流れる。また、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加され、コンデンサＣＭに蓄積される静電エネルギーは、コンデンサＣＭを直流電圧源として直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
時刻ｔ２から時刻ｔ３において、コンデンサＣＭの電圧が略０であることから、時刻ｔ３におけるスイッチングは、ソフトスイッチングである。
【００４９】
時刻ｔ４においてリアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２に蓄積されていた磁気エネルギーが無くなると、図４Ｄに示すように、交流入力端子ＡＣ１から交流入力端子ＡＣ２へ流れる電流は遮断される。また、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは、直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加され、コンデンサＣＭに蓄積される静電エネルギーは、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００５０】
予め設定された周波数ｆにより定まる時刻ｔ５において、再び、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＶ、ＳＧＧＸをオン信号に切り替え、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹをオフ信号に保持する。逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＸはオンに切り替わり、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹはオフを保持する。
すると、再び図４Ａに示すように電流が流れ、コンデンサＣＭに蓄積していた静電エネルギーが放出される。
時刻ｔ４から時刻ｔ５においては、図４Ｄからもわかるように、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹに電流は流れていない。よって、時刻ｔ５におけるスイッチングはソフトスイッチングである。
【００５１】
このように、電力変換装置１０において、図４Ａから図４Ｄに示したモードが、三相交流電源２１の各相で繰り返されて、コンデンサＣＭにピークから略０の間で振動するパルス状の直流電圧が繰り返し発生する。
【００５２】
以上のように、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフに対応してコンデンサＣＭにピークから略０の間で振動するパルス状の直流電圧が繰り返し発生し、この電圧が直流出力端子ＤＣＰ−ＤＣＮ間に印加される。
【００５３】
この、ゲート信号ＳＧＧＸ，ＳＧＧＶと、コンデンサＣＭの端子間にかかる電圧Ｖｃｍと、リアクトルＬａｃ１に流れる電流ＩＬａｃ１の関係は、例えば、図５（ａ）乃至（ｃ）に示すようになる。
図５は、コンデンサＣＭに発生する電圧Ｖｃｍの時間変化の例を示すもので、図５（ａ）は電圧Ｖｃｍの時間変化を、図５（ｂ）は電流ＩＬａｃ１の時間変化を、図５（ｃ）はゲート信号ＳＧＧＸ，ＳＧＧＶの時間変化を示す。図中のｔ１乃至ｔ５は図４Ａ乃至４Ｄの時刻ｔ１乃至ｔ５に対応する。
【００５４】
制御回路３００が、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを上述のように制御することによって、コンデンサＣＭとリアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３とが共振し、図５（ａ）に示すようなピークから略０の間で振動するパルス状の直流電圧が、コンデンサＣＭに発生する。
そのため、図５（ａ），（ｃ）に示すように、制御回路３００によって出力されるゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号の１サイクルの間に、コンデンサＣＭは１度の充放電を完了する。
【００５５】
また、上述したように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に変わる時刻（例えば、時刻ｔ３）において、コンデンサＣＭの電圧が略０である。よって、図５（ａ），（ｃ）に示すように、時刻ｔ３におけるスイッチングは、ソフトスイッチングである。
また、上述したように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオフ信号からオン信号に変わる時刻（例えば、時刻ｔ５）においては、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ，ＳＷＹに電流は流れていない。よって、図５（ｂ），（ｃ）に示すように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号が切り替わる時は、ソフトスイッチングになる。
つまり、ゲート信号ＳＧＧＸ乃至ＳＧＧＶのオン信号・オフ信号が切り替わる時、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺに印加される電圧が略０、あるいは、電流が略０であることから、このスイッチングはソフトスイッチングである。
【００５６】
なお、上記時刻ｔ３−ｔ４の期間は、図４Ｃに示すように、コンデンサＣＭは、リアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２と直列共振回路を形成している。そのため、コンデンサＣＭに電荷が蓄積せずリアクトルＬａｃ，Ｌａｃ２に電流が流れている時刻ｔ１から、コンデンサＣＭに電荷が蓄積しリアクトルＬａｃ，Ｌａｃ２に電流が流れていない時刻ｔ４までの時間は、コンデンサＣＭとリアクトルＬａｃ１，Ｌａｃ２との直列回路の共振周期の略４分の１になる。
【００５７】
以上のように、ゲート信号ＳＧＧＸ乃至ＳＧＧＶのオン信号・オフ信号に対応して逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフが切り替わることによって、フルブリッジ型ＭＥＲＳ１００のコンデンサＣＭにパルス状の直流電圧が発生する。
また、この逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフの切り替えは、ソフトスイッチングである。
【００５８】
次に、図６Ａ乃至６Ｄを参照して、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３について説明する。図６Ａ，６Ｂ，６Ｃに示す矢印は、電流の流れる向きの正方向を示す。
【００５９】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗのうち、１つだけがオンの場合、例えば、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｙ，ＳＷｚがオン，逆導通型半導体スイッチＳＷｘ，ＳＷｖ，ＳＷｗがオフの場合、電流は、図６Ａに示すように流れる。
コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが、交流出力端子ＡＣｕ−ＡＣｖ間，ＡＣｕ−ＡＣｗ間に印可される。直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流Ｉｉｎは、その正・負に関わらずオンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕを通って、誘導性負荷ＬＤ１を流れる。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３の共通接点から誘導性負荷ＬＤ２，ＬＤ３を流れる電流ＩＬＤ２，ＩＬＤ３は、その正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｙ，ＳＷｚを通り、直流入力端子ＤＣ−を流れる。
