電源装置
【課題】軽負荷時の電源効率をより向上させることのできる電源装置を提供する。
【解決手段】ＡＣ−ＤＣコンバータは、第一のスイッチング素子１０７と、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第一のスイッチング素子を制御し、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に第一の電圧に制御する第一の制御部とを有し、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第二のスイッチング素子１４２と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第二のスイッチング素子を制御し、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に前記第一の電圧より低い第二の電圧に制御する第二の制御部と、低消費電力を指示する信号が入力されたときに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とし、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を第二の電圧より低い第三の電圧に制御する第三の制御部とを有する電源装置により前記課題を解決する。
【解決手段】ＡＣ−ＤＣコンバータは、第一のスイッチング素子１０７と、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第一のスイッチング素子を制御し、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に第一の電圧に制御する第一の制御部とを有し、ＤＣ−ＤＣコンバータは、第二のスイッチング素子１４２と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第二のスイッチング素子を制御し、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に前記第一の電圧より低い第二の電圧に制御する第二の制御部と、低消費電力を指示する信号が入力されたときに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とし、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を第二の電圧より低い第三の電圧に制御する第三の制御部とを有する電源装置により前記課題を解決する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーザプリンタなどの画像形成装置に好適な電源装置に関し、特にその低消費電力時（画像形成装置の省エネルギモード時に対応）の効率の改善に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１４に、従来の自励式フライバック電源の基本回路図を示す。以下図１４によりに従来の自励式フライバック電源の構成、動作を説明する。
【０００３】
商用交流７００に接続された、フィルタ回路７０１、整流回路７０２、平滑コンデンサ７０３により直流入力電圧が生成される。生成された直流入力電圧が印加されるトランス７０４の第一の一次巻線Ｎｐと、スイッチング素子７０７が直列に接続されている。直流入力の正端子とスイッチング素子７０７のゲート端子間には起動抵抗７０５が接続されている。直流入力より起動抵抗７０５を通してスイッチング素子７０７のゲート端子に供給される電圧が上昇するとドレイン電流が流れ、一次巻線Ｎｐに電流が流れる。
この結果、トランス７０４は励磁されて他方の一次巻線である補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される。これにより、スイッチング素子７０７のゲート電圧が上昇し、さらにスイッチング素子７０７のドレイン電流が増加し、補助巻線Ｎｂの電圧までスッチング素子７０７のゲート電圧が上昇するというように正帰還が行なわれる。スイッチング素子７０７のゲート電圧は、抵抗７１１と抵抗７０８の分圧により供給される。一方で補助巻線Ｎｂの出力は、抵抗７１７、コンデンサ７１８からなる積分回路にも供給されており、コンデンサ７１８の両端電圧がトランジスタ７１０のベース電圧となるよう接続されている。コンデンサ７１８の両端電圧が上昇してトランジスタ７１０がＯＮすると、抵抗７０９を介してスイッチング素子７０７のゲート電圧を低下させることによりスイッチング素子７０７をターンオフさせるような構成となっている。
【０００４】
スイッチング素子７０７がＯＦＦすると、トランス７０４の各巻線には逆起電力が発生し、二次側の巻線Ｎｓから二次整流ダイオード７２０を通して電流が流れ出す。この半波成分の電流はコンデンサ７２１により平滑されて直流出力となる。トランス７０４に蓄えられたエネルギーが零となると、電流も零となる。しかしながらトランスの残留エネルギーによるリンギングによってトランス７０４の補助巻線Ｎｂには電圧が発生するため、再度スイッチング素子７０７が導通する。するとトランス７０４の一次巻線Ｎｐに電流が流れ、トランス７０４の補助巻線Ｎｂの電圧が上昇し、スイッチング素子７０７のゲート端子に電圧が印加されると同時にコンデンサ７１８への電流供給が開始される。
【０００５】
以降は前述したような一連の動作を繰り返すことで、スイッチング素子７０７のＯＮ，ＯＦＦを繰り返すことになる。以上のような動作を繰り返すなかで、出力電圧がシャントレギュレータ７２３の基準電圧まで上昇してくると、抵抗７２４、７２５の分圧電圧によりシャントレギュレータ７２３が動作し、抵抗７２２を介してフォトカプラ７１４に電流が流れる。これにより、フォトカプラ７１４のＬＥＤ７１４−ｂが点灯し、フォトカプラ７１４内のフォトトランジスタ７１４−ａのインピーダンスが低下することにより、トランジスタ７１０がＯＮする。すると、スイッチング素子７０７はコンデンサ７１８が充電されてトランジスタ７１０をＯＮする時間よりも短い時間でＯＦＦする、という帰還動作によって矢印で示す出力端に一定電圧を出力するよう構成している。
【０００６】
この一定電圧はレーザプリンタ内におけるモータやソレノイド、もしくは高圧電源といった電力や高い直流電圧（例えば＋２４Ｖ）供給を必要とする駆動系の電源として装置内に供給されている。
【０００７】
また、一方でＣＰＵやＡＳＩＣといった制御系への電源電圧（例えば＋３．４Ｖ）は、該駆動系電源電圧をさらにＤＣ−ＤＣコンバータにて減圧することによりを得ている。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を以下に示す。
【０００９】
図１４において、７２７はスイッチング素子、７２８はインダクタ、７２９はダイオード、７３０は電解コンデンサ、７３２はコンパレータ、７３８はツェナダイオードである。
【００１０】
コンパレータ７３２は駆動系電源電圧の供給を受けている。コンパレータ７３２は検出抵抗７３５と７３９の分圧と、ツェナダイオード７３８の電圧を比較し、抵抗７３９の電圧がツェナダイオード７３８の電圧よりも低いときはコンパレータ７３２の出力をＬｏとする。この結果、スイッチング素子７２７のゲート端子には駆動系電源電圧を抵抗７２６と抵抗７３１により分圧した電圧が印加され、スイッチング素子７２７はＯＮとなる。スイッチング素子７２７がＯＮとなると、インダクタ７２８を介して、コンデンサ７３０に電流が供給され、コンデンサ７３０の両端電圧が上昇する。この電圧上昇に伴って抵抗７３９の電圧が上昇し、ツェナダイオード７３８の電圧よりも高くなると、コンパレータ７３２がＨｉ（ＯＦＦ）となり、スイッチング素子７２７がＯＦＦとなる。インダクタ７２８はさらに電流を流しつづけようとするので、ダイオード７２９−インダクタ７２８−コンデンサ７３０からなる閉ループに電流が流れ、インダクタ７２８に蓄えた電流を回生する。
【００１１】
該回生が終了するまでの間、コンパレータ７３２をＯＦＦに保つため、抵抗７３９が接続されたコンパレータ７３２の入力端子から、ダイオード７２９のカソード端子間に、ダイオード７２９のカソード端子側がカソードとなるようダイオードを挿入しても良い。
【００１２】
しかしながら、前述の従来の電源回路では、画像形成装置の省エネルギモード時などの軽負荷運転時、ロードスイッチなどにより駆動系電源電圧の供給を停止させるため駆動系電圧の負荷は極端に少なくなる。この結果、ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子をＯＮさせる時間（ＯＮ時間）は短くなる。このようになるとスイッチング周波数が上昇すると共にスイッチングに伴う電力損失が増加するため、効率は低下する。
【００１３】
スイッチング損失を低減させるため、従来様々な提案がなされてきた。ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を低下することでＡＣ−ＤＣコンバータのＯＦＦ時間を延長させ、スイッチング損失を低下させる提案が特許文献１ないし３などで提案されている。またこのような間欠動作を行うとスイッチングトランスより発振音が発生するため、間欠動作の周期を可聴域外で行うことが特許文献４で提案されている。図１５は、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を低下させた場合の、各部の電圧の遷移状態を示す例である。
【特許文献１】特許第２９８７９９２号公報
【特許文献２】特許第３３８６０１６号公報
【特許文献３】特開平７−３２２６１０号公報
【特許文献４】特許第３０３７０５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、レーザプリンタやコピー機における省エネルギモード時などの軽負荷運転時にはＡＣ−ＤＣコンバータの効率低下だけではなく、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下も大きな問題となる。即ち駆動系電圧から制御系電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ部においても省エネルギモードでは各部への電流供給を遮断し、回路の動作を停止してしまうため、軽負荷運転となる。このようにＤＣ−ＤＣコンバータ部においても軽負荷運転時には効率が悪化する。
【００１５】
電源としての総合効率はＡＣ−ＤＣコンバータの効率とＤＣ−ＤＣコンバータの効率の積となるために２０〜３０％程度の効率となってしまうといった問題があった。また、ＡＣ−ＤＣコンバータの電圧を下げただけでは後続のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動電圧が低下するため、そのままではＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を駆動できないといった問題があった。
【００１６】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、軽負荷時の電源効率をより向上させることのできる電源装置を提供することを課題とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記課題を解決するため、本発明では、電源装置を次の（１）のとおりに構成する。
【００１８】
（１）ＡＣ−ＤＣコンバータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第一のスイッチング素子と、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に第一の電圧に制御する第一の制御部とを有し、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第二のスイッチング素子と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第二のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に前記第一の電圧より低い第二の電圧に制御する第二の制御部と、低消費電力を指示する信号を入力する信号入力部と、前記信号入力部に前記低消費電力を指示する信号が入力されたときに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記ＡＣ−ＤＣコンバータの第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とし、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を前記第二の電圧より低い第三の電圧に制御する第三の制御部とを有する電源装置。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、軽負荷時の電源効率をより向上させることのできる電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための最良の形態を、電源装置の実施例により詳しく説明する。
