電源装置
【課題】電圧変換比の制御範囲を確保するとともに、リップル電流を広い動作範囲にわたって低減することが可能な電源装置を提供する。
【解決手段】電源装置１００は、並列接続された、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０を含む。多相コンバータ１２０は、所定位相（１８０度）ずつずれたタイミングで動作する、並列接続された複数のチョッパ回路１２１−１，１２１−２を有する。チョッパ回路１２１−１，１２１−２のそれぞれのリアクトルＬ１，Ｌ２は磁気結合される。制御回路１２０は、予め求められた、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０のそれぞれにおけるデューティ比に対するリップル電流の特性に従って、高圧側電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨｒおよび低圧側電圧ＶＬの比に基づいて、電流リップルが相対的に小さい一方のコンバータを選択的に動作させる。
【解決手段】電源装置１００は、並列接続された、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０を含む。多相コンバータ１２０は、所定位相（１８０度）ずつずれたタイミングで動作する、並列接続された複数のチョッパ回路１２１−１，１２１−２を有する。チョッパ回路１２１−１，１２１−２のそれぞれのリアクトルＬ１，Ｌ２は磁気結合される。制御回路１２０は、予め求められた、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０のそれぞれにおけるデューティ比に対するリップル電流の特性に従って、高圧側電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨｒおよび低圧側電圧ＶＬの比に基づいて、電流リップルが相対的に小さい一方のコンバータを選択的に動作させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関し、より特定的には、直流電圧変換機能を有する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流電圧変換を行なうための電源装置の構成が種々提案されている。たとえば、モータ駆動装置において、低圧電源の出力を昇圧コンバータによって昇圧した直流電圧を、インバータによって交流電圧に変換してモータ駆動に用いる構成が、たとえば特開２００４−１１２９０４号公報（特許文献１）に記載されている。特に、特許文献１には、リアクトルならびに、上下アームの電力用半導体スイッチング素子およびそれぞれの逆並列ダイオードを含む昇圧チョッパの構成および、当該昇圧チョッパにおいて、デッドタイムの影響を低減するために、リアクトルの電流範囲に応じてスイッチング周波数を低下させることが記載されている。
【０００３】
また、昇圧コンバータの他の回路構成として、複数の並列接続されたコンバータを互いに位相をずらして動作する多相コンバータを、磁気結合型リアクトルを用いて構成することが、特開２００６−２６２６０１号公報（特許文献２）および特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献３）に記載されている。特許文献２，３に記載された昇圧コンバータによれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１１２９０４号公報
【特許文献２】特開２００６−２６２６０１号公報
【特許文献３】特開２００３−３０４６８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
昇圧チョッパでは、リアクトル電流をスイッチングするため、必然的に電流にリップル成分（以下、単に「リップル電流」とも称する）が生じる。リップル電流が大きくなると、コンバータに設けられた平滑コンデンサの発熱が大きくなったり、電力用半導体スイッチング素子の電流最大値が上昇したりするので、回路素子の寿命に悪影響を与える可能性がある。
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載された昇圧チョッパでは、昇圧比を大きくとったときにリップル電流が増大することが懸念されるが、かかる問題点については特に考慮されていない。
【０００７】
また、特許文献２，３に記載された磁気結合型リアクトルを用いた多相コンバータでは、特許文献１に記載された通常の昇圧チョッパとはリップル電流の特性が異なってくるものと予想される。ただし、特許文献２，３には、リップル電流が低下できることは記載されるものの、コンバータの動作領域に応じてリップル電流がどのように変化するかについては記載されていない。
【０００８】
上記の様に、昇圧コンバータのリップル電流特性は回路構成によって異なるため、負荷の動作範囲に対応させて電圧範囲を広く確保する必要がある用途では、広い電圧変換比（高圧側電圧／低圧側電圧）にわたって昇圧コンバータのリップル電流を抑制することが一般的に困難である。
【０００９】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、広い動作範囲（電圧変換比の範囲）を確保するとともに、リップル電流を抑制することが可能な電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明による電源装置は、第１のコンバータ（１１０）と、第２のコンバータと、制御回路とを備える。第１のコンバータは、負荷に接続された電源配線と直流電源との間で直流電力変換を行なうために、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成される。第２のコンバータは、直流電源および電源配線の間に第１のコンバータと並列に接続されて、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成される。制御回路は、第１および第２のコンバータを制御するように構成される。そして、第１および第２のコンバータの各々は、スイッチング素子のオンオフ制御におけるデューティ比によって、直流電源の出力電圧に対する電源配線の電圧の比である電圧変換比が変化するように構成され、かつ、第１および第２のコンバータの間では、デューティ比に対するリップル電流特性が異なる。制御回路は、特性記憶部と、コンバータ選択部とを含む。特性記憶部は、予め求められたリップル電流特性に関する情報を記憶するように構成される。コンバータ選択部は、電源配線の電圧指令値と直流電源の出力電圧とに基づいて必要な電圧変換比を算出するとともに、特性記憶部に記憶された情報に従って、第１および第２のコンバータから、算出された電圧変換比においてリップル電流がより小さい一方のコンバータを選択的に動作させるように構成される。
【００１１】
好ましくは、第１のコンバータは、第１のチョッパ回路を含む。第１のチョッパ回路は、制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第１のリアクトルとを有する。第２のコンバータは、並列接続された複数の第２のチョッパ回路を含む。複数の第２のチョッパ回路の各々は、制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第２のリアクトルとを有する。そして、各第２のチョッパ回路の第２のリアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置され、複数の第２のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各第２のチョッパ回路の第２のスイッチング素子のオンオフは制御される。
【００１２】
さらに好ましくは、複数の第２のチョッパ回路のそれぞれの第２のリアクトルは、共通のコアの異なる部位に巻回されたコイル巻線をそれぞれ含む。
【００１３】
また好ましくは、制御回路は、第１のコンバータ制御部および第２のコンバータ制御部をさらに含む。第１のコンバータ制御部は、第１のコンバータが選択されたときに、第２のコンバータのスイッチング素子をオフに固定する一方で、電源配線の電圧を電圧指令値に制御するために第１のコンバータのスイッチング素子のデューティ比を制御するように構成される。第２のコンバータ制御部は、第２のコンバータが選択されたときに、第１のコンバータのスイッチング素子をオフに固定する一方で、電源配線の電圧を電圧指令値に制御するために第２のコンバータのスイッチング素子のデューティ比を制御するように構成される。
【００１４】
あるいは好ましくは、電源装置は、直流電源および第１のコンバータの間に接続された第１の開閉器と、直流電源および第２のコンバータの間に接続された第２の開閉器とをさらに備える。そして、コンバータ選択部によって第１のコンバータが選択されると、第１の開閉器がオンする一方で、第２の開閉器はオフされ、コンバータ選択部によって第２のコンバータが選択されると、第２の開閉器がオンする一方で、第１の開閉器はオフされる。
【００１５】
好ましくは、特性記憶部は、第１および第２のコンバータのそれぞれにおける、デューティ比に対する電流リップルの特性を記憶する。そして、コンバータ選択部は、算出した電圧変換比を実現するための第１および第２のンバータの各々におけるデューティ比を算出とともに、算出されたデューティ比における、第１および第２のコンバータの電流リップルの比較に基づいて、一方のコンバータを選択する。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、広い動作範囲（電圧変換比の範囲）を確保するとともに、リップル電流を広い動作範囲にわたって抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態による電源装置の構成を説明する回路図である。
【図２】磁気結合型リアクトルの構成例を示す回路図である。
【図３】デューティ比に対するリップル電流の特性を比較するグラフである。
【図４】本発明の実施の形態による電源装置の制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図５】通常コンバータを選択したときのスイッチング制御を説明する波形図である。
【図６】多相コンバータを選択したときのスイッチング制御を説明する波形図である。
【図７】本発明の実施の形態による電源装置の制御処理を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、この発明の実施の形態で図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さないものとする。
【００１９】
図１は、本発明の実施の形態による電源装置の構成を説明する回路図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態による電源装置１００は、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１と、リレーＲＬ０，ＲＬ１と、通常の昇圧チョッパ型のコンバータ１１０（以下、「通常コンバータ」とも称する）と、磁気結合型リアクトルを含んで構成された多相コンバータ１２０とを備える。電源装置１００は、負荷２２０と接続された電源配線ＰＬおよび直流電源Ｂ１の間で、直流電力変換を行なう。