直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流Ｉｉｎと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３を流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３と、直流入力端子ＤＣ−へ流れる電流Ｉｏｕｔと、の関係は、キルヒホッフの第一法則から、Ｉｉｎ＝ＩＬＤ１＝ＩＬＤ２＋ＩＬＤ３＝Ｉｏｕｔが成り立つ。
【００６０】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗのうち、２つがオンの場合、例えば、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｚがオンで、逆導通型半導体スイッチＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｗがオフの時、電流は、図６Ｂに示すように流れる。
コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが、交流出力端子ＡＣｕ−ＡＣｗ間，ＡＣｖ−ＡＣｗ間に印可される。直流入力端子ＤＣ＋から流れる電流Ｉｉｎは、電流ＩＬＤ１と電流ＩＬＤ２とに分流し、その正・負に関わらずオンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖを通って、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２を流れる。誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３の共通接点から誘導性負荷ＬＤ３を流れる電流ＩＬＤ３は、その正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｚを通り、直流入力端子ＤＣ−を流れる。
【００６１】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗの全てがオフの場合、電流は、図６Ｃに示すように流れる。
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００から電力は供給されず（電流Ｉｉｎが０）、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に印加されない。誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３は、電流が流れることで蓄積された磁気エネルギーによって、電流の正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚを介して流れる。
【００６２】
逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗの全てがオンの場合、電流は、図６Ｄに示すように流れる。
三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００から電力は供給されず（電流Ｉｉｎが０）、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に印加されない。誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３は、電流が流れることで蓄積された磁気エネルギーによって、電流の正・負に関わらず、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗを介して流れる。
【００６３】
このように、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚのオン・オフに対応して、交流出力端子ＡＣｕ，ＡＣｖ，ＡＣｗの間に電圧Ｖｃｍが出力され、オンの逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚを介して誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に電流が流れ、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に交流電力が供給される。
【００６４】
次に、制御回路３００が出力するゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号の切り替わりに伴う、コンデンサＣＭにかかる電圧Ｖｃｍ、及び、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３の変化について説明する。
【００６５】
まず、理解を容易にするために、従来のパルスパターンでゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御した場合について、図７を参照して説明する。すなわち、ゲート信号ＳＧＧｕ及びＳＧＧｘのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと，ゲート信号ＳＧＧｖ及びＳＧＧｙのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと，ゲート信号ＳＧＧｗ及びＳＧＧｚのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、が違うタイミングに設定しなかった場合について、説明する。
【００６６】
図７は、コンデンサＣＭにかかる電圧Ｖｃｍと、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる負荷電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３とのそれぞれの時間変化を示したものである。
図７（ａ）はコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍ、図７（ｂ）乃至（ｇ）は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚ、図７（ｈ）乃至（ｊ）は負荷電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３、の時間変化を示すものである。
【００６７】
上述の動作を繰り返すことにより、図７（ｈ）乃至（ｊ）に示すように、位相が互いに略１２０°ずれた正弦波状の電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３が誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に流れる。
しかし、例えば、ゲート信号ＳＧＧｖとＳＧＧｗとが同時にオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔｐ１において、電圧Ｖｃｍのピークが急激に（図７では略１５キロＶに）上昇する。同様に、ゲート信号ＳＧＧｕとＳＧＧｗとが同時にオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔｐ２において、ゲート信号ＳＧＧｕとＳＧＧｖとが同時にオン信号からオフ信号に切り替わる時刻Ｔｐ３において、電圧Ｖｃｍのピークが急激に上昇する。このように、２つのペアのゲート信号のオン・オフがほぼ同時にオン・オフ変化する時、電圧Ｖｃｍのピークが急激に上昇する。
【００６８】
