電子線走査用電源装置
【課題】走査コイルに駆動電流を供給するハーフブリッジ回路に印加される正負電圧のバランスを安定化させることにより、電子線走査の安定化、高精度化を図る。
【解決手段】直流電源１８の正極とＧＮＤとの間、ＧＮＤと負極との間に電解コンデンサ３３、３４を設け、通常状態では±ＶCC／２をハーフブリッジ回路３０に印加する。例えば電解コンデンサ３３の両端電圧が下がり、電解コンデンサ３４の両端電圧が上がると、ＭＯＳＦＥＴ４１がオンしたときに電解コンデンサ３４からトランス４２の１次巻線Ｌ１に電流が流れ、同一巻線数の２次巻線Ｌ２に同電圧が生起される。そして、リアクトル４３、ダイオード４４を介して電解コンデンサ３３に電流が流れ込み、電解コンデンサ３３は充電される。その結果、電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は速やかにＶCC／２に戻る。
【解決手段】直流電源１８の正極とＧＮＤとの間、ＧＮＤと負極との間に電解コンデンサ３３、３４を設け、通常状態では±ＶCC／２をハーフブリッジ回路３０に印加する。例えば電解コンデンサ３３の両端電圧が下がり、電解コンデンサ３４の両端電圧が上がると、ＭＯＳＦＥＴ４１がオンしたときに電解コンデンサ３４からトランス４２の１次巻線Ｌ１に電流が流れ、同一巻線数の２次巻線Ｌ２に同電圧が生起される。そして、リアクトル４３、ダイオード４４を介して電解コンデンサ３３に電流が流れ込み、電解コンデンサ３３は充電される。その結果、電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は速やかにＶCC／２に戻る。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子線（電子ビーム）を１次元的又は２次元的に走査するための走査コイルを駆動する電子線走査用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
小径に絞った電子線を１次元的又は２次元的に走査する電子線走査装置は、電子線描画装置（電子線露光装置）、電子線蒸着装置、走査型電子顕微鏡など様々な装置で使用されている（例えば特許文献１など参照）。多くの場合、電子線の走査は走査コイルで生成される磁場によってなされ、走査コイルに駆動電流を供給する駆動回路には一般にＢ級アンプが用いられている。しかしながら、Ｂ級アンプでは走査コイルに入力された電力の殆どがアンプ回路のトランジスタで消費されてしまうため、電力効率があまり良好でないという問題がある。
【０００３】
こうした問題を解決するために、従来、高周波スイッチングアンプ（いわゆるＤ級アンプ）を用いた電子線走査駆動装置が知られている（特許文献２参照）。これには、大別して、フルブリッジ回路方式とハーフブリッジ回路方式とがある。
【０００４】
図４はフルブリッジ回路によるインバータ駆動方式の回路の概略構成図である。図４において、電子線を走査するための走査コイル２３に流れる電流は電流検出器２２により検出され、誤差アンプ１０はその検出信号と走査制御用の入力信号との誤差信号を出力する。この誤差信号はコンパレータ１１、１２において三角波や鋸波などのキャリア信号と比較され、各コンパレータ１１、１２からＰＷＭ（パルス幅変調）信号が出力される。直流電源１８とＧＮＤ（接地点）との間に接続されたフルブリッジ回路１７は４個のパワーＭＯＳＦＥＴ１７１、１７２、１７３、１７４により構成され、コンパレータ１１、１２によるＰＷＭ信号は、非反転ゲート１３、１５及び反転ゲート１４、１６を通してパワーＭＯＳＦＥＴ１７１〜１７４のゲート端子に供給される。フルブリッジ回路１７の２つのブリッジアームの中点は、高周波平滑用のリアクトル１９、コンデンサ２０を介し走査コイル２３に接続される。
【０００５】
誤差アンプ１０による誤差信号がキャリア信号よりも大きい場合、コンパレータ１２はレベルが「１」、コンパレータ１１はレベルが「０」、のＰＷＭパルスを出力する。このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ１７２、１７３はオン、パワーＭＯＳＦＥＴ１７１、１７４はオフし、走査コイル２３には下向きの駆動電流が流れる。他方、誤差信号がキャリア信号よりも小さい場合には、走査コイル２３に上向きの駆動電流が流れる。
【０００６】
一般的に、電流検出器２２としてはホール素子を用いた直流電流検出器（ＤＣＣＴ）が用いられるが、ＤＣＣＴによる電流検出精度は比較的低い。そのため、安定的に精度の高い電子線走査を行うことは困難である。走査コイル２３に流れる電流を検出するためにＤＣＣＴの代わりにシャント抵抗を用いることも考えられるが、上記のようなフルブリッジ回路の場合、シャント抵抗の両端はともにＧＮＤに対して浮いた状態にある。このような状態のシャント抵抗の両端電位差は差動アンプにより検出可能ではあるものの、差動アンプを用いても同相電圧の除去はできない。そのため、やはり電流検出の精度が低く、安定した電子線走査を行うことは難しい。
【０００７】
これに対し、ハーフブリッジ回路の場合には、正電源電圧と負電源電圧との中点を接地電位とすることができるため、シャント抵抗により直接的に、つまり差動アンプを用いることなく電流を検出することができる。そのため、電流の検出精度の向上には有利である。しかしながら、特に上記のような用途の電子線走査装置では、複雑な走査が要求され、走査コイルに高周波電流を流すだけでなく直流電流を流す場合や数Ｈｚ程度の低周波電流を流す場合もあり、このような駆動を行った場合に、高周波平滑用のリアクトルに蓄積されていたエネルギが正負いずれかの側のブリッジアームに放出され、その側で電圧が上昇してブリッジのバランスが崩れてしまう。その結果、所望の電子線走査ができなくなるおそれがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−２７０３９０号公報
【特許文献２】特開２００１−１６９１３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上記課題に鑑みて成されたものであり、その主な目的は、走査コイルに流す高周波電流に直流電流を重畳する場合、低周波駆動する場合、入力電源電圧が変動する場合等の状況においても、安定し且つ精度の高い電子線走査が可能な電子線走査用電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために成された本発明は、電子線を１次元的又は２次元的に走査する走査コイルに駆動電流を供給するために、直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路と、その２個のスイッチング素子の直列接続点にリアクトルを介して接続された走査コイルと、該走査コイルに流れる電流を検出するための抵抗器と、該抵抗器による検出電圧に応じて前記ハーフブリッジ回路のスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ駆動回路部と、を具備する電子線走査用電源装置において、
a)前記直流電源の正極と接地点との間、及び、接地点と前記直流電源の負極との間にそれぞれ設けられた一対の電解コンデンサと、
b)前記一対の電解コンデンサのそれぞれの両端電圧のバランスを監視し、一方の電解コンデンサの両端電圧が前記直流電源電圧の１／２よりも大きくなったときに、該電解コンデンサから流出した電流が他方の電解コンデンサに流入する電流経路を有するエネルギ移動手段と、
を備えることを特徴としている。
【００１１】
