電源装置
【課題】高電圧パルスの波高値とパルス幅の制御により負荷である電極の安定した放電と異常検知を実現する。
【解決手段】直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することにより、前記平滑コンデンサの両端電圧である直流電圧が変動した場合でも前記負荷に印加される出力ピーク電圧を一定とすることができるので、前記負荷において安定した放電を実現することができる。
【解決手段】直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することにより、前記平滑コンデンサの両端電圧である直流電圧が変動した場合でも前記負荷に印加される出力ピーク電圧を一定とすることができるので、前記負荷において安定した放電を実現することができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電圧パルスの印加により放電を発生させて殺菌、空気中の有害物質等を浄化する装置に使用可能な高電圧パルス発生用の電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の高電圧パルス発生用電源装置として昇圧トランスの１次巻線に電流を流して電磁エネルギーを蓄積し、その電流を遮断することによる巻線の反発電圧を２次巻線に伝えて高電圧パルスを得る方法が種々考案されている。以下にこれら従来例の構成と動作を図面を用いて説明する。
【０００３】
図１８は従来の電源装置の構成図で、直流電源１５、１次巻線１０ａ、２次巻線１０ｂを有する昇圧トランス１０、スイッチング素子８、ダイオード１６、電源装置の負荷１１、インダクタ１７、コンデンサ１８が図の通り接続されている。前記負荷１１は放電をさせる電極構造を有し、電気的には主として静電容量の特性を示す。また駆動手段９は前記スイッチング素子８を駆動する信号を生成する。
【０００４】
以上の構成において、その動作を説明する。スイッチング素子８が駆動手段９からの信号によりオンさせられると、直流電源１５から昇圧トランス１０の１次巻線１０ａに図１９に示すような概略直線状に増加する電流が流れ、前記１次巻線１０ａに電磁エネルギーが蓄積される。次に駆動手段９からの信号によりスイッチング素子８がオフさせられると、前記１次巻線１０ａに反発電圧が発生する。
【０００５】
それが昇圧トランス１０の巻線比に応じて２次巻線１０ｂに伝達され、２次巻線１０ｂに大きな電圧が発生する。
【０００６】
これを励振源としてインダクタ１７、コンデンサ１８で共振が起こり、図１９に示すようなピークが高く、幅の狭いパルス電圧が発生し、これが負荷１１に印加されることとなる。
【０００７】
２次側の共振により、再度昇圧トランス巻線１０ａ、１０ｂの電圧極性が反転して１次巻線１０ａの電圧が直流電源１５の電圧を超えるとダイオード１６が導通し、直流電源１５にエネルギーが回生される。
【０００８】
２次側の共振により以上のような動作が繰返される結果、ダイオード１６には図１９に示すような回生電流が流れる。
【０００９】
これらの基本動作をもとに、さらに出力電圧パルスの立ち上がり速度を上げるために、図２０のように２次側に高圧スイッチ１９を設け、コンデンサ１８の電圧がピークに達した瞬間に高耐圧スイッチ１９を導通させて負荷１１に高電圧パルスを印加する方法が考案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１０−２２４１８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら前記従来の構成では、出力電圧のピークはスイッチング素子８をオフした直後に発生するが、その波高値はスイッチング素子８のオフ時の速度に大きく依存するため、スイッチング素子８の部品ばらつきの影響を受けやすいという課題を有していた。
【００１１】
また、出力電圧のパルス幅は２次側の共振時定数に依存するためパルス幅の制御ができないため負荷１１の電極において安定した放電を実現できないという課題を有していた。
【００１２】
また、スイッチング素子８のオフ時に昇圧トランス１０の漏れインダクタンスにより大きなサージ電圧が発生し、それがスイッチング素子８に印加されるためスイッチング素子８に高耐圧が必要になるとともに、スイッチングノイズが大きくなるという課題も有していた。
【００１３】
さらに、特許文献1の例では２次側回路に高耐圧のスイッチング素子が必要となり、装置の大型化、コストアップにつながるという課題も有していた。
【００１４】
本発明は、前記従来の課題を解決するためのもので、スイッチング素子のスイッチング速度に依存しない出力電圧パルスを得ることができ、電流容量、耐圧の比較的小さなスイッチング素子が使用可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。
【００１５】
さらに、スイッチング素子のスイッチング時の不要輻射を低く抑えることができる。
【００１６】
さらに、交流電源が電圧変動した場合でも負荷１１の出力ピーク電圧を安定に保つことができ安定した放電を実現することができる。
【００１７】
さらに負荷１１が短絡、開放または異常放電であるアーク放電の場合に、これらの負荷状態を検知することができるとともに、異常時に第１のスイッチング素子の駆動信号をオフにすることにより異常時の過大な電圧、電流ストレスから回路素子を守ることができる。
【００１８】
これにより、回路部品の電圧電流容量を低くすることができ、電源装置のさらなる小型化、低コスト化が可能となる。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、交流電源と、前記交流電源を整流するブリッジダイオードと、前記ブリッジダイオードで整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動手段と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記平滑コンデンサと前記第１の抵抗と前記昇圧トランスの１次巻線と前記スイッチング素子を環状に直列に接続し、前記ダイオードのカソードを前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１の抵抗が接続された側に接続し、前記ダイオードのアノードを前記第２の抵抗の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１のスイッチング素子に接続された側に接続し、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することにより、前記スイッチング素子の導通中に出力電圧がピークまで立ち上がり、その後自然に減少するため、スイッチング素子のオン時間で出力電圧パルスの波高値およびパルス幅が制御可能となり、前記負荷にて安定した放電を実現することができる。
【００２０】
さらに、前記ブリッジダイオードと前記平滑コンデンサとの間に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動手段とを備え、前記第２
のスイッチング素子のオンにより前記平滑コンデンサが充電したときの前記直流電圧検出手段の出力Ｖｉと、前記第２のスイッチング素子をオフし、前記第１のスイッチング素子を所定の回数オン、オフ繰り返した後の前記直流電圧検出手段の出力Ｖｒとを比較することにより、前記負荷の異常検知を実現することができ、電源装置の安全性を確保することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の電源装置によれば、スイッチング素子のスイッチング速度に依存しない出力電圧パルスを得ることができ、電流容量、耐圧の比較的小さなスイッチング素子が使用可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。
【００２２】
さらに、スイッチング素子のスイッチング時の不要輻射を低く抑えることができる。
【００２３】
さらに、交流電源が電圧変動した場合でも負荷１１の出力ピーク電圧を安定に保つことができ安定した放電を実現することができる。
【００２４】
さらに負荷１１が短絡、開放または異常放電であるアーク放電の場合に、これらの負荷状態を検知することができるとともに、異常時に第１のスイッチング素子の駆動信号をオフにすることにより異常時の過大な電圧、電流ストレスから回路素子を守ることができる。
【００２５】
これにより、回路部品の電圧電流容量を低くすることができ、電源装置のさらなる小型化、低コスト化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
第１の発明は交流電源と、前記交流電源を整流するブリッジダイオードと、前記ブリッジダイオードで整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動手段と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記平滑コンデンサと前記第１の抵抗と前記昇圧トランスの１次巻線と前記スイッチング素子を環状に直列に接続し、前記ダイオードのカソードを前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１の抵抗が接続された側に接続し、前記ダイオードのアノードを前記第２の抵抗の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１のスイッチング素子に接続された側に接続し、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することにより、前記平滑コンデンサの両端電圧である直流電圧が変動した場合でも前記負荷に印加される出力ピーク電圧を一定とすることができるので、前記負荷において安定した放電を実現することができる。
【００２７】
第２の発明は、請求項１記載の電源装置の前記ブリッジダイオードと前記平滑コンデンサとの間に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動手段とを備え、前記第２のスイッチング素子のオンにより前記平滑コンデンサが充電したときの前記直流電圧検出手段の出力Ｖｉと、前記第２のスイッチング素子をオフし、前記第１のスイッチング素子を所定の回数オン、オフ繰り返した後の前記直流電圧検出手段の出力Ｖｒとを比較することにより、前記第１のスイッチング素子のオン、オフを所定の回数繰り返す期間は前記第２のスイッチング素子はオフしているので、前記交流電源から前記平滑コンデンサへの電力供給が遮断されることとなり、前記負荷に所定の回数
高電圧パルスを印加することによる直流電圧の電圧降下が得られ、前記負荷１１で消費されるエネルギーがわかる。
【００２８】
第３の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と予め設定された電圧Ｖｏとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｏのときに前記負荷が請求項１記載の電源装置に対し開放しているとマイクロコンピュータが判断することとなり、第１のスイッチング素子をオフすることで、前記負荷の開放による過大な電圧ストレスから昇圧トランス３を保護することができ、昇圧トランス３の電圧耐量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００２９】