【実施例１】
【００２１】
実施例１である“電源装置”について説明する。図１は、本実施例の構成を示す回路図である。本実施例は、ＲＣＣ方式のＡＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＤＣコンバータの組み合わせの例である。詳しくは、前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、そのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、通常時は第一の電圧を出力し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、そのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、通常時は前記第一の電圧より低い第二の電圧を出力する。さらに前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、低消費電力を指示する信号が入力されたときに、前記ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とする。これにより、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を前記第二の電圧より低い第三の電圧に制御するという電源装置の例である。
なお、本実施例は、レーザプリンタの電源装置を想定している。
【００２２】
図１において、１００は商用交流電源、１０１はフィルタ回路、１０２はダイオードブリッジ、１０３はコンデンサ、１０４はスイッチングトランスである。Ｎｐはトランスの一次巻線、Ｎｓはトランスの二次巻線、Ｎｂはトランスのバイアス巻線（帰還巻線）を示す。また、１０５は起動抵抗、１０７はスイッチング素子、１０８、１０９、１１１、１１３、１１６、１１７は抵抗、１１０はトランジスタ、１１２、１１８はコンデンサである。１１４−ａはフォトカプラ１１４のフォトトランジスタ側、１１４−ｂはフォトカプラ１１４のＬＥＤ側である。１１５，１１９はダイオードである。１２１は二次整流ダイオード、１２２は電解コンデンサ、１２３〜１２６は抵抗、１２８はツェナダイオード、１３０はコンパレータ、１３１は抵抗、１３２は負荷への出力／出力停止を行うロードスイッチである。
１７０はロードスイッチ１３２を介した出力端子、１７１はロードスイッチ１３２の制御端子、１７２はロードスイッチ１３２を介さない出力端子、１７３はＧＮＤ端子である。
【００２３】
ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を受けて、さらに低い電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの回路の説明を行う。ロードスイッチを介さない１７２端子に接続される、ＤＣ−ＤＣコンバータ入力端子が１７５、ＤＣ−ＤＣコンバータのＧＮＤ端子が１７６である。１４０，１４１、１４６、１４７、１４８、１５２、１５４、１５７は抵抗、１４２はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子であり、一般的にはＰｃｈＭＯＳＦＥＴが良く使用される。１４３，１４４はダイオード、１４９はツェナダイオード、１５０は平滑コンデンサ、１５１，１５６はコンパレータ、１５３はトランジスタ、１５５−ｂがフォトカプラ１５５のＬＥＤ側である。また、トランジスタ１５３をＯＮ／ＯＦＦする制御端子が１５２、ＤＣ−ＤＣコンバータより生成された低い電圧（例えば３．４Ｖ）の出力端子が１７７、ＧＮＤ端子が１７８である。
【００２４】
商用交流電源１００よりフィルタ回路１０１を介してダイオードブリッジ１０２にＡＣ電源が印加されると、ダイオードブリッジ１０２により両波整流がなされ、コンデンサ１０３により、ピーク充電が行なわれる。これにより、コンデンサ１０３の両端にＤＣ電圧を生成する。
【００２５】
本電源装置の各部の電圧変化を示す図５、図６を参照し、本実施例の動作を説明する。まず、起動時に通常時（プリンタのプリントモード時）となる場合の動作を説明する。通常時、端子１７４はＨｉの信号が入力されるか、もしくはハイインピーダンスとなっているため、トランジスタ１５３はＯＦＦとなり、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが発光しないため、ＡＣ−ＤＣコンバータ部分は、通常のＡＣ−ＤＣコンバータ回路内のフィードバック動作を行うことになる。即ちツェナダイオード１２８が動作する状態となっている。
【００２６】
起動抵抗１０５とゲートソース間の抵抗１０８の分圧によりスイッチング素子１０７のゲート−ソース間に電圧が印加されると、スイッチング素子１０７がＯＮし、トランス１０４の一次巻線Ｎｐに電流が流れ始める。この電流により、補助巻線Ｎｂにさらにゲート電圧を高くする方向に電圧が発生し、コンデンサ１１２を充電しながら抵抗１１１を介してスイッチング素子１０７のゲート電圧を高くするよう電圧が印加される。また、同時に抵抗１１７を通じてコンデンサ１１８を充電する。コンデンサ１１８の充電が開始され、コンデンサ１１８の両端電圧がトランジスタ１１０のＶｂｅ以上になるとベース電流が流れ、トランジスタ１１０がＯＮする。トランジスタ１１０がＯＮするとスイッチング素子１０７がＯＦＦし、スイッチング素子１０７のドレイン−ソース間電圧が上昇し始める。この結果、補助巻線Ｎｂの電圧が降下し、逆方向に電流を流し始める。二次巻線Ｎｓにはダイオード１２１が導通する方向に電流が流れ、コンデンサ１２２の電圧とダイオード１２１の順方向電圧の和以上の電圧となったときにコンデンサ１２２を充電する。同時に補助巻線Ｎｂに現れた電圧はダイオード１１９をＯＮし、抵抗１１６、ダイオード１１５を還流する方向に電流を流し、コンデンサ１１８を放電する。このようになるとトランジスタ１１０はＯＦＦしてしまうため、スイッチング素子１０７のゲート電圧は、この後、起動抵抗１０５により供給される電流と、抵抗１１１とコンデンサ１１２を介して供給される補助巻線Ｎｂに流れ込む電流により決まるようになる。
【００２７】
スイッチング素子１０７のＯＦＦを高速化する目的で、図２のよう、抵抗１１１を分割し、分割した片方の抵抗１４０に並列に、スイッチング素子１０７をＯＦＦする方向にダイオード１４１を接続してもよい。図２のようにすることでより早く、確実にスイッチング素子１０７のゲート電圧を降下させることが可能となる。
【００２８】
トランス１０４に蓄えられたエネルギーは、スイッチング素子１０７がＯＦＦしている期間にコンデンサ１２２に移動するため、時間とともに巻線Ｎｓの電圧が減少する。このようになると補助巻線Ｎｂ側での出力電圧が小さくなるため、起動抵抗１０５より流入する電流によりスイッチング素子１０７のゲート電圧が上昇してくる。スイッチング素子１０７のゲート電圧がＯＮするための閾値よりも高くなると、スイッチング素子１０７はＯＮし、巻線Ｎｐに、コンデンサ１０３の＋端子からスイッチング素子１０７を通ってコンデンサ１０３の−端子の方向に電流が流れる。巻線Ｎｂには、Ｎｂ巻線よりコンデンサ１１２、抵抗１１１、抵抗１０８、Ｎｂ巻線という方向に電流が流れるためスイッチング素子１０７のゲート電圧がさらに上昇する。そうして前述したように巻線Ｎｂの電圧と抵抗１１７によりコンデンサ１１８が充電され、トランジスタ１１０をＯＮすることでスイッチング素子１０７がＯＦＦする。といった、一連の発振が継続され、スイッチング素子１０７のＯＮ期間にトランス１０４に蓄えられたエネルギーが、スイッチング素子１０７のＯＦＦ期間にコンデンサ１２２に蓄えられ、コンデンサ１２２の両端電圧は上昇していく。
【００２９】
コンデンサ１２２の両端電圧の上昇に伴って、スイッチング素子１０７のＯＦＦ期間中の巻線Ｎｓの電圧，およびＮｂ巻線の逆方向電圧、およびトランスのエネルギーをコンデンサ１２２に吐き出した後のリンギング電圧が大きくなっていく。このため、起動抵抗１０５からの流入電流による電圧上昇に加えて、リンギング電圧の上昇によってスイッチング素子１０７のゲート電圧が上昇し、スイッチング素子１０７がＯＮするようになる。このようになると安定したＯＦＦ時間で動作するようになり、コンデンサ１２２の電圧は急速に上昇していく。
【００３０】
コンデンサ１２２の電圧が上昇していくと、コンデンサ１２２の電圧は抵抗１２４と１２５の分圧と、ツェナダイオード１２８により作られる基準電圧の比較によりコンパレータ１３０が動作し、コンパレータ１３０の出力はＬｏに反転し、フォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂが発光する。フォトカプラ１１４のフォトトランジスタ１１４−ａは抵抗１１３とトランジスタ１１０のベースに接続されており、フォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂが発光するとフォトトランジスタ１１４−ａが導通するため、トランジスタ１１０がＯＮとなり、スイッチング素子１０７をＯＦＦとする。
【００３１】
逆にコンデンサ１２２の電圧が低くなった場合には、コンパレータ１３０が反転せず、スイッチング素子をＯＦＦしないため、コンデンサ１１２と抵抗１１１により定まる最大ＯＮ時間までスイッチング素子１０７はＯＮする。このようにして、抵抗１２５の両端電圧がツェナダイオード１２８の電圧と同一の電圧となるようにコンデンサ１２２の両端電圧は制御されている（図５の１７２ 端子電圧、１０７ ＧＳ間電圧参照）。
【００３２】
レーザプリンタの省エネルギモード時には、レーザプリンタの制御系から本電源装置に低消費電力を指示する信号が出力される。制御系が低消費電力を指示する信号を出力する機構は後述する。
【００３３】
低消費電力を指示する信号が端子１７４に入力し、端子１７４がＬｏとされるとトランジスタ１５３がＯＮとなる。抵抗１４６と抵抗１４７、１５７の分圧と抵抗１４８によりバイアスされたツェナダイオード１４９の両端電圧を比較し、ツェナダイオード１４９の電圧よりも抵抗１４７、１５７の両端電圧が高い場合にコンパレータ１５６の出力はＬｏとなる。これにより、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが点灯し、フォトカプラ１５５のトランジスタ１５５−ａが導通するため、トランジスタ１１０がＯＮとなる。
ツェナダイオード１４９のツェナ電圧は、ツェナダイオード１２８のツェナ電圧よりも充分に低い値のものを選択している。
【００３４】
この結果、ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１０７がＯＦＦとなり、端子１７２の電圧は降下していく（図５の１７２端子電圧参照）。後述するＤＣ−ＤＣコンバータはこの間も動作しつづけており（図５の１４２ 端子電圧参照）、安定的に低い電圧（例えば３．４Ｖ、前記第二の電圧）を出力している（図５のＣ１５０ 両端電圧参照）。
端子１７２の電圧が充分に低くなり、後続のＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧が低下して、抵抗１４６と抵抗１４７、１５７により分圧された値がツェナダイオード１４９の電圧よりも低くなると、コンパレータ１５６がＨｉを出力（ＯＦＦ）する。これにより、フォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂが消灯する。この結果、トランジスタ１１０がＯＦＦし、スイッチング素子１０７がＯＮになる（図５の１０７ ＧＳ間電圧参照）。
【００３５】
基準電圧を設けるためにツェナダイオードを用いた例を紹介したが、実際には低い電圧を生成するツェナダイオードは一般にツェナ電圧のばらつき、電流によるツェナ電圧依存性、温度特性が悪い。このため、高いツェナ電圧を持つツェナダイオードを用い抵抗により分圧したり、シャントレギュレータを基準電圧として使用しても良い。
【００３６】
ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を以下に説明する。１４２はＤＣ−ＤＣコンバータのメインスイッチング素子、１４５はインダクタ、１４３は回生ダイオード、１５０はコンデンサ、１４６〜１４８は抵抗、１４９はツェナダイオード、１５７は抵抗、１５１および１５６はコンパレータである。