本発明に係る電子線走査用電源装置において、定常的な動作状態では、対である各電解コンデンサの両端電圧は直流電源電圧ＶCCの略半分のＶCC／２に維持され、ハーフブリッジ回路のブリッジアームの両端には±ＶCC／２の電源電圧が印加される。これにより、ハーフブリッジ回路の２個のスイッチング素子はバランスがとれた状態で動作する。何らかの原因で対である電解コンデンサの一方の両端電圧が下がった場合、その下がった電圧分だけ、他方の電解コンデンサの両端電圧が上昇する。すると、エネルギ移動手段が機能し、両端電圧が上がった側の電解コンデンサから両端電圧が下がった側の電解コンデンサに電流が送られる。この電流の流れ込みにより、後者の電解コンデンサは充電されて両端電圧が上昇し、前者の電解コンデンサの両端電圧が下がる。これにより、各電解コンデンサの両端電圧は速やかにそれぞれＶCC／２に戻される。
【００１２】
本発明に係る電子線走査用電源装置において、前記エネルギ移動手段の具体的な一態様として、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個の補助スイッチング素子と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のダイオードと、
前記２個の補助スイッチング素子を交互にオンさせる駆動信号を供給する駆動信号生成手段と、
前記２個の補助スイッチング素子の接続点と接地点との間に接続された１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、一端が電流制限素子を介して前記２個のダイオードの接続点に接続され他端が接地された２次巻線とを有するトランスと、
を含む構成とすることができる。
【００１３】
この構成では、一方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より下がり、他方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より上がると、オン状態になった一方の補助スイッチング素子を通して、両端電圧が高くなった電解コンデンサからトランスの１次巻線に電流が流れる。そして、これによってトランスの２次巻線に逆極性の電圧が生起され、リアクトル等の電流制限素子及びダイオードを介して、両端電圧が低くなった電解コンデンサに電流が流れ込む。その結果、各電解コンデンサの両端電圧は速やかにそれぞれＶCC／２に戻される。
【００１４】
本発明に係る電子線走査用電源装置において、前記エネルギ移動手段の具体的な別の態様として、
一方の電解コンデンサの両端電圧が印加される１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、他方の電解コンデンサが接続される直流電源の正極又は負極に電流を供給するように接続される２次巻線と、を有するトランスを含む、ＤＣ／ＤＣコンバータを、電解コンデンサ毎にそれぞれ備える構成とすることができる。
【００１５】
この構成では、一方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より下がり、他方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より上がると、両端電圧が高くなった電解コンデンサの両端に１次巻線が接続されたトランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータが機能し、該トランスの２次巻線から両端電圧が低くなった電解コンデンサに電流が流れ込む。その結果、各電解コンデンサの両端電圧は速やかにそれぞれＶCC／２に戻される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係る電子線走査用電源装置によれば、走査コイルに流す高周波電流に直流電流が重畳された場合、低周波駆動された場合、入力電源電圧が変動した場合等、様々な要因によってハーフブリッジ回路に供給される正負電源電圧のバランスが崩れた場合でも、速やかにこれを元の状態に復帰させることができる。それによって、ハーフブリッジ回路による走査コイルへの駆動電流の供給が安定するとともに精度が向上し、電子線走査を安定的且つ高精度で行うことができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図。
【図２】本発明の第２実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図。
【図３】本発明の第１及び第２実施例による電子線走査用電源装置の動作を説明するための概略波形図。
【図４】従来の電子線走査用電源装置の概略構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
［第１実施例］
以下、本発明の第１実施例による電子線走査用電源装置を、添付図面を参照して説明する。図１は第１実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図である。既に説明した従来の構成と同一の構成要素には同じ符号を付して説明を省略する。
【００１９】
図１において、直流電源１８の正極、負極間に接続されたハーフブリッジ回路３０は２個のパワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２により構成され、コンパレータ１１によるＰＷＭ信号は、非反転ゲート１３及び反転ゲート１４を通してパワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２のゲート端子に供給される。２個のパワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２の接続点Ｐは、高周波平滑用リアクトル１９を介して走査コイル２３の一端に接続され、走査コイル２３の他端と接地点（以下「ＧＮＤ」という）との間には電流検出用のシャント抵抗３５が設けられている。また、走査コイル２３にはコンデンサ２０が並列接続される。シャント抵抗３５で検出されるコイル電流に応じた電圧信号は、誤差アンプ１０にフィードバックされる。
【００２０】
直流電源１８の正極とＧＮＤとの間には正電圧側電解コンデンサ３３が接続され、ＧＮＤと直流電源１８の負極との間には負電圧側電解コンデンサ３４が接続される。また、直流電源１８の正極と負極との間には２個のパワーＭＯＳＦＥＴ（本発明における補助スイッチング素子）４０、４１が直列的に接続され、その接続点とＧＮＤとの間にはトランス４２の１次巻線Ｌ１が接続される。１次巻線Ｌ１と巻線数が等しく極性は逆である２次巻線Ｌ２も一端がＧＮＤに接続され、他端は電流制限素子であるリアクトル４３を介して、直流電源１８の正極、負極間に直列接続された２個のダイオード４４、４５の接続点に接続される。
【００２１】
パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１のゲート端子には、パルス発生部４６から極性が反転したパルス信号がそれぞれ供給される。厳密に言えば、パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１のゲート端子に印加されるパルス信号は、交互に「１」となり、且つ「１」である期間が重ならないようにタイミングが調整されたものである。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１は一方がオンしている間に他方が必ずオフするように制御される。電解コンデンサ３３、３４、ダイオード４４、４５、トランス４２、リアクトル４３、パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１、及びパルス発生部４６は、ハーフブリッジ回路３０のブリッジアームのバランスが崩れたときにこれを速やかに復帰させるための機能を有する。
