高調波生成方法、高調波生成装置、及び、プログラム
【課題】演算量が少なく、エイリアシングのない高調波を生成できる、簡易な構成をした高調波生成方法、高調波生成装置、及び、プログラムを提供する。
【解決手段】高調波生成回路１００は、ＬＰＦ１０と、乗算器２０，４０と、減算器３０と、から構成されている。高調波生成回路１００にディジタルオーディオ信号が入力されると、ＬＰＦ１０は入力されたディジタルオーディオ信号をこのディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の１／４以下の周波数に帯域制限する。乗算器２０は、この帯域制限されたディジタルオーディオ信号を２乗する。減算器３０は、２乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する。乗算器４０は直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を調整する。
【解決手段】高調波生成回路１００は、ＬＰＦ１０と、乗算器２０，４０と、減算器３０と、から構成されている。高調波生成回路１００にディジタルオーディオ信号が入力されると、ＬＰＦ１０は入力されたディジタルオーディオ信号をこのディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の１／４以下の周波数に帯域制限する。乗算器２０は、この帯域制限されたディジタルオーディオ信号を２乗する。減算器３０は、２乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する。乗算器４０は直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を調整する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高調波生成方法、高調波生成装置、及び、プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
音声ファイルのサイズを削減するために、音声データをデータ圧縮して使用することが多くなっている。音声ファイルをデータ圧縮する方式には、可逆な圧縮方法と、ＭＰ３（ＭＰＥＧ ａｕｄｉｏ ｌａｙｅｒ３），ＡＡＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ）などの非可逆な圧縮方法がある。
非可逆な方法によって音声データを圧縮すると、一部の音が省略されてしまう。
【０００３】
データ圧縮の際に省略される音として、例えば、楽器の音や人の声の高調波（倍音）がある。しかし、高調波が省略されてしまうと、その音の音色は変わってしまい、聴感上好ましくない場合がある。
このため、非可逆な方法によって圧縮されたディジタルオーディオ信号を再生する従来の信号処理装置では、再生された音声が聴感上好ましくないものとなることがある。
【０００４】
この種の問題を解決するため、特許文献１には、圧縮記録された音声データを再生する際に、再生オーディオ信号を二乗することにより、高調波を生成して、再生オーディオ信号に加算することにより、原音に近い音を再現する再生システムが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−２７２０５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、補完する高調波を再生するために、ディジタルオーディオ信号を２乗すると、エイリアシングが発生する可能性があり、また、生成した高調波に直流成分が載ってしまい、違和感のある音が再生される。
高調波（倍音）を生成する方法として、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）及びＩ（Ｉｎｖｅｒｓｅ）ＦＦＴを利用することも考えられる。しかし、ＦＦＴやＩＦＦＴは多くの演算量を必要とし、ハードウエア及びソフトウエアの負担が大きい。また、生成した高調波の周波数がナイキスト周波数を超える場合がある。このため、ＦＦＴ法等を用い生成した高調波を再生信号に補完した場合でも、違和感のある音が再生される場合がある。
【０００７】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、直流成分が少なくかつエイリアシングがない高調波を、少ない演算量で生成できる高調波生成方法、高調波生成装置、及び、プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第一の観点に係る高調波生成方法は、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限するステップと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗するステップと、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算するステップと、
を備えることを特徴とする。
【０００９】
例えば、前記直流成分を減算するステップは、
予め設定された所定の値を減算する。
【００１０】
例えば、前記所定の周波数は、前記入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の前記偶数の２倍分の１の周波数である。
【００１１】