【００２０】
直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。直流電源Ｂ１は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。
【００２１】
平滑コンデンサＣ０は、直流電源Ｂ１の正極と電気的に接続されるノードＮａと接地配線ＧＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ０は、電源装置１００の低圧側電圧ＶＬに相当する直流電源Ｂ１の出力電圧を平滑する。
【００２２】
平滑コンデンサＣ１は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に接続されて、電源装置１００の高圧側電圧ＶＨを平滑する。負荷２００は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬと接続される。
【００２３】
負荷２００としては、たとえばインバータ回路を介して駆動される交流電動機が適用される。そして、エンジン出力および／または電動機出力によって走行するハイブリッド自動車や電動機出力のみによって走行する電気自動車等への適用が、本発明の実施の形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な適用例として挙げられる。この場合には、たとえば直流電源Ｂ１の出力電圧（電圧ＶＬ）が２００Ｖ程度とされる一方で、負荷２００へ供給すべき電圧ＶＨが２００Ｖ〜６５０Ｖ程度とされる。
【００２４】
通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に互いに並列に接続されて、各々が、電源配線ＰＬおよび直流電源Ｂ１の間で直流電力変換を行なうように構成される。
【００２５】
リレーＲＬ０は、ノードＮａおよび通常コンバータ１１０の間に配置され、リレーＲＬ１は、ノードＮａおよび多相コンバータ１２０の間に配置される。各リレーＲＬ０，ＲＬ１のオンオフは、制御回路２１０によって制御される。リレーＲＬ０，ＲＬ１は、「開閉器」の代表例として示される。すなわち、電流経路の遮断および形成を制御回路１２０により制御可能な素子であれば、リレーＲＬ０，ＲＬ１に代えて任意の素子を用いることが可能である。
【００２６】
通常コンバータ１１０は、チョッパ回路により構成される。具体的には、通常コンバータ１１０は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ０１およびＱ０２と、ダイオードＤ０１およびＤ０２と、リアクトルＬ０とを含む。スイッチング素子Ｑ０１およびＱ０２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ０は、スイッチング素子Ｑ０１およびＱ０２の接続ノードであるノードＮ０と、リレーＲＬ０との間に電気的に接続される。ダイオードＤ０１およびＤ０２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。
【００２７】
スイッチング素子として、本実施の形態ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を例示するが、制御電極（ゲートあるいはベース）の駆動制御によってターンオンおよびターンオフを制御可能なスイッチング素子であれば、電圧駆動型のスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）や電流駆動型のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ等）、各種のスイッチング素子を任意に適用可能である。
【００２８】
多相コンバータ１２０は、並列接続された複数のチョッパ回路１２１−１，１２１−２を有する。チョッパ回路１２１−１，１２１−２は、通常コンバータ１１０を構成するチョッパ回路と同様の構成を有するが、リアクトルＬ１およびＬ２は、互いに磁気的に結合するように配置される点が、通常コンバータ１１０と異なる。すなわち、多相コンバータ１２０は、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータである。
【００２９】
具体的には、チョッパ回路１２１−１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２と、ダイオードＤ１１およびＤ１２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２の接続ノードであるノードＮ１と、直流電源Ｂ１との間に電気的に接続される。ダイオードＤ１１およびＤ１２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。
【００３０】
同様に、チョッパ回路１２１−２は、チョッパ回路１２１−１と同様に構成され、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２と、ダイオードＤ２１およびＤ２２と、リアクトルＬ２とを含む。リアクトルＬ２は、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２の接続ノードであるノードＮ２と、直流電源Ｂ１の間に電気的に接続される。
【００３１】
図１の構成において、通常コンバータ１１０は、「第１のコンバータ」および「第１のチョッパ回路」に対応し、多相コンバータ１２０は、「第２のコンバータ」に対応する。
そして、チョッパ回路１２１−１，１２１−２は、「複数の第２のチョッパ回路」に対応する。また、リアクトルＬ０は「第１のリアクトル」に対応し、リアクトルＬ１，Ｌ２は「第２のリアクトル」に対応する。さらに、リレーＲＬ０は「第１の開閉器」に対応し、リレーＲＬ１は「第２の開閉器」に対応する。
【００３２】
上述のように、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合型リアクトルを構成するように設けられる。図２には、磁気結合型リアクトルの構成例が示される。
【００３３】
図２を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア２５０と、コア２５０に巻回されたコイル巻線２４１，２４２とを含む。コア２５０は、外脚部２５１ａ，２５１ｂと、ギャップ２５３を挟んで対向するように配置された中央脚部２５２とを含む。
【００３４】
リアクトルＬ１を構成するコイル巻線２４１は、外脚部２５１ａに巻回される。リアクトルＬ２を構成するコイル巻線２４２は、外脚部２５１ｂに巻回される。ここで、外脚部２５１ａおよび２５１ｂの断面積をＳ１とし長さをＬＮ１とすると、外脚部２５１ａ，２５１ｂの磁気抵抗Ｒ１は下記（１）式で示される。同様に、中央脚部２５２の断面積をＳ２、長さをＬＮ２とし、ギャップ長をｄとすると、中央脚部２５２の磁気抵抗Ｒ２は下記（２）式によって示される。なお、（１），（２）式において、μはコア２５０の透磁率を示し、μ０はギャップにおける空気中の透磁率を示す。
【００３５】
Ｒ１≒（１／μ）・（ＬＮ１／Ｓ１） …（１）
Ｒ２≒（１／μ）・２・（ＬＮ２／Ｓ２）＋１／μ０・（ｄ／Ｓ２） …（２）
本実施の形態では、磁気結合型リアクトルの定数Ｓ１，ＬＮ１，Ｓ２，ＬＮ２，ｄは、（１），（２）式によるＲ２＞＞Ｒ１となるように設定される。
【００３６】
このように設定することにより、コイル巻線２４１の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４２と鎖交するとともに、コイル巻線２４２の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４１と鎖交するようになる。この結果、図１において、リアクトルＬ１およびＬ２でそれぞれ生じた起電力の反対方向の逆起電力が、リアクトルＬ２およびＬ１にそれぞれ発生するようになる。
【００３７】
なお、コア２５０の形状については、図２の例に限定されるものではなく、図１に記載した等価回路を構成可能である限り、任意とすることができる。たとえば、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献３）の図５，６等に示される形状を用いてもよい。
【００３８】
電圧センサ２０は、直流電源Ｂ１の出力電圧に相当する、多相コンバータ１２０の低圧側の直流電圧ＶＬを検出する。電圧センサ２２は、電源配線ＰＬの電圧、すなわち、多相コンバータ１２０の高圧側の直流電圧ＶＨを検出する。電圧センサ２０，２２による検出値ＶＬ，ＶＨは、制御回路２１０へ入力される。
【００３９】
制御回路２１０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００４０】
制御回路２１０は、上述した各センサによる検出値に基づいて、電源配線ＰＬの直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒと一致させるように、通常コンバータ１１０のスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ０２のオンオフを制御する信号ＰＷＭ０と、多相コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のオンオフを制御するための信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２とを生成する。
【００４１】
通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々は、下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ０，Ｌ１，Ｌ２に通過させることによって、上アームのダイオードＤ０１，Ｄ１１，Ｄ２１による電流経路を用いて、低圧側の直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧ＶＨを電源配線ＰＬに発生することができる。
【００４２】
反対に、通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々は、上アームのスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ１１，Ｑ２１をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ０，Ｌ１，Ｌ２に通過させることによって、下アームのダイオードＤ０２，Ｄ１２，Ｄ２２による電流経路によって、高圧側の直流電圧ＶＨを降圧した直流電圧ＶＬにより直流電源Ｂ１を充電することができる（回生時）。
【００４３】
