電波到来方向推定装置
【課題】 アダプティブアレーの受信信号から得られる相関行列に基づいて、電波の到来方向を高分解能で推定する電波到来方向推定装置において、装置規模を増大させることなく、短時間でスナップショット数を確保し、正確な推定を実現する。
【解決手段】 ビート信号Ｂｉの周波数スペクトラムでは、その周波数スペクトラム上に現れるピーク波形に周波数方向の広がりがあることに着目し、ピーク波形のピーク周波数だけから受信ベクトルＸ(ｋ)を生成するのではなく、これと同じピーク波形に属する他の周波数からも受信ベクトルＸ(ｋ)を生成することにより、平均相関行列ＨＲxxの算出に用いるスナップショット数Ｍを確保する。
【解決手段】 ビート信号Ｂｉの周波数スペクトラムでは、その周波数スペクトラム上に現れるピーク波形に周波数方向の広がりがあることに着目し、ピーク波形のピーク周波数だけから受信ベクトルＸ(ｋ)を生成するのではなく、これと同じピーク波形に属する他の周波数からも受信ベクトルＸ(ｋ)を生成することにより、平均相関行列ＨＲxxの算出に用いるスナップショット数Ｍを確保する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレーアンテナからの受信信号に基づいて電波の到来方向を推定する電波到来方向推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを用いて、アレーアンテナに同時に到来する複数の電波の到来方向（ＤＯＡ：Direction of Arrival）を推定する手法として、各アンテナ素子が受信した受信信号間の相関を表す相関行列に基づいて角度スペクトラムを生成し、この角度スペクトラムをスキャンすることで高分解能の推定を行う、Ｃａｐｏｎ法，線形予測（ＬＰ：Linear Prediction）法，最小ノルム（Min-Norm）法，ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）法，ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parametersvia Rotational Invariance Techniques ）法等といった、いわゆるスーパーレゾリューション法が知られている。
【０００３】
ここで、スーパーレゾリューション法の一つであるＭＵＳＩＣ法の概要を以下に説明する。なお、アレーアンテナは、Ｎ個のアンテナ素子を一直線上に等間隔で配置した、いわゆるリニアアレーからなるものとする。
【０００４】
まず、アレーアンテナを介して得られたサンプル時刻ｋΔＴ（ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ1 (ｋ)，ｘ2 (ｋ)，…ｘN (ｋ)に対し、（１）式で示される受信ベクトルＸ(ｋ)を構成する。次に、この受信ベクトルＸ(ｋ)を用いて、（２）式に従ってＮ行Ｎ列の相関行列Ｒxxを求める。
【０００５】
ここで、Ｔはベクトル転置、Ｈは複素共役転置を示す。
【０００６】
【数１】
【０００７】
以下、この相関行列Ｒxxの固有値λ1 〜λN （但し、λ1 ≧λ2 ≧…≧λN ）を求め、熱雑音電力σ2 より大きい固有値の数から到来波数Ｌを推定すると共に、固有値λ1 〜λN に対応する固有ベクトルｅ1 〜ｅN を算出する。
【０００８】
そして、熱雑音電力σ2 以下となる（Ｎ−Ｌ）個の固有値に対応した固有ベクトルからなる雑音固有ベクトルＥNOを（３）式で定義し、方向θに対するアレーアンテナの複素応答をａ(θ)で表すものとして、（４）式に示す評価関数ＰMU(θ)を求める。
【０００９】
【数２】
【００１０】
この評価関数ＰMU(θ)から得られる角度スペクトラム（ＭＵＳＩＣスペクトラム）は、θが到来波の到来方向と一致すると発散して、鋭いピークが立つように設定されているため、到来方向の推定値θ1 〜θL は、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク（ヌルポイント）をサーチすることにより求めることができる。
【００１１】
ところで、ＭＵＳＩＣ法は、各到来波が互いに無相関であることを前提としているため、各到来波間の相関が非常に高い陸上移動通信等には、そのまま適用することができない。
【００１２】
そこで、一般的には、Ｎ素子リニアアレーからＫ素子サブアレーを１個ずつ素子をずらしながらＭ（＝Ｎ−Ｋ−１）個取り出し、各サブアレーの受信ベクトルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｍ)から得られる複数の相関行列（部分相関行列）を適当に重み付けして足し合わせることで（（５）式参照）、評価関数ＰMU(θ)の算出に使用する相関行列Ｒxxを求める、いわゆる空間平均法を用いることが行われている（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１３】
【数３】
【００１４】
但し、Ｅはアンサンブル平均を示す。
つまり、相関のある波の位相関係は、受信位置によって異なるため、受信位置を適当に移動させた相関行列の平均値を求めれば、その平均効果により各到来波間の相関を抑圧することができるのである。
【００１５】
そして、到来波間の相関を十分に抑圧するためには、相関行列Ｒxxの生成に用いる受信ベクトル（ひいては個々の受信ベクトルから生成される個別の相関行列）の数（以下では「スナップショット数」と称する。）を多くすることが望ましい。
【００１６】
また、定期的に測定を繰り返してリアルタイムで物標の検出を行う車載用レーダ装置等に、上述のＭＵＳＩＣ法を適用した場合には、測定毎に相関行列が得られるため、過去複数回の測定で得られた相関関数を利用してスナップショット数を確保する、いわゆる時間平均法を用いることも考えられる。
【非特許文献１】菊間信良著、「アダプティブアンテナ技術」第１版、オーム社、（平成１５年１０月１０日）、Ｐ１１４，Ｐ１４２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかし、空間平均法では、アンテナや受信器が多数必要になり、装置が大型化し製造コストも増大するという問題があった。特に、装置が大型化すると、車載用レーダ装置として適用する場合に、設置スペースの確保が難しくなるという問題もあった。
【００１８】
また、時間平均法では、車載用レーダ装置等の移動体に適用した場合、測定のタイミングによって対象物体との位置関係、ひいては電波の到来方向が変化してしまうため、スナップショット数の確保に要する時間が長くなると、却って相関行列の精度（ひいては電波到来方向の推定精度）を低下させてしまうという問題があった。
【００１９】
本発明は、上記問題点を解決するために、アダプティブアレーの受信信号から得られる相関行列に基づいて、電波の到来方向を高分解能で推定する電波到来方向推定装置において、装置規模を増大させることなく、短時間でスナップショット数を確保し、正確な推定を実現する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するためになされた第一発明の電波到来方向推定装置では、受信ベクトル生成手段が、アンテナ素子毎に生成される複数のビート信号から抽出した同一周波数のデータを配列してなる受信ベクトルを、ビート信号の周波数スペクトラム上で同一のピーク波形に属する複数の周波数について生成し、相関行列生成手段が、生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する。
【００２１】
すると、平均相関行列算出手段が、相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求め、推定手段が、平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、この角度スペクトラムをスキャンすることでアレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する。
【００２２】
即ち、ＦＭＣＷや多周波ＣＷ等、連続波を用いるレーダでは、ビート信号の周波数スペクトラムに現れるピーク波形に周波数方向の広がりがあることに着目し、ピーク波形のピーク周波数だけでなく、同一のピーク波形に属する周波数を利用することで、平均相関行列の算出に用いるスナップショット数を増加させている。
【００２３】
従って、本発明の電波到来方向推定装置によれば、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列を生成するのに必要なスナップショット数を、アンテナや受信器の数を増加させることなく短時間で確保することができる。その結果、装置規模や製造コストを増大させることなく、電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも高い推定精度を得ることができる。
【００２４】
なお、第一発明において、受信ベクトル生成手段では、同一のピーク波形に属する複数の周波数として、例えば、ピーク波形のピーク周波数と、このピーク周波数に隣接する予め設定された規定個の周波数を用いてもよいし、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きい周波数を用いてもよい。また、両者を組み合わせて、信号強度が強度しきい値より大きい周波数の中で、大きいものから規定個の周波数を用いるように構成してもよい。
【００２５】
次に、第二発明の電波到来方向推定装置では、受信ベクトル生成手段が、アンテナ素子毎に生成される複数の複素信号から抽出した同一サンプリングタイミングのデータを配列してなる受信ベクトルを、同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングについて生成し、相関行列生成手段が、受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する。