【００２２】
この第１実施例の電子線走査用電源装置の特徴的な動作を説明する。誤差アンプ１０による誤差信号はコンパレータ１１において例えば三角波であるキャリア信号と比較され、コンパレータ１１からＰＷＭ信号が出力される。誤差信号がキャリア信号よりも大きい場合、コンパレータ１１はレベルが「０」であるＰＷＭ信号を出力し、これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１はオフ、パワーＭＯＳＦＥＴ３０２はオンして、走査コイル２３に上向きの駆動電流ｉ２が流れる。他方、誤差信号がキャリア信号よりも小さい場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１はオン、パワーＭＯＳＦＥＴ３０２はオフし、走査コイル２３に下向きの駆動電流ｉ１が流れる。
【００２３】
ハーフブリッジ回路３０がバランスを保って動作している状態では、２個の電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は直流電源電圧ＶCCの１／２に維持される。例えばＶCC＝１００[Ｖ]であれば、両端電圧は共に５０[Ｖ]に維持される。上述したようにパワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１は交互にオンする。例えばパワーＭＯＳＦＥＴ４０がオンすると、トランス４２の１次巻線Ｌ１の両端には正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧、つまりＶCC／２が印加される。このときトランス４２の２次巻線Ｌ２の両端にはＧＮＤを基準として−ＶCC／２の電圧が生起されるが、２次巻線Ｌ２に接続されたリアクトル４３の端部とは反対側の端部とＧＮＤとの間の電位は−ＶCC／２であるため、リアクトル４３を介した電流はいずれの方向にも流れない。つまり、オン状態であるパワーＭＯＳＦＥＴ４０を通した電流も流れない。ハーフブリッジ回路３０がバランスを保って動作している状態で、パワーＭＯＳＦＥＴ４１がオンしたときも同様に、オン状態であるパワーＭＯＳＦＥＴ４１を通した電流は流れない。
【００２４】
例えば図３（ａ）に示すように走査用の入力信号に直流電圧が重畳された入力信号が供給されると、コンパレータ１１によるＰＷＭ信号のパルス幅が変化し、ハーフブリッジ回路３０のブリッジのバランスが崩れることがある。この場合でも、ハーフブリッジ回路３０に印加される直流電源電圧ＶCCは一定であるから、上記のようにバランスが崩れたことによって、図３（ｂ）に示すように、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧がＶCC／２からΔＶだけ低下すると、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧はＶCC／２からΔＶだけ増加する（負電圧側電解コンデンサ３４の負極性側端子電位は−（ＶCC／２−ΔＶ）になる）。
【００２５】
パワーＭＯＳＦＥＴ４１がオンしたとき、トランス４２の１次巻線Ｌ１の両端には（ＶCC／２＋ΔＶの電圧が印加され、２次巻線Ｌ２の両端にも同じ大きさの電圧が生起される。つまり、２次巻線Ｌ２の接地端と反対側の端部の電圧はＶCC／２＋ΔＶとなるのに対し、正電圧側電解コンデンサ３３の正極側端子の電圧はＶCC／２−ΔＶであるから、リアクトル４３の両端にはほぼ２×ΔＶの電位差が生じ、リアクトル４３及びダイオード４４を経てトランス４２の２次巻線Ｌ２から正電圧側電解コンデンサ３３の正極側端子に電流が流れ、正電圧側電解コンデンサ３３は充電される。それによって、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧は上昇し、逆に、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧は下がる。そして、両電解コンデンサ３３、３４の両端電圧がＶCC／２になった時点で、上記のようなリアクトル４３及びダイオード４４を経た電流の流れは停止する。それにより、ハーフブリッジ回路３０はバランスがとれた状態に戻る。
【００２６】
即ち、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧が下がり、代わりに負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧が上がると、トランス４２を介して負電圧側電解コンデンサ３４から正電圧側電解コンデンサ３３に蓄積エネルギの移動が起こり、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧が下がり、代わりに正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧が上がった場合には、逆に、パワーＭＯＳＦＥＴ４０がオンしている期間に、トランス４２を介して正電圧側電解コンデンサ３３から負電圧側電解コンデンサ３４に蓄積エネルギの移動が起こり、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。
【００２７】
以上のように第１実施例の電子線走査用電源装置においては、直流電流の重畳や低周波駆動、或いは電源電圧の変動などの様々な要因によってハーフブリッジ回路３０のバランスが崩れた場合でも、迅速にそれを修復して走査コイル２３に適切な電流を流すような駆動を実施することができる。特に、この電源装置の構成の場合、電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧をバランスさせるためにフィードバック制御を行っていないので、フィードバック制御に伴うリンギング等の不安性さがなく、不要な電力ロスも少ないので効率がよいという利点を有する。
【００２８】
［第２実施例］
次に、本発明の第２実施例による電子線走査用電源装置を、添付図面を参照して説明する。図２は第２実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図である。既に説明した従来の構成及び第１実施例の構成と同一の構成要素には同じ符号を付して説明を省略する。
【００２９】
この第２実施例の電子線走査用電源装置において、直流電源１８の正極とＧＮＤとの間に正電圧側電解コンデンサ３３が接続され、ＧＮＤと直流電源１８の負極との間に負電圧側電解コンデンサ３４が接続される点は第１実施例と同じである。ハーフブリッジ回路３０のブリッジのバランスが崩れ、電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧が相補的に変化したときにそれを解消するための、つまり電解コンデンサ３３、３４の蓄積エネルギを相互に移動させるための回路構成が第１実施例とは相違している。
【００３０】