通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々では、力行時には上アームのスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ１１，Ｑ２１はオフ固定することも可能であり、回生時には下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２をオフ固定することも可能である。ただし、電流方向によって制御を切替えることなく回生および力行に連続的に対応するために、各スイッチング周期内で、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１および下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２を相補的にオンオフさせてもよい。
【００４４】
以下、本実施の形態では、スイッチング周期に対する下アームのスイッチング素子のオン期間の比率をデューティ比ＤＴと定義することとする。
【００４５】
このデューティ比ＤＴと、通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々での電圧変換との関係は、下記（３）式によって示される。（３）式を変形することにより、高圧側の電圧ＶＨは、（４）式によって示される。
【００４６】
ＤＴ＝１．０−（ＶＬ／ＶＨ） ・・・（３）
ＶＨ＝ＶＬ／（１．０−ＶＬ） ・・・（４）
（３），（４）式より、下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２がオフに固定（ＤＴ＝０．０）されるとＶＨ＝ＶＬとなり、デューティ比ＤＴを上昇させるのに従って電圧ＶＨが上昇することが理解される。すなわち、制御回路２１０は、通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々について、デューティ比ＤＴの制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することができる。
【００４７】
多相コンバータ１２０を構成する２個のチョッパ回路１２１−１，１２１−２は、１８０（３６０／２）度、すなわちスイッチング周期に対して半周期分、位相をずらして動作する。したがって、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２の位相は、１８０度ずれている。
【００４８】
さらに、多相コンバータ１２０では、磁気結合型リアクトルＬ１，Ｌ２によって、チョッパ回路１２１−１，１２１−２間で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のリップル成分の影響が互いに打ち消し合うように作用する。したがって、通常コンバータ１１０と多相コンバータ１２０との間では、図３に示す様に、デューティ比に対するリップル電流の特性が異なってくる。
【００４９】
図３を参照して、特性線２６０は、通常コンバータ１１０における、デューティ比に対するリップル電流の特性をプロットしたものに相当する。通常の昇圧チョッパであるコンバータ１１０では、下アームのスイッチング素子Ｑ０２のオン期間が長くなるほど、リアクトルＬ０への蓄積エネルギおよび、下アームのスイッチング素子オフ時の電流変化が大きなものとなるので、デューティ比の上昇に応じてリップル電流が単調に増大する。
【００５０】
これに対して、磁気結合型リアクトルを備えた多相コンバータ１２０では、リアクトルＬ１，Ｌ２間で逆方向に起電力が作用し合うので、１８０度位相がずれたチョッパ回路１２１−１，１２１−２間で、下アームのスイッチング素子Ｑ１２およびＱ２２が相補にオンオフする状況で、リップル電流の抑制効果が最大となる。すなわち、多相コンバータ１２０のデューティ比に対するリップル電流の特性を示す特性線２７０では、特定のデューティ比（図１の多相コンバータ１２０ではＤＴ＝０．５）に、リップル電流の極小点が存在する。また、ＤＴ＝０に近い領域では、電流のスイッチングが殆ど行われないため、リップル電流も当然小さくなる。
【００５１】
この結果、特定のデューティ比範囲（図３のＤ１＜ＤＴ＜Ｄ２）では、多相コンバータ１２０の方が通常コンバータ１１０よりもリップル電流が小さくなる。
【００５２】
この反面、多相コンバータ１２０は、上記以外のデューティ比範囲では、リアクトル間の相互作用によって却ってリップル電流が大きくなってしまうため、広い電圧範囲で使用したときに問題が生じる。
【００５３】
この様に、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０の間では、デューティ比に対するリップル電流特性が異なるため、各デューティ比に対して、通常コンバータ１１０でのリップル電流Ｉ１と、多相コンバータ１２０でのリップル電流Ｉ２とが異なる。そして、通常コンバータ１１０を用いた方がリップル電流が小さくなる（Ｉ２＞Ｉ１）デューティ比領域と、多相コンバータ１２０を用いた方がリップル電流が小さくなる（Ｉ１＞Ｉ２）デューティ比領域とが存在することが理解される。
【００５４】
図４は、本発明の実施の形態による電源装置の制御構成を説明する機能ブロック図である。図４に示した各ブロックによる機能は、制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現してもよく、当該機能を実現する電子回路（ハードウェア）を制御回路２１０に構成することによって実現してもよい。
【００５５】
図４を参照して、制御回路２１０は、コンバータ選択部３００と、リップル特性記憶部３１０と、通常コンバータ制御部３２０と、多相コンバータ制御部３３０とを含む。
【００５６】
リップル特性記憶部３１０には、図３に示したデューティ比に対するリップル電流特性を示す情報が記憶される。具体的には、解析や動作実験等によって予め求められた特性線２６０，２７０（図３）に従って、各デューティ比に対応して、通常コンバータ１１０のリップル電流Ｉ１および多相コンバータ１２０のリップル電流Ｉ２がマップ化されて記憶されている。
【００５７】
コンバータ選択部３００は、電源装置１００の電圧指令値ＶＨｒと低圧側の電圧ＶＬとに基づいて、必要な電圧変換比（ＶＨｒ／ＶＬ）を算出するとともに、この電圧変換比の逆数を上記（３）式に代入することによって、対応のデューティ比を算出する。
【００５８】
そして、コンバータ選択部３００は、このように算出したデューティ比におけるリップル電流Ｉ１，Ｉ２を、リップル特性記憶部３１０から読出す。さらに、コンバータ選択部３００は、想定されるデューティ比において、よりリップル電流が低い一方のコンバータを選択する。すなわち、Ｉ１＞Ｉ２のときには多相コンバータ１２０が選択される一方で、Ｉ２＞Ｉ１のときには、通常コンバータ１１０が選択される。
【００５９】
コンバータ選択部３００が通常コンバータ１１０を選択したときには、通常コンバータ制御部３２０が、図５に示すように、信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【００６０】
図５を参照して、通常コンバータ制御部３２０は、電圧指令値ＶＨｒと電圧センサによって検出された電圧ＶＨおよび／またはＶＬに基づいて、通常コンバータ１１０のデューティ比を制御する。たとえば、電圧指令値ＶＨｒおよび電圧ＶＬによって決定される理論上の電圧変換比に対応するデューティ比を、電圧指令値ＶＨｒに対する電圧ＶＨの偏差によって修正することによって、通常コンバータ１１０のデューティ比が設定される。
【００６１】
通常コンバータ制御部３２０は、このようにして設定したデューティ比に従って通常コンバータ１１０のスイッチング素子Ｑ０１およびＱ０２をオンオフ制御するように信号ＰＷＭ０を生成する。一方、通常コンバータ制御部３２０は、多相コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２についてはオフ固定するように、信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【００６２】
さらに、通常コンバータ制御部３２０は、リレーＲＬ０をオンする一方で、リレーＲＬ１をオフする。これにより、通常コンバータ１１０の選択時には、直流電源Ｂ１および多相コンバータ１２０の間での電流入出力を遮断できる。
【００６３】
これに対して、コンバータ選択部３００が多相コンバータ１２０を選択したときには、多相コンバータ制御部３３０が、図６に示すように、信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【００６４】
図６を参照して、多相コンバータ制御部３３０は、電圧指令値ＶＨｒと電圧センサによって検出された電圧ＶＨおよび／またはＶＬに基づいて、多相コンバータ１２０のデューティ比を制御する。そして、制御されたデューティ比に従って、かつ、チョッパ回路１２１−１，１２１−２の間で位相が１８０度（スイッチング周期の半周期）ずれるように、信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。一方、多相コンバータ制御部３３０は、通常コンバータ１１０のスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ０２についてはオフ固定するように、信号ＰＷＭ０を生成する。
【００６５】
多相コンバータ１２０でのデューティ比については、電圧情報（電圧指令値ＶＨｒならびに、電圧ＶＬおよび／またはＶＨ）のみに基づいて、チョッパ回路１２１−１，１２１−２の間で共通に制御してもよい。たとえば、通常コンバータ１１０と同様の制御により、チョッパ回路１２１−１，１２１−２の各々のデューティ比を共通値に設定することができる。あるいは、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を検出するための電流センサ（図示せず）を配置することによって、チョッパ回路１２１−１，１２１−２のそれぞれにおいて、独立にリアクトル電流制御を行なうように、多相コンバータ１２０のデューティ比を制御してもよい。この場合には、電圧指令値ＶＨｒおよび電圧ＶＨの偏差に応じてリアクトル電流制御の指令値を調整することにより、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することが可能である。
【００６６】
さらに、多相コンバータ制御部３３０は、リレーＲＬ１をオンする一方で、リレーＲＬ０をオフする。これにより、多相コンバータ１２０の選択時には、通常コンバータ１１０および直流電源Ｂ１の間の電流入出力を遮断できる。
【００６７】
図４の構成において、通常コンバータ制御部３２０は「第１のコンバータ制御部」に対応し、多相コンバータ制御部３３０は「第２のコンバータ制御部」に対応する。
【００６８】
図７は、図４に示した制御構成を実現するための、制御回路２１０による一連の制御処理を説明するフローチャートである。フローチャートの各ステップは、基本的には制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現されるが、ハードウェア処理によって実現されてもよい。図７に示す制御処理は、所定周期で起動される。