【００２６】
すると、平均相関行列算出手段が、相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求め、推定手段が、平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、この角度スペクトラムをスキャンすることでアレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する。
【００２７】
即ち、パルス波を利用するパルスレーダやスペクトラム拡散レーダでは、物標からの反射波を受信した受信信号に時間方向の広がりがあることに着目し、一つのパルス（１回の測定）から一つのサンプリングタイミングでデータを得るのではなく、複数のサンプリングタイミングでデータを得ることによって、平均相関行列の算出に用いるスナップショット数を増加させている。
【００２８】
従って、本発明の電波到来方向推定装置によれば、第一発明の装置と同様に、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列を生成するのに必要なスナップショット数を、アンテナや受信器の数を増加させることなく短時間で確保することができる。その結果、本発明によれば、装置規模や製造コストを増大させることなく電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも、高い推定精度を得ることができる。
【００２９】
なお、第二発明において、受信ベクトル生成手段は、同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングとして、例えば、信号強度がピーク値となるサンプリングタイミングと、このサンプリングタイミングに隣接する予め設定された規定個のサンプリングタイミングを用いてもよいし、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいサンプリングタイミングを用いてもよい。また、両者を組み合わせて、信号強度が強度しきい値より大きいサンプリングタイミングの中で、信号強度が大きいものから規定個のサンプリングタイミングを用いるように構成してもよい。
【００３０】
ところで、上記第一及び第二発明において、受信ベクトル生成手段は、アレーアンテナを互いに同じ配列を持つように分割してなる複数の部分アレー毎に、受信ベクトルを生成するように構成し、いわゆる空間平均法を併用して、スナップショット数を確保するようにしてもよい。また、単純な空間平均法の代わりに、Forward-Backward空間平均法を用いてもよい。
【００３１】
また、第一及び第二発明において、平均相関行列算出手段は、同一物標について過去の測定で算出された相関行列も用いて平均相関行列を求めるように構成し、いわゆる時間平均法を併用してスナップショット数を確保するようにしてもよい。
【００３２】
更に、第一及び第二発明において、相関行列生成手段は、受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルに対してユニタリ変換を施し、実数行列からなる相関行列を生成するように構成してもよい。この場合、相関行列を固有値展開する際の計算負荷を大幅に軽減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された車載用レーダ装置の全体構成を表すブロック図である。
【００３４】
図１に示すように、本実施形態の車載用レーダ装置２は、送信アンテナＡＳを介してミリ波帯のレーダ波を送信する送信器４と、送信器４から送出され先行車両や路側物等といった物標に反射したレーダ波（以下、反射波という）を、一列に等間隔で配置されたＮ個のアンテナ素子ＡＲ1 〜ＡＲN からなる受信アンテナアレー５にて受信し、後述するＮ個のビート信号Ｂ1 〜ＢN を生成するＮチャネル受信器６と、受信器６が生成するビート信号Ｂ1 〜ＢN を、それぞれサンプリングしてデジタルデータ（以下、デジタル化ビート信号という）Ｄ1 〜ＤN に変換するＮ個のＡＤ変換器ＡＤ1 〜ＡＤN からなるＡＤ変換部８と、ＡＤ変換器ＡＤ1 〜ＡＤN を介して取り込んだデジタル化ビート信号Ｄ1 〜ＤN に基づいて各種処理を実行する信号処理部１０とを備えている。
【００３５】
なお、送信アンテナＡＳのビーム幅は、当該レーダ装置２の検出領域をすべてカバーするように設定されており、受信アンテナアレー５を構成する各アンテナ素子ＡＲｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）単体のビーム幅は、いずれも送信アンテナＡＳのビーム幅を含むように設定されている。
【００３６】
このうち送信器４は、時間に対して周波数が直線的に漸増，漸減を繰り返すよう変調されたミリ波帯の高周波信号を生成する高周波発振器１２と、高周波発振器１２の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１４とを備えており、送信信号Ｓｓを送信アンテナＡＳへ供給し、ローカル信号Ｌを受信器６へ供給するように構成されている。
【００３７】
一方、受信器６は、各アンテナ素子ＡＲｉ毎に、その受信信号Ｓriにローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｂｉを生成する高周波用ミキサＭＸｉと、ビート信号Ｂｉを増幅する増幅器ＡＭＰｉと備えている。なお、増幅器ＡＭＰｉは、ビート信号Ｂｉから不要な高周波成分を取り除くフィルタ機能も有している。
【００３８】
以下では、各アンテナ素子ＡＲｉに対応して受信信号Ｓriから各デジタル化ビート信号Ｄｉを生成するための構成ＭＸｉ，ＡＭＰｉ，ＡＤｉを、一括して受信チャネルＣＨｉと呼ぶ。
【００３９】
このように構成されたレーダ装置２では、周波数変調された連続波（ＦＭＣＷ）からなるレーダ波が、送信器４によって送信アンテナＡＳを介して送信され、その反射波が受信アンテナアレー５にて受信されると、各受信チャネルＣＨｉでは、アンテナ素子ＡＲｉからの受信信号Ｓriを、ミキサＭＸｉにて送信器４からのローカル信号Ｌと混合することにより、これら受信信号Ｓriとローカル信号Ｌとの差の周波数成分であるビート信号Ｂｉを生成し、このビート信号Ｂｉを増幅器ＡＭＰｉにて増幅すると共に不要な高周波成分を除去した後、ＡＤ変換器ＡＤｉにてサンプリングしてデジタル化ビート信号Ｄｉに変換する。
【００４０】
次に、信号処理部１０は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、ＡＤ変換部８からデータを入力する入力ポートや高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行するためのデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を備えている。
【００４１】
そして、信号処理部１０では、送信信号Ｓｓの一変動周期の間に取得したデジタル化ビート信号Ｄｉを、送信信号Ｓｓの周波数が漸増する上り変調時と周波数が漸減する下り変調時とに分けて、受信チャネルＣＨｉ毎にＦＦＴ処理を施す信号解析処理、信号解析処理での解析結果に従って、目標物体との距離や相対速度を求める距離・速度算出処理、同じく信号解析処理での解析結果に従って、目標物体が存在する方向を求める方向算出処理等を実行する。
【００４２】
これらの処理のうち、信号解析処理及び距離・速度算出処理は、ＦＭＣＷレーダにおいて周知のものであるため説明を省略し、以下では、本発明の主要部に対応する方向算出処理を、図２に示すフローチャートに沿って説明する。
【００４３】
なお、本処理は、ＡＤ変換部８により、送信信号Ｓｓの一変動周期分の間サンプリング動作が実行される毎に起動される。
本処理が起動すると、図２に示すように、まず、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN について、送信信号Ｓｓの周波数が漸増する上り変調時、又は周波数が漸減する下り変調時のいずれか一方のＦＦＴ処理結果（周波数スペクトラム）を取得し（Ｓ１１０）、その周波数スペクトラム上でピークとなるピーク周波数を特定する（Ｓ１２０）。
【００４４】
次に、特定したピーク周波数の一つを選択し（Ｓ１３０）、図３に示すように、選択したピーク周波数と同一のピーク波形に属する周波数のうち、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいものの中で、信号強度が強い順にＭ個の周波数（ピーク周波数を含む）を対象周波数ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｍ、但しｋは対象周波数を識別する変数）として抽出する。そして、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN のＦＦＴ処理結果から同一の対象周波数ｋのデータｘ1 (ｋ)〜ｘN (ｋ)を抽出して配列してなる受信ベクトルＸ(ｋ)を（（６）式参照）、全ての対象周波数ｋ＝１〜Ｍについて生成する（Ｓ１４０）。
【００４５】
【数４】
【００４６】
また、このようにして生成された受信ベクトルＸ(１)〜Ｘ(Ｍ)のそれぞれについて、（７）式に従って、個別相関行列Ｒxx(１)〜Ｒxx(Ｍ)を算出し（Ｓ１５０）、更に、（８）式に従って、算出した個別相関行列Ｒxx(ｋ)の重み付け平均値（以下「平均相関行列」と称する。）ＨＲxxを算出する（Ｓ１６０）。なお、重みＧk は、例えば、ピーク周波数に対応する個別相関行列が最も大きく、ピーク周波数から周波数が離れるほど小さくなるように設定する。また、全ての重みＧk を等しくした、単純な平均値を求めるようにしてもよい。
【００４７】