例えば、前記偶数乗は２乗である。
【００１２】
また、前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１３】
また、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１４】
また、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１５】
また、前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップを更に備え、
前記直流成分を減算するステップは、前記偶数乗され、かつ、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算してもよい。
【００１６】
また、前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１７】
また、前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１８】
例えば、前記振幅を調整するステップは、前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を、前記入力されたディジタルオーディオ信号の振幅以下に調整する。
【００１９】
例えば、前記帯域制限するステップは、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号の低周波数帯域を制限して、高周波数帯域を通過させる。
【００２０】
また、前記所定の周波数帯域に帯域制限されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えてもよい。
【００２１】
上記目的を達成するため、本発明の第二の観点に係る高調波生成装置は、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する低域通過フィルタと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する乗算器と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する減算器と、
を備えることを特徴とする。
【００２２】
上記目的を達成するため、本発明の第三の観点に係るプログラムは、
コンピュータに、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する手順と、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する手順と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する手順と、
を実行させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、演算量が少なく簡易な構成で、直流が載らず、エイリアシングの発生しない高調波を生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係る高調波生成回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１の高調波生成回路に入力されたディジタルオーディオ信号と、出力されたディジタルオーディオ信号の関係を示す図である。
【図３】本発明に係るディジタルオーディオ信号処理装置を示す回路図である。
【図４】（ａ）は図１の高調波生成回路の応用例を示す回路図である。（ｂ）は本発明に係る高調波生成処理のフローチャートを示す図である。
【図５】図１の高調波生成回路の応用例を示す回路図である。
【図６】図５の高調波生成回路の出力するディジタルオーディオ信号の例を示す図である。
【図７】図５の高調波生成回路に入力されたディジタルオーディオ信号と、出力されたディジタルオーディオ信号の関係を示す図である。
【図８】図３のディジタルオーディオ信号処理装置の応用例を示す回路図である。
【図９】図３のディジタルオーディオ信号処理装置の応用例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態に係る高調波生成回路及び該高調波生成回路を用いて生成された高調波を原ディジタルオーディオ信号に補完することにより原音に近い音を再生するディジタル信号再生装置を、図面を参照して説明する。
本実施例に係る高調波生成回路は、入力されたディジタルオーディオ信号の偶数次の高調波（偶数倍音）を生成するものである。
【００２６】
（実施形態１）
以下、本発明の実施形態１に係る高調波生成回路１００について説明する。この高調波生成回路１００は、入力されたディジタルオーディオ信号の二次高調波（２倍音）を生成する。
【００２７】
図１に示すように、高調波生成回路１００は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１０と、乗算器２０，４０と、ＤＣ値記憶部２５と、減算器３０と、α値記憶部３５と、から構成されている。
【００２８】
ＬＰＦ１０には、ディジタルオーディオ信号Ｓｉが供給される。ディジタルオーディオ信号Ｓｉは、原信号をサンプリング周波数ｆｓで標本化した振幅１の信号であるとする。ＬＰＦ１０は、高調波生成回路１００に入力されたディジタルオーディオ信号Ｓｉを、このディジタルオーディオ信号Ｓｉのサンプリング周波数ｆｓの１／４以下に帯域制限し、乗算器２０に出力する。