第４の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された電圧Ｖｓとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｓのときに前記負荷が短絡しているとマイクロコンピュータが判断することとなり、第１のスイッチング素子をオフすることで、過大な電流ストレスから昇圧トランス１０を保護することができ、昇圧トランス３の電流容量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００３０】
第５の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された電圧Ｖａとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖａのときに前記負荷がアーク放電しているとマイクロコンピュータが判断することとなり、第１のスイッチング素子をオフすることで、アーク放電による異常音と電磁ノイズの発生を短時間に防止することができるので電源装置の安全性を確保できる。
【００３１】
第６の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された電圧Ｖｎとを比較し（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｎのときに前記負荷が正常な放電をしているとマイクロコンピュータが判断することとなり、前記第２のスイッチング素子と第１のスイッチング素子の一連の動作を繰り返すことで、異常検知をしつつ安定した放電を実現できる。
【００３２】
第７の発明は、特に、前記第１のスイッチング素子がオン、オフする前記所定の回数と前記平滑コンデンサの静電容量を、前記負荷の正常な放電時にＶｒが所定の電圧値以上となるように決定することにより、前記負荷での安定した放電を実現することができる。
【００３３】
第８の発明は、第１の発明または第２の発明の電源装置のブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３との間に電流遮断手段１５を接続した構成とすることで、１次側回路が短絡した場合に前記電流遮断手段が開放し前記平滑コンデンサ３に直流電圧が印加されないことにより、マイクロコンピュータ１２は異常を検知することが可能となり、マイクロコンピュータ１２から外部に異常信号を出力すること等が容易となる。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００３５】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における電源装置の構成図である。図１において、交流電源１と、前記交流電源１を整流するブリッジダイオード２と、前記ブリッジダイオード２で整流された電圧を平滑する平滑コンデンサ３と、前記平滑コンデンサ３の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段４と、第１の抵抗５と、昇圧トランス１０と、第１のスイッチング素子８と、前記第１のスイッチング素子８を駆動する第１の駆動手段９と、ダイオード６と、第２の抵抗７と、前記第１の駆動手段９に駆動信号を出力するマイクロコンピュータ１２とを備え、前記平滑コンデンサ３と前記第１の抵抗５と前記昇圧トランス１
０の１次巻線１０ａと前記第１のスイッチング素子８を環状に直列に接続し、前記ダイオード６のカソードを前記昇圧トランスの１次巻線１０ａの前記第１の抵抗５が接続された側に接続し、前記ダイオード６のアノードを前記第２の抵抗７の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗７の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線１０ａの前記第１のスイッチング素子８に接続された側に接続し、前記昇圧トランスの２次巻線１０ｂに負荷１１が接続された構成となっている。
【００３６】
以上の構成において、その回路動作を図２を用いて説明する。まずマイクロコンピュータ１２から駆動信号が出力され第1の駆動手段９によりスイッチング素子８がオンすると、交流電源１をブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３により整流平滑された直流電圧から負荷１１の容量を充電する電流と、昇圧トランス１０の励磁インダクタンスに流れる電流が第１の抵抗５を介して供給される。
【００３７】
前記負荷１１の容量成分を充電する電流は、概略第１の抵抗５と負荷容量の１次換算値との積で表される時定数に基づいて増加する。
【００３８】
また、昇圧トランス１０の励磁インダクタンスに流れる電流はスイッチング素子８のオンと同時に０から概略直線的に増加する。ここで、前記負荷容量成分を充電する電流が、前記励磁インダクタンスに流れる電流よりも速く立ち上がるように第１の抵抗５の抵抗値を選定することにより、負荷１１に印加される出力電圧の立ち上がりを速くすることができる。前記励磁インダクタンスに流れる電流が増加すると、第１の抵抗５による電圧降下が増加し、昇圧トランス１０の１次巻線１０ａの電圧が負荷容量に充電された電圧の１次換算値より小さくなり、負荷容量の電圧、すなわち出力電圧の低下が始まる。
【００３９】
この直後にスイッチング素子８をオフすると、前記励磁インダクタンスに流れていた電流は第２の抵抗７、ダイオード６を環流し、やがて０となる。その後、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂと負荷１１の容量の共振により、図２に示すような共振が発生し、そのエネルギーは主として第２の抵抗７で消費されながら減衰することとなる。
【００４０】
以上の一連の動作によりパルス幅が２μｓ程度の高電圧パルス出力を得ることができる。
【００４１】
なお、図２に示した波形は、交流電源１の電圧が２００Ｖ、第１の抵抗５の抵抗値が１５Ω、昇圧トランス１０の巻線比が１／３１、同励磁インダクタンスが３７μＨ、負荷１１の容量が３７ｐＦ、第２の抵抗７の抵抗値が４．７Ωの場合の例である。
【００４２】
ここで、スイッチング素子８のオン幅を図２よりも小さくした場合の波形を図３に、大きくした場合の波形を図４に示す。基本動作は同様であるが、図３の場合にはスイッチング素子８のオフと同時に交流電源１または平滑コンデンサ３からのエネルギー注入が停止するため、出力電圧パルスの波高値およびパルス幅がともに図２の場合より小さくなる。
【００４３】
逆に、図４の場合にはパルスの波高値およびパルス幅がともに図２の場合より大きくなる。
【００４４】
図５にスイッチング素子８のオン時間と負荷１１の出力電圧のピーク電圧特性を示す（ただし直流電圧が一定の場合）。図５に示すように負荷１１の出力ピーク電圧は概ね交流電源１を整流平滑して得られる直流電圧と昇圧トランス１０の巻数比と負荷１１の静電容量により決まり、マイクロコンピュータ１２の出力デューティーに対して飽和特性を有する。
【００４５】
一方、負荷１１に相当する放電電極が高電圧パルスの印加により所望の放電を実現するためには、負荷１１の電極において放電開始電圧以上のピーク値を持った高電圧パルスを印加する必要がある。
【００４６】
本実施の形態における負荷１１の電極においては放電開始電圧は４ｋＶである。
【００４７】
また、図６に平滑コンデンサ３の両端電圧である直流電圧と負荷１１の出力電圧のピーク電圧特性を示す（ただしスイッチング素子８のオン時間が一定の場合）。
【００４８】
図６に示すように負荷１１の出力ピーク電圧は直流電圧に対し、一次特性を示す。
【００４９】
図６に示すように第１のスイッチング素子８のオン時間が一定の場合に直流電圧の変動により負荷１１の出力電圧ピークは大きく変動する。交流電源１の電圧変動を±１５％考慮した場合、直流電源の下限値は約２４０V、上限値は約３２５Vと変動する。
【００５０】
この直流電圧変動に対し、第１のスイッチング素子のオン時間を５００ｎｓ一定とした場合、図６に示すように直流電圧の低い領域では負荷１１の放電開始電圧である４ｋＶの出力電圧ピークに達しないため所望の放電が得られないこととなる。
【００５１】
一方、第１のスイッチング素子のオン時間を１ｕｓ一定とした場合には負荷１１の出力電圧ピークは直流電圧の高い領域において必要な放電開始電圧と比較して非常に高い電圧が印加されることとなり、負荷１１においてアーク放電が発生しやすい等、所望の放電状態を安定して持続できないこととなる。
【００５２】
図７に平滑コンデンサ３の両端電圧である直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性を示す（ただし負荷１１の出力電圧ピークが一定の場合）。
【００５３】
以上より、図７に示すように負荷１１の出力電圧を一定値に制御するためには、直流電圧検出手段３の出力をマイクロコンピュータ１２に伝達し、マイクロコンピュータ内部のＡＤ変換結果に基づいて、第１のスイッチング素子８を駆動するための駆動信号のオン時間を調整し、第１の駆動手段９に出力すればよい。
【００５４】
次に、マイクロコンピュータ内部で直流電圧検出手段３から伝達された直流電圧情報を基に第1のスイッチング素子のオン時間の決定について図８を用いて説明する。
【００５５】
図８は図７の負荷１１の出力電圧ピークを一定とした場合における直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性に直流電圧の変動幅（約２４０Ｖ〜３２５Ｖ）においてこの特性をマイクロコンピュータ１２内部で処理しやすいように近似直線を示す。
【００５６】
この近似直線を用いて、マイクロコンピュータ１２に直流電圧検出手段からの直流電圧値に基づいて第１のスイッチング素子のオン時間を演算する。
【００５７】
以上のような処理を行った場合、直流電圧と負荷１１の出力電圧のピーク電圧特性を図９に示す。
【００５８】
図示するように、直流電圧検出手段の出力に基づき、マイクロコンピュータ１２にて第１のスイッチング素子８のオン時間を演算により求め、第１の駆動手段９に駆動信号を出力することにより、負荷１１の出力電圧ピークを概ね一定に保つことができるので交流電源１が電圧変動した場合にも安定した放電を実現できる。
【００５９】
なお負荷１１の電極が、電極構造の公差や環境、経年変化等により放電開始電圧が変動しても、上記した制御の基本動作には影響しない。
【００６０】
また、本実施の形態では直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性を近似直線に置き換えたが、近似直線とした場合や直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の関係をメモリ上にテーブルとして予め記憶させ、直流電圧検出手段３からの入力とテーブルのデータにより第１のスイッチング素子８のオン時間を決定した場合においても同様の効果が期待できる。
【００６１】
以上の構成および動作により、スイッチング素子８のスイッチング速度に依存しない出力電圧パルスが得られ、出力電圧パルスの波高値およびパルス幅を制御することができる。
【００６２】
また、第１の抵抗５によって交流電源１および平滑コンデンサ３から供給される電流を抑制できるため、スイッチング素子８の電流容量を低減できる。
【００６３】
さらに、第２の抵抗７とダイオード６による電流環流経路があるため、第１のスイッチング素子８のオフ時のサージ電圧を抑制でき、第１のスイッチング素子８に特別な高耐圧を必要とせず、不要輻射も低減できる。
【００６４】
さらに直流電圧検出手段の出力に基づき、マイクロコンピュータ１２にて第１のスイッチング素子８のオン時間を制御することにより、負荷１１の出力電圧ピークを概ね一定に保つことができるので交流電源１が電圧変動した場合にも安定した放電を実現できる。