一方、本発明にかかる電力変換装置１０の制御回路３００が出力するゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚと、電圧Ｖｃｍと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３の関係は、例えば、図８に示すようになる。
【００６９】
図８は、コンデンサＣＭにかかる電圧Ｖｃｍと、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚと、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に流れる負荷電流ＩＬＤ１，ＩＬＤ２，ＩＬＤ３とのそれぞれの時間変化を示したものである。
図８（ａ）はコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍ、図８（ｂ）乃至（ｇ）は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚ、図８（ｈ）乃至（ｊ）は負荷電流ＩＬＤ１乃至ＩＬＤ３、の時間変化を示すものである。
【００７０】
本実施形態に係る電力変換装置１０においては、従来のパルスパターンで制御した場合と違い、図８に示すように、ゲート信号ＳＧＧｖ及びＳＧＧｙのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと，ゲート信号ＳＧＧｗ及びＳＧＧｚのペアのオン信号・オフ信号の切り替わるタイミングと、のうち２つが同時になることがなく、従来のように、電圧Ｖｃｍのピークが急激に上昇することはない（図８においては１２キロＶまでしか上昇していない）。
【００７１】
以上説明したように、三相フルブリッジＭＥＲＳ１００の逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを切り替えることによって、交流電圧源ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３の出力から、コンデンサＣＭにパルス状の直流電圧を繰り返し発生させ、この直流電圧を、直流交流変換回路２００を介して誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に印加し、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に三相交流電流を流すことができる。
また、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのうち複数のオン・オフのタイミングが違うタイミングに設定されていることによって、コンデンサＣＭに発生する共振電圧のピークの変動を抑制することができる。
上記実施形態では、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｘのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｖ，ＳＷｙ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｖのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｙのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｗ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｗのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｙのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｚのオン・オフが切り替わる略同じタイミングで逆導通型半導体スイッチＳＷｕ，ＳＷｘ，ＳＷｖ，及び，ＳＷｚのオン・オフが切り替わらないように、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを制御している。
【００７２】
なお、本実施形態では、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのそれぞれに対してパルスパターンを予め設定していた。しかし、１つのパルスパターンを予め設定し、位相をずらす、反転させる等によって、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを生成してもよい。
例えば、ゲート信号ＳＧＧｕはパルスパターンをそのまま当てはめ、ゲート信号ＳＧＧｖはパルスパターンを１２０°ずらし、ゲート信号ＳＧＧｗはパルスパターンを２４０°ずらし、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号が略同じタイミングで切り替わらないように制御する。また、ゲート信号ＳＧＧｘはゲート信号ＳＧＧｕを反転させたもの、ゲート信号ＳＧＧｙはゲート信号ＳＧＧｖを反転させたもの、ゲート信号ＳＧＧｚはゲート信号ＳＧＧｗを反転させてものにする。
【００７３】
（実施形態２）
上記実施形態１にかかる電力変換装置１０は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフの切り替えはソフトスイッチングになっていたが、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフの切り替えが、ソフトスイッチングにならない可能性があった。
本実施形態にかかる電力変換装置２０は、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚの切り替えも、ソフトスイッチングになるものである。
【００７４】
本実施形態にかかる電力変換装置２０は、実施形態１の電力変換装置１０のゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのパルスパターンが、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わるタイミングの直前に、オン信号・オフ信号を切り替わるように、予め設定されているものである。その他の構成は、電力変換装置１０と同一である。
【００７５】
上述したように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わる直前（図５のｔ３）において、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは略０である。
よって、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わるタイミングの直前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替わるようにパルスパターンを設定することによって、ソフトスイッチングが実現する。
【００７６】
このように設定したゲート信号ＳＧＧｕと、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍとの関係は図９のようになる。
図９（ａ）はコンデンサＣＭに発生する共振電圧の概略を、図９（ｂ）はコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍを示す。
【００７７】
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺがオン信号からオフ信号に切り替わるタイミングの直前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚののオン信号・オフ信号を切り替わるようにパルスパターンを設定することによって、図９（ａ），（ｂ）に示すように、コンデンサＣＭの電圧が略０であるタイミングで、パルスパターンのオン信号・オフ信号が切り替わる。
これにより、直流交流変換回路２００においてソフトスイッチングが実現する。
【００７８】
（実施形態３）