即ち、この第２実施例では、正電圧側電解コンデンサ３３の両端とＧＮＤ及び直流電源１８の負極との間には第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１が介挿され、負電圧側電解コンデンサ３４の両端と直流電源１８の正極及びＧＮＤとの間には第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２が介挿されている。第１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３１、３２は全く同一構成であり、例えば第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、トランス３１２と、トランス３１２の１次巻線に直列に接続されたスイッチング用のＭＯＳＦＥＴ３１１と、トランス３１２の２次巻線に直列に接続された整流用のダイオード３１３と、該ダイオード３１３を経た整流後の出力電圧と内蔵された基準電圧源によるＶCC／２の基準電圧との誤差を出力する誤差アンプ３１４と、誤差アンプ３１４の出力に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ駆動部３１５と、ＰＷＭ信号をＭＯＳＦＥＴ３１１のゲート端子に供給する非反転ゲート３１６と、を含む。
【００３１】
なお、この図２においてトランス３１２、３２２は簡略化して記載しているが、図１に示したように、これはトランスのほかにリアクトル等の電流制限素子を含む構成とすることができる。
【００３２】
この第２実施例の電子線走査用電源装置における特徴的な動作を説明する。第１実施例と同様に、ハーフブリッジ回路３０がバランスを保って動作している状態では、２個の電解コンデンサ３３、３４の両端電圧は直流電源電圧ＶCCの１／２に維持される。このときに、誤差アンプ３１４、３２４により検出される誤差はほぼゼロになり、ＰＷＭ駆動部３１５、３２５の出力は「０」になり、２つのＭＯＳＦＥＴ３１１、３２１はともにオフ状態を保つ。それにより、第１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３１、３２はいずれも動作せず、２個の電解コンデンサ３３、３４の間でのエネルギの移動は起こらない。
【００３３】
ハーフブリッジ回路３０のブリッジのバランスが崩れ、図３（ｂ）に示すように、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧がＶCC／２からΔＶだけ低下すると、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧はＶCC／２からΔＶだけ増加する。正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧は第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２の誤差アンプ３２４にフィードバックされているから、誤差アンプ３２４は（ＶCC／２）−ΔＶと基準電圧ＶCC／２との誤差を出力し、ＰＷＭ駆動部３２５は「１」のパルス幅を広げたＰＷＭ信号を出力する。ΔＶが大きいほどパルス幅は広くなる。これにより、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２は動作し、ＰＷＭ信号が「１」である期間にはＭＯＳＦＥＴ３２２がオンし、トランス３２２の１次巻線に電解コンデンサ３４からの電流が流れる。それに応じて、トランス３２２の２次巻線にも電流が流れ、この電流はダイオード３２３を通して正電圧側電解コンデンサ３３に流れ込み、正電圧側電解コンデンサ３３は充電される。即ち、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２の動作により、負電圧側電解コンデンサ３４から正電圧側電解コンデンサ３３に蓄積エネルギが移動し、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。その結果、第１実施例と同様に、ハーフブリッジ回路３０のブリッジアームのバランスがとれた状態に復帰する。
【００３４】
また逆に、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧がＶCC／２からΔＶだけ低下し、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧はＶCC／２からΔＶだけ増加したときには、上記とは全く逆の動作により、つまり、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の動作により、正電圧側電解コンデンサ３３から負電圧側電解コンデンサ３４に蓄積エネルギが移動し、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。
【００３５】
以上のように第２実施例の電子線走査用電源装置においても、直流電流の重畳や低周波駆動、或いは電源電圧の変動などの様々な要因によってハーフブリッジ回路３０のバランスが崩れた場合でも、迅速にそれを修復して走査コイル２３に適切な電流を流すような駆動を実施することができる。
【００３６】
なお、上記実施例は本発明の一例にすぎず、上記記載以外の点において本発明の趣旨の範囲で適宜、変形、修正、又は追加を行っても、本願の特許請求の範囲に包含されることは明らかである。
【符号の説明】
【００３７】
１０…誤差アンプ
１１…コンパレータ
１３…非反転ゲート
１４…反転ゲート
１８…直流電源
１９…高周波平滑用リアクトル
２０…コンデンサ
２３…走査コイル
３０…ハーフブリッジ回路
３０１、３０２…パワーＭＯＳＦＥＴ
３１、３２…ＤＣ／ＤＣコンバータ
３１１、３２１…ＭＯＳＦＥＴ
３１２、３２２…トランス
３１３、３２３…ダイオード
３１４、３２４…誤差アンプ
３１５、３２５…ＰＷＭ駆動部
３１６、３２６…非反転ゲート
３３…正電圧側電解コンデンサ
３４…負電圧側電解コンデンサ
３５…シャント抵抗
４０、４１…パワーＭＯＳＦＥＴ
４２…トランス
４３…リアクトル
４４、４５…ダイオード
４６…パルス発生部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子線（電子ビーム）を１次元的又は２次元的に走査するための走査コイルを駆動する電子線走査用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
小径に絞った電子線を１次元的又は２次元的に走査する電子線走査装置は、電子線描画装置（電子線露光装置）、電子線蒸着装置、走査型電子顕微鏡など様々な装置で使用されている（例えば特許文献１など参照）。多くの場合、電子線の走査は走査コイルで生成される磁場によってなされ、走査コイルに駆動電流を供給する駆動回路には一般にＢ級アンプが用いられている。しかしながら、Ｂ級アンプでは走査コイルに入力された電力の殆どがアンプ回路のトランジスタで消費されてしまうため、電力効率があまり良好でないという問題がある。
【０００３】
こうした問題を解決するために、従来、高周波スイッチングアンプ（いわゆるＤ級アンプ）を用いた電子線走査駆動装置が知られている（特許文献２参照）。これには、大別して、フルブリッジ回路方式とハーフブリッジ回路方式とがある。
【０００４】
図４はフルブリッジ回路によるインバータ駆動方式の回路の概略構成図である。図４において、電子線を走査するための走査コイル２３に流れる電流は電流検出器２２により検出され、誤差アンプ１０はその検出信号と走査制御用の入力信号との誤差信号を出力する。この誤差信号はコンパレータ１１、１２において三角波や鋸波などのキャリア信号と比較され、各コンパレータ１１、１２からＰＷＭ（パルス幅変調）信号が出力される。直流電源１８とＧＮＤ（接地点）との間に接続されたフルブリッジ回路１７は４個のパワーＭＯＳＦＥＴ１７１、１７２、１７３、１７４により構成され、コンパレータ１１、１２によるＰＷＭ信号は、非反転ゲート１３、１５及び反転ゲート１４、１６を通してパワーＭＯＳＦＥＴ１７１〜１７４のゲート端子に供給される。フルブリッジ回路１７の２つのブリッジアームの中点は、高周波平滑用のリアクトル１９、コンデンサ２０を介し走査コイル２３に接続される。