【００６５】
なお、本実施の形態では昇圧トランス１０の１次巻線１０ａと２次巻線１０ｂを同極性としたが、極性を逆としてもよい。また、スイッチング素子８は双方向スイッチとしたが、昇圧トランス１０から交流電源１へ導通する片方向スイッチでもよい。
【００６６】
また、平滑コンデンサ３のプラス側ラインに第１の抵抗５を、マイナス側ラインにスイッチング素子８を挿入したが、プラス側ラインにスイッチング素子８を、マイナス側ラインに第１の抵抗５を挿入してもよく、また、いずれか一方のラインにスイッチング素子８および第１の抵抗５を直列にして挿入してもよい。
【００６７】
更に、ダイオード６および第２の抵抗７による直列回路は、図中、上側にダイオード６が、下側に第２の抵抗７が位置するが、上下の位置が反転しても差し支えない。
【００６８】
（実施の形態２）
図１０は本発明の実施の形態２における電源装置の構成図である。図１０において図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００６９】
図１０において、ブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３との間に第２のスイッチング素子１３を接続し、前記第２のスイッチング素子１３を駆動する第２の駆動手段１４を備えた構成となっている。以上の構成において、その回路動作を図１１を用いて説明する。
【００７０】
まず、第２のスイッチング素子１３のオンにより平滑コンデンサ３は交流電源１により充電される（図１１中に示すＴ０期間）。
【００７１】
このときの直流電圧検出手段４の出力Ｖｉをマイクロコンピュータ１２のメモリに記憶し、マイクロコンピュータ１２がＶｉを記憶した後、第２のスイッチング素子１３をオフ
する。
【００７２】
次に第１のスイッチング素子８を所定の回数オン、オフ繰り返す（図１１中に示すＴ１期間）。
【００７３】
このときＴ１期間中は第２のスイッチング素子１３はオフしているので、交流電源１から平滑コンデンサ３への充電経路が遮断され、Ｔ０の期間に平滑コンデンサに蓄えられた充電電圧のみを入力電源として、第１のスイッチング素子がオン、オフすることにより負荷１１に高電圧パルスが印加されることとなる。
【００７４】
Ｔ１期間中は負荷１１に高電圧パルスが印加されることにより、図１１示す拡大図のように第１のスイッチング素子８のオン時間に直流電圧が減少することとなる。
【００７５】
第１のスイッチング素子８のオン時間の制御は、実施の形態１で説明したとおり直流電圧検出手段３の出力に応じてオン時間を制御する。
【００７６】
例えば図１１に図示するように直流電圧検出手段３がＶｉ(ｎ)と検出した場合には第１のスイッチング素子８のオン時間をｔ(ｎ)とし、直流電圧検出手段３がＶｉ(ｎ+1)と検出した場合には第１のスイッチング素子８のオン時間をｔ(ｎ+1)と出力する。
【００７７】
直流電圧検出手段３の出力に対応する第１のスイッチング素子８のオン時間は実施の形態１で説明したとおりである。
【００７８】
この制御により、直流電圧の変動に対する負荷１１の出力電圧ピークの変動を抑制でき、負荷１１で安定した所望の放電を実現できる。
【００７９】
次に、第１のスイッチング素子８が所定の回数オン、オフ繰り返した後の直流電圧検出手段の出力Ｖｒをマイクロコンピュータ１２はメモリに記憶する。
【００８０】
ここで、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較することで、以下に説明する原理により負荷１１の異常と正常を検知することができ、電源装置の安全性を確保することができる。
【００８１】
まず、放電電極に相当する負荷１１が接続線の断線等により電源装置から開放した場合の異常検知について図１２に示す負荷開放時の波形を用いて説明する。
【００８２】
電源装置の基本動作は図２〜４に示す負荷１１の正常時と同様であるが、図１２の場合には昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂに印加される電圧は、概略昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂの分布容量の１次換算値と第１の抵抗５との積で表される時定数に基づいて増加し、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂには大きな電圧が印加される。
【００８３】
一方、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂに流れる電流は負荷１１と電源装置が切り離されているため０となる。（実際には第１のスイッチング素子８が１回オンすることにより昇圧トランス１０の２次巻線の分布容量Ｃｓ（≒１３ｐＦ）を充電するため微小な電流が流れるが無視する。）したがって負荷１１の開放時に消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスのみと考えてよい。
【００８４】
第１のスイッチング素子の駆動期間をＴ１（図１１のＴ１に相当）、回路の定常ロスをＩｃとすると、開放時に消費する電荷量の最大値Ｑｏは
Ｑｏ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１・・・（１）
と表せる。
【００８５】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式１のＱｏを電圧に換算すると負荷１１の開放時の直流電圧減少分であるＶｏは以下の式２より求めることができる。
【００８６】
Ｖｏ＝Ｑｏ／Ｃｉ・・・（２）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｏのときに負荷１１は電源装置から開放していると判断でき、第１のスイッチング素子をオフすることで、前記負荷の開放による過大な電圧ストレスから昇圧トランス３を保護することができ、昇圧トランス３の電圧耐量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００８７】
ここで、仮に第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚとし、１０００回オン、オフを繰り返すとするとＴ１＝２ｓとなる。またＩｃは５０ｕＡであるので、式１および式２よりＶｏは１４Ｖとなる。
【００８８】
次に、放電電極に相当する負荷１１が経年変化による塵埃の堆積や異物の挟み込み等により短絡状態にある場合の異常検知について図１３の負荷短絡時の波形を用いて説明する。
【００８９】
図１３の場合には昇圧トランス１０の２次側が短絡状態となるので、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂには大きな電流が流れる。
【００９０】
一方、昇圧トランス１０の２次巻線に印加される電圧は負荷１１の短絡により０となる。したがって負荷１１の短絡時に消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスと、第1のスイッチング素子８のオン時に負荷１１を流れるパルス状の電流によって求められる。
【００９１】
第１のスイッチング素子の駆動期間Ｔ１（図１１のＴ１に相当）における平均オン時間をｔ(ａｖｅ)、第1のスイッチング素子８をＴ１間にｍ回スイッチングし、このときに負荷１１に流れるパルス状の電流の波高値をＩｐとすると、短絡時に消費する電荷量Ｑｓは
Ｑｓ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＋∫Ｉｐ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１＋ｍ・ｉｐ・ｔ(ａｖｅ)・・・（３）と表せる。
【００９２】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式３のＱｓを電圧に換算すると負荷１１の短絡時に直流電圧が減少する電圧Ｖｓは以下の式４より求めることができる。
【００９３】
Ｖｓ＝Ｑｓ／Ｃｉ・・・（４）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｓのときに負荷１１は短絡していると判断でき、第１のスイッチング素子をオフすることで、過大な電流ストレスから昇圧トランス１０を保護することができ、昇圧トランス３の電流容量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００９４】
ここでＶｓを開放時と同様に概算で求める。第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚ、ｍ＝１０００とするとＴ１＝２ｓとなる。
【００９５】
また、回路の定常ロスＩｃ＝５０ｕＡと、図１３の波形より得られるｉｐ＝４００ｍＡ、ｔ(ａｖｅ)＝１ｕｓとを式５および式６に代入することでＶｓ＝５０Ｖを得る。
【００９６】
さらに、放電電極に相当する負荷１１が電極の公差や経年変化、異物の挟み込み等が引き金となり異常な放電であるアーク放電した場合、異常放電による大きな放電音と高いｄＶ／ｄｔにより過大な電磁ノイズが発生する。
【００９７】
このアーク放電の異常検知について図１４に示す負荷１１のアーク放電時の波形を用いて説明する。
【００９８】
図１４の場合にはアーク放電発生により、ピーク値の大きな高周波電流が負荷１１に流れる。
【００９９】
一方、負荷１１に印加される電圧はアーク放電発生と同時に急激に０Ｖとなる。したがって負荷１１のアーク放電時時に消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスと、第1のスイッチング素子８のオン時に負荷１１を流れるパルス状の電流にピーク値の大きな高周波電流との和である。
【０１００】
第１のスイッチング素子の駆動期間をＴ１（図１１のＴ１に相当）における平均オン時間をｔ(ａｖｅ)、第1のスイッチング素子８をＴ１間にｍ回スイッチングし、このときに負荷１１に流れるパルス状の電流の実効値をＩｍとすると、アーク放電時に消費する電荷量Ｑａは、
Ｑａ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＋∫Ｉｍ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１＋ｍ・ｉｍ・ｔ(ａｖｅ)・・・（５）と表せる。
【０１０１】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式５のＱａを電圧に換算すると負荷１１のアーク放電時に直流電圧減少分Ｖａは以下の式６より求めることができる。
【０１０２】
Ｖａ＝Ｑａ／Ｃｉ・・・（６）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖａのときに負荷１１はアーク放電していると判断でき、第１のスイッチング素子をオフすることで、アーク放電による異常音と電磁ノイズの発生を短時間に防止することができ、電源装置の安全性を確保できる。
【０１０３】
ここでＶａを開放時と同様に概算で求める。
【０１０４】
第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚ、ｍ＝１０００とするとＴ１＝２ｓとなる。
【０１０５】
また、回路の定常ロスＩｃ＝５０ｕＡと、図１４の波形より得られるｉｍ＝８００ｍＡ、ｔ(ａｖｅ)＝１ｕｓとを式５および式６に代入することでＶａ＝９０Ｖを得る。
【０１０６】
負荷１１における開放、短絡、アーク放電の異常検知については上記のとおりであり、図１５に示すとおり、（Ｖｉ−Ｖｒ）を予め定めた、Ｖｏ、Ｖｓ、Ｖａと比較することにより検知することが可能となる。