【数５】
【００４８】
このようにして求めた平均相関行列ＨＲxxに基づき、（９）式で定義された評価関数ＰMU(θ)を用いて求められる角度スペクトラム（ＭＵＳＩＣスペクトラム）をヌルスキャンすることで、アンテナ素子ＡＲ1 〜ＡＲN が受信した反射波の到来角度、即ち、検出すべき物標が存在する方向を求める（Ｓ１７０）。
【００４９】
【数６】
【００５０】
なお、平均相関行列ＨＲxxから評価関数ＰMU(θ)を得る手法は、上述の［背景技術］の欄でも説明したように周知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
次に、Ｓ１２０にて抽出された全てのピーク周波数のうち、Ｓ１３０にて未選択のものが存在するか否かを判断し（Ｓ１８０）、未選択のものがあれば、Ｓ１３０に戻って、上述のＳ１３０〜Ｓ１７０の処理を繰り返し、未選択のものがなければ、本処理を終了する。
【００５１】
以上説明したように、本実施形態の車載用レーダ装置２においては、ＦＭＣＷ波等の連続波を用いるレーダにて生成されるビート信号Ｂｉの周波数スペクトラムでは、その周波数スペクトラム上に現れるピーク波形に周波数方向の広がりがあることに着目し、ピーク波形のピーク周波数だけでなく、これと同じピーク波形に属する他の周波数を利用することで、平均相関行列ＨＲxxの算出に用いるスナップショット数Ｍを確保するようにされている。
【００５２】
従って、本実施形態の車載用レーダ装置２によれば、必要なスナップショット数Ｍを、受信アンテナアレー５を構成するアンテナ素子ＡＲｉ（ひいては受信チャネルＣＨｉ）の数を増加させることなく、しかも短時間で確保することができ、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列ＨＲxxを生成することができる。その結果、装置規模や製造コストを増大させることなく、電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも、高い推定精度を得ることができる。
【００５３】
なお、本実施形態では、車載用レーダ装置２をＦＭＣＷレーダとして構成したが、多周波ＣＷレーダとして構成してもよい。
また、本実施形態において、Ｓ１１０〜Ｓ１４０が受信ベクトル生成手段、Ｓ１５０が相関行列生成手段、Ｓ１６０平均相関行列算出手段、Ｓ１７０推定手段に相当する。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。
【００５４】
図４は、本実施形態の車載用レーダ装置２２の全体構成を表すブロック図である。
図４に示すように、本実施形態の車載用レーダ装置２２は、送信アンテナＡＳを介してミリ波帯のレーダ波を送信する送信器２４と、送信器２４から送出され先行車両や路側物等といった物標に反射したレーダ波（以下、反射波という）を、一列に等間隔で配置されたＮ個のアンテナ素子ＡＲ1 〜ＡＲN からなる受信アンテナアレー２５にて受信し、後述するＮ個の複素信号Ｃ1 〜ＣN を生成するＮチャネル受信器２６と、受信器２６が生成する複素信号Ｃ1 〜ＣN を、それぞれサンプリングしてデジタルデータ（以下、デジタル化複素信号という）ｘ1 〜ｘN に変換するＡＤ変換部２８と、ＡＤ変換部２８を介して取り込んだデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN に基づいて各種処理を実行する信号処理部３０とを備えている。
【００５５】
なお、送信アンテナＡＳのビーム幅は、当該レーダ装置２２の検出領域をすべてカバーするように設定されており、受信アンテナアレー２５を構成する各アンテナ素子ＡＲｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）単体のビーム幅は、いずれも送信アンテナＡＳのビーム幅を含むように設定されている。
【００５６】
このうち送信器２４は、ミリ波帯の単一周波数の高周波信号を発生させる高周波発振器３２と、高周波発振器３２の出力の一部を分岐させて、ローカル信号Ｌとして受信器２６に供給する分配器３４と、信号処理部３０からの指令ＣＭに従って、予め設定された一定期間の間だけ、高周波発振器３２の出力を送信アンテナＡＳに供給する高周波スイッチ３６とからなり、信号処理部３０からの指令に従って、パルス状のレーダ波を送信するように構成されている。
【００５７】
一方、受信器２６は、各アンテナ素子ＡＲｉ毎に、その受信信号Ｓriにローカル信号Ｌを混合して実数信号Ｉを生成する高周波用ミキサＭＸiaと、受信信号Ｓriにローカル信号Ｌを９０°移相させて混合して虚数信号Ｑを生成する高周波用ミキサＭＸibとを備えており、両高周波用ミキサＭＸia，ＭＸibが出力する実数信号Ｉ及び虚数信号Ｑからなる複素信号Ｃｉを出力するように構成されている。
【００５８】
そして、ＡＤ変換部２８は、複素信号Ｃｉ毎に、実数信号Ｉをサンプリングしてデジタルデータに変換するＡＤ変換器ＡＤiaと、虚数信号Ｑをサンプリングしてデジタルデータに変換するＡＤ変換器ＡＤibとを備えており、両ＡＤ変換器ＡＤia，ＡＤibの出力からなるデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN を出力するように構成されている。
【００５９】
以下では、各アンテナ素子ＡＲｉに対応して受信信号Ｓriから各デジタル化複素信号ｘi を生成するための構成ＭＸia，ＭＸib，ＡＤia，ＡＤibを、一括して受信チャネルＣＨｉと呼ぶ。
【００６０】
このように構成された車載用レーダ装置２２では、単一周波数からなるパルス状のレーダ波が、送信器２４によって送信アンテナＡＳを介して送信される。その反射波が受信アンテナアレー２５にて受信されると、各受信チャネルＣＨｉでは、アンテナ素子ＡＲｉからの受信信号Ｓriを、ミキサＭＸia，ＭＸibにて送信器２４からのローカル信号Ｌ及び９０°移相させたローカル信号Ｌと混合することにより、実数信号Ｉ及び虚数信号Ｑからなる複素信号Ｃｉを生成し、この複素信号Ｃｉを、ＡＤ変換器ＡＤia，ＡＤibにてサンプリングしてデジタル化複素信号Ｘｉに変換する。
【００６１】
次に、信号処理部３０は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、ＡＤ変換部２８からデータを入力する入力ポートや高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行するためのデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を備えている。
【００６２】
そして、信号処理部３０では、高周波スイッチ３６に対して指令を送出し、その後、一定期間の間だけ、ＡＤ変換部２８を介してデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN を取り込む測定処理、測定処理によって取り込んだデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN に従って、目標物体との距離や相対速度を求める距離・速度算出処理、同じく測定処理によって取り込んだデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN に従って、目標物体が存在する方向を求める方向算出処理等を実行する。
【００６３】
これらの処理のうち、信号解析処理及び距離・速度算出処理は、パルスレーダにおいて周知のものであるため説明を省略し、以下では、本発明の主要部に対応する方向算出処理について説明する。
【００６４】
なお、本実施形態における方向算出処理の概要は、第１実施形態の場合と同様であるため、図２に示すフローチャートを参照して説明する。
即ち、本処理が起動すると、まず、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN について、測定処理によって時系列的に取り込まれたデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN を取得し（Ｓ１１０）、このデジタル化複素信号ｘi （ｉ＝１〜Ｎ）を、チャネル毎に時系列に沿って示した信号波形上（図５参照）で信号強度がピークとなるピークタイミング（送信信号Ｓｓからの遅延時間）を特定する（Ｓ１２０）。
【００６５】
次に、Ｓ１２０にて特定されたピークタイミングの中から一つを選択し（Ｓ１３０）、図５に示すように、選択したピークタイミングと同一のピーク波形に属し、且つ、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいデジタル化複素信号ｘi が得られたサンプリングタイミングの中から、信号強度が大きい順にＭ個のサンプリングタイミング（ピークタイミングを含む）を対象タイミングｋ（ｋ＝１，２，…，Ｍ、但しｋは対象タイミングを識別する変数）として抽出する。そして、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN のデジタル化複素信号から同一対象タイミングｋのデータｘ1 (ｋ)〜ｘN (ｋ)を抽出して配列してなる受信ベクトルＸ(ｋ)を（上述の（６）式参照）、全ての対象タイミングｋ＝１〜Ｍについて生成する（Ｓ１４０）。
【００６６】
以下、Ｓ１５０〜Ｓ１７０の処理は、第１実施形態の場合と全く同様である。
そして、Ｓ１２０にて抽出された全てのピークタイミングのうち、Ｓ１３０にて未選択のものが存在するか否かを判断し（Ｓ１８０）、未選択のものがあれば、Ｓ１３０に戻って、上述のＳ１３０〜Ｓ１７０の処理を繰り返し、未選択のものがなければ、本処理を終了する。
【００６７】
以上説明したように、本実施形態の車載用レーダ装置２２においては、パルス波を反射した物標の空間的な広がりが、受信信号の波形（ピーク波形）の時間方向な広がりとして現れることに着目し、ピーク波形のピークタイミングだけでなく、同じピーク波形に属する他のサンプリングタイミングで得られたデータ（デジタル化複素信号）を利用することで、平均相関行列ＨＲxxの算出に用いるスナップショット数Ｍを確保するようにされている。