上記実施形態１，２では、予め設定されたパルスパターンによって、ゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える例を説明した。
しかし、ゲート信号ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚは、パルスパターンではなく、通常のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｅ）によって制御されてもよい。
【００７９】
本実施形態にかかる電力変換装置３０は、上記電力変換装置１０の制御回路３００が、パルスパターンではなく、通常のＰＷＭ制御によって、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御するものである。
【００８０】
制御回路３００は、例えば、予め設定された目標となる波形と、予め設定されたＰＷＭ周波数の三角波を比較しゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗを決定する。また、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧｘをゲート信号ＳＧＧｕに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｙをゲート信号ＳＧＧｖに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｚをゲート信号ＳＧＧｗに対して逆相にする。
これにより、コンデンサＣＭに発生する直流電圧が、ＰＷＭ制御によって、誘導性負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００８１】
また、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち複数が同時にオン信号からオフ信号に切り替わらないように、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗを制御する。例えば、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち、１つのゲート信号をオン信号からオフ信号に切り替えると、ＰＷＭの次の１周期の間、他の２つのゲート信号を切り替えない。これによって、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｗのうち複数がオンからオフに切り替わらない。また、ゲート信号ＳＧＧｘをゲート信号ＳＧＧｕに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｙをゲート信号ＳＧＧｖに対して逆相に、ゲート信号ＳＧＧｚをゲート信号ＳＧＧｗに対して逆相であるので、逆導通型半導体スイッチＳＷｘ乃至ＳＷｚのうち複数がオフからオンに切り替わることもない。
【００８２】
以上のように制御することによって、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍのピーク値の変動が小さくなる。
【００８３】
上記実施形態では、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち複数が同時にオン信号からオフ信号に切り替わらないように、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗを制御する、として説明した。しかし、ゲート信号ＳＧＧｘ乃至ＳＧＧｚのうち複数が同時にオフ信号からオン信号に切り替わらないように制御してもよいし、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｗのうち複数が同時にオン信号からオフ信号に切り替わらないように、かつ、ゲート信号ＳＧＧｘ乃至ＳＧＧｚのうち複数が同時にオフ信号からオン信号に切り替わらないように制御してもよい。
【００８４】
（実施形態４）
上記実施形態３では、制御回路３００は、ＰＷＭ制御によって、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚの制御をした。しかし、ただＰＷＭ制御するだけでは、コンデンサＣＭに電圧が発生している時に、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚが切り替わる可能性がある。この場合、ハードスイッチングとなり、スイッチングにかかる消費電力が少なくない。
【００８５】
本実施形態にかかる電力変換装置４０は、電力変換装置３０において、直流交流変換回路２００の逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフをＰＷＭ制御でかつソフトスイッチングで切り替えるものである。
【００８６】
電力変換装置４０において制御回路３００は、ＰＷＭ制御において逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替えるタイミングになると、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替えるタイミングまで待ち、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替える前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。制御回路３００は、この動作を繰り返す。
【００８７】
次に、この電力変換装置４０の動作を説明する。
【００８８】
制御回路３００は、ＰＷＭ制御において逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替えるタイミングを決定する。ただし、この時は、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧＷｚのオン信号・オフ信号は切り替えない。このタイミングでは、コンデンサＣＭには電圧がかかっている可能性がある。
この後、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替えるタイミングになると、制御回路３００は、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号を切り替える前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。
ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを切り替えるタイミングでは、上述したように、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍは略０であるため、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替わりによる逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフの切り替わりはソフトスイッチングになる。
この動作を繰り返すことにより、コンデンサＣＭの電圧が略０のタイミングで、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフは切り替わるため、ソフトスイッチングが実現される。
【００８９】
この制御によって出力されるゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚとコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍとの関係は、例えば、図１０のようになる。