【０１０７】
一方、負荷１１の正常放電時には上記異常時と同様に考え、消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスと、第1のスイッチング素子８のオン時に負荷１１を流れるパルス状の電流との和である。
【０１０８】
第１のスイッチング素子の駆動期間Ｔ１（図１１のＴ１に相当）における平均オン時間をｔ(ａｖｅ)、第1のスイッチング素子８をＴ１間にｍ回スイッチングし、このときに負荷１１に流れるパルス状の電流のピーク値をＩｎとすると、正常な放電時に消費する電荷
量Ｑｎは、
Ｑｎ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＋∫Ｉｎ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１＋ｍ・ｉｎ・ｔ(ａｖｅ)・・・（７）と表せる。
【０１０９】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式７のＱａを電圧に換算すると負荷１１の正常放電時に直流電圧減少分Ｖｎは以下の式８より求めることができる。
【０１１０】
Ｖｎ＝Ｑｎ／Ｃｉ・・・（８）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｎのときに負荷１１は正常に放電していると判断でき、第２のスイッチング素子１３をオンすることで平滑コンデンサ３を充電し、第１のスイッチング素子８をオン、オフするといった一連の動作を繰り返すことによって、異常検知と安定した放電を繰り返し実現することができ、電源装置の安全性および信頼性を確保することができる。
【０１１１】
ここでＶｎを開放時と同様に概算で求める。第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚ、ｍ＝１０００とするとＴ１＝２ｓとなる。
【０１１２】
また、回路の定常ロスＩｃ＝５０ｕＡと、図４の波形より得られるｉｎ＝２２０ｍＡ、ｔ(ａｖｅ)＝１ｕｓとを式７および式８に代入することでＶｎ＝３２Ｖを得る。
【０１１３】
また、負荷１１の正常放電時に平滑コンデンサ３の直流電圧が減少しても安定して放電するためには、負荷１１の出力電圧のピーク値４ｋＶを一定にする必要がある。
【０１１４】
図７に負荷１１の出力電圧ピークを４ｋＶを一定のときの直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性を示す。
【０１１５】
図７より、出力電圧４ｋＶを得るためには少なくともＶｒｍｉｎ以上の直流電圧が必要であることがわかる。
【０１１６】
したがって、スイッチング素子がオン、オフする前記所定の回数と前記平滑コンデンサの静電容量の関係を数式により求めると以下のようになる。
【０１１７】
（Ｖｉ−Ｖｒｍｉｎ）≧Ｖｎ・・・（９）（ただし、Ｖｎは式７および式８による）
図１６に式９を満足する平滑コンデンサ３の容量と第１のスイッチング素子８のスイッチング回数のグラフを示す。
【０１１８】
グラフ上に示す斜線部の領域で平滑コンデンサ３の容量と第１のスイッチング素子８のスイッチング回数を設定することで、正常な放電時に直流電圧が常にＶｒｍｉｎ以上とすることができるので、安定した所望の放電を確実に実現することができる。
【０１１９】
ただし、直流電圧のリップルの影響を無視できない程、平滑コンデンサ３の容量を小さくすることはできない（図１６中のＣｍｉｎ）。
【０１２０】
また、ＡＤ変換精度により、異常検知や正常判定ができないほど第１のスイッチング素子８のスイッチング回数を小さくすることはできない（図１６中のｍｍｉｎ）。
【０１２１】
以上のような制御および判定方法とすることにより、負荷７の開放または短絡による異常時と正常時の判定をすることができ、異常時には第１のスイッチング素子をオフすることにより装置の安全性を確保することができるとともに、正常時には安定した放電を確実
に実現することができる。
【０１２２】
（実施の形態３）
図１７は本発明の実施の形態３における電源装置の構成図である。図１７において図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【０１２３】
図１７において、電流遮断手段１５をブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３との間に接続した構成と成っている。
【０１２４】
この構成により、例えば昇圧トランスの絶縁破壊による短絡や第１のスイッチング素子８または第２のスイッチング素子１３の破壊等により１次側回路が短絡した場合には、電流遮断手段１５に例えばヒューズを用いた場合には溶断し、１時側回路が開放状態となる。
【０１２５】
したがって、第２のスイッチング素子１３がオンしても平滑コンデンサ３に直流電圧が充電されず、直流電圧検出手段４の出力がマイクロコンピュータ１２に伝達され、マイクロコンピュータ１２は一次側回路の短絡異常と判断することができる。
【０１２６】
これにより、マイクロコンピュータ１１から外部に異常信号を出力すること等が容易となる。
【産業上の利用可能性】
【０１２７】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、電源装置の異常と正常を１つの検出手段で確実に判定することが可能であり、異常時には出力の停止、正常時には確実かつ低ノイズにストリーマ放電を実現することができるので、高い安全性、コストパフォーマンスを実現し、高電圧パルスの印加により放電を発生させて殺菌等を行う装置を空気調和機や空気清浄機等の家電製品に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２８】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の各部動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の異なる条件下の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態１における電源装置の異なる条件下の各部動作波形図
【図５】第１のスイッチング素子のオン時間と出力電圧ピーク特性図
【図６】直流電圧と出力電圧ピークの特性図
【図７】直流電圧と第１のスイッチング素子のオン時間の特性図
【図８】直流電圧と第１のスイッチング素子のオン時間の関係を直線近似した特性図
【図９】本発明の実施の形態１における制御による直流電圧と出力電圧ピークの特性図
【図１０】本発明の実施の形態２における電源装置の構成図
【図１１】本発明の実施の形態２における電源装置の各部動作波形図
【図１２】本発明の実施の形態１における電源装置の負荷が開放した場合の各部動作波形図
【図１３】本発明の実施の形態１における電源装置の負荷が短絡した場合の各部動作波形図
【図１４】本発明の実施の形態１における電源装置の負荷がアーク放電した場合の各部動作波形図
【図１５】本発明の実施の形態２における電源装置の異常検知の原理を示す図
【図１６】本発明の実施の形態２における平滑コンデンサの容量とスイッチング回数の関係を示すグラフ
【図１７】本発明の実施の形態３における電源装置の構成図
【図１８】従来の電源装置の構成図
【図１９】従来の電源装置の各部動作波形図
【図２０】従来の電源装置の異なる構成図
【符号の説明】
【０１２９】
１ 交流電源
２ ブリッジダイオード
３ 平滑コンデンサ
４ 直流電圧検出手段
５ 第１の抵抗
６ ダイオード
７ 第２の抵抗
８ 第１のスイッチング素子
９ 第１の駆動手段
１０ 昇圧トランス
１１ 負荷
１２ マイクロコンピュータ
１３ 第２のスイッチング素子
１４ 第２の駆動手段
１５ 直流電源
１６ 回生用ダイオード
１７ リアクタ
１８ コンデンサ
１９ 高耐圧スイッチ
２０ 電流遮断手段
１０ａ １次巻線
１０ｂ ２次巻線
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電圧パルスの印加により放電を発生させて殺菌、空気中の有害物質等を浄化する装置に使用可能な高電圧パルス発生用の電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の高電圧パルス発生用電源装置として昇圧トランスの１次巻線に電流を流して電磁エネルギーを蓄積し、その電流を遮断することによる巻線の反発電圧を２次巻線に伝えて高電圧パルスを得る方法が種々考案されている。以下にこれら従来例の構成と動作を図面を用いて説明する。
【０００３】
図１８は従来の電源装置の構成図で、直流電源１５、１次巻線１０ａ、２次巻線１０ｂを有する昇圧トランス１０、スイッチング素子８、ダイオード１６、電源装置の負荷１１、インダクタ１７、コンデンサ１８が図の通り接続されている。前記負荷１１は放電をさせる電極構造を有し、電気的には主として静電容量の特性を示す。また駆動手段９は前記スイッチング素子８を駆動する信号を生成する。
【０００４】
以上の構成において、その動作を説明する。スイッチング素子８が駆動手段９からの信号によりオンさせられると、直流電源１５から昇圧トランス１０の１次巻線１０ａに図１９に示すような概略直線状に増加する電流が流れ、前記１次巻線１０ａに電磁エネルギーが蓄積される。次に駆動手段９からの信号によりスイッチング素子８がオフさせられると、前記１次巻線１０ａに反発電圧が発生する。
【０００５】
それが昇圧トランス１０の巻線比に応じて２次巻線１０ｂに伝達され、２次巻線１０ｂに大きな電圧が発生する。
【０００６】
これを励振源としてインダクタ１７、コンデンサ１８で共振が起こり、図１９に示すようなピークが高く、幅の狭いパルス電圧が発生し、これが負荷１１に印加されることとなる。
【０００７】
２次側の共振により、再度昇圧トランス巻線１０ａ、１０ｂの電圧極性が反転して１次巻線１０ａの電圧が直流電源１５の電圧を超えるとダイオード１６が導通し、直流電源１５にエネルギーが回生される。
【０００８】
２次側の共振により以上のような動作が繰返される結果、ダイオード１６には図１９に示すような回生電流が流れる。
【０００９】
これらの基本動作をもとに、さらに出力電圧パルスの立ち上がり速度を上げるために、図２０のように２次側に高圧スイッチ１９を設け、コンデンサ１８の電圧がピークに達した瞬間に高耐圧スイッチ１９を導通させて負荷１１に高電圧パルスを印加する方法が考案されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開平１０−２２４１８７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら前記従来の構成では、出力電圧のピークはスイッチング素子８をオフした直後に発生するが、その波高値はスイッチング素子８のオフ時の速度に大きく依存するため、スイッチング素子８の部品ばらつきの影響を受けやすいという課題を有していた。
【００１１】
また、出力電圧のパルス幅は２次側の共振時定数に依存するためパルス幅の制御ができないため負荷１１の電極において安定した放電を実現できないという課題を有していた。
【００１２】
また、スイッチング素子８のオフ時に昇圧トランス１０の漏れインダクタンスにより大きなサージ電圧が発生し、それがスイッチング素子８に印加されるためスイッチング素子８に高耐圧が必要になるとともに、スイッチングノイズが大きくなるという課題も有していた。
【００１３】
さらに、特許文献1の例では２次側回路に高耐圧のスイッチング素子が必要となり、装置の大型化、コストアップにつながるという課題も有していた。
【００１４】