【００６８】
従って、本実施形態の車載用レーダ装置２２によれば、第１実施形態の場合と同様に、必要なスナップショット数Ｍを、受信アンテナアレー２５を構成するアンテナ素子ＡＲｉ（ひいては受信チャネルＣＨｉ）の数を増加させることなく、しかも短時間で確保することができ、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列ＨＲxxを生成することができる。その結果、装置規模や製造コストを増大させることなく、電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも、高い推定精度を確保することができる。
［他の実施形態］
以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施可能である。
【００６９】
例えば、上記実施形態では、送信信号Ｓｓの１回の変動周期の間に得られたビート信号のＦＦＴ処理結果に基づく個別相関行列Ｒxx(ｋ)、或いは、一度のパルス波の送信で得られたデジタル化複素信号に基づく個別相関行列Ｒxx(ｋ)のみを用いて平均相関行列ＨＲxxを求めているが、Ｓ１５０で算出される個別相関行列Ｒxx(ｋ)を、過去、一定期間の間だけＲＡＭ等に保存し、その保存されている全ての個別相関行列Ｒxx(ｋ)を用いることで、いわゆる時間平均法を併用して、平均相関行列ＨＲxxを求めるように構成してもよい。そして、この場合、重みＧk は、例えば、新しく算出されたものほど、大きな値となるように設定することが考えられる。
【００７０】
また、上記実施形態では、全ての受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN のデータを用いて受信ベクトルＸ(ｋ)を生成しているが、一度に検出すべき物標の数に対してアンテナ素子数Ｎに余裕がある場合は、Ｎ素子リニアアレーからＫ（＜Ｎ）素子サブアレーを１個ずつ素子をずらしながらＰ（＝Ｎ−Ｋ−１）個設定し、各サブアレー毎に受信ベクトルＸ(ｋ)を生成し、この受信ベクトルＸ(ｋ)から生成された全ての個別相関行列Ｒxx(ｋ)を用いることで、いわゆる空間平均法を併用して、平均相関行列ＨＲxxを求めるように構成してもよい。
【００７１】
更に、単純な空間平均法の代わりに、Forward-Backward空間平均法を用いてもよい。また、受信ベクトルＸ(ｋ)に対してユニタリ変換を施すことで、実数行列からなる相関行列を生成し、相関行列を固有値展開する際の計算負荷を軽減するように構成してもよい。
【００７２】
また、上記実施形態では、ピーク周波数（ピークタイミング）と同一のピーク波形に属する周波数（サンプリングタイミング）の中から、受信ベクトルの生成に用いる対象周波数（対象タイミング）を抽出する際に、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいものの中で、信号強度が強い順にＭ個の周波数（サンプリングタイミング）を抽出条件としているが、例えば、単純に、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいことや、ピーク周波数（ピークタイミング）に隣接する所定個であることを抽出条件としてもよい。
【００７３】
また、上記実施形態では、到来方向推定法として、ＭＵＳＩＣ法を用いたが、例えば、Ｃａｐｏｎ法，線形予測法，最小ノルム法，ＥＳＰＲＩＴ法）等、相関行列を用いて到来方向の推定を行うものであれば、どのような推定法を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】第１実施形態の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図。
【図２】方向算出処理の内容を示すフローチャート。
【図３】第１実施形態における入力ベクトルの抽出方法を示す説明図。
【図４】第２実施形態の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図。
【図５】第２実施形態における入力ベクトルの抽出方法を示す説明図。
【符号の説明】
【００７５】
２，２２…車載用レーダ装置、４，２４…送信器、５，２５…受信アンテナアレー、６，２６…受信器、８，２８…ＡＤ変換部、１０，３０…信号処理部、１２，３２…高周波発振器、１４，３４…分配器、３６…高周波スイッチ。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アレーアンテナからの受信信号に基づいて電波の到来方向を推定する電波到来方向推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナを用いて、アレーアンテナに同時に到来する複数の電波の到来方向（ＤＯＡ：Direction of Arrival）を推定する手法として、各アンテナ素子が受信した受信信号間の相関を表す相関行列に基づいて角度スペクトラムを生成し、この角度スペクトラムをスキャンすることで高分解能の推定を行う、Ｃａｐｏｎ法，線形予測（ＬＰ：Linear Prediction）法，最小ノルム（Min-Norm）法，ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）法，ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parametersvia Rotational Invariance Techniques ）法等といった、いわゆるスーパーレゾリューション法が知られている。
【０００３】
ここで、スーパーレゾリューション法の一つであるＭＵＳＩＣ法の概要を以下に説明する。なお、アレーアンテナは、Ｎ個のアンテナ素子を一直線上に等間隔で配置した、いわゆるリニアアレーからなるものとする。
【０００４】
まず、アレーアンテナを介して得られたサンプル時刻ｋΔＴ（ΔＴはサンプリング間隔、ｋは自然数）におけるサンプリングデータｘ1 (ｋ)，ｘ2 (ｋ)，…ｘN (ｋ)に対し、（１）式で示される受信ベクトルＸ(ｋ)を構成する。次に、この受信ベクトルＸ(ｋ)を用いて、（２）式に従ってＮ行Ｎ列の相関行列Ｒxxを求める。
【０００５】
ここで、Ｔはベクトル転置、Ｈは複素共役転置を示す。
【０００６】
【数１】
【０００７】
以下、この相関行列Ｒxxの固有値λ1 〜λN （但し、λ1 ≧λ2 ≧…≧λN ）を求め、熱雑音電力σ2 より大きい固有値の数から到来波数Ｌを推定すると共に、固有値λ1 〜λN に対応する固有ベクトルｅ1 〜ｅN を算出する。
【０００８】
そして、熱雑音電力σ2 以下となる（Ｎ−Ｌ）個の固有値に対応した固有ベクトルからなる雑音固有ベクトルＥNOを（３）式で定義し、方向θに対するアレーアンテナの複素応答をａ(θ)で表すものとして、（４）式に示す評価関数ＰMU(θ)を求める。
【０００９】
【数２】
【００１０】
この評価関数ＰMU(θ)から得られる角度スペクトラム（ＭＵＳＩＣスペクトラム）は、θが到来波の到来方向と一致すると発散して、鋭いピークが立つように設定されているため、到来方向の推定値θ1 〜θL は、ＭＵＳＩＣスペクトラムのピーク（ヌルポイント）をサーチすることにより求めることができる。
【００１１】
ところで、ＭＵＳＩＣ法は、各到来波が互いに無相関であることを前提としているため、各到来波間の相関が非常に高い陸上移動通信等には、そのまま適用することができない。
【００１２】
そこで、一般的には、Ｎ素子リニアアレーからＫ素子サブアレーを１個ずつ素子をずらしながらＭ（＝Ｎ−Ｋ−１）個取り出し、各サブアレーの受信ベクトルＸ(１)，Ｘ(２)，…，Ｘ(Ｍ)から得られる複数の相関行列（部分相関行列）を適当に重み付けして足し合わせることで（（５）式参照）、評価関数ＰMU(θ)の算出に使用する相関行列Ｒxxを求める、いわゆる空間平均法を用いることが行われている（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１３】
【数３】
【００１４】
但し、Ｅはアンサンブル平均を示す。
つまり、相関のある波の位相関係は、受信位置によって異なるため、受信位置を適当に移動させた相関行列の平均値を求めれば、その平均効果により各到来波間の相関を抑圧することができるのである。
【００１５】
そして、到来波間の相関を十分に抑圧するためには、相関行列Ｒxxの生成に用いる受信ベクトル（ひいては個々の受信ベクトルから生成される個別の相関行列）の数（以下では「スナップショット数」と称する。）を多くすることが望ましい。
【００１６】
また、定期的に測定を繰り返してリアルタイムで物標の検出を行う車載用レーダ装置等に、上述のＭＵＳＩＣ法を適用した場合には、測定毎に相関行列が得られるため、過去複数回の測定で得られた相関関数を利用してスナップショット数を確保する、いわゆる時間平均法を用いることも考えられる。
【非特許文献１】菊間信良著、「アダプティブアンテナ技術」第１版、オーム社、（平成１５年１０月１０日）、Ｐ１１４，Ｐ１４２
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかし、空間平均法では、アンテナや受信器が多数必要になり、装置が大型化し製造コストも増大するという問題があった。特に、装置が大型化すると、車載用レーダ装置として適用する場合に、設置スペースの確保が難しくなるという問題もあった。
【００１８】
また、時間平均法では、車載用レーダ装置等の移動体に適用した場合、測定のタイミングによって対象物体との位置関係、ひいては電波の到来方向が変化してしまうため、スナップショット数の確保に要する時間が長くなると、却って相関行列の精度（ひいては電波到来方向の推定精度）を低下させてしまうという問題があった。