【００３７】
まず、通常時の説明を行う。コンパレータ１５１は、ツェナダイオード１４９の電圧と、出力電圧を抵抗１４６、１４７と抵抗１５７で分圧した電圧と比較する。ツェナダイオード１４９のツェナ電圧よりも抵抗１１５７の電圧が低くなると、コンパレータ１５１はＬｏを出力（ＯＮ）するため、スイッチ素子（Ｐ型ＦＥＴ）１４２のゲート電圧が供給されなくなり、スイッチング素子１４２はＯＮする。このため、インダクタ１４５に電流が流れ、コンデンサ１５０を充電、コンデンサ１５０の電圧が上昇する。
【００３８】
次にコンデンサ１５０の電圧が上昇して抵抗１５７の電圧がツェナダイオード１４９の電圧よりも高くなると、コンパレータ１５６がＨｉを出力（ＯＦＦ）するため、スイッチング素子１４２のゲート電圧が上昇しスイッチング素子１４２はＯＦＦとなる。インダクタ１４５はさらに電流を流し続けようとするため、回生ダイオード１４３がＯＮし、インダクタ１４５に蓄えられたエネルギーをコンデンサ１５０に充電する。このとき、ダイオード１４４が導通し、コンパレータ１５１の−入力端子を低くするため、コンパレータ１５１は反転動作を行わずインダクタ１４５のエネルギーの吐き出しが終了するまでＯＦＦ時間を確保する。
以上のような一連の動作を繰り返すことによりＤＣ−ＤＣコンバータは発振を継続している（図５の１４２ ＧＳ間電圧参照）。
【００３９】
レーザプリンタの省エネルギモードへの移行時には、端子１７４に低消費電力を指示する信号が入力され、端子１７４をＬｏとする。端子１７４への入力は通常モード時にはＨｉまたはハイインピーダンスとなっており、トランジスタ１５３は抵抗１５２によりプルアップされているためＯＦＦしている。端子１７４がＬｏとなることにより、トランジスタ１５３がＯＮになり、コンパレータ１５６の出力がＬｏ、コンデンサ１５０の電圧が３．２Ｖよりも高い場合にフォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが発光する。ＬＥＤ１５５−ｂが発光するとフォトカプラ１５５のフォトトランジスタ１５５−ａが導通するため、トランジスタ１１０がＯＮとなり、一次側のスイッチング素子１０７がＯＦＦとなる。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１４２も停止（ＯＦＦ）している。コンデンサ１５０への電流供給がなくなり負荷電流は流れ出しつづけるため、コンデンサ１５０の電圧は低下する。インダクタ１４５の回生電流が流れ終わりダイオード１４４による電流が無くなってツェなーダイオード４９のツェナ電圧が復活し、かつ出力電圧を検出している抵抗１４７，１５７の電圧がツェナダイオード１４９の電圧以下となる。すると、再びコンパレータ１５６はＨｉを出力（ＯＦＦ）し、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１４２がＯＮすると共にフォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが消灯すると、ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１０７が発振を開始する。そして、ＡＣ−ＤＣコンバータは、コンデンサ１２２を充電し始め、ＤＣ−ＤＣコンバータはコンデンサ１５０を充電し始める（図５のＢおよび図６参照）。
【００４０】
さらに起動回路（起動抵抗）に直列に高耐圧トランジスタを接続し、トランジスタのベースエミッタ間にフォトカプラを接続することにより、スイッチング素子１０７の休止期間中に起動抵抗で消費する電流を停止するよう構成しても良い。このような接続例（実施例１の変形）を図８に示す。図８において、１０６−ａがフォトカプラ１０６のフォトトランジスタ、１０６−ｂがフォトカプラ１０６のＬＥＤである。レーザプリンタで省エネルギーモードが選択され、端子１７４に低電力消費を指示するＬｏ信号が入力し、トランジスタ１５３がＯＮした状態でコンパレータ１５６がＬｏを出力（ＯＮ）すると、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂと同時にフォトカプラ１０６のＬＥＤ１０６−ｂが発光し、フォトカプラ１０６のフォトトランジスタ１０６−ａがＯＮとなる。このため、起動抵抗１０５に直列接続されたトランジスタ１５８がＯＦＦとなって起動抵抗１０５に流れていた電流が停止するため、電源内での消費電力をさらに少なくすることが可能となる。
【００４１】
図３にレーザプリンタの制御系と、端子１７４に接続される信号ラインの接続図を示す。図３において、１８８，１８９が制御回路の出力トランジスタ、１９０がＣＰＵ、もしくはＡＳＩＣである。１８５〜１８７、１３１，１３３は抵抗である。抵抗１３３のラインの信号により、ＦＥＴを用いたロードスイッチ１３２をＯＮ，ＯＦＦし、駆動系（＋２４Ｖ）の出力をオンオフしている。図３のように構成することで、ＣＰＵ１９０出力がＨｉの時には出力トランジスタ１８８，１８９はローインピーダンスとなり、ＣＰＵ１９０出力がＬｏとなることで出力トランジスタ１８８，１８９はハイインピーダンス状態となる。
【００４２】
レーザプリンタが省エネルギモードに入る場合の動作について図４のフローチャートをまじえて説明する。省エネルギモードに入る時、レーザプリンタはまず駆動系の負荷をステップ２０１（図ではＳ２０１と略記する、以下同様）で停止し、駆動系負荷への接続を遮断しても良いようにする。制御回路からの信号は、前記第一の電圧の供給を停止するためステップ２０２で出力トランジスタ１８８をオフし抵抗１３３より出力されている端子をＨｉもしくはハイインピーダンス状態とする。このようになると、ロードスイッチ１３２のＦＥＴがＯＦＦするため、第一の電圧を端子１７０から電源装置外部に出力しなくなる。然る後にステップ２０３でロジック部の電流負荷の大きいところを遮断、停止して軽負荷運転可能な状態にする。さらにステップ２０４でトランジスタ１８９をオンし端子１８４がＬｏになり、低消費電力を指示する信号が端子１７４からＤＣ−ＤＣコンバータに入力される。すると、トランジスタ１５３がオンしてフォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂに電流が流れる状態になり、ＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１５６の動作が有効になる。
【００４３】
コンパレータ１５６は、ツェナダイオード１４９の基準電圧と抵抗１４７、１５７の電圧を比較するよう構成しており、ツェナダイオード１４９の基準電圧よりも抵抗１４７、１５７の電圧が高いとＬｏを出力（ＯＮ）する。すると、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂに電流を流しＬＥＤを発光させる。フォトカプラ１５５の受光側のフォトトランジスタ１５５−ａは、トランジスタ１１０のバイアスをＯＮ，ＯＦＦできるように接続されており、トランジスタ１５３をＯＦＦ、ＬＥＤ１５５−ｂ消灯によりトランジスタ１１０をＯＦＦとする。
【００４４】
以上説明したよう、コンパレータ１５６により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と基準電圧とを比較して第一のスイッチング素子１０７をＯＮ、ＯＦＦすることでＤＣ−ＤＣコンバータの出力として前記第三の電圧を得るよう制御している。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１５１は、常に検出電圧（１５７の電圧）が目標電圧（ツェナダイオード１４９の電圧）値以下の値となっているために、第二のスイッチング素子１４２をＯＮし続けるよう動作する。また、ＡＣ−ＤＣコンバータにおける、第一の電圧（通常時）を得るためのフィードバック回路は、第一の電圧のときに適正な電流をフォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂに流すために抵抗１２３の抵抗値を大きくとっている。このため、第三の電圧となった際には電流不足になるためＬＥＤ１１４−ｂが発光することが出来ず、スイッチング素子１０７は長いＯＮ時間での動作が可能となる。このためスイッチング周期を長く設定できるとともに３．３Ｖの増減にあわせた、長い周期でのバースト状態の動作休止が入ることになるため、スイッチング毎の休止を長くとることが出来、電源効率が飛躍的に上昇する。
図７に本実施例による電源装置の効率と、従来の電源装置の効率のグラフを示す。
【００４５】
次に省エネルギモードからの復帰について図４のフローチャートに従って説明する。ステップ２０５でトランジスタ１８９をオフすることで起動抵抗１０５のＯＮ，ＯＦＦ制御が止まり、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧圧が目標電圧である前記第一の電圧（＋２４Ｖ）に向かって上昇を始める。ステップ２０６でＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に達するまで数ｍｓ待ち合わせた後に、ステップ２０８で出力トランジスタ１８８をオンするとロードスイッチ１３２がオンして駆動系に端子１７０から電圧が供給される。なお駆動系の負荷で中途半端な電圧が加わって誤動作するような素子が無ければロードスイッチも無くして第一の電源電圧をオンオフしないようにしても良い。
【００４６】
以上説明したように、本実施例によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧により、ＡＣ−ＤＣコンバータを間欠動作させ、本実施例の変形ではさらに、起動抵抗をＯＮ／ＯＦＦさせることにより、ＡＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＤＣコンバータの軽負荷運転時の効率低下を避けることができる。また、このように構成することによりＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ回数を減少するとともに、ＯＮ時間を、起動時に代表されるように、電源として許される最も長いＯＮ時間とすることが可能となる。
【００４７】
なお、コンパレータ１３０の回路は、請求項でいう第一の制御部に相当し、コンパレータ１５１の回路は、請求項でいう第二の制御部に相当し、コンパレータ１５６の回路は、請求項でいう第三の制御部に相当する。また、端子１５２は、請求項でいう信号入力部に相当し、トランス１４２は、請求項でいうＡＣ−ＤＣコンバータ内のトランスに相当する。
【実施例２】
【００４８】
実施例２である“電源装置”について説明する。本実施例は、電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部を特にＡＣ−ＤＣコンバータに設ける例である。ここでは実施例１と重複する説明は省き、本実施例に特有の部分のみを説明する。
【００４９】
図９は本実施例の構成を示す回路図である。図９において、Ｎｓ２はサブ電源巻線である。１６６はダイオード、１６７はコンデンサである。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に使用するＦＥＴは、Ｐｃｈ、ドレイン−ソース間電圧が３０Ｖ〜６０Ｖ、ゲート電圧４．５Ｖ駆動タイプのものが多い。本実施例ではＡＣ−ＤＣコンバータよりの出力電圧が２４Ｖから３．２Ｖ程度まで低下するため、従来の構成では２．５Ｖ駆動のような、低ゲート閾値電圧のＦＥＴを使用する必要がある。特にドレイン−ソース間電圧が高いものは、低ゲート閾値のものが作りづらい。また、ゲート閾値を下げるためにはゲート絶縁層を薄くする必要があり、ゲート容量が増加してしまう。しかしながらゲート容量が増加すると、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングロスが増大してしまうという問題点がある。
本実施例では、一般的に使用されている４．５Ｖ駆動タイプのＦＥＴを適用すべく、サブ電源巻線を設け、その整流電圧を利用するものである。
【００５０】
このようにサブ電源巻線を設ける場合には、実施例２の変形である図１０の電源装置のように、サブ電源巻線をより高い電圧が得られるように巻き、スイッチング素子１４２にＰｃｈではなく、ＮｃｈのＭＯＳＦＥＴを使用可能とすることができる。
【実施例３】
【００５１】
実施例３である“電源装置”について説明する。本実施例は、電源装置における、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部に、ブートストラップ回路を用いる例である。ここでも実施例１、２と重複する説明は省き、本実施例に特有の部分のみを説明する。