【００２９】
乗算器２０は、ＬＰＦ１０によって帯域制限されたディジタルオーディオ信号ＳＬを２乗することにより二次高調波信号（周波数が２倍の信号）を生成し、減算器３０に出力する。
【００３０】
ＤＣ値記憶部２５は、所定の値ＤＦ、例えば、＋１／２を予め記憶している。
減算器３０は、乗算器２０から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＳから、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦを減算し、乗算器４０に出力する。
【００３１】
α値記憶部３５は、所定の値α、例えば、２を予め記憶している。
乗算器４０は、減算器３０から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＴと、α値記憶部３５から出力された値αとを受け、ディジタルオーディオ信号ＳＴをα倍に増幅して、この高周波生成回路１の出力信号Ｓｏとして出力する。
【００３２】
次に、上記構成をした高調波生成回路１００の動作を説明する。
まず、ＬＰＦ１０は、入力ディジタルオーディオ信号Ｓｉを、このディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓの１／４以下に帯域制限して出力する。サンプリング周波数の１／４以下に帯域制限することにより、この高調波生成回路１００が出力する２倍音の周波数が、最大でもサンプリング周波数の１／２になり、エイリアシングの発生を抑えることができる。
【００３３】
乗算器２０は、ＬＰＦ１０によって帯域制限されたディジタルオーディオ信号ＳＬを二乗することにより、２倍音を生成する。
ここで、理解を容易にするため、信号ＳＬがＡ・ｓｉｎθで表されるとすると、次式に示すように、この信号を２乗することにより、Ａ２／２の大きさの直流成分と、Ａ２／２の大きさを持った周波数２θの成分（２倍音）が生成される。なお、Ａは振幅、θは周波数を表す。
（Ａ・ｓｉｎθ）２＝Ａ２／２−（Ａ２／２）・ｃｏｓ２θ
【００３４】
ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦは、上述の例によれば、＋１／２である。振幅Ａは１なので、Ａ２／２の大きさの直流成分１／２に、値ＤＦは一致する。
減算器３０は、乗算器２０から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＳから、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦを減算することにより、ＤＣオフセット補正を行う。即ち、直流成分をカットする。上述の例では、｛（Ａ２／２−（Ａ２／２）・ｃｏｓ２θ｝−（Ａ２／２）を求めることにより、直流成分がカットされた（−Ａ２／２）・ｃｏｓ２θを求める。
【００３５】
乗算器４０は、ＤＣオフセット補正された信号ＳＴをα倍して出力する。
α値記憶部３５に記憶されている値αは、上述の例によれば、２である。振幅は１なので、直流成分がカットされた（−Ａ２／２）・ｃｏｓ２θの振幅を２倍することで、振幅α・（−Ａ２／２）＝２／（−１２／２）＝１となる。即ち、入力信号とほぼ同一振幅で、周波数が２倍のディジタルオーディオ信号Ｓｏを生成して出力することができる。
【００３６】
次に、上記構成をした高調波生成回路１００の出力するディジタルオーディオ信号について説明する。
【００３７】
例えば、図２に符号Ｓｉで示す、振幅が１で周波数４４２Ｈｚの正弦波を表す信号と、振幅が０．２で周波数１２ｋＨｚの正弦波を表す信号の合成信号を４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓで標本化して作成されたディジタルオーディオ信号Ｓｉが高調波生成回路１００に入力したとする。
【００３８】
ＬＰＦ１０のカットオフ周波数ｆｃは、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数、即ち、１１．０２５ｋＨｚに設定されている。ＬＰＦ１０は、ディジタルオーディオ信号Ｓｉのうち、１２ｋＨｚの信号を遮断し、図２に符号ＳＬで示す様に、４４２Ｈｚの信号を信号ＳＬとして出力する。
【００３９】
乗算器２０は、この信号ＳＬを２乗することにより、図２に符号ＳＳで示す様に、０〜１の間で振動し、オフセット値が＋１／２で、周波数が２倍の８８４Ｈｚの信号を出力する。
【００４０】
減算器３０は、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値＋１／２を、信号ＳＳから減算することにより、振幅が１／２で、±１／２の範囲で振動する周波数８８４Ｈｚの信号ＳＴを出力する。
【００４１】
α値記憶部３５は、２／１、即ち、増福率２を記憶している。
乗算器４０は、信号ＳＴに増幅率２を乗算することにより、図２に符号Ｓｏで示す振幅が１で、±１の範囲で振動する周波数８８４Ｈｚの信号を出力する。
図２に示す信号の対比からも明らかなように、高調波生成回路１００は、入力信号の二次高調波を生成して出力することができる。
しかも、ＬＰＦ１０によって、入力信号に含まれている周波数成分のうち、サンプリング周波数ｆｓの１／４以上の周波数については、それをカットし、倍音を生成しないので、エイリアシングが発生しない。