【００１９】
本発明は、上記問題点を解決するために、アダプティブアレーの受信信号から得られる相関行列に基づいて、電波の到来方向を高分解能で推定する電波到来方向推定装置において、装置規模を増大させることなく、短時間でスナップショット数を確保し、正確な推定を実現する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するためになされた第一発明の電波到来方向推定装置では、受信ベクトル生成手段が、アンテナ素子毎に生成される複数のビート信号から抽出した同一周波数のデータを配列してなる受信ベクトルを、ビート信号の周波数スペクトラム上で同一のピーク波形に属する複数の周波数について生成し、相関行列生成手段が、生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する。
【００２１】
すると、平均相関行列算出手段が、相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求め、推定手段が、平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、この角度スペクトラムをスキャンすることでアレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する。
【００２２】
即ち、ＦＭＣＷや多周波ＣＷ等、連続波を用いるレーダでは、ビート信号の周波数スペクトラムに現れるピーク波形に周波数方向の広がりがあることに着目し、ピーク波形のピーク周波数だけでなく、同一のピーク波形に属する周波数を利用することで、平均相関行列の算出に用いるスナップショット数を増加させている。
【００２３】
従って、本発明の電波到来方向推定装置によれば、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列を生成するのに必要なスナップショット数を、アンテナや受信器の数を増加させることなく短時間で確保することができる。その結果、装置規模や製造コストを増大させることなく、電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも高い推定精度を得ることができる。
【００２４】
なお、第一発明において、受信ベクトル生成手段では、同一のピーク波形に属する複数の周波数として、例えば、ピーク波形のピーク周波数と、このピーク周波数に隣接する予め設定された規定個の周波数を用いてもよいし、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きい周波数を用いてもよい。また、両者を組み合わせて、信号強度が強度しきい値より大きい周波数の中で、大きいものから規定個の周波数を用いるように構成してもよい。
【００２５】
次に、第二発明の電波到来方向推定装置では、受信ベクトル生成手段が、アンテナ素子毎に生成される複数の複素信号から抽出した同一サンプリングタイミングのデータを配列してなる受信ベクトルを、同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングについて生成し、相関行列生成手段が、受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する。
【００２６】
すると、平均相関行列算出手段が、相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求め、推定手段が、平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、この角度スペクトラムをスキャンすることでアレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する。
【００２７】
即ち、パルス波を利用するパルスレーダやスペクトラム拡散レーダでは、物標からの反射波を受信した受信信号に時間方向の広がりがあることに着目し、一つのパルス（１回の測定）から一つのサンプリングタイミングでデータを得るのではなく、複数のサンプリングタイミングでデータを得ることによって、平均相関行列の算出に用いるスナップショット数を増加させている。
【００２８】
従って、本発明の電波到来方向推定装置によれば、第一発明の装置と同様に、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列を生成するのに必要なスナップショット数を、アンテナや受信器の数を増加させることなく短時間で確保することができる。その結果、本発明によれば、装置規模や製造コストを増大させることなく電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも、高い推定精度を得ることができる。
【００２９】
なお、第二発明において、受信ベクトル生成手段は、同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングとして、例えば、信号強度がピーク値となるサンプリングタイミングと、このサンプリングタイミングに隣接する予め設定された規定個のサンプリングタイミングを用いてもよいし、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいサンプリングタイミングを用いてもよい。また、両者を組み合わせて、信号強度が強度しきい値より大きいサンプリングタイミングの中で、信号強度が大きいものから規定個のサンプリングタイミングを用いるように構成してもよい。
【００３０】
ところで、上記第一及び第二発明において、受信ベクトル生成手段は、アレーアンテナを互いに同じ配列を持つように分割してなる複数の部分アレー毎に、受信ベクトルを生成するように構成し、いわゆる空間平均法を併用して、スナップショット数を確保するようにしてもよい。また、単純な空間平均法の代わりに、Forward-Backward空間平均法を用いてもよい。
【００３１】
また、第一及び第二発明において、平均相関行列算出手段は、同一物標について過去の測定で算出された相関行列も用いて平均相関行列を求めるように構成し、いわゆる時間平均法を併用してスナップショット数を確保するようにしてもよい。
【００３２】
更に、第一及び第二発明において、相関行列生成手段は、受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルに対してユニタリ変換を施し、実数行列からなる相関行列を生成するように構成してもよい。この場合、相関行列を固有値展開する際の計算負荷を大幅に軽減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［第１実施形態］
図１は、本発明が適用された車載用レーダ装置の全体構成を表すブロック図である。
【００３４】
図１に示すように、本実施形態の車載用レーダ装置２は、送信アンテナＡＳを介してミリ波帯のレーダ波を送信する送信器４と、送信器４から送出され先行車両や路側物等といった物標に反射したレーダ波（以下、反射波という）を、一列に等間隔で配置されたＮ個のアンテナ素子ＡＲ1 〜ＡＲN からなる受信アンテナアレー５にて受信し、後述するＮ個のビート信号Ｂ1 〜ＢN を生成するＮチャネル受信器６と、受信器６が生成するビート信号Ｂ1 〜ＢN を、それぞれサンプリングしてデジタルデータ（以下、デジタル化ビート信号という）Ｄ1 〜ＤN に変換するＮ個のＡＤ変換器ＡＤ1 〜ＡＤN からなるＡＤ変換部８と、ＡＤ変換器ＡＤ1 〜ＡＤN を介して取り込んだデジタル化ビート信号Ｄ1 〜ＤN に基づいて各種処理を実行する信号処理部１０とを備えている。
【００３５】
なお、送信アンテナＡＳのビーム幅は、当該レーダ装置２の検出領域をすべてカバーするように設定されており、受信アンテナアレー５を構成する各アンテナ素子ＡＲｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）単体のビーム幅は、いずれも送信アンテナＡＳのビーム幅を含むように設定されている。
【００３６】
このうち送信器４は、時間に対して周波数が直線的に漸増，漸減を繰り返すよう変調されたミリ波帯の高周波信号を生成する高周波発振器１２と、高周波発振器１２の出力を送信信号Ｓｓとローカル信号Ｌとに電力分配する分配器１４とを備えており、送信信号Ｓｓを送信アンテナＡＳへ供給し、ローカル信号Ｌを受信器６へ供給するように構成されている。
【００３７】
一方、受信器６は、各アンテナ素子ＡＲｉ毎に、その受信信号Ｓriにローカル信号Ｌを混合し、これら信号の差の周波数成分であるビート信号Ｂｉを生成する高周波用ミキサＭＸｉと、ビート信号Ｂｉを増幅する増幅器ＡＭＰｉと備えている。なお、増幅器ＡＭＰｉは、ビート信号Ｂｉから不要な高周波成分を取り除くフィルタ機能も有している。
【００３８】
以下では、各アンテナ素子ＡＲｉに対応して受信信号Ｓriから各デジタル化ビート信号Ｄｉを生成するための構成ＭＸｉ，ＡＭＰｉ，ＡＤｉを、一括して受信チャネルＣＨｉと呼ぶ。
【００３９】
このように構成されたレーダ装置２では、周波数変調された連続波（ＦＭＣＷ）からなるレーダ波が、送信器４によって送信アンテナＡＳを介して送信され、その反射波が受信アンテナアレー５にて受信されると、各受信チャネルＣＨｉでは、アンテナ素子ＡＲｉからの受信信号Ｓriを、ミキサＭＸｉにて送信器４からのローカル信号Ｌと混合することにより、これら受信信号Ｓriとローカル信号Ｌとの差の周波数成分であるビート信号Ｂｉを生成し、このビート信号Ｂｉを増幅器ＡＭＰｉにて増幅すると共に不要な高周波成分を除去した後、ＡＤ変換器ＡＤｉにてサンプリングしてデジタル化ビート信号Ｄｉに変換する。
【００４０】