図１０（ａ）は、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍを、図１０（ｂ）はＰＷＭ制御のみで決定されるゲート信号ＳＧＧｕを、図１０（ｃ）はソフトスイッチングになるように制御されたゲート信号ＳＧＧｕを示す。
【００９０】
本実施形態において制御回路３００は、図１０（ｂ），１０（ｃ）に示すように、ＰＷＭ制御において逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフを切り替えるタイミングになっても、ゲート信号ＳＧＧｕを切り替えない。制御回路３００は、このタイミングの後に、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号を切り替えるタイミングになると、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺのオン信号・オフ信号を切り替える前に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。
この場合、図１０（ａ）に示すようにコンデンサＣＭの電圧が略０である時間に、図１０（ｂ）に示すようにゲート信号ＳＧＧｕのオン信号・オフ信号が切り替わる。よって、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのスイッチングにおいてもソフトスイッチングが実現する。
【００９１】
（実施形態５）
上記実施形態２，４の電力変換装置２０，４０において、コンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍを検出し、電圧Ｖｃｍの値が略０の時に、直流交流変換回路２００をスイッチングをしてもよい。
例えば、図１１に示すように、コンデンサＣＭの電圧を電圧検出器ＶＭで検出し、制御回路３００は、電圧検出器ＶＭが検出したコンデンサＣＭの電圧Ｖｃｍが略０の期間に、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚのオン信号・オフ信号を切り替える。
【００９２】
これにより、コンデンサＣＭの電圧が略０のタイミングで、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフは切り替わるため、ソフトスイッチングが実現される。
【００９３】
（実施形態６）
上記電力変換装置１０において、三相ブリッジ型ＭＥＲＳ１００に置き換えて、図１２に示すように単相のフルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０を用いても良い。フルブリッジ型ＭＥＲＳ１１０は、直流出力端子ＤＴ１，ＤＴ２と、交流入力端子ＡＴ１，ＡＴ２と、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と、コンデンサＣＭと、から構成される。
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、スイッチ部Ｓ１乃至Ｓ４と、スイッチ部Ｓ１乃至Ｓ４に並列に接続されたダイオード部Ｄ１乃至Ｄ４とから構成されている。逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、例えば、パワーＭＯＳＦＥＴである。
【００９４】
交流入力端子ＡＴ１−ＡＴ２間には、交流電圧源ＶＳ４とリアクトルＬａｃ４との直列回路が接続され、直流出力端子ＤＴ１には直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ＋が、直流出力端子ＤＴ２には直流交流変換回路２００の直流入力端子ＤＣ−が接続される。
【００９５】
逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４は、交流入力端子ＡＴ１にダイオード部Ｄ１のアノードとダイオード部Ｄ２のカソードとに接続され、直流出力端子ＤＴ１にダイオード部Ｄ１のカソードとダイオード部Ｄ３のカソードとコンデンサＣＭの正極が接続され、直流出力端子ＤＴ２にダイオード部Ｄ２のアノードとダイオード部Ｄ４のアノードとコンデンサＣＭの負極が接続され、ダイオード部Ｄ３のアノードとダイオード部Ｄ４のカソードとが交流入力端子ＡＴ２に接続される。
【００９６】
制御回路３００は、交流電圧源ＶＳ４の出力する電圧が正の場合は、逆導通型半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３のオン・オフを、負の場合は逆導通型半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ４のオン・オフを制御する。
【００９７】
本実施形態の場合は、リアクトルＬａｃ４とコンデンサＣＭとが共振することにより、コンデンサＣＭにパルス状の電圧Ｖｃｍが繰り返し発生する。よって、逆導通型半導体スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４のオン・オフのそれぞれの期間は、コンデンサＣＭの容量とリアクトルＬａｃ４のインダクタンスとで定まる共振の周期より長いことが好ましい。
この直流の電圧Ｖｃｍが発生するコンデンサＣＭを直流電圧源として、直流交流変換回路２００を介して、逆導通型半導体スイッチＳＷｕ乃至ＳＷｚのオン・オフに対応して、直流電力が交流電力に変換されて、誘導生負荷ＬＤ１乃至ＬＤ３に供給される。
【００９８】
これによって、交流電圧源から、三相の誘導性負荷の各相に交流電流を供給することができる。
【００９９】
以上のように、本発明によって、低損失で、交流電源から所望の周波数の交流電流が得られ、ピーク値の変動が小さい共振電圧を負荷に印加することができる。
【０１００】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
【０１０１】
例えば、上記実施形態では、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、寄生ダイオードを有する自己消弧型素子（Ｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ）として説明した。しかし、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺ，ＳＷｕ乃至ＳＷｚは、逆導電型のスイッチであればよく、電界効果トランジスタや、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ：Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型素子や、ダイオードと自己消弧型素子の組み合わせでもよい。
【０１０２】
また、制御回路３００は、逆導通型半導体スイッチＳＷＵ乃至ＳＷＺのオン・オフを、図２に示すような予め設定された周波数とデューティ比のゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺで制御すると説明した。しかし、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺは上述のものに限定されない。例えば、逆導通型半導体スイッチＳＷＵとＳＷＸのペア，逆導通型半導体スイッチＳＷＶ，ＳＷＹのペア，逆導通型半導体スイッチＳＷＷ，ＳＷＺのペアのうち、１組のペアのみ、あるいは、２組のペアを制御してもよい。例えば、デューティ比を一定にせずに、ＰＷＭ制御してもよいし、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）によって、力率を改善するように、ゲート信号ＳＧＧＵ乃至ＳＧＧＺを制御してもよい。
【０１０３】
また、制御回路３００は、上述した制御をする回路として説明したが、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）と、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）やＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の記憶手段を備えたマイコン（マイクロコンコントローラ）などのコンピュータであってもよい。