【００５２】
図１１は実施例３の構成を示す回路図である。図１１において、１１０１がコンデンサ、１１０２がダイオードブリッジ、１１０３、１１０５〜１１０７は抵抗、１１０３はＮＰＮトランジスタ、１１０８はダイオード、１１０９はＰＮＰトランジスタである。
【００５３】
スイッチング素子であるＦＥＴ１４２−２をＯＦＦするため、トランジスタ１１０９がＯＮするとＦＥＴ１４２−２のゲート電圧が端子１７５の電圧Ｖ１まで上昇する。このときコンデンサ１１０１、ダイオード１１０２に電流が流れ、コンデンサ１１０１には端子１７５の電圧からダイオード１１０２の電圧降下分を差し引いた電圧が充電される。
【００５４】
次にＦＥＴ１４２−２をＯＮするためにトランジスタ１１０９がＯＦＦすると、ＦＥＴ１４２−２のゲート電圧は端子１７６のＧＮＤ電圧に向けて降下し始める。と同時にコンデンサ１１０１の一方の端子である、トランジスタ１１０９のコレクタ側の方もＧＮＤ電位となるため、コンデンサ１１０１の他方の端子である、ダイオード１１０２端子側はコンデンサ１１０１に充電された電圧だけ低くなり、−電位（−Ｖ１）となる。このときトランジスタ１１０３はＯＮするため、ＦＥＴ１４２−２のゲート電圧は−Ｖ１まで降下するため、ＦＥＴ１４２−２のゲートソース間電圧は略−２Ｖ１となり、Ｖ１＜Ｖｔｈ（ＶｔｈはＦＥＴ１４２−２のゲート閾値電圧）であっても駆動することが可能となる。
【００５５】
本実施例のＦＥＴの駆動回路はあくまで一例であり、前記コンデンサとダイオードの組み合わせよりなるブートストラップ回路は、同様の効果を有する他の接続により実現しても良い。
【００５６】
端子１７５の電圧Ｖ１が高いときにブートストラップ回路を動作しても無駄な電力を消費するとともに、ＦＥＴ１４２−２の耐電圧を超えてしまう場合がある。このようなときには端子１７５の電圧が所定値以下に低下したときだけブートストラップ回路を動作するよう構成しても良い。図１２にそのような回路を、実施例３の変形として示す。
【００５７】
図１２において、１２０１〜１２０３、１２０５、１２０６、１２０９、１２１０、１２１２、１２１４、１２１５、１２１８、１２２０、１２２１、１２２３、１２２４、１２２６、１２２８、１２２９が抵抗、１２０４、１２２５はツェナダイオードである。また、１２０８，１２１１はダイオード、１２０７、１２１６，１２１７，１２２２，１２２７はトランジスタ、１２１３、１２１９はコンデンサである。
【００５８】
端子１７５からの入力電圧が、ツェナダイオード１２２５のツェナ電圧とトランジスタ１２２２のベースエミッタ間電圧よりも充分に高いとき、トランジスタ１２２２はＯＮするため、トランジスタ１２１７がＯＦＦとなる。このため、ＦＥＴ１４２−２をＯＦＦするためにトランジスタ１２１６がＯＮした場合にはＦＥＴ１４２−２はＯＦＦとなるもののトランジスタ１２１７がＯＦＦのため、コンデンサ１２１３とダイオード１２１１からなるブートストラップ回路は電流が流れず、コンデンサ１２１３の充電動作はしない。
【００５９】
ＦＥＴ１４２−２をＯＮするためトランジスタ１２１６をＯＦＦした場合、ＦＥＴ１４２−２のゲート電圧は抵抗１２０５と抵抗１２１４により放電されることになる。なお、ツェナダイオード１２０４はＦＥＴ１４２−２のゲート過電圧保護のために挿入しており、抵抗１２０３と抵抗１２０５，１２１４の分圧によりＦＥＴ１４２−２のゲート耐電圧以下とできる場合には不要である。
【００６０】
次に低消費電力が指示（省エネルギモード）され、端子１７５の電圧が低くなった場合の動作を説明する。端子１７５の電圧がツェナダイオード１２２５の電圧よりも低くなるとトランジスタ１２２２がＯＦＦとなり、トランジスタ１２１７がＯＮとなる。ＦＥＴ１４２−２をＯＦＦするためにトランジスタ１２１６をＯＮすると、コンデンサ１２１３−抵抗１２１２−ダイオード１２１１―トランジスタ１２１７を通じてＧＮＤへ電流が流れ、コンデンサ１２１３に電源電圧即ち端子１７５の電圧が充電される。次にＦＥＴ１４２−２をＯＮするためにトランジスタ１２１６がＯＦＦすると、トランジスタ１２１６のコレクタ側に接続されたコンデンサ１２１３の一方の端子の電圧がＧＮＤ電圧（端子１７６電圧）まで降下する。したがってコンデンサ１２１３の他方の端子、即ちトランジスタ１２０７のエミッタ側はコンデンサ１２１３に蓄えた電圧によって−電位となる。よって、トランジスタ１２０７がＯＮしてＦＥＴ１４２−２のゲート電圧を、抵抗１２０５、トランジスタ１２０７を介してコンデンサ１２１３の他方の端子、すなわちトランジスタ１２０７のエミッタ端子側の電位まで引き込むことになる。これにより、端子１７５の電圧以上のゲート−ソース間電圧をＦＥＴ１４２−２に与えることが可能となっている。
【００６１】
図１３に、図１２の回路における、各状態でのＦＥＴ１４２−２のゲート電圧を示す。
ここでは端子１７５の電圧を２４Ｖ、１２Ｖ、６Ｖと変化させたときの、ＦＥＴ１４２−２のゲート端子電圧と、トランジスタ１２０７のコレクタ端子電圧を示す。ツェナダイオード１２２５のツェナ電圧は１５Ｖ、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４のツェナ電圧も１５Ｖとしている。
【００６２】
まず端子１７５に２４Ｖが入力されたとき、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４により、ゲート電圧は１５Ｖ以下となっている。また、トランジスタ１２０７のコレクタ端子電圧は。抵抗１２１４、１２０６の電圧と、抵抗１２０５、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４の電圧で分圧された値となっている。
次に端子１７５の電圧が１６Ｖになったとき、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４のツェナ電圧よりもゲート電圧が低くなるため、抵抗１２０３と、抵抗１２０５、１２０６、１２１４の分圧がそのままゲート電圧として現れてくる。
端子１７５の電圧がさらに低下して６Ｖとなったとき、ブートストラップ回路が動作して４．５Ｖ程度の振幅を９Ｖまで大きくしていることが解る。
【００６３】
以上説明したように、本実施例によると入力電圧が低下してＦＥＴのゲート閾値電圧よりも低くなったり、ゲート閾値電圧に近づいてしまってＦＥＴに所望のＯＮ抵抗が得られない場合、ブートストラップ回路を用いてゲート電圧をＧＮＤ電位以下とすることで、ゲート閾値電圧が高いＦＥＴでも使用することが可能となる。また、単純にブートストラップ回路を設けただけではＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が高い場合にゲート電圧が大きくなりすぎるため、本実施例の変形では、出力電圧が予め定められた電圧よりも低い場合にのみブートストラップ回路を動作させるようにしている。
【００６４】
本実施例ではＰｃｈＭＯＳＦＥＴを使用した例を示している。しかしながら同様の考え方をすることによりＮｃｈＭＯＳＦＥＴでの駆動が可能である。ＮｃｈＭＯＳＦＥＴは低ゲート閾値電圧のものが多く、同じＯＮ抵抗を得るにはチップサイズを小さくできるため、コスト的にも有利となる。
【００６５】
また、ブートストラップ回路においては充電時間を確保しつつ放電時間を制限する必要がある。特にレーザプリンタの通常モードから省エネルギモードへの遷移時は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が低下するため、何も制御を行わない場合にはＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子であるＦＥＴ１４２−２のＯＮ時間が長くなってしまう。このＯＮ時間が長くなりすぎるとコンデンサ１２１３が放電してしまい、ＦＥＴ１４２−２のゲート−ソース間電圧を所望の電圧値にすることが出来なくなるため、ＯＮ時間制限を行ってＯＦＦ時間による電圧制御となるようにＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。ＯＮ時間制限の手法は、不図示ではあるもののＯＮ時間とＯＦＦ時間の比（デューティ）を１００％まで延ばさなくするデューティ制御がある。ＯＮ時間を単に制限するＯＮ時間制御の手法のほか、ブートストラップ回路の電圧を監視して該電圧が予め定められた値以下の時にＯＮ時間制御をする制御手法などによって行っても良い。
【００６６】
以上説明したように、本実施例によれば、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が予め定められた電圧以下となった場合には、ブートストラップ回路によりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動電圧を充分に確保することができる。また、第二のスイッチング素子がＯＮし続けることを阻止するＯＮ時間制限手段により、ブートストラップ回路の動作を確実にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】実施例１の構成を示す回路図
【図２】ゲート駆動回路の変形を示す回路図
【図３】レーザプリンタ本体との接続関係を示す回路図
【図４】レーザプリンタが省エネルギモードに入る場合および通常モードに戻る場合の動作を示すフローチャート
【図５】実施例１における各部の電圧変化を示す図
【図６】実施例１における各部の電圧変化を示す図
【図７】実施例１の効率と従来例の効率を示す図
【図８】実施例１の変形の構成を示す回路図
【図９】実施例２の構成を示す回路図
【図１０】実施例２の変形の構成を示す回路図
【図１１】実施例３の構成を示す回路図
【図１２】ブートストラップ回路の変形を示す回路図
【図１３】図１２の回路におけるゲート電圧の変化を示す図
【図１４】従来例の構成を示す回路図
【図１５】従来例における各部の電圧変化を示す図
【符号の説明】
【００６８】
１０７ スイッチング素子
１４２ スイッチング素子
１３０ コンパレータ
１５１ コンパレータ
１５６ コンパレータ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、レーザプリンタなどの画像形成装置に好適な電源装置に関し、特にその低消費電力時（画像形成装置の省エネルギモード時に対応）の効率の改善に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１４に、従来の自励式フライバック電源の基本回路図を示す。以下図１４によりに従来の自励式フライバック電源の構成、動作を説明する。
【０００３】
商用交流７００に接続された、フィルタ回路７０１、整流回路７０２、平滑コンデンサ７０３により直流入力電圧が生成される。生成された直流入力電圧が印加されるトランス７０４の第一の一次巻線Ｎｐと、スイッチング素子７０７が直列に接続されている。直流入力の正端子とスイッチング素子７０７のゲート端子間には起動抵抗７０５が接続されている。直流入力より起動抵抗７０５を通してスイッチング素子７０７のゲート端子に供給される電圧が上昇するとドレイン電流が流れ、一次巻線Ｎｐに電流が流れる。
この結果、トランス７０４は励磁されて他方の一次巻線である補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される。これにより、スイッチング素子７０７のゲート電圧が上昇し、さらにスイッチング素子７０７のドレイン電流が増加し、補助巻線Ｎｂの電圧までスッチング素子７０７のゲート電圧が上昇するというように正帰還が行なわれる。スイッチング素子７０７のゲート電圧は、抵抗７１１と抵抗７０８の分圧により供給される。一方で補助巻線Ｎｂの出力は、抵抗７１７、コンデンサ７１８からなる積分回路にも供給されており、コンデンサ７１８の両端電圧がトランジスタ７１０のベース電圧となるよう接続されている。コンデンサ７１８の両端電圧が上昇してトランジスタ７１０がＯＮすると、抵抗７０９を介してスイッチング素子７０７のゲート電圧を低下させることによりスイッチング素子７０７をターンオフさせるような構成となっている。
【０００４】
スイッチング素子７０７がＯＦＦすると、トランス７０４の各巻線には逆起電力が発生し、二次側の巻線Ｎｓから二次整流ダイオード７２０を通して電流が流れ出す。この半波成分の電流はコンデンサ７２１により平滑されて直流出力となる。トランス７０４に蓄えられたエネルギーが零となると、電流も零となる。しかしながらトランスの残留エネルギーによるリンギングによってトランス７０４の補助巻線Ｎｂには電圧が発生するため、再度スイッチング素子７０７が導通する。するとトランス７０４の一次巻線Ｎｐに電流が流れ、トランス７０４の補助巻線Ｎｂの電圧が上昇し、スイッチング素子７０７のゲート端子に電圧が印加されると同時にコンデンサ７１８への電流供給が開始される。
