電力変換装置およびそれを用いた電気掃除機
【課題】低電圧の単相交流電源でも昇圧して大きな交流電圧を負荷へ供給する電力変換装置およびそれを用いた電気掃除機を提供する。
【解決手段】入力端子２３、２４、出力端子２５〜２７、双方向スイッチング素子３０から３５を有するマトリクス回路２８、インダクタンス素子２９、コンデンサ３７、３８、３９を有し、２個の双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンとなる上下同時導通期間を有し、昇圧動作により大きな交流電圧を負荷２２へ供給する。
【解決手段】入力端子２３、２４、出力端子２５〜２７、双方向スイッチング素子３０から３５を有するマトリクス回路２８、インダクタンス素子２９、コンデンサ３７、３８、３９を有し、２個の双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンとなる上下同時導通期間を有し、昇圧動作により大きな交流電圧を負荷２２へ供給する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、電動機などを負荷とする電力変換装置および電気掃除機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を単相の交流電源と３相の負荷との間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１６は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
【０００４】
図１６に示すように、交流電源１と、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２と、マトリクスコンバータ回路２に接続された負荷となる３相の電動機３と、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４とで構成される。
【０００５】
マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６および２個のダイオード７、８を用いた双方向スイッチング素子１０と、双方向スイッチング素子１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチング素子１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧が電動機３に供給されて駆動されるものであった。
【特許文献１】特開２００５−４５９１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として日本国内の１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなどの低電圧の単相の交流電源を用いる場合、交流電源から供給される交流電圧のピーク値は約１４０Ｖであり、マトリクスコンバータ回路でのスイッチングによって、電動機への出力電圧は線間電圧のピーク値が１４０Ｖを上限とする、かなり低い値となる。
【０００７】
例えばマトリクスコンバータ回路を用いずに、単相交流電源を一旦倍電圧整流して直流電圧に変換する構成の電力変換装置と比較した場合、負荷への供給電圧が不足するものとなる。特に、交流電源１として正弦波の電圧波形を有する単相のものを接続する場合、電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間で、負荷の電動機３へ供給する電気パワーが低下した状態となるが、低電圧期間に電動機３の出力トルクが低下するという課題を有したものであった。
【０００８】
もっとも、負荷が低電圧であっても十分なパワーを供給する設計方法もあるが、その場合には電流値が相当に増大することになり、双方向スイッチング素子の定格電流が大きなものを採用する必要があり、コスト面・形状面で不利なものであった。
【０００９】
本発明は上記課題を解決するもので、入力される交流電源の電圧を昇圧して十分な電圧を負荷に供給し、また零電圧点前後の低電圧期間においても、極力電気パワーを負荷へ供給し、負荷への供給パワー変動を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有したものである。
【００１１】
これによって、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することによって、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することによって、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
第１の発明は、２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有した電力変換装置とするものである。
【００１４】
この構成により、上下同時導通期間にインダクタンス素子に磁気エネルギーとして蓄えてコンデンサに供給することから、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することができ、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができる。
【００１５】
第２の発明は、特に第１の発明のＮをＮ＝３とし、出力端子に三相の負荷を接続し、３個のコンデンサを３個の出力端子間に有した構成とすることにより、双方向スイッチング素子の数など部品点数を抑え、比較的簡単な構成とした上で、負荷に供給する電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１６】
第３の発明は、特に第１の発明または第２の発明の単相交流電源の零点付近の低電圧期間の上下同時導通の期間が占める時間比率を、前記単相交流電源のピーク位相付近の高電圧期間のそれに対して大とすることにより、特に低電圧期間における負荷に供給される電圧の低下を改善し、負荷へのパワーの低下の改善が図った電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１７】
第４の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明の上下同時導通する双方向スイッチング素子を、特定の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子以外の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子の同時オンによっても行うことで、特定の双方向スイッチング素子への損失の集中を防ぎ、小型で信頼性の高い電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１８】
第５の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明の双方向スイッチング素子を、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能であり、同一の入力端子に接続されたＮ個の双方向スイッチング素子の内、２個が同時にオンとなるオーバーラップ期間
を有することで、インダクタンス素子の電流経路がとぎれて高電圧が双方向スイッチング素子に発生することを防ぐことができ、高い信頼性を有する電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１９】
第６の発明は、特に第１から第５のいずれかの発明の双方向スイッチング素子として炭化珪素（以下、ＳｉＣという）半導体を用いたことにより、小さいチップ面積で双方向スイッチング素子を構成することができる。
【００２０】
第７の発明は、特に第１から第６のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する電動機を負荷として接続することで、負荷の力率が高く、双方向スイッチング素子の定格電流を低減でき、特に高速時に発生する高い誘導起電力に対しても、昇圧動作による負荷への十分な電圧確保が可能となり、高効率で小型の電力変換装置を実現することができる。
【００２１】
第８の発明は、特に第１〜第７のいずれか１つの発明の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機としたことにより、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作によって高い電圧で電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、小型・軽量で使い勝手のよい電気掃除機を実現できるものとなる。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００２４】
図１において、実効値電圧１００Ｖ、５０Ｈｚの単相交流電源２０、および単相交流電源２０から入力を受ける電力変換回路２１は、三相の負荷２２として３相の電動機が接続されており、三相の交流を出力するものとなっている。
【００２５】
電力変換回路２１は、２つの入力端子２３、２４と、３個の出力端子２５、２６、２７を有するマトリクス回路２８と、単相交流電源２０から入力端子２３への経路に接続したインダクタンス素子２９と、出力端子２５、２６間に接続したコンデンサ３７、出力端子２６、２７間に接続したコンデンサ３８、出力端子２５、２７間に接続したコンデンサ３９を有している。
【００２６】
本実施の形態においては、出力端子数Ｎは３個であり、コンデンサの数は３個となっており、よって三相の出力を得る構成となっている。しかし、Ｎ＝３とした三相に限定されるものではなく、４以上の整数でもかまわず、コンデンサの数も最低Ｎ−１個のものがあれば、各出力端子間の電圧がすべてコンデンサを経由した低インピーダンスで与えられるものとなり、発明の効果が期待できるものとなる。
【００２７】
また、インダクタンス素子の数についても、単相交流電源２０の両側、すなわち入力端子２４に接続されている経路にも設けて、合計２個を用いるなどの構成であってもよい。
【００２８】