次に、信号処理部１０は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、ＡＤ変換部８からデータを入力する入力ポートや高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行するためのデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を備えている。
【００４１】
そして、信号処理部１０では、送信信号Ｓｓの一変動周期の間に取得したデジタル化ビート信号Ｄｉを、送信信号Ｓｓの周波数が漸増する上り変調時と周波数が漸減する下り変調時とに分けて、受信チャネルＣＨｉ毎にＦＦＴ処理を施す信号解析処理、信号解析処理での解析結果に従って、目標物体との距離や相対速度を求める距離・速度算出処理、同じく信号解析処理での解析結果に従って、目標物体が存在する方向を求める方向算出処理等を実行する。
【００４２】
これらの処理のうち、信号解析処理及び距離・速度算出処理は、ＦＭＣＷレーダにおいて周知のものであるため説明を省略し、以下では、本発明の主要部に対応する方向算出処理を、図２に示すフローチャートに沿って説明する。
【００４３】
なお、本処理は、ＡＤ変換部８により、送信信号Ｓｓの一変動周期分の間サンプリング動作が実行される毎に起動される。
本処理が起動すると、図２に示すように、まず、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN について、送信信号Ｓｓの周波数が漸増する上り変調時、又は周波数が漸減する下り変調時のいずれか一方のＦＦＴ処理結果（周波数スペクトラム）を取得し（Ｓ１１０）、その周波数スペクトラム上でピークとなるピーク周波数を特定する（Ｓ１２０）。
【００４４】
次に、特定したピーク周波数の一つを選択し（Ｓ１３０）、図３に示すように、選択したピーク周波数と同一のピーク波形に属する周波数のうち、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいものの中で、信号強度が強い順にＭ個の周波数（ピーク周波数を含む）を対象周波数ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｍ、但しｋは対象周波数を識別する変数）として抽出する。そして、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN のＦＦＴ処理結果から同一の対象周波数ｋのデータｘ1 (ｋ)〜ｘN (ｋ)を抽出して配列してなる受信ベクトルＸ(ｋ)を（（６）式参照）、全ての対象周波数ｋ＝１〜Ｍについて生成する（Ｓ１４０）。
【００４５】
【数４】
【００４６】
また、このようにして生成された受信ベクトルＸ(１)〜Ｘ(Ｍ)のそれぞれについて、（７）式に従って、個別相関行列Ｒxx(１)〜Ｒxx(Ｍ)を算出し（Ｓ１５０）、更に、（８）式に従って、算出した個別相関行列Ｒxx(ｋ)の重み付け平均値（以下「平均相関行列」と称する。）ＨＲxxを算出する（Ｓ１６０）。なお、重みＧk は、例えば、ピーク周波数に対応する個別相関行列が最も大きく、ピーク周波数から周波数が離れるほど小さくなるように設定する。また、全ての重みＧk を等しくした、単純な平均値を求めるようにしてもよい。
【００４７】
【数５】
【００４８】
このようにして求めた平均相関行列ＨＲxxに基づき、（９）式で定義された評価関数ＰMU(θ)を用いて求められる角度スペクトラム（ＭＵＳＩＣスペクトラム）をヌルスキャンすることで、アンテナ素子ＡＲ1 〜ＡＲN が受信した反射波の到来角度、即ち、検出すべき物標が存在する方向を求める（Ｓ１７０）。
【００４９】
【数６】
【００５０】
なお、平均相関行列ＨＲxxから評価関数ＰMU(θ)を得る手法は、上述の［背景技術］の欄でも説明したように周知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
次に、Ｓ１２０にて抽出された全てのピーク周波数のうち、Ｓ１３０にて未選択のものが存在するか否かを判断し（Ｓ１８０）、未選択のものがあれば、Ｓ１３０に戻って、上述のＳ１３０〜Ｓ１７０の処理を繰り返し、未選択のものがなければ、本処理を終了する。
【００５１】
以上説明したように、本実施形態の車載用レーダ装置２においては、ＦＭＣＷ波等の連続波を用いるレーダにて生成されるビート信号Ｂｉの周波数スペクトラムでは、その周波数スペクトラム上に現れるピーク波形に周波数方向の広がりがあることに着目し、ピーク波形のピーク周波数だけでなく、これと同じピーク波形に属する他の周波数を利用することで、平均相関行列ＨＲxxの算出に用いるスナップショット数Ｍを確保するようにされている。
【００５２】
従って、本実施形態の車載用レーダ装置２によれば、必要なスナップショット数Ｍを、受信アンテナアレー５を構成するアンテナ素子ＡＲｉ（ひいては受信チャネルＣＨｉ）の数を増加させることなく、しかも短時間で確保することができ、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列ＨＲxxを生成することができる。その結果、装置規模や製造コストを増大させることなく、電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも、高い推定精度を得ることができる。
【００５３】
なお、本実施形態では、車載用レーダ装置２をＦＭＣＷレーダとして構成したが、多周波ＣＷレーダとして構成してもよい。
また、本実施形態において、Ｓ１１０〜Ｓ１４０が受信ベクトル生成手段、Ｓ１５０が相関行列生成手段、Ｓ１６０平均相関行列算出手段、Ｓ１７０推定手段に相当する。
［第２実施形態］
次に、第２実施形態について説明する。
【００５４】
図４は、本実施形態の車載用レーダ装置２２の全体構成を表すブロック図である。
図４に示すように、本実施形態の車載用レーダ装置２２は、送信アンテナＡＳを介してミリ波帯のレーダ波を送信する送信器２４と、送信器２４から送出され先行車両や路側物等といった物標に反射したレーダ波（以下、反射波という）を、一列に等間隔で配置されたＮ個のアンテナ素子ＡＲ1 〜ＡＲN からなる受信アンテナアレー２５にて受信し、後述するＮ個の複素信号Ｃ1 〜ＣN を生成するＮチャネル受信器２６と、受信器２６が生成する複素信号Ｃ1 〜ＣN を、それぞれサンプリングしてデジタルデータ（以下、デジタル化複素信号という）ｘ1 〜ｘN に変換するＡＤ変換部２８と、ＡＤ変換部２８を介して取り込んだデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN に基づいて各種処理を実行する信号処理部３０とを備えている。
【００５５】
なお、送信アンテナＡＳのビーム幅は、当該レーダ装置２２の検出領域をすべてカバーするように設定されており、受信アンテナアレー２５を構成する各アンテナ素子ＡＲｉ（ｉ＝１，２，…，Ｎ）単体のビーム幅は、いずれも送信アンテナＡＳのビーム幅を含むように設定されている。
【００５６】
このうち送信器２４は、ミリ波帯の単一周波数の高周波信号を発生させる高周波発振器３２と、高周波発振器３２の出力の一部を分岐させて、ローカル信号Ｌとして受信器２６に供給する分配器３４と、信号処理部３０からの指令ＣＭに従って、予め設定された一定期間の間だけ、高周波発振器３２の出力を送信アンテナＡＳに供給する高周波スイッチ３６とからなり、信号処理部３０からの指令に従って、パルス状のレーダ波を送信するように構成されている。
【００５７】
一方、受信器２６は、各アンテナ素子ＡＲｉ毎に、その受信信号Ｓriにローカル信号Ｌを混合して実数信号Ｉを生成する高周波用ミキサＭＸiaと、受信信号Ｓriにローカル信号Ｌを９０°移相させて混合して虚数信号Ｑを生成する高周波用ミキサＭＸibとを備えており、両高周波用ミキサＭＸia，ＭＸibが出力する実数信号Ｉ及び虚数信号Ｑからなる複素信号Ｃｉを出力するように構成されている。
【００５８】
そして、ＡＤ変換部２８は、複素信号Ｃｉ毎に、実数信号Ｉをサンプリングしてデジタルデータに変換するＡＤ変換器ＡＤiaと、虚数信号Ｑをサンプリングしてデジタルデータに変換するＡＤ変換器ＡＤibとを備えており、両ＡＤ変換器ＡＤia，ＡＤibの出力からなるデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN を出力するように構成されている。
【００５９】
以下では、各アンテナ素子ＡＲｉに対応して受信信号Ｓriから各デジタル化複素信号ｘi を生成するための構成ＭＸia，ＭＸib，ＡＤia，ＡＤibを、一括して受信チャネルＣＨｉと呼ぶ。
【００６０】
このように構成された車載用レーダ装置２２では、単一周波数からなるパルス状のレーダ波が、送信器２４によって送信アンテナＡＳを介して送信される。その反射波が受信アンテナアレー２５にて受信されると、各受信チャネルＣＨｉでは、アンテナ素子ＡＲｉからの受信信号Ｓriを、ミキサＭＸia，ＭＸibにて送信器２４からのローカル信号Ｌ及び９０°移相させたローカル信号Ｌと混合することにより、実数信号Ｉ及び虚数信号Ｑからなる複素信号Ｃｉを生成し、この複素信号Ｃｉを、ＡＤ変換器ＡＤia，ＡＤibにてサンプリングしてデジタル化複素信号Ｘｉに変換する。
【００６１】
次に、信号処理部３０は、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭからなる周知のマイクロコンピュータを中心に構成され、ＡＤ変換部２８からデータを入力する入力ポートや高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を実行するためのデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等を備えている。
【００６２】