この場合は、例えば、上述したゲート信号を出力するようなプログラムを、予めＲＯＭに記憶させればよい。
【０１０４】
また、ゲート信号ＳＧＧｕ乃至ＳＧＧｚを制御するパルスパターン予め複数記憶させ、例えばユーザの指示に対応したパルスパターンを選択することで、誘導性負荷ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３に供給する電力量を調整してもよい。
【符号の説明】
【０１０５】
１０，２０，３０，４０ 電力変換装置
２１ 三相交流電源
ＶＳ１，ＶＳ２，ＶＳ３，ＶＳ４ 交流電圧源
ＬＤ１，ＬＤ２，ＬＤ３ 誘導性負荷
Ｌａｃ１，Ｌａｃ２，Ｌａｃ３，Ｌａｃ４ リアクトル
１００ 三相ブリッジ型ＭＥＲＳ
１１０ フルブリッジ型ＭＥＲＳ
２００ 直流交流変換回路
ＡＣ１，ＡＣ２，ＡＣ３，ＡＴ１，ＡＴ２ 交流入力端子
ＤＣＰ，ＤＣＮ，ＤＴ１，ＤＴ２ 直流出力端子
ＤＣ＋，ＤＣ− 直流入力端子
ＡＣｕ，ＡＣｖ，ＡＣｗ 交流出力端子
ＳＷＵ，ＳＷＶ，ＳＷＷ，ＳＷＸ，ＳＷＹ，ＳＷＺ，ＳＷｕ，ＳＷｖ，ＳＷｗ，ＳＷｘ，ＳＷｙ，ＳＷｚ，ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ 逆導通型半導体スイッチ
ＣＭ コンデンサ
ＳＵ，ＳＶ，ＳＷ，ＳＸ，ＳＹ，ＳＺ，Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４ スイッチ部
ＤＵ，ＤＶ，ＤＷ，ＤＸ，ＤＹ，ＤＺ，Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード部
ＧＵ，ＧＶ，ＧＷ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺ，Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚ，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４ ゲート
ＳＧＧＵ，ＳＧＧＶ，ＳＧＧＷ，ＳＧＧＸ，ＳＧＧＹ，ＳＧＧＺ，ＳＧＧｕ，ＳＧＧｖ，ＳＧＧｗ，ＳＧＧｘ，ＳＧＧｙ，ＳＧＧｚ，ＳＧＧ１，ＳＧＧ２，ＳＧＧ３，ＳＧＧ４ ゲート信号
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応して、前記コンデンサに発生した直流電圧を前記第１乃至第３の交流出力端子から前記誘導性負荷に出力する直流交流変換回路と、
前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記第１の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第２の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第３の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第５の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記コンデンサに発生する直流電圧は、パルス状の直流電圧である、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記コンデンサの電圧が略０の時に、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを切り替える、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記第１と第４の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第２と第５の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第３と第６の自己消弧型素子がともにオンにならないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子を制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、パルスパターンによって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段は、パルス幅変調によって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記交流電源は三相交流電源であり、
前記リアクトルは、三相交流電源の第１相に一端を接続される第１のリアクトル、第２相に一端を接続される第２のリアクトル、第３相に一端を接続される第３のリアクトルから構成され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１乃至第３の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、第７乃至第１２のダイオードと、第７乃至第１２の自己消弧型素子と、コンデンサとを備え、前記第１の交流入力端子には前記第１のリアクトルの他端と前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第２のリアクトルの他端と前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、前記第３の交流入力端子には前記第３のリアクトルの他端と前記第１１のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードと前記第１１のダイオードのカソードと前記コンデンサの一方の極とが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのアノードと前記コンデンサの他方の極とが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、前記第１１のダイオードに前記第１１の自己消弧型素子が、前記第１２のダイオードに前記第１２の自己消弧型素子が並列に接続される三相ブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至第１２の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１２の自己消弧型素子に流れる電流は略０である、
ことを特徴とする、請求項８または９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御手段は、前記三相交流電源の第１相の出力が正の場合は、前記第７の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第８の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第１相の出力が負の場合は、前記第８の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第７の自己消弧型素子をオフに保持させ、第２相の出力が正の場合は、前記第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第２相の出力が負の場合は、前記第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第９の自己消弧型素子をオフに保持させ、第３相の出力が正の場合は前記第１１の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１２の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第３相の出力が負の場合は前記第１２の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替え、かつ前記第１１の自己消弧型素子をオフに保持させる、