本発明は、前記従来の課題を解決するためのもので、スイッチング素子のスイッチング速度に依存しない出力電圧パルスを得ることができ、電流容量、耐圧の比較的小さなスイッチング素子が使用可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。
【００１５】
さらに、スイッチング素子のスイッチング時の不要輻射を低く抑えることができる。
【００１６】
さらに、交流電源が電圧変動した場合でも負荷１１の出力ピーク電圧を安定に保つことができ安定した放電を実現することができる。
【００１７】
さらに負荷１１が短絡、開放または異常放電であるアーク放電の場合に、これらの負荷状態を検知することができるとともに、異常時に第１のスイッチング素子の駆動信号をオフにすることにより異常時の過大な電圧、電流ストレスから回路素子を守ることができる。
【００１８】
これにより、回路部品の電圧電流容量を低くすることができ、電源装置のさらなる小型化、低コスト化が可能となる。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するために本発明の電源装置は、交流電源と、前記交流電源を整流するブリッジダイオードと、前記ブリッジダイオードで整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動手段と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記平滑コンデンサと前記第１の抵抗と前記昇圧トランスの１次巻線と前記スイッチング素子を環状に直列に接続し、前記ダイオードのカソードを前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１の抵抗が接続された側に接続し、前記ダイオードのアノードを前記第２の抵抗の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１のスイッチング素子に接続された側に接続し、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することにより、前記スイッチング素子の導通中に出力電圧がピークまで立ち上がり、その後自然に減少するため、スイッチング素子のオン時間で出力電圧パルスの波高値およびパルス幅が制御可能となり、前記負荷にて安定した放電を実現することができる。
【００２０】
さらに、前記ブリッジダイオードと前記平滑コンデンサとの間に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動手段とを備え、前記第２
のスイッチング素子のオンにより前記平滑コンデンサが充電したときの前記直流電圧検出手段の出力Ｖｉと、前記第２のスイッチング素子をオフし、前記第１のスイッチング素子を所定の回数オン、オフ繰り返した後の前記直流電圧検出手段の出力Ｖｒとを比較することにより、前記負荷の異常検知を実現することができ、電源装置の安全性を確保することができる。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の電源装置によれば、スイッチング素子のスイッチング速度に依存しない出力電圧パルスを得ることができ、電流容量、耐圧の比較的小さなスイッチング素子が使用可能となり、装置の小型化、低コスト化が実現できる。
【００２２】
さらに、スイッチング素子のスイッチング時の不要輻射を低く抑えることができる。
【００２３】
さらに、交流電源が電圧変動した場合でも負荷１１の出力ピーク電圧を安定に保つことができ安定した放電を実現することができる。
【００２４】
さらに負荷１１が短絡、開放または異常放電であるアーク放電の場合に、これらの負荷状態を検知することができるとともに、異常時に第１のスイッチング素子の駆動信号をオフにすることにより異常時の過大な電圧、電流ストレスから回路素子を守ることができる。
【００２５】
これにより、回路部品の電圧電流容量を低くすることができ、電源装置のさらなる小型化、低コスト化が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
第１の発明は交流電源と、前記交流電源を整流するブリッジダイオードと、前記ブリッジダイオードで整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動手段と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記平滑コンデンサと前記第１の抵抗と前記昇圧トランスの１次巻線と前記スイッチング素子を環状に直列に接続し、前記ダイオードのカソードを前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１の抵抗が接続された側に接続し、前記ダイオードのアノードを前記第２の抵抗の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１のスイッチング素子に接続された側に接続し、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することにより、前記平滑コンデンサの両端電圧である直流電圧が変動した場合でも前記負荷に印加される出力ピーク電圧を一定とすることができるので、前記負荷において安定した放電を実現することができる。
【００２７】
第２の発明は、請求項１記載の電源装置の前記ブリッジダイオードと前記平滑コンデンサとの間に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動手段とを備え、前記第２のスイッチング素子のオンにより前記平滑コンデンサが充電したときの前記直流電圧検出手段の出力Ｖｉと、前記第２のスイッチング素子をオフし、前記第１のスイッチング素子を所定の回数オン、オフ繰り返した後の前記直流電圧検出手段の出力Ｖｒとを比較することにより、前記第１のスイッチング素子のオン、オフを所定の回数繰り返す期間は前記第２のスイッチング素子はオフしているので、前記交流電源から前記平滑コンデンサへの電力供給が遮断されることとなり、前記負荷に所定の回数
高電圧パルスを印加することによる直流電圧の電圧降下が得られ、前記負荷１１で消費されるエネルギーがわかる。
【００２８】
第３の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と予め設定された電圧Ｖｏとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｏのときに前記負荷が請求項１記載の電源装置に対し開放しているとマイクロコンピュータが判断することとなり、第１のスイッチング素子をオフすることで、前記負荷の開放による過大な電圧ストレスから昇圧トランス３を保護することができ、昇圧トランス３の電圧耐量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００２９】
第４の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された電圧Ｖｓとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｓのときに前記負荷が短絡しているとマイクロコンピュータが判断することとなり、第１のスイッチング素子をオフすることで、過大な電流ストレスから昇圧トランス１０を保護することができ、昇圧トランス３の電流容量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００３０】
第５の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された電圧Ｖａとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖａのときに前記負荷がアーク放電しているとマイクロコンピュータが判断することとなり、第１のスイッチング素子をオフすることで、アーク放電による異常音と電磁ノイズの発生を短時間に防止することができるので電源装置の安全性を確保できる。
【００３１】
第６の発明は、前記直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された電圧Ｖｎとを比較し（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｎのときに前記負荷が正常な放電をしているとマイクロコンピュータが判断することとなり、前記第２のスイッチング素子と第１のスイッチング素子の一連の動作を繰り返すことで、異常検知をしつつ安定した放電を実現できる。
【００３２】
第７の発明は、特に、前記第１のスイッチング素子がオン、オフする前記所定の回数と前記平滑コンデンサの静電容量を、前記負荷の正常な放電時にＶｒが所定の電圧値以上となるように決定することにより、前記負荷での安定した放電を実現することができる。
【００３３】
第８の発明は、第１の発明または第２の発明の電源装置のブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３との間に電流遮断手段１５を接続した構成とすることで、１次側回路が短絡した場合に前記電流遮断手段が開放し前記平滑コンデンサ３に直流電圧が印加されないことにより、マイクロコンピュータ１２は異常を検知することが可能となり、マイクロコンピュータ１２から外部に異常信号を出力すること等が容易となる。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００３５】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１における電源装置の構成図である。図１において、交流電源１と、前記交流電源１を整流するブリッジダイオード２と、前記ブリッジダイオード２で整流された電圧を平滑する平滑コンデンサ３と、前記平滑コンデンサ３の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段４と、第１の抵抗５と、昇圧トランス１０と、第１のスイッチング素子８と、前記第１のスイッチング素子８を駆動する第１の駆動手段９と、ダイオード６と、第２の抵抗７と、前記第１の駆動手段９に駆動信号を出力するマイクロコンピュータ１２とを備え、前記平滑コンデンサ３と前記第１の抵抗５と前記昇圧トランス１
０の１次巻線１０ａと前記第１のスイッチング素子８を環状に直列に接続し、前記ダイオード６のカソードを前記昇圧トランスの１次巻線１０ａの前記第１の抵抗５が接続された側に接続し、前記ダイオード６のアノードを前記第２の抵抗７の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗７の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線１０ａの前記第１のスイッチング素子８に接続された側に接続し、前記昇圧トランスの２次巻線１０ｂに負荷１１が接続された構成となっている。
【００３６】
以上の構成において、その回路動作を図２を用いて説明する。まずマイクロコンピュータ１２から駆動信号が出力され第1の駆動手段９によりスイッチング素子８がオンすると、交流電源１をブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３により整流平滑された直流電圧から負荷１１の容量を充電する電流と、昇圧トランス１０の励磁インダクタンスに流れる電流が第１の抵抗５を介して供給される。
【００３７】
前記負荷１１の容量成分を充電する電流は、概略第１の抵抗５と負荷容量の１次換算値との積で表される時定数に基づいて増加する。