【００６９】
図７を参照して、制御回路２１０は、ステップＳ１００により、電圧指令値ＶＨｒおよび電圧センサ２０によって検出された電圧ＶＬを取得する。そして、制御回路２１０は、
ステップＳ１１０では、電圧変換比ＶＨｒ／ＶＬに対応するデューティ比を（３）式に従って算出する。
【００７０】
さらに、制御回路２１０は、ステップＳ１２０では、換算したデューティ比に基づく、リップル電流特性を読出すことによって、当該デューティ比における通常コンバータ１１０でのリップル電流Ｉ１および多相コンバータ１２０でのリップル電流Ｉ２を求める。そして、制御回路２１０は、ステップＳ１３０では、Ｉ１＞Ｉ２であるか否かを判定することによって、リップル電流Ｉ１およびＩ２を比較する。そして、Ｉ１＞Ｉ２のとき（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）には、制御回路２１０は、ステップＳ１４０に処理を進めて、制御回路２１０は、通常コンバータ１１０のスイッチングを停止する。これに合わせて、リレーＲＬ０をオフするように制御してもよい。
【００７１】
さらに、制御回路２１０は、ステップＳ１５０により、多相コンバータ１２０のデューティ制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御する。すなわち、ステップＳ１４０，Ｓ１５０による処理は、図４の多相コンバータ制御部３３０による信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の生成（図６）およびリレーＲＬ０，ＲＬ１の制御と同様である。
【００７２】
一方、Ｉ１＜Ｉ２のとき（Ｓ１３０のＮＯ判定時）には、制御回路２１０は、ステップＳ１６０に処理を進めて、多相コンバータ１２０のスイッチングを停止する。これに合わせて、リレーＲＬ１をオフするように制御してもよい。
【００７３】
さらに、制御回路２１０は、ステップＳ１７０により、通常コンバータ１１０のデューティ制御により、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒへ制御する。すなわち、ステップＳ１６０，Ｓ１７０による処理は、図４の通常コンバータ制御部３２０による信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の生成（図６）およびリレーＲＬ０，ＲＬ１の制御と同様である。
【００７４】
以上説明したように、本実施の形態による電源装置では、通常の昇圧チョッパ型のコンバータ１１０と磁気結合型リアクトルを含んで構成された多相コンバータ１２０とを並列接続し、それぞれのコンバータを相対的にリップル電流が小さい動作領域に限定して作動させることができる。この結果、広い動作範囲（電圧変換比の範囲）を確保するとともに、リップル電流を抑制することができる。この結果、平滑コンデンサやスイッチング素子の発熱を抑制して、電源装置１００の効率上昇や回路素子の長寿命化を図ることができる。
【００７５】
なお、各チョッパ回路１１０，１２１−１，１２１−２について、上アームおよび下アームの両方にスイッチング素子を設ける図１の構成例のみならず、下アームにスイッチング素子（Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２）を設けるとともに上アームにはダイオード（Ｄ０１，Ｄ１１、Ｄ２１）を配置する回路構成（力行専用）、または、上アームにスイッチング素子（Ｑ０１，Ｑ１１，Ｑ２１）を設けるとともに下アームにはダイオード（Ｄ０２，Ｄ１２，Ｄ２２）を配置する回路構成（回生専用）とすることも可能である。この場合にも、特性線２６０および２７０を予め求めることによって、同様に、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０を選択することができる。
【００７６】
また、図１では、並列接続された２個のチョッパ回路によって多相コンバータ１２０を構成したが、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）の図７，１０のように、３以上の複数個（Ｎ個）のチョッパ回路の並列接続によって多相コンバータ１２を構成してもよい。この場合には、Ｎ個のチョッパ回路は、それぞれ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらしたタイミングでオンオフ制御される。ただし、このような多相コンバータにおいても、デューティ比に対するリップル電流特性（図３の特性線２７０）について、解析あるいは実験等によって予め求めることが可能である。
【００７７】
あるいは、本実施の形態では、通常の昇圧チョッパで構成されたコンバータ（通常コンバータ１１０）と磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータ（多相コンバータ１２０）が並列接続された構成例を説明したが、本願発明の適用はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、リップル電流の異なる複数（３以上であっても可）のコンバータを並列接続した構成の電源装置について、本実施の形態と同様に、現在の動作点においてリップル電流が相対的に低いコンバータを選択的に動作させることが可能である。
【００７８】
また、本実施の形態では、電源装置１００の負荷２００について、ハイブリッド自動車または電気自動車等に搭載される交流電動機およびインバータ回路を例示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではない。すなわち、負荷２００を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。
【００７９】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
この発明は、直流電圧変換を行なうための電源装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００８１】
２０，２２ 電圧センサ、１００ 電源装置、１１０ 通常コンバータ、１２０ 多相コンバータ、１２１−１，１２１−２ チョッパ回路、２００ 負荷、２１０ 制御回路（ＥＣＵ）、２４１，２４２ コイル巻線、２５０ コア、２５１ａ，２５１ｂ 外脚部、２５２ 中央脚部、２５３ ギャップ、２６０ 特性線（通常コンバータ）、２７０ 特性線（多相コンバータ）、３００ コンバータ選択部、３１０ リップル特性記憶部、３２０ 通常コンバータ制御部、３３０ 多相コンバータ制御部、Ｂ１ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ０１，Ｄ０２，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード、ＤＴ デューティ比、ＧＬ 接地配線、Ｉ１ リップル電流（通常コンバータ）、Ｉ２ リップル電流（多相コンバータ）、Ｌ０ リアクトル、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル（磁気結合型）、Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎａ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＷＭ０ 信号（通常コンバータ）、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２ 信号（多相コンバータ）、Ｑ０１，Ｑ０２，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子、ＲＬ０，ＲＬ１ リレー、ＶＨ 直流電圧（高圧側）、ＶＨｒ 電圧指令値、ＶＬ 直流電圧（低圧側）。
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電源装置に関し、より特定的には、直流電圧変換機能を有する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流電圧変換を行なうための電源装置の構成が種々提案されている。たとえば、モータ駆動装置において、低圧電源の出力を昇圧コンバータによって昇圧した直流電圧を、インバータによって交流電圧に変換してモータ駆動に用いる構成が、たとえば特開２００４−１１２９０４号公報（特許文献１）に記載されている。特に、特許文献１には、リアクトルならびに、上下アームの電力用半導体スイッチング素子およびそれぞれの逆並列ダイオードを含む昇圧チョッパの構成および、当該昇圧チョッパにおいて、デッドタイムの影響を低減するために、リアクトルの電流範囲に応じてスイッチング周波数を低下させることが記載されている。
【０００３】
また、昇圧コンバータの他の回路構成として、複数の並列接続されたコンバータを互いに位相をずらして動作する多相コンバータを、磁気結合型リアクトルを用いて構成することが、特開２００６−２６２６０１号公報（特許文献２）および特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献３）に記載されている。特許文献２，３に記載された昇圧コンバータによれば、平滑コンデンサのリップル電流を低減することが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１１２９０４号公報
【特許文献２】特開２００６−２６２６０１号公報
【特許文献３】特開２００３−３０４６８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
昇圧チョッパでは、リアクトル電流をスイッチングするため、必然的に電流にリップル成分（以下、単に「リップル電流」とも称する）が生じる。リップル電流が大きくなると、コンバータに設けられた平滑コンデンサの発熱が大きくなったり、電力用半導体スイッチング素子の電流最大値が上昇したりするので、回路素子の寿命に悪影響を与える可能性がある。
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載された昇圧チョッパでは、昇圧比を大きくとったときにリップル電流が増大することが懸念されるが、かかる問題点については特に考慮されていない。
【０００７】
また、特許文献２，３に記載された磁気結合型リアクトルを用いた多相コンバータでは、特許文献１に記載された通常の昇圧チョッパとはリップル電流の特性が異なってくるものと予想される。ただし、特許文献２，３には、リップル電流が低下できることは記載されるものの、コンバータの動作領域に応じてリップル電流がどのように変化するかについては記載されていない。
【０００８】
上記の様に、昇圧コンバータのリップル電流特性は回路構成によって異なるため、負荷の動作範囲に対応させて電圧範囲を広く確保する必要がある用途では、広い電圧変換比（高圧側電圧／低圧側電圧）にわたって昇圧コンバータのリップル電流を抑制することが一般的に困難である。