マトリクス回路２８は、２つの入力端子２３、２４と、３つの出力端子２５、２６、２７の合計６個の組み合わせのそれぞれに設けた６個の双方向スイッチング素子３０、３１、３２、３３、３４、３５を有し、双方向スイッチング素子３０〜３５の内、出力端子２５に接続された２個の双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンとなる上下同時導通期間を有したものとなっている。
【００２９】
図２は、本実施の形態における電力変換装置の双方向スイッチング素子３０〜３５の等価回路図を示している。
【００３０】
図２において、ＳｉＣ半導体５０、５１は、それぞれＳｉＣ（炭化ケイ素）を主成分とし、シリコンよりも大きなバンドギャップを有したＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ構造であって、逆方向の耐圧を十分に確保できるとともに、等価的に２つのＳｉＣ半導体５０、５１が逆方向に接続された構造となっている。そして、ゲートＧ１とソースＳ１間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子ａから端子ｂの方向への電流が流れる状態となり、ゲートＧ２とソースＳ２間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子ｂから端子ａの方向への電流が流れる状態となる。したがって、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能になる。
【００３１】
ただし、半導体の材料としてＳｉＣでなければ構成することができないというものではなく、他の半導体材料、例えばシリコンなどでもよく、双方向スイッチング素子として使用できるものであれば、材質には特にこだわるものでない。
【００３２】
また、図２に示したような等価的にＭＯＳＦＥＴ形を２つ設けて、逆向きの並列接続された形にしたものに限定されるものでもなく、双方向のスイッチング、すなわち順方向の導通／非導通、逆方向の導通／非導通というような制御が可能となる形式のものであるならば、他の等価回路で表現されるものでも使用することができる。
【００３３】
図３は、本実施の形態における負荷２２となる３相の電動機の断面図である。
【００３４】
３相の電動機として構成した負荷２２は、鋼板を積層した表面に４つの永久磁石６０、６１、６２、６３を貼り付けて構成した鉄心６４を、出力軸６５を中心として回転自在に設けた回転子６６と、回転子６６の外側に設けた固定子６７とを有する構成している。固定子６７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心６８、及び巻線７０〜７５によって構成している。
【００３５】
図４は、３相の電動機の巻線７０〜７５の結線図を示している。
【００３６】
巻線７０〜７５については、機械的に１８０度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、同極が回転子６６に対向する場所に発生する構成となっている。
【００３７】
図５は、本実施の形態の負荷２２を外部から駆動した場合の３相の端子Ｕ、Ｖ、Ｗの端子間（例えばＵ−Ｖ間）に発生する電圧、すなわち無負荷の誘導起電力を示したものであり、永久磁石６０〜６３が４極の構成であることから、機械位相（機械角）１８０度を周期として、正／負の極性で電圧が発生するという特性のものとなっている。
【００３８】
双方向スイッチング素子３０〜３５の駆動方法としては、一般的にＤＣブラシレス電動機の駆動として従来から用いられているような、例えばホールＩＣを用いて、回転子６６の位置を検知しながら、１２０度の電気角での通電を行う矩形波（方形波）の駆動や、電圧・電流の波形が正弦波に近くなるようにＰＷＭする方法がある。または、ホールＩＣを用いずに位置検知を行う、例えば各相の電流値の検出値から行うようなセンサレスと呼ばれるような方法であっても良い。更にまた、電流のベクトルをｄ軸成分とｑ軸成分に分解して制御するベクトル制御と呼ばれるものなど、各種の制御構成が可能である。
【００３９】
このように、負荷２２となる３相電動機は、永久磁石を用いて構成されているから、高効率の３相電動機とすることが実現でき、双方向スイッチング素子３０〜３５の容量（耐
電圧と電流容量の積）を抑えた低コストのものとすることができる。
【００４０】
図６は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作説明図であり、図６（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図６（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。
【００４１】
図６（ア）に示されるように、上下同時導通期間においては、双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンの状態となり、その他の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５は、すべてオフの状態となっている。そして、単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが正であるため、インダクタンス素子２９には、同時導通している双方向スイッチング素子３０、３１を通じてＶＡＣの電圧が印加される状態となり、破線の電流が時間と共に増加し、磁気エネルギーがインダクタンス素子２９に蓄えられていく。
【００４２】
この時、Ｕ端子については、双方向スイッチング素子３０、３１によって、単相交流電源２０にまで接続されている状態となるが、４個の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５がオフ状態であることから、コンデンサ３７、３８、３９、およびこれに接続された負荷２２については、マトリクス回路２８を通じての電流の経路は断たれた状態となり、マトリクス回路２８はインダクタンス素子２９へのエネルギーの蓄積のみを行う状態となる。
【００４３】
図６（イ）に示されるように、フライバック期間においては、双方向スイッチング素子３０、３３がオン状態となり、他の双方向スイッチング素子３１、３２、３４、３５がオフの状態となる。よって、上下同時導通期間中にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーにより、継続して流れる電流が破線で示されるように、Ｕ−Ｖ端子間のコンデンサ３７などに供給される。他方、双方向スイッチング素子３４、３５は共にオフ状態であるため、Ｗ相についてはマトリクス回路２８からの電流の供給は絶たれる。
【００４４】
すなわち、昇圧チョッパの動作となるため、ＶＡＣよりも高い電圧をＵ−Ｖ端子間に出力することが可能となる。もちろん、ＶＡＣよりも高い電圧が必要でない場合には、上下同時導通期間を無くした運転を行わせることもできるので、低速時や低出力時などに、上下同時導通なしの運転を行わせてもよい。
【００４５】
図７は、本実施の形態における電力変換装置において、ＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作波形図を示すものである。図７（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、図７（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、図７（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、図７（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＮ２、図７（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、図７（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
【００４６】
図７（ア）に示す駆動信号ＵＰ１がずっとオン状態で、図７（ウ）に示す駆動信号ＵＮ１が期間ｔ１〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ８の間でオンになると、駆動信号ＵＮ１がオンとなる期間のそれぞれが上下同時導通期間となり、その上下同時導通期間中は双方向スイッチング素子３０、３１がオンしている。そして、それ以外の期間、すなわちｔ４〜ｔ５の間、ｔ８〜ｔ９の間などがフライバック期間となる。
【００４７】
そして、図７（キ）に示す駆動信号ＶＮ１が期間ｔ３〜ｔ６でオンとなると、双方向スイッチング素子３３がオンして、上記フライバック期間内にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーを放出する。なお、期間ｔ３〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ６（いずれも時間ｔｄ＝３マイクロ秒）は、入力端子２３に接続された３個の双方向スイッチング素子３０、３２、３４の内の２個の双方向スイッチング素子３０、３２が同時にオンとなるオーバーラップ期間となっている。
【００４８】
双方向スイッチング素子３０、３２の切り替わり時に、３個の双方向スイッチング素子３０、３２、３４が同時にオフ状態となる期間が発生すると、インダクタンス素子２９からの電流の経路が断たれて、過電圧が各双方向スイッチング素子に印加され、ひどい場合には各双方向スイッチング素子が破壊される。上述した２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなるオーバーラップ期間を設けた理由は、そのような不具合を防ぎ、信頼性の高い電力変換装置を実現する効果をあげている。
【００４９】
かつ、本実施の形態においては、特に各双方向スイッチング素子のすべてについて、図２に図示した端子ａから端子ｂ、端子ｂから端子ａという電流が流れる両方の方向それぞれに対して、個別にオンオフの制御が可能なものとなっており、例えば図７（ク）に示したＶＮ２はオフ状態を保たせている。
【００５０】
よって、オーバーラップ期間においても、負荷２２からの誘導起電力が二つの双方向スイッチング素子３１、３３を通して短絡した電流が流れるということを防ぐことができ、相間の電流の切換えがスムーズになされる。また、双方向スイッチング素子３０は、オン状態を継続させるだけで、スイッチングを行わないので、スイッチング損失が発生せず、低損失とすることができる。