【０００５】
誤差アンプ１０による誤差信号がキャリア信号よりも大きい場合、コンパレータ１２はレベルが「１」、コンパレータ１１はレベルが「０」、のＰＷＭパルスを出力する。このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ１７２、１７３はオン、パワーＭＯＳＦＥＴ１７１、１７４はオフし、走査コイル２３には下向きの駆動電流が流れる。他方、誤差信号がキャリア信号よりも小さい場合には、走査コイル２３に上向きの駆動電流が流れる。
【０００６】
一般的に、電流検出器２２としてはホール素子を用いた直流電流検出器（ＤＣＣＴ）が用いられるが、ＤＣＣＴによる電流検出精度は比較的低い。そのため、安定的に精度の高い電子線走査を行うことは困難である。走査コイル２３に流れる電流を検出するためにＤＣＣＴの代わりにシャント抵抗を用いることも考えられるが、上記のようなフルブリッジ回路の場合、シャント抵抗の両端はともにＧＮＤに対して浮いた状態にある。このような状態のシャント抵抗の両端電位差は差動アンプにより検出可能ではあるものの、差動アンプを用いても同相電圧の除去はできない。そのため、やはり電流検出の精度が低く、安定した電子線走査を行うことは難しい。
【０００７】
これに対し、ハーフブリッジ回路の場合には、正電源電圧と負電源電圧との中点を接地電位とすることができるため、シャント抵抗により直接的に、つまり差動アンプを用いることなく電流を検出することができる。そのため、電流の検出精度の向上には有利である。しかしながら、特に上記のような用途の電子線走査装置では、複雑な走査が要求され、走査コイルに高周波電流を流すだけでなく直流電流を流す場合や数Ｈｚ程度の低周波電流を流す場合もあり、このような駆動を行った場合に、高周波平滑用のリアクトルに蓄積されていたエネルギが正負いずれかの側のブリッジアームに放出され、その側で電圧が上昇してブリッジのバランスが崩れてしまう。その結果、所望の電子線走査ができなくなるおそれがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−２７０３９０号公報
【特許文献２】特開２００１−１６９１３８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上記課題に鑑みて成されたものであり、その主な目的は、走査コイルに流す高周波電流に直流電流を重畳する場合、低周波駆動する場合、入力電源電圧が変動する場合等の状況においても、安定し且つ精度の高い電子線走査が可能な電子線走査用電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために成された本発明は、電子線を１次元的又は２次元的に走査する走査コイルに駆動電流を供給するために、直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路と、その２個のスイッチング素子の直列接続点にリアクトルを介して接続された走査コイルと、該走査コイルに流れる電流を検出するための抵抗器と、該抵抗器による検出電圧に応じて前記ハーフブリッジ回路のスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ駆動回路部と、を具備する電子線走査用電源装置において、
a)前記直流電源の正極と接地点との間、及び、接地点と前記直流電源の負極との間にそれぞれ設けられた一対の電解コンデンサと、
b)前記一対の電解コンデンサのそれぞれの両端電圧のバランスを監視し、一方の電解コンデンサの両端電圧が前記直流電源電圧の１／２よりも大きくなったときに、該電解コンデンサから流出した電流が他方の電解コンデンサに流入する電流経路を有するエネルギ移動手段と、
を備えることを特徴としている。
【００１１】
本発明に係る電子線走査用電源装置において、定常的な動作状態では、対である各電解コンデンサの両端電圧は直流電源電圧ＶCCの略半分のＶCC／２に維持され、ハーフブリッジ回路のブリッジアームの両端には±ＶCC／２の電源電圧が印加される。これにより、ハーフブリッジ回路の２個のスイッチング素子はバランスがとれた状態で動作する。何らかの原因で対である電解コンデンサの一方の両端電圧が下がった場合、その下がった電圧分だけ、他方の電解コンデンサの両端電圧が上昇する。すると、エネルギ移動手段が機能し、両端電圧が上がった側の電解コンデンサから両端電圧が下がった側の電解コンデンサに電流が送られる。この電流の流れ込みにより、後者の電解コンデンサは充電されて両端電圧が上昇し、前者の電解コンデンサの両端電圧が下がる。これにより、各電解コンデンサの両端電圧は速やかにそれぞれＶCC／２に戻される。
【００１２】
本発明に係る電子線走査用電源装置において、前記エネルギ移動手段の具体的な一態様として、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個の補助スイッチング素子と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のダイオードと、
前記２個の補助スイッチング素子を交互にオンさせる駆動信号を供給する駆動信号生成手段と、
前記２個の補助スイッチング素子の接続点と接地点との間に接続された１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、一端が電流制限素子を介して前記２個のダイオードの接続点に接続され他端が接地された２次巻線とを有するトランスと、
を含む構成とすることができる。
【００１３】
この構成では、一方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より下がり、他方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より上がると、オン状態になった一方の補助スイッチング素子を通して、両端電圧が高くなった電解コンデンサからトランスの１次巻線に電流が流れる。そして、これによってトランスの２次巻線に逆極性の電圧が生起され、リアクトル等の電流制限素子及びダイオードを介して、両端電圧が低くなった電解コンデンサに電流が流れ込む。その結果、各電解コンデンサの両端電圧は速やかにそれぞれＶCC／２に戻される。
【００１４】
本発明に係る電子線走査用電源装置において、前記エネルギ移動手段の具体的な別の態様として、
一方の電解コンデンサの両端電圧が印加される１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、他方の電解コンデンサが接続される直流電源の正極又は負極に電流を供給するように接続される２次巻線と、を有するトランスを含む、ＤＣ／ＤＣコンバータを、電解コンデンサ毎にそれぞれ備える構成とすることができる。
【００１５】
この構成では、一方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より下がり、他方の電解コンデンサの両端電圧がＶCC／２より上がると、両端電圧が高くなった電解コンデンサの両端に１次巻線が接続されたトランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータが機能し、該トランスの２次巻線から両端電圧が低くなった電解コンデンサに電流が流れ込む。その結果、各電解コンデンサの両端電圧は速やかにそれぞれＶCC／２に戻される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明に係る電子線走査用電源装置によれば、走査コイルに流す高周波電流に直流電流が重畳された場合、低周波駆動された場合、入力電源電圧が変動した場合等、様々な要因によってハーフブリッジ回路に供給される正負電源電圧のバランスが崩れた場合でも、速やかにこれを元の状態に復帰させることができる。それによって、ハーフブリッジ回路による走査コイルへの駆動電流の供給が安定するとともに精度が向上し、電子線走査を安定的且つ高精度で行うことができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の第１実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図。