【００３８】
また、昇圧トランス１０の励磁インダクタンスに流れる電流はスイッチング素子８のオンと同時に０から概略直線的に増加する。ここで、前記負荷容量成分を充電する電流が、前記励磁インダクタンスに流れる電流よりも速く立ち上がるように第１の抵抗５の抵抗値を選定することにより、負荷１１に印加される出力電圧の立ち上がりを速くすることができる。前記励磁インダクタンスに流れる電流が増加すると、第１の抵抗５による電圧降下が増加し、昇圧トランス１０の１次巻線１０ａの電圧が負荷容量に充電された電圧の１次換算値より小さくなり、負荷容量の電圧、すなわち出力電圧の低下が始まる。
【００３９】
この直後にスイッチング素子８をオフすると、前記励磁インダクタンスに流れていた電流は第２の抵抗７、ダイオード６を環流し、やがて０となる。その後、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂと負荷１１の容量の共振により、図２に示すような共振が発生し、そのエネルギーは主として第２の抵抗７で消費されながら減衰することとなる。
【００４０】
以上の一連の動作によりパルス幅が２μｓ程度の高電圧パルス出力を得ることができる。
【００４１】
なお、図２に示した波形は、交流電源１の電圧が２００Ｖ、第１の抵抗５の抵抗値が１５Ω、昇圧トランス１０の巻線比が１／３１、同励磁インダクタンスが３７μＨ、負荷１１の容量が３７ｐＦ、第２の抵抗７の抵抗値が４．７Ωの場合の例である。
【００４２】
ここで、スイッチング素子８のオン幅を図２よりも小さくした場合の波形を図３に、大きくした場合の波形を図４に示す。基本動作は同様であるが、図３の場合にはスイッチング素子８のオフと同時に交流電源１または平滑コンデンサ３からのエネルギー注入が停止するため、出力電圧パルスの波高値およびパルス幅がともに図２の場合より小さくなる。
【００４３】
逆に、図４の場合にはパルスの波高値およびパルス幅がともに図２の場合より大きくなる。
【００４４】
図５にスイッチング素子８のオン時間と負荷１１の出力電圧のピーク電圧特性を示す（ただし直流電圧が一定の場合）。図５に示すように負荷１１の出力ピーク電圧は概ね交流電源１を整流平滑して得られる直流電圧と昇圧トランス１０の巻数比と負荷１１の静電容量により決まり、マイクロコンピュータ１２の出力デューティーに対して飽和特性を有する。
【００４５】
一方、負荷１１に相当する放電電極が高電圧パルスの印加により所望の放電を実現するためには、負荷１１の電極において放電開始電圧以上のピーク値を持った高電圧パルスを印加する必要がある。
【００４６】
本実施の形態における負荷１１の電極においては放電開始電圧は４ｋＶである。
【００４７】
また、図６に平滑コンデンサ３の両端電圧である直流電圧と負荷１１の出力電圧のピーク電圧特性を示す（ただしスイッチング素子８のオン時間が一定の場合）。
【００４８】
図６に示すように負荷１１の出力ピーク電圧は直流電圧に対し、一次特性を示す。
【００４９】
図６に示すように第１のスイッチング素子８のオン時間が一定の場合に直流電圧の変動により負荷１１の出力電圧ピークは大きく変動する。交流電源１の電圧変動を±１５％考慮した場合、直流電源の下限値は約２４０V、上限値は約３２５Vと変動する。
【００５０】
この直流電圧変動に対し、第１のスイッチング素子のオン時間を５００ｎｓ一定とした場合、図６に示すように直流電圧の低い領域では負荷１１の放電開始電圧である４ｋＶの出力電圧ピークに達しないため所望の放電が得られないこととなる。
【００５１】
一方、第１のスイッチング素子のオン時間を１ｕｓ一定とした場合には負荷１１の出力電圧ピークは直流電圧の高い領域において必要な放電開始電圧と比較して非常に高い電圧が印加されることとなり、負荷１１においてアーク放電が発生しやすい等、所望の放電状態を安定して持続できないこととなる。
【００５２】
図７に平滑コンデンサ３の両端電圧である直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性を示す（ただし負荷１１の出力電圧ピークが一定の場合）。
【００５３】
以上より、図７に示すように負荷１１の出力電圧を一定値に制御するためには、直流電圧検出手段３の出力をマイクロコンピュータ１２に伝達し、マイクロコンピュータ内部のＡＤ変換結果に基づいて、第１のスイッチング素子８を駆動するための駆動信号のオン時間を調整し、第１の駆動手段９に出力すればよい。
【００５４】
次に、マイクロコンピュータ内部で直流電圧検出手段３から伝達された直流電圧情報を基に第1のスイッチング素子のオン時間の決定について図８を用いて説明する。
【００５５】
図８は図７の負荷１１の出力電圧ピークを一定とした場合における直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性に直流電圧の変動幅（約２４０Ｖ〜３２５Ｖ）においてこの特性をマイクロコンピュータ１２内部で処理しやすいように近似直線を示す。
【００５６】
この近似直線を用いて、マイクロコンピュータ１２に直流電圧検出手段からの直流電圧値に基づいて第１のスイッチング素子のオン時間を演算する。
【００５７】
以上のような処理を行った場合、直流電圧と負荷１１の出力電圧のピーク電圧特性を図９に示す。
【００５８】
図示するように、直流電圧検出手段の出力に基づき、マイクロコンピュータ１２にて第１のスイッチング素子８のオン時間を演算により求め、第１の駆動手段９に駆動信号を出力することにより、負荷１１の出力電圧ピークを概ね一定に保つことができるので交流電源１が電圧変動した場合にも安定した放電を実現できる。
【００５９】
なお負荷１１の電極が、電極構造の公差や環境、経年変化等により放電開始電圧が変動しても、上記した制御の基本動作には影響しない。
【００６０】
また、本実施の形態では直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性を近似直線に置き換えたが、近似直線とした場合や直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の関係をメモリ上にテーブルとして予め記憶させ、直流電圧検出手段３からの入力とテーブルのデータにより第１のスイッチング素子８のオン時間を決定した場合においても同様の効果が期待できる。
【００６１】
以上の構成および動作により、スイッチング素子８のスイッチング速度に依存しない出力電圧パルスが得られ、出力電圧パルスの波高値およびパルス幅を制御することができる。
【００６２】
また、第１の抵抗５によって交流電源１および平滑コンデンサ３から供給される電流を抑制できるため、スイッチング素子８の電流容量を低減できる。
【００６３】
さらに、第２の抵抗７とダイオード６による電流環流経路があるため、第１のスイッチング素子８のオフ時のサージ電圧を抑制でき、第１のスイッチング素子８に特別な高耐圧を必要とせず、不要輻射も低減できる。
【００６４】
さらに直流電圧検出手段の出力に基づき、マイクロコンピュータ１２にて第１のスイッチング素子８のオン時間を制御することにより、負荷１１の出力電圧ピークを概ね一定に保つことができるので交流電源１が電圧変動した場合にも安定した放電を実現できる。
【００６５】
なお、本実施の形態では昇圧トランス１０の１次巻線１０ａと２次巻線１０ｂを同極性としたが、極性を逆としてもよい。また、スイッチング素子８は双方向スイッチとしたが、昇圧トランス１０から交流電源１へ導通する片方向スイッチでもよい。
【００６６】
また、平滑コンデンサ３のプラス側ラインに第１の抵抗５を、マイナス側ラインにスイッチング素子８を挿入したが、プラス側ラインにスイッチング素子８を、マイナス側ラインに第１の抵抗５を挿入してもよく、また、いずれか一方のラインにスイッチング素子８および第１の抵抗５を直列にして挿入してもよい。
【００６７】
更に、ダイオード６および第２の抵抗７による直列回路は、図中、上側にダイオード６が、下側に第２の抵抗７が位置するが、上下の位置が反転しても差し支えない。
【００６８】
（実施の形態２）
図１０は本発明の実施の形態２における電源装置の構成図である。図１０において図１と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【００６９】
図１０において、ブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３との間に第２のスイッチング素子１３を接続し、前記第２のスイッチング素子１３を駆動する第２の駆動手段１４を備えた構成となっている。以上の構成において、その回路動作を図１１を用いて説明する。
【００７０】
まず、第２のスイッチング素子１３のオンにより平滑コンデンサ３は交流電源１により充電される（図１１中に示すＴ０期間）。
【００７１】
このときの直流電圧検出手段４の出力Ｖｉをマイクロコンピュータ１２のメモリに記憶し、マイクロコンピュータ１２がＶｉを記憶した後、第２のスイッチング素子１３をオフ
する。
【００７２】
次に第１のスイッチング素子８を所定の回数オン、オフ繰り返す（図１１中に示すＴ１期間）。
【００７３】
このときＴ１期間中は第２のスイッチング素子１３はオフしているので、交流電源１から平滑コンデンサ３への充電経路が遮断され、Ｔ０の期間に平滑コンデンサに蓄えられた充電電圧のみを入力電源として、第１のスイッチング素子がオン、オフすることにより負荷１１に高電圧パルスが印加されることとなる。
【００７４】
Ｔ１期間中は負荷１１に高電圧パルスが印加されることにより、図１１示す拡大図のように第１のスイッチング素子８のオン時間に直流電圧が減少することとなる。
【００７５】
第１のスイッチング素子８のオン時間の制御は、実施の形態１で説明したとおり直流電圧検出手段３の出力に応じてオン時間を制御する。
【００７６】
例えば図１１に図示するように直流電圧検出手段３がＶｉ(ｎ)と検出した場合には第１のスイッチング素子８のオン時間をｔ(ｎ)とし、直流電圧検出手段３がＶｉ(ｎ+1)と検出した場合には第１のスイッチング素子８のオン時間をｔ(ｎ+1)と出力する。
【００７７】
直流電圧検出手段３の出力に対応する第１のスイッチング素子８のオン時間は実施の形態１で説明したとおりである。
【００７８】
この制御により、直流電圧の変動に対する負荷１１の出力電圧ピークの変動を抑制でき、負荷１１で安定した所望の放電を実現できる。
【００７９】
次に、第１のスイッチング素子８が所定の回数オン、オフ繰り返した後の直流電圧検出手段の出力Ｖｒをマイクロコンピュータ１２はメモリに記憶する。
【００８０】
ここで、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較することで、以下に説明する原理により負荷１１の異常と正常を検知することができ、電源装置の安全性を確保することができる。
【００８１】
まず、放電電極に相当する負荷１１が接続線の断線等により電源装置から開放した場合の異常検知について図１２に示す負荷開放時の波形を用いて説明する。
【００８２】
電源装置の基本動作は図２〜４に示す負荷１１の正常時と同様であるが、図１２の場合には昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂに印加される電圧は、概略昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂの分布容量の１次換算値と第１の抵抗５との積で表される時定数に基づいて増加し、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂには大きな電圧が印加される。
【００８３】