【００５１】
図８は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作説明図であり、図８（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図８（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。
【００５２】
図８（ア）に示すように、上下同時導通期間は、双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンの状態となり、その他の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５は全てオフの状態となっている。
【００５３】
ＶＡＣが負であるため、インダクタンス素子２９には、同時導通している双方向スイッチング素子３０、３１を通じてＶＡＣの電圧が印加される状態となり、図６の場合とは逆向きの破線の電流が時間と共に増加し、やはり磁気エネルギーがインダクタンス素子２９に蓄えられていく。
【００５４】
この時、Ｕ端子については、双方向スイッチング素子３０、３１によって、単相交流電源２０にまで接続された状態となるが、４個の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５がオフ状態であることから、コンデンサ３７、３８、３９、およびこれに接続された負荷２２については、マトリクス回路２８を通じての電流の経路は断たれた状態となり、マトリクス回路２８はインダクタンス素子２９へのエネルギーの蓄積のみを行う状態となり、これについても、図６の場合と同様である。
【００５５】
図８（イ）に示すように、フライバック期間は、双方向スイッチング素子３１、３２がオン状態となり、他の双方向スイッチング素子３０、３３、３４、３５がオフの状態となる。
【００５６】
よって、上下同時導通期間中にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーにより、継続してながれる電流が破線で示されるように、図６と同じ向きでＵ−Ｖ端子間のコンデンサ３７などに供給される。他方、双方向スイッチング素子３４、３５は共にオフ状態であるため、Ｗ相についてマトリクス回路２８からの電流の供給は絶たれる。瞬時電圧ＶＡＣが負の場合も、やはり正の場合と同様に昇圧チョッパの動作となるため、ＶＡＣの絶対値よりも高い電圧をＵ−Ｖ端子間に出力することが可能となる。
【００５７】
図９は、本実施の形態における電力変換装置において、ＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作波形図を示すものである。図９（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、図９（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、図９（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、図９（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１を示し、図９（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、図９（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
【００５８】
図９（エ）に示す駆動信号ＵＮ２がずっとオン状態で、図９（イ）に示す駆動信号ＵＰ２が期間ｔ１〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ８の間でオンになると、駆動信号ＵＰ２がオンとなる機関のそれぞれが上下同時導通期間となり、その上下同時導通期間中は双方向スイッチング素子３０、３１がオンしている。そして、それ以外の期間、すなわちｔ４〜ｔ５の間、ｔ８〜ｔ９の間などがフライバック期間となる。
【００５９】
図９（カ）に示す駆動信号ＶＰ２が期間ｔ３〜ｔ６でオンとなると、双方向スイッチング素子３２がオンして、インダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーを上記フライバック期間内に放出する。なお、期間ｔ３〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ６（いずれも時間ｔｄ＝３マイクロ秒）は、入力端子２４に接続された３個の双方向スイッチング素子３１、３３、３５の内の２個の双方向スイッチング素子３１、３３が同時にオンとなるオーバーラップ期間となっている。
【００６０】
双方向スイッチング素子３１、３３の切り替わり時に、３個の双方向スイッチング素子３１、３３、３５が同時にオフ状態となる期間が発生すると、インダクタンス素子２９からの電流の経路が断たれて、過電圧が各双方向スイッチング素子に印加され、やはりひどい場合には破壊される。上述した２個の双方向スイッチング素子が同時にオンオーバーラップ期間を設けた理由は、そのような不具合を防ぎ、信頼性の高い電力変換装置を実現する効果をあげている。
【００６１】
かつ、本実施の形態においては、特に各双方向スイッチング素子のすべてについて、図２に図示した端子ａから端子ｂ、端子ｂから端子ａという電流が流れる両方の方向それぞれに対して、個別にオンオフの制御が可能なものとなっており、例えば図９（オ）に示したＶＰ１は、オフ状態を保たせている。
【００６２】
よって、オーバーラップ期間においても、負荷２２からの誘導起電力が二つの双方向スイッチング素子３０、３２を通して短絡電流が流れることを防止でき、相間の電流の切換えがスムーズになされる。また、双方向スイッチング素子３１は、オン状態を継続させるだけで、スイッチングを行わないので、スイッチング損失が発生せず、低損失とすることができる。
【００６３】
このように、瞬時電圧ＶＡＣが正であっても、負であっても、Ｕ−Ｖ間に同等の出力電
流を供給し、同等の出力電圧を得ることができる。
【００６４】
なお、以上の図６〜図９について説明は、Ｕ相の出力端子に接続されている２つの双方向スイッチング素子３０、３１で上下同時導通を行った後に、Ｕ−Ｖ間にＵがプラスの電圧となる向きにフライバックの電流供給を行っている例で説明した。しかし、Ｕ−Ｖ間にマイナスの電圧を出力しようとする場合には、ＶＡＣが正の場合に図８のようなオンオフ制御を行い、ＶＡＣが負の場合に図６のようなオンオフ制御を行う（ただし、各双方向スイッチング素子のＧ１とＧ２の信号は入れ替える必要がある）ことによって実現することもできる。
【００６５】
さらに、上下同時導通を行う双方向スイッチング素子３０、３１は、代わりに他の相に接続されたものでもよく、例えばＶ相に接続された双方向スイッチング素子３２、３３で行ってもよく、その後のフライバックをＶ−Ｗ間に出すなどしてもよい。即ち、上下同時導通を行う双方向スイッチング素子は、任意に選ぶことができるものである。
【００６６】
図１０〜図１３は、出力端子２５（Ｕ相）に接続した２個の双方向スイッチング素子３０、３１での上下同時導通を行った後、フライバックをＶ−Ｗ間に出力する場合の説明図を示している。
【００６７】
図１０は瞬時電圧ＶＡＣが正でＶ−Ｗ相間に出力する時の動作説明図であり、図１０（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図１０（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。そして、図１１はその時の動作波形図である。
【００６８】
図１２は瞬時電圧ＶＡＣが負でＶ−Ｗ相間に出力する時の動作説明図であり、図１２（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図１２（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。そして、図１３はその時の動作波形図である。
【００６９】
また、図１１及び図１３は、どちらも（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＮ２、（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
【００７０】
これらの動作においては、上下同時導通を行った双方向スイッチング素子３０、３１が接続されているＵ相（出力端子２５）以外のＶ相とＷ相間（出力端子２６、２７）へのフライバック電流出力も可能であることを示すものであり、極めて制御の自由度が高いものとなっている。
【００７１】
本実施の形態においては、上下同時導通する双方向スイッチング素子は、特定の出力端子２５に接続された２個の双方向スイッチング素子３０、３１のみを常に使用するというものではなく、双方向スイッチング素子３０、３１で上下同時導通を行ったら、次は出力端子２６に接続された２個の双方向スイッチング素子３２、３３の同時オンによって行うものであり、さらにその次は出力端子２７に接続された２個の双方向スイッチング素子３４、３５の同時オンによって行うものとしている。
【００７２】
これにより、上下同時導通を行う際に発生する各相の双方向スイッチング素子の損失は、平準化されるので、特に各相の双方向スイッチング素子のうち１つの双方向スイッチング素子に負担が集中することを防止できる。例えば、３相出力用として同等の定格を有する６つの双方向スイッチング素子を１つのパッケージに搭載してモジュール化した場合には、特定の双方向スイッチング素子に損失が集中しないので、集中的な発熱で特定の双方向スイッチング素子を劣化させる心配が少なく、良好に使用することができる。
【００７３】
ただし、上下同時導通を行う場合の双方向スイッチング素子として、常に双方向スイッチング素子３０、３１と決めておいても良く、その場合には、他の双方向スイッチング素子と比較して双方向スイッチング素子３０、３１は損失が大きくなる傾向にあるが、これらを他の双方向スイッチング素子よりも定格の大きいものを用いるとか、冷却条件を強化するなどして対応することもできる。
【００７４】
また１回の上下同時導通期間の次のフライバック期間について、Ｕ−Ｖ間への出力のみなどというような制限があるものでもなく、フライバック期間中に、双方向スイッチング素子のオンオフ状態をさらに切り替えていっても良い。