【０００９】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、広い動作範囲（電圧変換比の範囲）を確保するとともに、リップル電流を抑制することが可能な電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明による電源装置は、第１のコンバータ（１１０）と、第２のコンバータと、制御回路とを備える。第１のコンバータは、負荷に接続された電源配線と直流電源との間で直流電力変換を行なうために、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成される。第２のコンバータは、直流電源および電源配線の間に第１のコンバータと並列に接続されて、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成される。制御回路は、第１および第２のコンバータを制御するように構成される。そして、第１および第２のコンバータの各々は、スイッチング素子のオンオフ制御におけるデューティ比によって、直流電源の出力電圧に対する電源配線の電圧の比である電圧変換比が変化するように構成され、かつ、第１および第２のコンバータの間では、デューティ比に対するリップル電流特性が異なる。制御回路は、特性記憶部と、コンバータ選択部とを含む。特性記憶部は、予め求められたリップル電流特性に関する情報を記憶するように構成される。コンバータ選択部は、電源配線の電圧指令値と直流電源の出力電圧とに基づいて必要な電圧変換比を算出するとともに、特性記憶部に記憶された情報に従って、第１および第２のコンバータから、算出された電圧変換比においてリップル電流がより小さい一方のコンバータを選択的に動作させるように構成される。
【００１１】
好ましくは、第１のコンバータは、第１のチョッパ回路を含む。第１のチョッパ回路は、制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第１のリアクトルとを有する。第２のコンバータは、並列接続された複数の第２のチョッパ回路を含む。複数の第２のチョッパ回路の各々は、制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第２のリアクトルとを有する。そして、各第２のチョッパ回路の第２のリアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置され、複数の第２のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各第２のチョッパ回路の第２のスイッチング素子のオンオフは制御される。
【００１２】
さらに好ましくは、複数の第２のチョッパ回路のそれぞれの第２のリアクトルは、共通のコアの異なる部位に巻回されたコイル巻線をそれぞれ含む。
【００１３】
また好ましくは、制御回路は、第１のコンバータ制御部および第２のコンバータ制御部をさらに含む。第１のコンバータ制御部は、第１のコンバータが選択されたときに、第２のコンバータのスイッチング素子をオフに固定する一方で、電源配線の電圧を電圧指令値に制御するために第１のコンバータのスイッチング素子のデューティ比を制御するように構成される。第２のコンバータ制御部は、第２のコンバータが選択されたときに、第１のコンバータのスイッチング素子をオフに固定する一方で、電源配線の電圧を電圧指令値に制御するために第２のコンバータのスイッチング素子のデューティ比を制御するように構成される。
【００１４】
あるいは好ましくは、電源装置は、直流電源および第１のコンバータの間に接続された第１の開閉器と、直流電源および第２のコンバータの間に接続された第２の開閉器とをさらに備える。そして、コンバータ選択部によって第１のコンバータが選択されると、第１の開閉器がオンする一方で、第２の開閉器はオフされ、コンバータ選択部によって第２のコンバータが選択されると、第２の開閉器がオンする一方で、第１の開閉器はオフされる。
【００１５】
好ましくは、特性記憶部は、第１および第２のコンバータのそれぞれにおける、デューティ比に対する電流リップルの特性を記憶する。そして、コンバータ選択部は、算出した電圧変換比を実現するための第１および第２のンバータの各々におけるデューティ比を算出とともに、算出されたデューティ比における、第１および第２のコンバータの電流リップルの比較に基づいて、一方のコンバータを選択する。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、広い動作範囲（電圧変換比の範囲）を確保するとともに、リップル電流を広い動作範囲にわたって抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施の形態による電源装置の構成を説明する回路図である。
【図２】磁気結合型リアクトルの構成例を示す回路図である。
【図３】デューティ比に対するリップル電流の特性を比較するグラフである。
【図４】本発明の実施の形態による電源装置の制御構成を説明する機能ブロック図である。
【図５】通常コンバータを選択したときのスイッチング制御を説明する波形図である。
【図６】多相コンバータを選択したときのスイッチング制御を説明する波形図である。
【図７】本発明の実施の形態による電源装置の制御処理を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下に、この発明の実施の形態で図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さないものとする。
【００１９】
図１は、本発明の実施の形態による電源装置の構成を説明する回路図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態による電源装置１００は、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１と、リレーＲＬ０，ＲＬ１と、通常の昇圧チョッパ型のコンバータ１１０（以下、「通常コンバータ」とも称する）と、磁気結合型リアクトルを含んで構成された多相コンバータ１２０とを備える。電源装置１００は、負荷２２０と接続された電源配線ＰＬおよび直流電源Ｂ１の間で、直流電力変換を行なう。
【００２０】
直流電源Ｂ１は、直流電圧を出力する。直流電源Ｂ１は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。
【００２１】
平滑コンデンサＣ０は、直流電源Ｂ１の正極と電気的に接続されるノードＮａと接地配線ＧＬとの間に接続される。平滑コンデンサＣ０は、電源装置１００の低圧側電圧ＶＬに相当する直流電源Ｂ１の出力電圧を平滑する。
【００２２】
平滑コンデンサＣ１は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に接続されて、電源装置１００の高圧側電圧ＶＨを平滑する。負荷２００は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬと接続される。
【００２３】
負荷２００としては、たとえばインバータ回路を介して駆動される交流電動機が適用される。そして、エンジン出力および／または電動機出力によって走行するハイブリッド自動車や電動機出力のみによって走行する電気自動車等への適用が、本発明の実施の形態によるＤＣ−ＤＣコンバータの代表的な適用例として挙げられる。この場合には、たとえば直流電源Ｂ１の出力電圧（電圧ＶＬ）が２００Ｖ程度とされる一方で、負荷２００へ供給すべき電圧ＶＨが２００Ｖ〜６５０Ｖ程度とされる。
【００２４】
通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に互いに並列に接続されて、各々が、電源配線ＰＬおよび直流電源Ｂ１の間で直流電力変換を行なうように構成される。
【００２５】
リレーＲＬ０は、ノードＮａおよび通常コンバータ１１０の間に配置され、リレーＲＬ１は、ノードＮａおよび多相コンバータ１２０の間に配置される。各リレーＲＬ０，ＲＬ１のオンオフは、制御回路２１０によって制御される。リレーＲＬ０，ＲＬ１は、「開閉器」の代表例として示される。すなわち、電流経路の遮断および形成を制御回路１２０により制御可能な素子であれば、リレーＲＬ０，ＲＬ１に代えて任意の素子を用いることが可能である。
【００２６】
通常コンバータ１１０は、チョッパ回路により構成される。具体的には、通常コンバータ１１０は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）Ｑ０１およびＱ０２と、ダイオードＤ０１およびＤ０２と、リアクトルＬ０とを含む。スイッチング素子Ｑ０１およびＱ０２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ０は、スイッチング素子Ｑ０１およびＱ０２の接続ノードであるノードＮ０と、リレーＲＬ０との間に電気的に接続される。ダイオードＤ０１およびＤ０２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。
【００２７】
スイッチング素子として、本実施の形態ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を例示するが、制御電極（ゲートあるいはベース）の駆動制御によってターンオンおよびターンオフを制御可能なスイッチング素子であれば、電圧駆動型のスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）や電流駆動型のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ等）、各種のスイッチング素子を任意に適用可能である。
【００２８】
多相コンバータ１２０は、並列接続された複数のチョッパ回路１２１−１，１２１−２を有する。チョッパ回路１２１−１，１２１−２は、通常コンバータ１１０を構成するチョッパ回路と同様の構成を有するが、リアクトルＬ１およびＬ２は、互いに磁気的に結合するように配置される点が、通常コンバータ１１０と異なる。すなわち、多相コンバータ１２０は、磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータである。
【００２９】
具体的には、チョッパ回路１２１−１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２と、ダイオードＤ１１およびＤ１２と、リアクトルＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２は、電源配線ＰＬおよび接地配線ＧＬの間に直列接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２の接続ノードであるノードＮ１と、直流電源Ｂ１との間に電気的に接続される。ダイオードＤ１１およびＤ１２は、スイッチング素子Ｑ１１およびＱ１２に対してそれぞれ逆並列に接続される。
【００３０】