【０００５】
以降は前述したような一連の動作を繰り返すことで、スイッチング素子７０７のＯＮ，ＯＦＦを繰り返すことになる。以上のような動作を繰り返すなかで、出力電圧がシャントレギュレータ７２３の基準電圧まで上昇してくると、抵抗７２４、７２５の分圧電圧によりシャントレギュレータ７２３が動作し、抵抗７２２を介してフォトカプラ７１４に電流が流れる。これにより、フォトカプラ７１４のＬＥＤ７１４−ｂが点灯し、フォトカプラ７１４内のフォトトランジスタ７１４−ａのインピーダンスが低下することにより、トランジスタ７１０がＯＮする。すると、スイッチング素子７０７はコンデンサ７１８が充電されてトランジスタ７１０をＯＮする時間よりも短い時間でＯＦＦする、という帰還動作によって矢印で示す出力端に一定電圧を出力するよう構成している。
【０００６】
この一定電圧はレーザプリンタ内におけるモータやソレノイド、もしくは高圧電源といった電力や高い直流電圧（例えば＋２４Ｖ）供給を必要とする駆動系の電源として装置内に供給されている。
【０００７】
また、一方でＣＰＵやＡＳＩＣといった制御系への電源電圧（例えば＋３．４Ｖ）は、該駆動系電源電圧をさらにＤＣ−ＤＣコンバータにて減圧することによりを得ている。
【０００８】
ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を以下に示す。
【０００９】
図１４において、７２７はスイッチング素子、７２８はインダクタ、７２９はダイオード、７３０は電解コンデンサ、７３２はコンパレータ、７３８はツェナダイオードである。
【００１０】
コンパレータ７３２は駆動系電源電圧の供給を受けている。コンパレータ７３２は検出抵抗７３５と７３９の分圧と、ツェナダイオード７３８の電圧を比較し、抵抗７３９の電圧がツェナダイオード７３８の電圧よりも低いときはコンパレータ７３２の出力をＬｏとする。この結果、スイッチング素子７２７のゲート端子には駆動系電源電圧を抵抗７２６と抵抗７３１により分圧した電圧が印加され、スイッチング素子７２７はＯＮとなる。スイッチング素子７２７がＯＮとなると、インダクタ７２８を介して、コンデンサ７３０に電流が供給され、コンデンサ７３０の両端電圧が上昇する。この電圧上昇に伴って抵抗７３９の電圧が上昇し、ツェナダイオード７３８の電圧よりも高くなると、コンパレータ７３２がＨｉ（ＯＦＦ）となり、スイッチング素子７２７がＯＦＦとなる。インダクタ７２８はさらに電流を流しつづけようとするので、ダイオード７２９−インダクタ７２８−コンデンサ７３０からなる閉ループに電流が流れ、インダクタ７２８に蓄えた電流を回生する。
【００１１】
該回生が終了するまでの間、コンパレータ７３２をＯＦＦに保つため、抵抗７３９が接続されたコンパレータ７３２の入力端子から、ダイオード７２９のカソード端子間に、ダイオード７２９のカソード端子側がカソードとなるようダイオードを挿入しても良い。
【００１２】
しかしながら、前述の従来の電源回路では、画像形成装置の省エネルギモード時などの軽負荷運転時、ロードスイッチなどにより駆動系電源電圧の供給を停止させるため駆動系電圧の負荷は極端に少なくなる。この結果、ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子をＯＮさせる時間（ＯＮ時間）は短くなる。このようになるとスイッチング周波数が上昇すると共にスイッチングに伴う電力損失が増加するため、効率は低下する。
【００１３】
スイッチング損失を低減させるため、従来様々な提案がなされてきた。ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を低下することでＡＣ−ＤＣコンバータのＯＦＦ時間を延長させ、スイッチング損失を低下させる提案が特許文献１ないし３などで提案されている。またこのような間欠動作を行うとスイッチングトランスより発振音が発生するため、間欠動作の周期を可聴域外で行うことが特許文献４で提案されている。図１５は、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を低下させた場合の、各部の電圧の遷移状態を示す例である。
【特許文献１】特許第２９８７９９２号公報
【特許文献２】特許第３３８６０１６号公報
【特許文献３】特開平７−３２２６１０号公報
【特許文献４】特許第３０３７０５０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
しかしながら、レーザプリンタやコピー機における省エネルギモード時などの軽負荷運転時にはＡＣ−ＤＣコンバータの効率低下だけではなく、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下も大きな問題となる。即ち駆動系電圧から制御系電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ部においても省エネルギモードでは各部への電流供給を遮断し、回路の動作を停止してしまうため、軽負荷運転となる。このようにＤＣ−ＤＣコンバータ部においても軽負荷運転時には効率が悪化する。
【００１５】
電源としての総合効率はＡＣ−ＤＣコンバータの効率とＤＣ−ＤＣコンバータの効率の積となるために２０〜３０％程度の効率となってしまうといった問題があった。また、ＡＣ−ＤＣコンバータの電圧を下げただけでは後続のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動電圧が低下するため、そのままではＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を駆動できないといった問題があった。
【００１６】
本発明は、このような状況のもとでなされたもので、軽負荷時の電源効率をより向上させることのできる電源装置を提供することを課題とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
前記課題を解決するため、本発明では、電源装置を次の（１）のとおりに構成する。
【００１８】
（１）ＡＣ−ＤＣコンバータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第一のスイッチング素子と、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に第一の電圧に制御する第一の制御部とを有し、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第二のスイッチング素子と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第二のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に前記第一の電圧より低い第二の電圧に制御する第二の制御部と、低消費電力を指示する信号を入力する信号入力部と、前記信号入力部に前記低消費電力を指示する信号が入力されたときに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記ＡＣ−ＤＣコンバータの第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とし、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を前記第二の電圧より低い第三の電圧に制御する第三の制御部とを有する電源装置。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、軽負荷時の電源効率をより向上させることのできる電源装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明を実施するための最良の形態を、電源装置の実施例により詳しく説明する。
【実施例１】
【００２１】
実施例１である“電源装置”について説明する。図１は、本実施例の構成を示す回路図である。本実施例は、ＲＣＣ方式のＡＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＤＣコンバータの組み合わせの例である。詳しくは、前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、そのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、通常時は第一の電圧を出力し、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、そのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御により、通常時は前記第一の電圧より低い第二の電圧を出力する。さらに前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、低消費電力を指示する信号が入力されたときに、前記ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とする。これにより、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を前記第二の電圧より低い第三の電圧に制御するという電源装置の例である。
なお、本実施例は、レーザプリンタの電源装置を想定している。
【００２２】
図１において、１００は商用交流電源、１０１はフィルタ回路、１０２はダイオードブリッジ、１０３はコンデンサ、１０４はスイッチングトランスである。Ｎｐはトランスの一次巻線、Ｎｓはトランスの二次巻線、Ｎｂはトランスのバイアス巻線（帰還巻線）を示す。また、１０５は起動抵抗、１０７はスイッチング素子、１０８、１０９、１１１、１１３、１１６、１１７は抵抗、１１０はトランジスタ、１１２、１１８はコンデンサである。１１４−ａはフォトカプラ１１４のフォトトランジスタ側、１１４−ｂはフォトカプラ１１４のＬＥＤ側である。１１５，１１９はダイオードである。１２１は二次整流ダイオード、１２２は電解コンデンサ、１２３〜１２６は抵抗、１２８はツェナダイオード、１３０はコンパレータ、１３１は抵抗、１３２は負荷への出力／出力停止を行うロードスイッチである。
１７０はロードスイッチ１３２を介した出力端子、１７１はロードスイッチ１３２の制御端子、１７２はロードスイッチ１３２を介さない出力端子、１７３はＧＮＤ端子である。
【００２３】
ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を受けて、さらに低い電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの回路の説明を行う。ロードスイッチを介さない１７２端子に接続される、ＤＣ−ＤＣコンバータ入力端子が１７５、ＤＣ−ＤＣコンバータのＧＮＤ端子が１７６である。１４０，１４１、１４６、１４７、１４８、１５２、１５４、１５７は抵抗、１４２はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子であり、一般的にはＰｃｈＭＯＳＦＥＴが良く使用される。１４３，１４４はダイオード、１４９はツェナダイオード、１５０は平滑コンデンサ、１５１，１５６はコンパレータ、１５３はトランジスタ、１５５−ｂがフォトカプラ１５５のＬＥＤ側である。また、トランジスタ１５３をＯＮ／ＯＦＦする制御端子が１５２、ＤＣ−ＤＣコンバータより生成された低い電圧（例えば３．４Ｖ）の出力端子が１７７、ＧＮＤ端子が１７８である。
【００２４】
商用交流電源１００よりフィルタ回路１０１を介してダイオードブリッジ１０２にＡＣ電源が印加されると、ダイオードブリッジ１０２により両波整流がなされ、コンデンサ１０３により、ピーク充電が行なわれる。これにより、コンデンサ１０３の両端にＤＣ電圧を生成する。
【００２５】
本電源装置の各部の電圧変化を示す図５、図６を参照し、本実施例の動作を説明する。まず、起動時に通常時（プリンタのプリントモード時）となる場合の動作を説明する。通常時、端子１７４はＨｉの信号が入力されるか、もしくはハイインピーダンスとなっているため、トランジスタ１５３はＯＦＦとなり、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが発光しないため、ＡＣ−ＤＣコンバータ部分は、通常のＡＣ−ＤＣコンバータ回路内のフィードバック動作を行うことになる。即ちツェナダイオード１２８が動作する状態となっている。
【００２６】