【００７５】
例えば、所定の一定キャリア周期（６４マイクロ秒）内に、上下同時導通期間と、フライバック期間を設け、かつ１回のフライバック期間中にＵ−Ｖ間、Ｖ−Ｗ間というように各切換えのタイミングを適切な時間制御で行えば、３相の線間電圧を目標値どおりに得ることが可能となり、各線間電圧が目標値と等しくなるように制御して、所望の３相の交流電圧出力を行うこともできる。
【００７６】
本実施の形態で使用しているインダクタンス素子２９、コンデンサ３７、３８、３９は、昇圧チョッパとしての動作に必要なものであるが、上下同時導通期間とフライバック期間の和を１周期とした昇圧チョッパのスイッチング周波数が高い場合には、そのインダクタンス値、キャパシタンス値を小にして低コストで構成できる。特に負荷２２を電流ベクトル制御した３相の電動機とする場合は、電流制御の応答性を高めることができるため、コンデンサ３７、３８、３９のキャパシタンス値は、なるべく小さくした方が有利となる。
【００７７】
本実施の形態では、キャリア周期を６４マイクロ秒という十分高い周波数としていることにより、インダクタンス素子２９のインダクタンス、コンデンサ３７、３８、３９のキャパシタンスは、小さいもので済み、電力変換装置の小型化・低コスト化が可能であるとともに、電流ベクトル制御のような電流の応答性が要求される用途にも対応することができる。
【００７８】
図１４は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０と上下同時導通の期間が占める時間比率の波形図を示したものである。
【００７９】
図１４（ア）は単相交流電源２０の電圧波形であり、１００Ｖ５０Ｈｚの正弦波の電圧を使用していることから、時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５において電圧の零点が存在し、時刻ｔ２、ｔ４において瞬時電圧の絶対値がピーク（１４０Ｖ）となる。
【００８０】
図１４（イ）は上下同時導通の期間がキャリア周期（例えば６４マイクロ秒）に対して占める時間比率であるが、単相交流電源２０の零点ｔ１、ｔ３、ｔ５付近の低電圧期間での上下同時導通の期間が占める時間比率は０．６７であり、これは単相交流電源２０のピーク位相ｔ２、ｔ４付近の高電圧期間の時間比率０．２０に対して大としている。
【００８１】
昇圧チョッパによる昇圧動作に関しては、上記時間比率が大となるほど、入力電圧（ＶＡＣ）に対する昇圧比が大きくなるという特性がある。本実施の形態においては図１４（イ）に示す時間比率とすることにより、単相交流電源２０の電圧の零点付近の低電圧期間のかなりの部分の昇圧比率を大きくすることでカバーすることができる。そのため、負荷２２への供給パワーが低下する期間が短くて済み、良好な動力性能が確保できるものとなる。
【００８２】
特に本実施の形態では、永久磁石を用いた３相の電動機を負荷２２としているので、発生する電圧（誘導起電力）の大きさは回転の速度に比例し、特に高速時においては、線間に高い誘導起電力を発生するものとなる。
【００８３】
そのため、単相交流電源２０の零点付近の低電圧期間においては、負荷２２への電流の供給が困難となるので、昇圧比を大きくする制御は非常に有効に作用するものとなり、発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動の発生を極力低減することができる。
【００８４】
なお、永久磁石を用いた３相の電動機が高速で回転している状態において、電源からの供給電圧が低い期間については、電流の進角（β値）を増すというような制御も有効となる場合があり、特に永久磁石が回転子の鉄心内に埋め込まれた構成のものについては、効率の低下をほとんど起こさずに駆動できるものも存在するので、特に零点付近の低電圧期間については、電流の進角β値を増す、あるいは直軸電流Ｉｄを負に制御するなどの制御を併用することもできる。
【００８５】
（実施の形態２）
図１５は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【００８６】
図１５において、実施の形態１で述べた構成の電力変換装置１３０と、電力変換装置１３０から電力が供給される負荷１３１と、負荷１３１となる３相の電動機によって回転駆動されるファン１３２とを有し、それらは紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められている。そして、ホース１４０及びノズル１４１は、筐体１３４の前部に外部接続され、紙パック１３３と連通するように構成されている。
【００８７】
さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２及び後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換装置１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２を接続しており、真空式の電気掃除機を構成している。
【００８８】
以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動されると、吸引風を発生し、床面のゴミをノズル１４１からホース１４０を通じて吸引し、紙パック１３３内にゴミを捕集して、掃除をすることができる。
【００８９】
ここで、電力変換装置１３０は、１００Ｖの単相交流電源１５０を用いながらも、昇圧動作を行うことにより、高い電圧を負荷１３１に供給できることから、小型・軽量のもので構成することができる。
【００９０】
よって、本実施の形態の電気掃除機は、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作による高い電圧で３相の電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、低電圧の単相交流電源であっても、負荷への電圧供給が改善され、供給パワーの変動を改善した電力変換装置が提供できるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図
【図２】同電力変換装置の双方向スイッチング素子の等価回路図
【図３】同電力変換装置の負荷の断面図
【図４】同電力変換装置の負荷の結線図
【図５】同電力変換装置の負荷の誘導起電力波形図
【図６】同電力変換装置のＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作説明図
【図７】同電力変換装置のＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作波形図
【図８】同電力変換装置のＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作説明図
【図９】同電力変換装置のＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作波形図
【図１０】同電力変換装置のＶＡＣが正でＶＷに出力する時の動作説明図
【図１１】同電力変換装置のＶＡＣが正でＶＷに出力する時の動作波形図
【図１２】同電力変換装置のＶＡＣが負でＶＷに出力する時の動作説明図
【図１３】同電力変換装置のＶＡＣが負でＶＷに出力する時の動作波形図
【図１４】同電力変換装置の単相交流電源２０と上下同時導通の期間が占める時間比率の波形図
【図１５】本発明の実施の形態２における電気掃除機の概略構成図
【図１６】従来の技術における電力変換装置の回路図
【符号の説明】
【００９３】
２３、２４ 入力端子
２５、２６、２７ 出力端子
２８ マトリクス回路
２０、１５０ 単相交流電源
２９ インダクタンス素子
３７、３８、３９ コンデンサ
３０、３１、３２、３３、３４、３５ 双方向スイッチング素子
２２、１３１ 負荷（電動機）
５０、５１ ＳｉＣ半導体
６０、６１、６２、６３ 永久磁石
１３２ ファン
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、電動機などを負荷とする電力変換装置および電気掃除機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を単相の交流電源と３相の負荷との間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１６は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
【０００４】
図１６に示すように、交流電源１と、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２と、マトリクスコンバータ回路２に接続された負荷となる３相の電動機３と、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４とで構成される。
【０００５】
マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６および２個のダイオード７、８を用いた双方向スイッチング素子１０と、双方向スイッチング素子１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチング素子１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧が電動機３に供給されて駆動されるものであった。
【特許文献１】特開２００５−４５９１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として日本国内の１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなどの低電圧の単相の交流電源を用いる場合、交流電源から供給される交流電圧のピーク値は約１４０Ｖであり、マトリクスコンバータ回路でのスイッチングによって、電動機への出力電圧は線間電圧のピーク値が１４０Ｖを上限とする、かなり低い値となる。
【０００７】
例えばマトリクスコンバータ回路を用いずに、単相交流電源を一旦倍電圧整流して直流電圧に変換する構成の電力変換装置と比較した場合、負荷への供給電圧が不足するものとなる。特に、交流電源１として正弦波の電圧波形を有する単相のものを接続する場合、電圧の瞬時値がゼロとなるタイミング（零電圧点）の前後の低電圧期間で、負荷の電動機３へ供給する電気パワーが低下した状態となるが、低電圧期間に電動機３の出力トルクが低下するという課題を有したものであった。