【図２】本発明の第２実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図。
【図３】本発明の第１及び第２実施例による電子線走査用電源装置の動作を説明するための概略波形図。
【図４】従来の電子線走査用電源装置の概略構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
［第１実施例］
以下、本発明の第１実施例による電子線走査用電源装置を、添付図面を参照して説明する。図１は第１実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図である。既に説明した従来の構成と同一の構成要素には同じ符号を付して説明を省略する。
【００１９】
図１において、直流電源１８の正極、負極間に接続されたハーフブリッジ回路３０は２個のパワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２により構成され、コンパレータ１１によるＰＷＭ信号は、非反転ゲート１３及び反転ゲート１４を通してパワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２のゲート端子に供給される。２個のパワーＭＯＳＦＥＴ３０１、３０２の接続点Ｐは、高周波平滑用リアクトル１９を介して走査コイル２３の一端に接続され、走査コイル２３の他端と接地点（以下「ＧＮＤ」という）との間には電流検出用のシャント抵抗３５が設けられている。また、走査コイル２３にはコンデンサ２０が並列接続される。シャント抵抗３５で検出されるコイル電流に応じた電圧信号は、誤差アンプ１０にフィードバックされる。
【００２０】
直流電源１８の正極とＧＮＤとの間には正電圧側電解コンデンサ３３が接続され、ＧＮＤと直流電源１８の負極との間には負電圧側電解コンデンサ３４が接続される。また、直流電源１８の正極と負極との間には２個のパワーＭＯＳＦＥＴ（本発明における補助スイッチング素子）４０、４１が直列的に接続され、その接続点とＧＮＤとの間にはトランス４２の１次巻線Ｌ１が接続される。１次巻線Ｌ１と巻線数が等しく極性は逆である２次巻線Ｌ２も一端がＧＮＤに接続され、他端は電流制限素子であるリアクトル４３を介して、直流電源１８の正極、負極間に直列接続された２個のダイオード４４、４５の接続点に接続される。
【００２１】
パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１のゲート端子には、パルス発生部４６から極性が反転したパルス信号がそれぞれ供給される。厳密に言えば、パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１のゲート端子に印加されるパルス信号は、交互に「１」となり、且つ「１」である期間が重ならないようにタイミングが調整されたものである。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１は一方がオンしている間に他方が必ずオフするように制御される。電解コンデンサ３３、３４、ダイオード４４、４５、トランス４２、リアクトル４３、パワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１、及びパルス発生部４６は、ハーフブリッジ回路３０のブリッジアームのバランスが崩れたときにこれを速やかに復帰させるための機能を有する。
【００２２】
この第１実施例の電子線走査用電源装置の特徴的な動作を説明する。誤差アンプ１０による誤差信号はコンパレータ１１において例えば三角波であるキャリア信号と比較され、コンパレータ１１からＰＷＭ信号が出力される。誤差信号がキャリア信号よりも大きい場合、コンパレータ１１はレベルが「０」であるＰＷＭ信号を出力し、これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１はオフ、パワーＭＯＳＦＥＴ３０２はオンして、走査コイル２３に上向きの駆動電流ｉ２が流れる。他方、誤差信号がキャリア信号よりも小さい場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ３０１はオン、パワーＭＯＳＦＥＴ３０２はオフし、走査コイル２３に下向きの駆動電流ｉ１が流れる。
【００２３】
ハーフブリッジ回路３０がバランスを保って動作している状態では、２個の電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は直流電源電圧ＶCCの１／２に維持される。例えばＶCC＝１００[Ｖ]であれば、両端電圧は共に５０[Ｖ]に維持される。上述したようにパワーＭＯＳＦＥＴ４０、４１は交互にオンする。例えばパワーＭＯＳＦＥＴ４０がオンすると、トランス４２の１次巻線Ｌ１の両端には正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧、つまりＶCC／２が印加される。このときトランス４２の２次巻線Ｌ２の両端にはＧＮＤを基準として−ＶCC／２の電圧が生起されるが、２次巻線Ｌ２に接続されたリアクトル４３の端部とは反対側の端部とＧＮＤとの間の電位は−ＶCC／２であるため、リアクトル４３を介した電流はいずれの方向にも流れない。つまり、オン状態であるパワーＭＯＳＦＥＴ４０を通した電流も流れない。ハーフブリッジ回路３０がバランスを保って動作している状態で、パワーＭＯＳＦＥＴ４１がオンしたときも同様に、オン状態であるパワーＭＯＳＦＥＴ４１を通した電流は流れない。
【００２４】
例えば図３（ａ）に示すように走査用の入力信号に直流電圧が重畳された入力信号が供給されると、コンパレータ１１によるＰＷＭ信号のパルス幅が変化し、ハーフブリッジ回路３０のブリッジのバランスが崩れることがある。この場合でも、ハーフブリッジ回路３０に印加される直流電源電圧ＶCCは一定であるから、上記のようにバランスが崩れたことによって、図３（ｂ）に示すように、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧がＶCC／２からΔＶだけ低下すると、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧はＶCC／２からΔＶだけ増加する（負電圧側電解コンデンサ３４の負極性側端子電位は−（ＶCC／２−ΔＶ）になる）。
【００２５】
パワーＭＯＳＦＥＴ４１がオンしたとき、トランス４２の１次巻線Ｌ１の両端には（ＶCC／２＋ΔＶの電圧が印加され、２次巻線Ｌ２の両端にも同じ大きさの電圧が生起される。つまり、２次巻線Ｌ２の接地端と反対側の端部の電圧はＶCC／２＋ΔＶとなるのに対し、正電圧側電解コンデンサ３３の正極側端子の電圧はＶCC／２−ΔＶであるから、リアクトル４３の両端にはほぼ２×ΔＶの電位差が生じ、リアクトル４３及びダイオード４４を経てトランス４２の２次巻線Ｌ２から正電圧側電解コンデンサ３３の正極側端子に電流が流れ、正電圧側電解コンデンサ３３は充電される。それによって、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧は上昇し、逆に、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧は下がる。そして、両電解コンデンサ３３、３４の両端電圧がＶCC／２になった時点で、上記のようなリアクトル４３及びダイオード４４を経た電流の流れは停止する。それにより、ハーフブリッジ回路３０はバランスがとれた状態に戻る。