そして、信号処理部３０では、高周波スイッチ３６に対して指令を送出し、その後、一定期間の間だけ、ＡＤ変換部２８を介してデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN を取り込む測定処理、測定処理によって取り込んだデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN に従って、目標物体との距離や相対速度を求める距離・速度算出処理、同じく測定処理によって取り込んだデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN に従って、目標物体が存在する方向を求める方向算出処理等を実行する。
【００６３】
これらの処理のうち、信号解析処理及び距離・速度算出処理は、パルスレーダにおいて周知のものであるため説明を省略し、以下では、本発明の主要部に対応する方向算出処理について説明する。
【００６４】
なお、本実施形態における方向算出処理の概要は、第１実施形態の場合と同様であるため、図２に示すフローチャートを参照して説明する。
即ち、本処理が起動すると、まず、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN について、測定処理によって時系列的に取り込まれたデジタル化複素信号ｘ1 〜ｘN を取得し（Ｓ１１０）、このデジタル化複素信号ｘi （ｉ＝１〜Ｎ）を、チャネル毎に時系列に沿って示した信号波形上（図５参照）で信号強度がピークとなるピークタイミング（送信信号Ｓｓからの遅延時間）を特定する（Ｓ１２０）。
【００６５】
次に、Ｓ１２０にて特定されたピークタイミングの中から一つを選択し（Ｓ１３０）、図５に示すように、選択したピークタイミングと同一のピーク波形に属し、且つ、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいデジタル化複素信号ｘi が得られたサンプリングタイミングの中から、信号強度が大きい順にＭ個のサンプリングタイミング（ピークタイミングを含む）を対象タイミングｋ（ｋ＝１，２，…，Ｍ、但しｋは対象タイミングを識別する変数）として抽出する。そして、全受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN のデジタル化複素信号から同一対象タイミングｋのデータｘ1 (ｋ)〜ｘN (ｋ)を抽出して配列してなる受信ベクトルＸ(ｋ)を（上述の（６）式参照）、全ての対象タイミングｋ＝１〜Ｍについて生成する（Ｓ１４０）。
【００６６】
以下、Ｓ１５０〜Ｓ１７０の処理は、第１実施形態の場合と全く同様である。
そして、Ｓ１２０にて抽出された全てのピークタイミングのうち、Ｓ１３０にて未選択のものが存在するか否かを判断し（Ｓ１８０）、未選択のものがあれば、Ｓ１３０に戻って、上述のＳ１３０〜Ｓ１７０の処理を繰り返し、未選択のものがなければ、本処理を終了する。
【００６７】
以上説明したように、本実施形態の車載用レーダ装置２２においては、パルス波を反射した物標の空間的な広がりが、受信信号の波形（ピーク波形）の時間方向な広がりとして現れることに着目し、ピーク波形のピークタイミングだけでなく、同じピーク波形に属する他のサンプリングタイミングで得られたデータ（デジタル化複素信号）を利用することで、平均相関行列ＨＲxxの算出に用いるスナップショット数Ｍを確保するようにされている。
【００６８】
従って、本実施形態の車載用レーダ装置２２によれば、第１実施形態の場合と同様に、必要なスナップショット数Ｍを、受信アンテナアレー２５を構成するアンテナ素子ＡＲｉ（ひいては受信チャネルＣＨｉ）の数を増加させることなく、しかも短時間で確保することができ、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列ＨＲxxを生成することができる。その結果、装置規模や製造コストを増大させることなく、電波の到来方向を正しく推定する装置を提供することができ、また、車等の移動体に用いるレーダに適用した場合でも、高い推定精度を確保することができる。
［他の実施形態］
以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施可能である。
【００６９】
例えば、上記実施形態では、送信信号Ｓｓの１回の変動周期の間に得られたビート信号のＦＦＴ処理結果に基づく個別相関行列Ｒxx(ｋ)、或いは、一度のパルス波の送信で得られたデジタル化複素信号に基づく個別相関行列Ｒxx(ｋ)のみを用いて平均相関行列ＨＲxxを求めているが、Ｓ１５０で算出される個別相関行列Ｒxx(ｋ)を、過去、一定期間の間だけＲＡＭ等に保存し、その保存されている全ての個別相関行列Ｒxx(ｋ)を用いることで、いわゆる時間平均法を併用して、平均相関行列ＨＲxxを求めるように構成してもよい。そして、この場合、重みＧk は、例えば、新しく算出されたものほど、大きな値となるように設定することが考えられる。
【００７０】
また、上記実施形態では、全ての受信チャネルＣＨ1 〜ＣＨN のデータを用いて受信ベクトルＸ(ｋ)を生成しているが、一度に検出すべき物標の数に対してアンテナ素子数Ｎに余裕がある場合は、Ｎ素子リニアアレーからＫ（＜Ｎ）素子サブアレーを１個ずつ素子をずらしながらＰ（＝Ｎ−Ｋ−１）個設定し、各サブアレー毎に受信ベクトルＸ(ｋ)を生成し、この受信ベクトルＸ(ｋ)から生成された全ての個別相関行列Ｒxx(ｋ)を用いることで、いわゆる空間平均法を併用して、平均相関行列ＨＲxxを求めるように構成してもよい。
【００７１】
更に、単純な空間平均法の代わりに、Forward-Backward空間平均法を用いてもよい。また、受信ベクトルＸ(ｋ)に対してユニタリ変換を施すことで、実数行列からなる相関行列を生成し、相関行列を固有値展開する際の計算負荷を軽減するように構成してもよい。
【００７２】
また、上記実施形態では、ピーク周波数（ピークタイミング）と同一のピーク波形に属する周波数（サンプリングタイミング）の中から、受信ベクトルの生成に用いる対象周波数（対象タイミング）を抽出する際に、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいものの中で、信号強度が強い順にＭ個の周波数（サンプリングタイミング）を抽出条件としているが、例えば、単純に、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいことや、ピーク周波数（ピークタイミング）に隣接する所定個であることを抽出条件としてもよい。
【００７３】
また、上記実施形態では、到来方向推定法として、ＭＵＳＩＣ法を用いたが、例えば、Ｃａｐｏｎ法，線形予測法，最小ノルム法，ＥＳＰＲＩＴ法）等、相関行列を用いて到来方向の推定を行うものであれば、どのような推定法を用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７４】
【図１】第１実施形態の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図。
【図２】方向算出処理の内容を示すフローチャート。
【図３】第１実施形態における入力ベクトルの抽出方法を示す説明図。
【図４】第２実施形態の車載用レーダ装置の構成を示すブロック図。
【図５】第２実施形態における入力ベクトルの抽出方法を示す説明図。
【符号の説明】
【００７５】
２，２２…車載用レーダ装置、４，２４…送信器、５，２５…受信アンテナアレー、６，２６…受信器、８，２８…ＡＤ変換部、１０，３０…信号処理部、１２，３２…高周波発振器、１４，３４…分配器、３６…高周波スイッチ。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号に従って送信した連続波の反射波をアレーアンテナで受信し、該アレーアンテナを構成する各アンテナ素子からの受信信号に、前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号を混合することで、前記アンテナ素子毎に生成されるビート信号に基づいて、前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する電波到来方向推定装置であって、
前記アンテナ素子毎に生成される複数のビート信号から抽出した同一周波数のデータを配列してなる受信ベクトルを、該ビート信号の周波数スペクトラム上で同一のピーク波形に属する複数の周波数について生成する受信ベクトル生成手段と、
該受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する相関行列生成手段と、
該相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求める平均相関行列算出手段と、
該平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、該角度スペクトラムをスキャンすることで前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する推定手段と、
を備えることを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項２】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一のピーク波形に属する複数の周波数として、該ピーク波形のピーク周波数と、該ピーク周波数に隣接する予め設定された規定個の周波数を用いることを特徴とする請求項１に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項３】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一のピーク波形に属する複数の周波数として、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きい周波数を用いることを特徴とする請求項１又は２に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項４】