【０００８】
もっとも、負荷が低電圧であっても十分なパワーを供給する設計方法もあるが、その場合には電流値が相当に増大することになり、双方向スイッチング素子の定格電流が大きなものを採用する必要があり、コスト面・形状面で不利なものであった。
【０００９】
本発明は上記課題を解決するもので、入力される交流電源の電圧を昇圧して十分な電圧を負荷に供給し、また零電圧点前後の低電圧期間においても、極力電気パワーを負荷へ供給し、負荷への供給パワー変動を低減することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有したものである。
【００１１】
これによって、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することによって、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善することができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することによって、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
第１の発明は、２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有した電力変換装置とするものである。
【００１４】
この構成により、上下同時導通期間にインダクタンス素子に磁気エネルギーとして蓄えてコンデンサに供給することから、単相交流電源の電圧を昇圧して負荷に供給することができ、負荷への供給電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができる。
【００１５】
第２の発明は、特に第１の発明のＮをＮ＝３とし、出力端子に三相の負荷を接続し、３個のコンデンサを３個の出力端子間に有した構成とすることにより、双方向スイッチング素子の数など部品点数を抑え、比較的簡単な構成とした上で、負荷に供給する電圧を確保し、負荷への供給パワーの低下を改善した電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１６】
第３の発明は、特に第１の発明または第２の発明の単相交流電源の零点付近の低電圧期間の上下同時導通の期間が占める時間比率を、前記単相交流電源のピーク位相付近の高電圧期間のそれに対して大とすることにより、特に低電圧期間における負荷に供給される電圧の低下を改善し、負荷へのパワーの低下の改善が図った電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１７】
第４の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明の上下同時導通する双方向スイッチング素子を、特定の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子以外の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子の同時オンによっても行うことで、特定の双方向スイッチング素子への損失の集中を防ぎ、小型で信頼性の高い電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１８】
第５の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明の双方向スイッチング素子を、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能であり、同一の入力端子に接続されたＮ個の双方向スイッチング素子の内、２個が同時にオンとなるオーバーラップ期間
を有することで、インダクタンス素子の電流経路がとぎれて高電圧が双方向スイッチング素子に発生することを防ぐことができ、高い信頼性を有する電力変換装置を実現することができるものとなる。
【００１９】
第６の発明は、特に第１から第５のいずれかの発明の双方向スイッチング素子として炭化珪素（以下、ＳｉＣという）半導体を用いたことにより、小さいチップ面積で双方向スイッチング素子を構成することができる。
【００２０】
第７の発明は、特に第１から第６のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する電動機を負荷として接続することで、負荷の力率が高く、双方向スイッチング素子の定格電流を低減でき、特に高速時に発生する高い誘導起電力に対しても、昇圧動作による負荷への十分な電圧確保が可能となり、高効率で小型の電力変換装置を実現することができる。
【００２１】
第８の発明は、特に第１〜第７のいずれか１つの発明の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機としたことにより、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作によって高い電圧で電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、小型・軽量で使い勝手のよい電気掃除機を実現できるものとなる。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００２４】
図１において、実効値電圧１００Ｖ、５０Ｈｚの単相交流電源２０、および単相交流電源２０から入力を受ける電力変換回路２１は、三相の負荷２２として３相の電動機が接続されており、三相の交流を出力するものとなっている。
【００２５】
電力変換回路２１は、２つの入力端子２３、２４と、３個の出力端子２５、２６、２７を有するマトリクス回路２８と、単相交流電源２０から入力端子２３への経路に接続したインダクタンス素子２９と、出力端子２５、２６間に接続したコンデンサ３７、出力端子２６、２７間に接続したコンデンサ３８、出力端子２５、２７間に接続したコンデンサ３９を有している。
【００２６】
本実施の形態においては、出力端子数Ｎは３個であり、コンデンサの数は３個となっており、よって三相の出力を得る構成となっている。しかし、Ｎ＝３とした三相に限定されるものではなく、４以上の整数でもかまわず、コンデンサの数も最低Ｎ−１個のものがあれば、各出力端子間の電圧がすべてコンデンサを経由した低インピーダンスで与えられるものとなり、発明の効果が期待できるものとなる。
【００２７】
また、インダクタンス素子の数についても、単相交流電源２０の両側、すなわち入力端子２４に接続されている経路にも設けて、合計２個を用いるなどの構成であってもよい。
【００２８】
マトリクス回路２８は、２つの入力端子２３、２４と、３つの出力端子２５、２６、２７の合計６個の組み合わせのそれぞれに設けた６個の双方向スイッチング素子３０、３１、３２、３３、３４、３５を有し、双方向スイッチング素子３０〜３５の内、出力端子２５に接続された２個の双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンとなる上下同時導通期間を有したものとなっている。
【００２９】
図２は、本実施の形態における電力変換装置の双方向スイッチング素子３０〜３５の等価回路図を示している。
【００３０】
図２において、ＳｉＣ半導体５０、５１は、それぞれＳｉＣ（炭化ケイ素）を主成分とし、シリコンよりも大きなバンドギャップを有したＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ構造であって、逆方向の耐圧を十分に確保できるとともに、等価的に２つのＳｉＣ半導体５０、５１が逆方向に接続された構造となっている。そして、ゲートＧ１とソースＳ１間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子ａから端子ｂの方向への電流が流れる状態となり、ゲートＧ２とソースＳ２間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子ｂから端子ａの方向への電流が流れる状態となる。したがって、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能になる。
【００３１】
ただし、半導体の材料としてＳｉＣでなければ構成することができないというものではなく、他の半導体材料、例えばシリコンなどでもよく、双方向スイッチング素子として使用できるものであれば、材質には特にこだわるものでない。
【００３２】
また、図２に示したような等価的にＭＯＳＦＥＴ形を２つ設けて、逆向きの並列接続された形にしたものに限定されるものでもなく、双方向のスイッチング、すなわち順方向の導通／非導通、逆方向の導通／非導通というような制御が可能となる形式のものであるならば、他の等価回路で表現されるものでも使用することができる。
【００３３】
図３は、本実施の形態における負荷２２となる３相の電動機の断面図である。
【００３４】
３相の電動機として構成した負荷２２は、鋼板を積層した表面に４つの永久磁石６０、６１、６２、６３を貼り付けて構成した鉄心６４を、出力軸６５を中心として回転自在に設けた回転子６６と、回転子６６の外側に設けた固定子６７とを有する構成している。固定子６７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心６８、及び巻線７０〜７５によって構成している。
【００３５】
図４は、３相の電動機の巻線７０〜７５の結線図を示している。
【００３６】
巻線７０〜７５については、機械的に１８０度の位置に設けたもの同士が直列に接続され、電流が流れ込んだ時に、同極が回転子６６に対向する場所に発生する構成となっている。
【００３７】
図５は、本実施の形態の負荷２２を外部から駆動した場合の３相の端子Ｕ、Ｖ、Ｗの端子間（例えばＵ−Ｖ間）に発生する電圧、すなわち無負荷の誘導起電力を示したものであり、永久磁石６０〜６３が４極の構成であることから、機械位相（機械角）１８０度を周期として、正／負の極性で電圧が発生するという特性のものとなっている。
【００３８】