同様に、チョッパ回路１２１−２は、チョッパ回路１２１−１と同様に構成され、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２と、ダイオードＤ２１およびＤ２２と、リアクトルＬ２とを含む。リアクトルＬ２は、スイッチング素子Ｑ２１およびＱ２２の接続ノードであるノードＮ２と、直流電源Ｂ１の間に電気的に接続される。
【００３１】
図１の構成において、通常コンバータ１１０は、「第１のコンバータ」および「第１のチョッパ回路」に対応し、多相コンバータ１２０は、「第２のコンバータ」に対応する。
そして、チョッパ回路１２１−１，１２１−２は、「複数の第２のチョッパ回路」に対応する。また、リアクトルＬ０は「第１のリアクトル」に対応し、リアクトルＬ１，Ｌ２は「第２のリアクトル」に対応する。さらに、リレーＲＬ０は「第１の開閉器」に対応し、リレーＲＬ１は「第２の開閉器」に対応する。
【００３２】
上述のように、リアクトルＬ１およびＬ２は、磁気結合型リアクトルを構成するように設けられる。図２には、磁気結合型リアクトルの構成例が示される。
【００３３】
図２を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア２５０と、コア２５０に巻回されたコイル巻線２４１，２４２とを含む。コア２５０は、外脚部２５１ａ，２５１ｂと、ギャップ２５３を挟んで対向するように配置された中央脚部２５２とを含む。
【００３４】
リアクトルＬ１を構成するコイル巻線２４１は、外脚部２５１ａに巻回される。リアクトルＬ２を構成するコイル巻線２４２は、外脚部２５１ｂに巻回される。ここで、外脚部２５１ａおよび２５１ｂの断面積をＳ１とし長さをＬＮ１とすると、外脚部２５１ａ，２５１ｂの磁気抵抗Ｒ１は下記（１）式で示される。同様に、中央脚部２５２の断面積をＳ２、長さをＬＮ２とし、ギャップ長をｄとすると、中央脚部２５２の磁気抵抗Ｒ２は下記（２）式によって示される。なお、（１），（２）式において、μはコア２５０の透磁率を示し、μ０はギャップにおける空気中の透磁率を示す。
【００３５】
Ｒ１≒（１／μ）・（ＬＮ１／Ｓ１） …（１）
Ｒ２≒（１／μ）・２・（ＬＮ２／Ｓ２）＋１／μ０・（ｄ／Ｓ２） …（２）
本実施の形態では、磁気結合型リアクトルの定数Ｓ１，ＬＮ１，Ｓ２，ＬＮ２，ｄは、（１），（２）式によるＲ２＞＞Ｒ１となるように設定される。
【００３６】
このように設定することにより、コイル巻線２４１の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４２と鎖交するとともに、コイル巻線２４２の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線２４１と鎖交するようになる。この結果、図１において、リアクトルＬ１およびＬ２でそれぞれ生じた起電力の反対方向の逆起電力が、リアクトルＬ２およびＬ１にそれぞれ発生するようになる。
【００３７】
なお、コア２５０の形状については、図２の例に限定されるものではなく、図１に記載した等価回路を構成可能である限り、任意とすることができる。たとえば、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献３）の図５，６等に示される形状を用いてもよい。
【００３８】
電圧センサ２０は、直流電源Ｂ１の出力電圧に相当する、多相コンバータ１２０の低圧側の直流電圧ＶＬを検出する。電圧センサ２２は、電源配線ＰＬの電圧、すなわち、多相コンバータ１２０の高圧側の直流電圧ＶＨを検出する。電圧センサ２０，２２による検出値ＶＬ，ＶＨは、制御回路２１０へ入力される。
【００３９】
制御回路２１０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
【００４０】
制御回路２１０は、上述した各センサによる検出値に基づいて、電源配線ＰＬの直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒと一致させるように、通常コンバータ１１０のスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ０２のオンオフを制御する信号ＰＷＭ０と、多相コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のオンオフを制御するための信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２とを生成する。
【００４１】
通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々は、下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ０，Ｌ１，Ｌ２に通過させることによって、上アームのダイオードＤ０１，Ｄ１１，Ｄ２１による電流経路を用いて、低圧側の直流電圧ＶＬを昇圧した直流電圧ＶＨを電源配線ＰＬに発生することができる。
【００４２】
反対に、通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々は、上アームのスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ１１，Ｑ２１をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルＬ０，Ｌ１，Ｌ２に通過させることによって、下アームのダイオードＤ０２，Ｄ１２，Ｄ２２による電流経路によって、高圧側の直流電圧ＶＨを降圧した直流電圧ＶＬにより直流電源Ｂ１を充電することができる（回生時）。
【００４３】
通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々では、力行時には上アームのスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ１１，Ｑ２１はオフ固定することも可能であり、回生時には下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２をオフ固定することも可能である。ただし、電流方向によって制御を切替えることなく回生および力行に連続的に対応するために、各スイッチング周期内で、上アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１および下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２を相補的にオンオフさせてもよい。
【００４４】
以下、本実施の形態では、スイッチング周期に対する下アームのスイッチング素子のオン期間の比率をデューティ比ＤＴと定義することとする。
【００４５】
このデューティ比ＤＴと、通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々での電圧変換との関係は、下記（３）式によって示される。（３）式を変形することにより、高圧側の電圧ＶＨは、（４）式によって示される。
【００４６】
ＤＴ＝１．０−（ＶＬ／ＶＨ） ・・・（３）
ＶＨ＝ＶＬ／（１．０−ＶＬ） ・・・（４）
（３），（４）式より、下アームのスイッチング素子Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２がオフに固定（ＤＴ＝０．０）されるとＶＨ＝ＶＬとなり、デューティ比ＤＴを上昇させるのに従って電圧ＶＨが上昇することが理解される。すなわち、制御回路２１０は、通常コンバータ１１０、チョッパ回路１２１−１および１２１−２の各々について、デューティ比ＤＴの制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することができる。
【００４７】
多相コンバータ１２０を構成する２個のチョッパ回路１２１−１，１２１−２は、１８０（３６０／２）度、すなわちスイッチング周期に対して半周期分、位相をずらして動作する。したがって、信号ＰＷＭ１およびＰＷＭ２の位相は、１８０度ずれている。
【００４８】
さらに、多相コンバータ１２０では、磁気結合型リアクトルＬ１，Ｌ２によって、チョッパ回路１２１−１，１２１−２間で、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２のリップル成分の影響が互いに打ち消し合うように作用する。したがって、通常コンバータ１１０と多相コンバータ１２０との間では、図３に示す様に、デューティ比に対するリップル電流の特性が異なってくる。
【００４９】
図３を参照して、特性線２６０は、通常コンバータ１１０における、デューティ比に対するリップル電流の特性をプロットしたものに相当する。通常の昇圧チョッパであるコンバータ１１０では、下アームのスイッチング素子Ｑ０２のオン期間が長くなるほど、リアクトルＬ０への蓄積エネルギおよび、下アームのスイッチング素子オフ時の電流変化が大きなものとなるので、デューティ比の上昇に応じてリップル電流が単調に増大する。
【００５０】
これに対して、磁気結合型リアクトルを備えた多相コンバータ１２０では、リアクトルＬ１，Ｌ２間で逆方向に起電力が作用し合うので、１８０度位相がずれたチョッパ回路１２１−１，１２１−２間で、下アームのスイッチング素子Ｑ１２およびＱ２２が相補にオンオフする状況で、リップル電流の抑制効果が最大となる。すなわち、多相コンバータ１２０のデューティ比に対するリップル電流の特性を示す特性線２７０では、特定のデューティ比（図１の多相コンバータ１２０ではＤＴ＝０．５）に、リップル電流の極小点が存在する。また、ＤＴ＝０に近い領域では、電流のスイッチングが殆ど行われないため、リップル電流も当然小さくなる。
【００５１】
この結果、特定のデューティ比範囲（図３のＤ１＜ＤＴ＜Ｄ２）では、多相コンバータ１２０の方が通常コンバータ１１０よりもリップル電流が小さくなる。
【００５２】
この反面、多相コンバータ１２０は、上記以外のデューティ比範囲では、リアクトル間の相互作用によって却ってリップル電流が大きくなってしまうため、広い電圧範囲で使用したときに問題が生じる。
【００５３】
この様に、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０の間では、デューティ比に対するリップル電流特性が異なるため、各デューティ比に対して、通常コンバータ１１０でのリップル電流Ｉ１と、多相コンバータ１２０でのリップル電流Ｉ２とが異なる。そして、通常コンバータ１１０を用いた方がリップル電流が小さくなる（Ｉ２＞Ｉ１）デューティ比領域と、多相コンバータ１２０を用いた方がリップル電流が小さくなる（Ｉ１＞Ｉ２）デューティ比領域とが存在することが理解される。
【００５４】
図４は、本発明の実施の形態による電源装置の制御構成を説明する機能ブロック図である。図４に示した各ブロックによる機能は、制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現してもよく、当該機能を実現する電子回路（ハードウェア）を制御回路２１０に構成することによって実現してもよい。
【００５５】
図４を参照して、制御回路２１０は、コンバータ選択部３００と、リップル特性記憶部３１０と、通常コンバータ制御部３２０と、多相コンバータ制御部３３０とを含む。