起動抵抗１０５とゲートソース間の抵抗１０８の分圧によりスイッチング素子１０７のゲート−ソース間に電圧が印加されると、スイッチング素子１０７がＯＮし、トランス１０４の一次巻線Ｎｐに電流が流れ始める。この電流により、補助巻線Ｎｂにさらにゲート電圧を高くする方向に電圧が発生し、コンデンサ１１２を充電しながら抵抗１１１を介してスイッチング素子１０７のゲート電圧を高くするよう電圧が印加される。また、同時に抵抗１１７を通じてコンデンサ１１８を充電する。コンデンサ１１８の充電が開始され、コンデンサ１１８の両端電圧がトランジスタ１１０のＶｂｅ以上になるとベース電流が流れ、トランジスタ１１０がＯＮする。トランジスタ１１０がＯＮするとスイッチング素子１０７がＯＦＦし、スイッチング素子１０７のドレイン−ソース間電圧が上昇し始める。この結果、補助巻線Ｎｂの電圧が降下し、逆方向に電流を流し始める。二次巻線Ｎｓにはダイオード１２１が導通する方向に電流が流れ、コンデンサ１２２の電圧とダイオード１２１の順方向電圧の和以上の電圧となったときにコンデンサ１２２を充電する。同時に補助巻線Ｎｂに現れた電圧はダイオード１１９をＯＮし、抵抗１１６、ダイオード１１５を還流する方向に電流を流し、コンデンサ１１８を放電する。このようになるとトランジスタ１１０はＯＦＦしてしまうため、スイッチング素子１０７のゲート電圧は、この後、起動抵抗１０５により供給される電流と、抵抗１１１とコンデンサ１１２を介して供給される補助巻線Ｎｂに流れ込む電流により決まるようになる。
【００２７】
スイッチング素子１０７のＯＦＦを高速化する目的で、図２のよう、抵抗１１１を分割し、分割した片方の抵抗１４０に並列に、スイッチング素子１０７をＯＦＦする方向にダイオード１４１を接続してもよい。図２のようにすることでより早く、確実にスイッチング素子１０７のゲート電圧を降下させることが可能となる。
【００２８】
トランス１０４に蓄えられたエネルギーは、スイッチング素子１０７がＯＦＦしている期間にコンデンサ１２２に移動するため、時間とともに巻線Ｎｓの電圧が減少する。このようになると補助巻線Ｎｂ側での出力電圧が小さくなるため、起動抵抗１０５より流入する電流によりスイッチング素子１０７のゲート電圧が上昇してくる。スイッチング素子１０７のゲート電圧がＯＮするための閾値よりも高くなると、スイッチング素子１０７はＯＮし、巻線Ｎｐに、コンデンサ１０３の＋端子からスイッチング素子１０７を通ってコンデンサ１０３の−端子の方向に電流が流れる。巻線Ｎｂには、Ｎｂ巻線よりコンデンサ１１２、抵抗１１１、抵抗１０８、Ｎｂ巻線という方向に電流が流れるためスイッチング素子１０７のゲート電圧がさらに上昇する。そうして前述したように巻線Ｎｂの電圧と抵抗１１７によりコンデンサ１１８が充電され、トランジスタ１１０をＯＮすることでスイッチング素子１０７がＯＦＦする。といった、一連の発振が継続され、スイッチング素子１０７のＯＮ期間にトランス１０４に蓄えられたエネルギーが、スイッチング素子１０７のＯＦＦ期間にコンデンサ１２２に蓄えられ、コンデンサ１２２の両端電圧は上昇していく。
【００２９】
コンデンサ１２２の両端電圧の上昇に伴って、スイッチング素子１０７のＯＦＦ期間中の巻線Ｎｓの電圧，およびＮｂ巻線の逆方向電圧、およびトランスのエネルギーをコンデンサ１２２に吐き出した後のリンギング電圧が大きくなっていく。このため、起動抵抗１０５からの流入電流による電圧上昇に加えて、リンギング電圧の上昇によってスイッチング素子１０７のゲート電圧が上昇し、スイッチング素子１０７がＯＮするようになる。このようになると安定したＯＦＦ時間で動作するようになり、コンデンサ１２２の電圧は急速に上昇していく。
【００３０】
コンデンサ１２２の電圧が上昇していくと、コンデンサ１２２の電圧は抵抗１２４と１２５の分圧と、ツェナダイオード１２８により作られる基準電圧の比較によりコンパレータ１３０が動作し、コンパレータ１３０の出力はＬｏに反転し、フォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂが発光する。フォトカプラ１１４のフォトトランジスタ１１４−ａは抵抗１１３とトランジスタ１１０のベースに接続されており、フォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂが発光するとフォトトランジスタ１１４−ａが導通するため、トランジスタ１１０がＯＮとなり、スイッチング素子１０７をＯＦＦとする。
【００３１】
逆にコンデンサ１２２の電圧が低くなった場合には、コンパレータ１３０が反転せず、スイッチング素子をＯＦＦしないため、コンデンサ１１２と抵抗１１１により定まる最大ＯＮ時間までスイッチング素子１０７はＯＮする。このようにして、抵抗１２５の両端電圧がツェナダイオード１２８の電圧と同一の電圧となるようにコンデンサ１２２の両端電圧は制御されている（図５の１７２ 端子電圧、１０７ ＧＳ間電圧参照）。
【００３２】
レーザプリンタの省エネルギモード時には、レーザプリンタの制御系から本電源装置に低消費電力を指示する信号が出力される。制御系が低消費電力を指示する信号を出力する機構は後述する。
【００３３】
低消費電力を指示する信号が端子１７４に入力し、端子１７４がＬｏとされるとトランジスタ１５３がＯＮとなる。抵抗１４６と抵抗１４７、１５７の分圧と抵抗１４８によりバイアスされたツェナダイオード１４９の両端電圧を比較し、ツェナダイオード１４９の電圧よりも抵抗１４７、１５７の両端電圧が高い場合にコンパレータ１５６の出力はＬｏとなる。これにより、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが点灯し、フォトカプラ１５５のトランジスタ１５５−ａが導通するため、トランジスタ１１０がＯＮとなる。
ツェナダイオード１４９のツェナ電圧は、ツェナダイオード１２８のツェナ電圧よりも充分に低い値のものを選択している。
【００３４】
この結果、ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１０７がＯＦＦとなり、端子１７２の電圧は降下していく（図５の１７２端子電圧参照）。後述するＤＣ−ＤＣコンバータはこの間も動作しつづけており（図５の１４２ 端子電圧参照）、安定的に低い電圧（例えば３．４Ｖ、前記第二の電圧）を出力している（図５のＣ１５０ 両端電圧参照）。
端子１７２の電圧が充分に低くなり、後続のＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧が低下して、抵抗１４６と抵抗１４７、１５７により分圧された値がツェナダイオード１４９の電圧よりも低くなると、コンパレータ１５６がＨｉを出力（ＯＦＦ）する。これにより、フォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂが消灯する。この結果、トランジスタ１１０がＯＦＦし、スイッチング素子１０７がＯＮになる（図５の１０７ ＧＳ間電圧参照）。
【００３５】
基準電圧を設けるためにツェナダイオードを用いた例を紹介したが、実際には低い電圧を生成するツェナダイオードは一般にツェナ電圧のばらつき、電流によるツェナ電圧依存性、温度特性が悪い。このため、高いツェナ電圧を持つツェナダイオードを用い抵抗により分圧したり、シャントレギュレータを基準電圧として使用しても良い。
【００３６】
ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を以下に説明する。１４２はＤＣ−ＤＣコンバータのメインスイッチング素子、１４５はインダクタ、１４３は回生ダイオード、１５０はコンデンサ、１４６〜１４８は抵抗、１４９はツェナダイオード、１５７は抵抗、１５１および１５６はコンパレータである。
【００３７】
まず、通常時の説明を行う。コンパレータ１５１は、ツェナダイオード１４９の電圧と、出力電圧を抵抗１４６、１４７と抵抗１５７で分圧した電圧と比較する。ツェナダイオード１４９のツェナ電圧よりも抵抗１１５７の電圧が低くなると、コンパレータ１５１はＬｏを出力（ＯＮ）するため、スイッチ素子（Ｐ型ＦＥＴ）１４２のゲート電圧が供給されなくなり、スイッチング素子１４２はＯＮする。このため、インダクタ１４５に電流が流れ、コンデンサ１５０を充電、コンデンサ１５０の電圧が上昇する。
【００３８】
次にコンデンサ１５０の電圧が上昇して抵抗１５７の電圧がツェナダイオード１４９の電圧よりも高くなると、コンパレータ１５６がＨｉを出力（ＯＦＦ）するため、スイッチング素子１４２のゲート電圧が上昇しスイッチング素子１４２はＯＦＦとなる。インダクタ１４５はさらに電流を流し続けようとするため、回生ダイオード１４３がＯＮし、インダクタ１４５に蓄えられたエネルギーをコンデンサ１５０に充電する。このとき、ダイオード１４４が導通し、コンパレータ１５１の−入力端子を低くするため、コンパレータ１５１は反転動作を行わずインダクタ１４５のエネルギーの吐き出しが終了するまでＯＦＦ時間を確保する。
以上のような一連の動作を繰り返すことによりＤＣ−ＤＣコンバータは発振を継続している（図５の１４２ ＧＳ間電圧参照）。
【００３９】
レーザプリンタの省エネルギモードへの移行時には、端子１７４に低消費電力を指示する信号が入力され、端子１７４をＬｏとする。端子１７４への入力は通常モード時にはＨｉまたはハイインピーダンスとなっており、トランジスタ１５３は抵抗１５２によりプルアップされているためＯＦＦしている。端子１７４がＬｏとなることにより、トランジスタ１５３がＯＮになり、コンパレータ１５６の出力がＬｏ、コンデンサ１５０の電圧が３．２Ｖよりも高い場合にフォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが発光する。ＬＥＤ１５５−ｂが発光するとフォトカプラ１５５のフォトトランジスタ１５５−ａが導通するため、トランジスタ１１０がＯＮとなり、一次側のスイッチング素子１０７がＯＦＦとなる。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１４２も停止（ＯＦＦ）している。コンデンサ１５０への電流供給がなくなり負荷電流は流れ出しつづけるため、コンデンサ１５０の電圧は低下する。インダクタ１４５の回生電流が流れ終わりダイオード１４４による電流が無くなってツェなーダイオード４９のツェナ電圧が復活し、かつ出力電圧を検出している抵抗１４７，１５７の電圧がツェナダイオード１４９の電圧以下となる。すると、再びコンパレータ１５６はＨｉを出力（ＯＦＦ）し、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１４２がＯＮすると共にフォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂが消灯すると、ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子１０７が発振を開始する。そして、ＡＣ−ＤＣコンバータは、コンデンサ１２２を充電し始め、ＤＣ−ＤＣコンバータはコンデンサ１５０を充電し始める（図５のＢおよび図６参照）。
【００４０】
さらに起動回路（起動抵抗）に直列に高耐圧トランジスタを接続し、トランジスタのベースエミッタ間にフォトカプラを接続することにより、スイッチング素子１０７の休止期間中に起動抵抗で消費する電流を停止するよう構成しても良い。このような接続例（実施例１の変形）を図８に示す。図８において、１０６−ａがフォトカプラ１０６のフォトトランジスタ、１０６−ｂがフォトカプラ１０６のＬＥＤである。レーザプリンタで省エネルギーモードが選択され、端子１７４に低電力消費を指示するＬｏ信号が入力し、トランジスタ１５３がＯＮした状態でコンパレータ１５６がＬｏを出力（ＯＮ）すると、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂと同時にフォトカプラ１０６のＬＥＤ１０６−ｂが発光し、フォトカプラ１０６のフォトトランジスタ１０６−ａがＯＮとなる。このため、起動抵抗１０５に直列接続されたトランジスタ１５８がＯＦＦとなって起動抵抗１０５に流れていた電流が停止するため、電源内での消費電力をさらに少なくすることが可能となる。
【００４１】
図３にレーザプリンタの制御系と、端子１７４に接続される信号ラインの接続図を示す。図３において、１８８，１８９が制御回路の出力トランジスタ、１９０がＣＰＵ、もしくはＡＳＩＣである。１８５〜１８７、１３１，１３３は抵抗である。抵抗１３３のラインの信号により、ＦＥＴを用いたロードスイッチ１３２をＯＮ，ＯＦＦし、駆動系（＋２４Ｖ）の出力をオンオフしている。図３のように構成することで、ＣＰＵ１９０出力がＨｉの時には出力トランジスタ１８８，１８９はローインピーダンスとなり、ＣＰＵ１９０出力がＬｏとなることで出力トランジスタ１８８，１８９はハイインピーダンス状態となる。