ことを特徴とする請求項８乃至１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１の交流入力端子と、当該第１の交流入力端子との間に前記交流電源とリアクトルの直列回路を接続された第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、前記第１と第２の直流出力端子の間に接続されたコンデンサと、第７乃至第１０のダイオードと、第７乃至第１０の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の交流入力端子には前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードとが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードとが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、並列に接続されたフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至１０の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である、
ことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１０の逆導通型半導体スイッチに流れる電流は略０である、
ことを特徴とする、請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記制御手段は、前記交流電源の出力電圧が正の場合は、前記第８と第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第７と第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記出力電圧が負の場合は、前記第７と第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第８と第９の自己消弧型素子をオフに保持させる、
ことを特徴とする請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応した前記誘導性負荷に、前記コンデンサに発生した直流電圧を交流電圧に変換して印可する直流交流変換回路と、
を備えた電力変換装置において前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御方法であって、
前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする制御方法。
【請求項１】
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応して、前記コンデンサに発生した直流電圧を前記第１乃至第３の交流出力端子から前記誘導性負荷に出力する直流交流変換回路と、
前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御手段は、前記第１の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第２の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第３乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第３の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１，第２，第５，及び，第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第５の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第６の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わる略同じタイミングで前記第１乃至第４の自己消弧型素子のオン・オフが切り替わらないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記コンデンサに発生する直流電圧は、パルス状の直流電圧である、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、前記コンデンサの電圧が略０の時に、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを切り替える、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記第１と第４の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第２と第５の自己消弧型素子がともにオンにならず、前記第３と第６の自己消弧型素子がともにオンにならないように、前記第１乃至６の自己消弧型素子を制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、パルスパターンによって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段は、パルス幅変調によって前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記交流電源は三相交流電源であり、
前記リアクトルは、三相交流電源の第１相に一端を接続される第１のリアクトル、第２相に一端を接続される第２のリアクトル、第３相に一端を接続される第３のリアクトルから構成され、
前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１乃至第３の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、第７乃至第１２のダイオードと、第７乃至第１２の自己消弧型素子と、コンデンサとを備え、前記第１の交流入力端子には前記第１のリアクトルの他端と前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第２のリアクトルの他端と前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、前記第３の交流入力端子には前記第３のリアクトルの他端と前記第１１のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードと前記第１１のダイオードのカソードと前記コンデンサの一方の極とが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードと前記第１２のダイオードのアノードと前記コンデンサの他方の極とが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、前記第１１のダイオードに前記第１１の自己消弧型素子が、前記第１２のダイオードに前記第１２の自己消弧型素子が並列に接続される三相ブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至第１２の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である、
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記第７乃至第１２の自己消弧型素子がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１２の自己消弧型素子に流れる電流は略０である、