【００５６】
リップル特性記憶部３１０には、図３に示したデューティ比に対するリップル電流特性を示す情報が記憶される。具体的には、解析や動作実験等によって予め求められた特性線２６０，２７０（図３）に従って、各デューティ比に対応して、通常コンバータ１１０のリップル電流Ｉ１および多相コンバータ１２０のリップル電流Ｉ２がマップ化されて記憶されている。
【００５７】
コンバータ選択部３００は、電源装置１００の電圧指令値ＶＨｒと低圧側の電圧ＶＬとに基づいて、必要な電圧変換比（ＶＨｒ／ＶＬ）を算出するとともに、この電圧変換比の逆数を上記（３）式に代入することによって、対応のデューティ比を算出する。
【００５８】
そして、コンバータ選択部３００は、このように算出したデューティ比におけるリップル電流Ｉ１，Ｉ２を、リップル特性記憶部３１０から読出す。さらに、コンバータ選択部３００は、想定されるデューティ比において、よりリップル電流が低い一方のコンバータを選択する。すなわち、Ｉ１＞Ｉ２のときには多相コンバータ１２０が選択される一方で、Ｉ２＞Ｉ１のときには、通常コンバータ１１０が選択される。
【００５９】
コンバータ選択部３００が通常コンバータ１１０を選択したときには、通常コンバータ制御部３２０が、図５に示すように、信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【００６０】
図５を参照して、通常コンバータ制御部３２０は、電圧指令値ＶＨｒと電圧センサによって検出された電圧ＶＨおよび／またはＶＬに基づいて、通常コンバータ１１０のデューティ比を制御する。たとえば、電圧指令値ＶＨｒおよび電圧ＶＬによって決定される理論上の電圧変換比に対応するデューティ比を、電圧指令値ＶＨｒに対する電圧ＶＨの偏差によって修正することによって、通常コンバータ１１０のデューティ比が設定される。
【００６１】
通常コンバータ制御部３２０は、このようにして設定したデューティ比に従って通常コンバータ１１０のスイッチング素子Ｑ０１およびＱ０２をオンオフ制御するように信号ＰＷＭ０を生成する。一方、通常コンバータ制御部３２０は、多相コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２についてはオフ固定するように、信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【００６２】
さらに、通常コンバータ制御部３２０は、リレーＲＬ０をオンする一方で、リレーＲＬ１をオフする。これにより、通常コンバータ１１０の選択時には、直流電源Ｂ１および多相コンバータ１２０の間での電流入出力を遮断できる。
【００６３】
これに対して、コンバータ選択部３００が多相コンバータ１２０を選択したときには、多相コンバータ制御部３３０が、図６に示すように、信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。
【００６４】
図６を参照して、多相コンバータ制御部３３０は、電圧指令値ＶＨｒと電圧センサによって検出された電圧ＶＨおよび／またはＶＬに基づいて、多相コンバータ１２０のデューティ比を制御する。そして、制御されたデューティ比に従って、かつ、チョッパ回路１２１−１，１２１−２の間で位相が１８０度（スイッチング周期の半周期）ずれるように、信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。一方、多相コンバータ制御部３３０は、通常コンバータ１１０のスイッチング素子Ｑ０１，Ｑ０２についてはオフ固定するように、信号ＰＷＭ０を生成する。
【００６５】
多相コンバータ１２０でのデューティ比については、電圧情報（電圧指令値ＶＨｒならびに、電圧ＶＬおよび／またはＶＨ）のみに基づいて、チョッパ回路１２１−１，１２１−２の間で共通に制御してもよい。たとえば、通常コンバータ１１０と同様の制御により、チョッパ回路１２１−１，１２１−２の各々のデューティ比を共通値に設定することができる。あるいは、リアクトル電流Ｉ１，Ｉ２を検出するための電流センサ（図示せず）を配置することによって、チョッパ回路１２１−１，１２１−２のそれぞれにおいて、独立にリアクトル電流制御を行なうように、多相コンバータ１２０のデューティ比を制御してもよい。この場合には、電圧指令値ＶＨｒおよび電圧ＶＨの偏差に応じてリアクトル電流制御の指令値を調整することにより、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを制御することが可能である。
【００６６】
さらに、多相コンバータ制御部３３０は、リレーＲＬ１をオンする一方で、リレーＲＬ０をオフする。これにより、多相コンバータ１２０の選択時には、通常コンバータ１１０および直流電源Ｂ１の間の電流入出力を遮断できる。
【００６７】
図４の構成において、通常コンバータ制御部３２０は「第１のコンバータ制御部」に対応し、多相コンバータ制御部３３０は「第２のコンバータ制御部」に対応する。
【００６８】
図７は、図４に示した制御構成を実現するための、制御回路２１０による一連の制御処理を説明するフローチャートである。フローチャートの各ステップは、基本的には制御回路２１０によるソフトウェア処理によって実現されるが、ハードウェア処理によって実現されてもよい。図７に示す制御処理は、所定周期で起動される。
【００６９】
図７を参照して、制御回路２１０は、ステップＳ１００により、電圧指令値ＶＨｒおよび電圧センサ２０によって検出された電圧ＶＬを取得する。そして、制御回路２１０は、
ステップＳ１１０では、電圧変換比ＶＨｒ／ＶＬに対応するデューティ比を（３）式に従って算出する。
【００７０】
さらに、制御回路２１０は、ステップＳ１２０では、換算したデューティ比に基づく、リップル電流特性を読出すことによって、当該デューティ比における通常コンバータ１１０でのリップル電流Ｉ１および多相コンバータ１２０でのリップル電流Ｉ２を求める。そして、制御回路２１０は、ステップＳ１３０では、Ｉ１＞Ｉ２であるか否かを判定することによって、リップル電流Ｉ１およびＩ２を比較する。そして、Ｉ１＞Ｉ２のとき（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）には、制御回路２１０は、ステップＳ１４０に処理を進めて、制御回路２１０は、通常コンバータ１１０のスイッチングを停止する。これに合わせて、リレーＲＬ０をオフするように制御してもよい。
【００７１】
さらに、制御回路２１０は、ステップＳ１５０により、多相コンバータ１２０のデューティ制御により、電源配線ＰＬの電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒに制御する。すなわち、ステップＳ１４０，Ｓ１５０による処理は、図４の多相コンバータ制御部３３０による信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の生成（図６）およびリレーＲＬ０，ＲＬ１の制御と同様である。
【００７２】
一方、Ｉ１＜Ｉ２のとき（Ｓ１３０のＮＯ判定時）には、制御回路２１０は、ステップＳ１６０に処理を進めて、多相コンバータ１２０のスイッチングを停止する。これに合わせて、リレーＲＬ１をオフするように制御してもよい。
【００７３】
さらに、制御回路２１０は、ステップＳ１７０により、通常コンバータ１１０のデューティ制御により、電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨｒへ制御する。すなわち、ステップＳ１６０，Ｓ１７０による処理は、図４の通常コンバータ制御部３２０による信号ＰＷＭ０，ＰＷＭ１，ＰＷＭ２の生成（図６）およびリレーＲＬ０，ＲＬ１の制御と同様である。
【００７４】
以上説明したように、本実施の形態による電源装置では、通常の昇圧チョッパ型のコンバータ１１０と磁気結合型リアクトルを含んで構成された多相コンバータ１２０とを並列接続し、それぞれのコンバータを相対的にリップル電流が小さい動作領域に限定して作動させることができる。この結果、広い動作範囲（電圧変換比の範囲）を確保するとともに、リップル電流を抑制することができる。この結果、平滑コンデンサやスイッチング素子の発熱を抑制して、電源装置１００の効率上昇や回路素子の長寿命化を図ることができる。
【００７５】
なお、各チョッパ回路１１０，１２１−１，１２１−２について、上アームおよび下アームの両方にスイッチング素子を設ける図１の構成例のみならず、下アームにスイッチング素子（Ｑ０２，Ｑ１２，Ｑ２２）を設けるとともに上アームにはダイオード（Ｄ０１，Ｄ１１、Ｄ２１）を配置する回路構成（力行専用）、または、上アームにスイッチング素子（Ｑ０１，Ｑ１１，Ｑ２１）を設けるとともに下アームにはダイオード（Ｄ０２，Ｄ１２，Ｄ２２）を配置する回路構成（回生専用）とすることも可能である。この場合にも、特性線２６０および２７０を予め求めることによって、同様に、通常コンバータ１１０および多相コンバータ１２０を選択することができる。
【００７６】
また、図１では、並列接続された２個のチョッパ回路によって多相コンバータ１２０を構成したが、特開２００３−３０４６８１号公報（特許文献２）の図７，１０のように、３以上の複数個（Ｎ個）のチョッパ回路の並列接続によって多相コンバータ１２を構成してもよい。この場合には、Ｎ個のチョッパ回路は、それぞれ（３６０／Ｎ）度ずつ位相をずらしたタイミングでオンオフ制御される。ただし、このような多相コンバータにおいても、デューティ比に対するリップル電流特性（図３の特性線２７０）について、解析あるいは実験等によって予め求めることが可能である。
【００７７】
あるいは、本実施の形態では、通常の昇圧チョッパで構成されたコンバータ（通常コンバータ１１０）と磁気結合型リアクトルを含む多相コンバータ（多相コンバータ１２０）が並列接続された構成例を説明したが、本願発明の適用はこのような構成に限定されるものではない。すなわち、リップル電流の異なる複数（３以上であっても可）のコンバータを並列接続した構成の電源装置について、本実施の形態と同様に、現在の動作点においてリップル電流が相対的に低いコンバータを選択的に動作させることが可能である。
【００７８】
また、本実施の形態では、電源装置１００の負荷２００について、ハイブリッド自動車または電気自動車等に搭載される交流電動機およびインバータ回路を例示したが、本発明の適用はこれに限定されるものではない。すなわち、負荷２００を特に限定することなく本発明の適用が可能である点について、確認的に記載する。
【００７９】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
この発明は、直流電圧変換を行なうための電源装置に適用することができる。
【符号の説明】
【００８１】