送信したパルス波の反射波をアレーアンテナで受信し、該アレーアンテナを構成する各アンテナ素子からの受信信号に基づいて、互いの位相が９０°異なった実数信号及び虚数信号からなる複素信号を前記アンテナ素子毎に生成し、該複素信号に基づいて、前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する電波到来方向推定装置であって、
前記アンテナ素子毎に生成される複数の複素信号から抽出した同一サンプリングタイミングのデータを配列してなる受信ベクトルを、同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングについて生成する受信ベクトル生成手段と、
該受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する相関行列生成手段と、
該相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求める平均相関行列算出手段と、
該平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、該角度スペクトラムをスキャンすることで前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する推定手段と、
を備えることを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項５】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングとして、信号強度がピーク値となるサンプリングタイミングと、該サンプリングタイミングに隣接する予め設定された規定個のサンプリングタイミングを用いることを特徴とする請求項４に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項６】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングとして、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいサンプリングタイミングを用いることを特徴とする請求項４又は５に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項７】
前記受信ベクトル生成手段は、前記アレーアンテナを互いに同じ配列を持つように分割してなる複数の部分アレー毎に、前記受信ベクトルを生成することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電波到来方向推定装置。
【請求項８】
前記平均相関行列算出手段は、過去の測定で算出された相関行列も用いて、前記平均相関行列を求めることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電波到来方向推定装置。
【請求項９】
前記相関行列生成手段は、前記受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルに対してユニタリ変換を施し、実数行列からなる相関行列を生成することを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電波到来方向推定装置。
【請求項１】
送信信号に従って送信した連続波の反射波をアレーアンテナで受信し、該アレーアンテナを構成する各アンテナ素子からの受信信号に、前記送信信号と同じ周波数を有するローカル信号を混合することで、前記アンテナ素子毎に生成されるビート信号に基づいて、前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する電波到来方向推定装置であって、
前記アンテナ素子毎に生成される複数のビート信号から抽出した同一周波数のデータを配列してなる受信ベクトルを、該ビート信号の周波数スペクトラム上で同一のピーク波形に属する複数の周波数について生成する受信ベクトル生成手段と、
該受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する相関行列生成手段と、
該相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求める平均相関行列算出手段と、
該平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、該角度スペクトラムをスキャンすることで前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する推定手段と、
を備えることを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項２】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一のピーク波形に属する複数の周波数として、該ピーク波形のピーク周波数と、該ピーク周波数に隣接する予め設定された規定個の周波数を用いることを特徴とする請求項１に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項３】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一のピーク波形に属する複数の周波数として、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きい周波数を用いることを特徴とする請求項１又は２に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項４】
送信したパルス波の反射波をアレーアンテナで受信し、該アレーアンテナを構成する各アンテナ素子からの受信信号に基づいて、互いの位相が９０°異なった実数信号及び虚数信号からなる複素信号を前記アンテナ素子毎に生成し、該複素信号に基づいて、前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する電波到来方向推定装置であって、
前記アンテナ素子毎に生成される複数の複素信号から抽出した同一サンプリングタイミングのデータを配列してなる受信ベクトルを、同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングについて生成する受信ベクトル生成手段と、
該受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルのそれぞれについて相関行列を生成する相関行列生成手段と、
該相関行列生成手段にて生成された複数の相関行列を平均又は加重平均してなる平均相関行列を求める平均相関行列算出手段と、
該平均相関行列算出手段にて算出された平均相関行列に基づいて受信強度の角度スペクトラムを生成し、該角度スペクトラムをスキャンすることで前記アレーアンテナが受信した電波の到来方向を推定する推定手段と、
を備えることを特徴とする電波到来方向推定装置。
【請求項５】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングとして、信号強度がピーク値となるサンプリングタイミングと、該サンプリングタイミングに隣接する予め設定された規定個のサンプリングタイミングを用いることを特徴とする請求項４に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項６】
前記受信ベクトル生成手段は、
同一パルスに属する複数のサンプリングタイミングとして、信号強度が予め設定された強度しきい値より大きいサンプリングタイミングを用いることを特徴とする請求項４又は５に記載の電波到来方向推定装置。
【請求項７】
前記受信ベクトル生成手段は、前記アレーアンテナを互いに同じ配列を持つように分割してなる複数の部分アレー毎に、前記受信ベクトルを生成することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電波到来方向推定装置。
【請求項８】
前記平均相関行列算出手段は、過去の測定で算出された相関行列も用いて、前記平均相関行列を求めることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電波到来方向推定装置。
【請求項９】
前記相関行列生成手段は、前記受信ベクトル生成手段にて生成された受信ベクトルに対してユニタリ変換を施し、実数行列からなる相関行列を生成することを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電波到来方向推定装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００６−１４５２５１（Ｐ２００６−１４５２５１Ａ）
【公開日】平成１８年６月８日（２００６．６．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−３３２２６０（Ｐ２００４−３３２２６０）
【出願日】平成１６年１１月１６日（２００４．１１．１６）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年６月８日（２００６．６．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年１１月１６日（２００４．１１．１６）
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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