一方、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂに流れる電流は負荷１１と電源装置が切り離されているため０となる。（実際には第１のスイッチング素子８が１回オンすることにより昇圧トランス１０の２次巻線の分布容量Ｃｓ（≒１３ｐＦ）を充電するため微小な電流が流れるが無視する。）したがって負荷１１の開放時に消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスのみと考えてよい。
【００８４】
第１のスイッチング素子の駆動期間をＴ１（図１１のＴ１に相当）、回路の定常ロスをＩｃとすると、開放時に消費する電荷量の最大値Ｑｏは
Ｑｏ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１・・・（１）
と表せる。
【００８５】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式１のＱｏを電圧に換算すると負荷１１の開放時の直流電圧減少分であるＶｏは以下の式２より求めることができる。
【００８６】
Ｖｏ＝Ｑｏ／Ｃｉ・・・（２）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｏのときに負荷１１は電源装置から開放していると判断でき、第１のスイッチング素子をオフすることで、前記負荷の開放による過大な電圧ストレスから昇圧トランス３を保護することができ、昇圧トランス３の電圧耐量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００８７】
ここで、仮に第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚとし、１０００回オン、オフを繰り返すとするとＴ１＝２ｓとなる。またＩｃは５０ｕＡであるので、式１および式２よりＶｏは１４Ｖとなる。
【００８８】
次に、放電電極に相当する負荷１１が経年変化による塵埃の堆積や異物の挟み込み等により短絡状態にある場合の異常検知について図１３の負荷短絡時の波形を用いて説明する。
【００８９】
図１３の場合には昇圧トランス１０の２次側が短絡状態となるので、昇圧トランス１０の２次巻線１０ｂには大きな電流が流れる。
【００９０】
一方、昇圧トランス１０の２次巻線に印加される電圧は負荷１１の短絡により０となる。したがって負荷１１の短絡時に消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスと、第1のスイッチング素子８のオン時に負荷１１を流れるパルス状の電流によって求められる。
【００９１】
第１のスイッチング素子の駆動期間Ｔ１（図１１のＴ１に相当）における平均オン時間をｔ(ａｖｅ)、第1のスイッチング素子８をＴ１間にｍ回スイッチングし、このときに負荷１１に流れるパルス状の電流の波高値をＩｐとすると、短絡時に消費する電荷量Ｑｓは
Ｑｓ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＋∫Ｉｐ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１＋ｍ・ｉｐ・ｔ(ａｖｅ)・・・（３）と表せる。
【００９２】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式３のＱｓを電圧に換算すると負荷１１の短絡時に直流電圧が減少する電圧Ｖｓは以下の式４より求めることができる。
【００９３】
Ｖｓ＝Ｑｓ／Ｃｉ・・・（４）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｓのときに負荷１１は短絡していると判断でき、第１のスイッチング素子をオフすることで、過大な電流ストレスから昇圧トランス１０を保護することができ、昇圧トランス３の電流容量を比較的低くできるため、昇圧トランス３の小型、低コスト化を実現できる。
【００９４】
ここでＶｓを開放時と同様に概算で求める。第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚ、ｍ＝１０００とするとＴ１＝２ｓとなる。
【００９５】
また、回路の定常ロスＩｃ＝５０ｕＡと、図１３の波形より得られるｉｐ＝４００ｍＡ、ｔ(ａｖｅ)＝１ｕｓとを式５および式６に代入することでＶｓ＝５０Ｖを得る。
【００９６】
さらに、放電電極に相当する負荷１１が電極の公差や経年変化、異物の挟み込み等が引き金となり異常な放電であるアーク放電した場合、異常放電による大きな放電音と高いｄＶ／ｄｔにより過大な電磁ノイズが発生する。
【００９７】
このアーク放電の異常検知について図１４に示す負荷１１のアーク放電時の波形を用いて説明する。
【００９８】
図１４の場合にはアーク放電発生により、ピーク値の大きな高周波電流が負荷１１に流れる。
【００９９】
一方、負荷１１に印加される電圧はアーク放電発生と同時に急激に０Ｖとなる。したがって負荷１１のアーク放電時時に消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスと、第1のスイッチング素子８のオン時に負荷１１を流れるパルス状の電流にピーク値の大きな高周波電流との和である。
【０１００】
第１のスイッチング素子の駆動期間をＴ１（図１１のＴ１に相当）における平均オン時間をｔ(ａｖｅ)、第1のスイッチング素子８をＴ１間にｍ回スイッチングし、このときに負荷１１に流れるパルス状の電流の実効値をＩｍとすると、アーク放電時に消費する電荷量Ｑａは、
Ｑａ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＋∫Ｉｍ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１＋ｍ・ｉｍ・ｔ(ａｖｅ)・・・（５）と表せる。
【０１０１】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式５のＱａを電圧に換算すると負荷１１のアーク放電時に直流電圧減少分Ｖａは以下の式６より求めることができる。
【０１０２】
Ｖａ＝Ｑａ／Ｃｉ・・・（６）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖａのときに負荷１１はアーク放電していると判断でき、第１のスイッチング素子をオフすることで、アーク放電による異常音と電磁ノイズの発生を短時間に防止することができ、電源装置の安全性を確保できる。
【０１０３】
ここでＶａを開放時と同様に概算で求める。
【０１０４】
第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚ、ｍ＝１０００とするとＴ１＝２ｓとなる。
【０１０５】
また、回路の定常ロスＩｃ＝５０ｕＡと、図１４の波形より得られるｉｍ＝８００ｍＡ、ｔ(ａｖｅ)＝１ｕｓとを式５および式６に代入することでＶａ＝９０Ｖを得る。
【０１０６】
負荷１１における開放、短絡、アーク放電の異常検知については上記のとおりであり、図１５に示すとおり、（Ｖｉ−Ｖｒ）を予め定めた、Ｖｏ、Ｖｓ、Ｖａと比較することにより検知することが可能となる。
【０１０７】
一方、負荷１１の正常放電時には上記異常時と同様に考え、消費するエネルギーは抵抗分圧で構成される直流電圧検出手段４の回路の定常ロスと、第1のスイッチング素子８のオン時に負荷１１を流れるパルス状の電流との和である。
【０１０８】
第１のスイッチング素子の駆動期間Ｔ１（図１１のＴ１に相当）における平均オン時間をｔ(ａｖｅ)、第1のスイッチング素子８をＴ１間にｍ回スイッチングし、このときに負荷１１に流れるパルス状の電流のピーク値をＩｎとすると、正常な放電時に消費する電荷
量Ｑｎは、
Ｑｎ＝∫Ｉｃ・ｄｔ＋∫Ｉｎ・ｄｔ＝Ｉｃ・Ｔ１＋ｍ・ｉｎ・ｔ(ａｖｅ)・・・（７）と表せる。
【０１０９】
平滑コンデンサ３の容量をＣｉとし、式７のＱａを電圧に換算すると負荷１１の正常放電時に直流電圧減少分Ｖｎは以下の式８より求めることができる。
【０１１０】
Ｖｎ＝Ｑｎ／Ｃｉ・・・（８）
よって、マイクロコンピュータ１２に記憶された２つの直流電圧検出手段３の出力ＶｉとＶｒを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｎのときに負荷１１は正常に放電していると判断でき、第２のスイッチング素子１３をオンすることで平滑コンデンサ３を充電し、第１のスイッチング素子８をオン、オフするといった一連の動作を繰り返すことによって、異常検知と安定した放電を繰り返し実現することができ、電源装置の安全性および信頼性を確保することができる。
【０１１１】
ここでＶｎを開放時と同様に概算で求める。第１のスイッチング素子８の駆動周波数を５００Ｈｚ、ｍ＝１０００とするとＴ１＝２ｓとなる。
【０１１２】
また、回路の定常ロスＩｃ＝５０ｕＡと、図４の波形より得られるｉｎ＝２２０ｍＡ、ｔ(ａｖｅ)＝１ｕｓとを式７および式８に代入することでＶｎ＝３２Ｖを得る。
【０１１３】
また、負荷１１の正常放電時に平滑コンデンサ３の直流電圧が減少しても安定して放電するためには、負荷１１の出力電圧のピーク値４ｋＶを一定にする必要がある。
【０１１４】
図７に負荷１１の出力電圧ピークを４ｋＶを一定のときの直流電圧と第１のスイッチング素子８のオン時間の特性を示す。
【０１１５】
図７より、出力電圧４ｋＶを得るためには少なくともＶｒｍｉｎ以上の直流電圧が必要であることがわかる。
【０１１６】
したがって、スイッチング素子がオン、オフする前記所定の回数と前記平滑コンデンサの静電容量の関係を数式により求めると以下のようになる。
【０１１７】
（Ｖｉ−Ｖｒｍｉｎ）≧Ｖｎ・・・（９）（ただし、Ｖｎは式７および式８による）
図１６に式９を満足する平滑コンデンサ３の容量と第１のスイッチング素子８のスイッチング回数のグラフを示す。
【０１１８】
グラフ上に示す斜線部の領域で平滑コンデンサ３の容量と第１のスイッチング素子８のスイッチング回数を設定することで、正常な放電時に直流電圧が常にＶｒｍｉｎ以上とすることができるので、安定した所望の放電を確実に実現することができる。
【０１１９】
ただし、直流電圧のリップルの影響を無視できない程、平滑コンデンサ３の容量を小さくすることはできない（図１６中のＣｍｉｎ）。
【０１２０】
また、ＡＤ変換精度により、異常検知や正常判定ができないほど第１のスイッチング素子８のスイッチング回数を小さくすることはできない（図１６中のｍｍｉｎ）。
【０１２１】
以上のような制御および判定方法とすることにより、負荷７の開放または短絡による異常時と正常時の判定をすることができ、異常時には第１のスイッチング素子をオフすることにより装置の安全性を確保することができるとともに、正常時には安定した放電を確実
に実現することができる。
【０１２２】
（実施の形態３）
図１７は本発明の実施の形態３における電源装置の構成図である。図１７において図１０と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【０１２３】
図１７において、電流遮断手段１５をブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３との間に接続した構成と成っている。
【０１２４】
この構成により、例えば昇圧トランスの絶縁破壊による短絡や第１のスイッチング素子８または第２のスイッチング素子１３の破壊等により１次側回路が短絡した場合には、電流遮断手段１５に例えばヒューズを用いた場合には溶断し、１時側回路が開放状態となる。
【０１２５】
したがって、第２のスイッチング素子１３がオンしても平滑コンデンサ３に直流電圧が充電されず、直流電圧検出手段４の出力がマイクロコンピュータ１２に伝達され、マイクロコンピュータ１２は一次側回路の短絡異常と判断することができる。