双方向スイッチング素子３０〜３５の駆動方法としては、一般的にＤＣブラシレス電動機の駆動として従来から用いられているような、例えばホールＩＣを用いて、回転子６６の位置を検知しながら、１２０度の電気角での通電を行う矩形波（方形波）の駆動や、電圧・電流の波形が正弦波に近くなるようにＰＷＭする方法がある。または、ホールＩＣを用いずに位置検知を行う、例えば各相の電流値の検出値から行うようなセンサレスと呼ばれるような方法であっても良い。更にまた、電流のベクトルをｄ軸成分とｑ軸成分に分解して制御するベクトル制御と呼ばれるものなど、各種の制御構成が可能である。
【００３９】
このように、負荷２２となる３相電動機は、永久磁石を用いて構成されているから、高効率の３相電動機とすることが実現でき、双方向スイッチング素子３０〜３５の容量（耐
電圧と電流容量の積）を抑えた低コストのものとすることができる。
【００４０】
図６は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作説明図であり、図６（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図６（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。
【００４１】
図６（ア）に示されるように、上下同時導通期間においては、双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンの状態となり、その他の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５は、すべてオフの状態となっている。そして、単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが正であるため、インダクタンス素子２９には、同時導通している双方向スイッチング素子３０、３１を通じてＶＡＣの電圧が印加される状態となり、破線の電流が時間と共に増加し、磁気エネルギーがインダクタンス素子２９に蓄えられていく。
【００４２】
この時、Ｕ端子については、双方向スイッチング素子３０、３１によって、単相交流電源２０にまで接続されている状態となるが、４個の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５がオフ状態であることから、コンデンサ３７、３８、３９、およびこれに接続された負荷２２については、マトリクス回路２８を通じての電流の経路は断たれた状態となり、マトリクス回路２８はインダクタンス素子２９へのエネルギーの蓄積のみを行う状態となる。
【００４３】
図６（イ）に示されるように、フライバック期間においては、双方向スイッチング素子３０、３３がオン状態となり、他の双方向スイッチング素子３１、３２、３４、３５がオフの状態となる。よって、上下同時導通期間中にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーにより、継続して流れる電流が破線で示されるように、Ｕ−Ｖ端子間のコンデンサ３７などに供給される。他方、双方向スイッチング素子３４、３５は共にオフ状態であるため、Ｗ相についてはマトリクス回路２８からの電流の供給は絶たれる。
【００４４】
すなわち、昇圧チョッパの動作となるため、ＶＡＣよりも高い電圧をＵ−Ｖ端子間に出力することが可能となる。もちろん、ＶＡＣよりも高い電圧が必要でない場合には、上下同時導通期間を無くした運転を行わせることもできるので、低速時や低出力時などに、上下同時導通なしの運転を行わせてもよい。
【００４５】
図７は、本実施の形態における電力変換装置において、ＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作波形図を示すものである。図７（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、図７（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、図７（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、図７（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＮ２、図７（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、図７（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
【００４６】
図７（ア）に示す駆動信号ＵＰ１がずっとオン状態で、図７（ウ）に示す駆動信号ＵＮ１が期間ｔ１〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ８の間でオンになると、駆動信号ＵＮ１がオンとなる期間のそれぞれが上下同時導通期間となり、その上下同時導通期間中は双方向スイッチング素子３０、３１がオンしている。そして、それ以外の期間、すなわちｔ４〜ｔ５の間、ｔ８〜ｔ９の間などがフライバック期間となる。
【００４７】
そして、図７（キ）に示す駆動信号ＶＮ１が期間ｔ３〜ｔ６でオンとなると、双方向スイッチング素子３３がオンして、上記フライバック期間内にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーを放出する。なお、期間ｔ３〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ６（いずれも時間ｔｄ＝３マイクロ秒）は、入力端子２３に接続された３個の双方向スイッチング素子３０、３２、３４の内の２個の双方向スイッチング素子３０、３２が同時にオンとなるオーバーラップ期間となっている。
【００４８】
双方向スイッチング素子３０、３２の切り替わり時に、３個の双方向スイッチング素子３０、３２、３４が同時にオフ状態となる期間が発生すると、インダクタンス素子２９からの電流の経路が断たれて、過電圧が各双方向スイッチング素子に印加され、ひどい場合には各双方向スイッチング素子が破壊される。上述した２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなるオーバーラップ期間を設けた理由は、そのような不具合を防ぎ、信頼性の高い電力変換装置を実現する効果をあげている。
【００４９】
かつ、本実施の形態においては、特に各双方向スイッチング素子のすべてについて、図２に図示した端子ａから端子ｂ、端子ｂから端子ａという電流が流れる両方の方向それぞれに対して、個別にオンオフの制御が可能なものとなっており、例えば図７（ク）に示したＶＮ２はオフ状態を保たせている。
【００５０】
よって、オーバーラップ期間においても、負荷２２からの誘導起電力が二つの双方向スイッチング素子３１、３３を通して短絡した電流が流れるということを防ぐことができ、相間の電流の切換えがスムーズになされる。また、双方向スイッチング素子３０は、オン状態を継続させるだけで、スイッチングを行わないので、スイッチング損失が発生せず、低損失とすることができる。
【００５１】
図８は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０の瞬時電圧ＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作説明図であり、図８（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図８（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。
【００５２】
図８（ア）に示すように、上下同時導通期間は、双方向スイッチング素子３０、３１が同時にオンの状態となり、その他の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５は全てオフの状態となっている。
【００５３】
ＶＡＣが負であるため、インダクタンス素子２９には、同時導通している双方向スイッチング素子３０、３１を通じてＶＡＣの電圧が印加される状態となり、図６の場合とは逆向きの破線の電流が時間と共に増加し、やはり磁気エネルギーがインダクタンス素子２９に蓄えられていく。
【００５４】
この時、Ｕ端子については、双方向スイッチング素子３０、３１によって、単相交流電源２０にまで接続された状態となるが、４個の双方向スイッチング素子３２、３３、３４、３５がオフ状態であることから、コンデンサ３７、３８、３９、およびこれに接続された負荷２２については、マトリクス回路２８を通じての電流の経路は断たれた状態となり、マトリクス回路２８はインダクタンス素子２９へのエネルギーの蓄積のみを行う状態となり、これについても、図６の場合と同様である。
【００５５】
図８（イ）に示すように、フライバック期間は、双方向スイッチング素子３１、３２がオン状態となり、他の双方向スイッチング素子３０、３３、３４、３５がオフの状態となる。
【００５６】
よって、上下同時導通期間中にインダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーにより、継続してながれる電流が破線で示されるように、図６と同じ向きでＵ−Ｖ端子間のコンデンサ３７などに供給される。他方、双方向スイッチング素子３４、３５は共にオフ状態であるため、Ｗ相についてマトリクス回路２８からの電流の供給は絶たれる。瞬時電圧ＶＡＣが負の場合も、やはり正の場合と同様に昇圧チョッパの動作となるため、ＶＡＣの絶対値よりも高い電圧をＵ−Ｖ端子間に出力することが可能となる。
【００５７】
図９は、本実施の形態における電力変換装置において、ＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作波形図を示すものである。図９（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、図９（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、図９（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、図９（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１を示し、図９（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、図９（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