【００４２】
レーザプリンタが省エネルギモードに入る場合の動作について図４のフローチャートをまじえて説明する。省エネルギモードに入る時、レーザプリンタはまず駆動系の負荷をステップ２０１（図ではＳ２０１と略記する、以下同様）で停止し、駆動系負荷への接続を遮断しても良いようにする。制御回路からの信号は、前記第一の電圧の供給を停止するためステップ２０２で出力トランジスタ１８８をオフし抵抗１３３より出力されている端子をＨｉもしくはハイインピーダンス状態とする。このようになると、ロードスイッチ１３２のＦＥＴがＯＦＦするため、第一の電圧を端子１７０から電源装置外部に出力しなくなる。然る後にステップ２０３でロジック部の電流負荷の大きいところを遮断、停止して軽負荷運転可能な状態にする。さらにステップ２０４でトランジスタ１８９をオンし端子１８４がＬｏになり、低消費電力を指示する信号が端子１７４からＤＣ−ＤＣコンバータに入力される。すると、トランジスタ１５３がオンしてフォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂに電流が流れる状態になり、ＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１５６の動作が有効になる。
【００４３】
コンパレータ１５６は、ツェナダイオード１４９の基準電圧と抵抗１４７、１５７の電圧を比較するよう構成しており、ツェナダイオード１４９の基準電圧よりも抵抗１４７、１５７の電圧が高いとＬｏを出力（ＯＮ）する。すると、フォトカプラ１５５のＬＥＤ１５５−ｂに電流を流しＬＥＤを発光させる。フォトカプラ１５５の受光側のフォトトランジスタ１５５−ａは、トランジスタ１１０のバイアスをＯＮ，ＯＦＦできるように接続されており、トランジスタ１５３をＯＦＦ、ＬＥＤ１５５−ｂ消灯によりトランジスタ１１０をＯＦＦとする。
【００４４】
以上説明したよう、コンパレータ１５６により、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧と基準電圧とを比較して第一のスイッチング素子１０７をＯＮ、ＯＦＦすることでＤＣ−ＤＣコンバータの出力として前記第三の電圧を得るよう制御している。このとき、ＤＣ−ＤＣコンバータのコンパレータ１５１は、常に検出電圧（１５７の電圧）が目標電圧（ツェナダイオード１４９の電圧）値以下の値となっているために、第二のスイッチング素子１４２をＯＮし続けるよう動作する。また、ＡＣ−ＤＣコンバータにおける、第一の電圧（通常時）を得るためのフィードバック回路は、第一の電圧のときに適正な電流をフォトカプラ１１４のＬＥＤ１１４−ｂに流すために抵抗１２３の抵抗値を大きくとっている。このため、第三の電圧となった際には電流不足になるためＬＥＤ１１４−ｂが発光することが出来ず、スイッチング素子１０７は長いＯＮ時間での動作が可能となる。このためスイッチング周期を長く設定できるとともに３．３Ｖの増減にあわせた、長い周期でのバースト状態の動作休止が入ることになるため、スイッチング毎の休止を長くとることが出来、電源効率が飛躍的に上昇する。
図７に本実施例による電源装置の効率と、従来の電源装置の効率のグラフを示す。
【００４５】
次に省エネルギモードからの復帰について図４のフローチャートに従って説明する。ステップ２０５でトランジスタ１８９をオフすることで起動抵抗１０５のＯＮ，ＯＦＦ制御が止まり、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧圧が目標電圧である前記第一の電圧（＋２４Ｖ）に向かって上昇を始める。ステップ２０６でＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が目標電圧に達するまで数ｍｓ待ち合わせた後に、ステップ２０８で出力トランジスタ１８８をオンするとロードスイッチ１３２がオンして駆動系に端子１７０から電圧が供給される。なお駆動系の負荷で中途半端な電圧が加わって誤動作するような素子が無ければロードスイッチも無くして第一の電源電圧をオンオフしないようにしても良い。
【００４６】
以上説明したように、本実施例によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧により、ＡＣ−ＤＣコンバータを間欠動作させ、本実施例の変形ではさらに、起動抵抗をＯＮ／ＯＦＦさせることにより、ＡＣ−ＤＣコンバータとＤＣ−ＤＣコンバータの軽負荷運転時の効率低下を避けることができる。また、このように構成することによりＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ回数を減少するとともに、ＯＮ時間を、起動時に代表されるように、電源として許される最も長いＯＮ時間とすることが可能となる。
【００４７】
なお、コンパレータ１３０の回路は、請求項でいう第一の制御部に相当し、コンパレータ１５１の回路は、請求項でいう第二の制御部に相当し、コンパレータ１５６の回路は、請求項でいう第三の制御部に相当する。また、端子１５２は、請求項でいう信号入力部に相当し、トランス１４２は、請求項でいうＡＣ−ＤＣコンバータ内のトランスに相当する。
【実施例２】
【００４８】
実施例２である“電源装置”について説明する。本実施例は、電源装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部を特にＡＣ−ＤＣコンバータに設ける例である。ここでは実施例１と重複する説明は省き、本実施例に特有の部分のみを説明する。
【００４９】
図９は本実施例の構成を示す回路図である。図９において、Ｎｓ２はサブ電源巻線である。１６６はダイオード、１６７はコンデンサである。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に使用するＦＥＴは、Ｐｃｈ、ドレイン−ソース間電圧が３０Ｖ〜６０Ｖ、ゲート電圧４．５Ｖ駆動タイプのものが多い。本実施例ではＡＣ−ＤＣコンバータよりの出力電圧が２４Ｖから３．２Ｖ程度まで低下するため、従来の構成では２．５Ｖ駆動のような、低ゲート閾値電圧のＦＥＴを使用する必要がある。特にドレイン−ソース間電圧が高いものは、低ゲート閾値のものが作りづらい。また、ゲート閾値を下げるためにはゲート絶縁層を薄くする必要があり、ゲート容量が増加してしまう。しかしながらゲート容量が増加すると、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングロスが増大してしまうという問題点がある。
本実施例では、一般的に使用されている４．５Ｖ駆動タイプのＦＥＴを適用すべく、サブ電源巻線を設け、その整流電圧を利用するものである。
【００５０】
このようにサブ電源巻線を設ける場合には、実施例２の変形である図１０の電源装置のように、サブ電源巻線をより高い電圧が得られるように巻き、スイッチング素子１４２にＰｃｈではなく、ＮｃｈのＭＯＳＦＥＴを使用可能とすることができる。
【実施例３】
【００５１】
実施例３である“電源装置”について説明する。本実施例は、電源装置における、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部に、ブートストラップ回路を用いる例である。ここでも実施例１、２と重複する説明は省き、本実施例に特有の部分のみを説明する。
【００５２】
図１１は実施例３の構成を示す回路図である。図１１において、１１０１がコンデンサ、１１０２がダイオードブリッジ、１１０３、１１０５〜１１０７は抵抗、１１０３はＮＰＮトランジスタ、１１０８はダイオード、１１０９はＰＮＰトランジスタである。
【００５３】
スイッチング素子であるＦＥＴ１４２−２をＯＦＦするため、トランジスタ１１０９がＯＮするとＦＥＴ１４２−２のゲート電圧が端子１７５の電圧Ｖ１まで上昇する。このときコンデンサ１１０１、ダイオード１１０２に電流が流れ、コンデンサ１１０１には端子１７５の電圧からダイオード１１０２の電圧降下分を差し引いた電圧が充電される。
【００５４】
次にＦＥＴ１４２−２をＯＮするためにトランジスタ１１０９がＯＦＦすると、ＦＥＴ１４２−２のゲート電圧は端子１７６のＧＮＤ電圧に向けて降下し始める。と同時にコンデンサ１１０１の一方の端子である、トランジスタ１１０９のコレクタ側の方もＧＮＤ電位となるため、コンデンサ１１０１の他方の端子である、ダイオード１１０２端子側はコンデンサ１１０１に充電された電圧だけ低くなり、−電位（−Ｖ１）となる。このときトランジスタ１１０３はＯＮするため、ＦＥＴ１４２−２のゲート電圧は−Ｖ１まで降下するため、ＦＥＴ１４２−２のゲートソース間電圧は略−２Ｖ１となり、Ｖ１＜Ｖｔｈ（ＶｔｈはＦＥＴ１４２−２のゲート閾値電圧）であっても駆動することが可能となる。
【００５５】
本実施例のＦＥＴの駆動回路はあくまで一例であり、前記コンデンサとダイオードの組み合わせよりなるブートストラップ回路は、同様の効果を有する他の接続により実現しても良い。
【００５６】
端子１７５の電圧Ｖ１が高いときにブートストラップ回路を動作しても無駄な電力を消費するとともに、ＦＥＴ１４２−２の耐電圧を超えてしまう場合がある。このようなときには端子１７５の電圧が所定値以下に低下したときだけブートストラップ回路を動作するよう構成しても良い。図１２にそのような回路を、実施例３の変形として示す。
【００５７】
図１２において、１２０１〜１２０３、１２０５、１２０６、１２０９、１２１０、１２１２、１２１４、１２１５、１２１８、１２２０、１２２１、１２２３、１２２４、１２２６、１２２８、１２２９が抵抗、１２０４、１２２５はツェナダイオードである。また、１２０８，１２１１はダイオード、１２０７、１２１６，１２１７，１２２２，１２２７はトランジスタ、１２１３、１２１９はコンデンサである。
【００５８】
端子１７５からの入力電圧が、ツェナダイオード１２２５のツェナ電圧とトランジスタ１２２２のベースエミッタ間電圧よりも充分に高いとき、トランジスタ１２２２はＯＮするため、トランジスタ１２１７がＯＦＦとなる。このため、ＦＥＴ１４２−２をＯＦＦするためにトランジスタ１２１６がＯＮした場合にはＦＥＴ１４２−２はＯＦＦとなるもののトランジスタ１２１７がＯＦＦのため、コンデンサ１２１３とダイオード１２１１からなるブートストラップ回路は電流が流れず、コンデンサ１２１３の充電動作はしない。
【００５９】
ＦＥＴ１４２−２をＯＮするためトランジスタ１２１６をＯＦＦした場合、ＦＥＴ１４２−２のゲート電圧は抵抗１２０５と抵抗１２１４により放電されることになる。なお、ツェナダイオード１２０４はＦＥＴ１４２−２のゲート過電圧保護のために挿入しており、抵抗１２０３と抵抗１２０５，１２１４の分圧によりＦＥＴ１４２−２のゲート耐電圧以下とできる場合には不要である。
【００６０】
次に低消費電力が指示（省エネルギモード）され、端子１７５の電圧が低くなった場合の動作を説明する。端子１７５の電圧がツェナダイオード１２２５の電圧よりも低くなるとトランジスタ１２２２がＯＦＦとなり、トランジスタ１２１７がＯＮとなる。ＦＥＴ１４２−２をＯＦＦするためにトランジスタ１２１６をＯＮすると、コンデンサ１２１３−抵抗１２１２−ダイオード１２１１―トランジスタ１２１７を通じてＧＮＤへ電流が流れ、コンデンサ１２１３に電源電圧即ち端子１７５の電圧が充電される。次にＦＥＴ１４２−２をＯＮするためにトランジスタ１２１６がＯＦＦすると、トランジスタ１２１６のコレクタ側に接続されたコンデンサ１２１３の一方の端子の電圧がＧＮＤ電圧（端子１７６電圧）まで降下する。したがってコンデンサ１２１３の他方の端子、即ちトランジスタ１２０７のエミッタ側はコンデンサ１２１３に蓄えた電圧によって−電位となる。よって、トランジスタ１２０７がＯＮしてＦＥＴ１４２−２のゲート電圧を、抵抗１２０５、トランジスタ１２０７を介してコンデンサ１２１３の他方の端子、すなわちトランジスタ１２０７のエミッタ端子側の電位まで引き込むことになる。これにより、端子１７５の電圧以上のゲート−ソース間電圧をＦＥＴ１４２−２に与えることが可能となっている。
【００６１】
図１３に、図１２の回路における、各状態でのＦＥＴ１４２−２のゲート電圧を示す。
ここでは端子１７５の電圧を２４Ｖ、１２Ｖ、６Ｖと変化させたときの、ＦＥＴ１４２−２のゲート端子電圧と、トランジスタ１２０７のコレクタ端子電圧を示す。ツェナダイオード１２２５のツェナ電圧は１５Ｖ、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４のツェナ電圧も１５Ｖとしている。
【００６２】