２０，２２ 電圧センサ、１００ 電源装置、１１０ 通常コンバータ、１２０ 多相コンバータ、１２１−１，１２１−２ チョッパ回路、２００ 負荷、２１０ 制御回路（ＥＣＵ）、２４１，２４２ コイル巻線、２５０ コア、２５１ａ，２５１ｂ 外脚部、２５２ 中央脚部、２５３ ギャップ、２６０ 特性線（通常コンバータ）、２７０ 特性線（多相コンバータ）、３００ コンバータ選択部、３１０ リップル特性記憶部、３２０ 通常コンバータ制御部、３３０ 多相コンバータ制御部、Ｂ１ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ０１，Ｄ０２，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード、ＤＴ デューティ比、ＧＬ 接地配線、Ｉ１ リップル電流（通常コンバータ）、Ｉ２ リップル電流（多相コンバータ）、Ｌ０ リアクトル、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル（磁気結合型）、Ｎ０，Ｎ１，Ｎ２，Ｎａ ノード、ＰＬ 電源配線、ＰＷＭ０ 信号（通常コンバータ）、ＰＷＭ１，ＰＷＭ２ 信号（多相コンバータ）、Ｑ０１，Ｑ０２，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２ スイッチング素子、ＲＬ０，ＲＬ１ リレー、ＶＨ 直流電圧（高圧側）、ＶＨｒ 電圧指令値、ＶＬ 直流電圧（低圧側）。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に接続された電源配線と直流電源との間で直流電力変換を行なうための、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成された第１のコンバータと、
前記直流電源および前記電源配線の間に前記第１のコンバータと並列に接続された、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成された第２のコンバータと、
前記第１および第２のコンバータを制御するための制御回路とを備え、
前記第１および第２のコンバータの各々は、前記スイッチング素子のオンオフ制御におけるデューティ比によって、前記直流電源の出力電圧に対する前記電源配線の電圧の比である電圧変換比が変化するように構成され、
前記第１および第２のコンバータの間では、前記デューティ比に対するリップル電流特性が異なり、
前記制御回路は、
予め求められた前記リップル電流特性に関する情報を記憶するための特性記憶部と、
前記電源配線の電圧指令値と前記直流電源の出力電圧とに基づいて必要な電圧変換比を算出するとともに、前記特性記憶部に記憶された情報に従って、前記第１および前記第２のコンバータから、算出された電圧変換比においてリップル電流がより小さい一方のコンバータを選択的に動作させるためのコンバータ選択部とを含む、電源装置。
【請求項２】
前記第１のコンバータは、
前記制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第１のリアクトルとを有する第１のチョッパ回路を含み、
前記第２のコンバータは、
並列接続された複数の第２のチョッパ回路を含み、
前記複数の第２のチョッパ回路の各々は、
前記制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第２のリアクトルとを有し、
各前記第２のチョッパ回路の前記第２のリアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置され、
前記複数の第２のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各前記第２のチョッパ回路の前記第２のスイッチング素子のオンオフは制御される、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記複数の第２のチョッパ回路のそれぞれの前記第２のリアクトルは、共通のコアの異なる部位に巻回されたコイル巻線をそれぞれ含む、請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記第１のコンバータが選択されたときに、前記第２のコンバータの前記スイッチング素子をオフに固定する一方で、前記電源配線の電圧を前記電圧指令値に制御するために前記第１のコンバータの前記スイッチング素子のデューティ比を制御するための第１のコンバータ制御部と、
前記第２のコンバータが選択されたときに、前記第１のコンバータの前記スイッチング素子をオフに固定する一方で、前記電源配線の電圧を前記電圧指令値に制御するために前記第２のコンバータの前記スイッチング素子のデューティ比を制御するための第２のコンバータ制御部とをさらに含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記直流電源および前記第１のコンバータの間に接続された第１の開閉器と、
前記直流電源および前記第２のコンバータの間に接続された第２の開閉器とをさらに備え、
前記コンバータ選択部によって前記第１のコンバータが選択されると、前記第１の開閉器がオンする一方で、前記第２の開閉器はオフされ、
前記コンバータ選択部によって前記第２のコンバータが選択されると、前記第２の開閉器がオンする一方で、前記第１の開閉器はオフされる、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記特性記憶部は、前記第１および第２のコンバータのそれぞれにおける、前記デューティ比に対する前記電流リップルの特性を記憶し、
前記コンバータ選択部は、算出した電圧変換比を実現するための前記第１および第２のコンバータの各々におけるデューティ比を算出とともに、算出されたデューティ比における、前記第１および第２のコンバータの電流リップルの比較に基づいて、前記一方のコンバータを選択する、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項１】
負荷に接続された電源配線と直流電源との間で直流電力変換を行なうための、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成された第１のコンバータと、
前記直流電源および前記電源配線の間に前記第１のコンバータと並列に接続された、少なくとも１個のスイッチング素子を含んで構成された第２のコンバータと、
前記第１および第２のコンバータを制御するための制御回路とを備え、
前記第１および第２のコンバータの各々は、前記スイッチング素子のオンオフ制御におけるデューティ比によって、前記直流電源の出力電圧に対する前記電源配線の電圧の比である電圧変換比が変化するように構成され、
前記第１および第２のコンバータの間では、前記デューティ比に対するリップル電流特性が異なり、
前記制御回路は、
予め求められた前記リップル電流特性に関する情報を記憶するための特性記憶部と、
前記電源配線の電圧指令値と前記直流電源の出力電圧とに基づいて必要な電圧変換比を算出するとともに、前記特性記憶部に記憶された情報に従って、前記第１および前記第２のコンバータから、算出された電圧変換比においてリップル電流がより小さい一方のコンバータを選択的に動作させるためのコンバータ選択部とを含む、電源装置。
【請求項２】
前記第１のコンバータは、
前記制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第１のスイッチング素子と、前記第１のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第１のリアクトルとを有する第１のチョッパ回路を含み、
前記第２のコンバータは、
並列接続された複数の第２のチョッパ回路を含み、
前記複数の第２のチョッパ回路の各々は、
前記制御回路によってオンオフ制御される少なくとも１個の第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子によりスイッチングされた電流が通過するように配置された第２のリアクトルとを有し、
各前記第２のチョッパ回路の前記第２のリアクトルは、互いに磁気的に結合するように配置され、
前記複数の第２のチョッパ回路間で互いに所定位相ずつタイミングがずれるように、各前記第２のチョッパ回路の前記第２のスイッチング素子のオンオフは制御される、請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記複数の第２のチョッパ回路のそれぞれの前記第２のリアクトルは、共通のコアの異なる部位に巻回されたコイル巻線をそれぞれ含む、請求項２記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記第１のコンバータが選択されたときに、前記第２のコンバータの前記スイッチング素子をオフに固定する一方で、前記電源配線の電圧を前記電圧指令値に制御するために前記第１のコンバータの前記スイッチング素子のデューティ比を制御するための第１のコンバータ制御部と、
前記第２のコンバータが選択されたときに、前記第１のコンバータの前記スイッチング素子をオフに固定する一方で、前記電源配線の電圧を前記電圧指令値に制御するために前記第２のコンバータの前記スイッチング素子のデューティ比を制御するための第２のコンバータ制御部とをさらに含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記直流電源および前記第１のコンバータの間に接続された第１の開閉器と、
前記直流電源および前記第２のコンバータの間に接続された第２の開閉器とをさらに備え、
前記コンバータ選択部によって前記第１のコンバータが選択されると、前記第１の開閉器がオンする一方で、前記第２の開閉器はオフされ、
前記コンバータ選択部によって前記第２のコンバータが選択されると、前記第２の開閉器がオンする一方で、前記第１の開閉器はオフされる、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記特性記憶部は、前記第１および第２のコンバータのそれぞれにおける、前記デューティ比に対する前記電流リップルの特性を記憶し、
前記コンバータ選択部は、算出した電圧変換比を実現するための前記第１および第２のコンバータの各々におけるデューティ比を算出とともに、算出されたデューティ比における、前記第１および第２のコンバータの電流リップルの比較に基づいて、前記一方のコンバータを選択する、請求項１〜５のいずれか１項に記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１１−１０９８１５（Ｐ２０１１−１０９８１５Ａ）
【公開日】平成２３年６月２日（２０１１．６．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２６２５０９（Ｐ２００９−２６２５０９）
【出願日】平成２１年１１月１８日（２００９．１１．１８）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年６月２日（２０１１．６．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１１月１８日（２００９．１１．１８）
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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