【００５８】
図９（エ）に示す駆動信号ＵＮ２がずっとオン状態で、図９（イ）に示す駆動信号ＵＰ２が期間ｔ１〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ８の間でオンになると、駆動信号ＵＰ２がオンとなる機関のそれぞれが上下同時導通期間となり、その上下同時導通期間中は双方向スイッチング素子３０、３１がオンしている。そして、それ以外の期間、すなわちｔ４〜ｔ５の間、ｔ８〜ｔ９の間などがフライバック期間となる。
【００５９】
図９（カ）に示す駆動信号ＶＰ２が期間ｔ３〜ｔ６でオンとなると、双方向スイッチング素子３２がオンして、インダクタンス素子２９に蓄えられた磁気エネルギーを上記フライバック期間内に放出する。なお、期間ｔ３〜ｔ４と、ｔ５〜ｔ６（いずれも時間ｔｄ＝３マイクロ秒）は、入力端子２４に接続された３個の双方向スイッチング素子３１、３３、３５の内の２個の双方向スイッチング素子３１、３３が同時にオンとなるオーバーラップ期間となっている。
【００６０】
双方向スイッチング素子３１、３３の切り替わり時に、３個の双方向スイッチング素子３１、３３、３５が同時にオフ状態となる期間が発生すると、インダクタンス素子２９からの電流の経路が断たれて、過電圧が各双方向スイッチング素子に印加され、やはりひどい場合には破壊される。上述した２個の双方向スイッチング素子が同時にオンオーバーラップ期間を設けた理由は、そのような不具合を防ぎ、信頼性の高い電力変換装置を実現する効果をあげている。
【００６１】
かつ、本実施の形態においては、特に各双方向スイッチング素子のすべてについて、図２に図示した端子ａから端子ｂ、端子ｂから端子ａという電流が流れる両方の方向それぞれに対して、個別にオンオフの制御が可能なものとなっており、例えば図９（オ）に示したＶＰ１は、オフ状態を保たせている。
【００６２】
よって、オーバーラップ期間においても、負荷２２からの誘導起電力が二つの双方向スイッチング素子３０、３２を通して短絡電流が流れることを防止でき、相間の電流の切換えがスムーズになされる。また、双方向スイッチング素子３１は、オン状態を継続させるだけで、スイッチングを行わないので、スイッチング損失が発生せず、低損失とすることができる。
【００６３】
このように、瞬時電圧ＶＡＣが正であっても、負であっても、Ｕ−Ｖ間に同等の出力電
流を供給し、同等の出力電圧を得ることができる。
【００６４】
なお、以上の図６〜図９について説明は、Ｕ相の出力端子に接続されている２つの双方向スイッチング素子３０、３１で上下同時導通を行った後に、Ｕ−Ｖ間にＵがプラスの電圧となる向きにフライバックの電流供給を行っている例で説明した。しかし、Ｕ−Ｖ間にマイナスの電圧を出力しようとする場合には、ＶＡＣが正の場合に図８のようなオンオフ制御を行い、ＶＡＣが負の場合に図６のようなオンオフ制御を行う（ただし、各双方向スイッチング素子のＧ１とＧ２の信号は入れ替える必要がある）ことによって実現することもできる。
【００６５】
さらに、上下同時導通を行う双方向スイッチング素子３０、３１は、代わりに他の相に接続されたものでもよく、例えばＶ相に接続された双方向スイッチング素子３２、３３で行ってもよく、その後のフライバックをＶ−Ｗ間に出すなどしてもよい。即ち、上下同時導通を行う双方向スイッチング素子は、任意に選ぶことができるものである。
【００６６】
図１０〜図１３は、出力端子２５（Ｕ相）に接続した２個の双方向スイッチング素子３０、３１での上下同時導通を行った後、フライバックをＶ−Ｗ間に出力する場合の説明図を示している。
【００６７】
図１０は瞬時電圧ＶＡＣが正でＶ−Ｗ相間に出力する時の動作説明図であり、図１０（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図１０（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。そして、図１１はその時の動作波形図である。
【００６８】
図１２は瞬時電圧ＶＡＣが負でＶ−Ｗ相間に出力する時の動作説明図であり、図１２（ア）は上下同時導通期間中の動作状態を示す説明図、図１２（イ）はフライバック期間（上下同時導通期間後、出力に電流が供給される期間）における各双方向スイッチング素子のオンオフ状態を示す説明図である。そして、図１３はその時の動作波形図である。
【００６９】
また、図１１及び図１３は、どちらも（ア）及び（イ）は双方向スイッチング素子３０のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＰ２、（ウ）及び（エ）は双方向スイッチング素子３１のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＵＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＵＮ２、（オ）及び（カ）は双方向スイッチング素子３２のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＰ２、（キ）及び（ク）は双方向スイッチング素子３３のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＶＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＶＮ２、（ケ）及び（コ）は双方向スイッチング素子３４のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＰ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＰ２、（サ）及び（シ）は双方向スイッチング素子３５のＧ１−Ｓ１間の駆動信号ＷＮ１及びＧ２−Ｓ２間の駆動信号ＷＮ２を示している。
【００７０】
これらの動作においては、上下同時導通を行った双方向スイッチング素子３０、３１が接続されているＵ相（出力端子２５）以外のＶ相とＷ相間（出力端子２６、２７）へのフライバック電流出力も可能であることを示すものであり、極めて制御の自由度が高いものとなっている。
【００７１】
本実施の形態においては、上下同時導通する双方向スイッチング素子は、特定の出力端子２５に接続された２個の双方向スイッチング素子３０、３１のみを常に使用するというものではなく、双方向スイッチング素子３０、３１で上下同時導通を行ったら、次は出力端子２６に接続された２個の双方向スイッチング素子３２、３３の同時オンによって行うものであり、さらにその次は出力端子２７に接続された２個の双方向スイッチング素子３４、３５の同時オンによって行うものとしている。
【００７２】
これにより、上下同時導通を行う際に発生する各相の双方向スイッチング素子の損失は、平準化されるので、特に各相の双方向スイッチング素子のうち１つの双方向スイッチング素子に負担が集中することを防止できる。例えば、３相出力用として同等の定格を有する６つの双方向スイッチング素子を１つのパッケージに搭載してモジュール化した場合には、特定の双方向スイッチング素子に損失が集中しないので、集中的な発熱で特定の双方向スイッチング素子を劣化させる心配が少なく、良好に使用することができる。
【００７３】
ただし、上下同時導通を行う場合の双方向スイッチング素子として、常に双方向スイッチング素子３０、３１と決めておいても良く、その場合には、他の双方向スイッチング素子と比較して双方向スイッチング素子３０、３１は損失が大きくなる傾向にあるが、これらを他の双方向スイッチング素子よりも定格の大きいものを用いるとか、冷却条件を強化するなどして対応することもできる。
【００７４】
また１回の上下同時導通期間の次のフライバック期間について、Ｕ−Ｖ間への出力のみなどというような制限があるものでもなく、フライバック期間中に、双方向スイッチング素子のオンオフ状態をさらに切り替えていっても良い。
【００７５】
例えば、所定の一定キャリア周期（６４マイクロ秒）内に、上下同時導通期間と、フライバック期間を設け、かつ１回のフライバック期間中にＵ−Ｖ間、Ｖ−Ｗ間というように各切換えのタイミングを適切な時間制御で行えば、３相の線間電圧を目標値どおりに得ることが可能となり、各線間電圧が目標値と等しくなるように制御して、所望の３相の交流電圧出力を行うこともできる。
【００７６】
本実施の形態で使用しているインダクタンス素子２９、コンデンサ３７、３８、３９は、昇圧チョッパとしての動作に必要なものであるが、上下同時導通期間とフライバック期間の和を１周期とした昇圧チョッパのスイッチング周波数が高い場合には、そのインダクタンス値、キャパシタンス値を小にして低コストで構成できる。特に負荷２２を電流ベクトル制御した３相の電動機とする場合は、電流制御の応答性を高めることができるため、コンデンサ３７、３８、３９のキャパシタンス値は、なるべく小さくした方が有利となる。
【００７７】
本実施の形態では、キャリア周期を６４マイクロ秒という十分高い周波数としていることにより、インダクタンス素子２９のインダクタンス、コンデンサ３７、３８、３９のキャパシタンスは、小さいもので済み、電力変換装置の小型化・低コスト化が可能であるとともに、電流ベクトル制御のような電流の応答性が要求される用途にも対応することができる。
【００７８】
図１４は、本実施の形態における電力変換装置の単相交流電源２０と上下同時導通の期間が占める時間比率の波形図を示したものである。
【００７９】
図１４（ア）は単相交流電源２０の電圧波形であり、１００Ｖ５０Ｈｚの正弦波の電圧を使用していることから、時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５において電圧の零点が存在し、時刻ｔ２、ｔ４において瞬時電圧の絶対値がピーク（１４０Ｖ）となる。
【００８０】
図１４（イ）は上下同時導通の期間がキャリア周期（例えば６４マイクロ秒）に対して占める時間比率であるが、単相交流電源２０の零点ｔ１、ｔ３、ｔ５付近の低電圧期間での上下同時導通の期間が占める時間比率は０．６７であり、これは単相交流電源２０のピーク位相ｔ２、ｔ４付近の高電圧期間の時間比率０．２０に対して大としている。
【００８１】