【００２６】
即ち、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧が下がり、代わりに負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧が上がると、トランス４２を介して負電圧側電解コンデンサ３４から正電圧側電解コンデンサ３３に蓄積エネルギの移動が起こり、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧が下がり、代わりに正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧が上がった場合には、逆に、パワーＭＯＳＦＥＴ４０がオンしている期間に、トランス４２を介して正電圧側電解コンデンサ３３から負電圧側電解コンデンサ３４に蓄積エネルギの移動が起こり、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。
【００２７】
以上のように第１実施例の電子線走査用電源装置においては、直流電流の重畳や低周波駆動、或いは電源電圧の変動などの様々な要因によってハーフブリッジ回路３０のバランスが崩れた場合でも、迅速にそれを修復して走査コイル２３に適切な電流を流すような駆動を実施することができる。特に、この電源装置の構成の場合、電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧をバランスさせるためにフィードバック制御を行っていないので、フィードバック制御に伴うリンギング等の不安性さがなく、不要な電力ロスも少ないので効率がよいという利点を有する。
【００２８】
［第２実施例］
次に、本発明の第２実施例による電子線走査用電源装置を、添付図面を参照して説明する。図２は第２実施例による電子線走査用電源装置の概略構成図である。既に説明した従来の構成及び第１実施例の構成と同一の構成要素には同じ符号を付して説明を省略する。
【００２９】
この第２実施例の電子線走査用電源装置において、直流電源１８の正極とＧＮＤとの間に正電圧側電解コンデンサ３３が接続され、ＧＮＤと直流電源１８の負極との間に負電圧側電解コンデンサ３４が接続される点は第１実施例と同じである。ハーフブリッジ回路３０のブリッジのバランスが崩れ、電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧が相補的に変化したときにそれを解消するための、つまり電解コンデンサ３３、３４の蓄積エネルギを相互に移動させるための回路構成が第１実施例とは相違している。
【００３０】
即ち、この第２実施例では、正電圧側電解コンデンサ３３の両端とＧＮＤ及び直流電源１８の負極との間には第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１が介挿され、負電圧側電解コンデンサ３４の両端と直流電源１８の正極及びＧＮＤとの間には第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２が介挿されている。第１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３１、３２は全く同一構成であり、例えば第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１は、トランス３１２と、トランス３１２の１次巻線に直列に接続されたスイッチング用のＭＯＳＦＥＴ３１１と、トランス３１２の２次巻線に直列に接続された整流用のダイオード３１３と、該ダイオード３１３を経た整流後の出力電圧と内蔵された基準電圧源によるＶCC／２の基準電圧との誤差を出力する誤差アンプ３１４と、誤差アンプ３１４の出力に応じたパルス幅のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ駆動部３１５と、ＰＷＭ信号をＭＯＳＦＥＴ３１１のゲート端子に供給する非反転ゲート３１６と、を含む。
【００３１】
なお、この図２においてトランス３１２、３２２は簡略化して記載しているが、図１に示したように、これはトランスのほかにリアクトル等の電流制限素子を含む構成とすることができる。
【００３２】
この第２実施例の電子線走査用電源装置における特徴的な動作を説明する。第１実施例と同様に、ハーフブリッジ回路３０がバランスを保って動作している状態では、２個の電解コンデンサ３３、３４の両端電圧は直流電源電圧ＶCCの１／２に維持される。このときに、誤差アンプ３１４、３２４により検出される誤差はほぼゼロになり、ＰＷＭ駆動部３１５、３２５の出力は「０」になり、２つのＭＯＳＦＥＴ３１１、３２１はともにオフ状態を保つ。それにより、第１及び第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３１、３２はいずれも動作せず、２個の電解コンデンサ３３、３４の間でのエネルギの移動は起こらない。
【００３３】
ハーフブリッジ回路３０のブリッジのバランスが崩れ、図３（ｂ）に示すように、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧がＶCC／２からΔＶだけ低下すると、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧はＶCC／２からΔＶだけ増加する。正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧は第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２の誤差アンプ３２４にフィードバックされているから、誤差アンプ３２４は（ＶCC／２）−ΔＶと基準電圧ＶCC／２との誤差を出力し、ＰＷＭ駆動部３２５は「１」のパルス幅を広げたＰＷＭ信号を出力する。ΔＶが大きいほどパルス幅は広くなる。これにより、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２は動作し、ＰＷＭ信号が「１」である期間にはＭＯＳＦＥＴ３２２がオンし、トランス３２２の１次巻線に電解コンデンサ３４からの電流が流れる。それに応じて、トランス３２２の２次巻線にも電流が流れ、この電流はダイオード３２３を通して正電圧側電解コンデンサ３３に流れ込み、正電圧側電解コンデンサ３３は充電される。即ち、第２のＤＣ／ＤＣコンバータ３２の動作により、負電圧側電解コンデンサ３４から正電圧側電解コンデンサ３３に蓄積エネルギが移動し、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。その結果、第１実施例と同様に、ハーフブリッジ回路３０のブリッジアームのバランスがとれた状態に復帰する。
【００３４】
また逆に、負電圧側電解コンデンサ３４の両端電圧がＶCC／２からΔＶだけ低下し、正電圧側電解コンデンサ３３の両端電圧はＶCC／２からΔＶだけ増加したときには、上記とは全く逆の動作により、つまり、第１のＤＣ／ＤＣコンバータ３１の動作により、正電圧側電解コンデンサ３３から負電圧側電解コンデンサ３４に蓄積エネルギが移動し、それによって両電解コンデンサ３３、３４のそれぞれの両端電圧は等しくなる。