まず端子１７５に２４Ｖが入力されたとき、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４により、ゲート電圧は１５Ｖ以下となっている。また、トランジスタ１２０７のコレクタ端子電圧は。抵抗１２１４、１２０６の電圧と、抵抗１２０５、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４の電圧で分圧された値となっている。
次に端子１７５の電圧が１６Ｖになったとき、ゲート保護用ツェナダイオード１２０４のツェナ電圧よりもゲート電圧が低くなるため、抵抗１２０３と、抵抗１２０５、１２０６、１２１４の分圧がそのままゲート電圧として現れてくる。
端子１７５の電圧がさらに低下して６Ｖとなったとき、ブートストラップ回路が動作して４．５Ｖ程度の振幅を９Ｖまで大きくしていることが解る。
【００６３】
以上説明したように、本実施例によると入力電圧が低下してＦＥＴのゲート閾値電圧よりも低くなったり、ゲート閾値電圧に近づいてしまってＦＥＴに所望のＯＮ抵抗が得られない場合、ブートストラップ回路を用いてゲート電圧をＧＮＤ電位以下とすることで、ゲート閾値電圧が高いＦＥＴでも使用することが可能となる。また、単純にブートストラップ回路を設けただけではＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が高い場合にゲート電圧が大きくなりすぎるため、本実施例の変形では、出力電圧が予め定められた電圧よりも低い場合にのみブートストラップ回路を動作させるようにしている。
【００６４】
本実施例ではＰｃｈＭＯＳＦＥＴを使用した例を示している。しかしながら同様の考え方をすることによりＮｃｈＭＯＳＦＥＴでの駆動が可能である。ＮｃｈＭＯＳＦＥＴは低ゲート閾値電圧のものが多く、同じＯＮ抵抗を得るにはチップサイズを小さくできるため、コスト的にも有利となる。
【００６５】
また、ブートストラップ回路においては充電時間を確保しつつ放電時間を制限する必要がある。特にレーザプリンタの通常モードから省エネルギモードへの遷移時は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧が低下するため、何も制御を行わない場合にはＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子であるＦＥＴ１４２−２のＯＮ時間が長くなってしまう。このＯＮ時間が長くなりすぎるとコンデンサ１２１３が放電してしまい、ＦＥＴ１４２−２のゲート−ソース間電圧を所望の電圧値にすることが出来なくなるため、ＯＮ時間制限を行ってＯＦＦ時間による電圧制御となるようにＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。ＯＮ時間制限の手法は、不図示ではあるもののＯＮ時間とＯＦＦ時間の比（デューティ）を１００％まで延ばさなくするデューティ制御がある。ＯＮ時間を単に制限するＯＮ時間制御の手法のほか、ブートストラップ回路の電圧を監視して該電圧が予め定められた値以下の時にＯＮ時間制御をする制御手法などによって行っても良い。
【００６６】
以上説明したように、本実施例によれば、ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が予め定められた電圧以下となった場合には、ブートストラップ回路によりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子の駆動電圧を充分に確保することができる。また、第二のスイッチング素子がＯＮし続けることを阻止するＯＮ時間制限手段により、ブートストラップ回路の動作を確実にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】実施例１の構成を示す回路図
【図２】ゲート駆動回路の変形を示す回路図
【図３】レーザプリンタ本体との接続関係を示す回路図
【図４】レーザプリンタが省エネルギモードに入る場合および通常モードに戻る場合の動作を示すフローチャート
【図５】実施例１における各部の電圧変化を示す図
【図６】実施例１における各部の電圧変化を示す図
【図７】実施例１の効率と従来例の効率を示す図
【図８】実施例１の変形の構成を示す回路図
【図９】実施例２の構成を示す回路図
【図１０】実施例２の変形の構成を示す回路図
【図１１】実施例３の構成を示す回路図
【図１２】ブートストラップ回路の変形を示す回路図
【図１３】図１２の回路におけるゲート電圧の変化を示す図
【図１４】従来例の構成を示す回路図
【図１５】従来例における各部の電圧変化を示す図
【符号の説明】
【００６８】
１０７ スイッチング素子
１４２ スイッチング素子
１３０ コンパレータ
１５１ コンパレータ
１５６ コンパレータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ−ＤＣコンバータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第一のスイッチング素子と、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に第一の電圧に制御する第一の制御部とを有し、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第二のスイッチング素子と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第二のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に前記第一の電圧より低い第二の電圧に制御する第二の制御部と、低消費電力を指示する信号を入力する信号入力部と、前記信号入力部に前記低消費電力を指示する信号が入力されたときに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記ＡＣ−ＤＣコンバータの第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とし、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を前記第二の電圧より低い第三の電圧に制御する第三の制御部とを有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電源装置において、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、前記第二のスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部を有することを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電源装置において、
前記電圧供給部は、前記ＡＣ−ＤＣコンバータ内のトランスの補助巻線の電圧を利用するものであることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電源装置において、
前記第二のスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部に、コンデンサとダイオードよりなるブートストラップ回路を有することを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電源装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記信号入力部に前記低消費電力を指示する信号が入力されたときの前記ブートストラップ回路の動作を確実にするために、前記第二のスイッチング素子がＯＮし続けることを阻止する、ＯＮ時間制限手段を有することを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし５のいずれかに記載の電源装置において、
前記第一のスイッチング素子の駆動回路を起動する起動抵抗と、前記起動抵抗に直列接続されたスイッチとを有し、前記第三の制御部は、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦも制御することを特徴とする電源装置。
【請求項１】
ＡＣ−ＤＣコンバータと、前記ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を入力とするＤＣ−ＤＣコンバータとを備えた電源装置であって、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第一のスイッチング素子と、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に第一の電圧に制御する第一の制御部とを有し、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＯＮ／ＯＦＦにより当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制御する第二のスイッチング素子と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記第二のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御し、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を通常時に前記第一の電圧より低い第二の電圧に制御する第二の制御部と、低消費電力を指示する信号を入力する信号入力部と、前記信号入力部に前記低消費電力を指示する信号が入力されたときに、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に応じて前記ＡＣ−ＤＣコンバータの第一のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を間欠動作状態とし、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を前記第二の電圧より低い第三の電圧に制御する第三の制御部とを有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電源装置において、
前記ＡＣ−ＤＣコンバータは、前記第二のスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部を有することを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電源装置において、
前記電圧供給部は、前記ＡＣ−ＤＣコンバータ内のトランスの補助巻線の電圧を利用するものであることを特徴とする電源装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電源装置において、
前記第二のスイッチング素子の駆動回路に電圧を供給する電圧供給部に、コンデンサとダイオードよりなるブートストラップ回路を有することを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電源装置において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記信号入力部に前記低消費電力を指示する信号が入力されたときの前記ブートストラップ回路の動作を確実にするために、前記第二のスイッチング素子がＯＮし続けることを阻止する、ＯＮ時間制限手段を有することを特徴とする電源装置。
【請求項６】
請求項１ないし５のいずれかに記載の電源装置において、
前記第一のスイッチング素子の駆動回路を起動する起動抵抗と、前記起動抵抗に直列接続されたスイッチとを有し、前記第三の制御部は、前記スイッチのＯＮ／ＯＦＦも制御することを特徴とする電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１０−１７８５３３（Ｐ２０１０−１７８５３３Ａ）
【公開日】平成２２年８月１２日（２０１０．８．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１９６８６（Ｐ２００９−１９６８６）
【出願日】平成２１年１月３０日（２００９．１．３０）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年８月１２日（２０１０．８．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１月３０日（２００９．１．３０）
【出願人】（０００００１００７）キヤノン株式会社 (59,756)
【Ｆターム（参考）】
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