昇圧チョッパによる昇圧動作に関しては、上記時間比率が大となるほど、入力電圧（ＶＡＣ）に対する昇圧比が大きくなるという特性がある。本実施の形態においては図１４（イ）に示す時間比率とすることにより、単相交流電源２０の電圧の零点付近の低電圧期間のかなりの部分の昇圧比率を大きくすることでカバーすることができる。そのため、負荷２２への供給パワーが低下する期間が短くて済み、良好な動力性能が確保できるものとなる。
【００８２】
特に本実施の形態では、永久磁石を用いた３相の電動機を負荷２２としているので、発生する電圧（誘導起電力）の大きさは回転の速度に比例し、特に高速時においては、線間に高い誘導起電力を発生するものとなる。
【００８３】
そのため、単相交流電源２０の零点付近の低電圧期間においては、負荷２２への電流の供給が困難となるので、昇圧比を大きくする制御は非常に有効に作用するものとなり、発生トルクの変動を小さく抑え、動力性能が高いと共に、トルク変動に起因する振動の発生を極力低減することができる。
【００８４】
なお、永久磁石を用いた３相の電動機が高速で回転している状態において、電源からの供給電圧が低い期間については、電流の進角（β値）を増すというような制御も有効となる場合があり、特に永久磁石が回転子の鉄心内に埋め込まれた構成のものについては、効率の低下をほとんど起こさずに駆動できるものも存在するので、特に零点付近の低電圧期間については、電流の進角β値を増す、あるいは直軸電流Ｉｄを負に制御するなどの制御を併用することもできる。
【００８５】
（実施の形態２）
図１５は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【００８６】
図１５において、実施の形態１で述べた構成の電力変換装置１３０と、電力変換装置１３０から電力が供給される負荷１３１と、負荷１３１となる３相の電動機によって回転駆動されるファン１３２とを有し、それらは紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められている。そして、ホース１４０及びノズル１４１は、筐体１３４の前部に外部接続され、紙パック１３３と連通するように構成されている。
【００８７】
さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２及び後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換装置１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２を接続しており、真空式の電気掃除機を構成している。
【００８８】
以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動されると、吸引風を発生し、床面のゴミをノズル１４１からホース１４０を通じて吸引し、紙パック１３３内にゴミを捕集して、掃除をすることができる。
【００８９】
ここで、電力変換装置１３０は、１００Ｖの単相交流電源１５０を用いながらも、昇圧動作を行うことにより、高い電圧を負荷１３１に供給できることから、小型・軽量のもので構成することができる。
【００９０】
よって、本実施の形態の電気掃除機は、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作による高い電圧で３相の電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。
【産業上の利用可能性】
【００９１】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、低電圧の単相交流電源であっても、負荷への電圧供給が改善され、供給パワーの変動を改善した電力変換装置が提供できるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【００９２】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図
【図２】同電力変換装置の双方向スイッチング素子の等価回路図
【図３】同電力変換装置の負荷の断面図
【図４】同電力変換装置の負荷の結線図
【図５】同電力変換装置の負荷の誘導起電力波形図
【図６】同電力変換装置のＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作説明図
【図７】同電力変換装置のＶＡＣが正でＵＶに出力する時の動作波形図
【図８】同電力変換装置のＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作説明図
【図９】同電力変換装置のＶＡＣが負でＵＶに出力する時の動作波形図
【図１０】同電力変換装置のＶＡＣが正でＶＷに出力する時の動作説明図
【図１１】同電力変換装置のＶＡＣが正でＶＷに出力する時の動作波形図
【図１２】同電力変換装置のＶＡＣが負でＶＷに出力する時の動作説明図
【図１３】同電力変換装置のＶＡＣが負でＶＷに出力する時の動作波形図
【図１４】同電力変換装置の単相交流電源２０と上下同時導通の期間が占める時間比率の波形図
【図１５】本発明の実施の形態２における電気掃除機の概略構成図
【図１６】従来の技術における電力変換装置の回路図
【符号の説明】
【００９３】
２３、２４ 入力端子
２５、２６、２７ 出力端子
２８ マトリクス回路
２０、１５０ 単相交流電源
２９ インダクタンス素子
３７、３８、３９ コンデンサ
３０、３１、３２、３３、３４、３５ 双方向スイッチング素子
２２、１３１ 負荷（電動機）
５０、５１ ＳｉＣ半導体
６０、６１、６２、６３ 永久磁石
１３２ ファン
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有した電力変換装置。
【請求項２】
Ｎ＝３とし、出力端子に三相の負荷を接続し、３個のコンデンサを３個の出力端子間に有する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
単相交流電源の零点付近の低電圧期間の上下同時導通の期間が占める時間比率は、前記単相交流電源のピーク位相付近の高電圧期間のそれに対して大とした請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上下同時導通する双方向スイッチング素子は、特定の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子以外の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子の同時オンによっても行う請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
双方向スイッチング素子は、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能であり、同一の入力端子に接続されたＮ個の双方向スイッチング素子の内、２個が同時にオンとなるオーバーラップ期間を有する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
双方向スイッチング素子は、ＳｉＣ半導体を用いた請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
永久磁石を有する電動機を負荷として接続する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機。
【請求項１】
２つの入力端子およびＮ（Ｎは２以上の整数）個の出力端子を有し前記２つの入力端子と前記出力端子の各組み合わせに設けた２Ｎ個の双方向スイッチング素子を含んだマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサとを備え、前記双方向スイッチング素子のうち１つの出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子が同時にオンとなる上下同時導通期間を有した電力変換装置。
【請求項２】
Ｎ＝３とし、出力端子に三相の負荷を接続し、３個のコンデンサを３個の出力端子間に有する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
単相交流電源の零点付近の低電圧期間の上下同時導通の期間が占める時間比率は、前記単相交流電源のピーク位相付近の高電圧期間のそれに対して大とした請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上下同時導通する双方向スイッチング素子は、特定の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子以外の出力端子に接続された２個の双方向スイッチング素子の同時オンによっても行う請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
双方向スイッチング素子は、電流が流れる両方向それぞれに対して、オンオフの制御が可能であり、同一の入力端子に接続されたＮ個の双方向スイッチング素子の内、２個が同時にオンとなるオーバーラップ期間を有する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
双方向スイッチング素子は、ＳｉＣ半導体を用いた請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
永久磁石を有する電動機を負荷として接続する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１０−１６１８８７（Ｐ２０１０−１６１８８７Ａ）
【公開日】平成２２年７月２２日（２０１０．７．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−３２０４（Ｐ２００９−３２０４）
【出願日】平成２１年１月９日（２００９．１．９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年７月２２日（２０１０．７．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１月９日（２００９．１．９）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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