【０１２６】
これにより、マイクロコンピュータ１１から外部に異常信号を出力すること等が容易となる。
【産業上の利用可能性】
【０１２７】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、電源装置の異常と正常を１つの検出手段で確実に判定することが可能であり、異常時には出力の停止、正常時には確実かつ低ノイズにストリーマ放電を実現することができるので、高い安全性、コストパフォーマンスを実現し、高電圧パルスの印加により放電を発生させて殺菌等を行う装置を空気調和機や空気清浄機等の家電製品に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【０１２８】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の各部動作波形図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の異なる条件下の各部動作波形図
【図４】本発明の実施の形態１における電源装置の異なる条件下の各部動作波形図
【図５】第１のスイッチング素子のオン時間と出力電圧ピーク特性図
【図６】直流電圧と出力電圧ピークの特性図
【図７】直流電圧と第１のスイッチング素子のオン時間の特性図
【図８】直流電圧と第１のスイッチング素子のオン時間の関係を直線近似した特性図
【図９】本発明の実施の形態１における制御による直流電圧と出力電圧ピークの特性図
【図１０】本発明の実施の形態２における電源装置の構成図
【図１１】本発明の実施の形態２における電源装置の各部動作波形図
【図１２】本発明の実施の形態１における電源装置の負荷が開放した場合の各部動作波形図
【図１３】本発明の実施の形態１における電源装置の負荷が短絡した場合の各部動作波形図
【図１４】本発明の実施の形態１における電源装置の負荷がアーク放電した場合の各部動作波形図
【図１５】本発明の実施の形態２における電源装置の異常検知の原理を示す図
【図１６】本発明の実施の形態２における平滑コンデンサの容量とスイッチング回数の関係を示すグラフ
【図１７】本発明の実施の形態３における電源装置の構成図
【図１８】従来の電源装置の構成図
【図１９】従来の電源装置の各部動作波形図
【図２０】従来の電源装置の異なる構成図
【符号の説明】
【０１２９】
１ 交流電源
２ ブリッジダイオード
３ 平滑コンデンサ
４ 直流電圧検出手段
５ 第１の抵抗
６ ダイオード
７ 第２の抵抗
８ 第１のスイッチング素子
９ 第１の駆動手段
１０ 昇圧トランス
１１ 負荷
１２ マイクロコンピュータ
１３ 第２のスイッチング素子
１４ 第２の駆動手段
１５ 直流電源
１６ 回生用ダイオード
１７ リアクタ
１８ コンデンサ
１９ 高耐圧スイッチ
２０ 電流遮断手段
１０ａ １次巻線
１０ｂ ２次巻線
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源を整流するブリッジダイオードと、前記ブリッジダイオードで整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動手段と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記平滑コンデンサと前記第１の抵抗と前記昇圧トランスの１次巻線と前記スイッチング素子を環状に直列に接続し、前記ダイオードのカソードを前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１の抵抗が接続された側に接続し、前記ダイオードのアノードを前記第２の抵抗の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１のスイッチング素子に接続された側に接続し、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
ブリッジダイオードと平滑コンデンサとの間に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動手段とを備え、前記第２のスイッチング素子のオンにより前記平滑コンデンサが充電したときの直流電圧検出手段の出力Ｖｉと、前記第２のスイッチング素子をオフし、第１のスイッチング素子を所定の回数オン、オフ繰り返した後の前記直流電圧検出手段の出力Ｖｒとを比較することを特徴とする、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と予め設定された所定の電圧Ｖｏとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｏのとき前記負荷が請求項１記載の電源装置に対し、開放していると判断することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された所定の電圧Ｖｓとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｓのとき前記負荷が短絡していると判断することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項５】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された所定の電圧Ｖａとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖａのとき前記負荷がアーク放電していると判断することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項６】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された所定の電圧Ｖｎとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｎのとき前記負荷が正常な放電をしていると判断することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項７】
第１のスイッチング素子がオン、オフする所定の回数と前記平滑コンデンサの静電容量を、前記負荷が正常な放電をしているときに所定の電圧値以上となるように決定することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項８】
ブリッジダイオードと前記平滑コンデンサとの間に電流遮断手段を接続することを特徴とする、請求項１〜２のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１】
交流電源と、前記交流電源を整流するブリッジダイオードと、前記ブリッジダイオードで整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、第１の抵抗と、昇圧トランスと、第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子を駆動する第１の駆動手段と、ダイオードと、第２の抵抗と、前記第１の駆動手段に駆動信号を出力するマイクロコンピュータとを備え、前記平滑コンデンサと前記第１の抵抗と前記昇圧トランスの１次巻線と前記スイッチング素子を環状に直列に接続し、前記ダイオードのカソードを前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１の抵抗が接続された側に接続し、前記ダイオードのアノードを前記第２の抵抗の一方の端子に接続し、前記第２の抵抗の他方の端子を前記昇圧トランスの１次巻線の前記第１のスイッチング素子に接続された側に接続し、前記第１のスイッチング素子のオン、オフにより、前記昇圧トランスの２次巻線に接続された負荷に出力電圧を印加し、前記直流電圧検出手段の出力は前記マイクロコンピュータに伝達され、前記マイクロコンピュータは前記電圧検出手段の出力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン時間を制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
ブリッジダイオードと平滑コンデンサとの間に第２のスイッチング素子を接続し、前記第２のスイッチング素子を駆動する第２の駆動手段とを備え、前記第２のスイッチング素子のオンにより前記平滑コンデンサが充電したときの直流電圧検出手段の出力Ｖｉと、前記第２のスイッチング素子をオフし、第１のスイッチング素子を所定の回数オン、オフ繰り返した後の前記直流電圧検出手段の出力Ｖｒとを比較することを特徴とする、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と予め設定された所定の電圧Ｖｏとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｏのとき前記負荷が請求項１記載の電源装置に対し、開放していると判断することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された所定の電圧Ｖｓとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｓのとき前記負荷が短絡していると判断することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項５】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された所定の電圧Ｖａとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖａのとき前記負荷がアーク放電していると判断することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項６】
直流電圧検出手段の出力ＶｉとＶｒの変化量（Ｖｉ−Ｖｒ）と、予め設定された所定の電圧Ｖｎとを比較し、（Ｖｉ−Ｖｒ）が略Ｖｎのとき前記負荷が正常な放電をしていると判断することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項７】
第１のスイッチング素子がオン、オフする所定の回数と前記平滑コンデンサの静電容量を、前記負荷が正常な放電をしているときに所定の電圧値以上となるように決定することを特徴とする、請求項２記載の電源装置。
【請求項８】
ブリッジダイオードと前記平滑コンデンサとの間に電流遮断手段を接続することを特徴とする、請求項１〜２のいずれかに記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２００６−９４６０９（Ｐ２００６−９４６０９Ａ）
【公開日】平成１８年４月６日（２００６．４．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−２７５３１０（Ｐ２００４−２７５３１０）
【出願日】平成１６年９月２２日（２００４．９．２２）
【出願人】（０００００５８２１）松下電器産業株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年４月６日（２００６．４．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年９月２２日（２００４．９．２２）
【出願人】（０００００５８２１）松下電器産業株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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