ことを特徴とする、請求項８または９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御手段は、前記三相交流電源の第１相の出力が正の場合は、前記第７の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第８の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第１相の出力が負の場合は、前記第８の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第７の自己消弧型素子をオフに保持させ、第２相の出力が正の場合は、前記第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第２相の出力が負の場合は、前記第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第９の自己消弧型素子をオフに保持させ、第３相の出力が正の場合は前記第１１の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第１２の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記第３相の出力が負の場合は前記第１２の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替え、かつ前記第１１の自己消弧型素子をオフに保持させる、
ことを特徴とする請求項８乃至１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記磁気エネルギー回生スイッチは、第１の交流入力端子と、当該第１の交流入力端子との間に前記交流電源とリアクトルの直列回路を接続された第２の交流入力端子と、第１と第２の直流出力端子と、前記第１と第２の直流出力端子の間に接続されたコンデンサと、第７乃至第１０のダイオードと、第７乃至第１０の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の交流入力端子には前記第７のダイオードのアノードと前記第８のダイオードのカソードとが、前記第２の交流入力端子には前記第９のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのカソードとが、接続され、前記第１の直流出力端子には、前記第７のダイオードのカソードと前記第９のダイオードのカソードとが、前記第２の直流出力端子には前記第８のダイオードのアノードと前記第１０のダイオードのアノードとが、接続され、前記第７のダイオードに前記第７の自己消弧型素子が、前記第８のダイオードに前記第８の自己消弧型素子が、前記第９のダイオードに前記第９の自己消弧型素子が、前記第１０のダイオードに前記第１０の自己消弧型素子が、並列に接続されたフルブリッジ型磁気エネルギー回生スイッチであり、
前記制御手段は、前記第１乃至１０の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前の前記コンデンサの電圧が略０である、
ことを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記第７乃至第１０の逆導通型半導体がオフからオンに変わる直前に前記第７乃至第１０の逆導通型半導体スイッチに流れる電流は略０である、
ことを特徴とする、請求項１２または１３に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記制御手段は、前記交流電源の出力電圧が正の場合は、前記第８と第９の自己消弧型素子を繰り返し切り替えかつ前記第７と第１０の自己消弧型素子をオフに保持させ、前記出力電圧が負の場合は、前記第７と第１０の自己消弧型素子のオン・オフを繰り返し切り替えかつ前記第８と第９の自己消弧型素子をオフに保持させる、
ことを特徴とする請求項１２乃至１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１６】
交流電源から供給される電力を、磁気エネルギーとして蓄積するリアクトルと、
コンデンサを備え、該リアクトルの磁気エネルギーを回収し、前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積する磁気エネルギー回生スイッチと、
前記コンデンサの一方の極を接続された第１の直流入力端子と、前記コンデンサの他方の極を接続された第２の直流入力端子と、三相の誘導性負荷の各相を接続された第１乃至第３の交流出力端子と、第１乃至第６のダイオードと、第１乃至第６の自己消弧型素子と、を備え、前記第１の直流入力端子には、前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードと前記第５のダイオードのカソードとが、前記第２の直流入力端子には前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのアノードとが、接続され、前記第１の交流出力端子には前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードが、前記第２の交流出力端子には前記第３のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのカソードが、前記第３の交流出力端子には前記第５のダイオードのアノードと前記第６のダイオードのカソードが接続され、前記第１のダイオードに前記第１の自己消弧型素子が、前記第２のダイオードに前記第２の自己消弧型素子が、前記第３のダイオードに前記第３の自己消弧型素子が、前記第４のダイオードに前記第４の自己消弧型素子が、前記第５のダイオードに前記第５の自己消弧型素子が、前記第６のダイオードに前記第６の自己消弧型素子が、並列に接続され、前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフに対応した前記誘導性負荷に、前記コンデンサに発生した直流電圧を交流電圧に変換して印可する直流交流変換回路と、
を備えた電力変換装置において前記第１乃至第６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する制御方法であって、
前記第１乃至第６の自己消弧型素子のうち複数のオン・オフが略同じタイミングで切り替わらないように前記第１乃至６の自己消弧型素子のオン・オフを制御する、
ことを特徴とする制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図６Ｄ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図４Ｃ】
【図４Ｄ】
【図５】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図６Ｄ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１１−２３４４３９（Ｐ２０１１−２３４４３９Ａ）
【公開日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１００１８１（Ｐ２０１０−１００１８１）
【出願日】平成２２年４月２３日（２０１０．４．２３）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月１７日（２０１１．１１．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月２３日（２０１０．４．２３）
【出願人】（５０７１４９６４８）株式会社ＭＥＲＳＴｅｃｈ (22)
【Ｆターム（参考）】
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