【００３５】
以上のように第２実施例の電子線走査用電源装置においても、直流電流の重畳や低周波駆動、或いは電源電圧の変動などの様々な要因によってハーフブリッジ回路３０のバランスが崩れた場合でも、迅速にそれを修復して走査コイル２３に適切な電流を流すような駆動を実施することができる。
【００３６】
なお、上記実施例は本発明の一例にすぎず、上記記載以外の点において本発明の趣旨の範囲で適宜、変形、修正、又は追加を行っても、本願の特許請求の範囲に包含されることは明らかである。
【符号の説明】
【００３７】
１０…誤差アンプ
１１…コンパレータ
１３…非反転ゲート
１４…反転ゲート
１８…直流電源
１９…高周波平滑用リアクトル
２０…コンデンサ
２３…走査コイル
３０…ハーフブリッジ回路
３０１、３０２…パワーＭＯＳＦＥＴ
３１、３２…ＤＣ／ＤＣコンバータ
３１１、３２１…ＭＯＳＦＥＴ
３１２、３２２…トランス
３１３、３２３…ダイオード
３１４、３２４…誤差アンプ
３１５、３２５…ＰＷＭ駆動部
３１６、３２６…非反転ゲート
３３…正電圧側電解コンデンサ
３４…負電圧側電解コンデンサ
３５…シャント抵抗
４０、４１…パワーＭＯＳＦＥＴ
４２…トランス
４３…リアクトル
４４、４５…ダイオード
４６…パルス発生部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子線を１次元的又は２次元的に走査する走査コイルに駆動電流を供給するために、直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路と、その２個のスイッチング素子の直列接続点にリアクトルを介して接続された走査コイルと、該走査コイルに流れる電流を検出するための抵抗器と、該抵抗器による検出電圧に応じて前記ハーフブリッジ回路のスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ駆動回路部と、を具備する電子線走査用電源装置において、
a)前記直流電源の正極と接地点との間、及び、接地点と前記直流電源の負極との間にそれぞれ設けられた一対の電解コンデンサと、
b)前記一対の電解コンデンサのそれぞれの両端電圧のバランスを監視し、一方の電解コンデンサの両端電圧が前記直流電源電圧の１／２よりも大きくなったときに、該電解コンデンサから流出した電流が他方の電解コンデンサに流入する電流経路を有するエネルギ移動手段と、
を備えることを特徴とする電子線走査用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電子線走査用電源装置であって、前記エネルギ移動手段は、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個の補助スイッチング素子と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のダイオードと、
前記２個の補助スイッチング素子を交互にオンさせる駆動信号を供給する駆動信号生成手段と、
前記２個の補助スイッチング素子の接続点と接地点との間に接続された１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、一端が電流制限素子を介して前記２個のダイオードの接続点に接続され他端が接地された２次巻線とを有するトランスと、
を含むことを特徴とする電子線走査電源装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電子線走査用電源装置であって、前記エネルギ移動手段は、
一方の電解コンデンサの両端電圧が印加される１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、他方の電解コンデンサが接続される直流電源の正極又は負極に電流を供給するように接続される２次巻線と、を有するトランスを含む、ＤＣ／ＤＣコンバータを、電解コンデンサ毎にそれぞれ備えることを特徴とする電子線走査電源装置。
【請求項１】
電子線を１次元的又は２次元的に走査する走査コイルに駆動電流を供給するために、直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のスイッチング素子を含むハーフブリッジ回路と、その２個のスイッチング素子の直列接続点にリアクトルを介して接続された走査コイルと、該走査コイルに流れる電流を検出するための抵抗器と、該抵抗器による検出電圧に応じて前記ハーフブリッジ回路のスイッチング素子をオン・オフさせるＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ駆動回路部と、を具備する電子線走査用電源装置において、
a)前記直流電源の正極と接地点との間、及び、接地点と前記直流電源の負極との間にそれぞれ設けられた一対の電解コンデンサと、
b)前記一対の電解コンデンサのそれぞれの両端電圧のバランスを監視し、一方の電解コンデンサの両端電圧が前記直流電源電圧の１／２よりも大きくなったときに、該電解コンデンサから流出した電流が他方の電解コンデンサに流入する電流経路を有するエネルギ移動手段と、
を備えることを特徴とする電子線走査用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電子線走査用電源装置であって、前記エネルギ移動手段は、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個の補助スイッチング素子と、
前記直流電源の正極と負極との間に接続された直列の２個のダイオードと、
前記２個の補助スイッチング素子を交互にオンさせる駆動信号を供給する駆動信号生成手段と、
前記２個の補助スイッチング素子の接続点と接地点との間に接続された１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、一端が電流制限素子を介して前記２個のダイオードの接続点に接続され他端が接地された２次巻線とを有するトランスと、
を含むことを特徴とする電子線走査電源装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電子線走査用電源装置であって、前記エネルギ移動手段は、
一方の電解コンデンサの両端電圧が印加される１次巻線と、該１次巻線と同一巻線数で逆極性であり、他方の電解コンデンサが接続される直流電源の正極又は負極に電流を供給するように接続される２次巻線と、を有するトランスを含む、ＤＣ／ＤＣコンバータを、電解コンデンサ毎にそれぞれ備えることを特徴とする電子線走査電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１０−２７２３３６（Ｐ２０１０−２７２３３６Ａ）
【公開日】平成２２年１２月２日（２０１０．１２．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１２２７６３（Ｐ２００９−１２２７６３）
【出願日】平成２１年５月２１日（２００９．５．２１）
【出願人】（３９２０２６８８８）京都電機器株式会社 (43)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１２月２日（２０１０．１２．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年５月２１日（２００９．５．２１）
【出願人】（３９２０２６８８８）京都電機器株式会社 (43)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]