また、乗算器２０で２乗されることで生成された２倍音は、減算器３０でＤＣオフセット補正されるため、直流成分が少なく、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
また、入力信号Ｓｉの振幅に対し出力信号の振幅を抑えることができ、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
また、図１からも明らかなように、回路構成は簡単であり、演算量も少なくて済み、ＤＳＰ等を必要としない（使ってもよい）。
【００４２】
（実施形態２）
従来の課題の欄で説明したように、非可逆な圧縮方法により圧縮されて、記録されたディジタルオーディオ信号を再生した際には、原音に含まれていた高調波成分が含まれなくなってしまう。
以下、第１実施形態の高周波生成回路を用いて、再生信号の二次高調波を生成し、これを再生信号に加算することにより、高調波を含み、より原音に近い音声を出力することが可能な、ディジタルオーディオ信号処理装置の実施形態を図３を参照して説明する。
なお、図３において、図１と同一部分には、同一符号を付して示す。
【００４３】
本実施形態に係るディジタルオーディオ信号処理装置２００は、図３に示すように、プレーヤ５０と、図１に示す高調波生成回路１００と、加算器６０と、Ｄ／Ａコンバータ７０と、出力アンプ８０と、放音部９０と、スイッチＳＷから構成される。
【００４４】
プレーヤ５０は、ディジタルオーディオデータが記録された記録媒体、例えば、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ），ＤＡＴ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｔａｐｅ），ＭＤ（ＭｉｎｉＤｉｓｃ），ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ），ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）（商標）、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｃ Ｄｒｉｖｅ），フラッシュメモリ、等の記録媒体に記録されているディジタルオーディオ信号を再生して出力する。
記録媒体に記録されているディジタルオーディオ信号は、可逆性圧縮法又は非可逆性圧縮法により圧縮されている。非圧縮でもよい。
プレーヤ５０は、非可逆性圧縮法により圧縮されたディジタルオーディオ信号を伸張して出力する際には、スイッチコントール信号Ｓｃをオンする。
【００４５】
スイッチＳＷは、通常時は開いており、プレーヤ５０からのスイッチコントロール信号Ｓｃがオンすると、閉じる。
高調波生成回路１００は、スイッチＳＷが閉じた時に供給される、プレーヤ５０の出力ディジタルオーディオ信号を、第１実施形態で説明したように処理し、二次高調波を生成して出力する。なお、乗算器４０の倍率αは、信号Ｓｏの振幅が、信号Ｓｉの振幅より小さくなるように、１／１０以下、望ましくは、１／５０以下に予め設定されている。
【００４６】
加算器６０は、プレーヤ５０の出力ディジタルオーディオ信号と、高調波生成回路１００の出力する信号とを加算して出力する。
Ｄ／Ａコンバータ７０は、加算器６０の出力するディジタルオーディオ信号をアナログ信号に変換して出力する。
出力アンプ８０は、Ｄ／Ａコンバータ７０から出力されたアナログオーディオ信号を増幅して出力する。
放音部９０は、スピーカ、ヘッドホン、等から構成され、出力アンプからのアナログオーディオ信号を空気振動に変換して出力する。
【００４７】
次に、上記構成を有するディジタルオーディオ信号処理装置２００の動作を説明する。
プレーヤ５０が再生する信号が、非圧縮信号又は可逆性圧縮法により圧縮された信号である場合、プレーヤ５０は、スイッチ制御信号ＳＣをオフ状態に維持する。
これにより、スイッチＳＷは開状態を維持する。
【００４８】
この状態では、プレーヤ５０の再生信号は、加算器６０のみに供給される。一方、高調波生成回路１００は、値０に相当する信号を出力する。
加算器６０は、プレーヤ５０の再生信号と高調波生成回路１００からの値０に相当する信号とを加算して出力する。即ち、プレーヤ５０の再生信号をそのまま出力する。
この再生信号は、Ｄ／Ａコンバータ７０によりアナログ信号に変換され、出力アンプ８０により増幅され、放音部９０により空気信号に変換され、放音される。
この場合、プレーヤ５０の再生信号は、原音に忠実な信号であるので、再生音の音質は高い。
【００４９】
一方、プレーヤ５０が再生する信号が、非可逆性圧縮法により圧縮された信号である場合、プレーヤ５０は、スイッチコントロール信号ＳＣをオン状態とする。これにより、スイッチＳＷは閉状態となる。
【００５０】
この状態では、プレーヤ５０の再生信号は、高調波生成回路１００と加算器６０とに供給される。
高調波生成回路１００は、前述のように、供給された再生信号の二次高調波を生成し、加算器６０に出力する。
加算器６０は、プレーヤ５０の再生信号と高調波生成回路１００からの二次高調波信号とを加算して出力する。ここで、再生信号は、非可逆性圧縮法により圧縮された信号を伸張して得たものであり、原音のうち、高調波成分が省略されている信号である。これに、１００で生成された二次高調波が加算されることにより、欠落している高調波の一部が補完されることとなる。
【００５１】
この再生信号は、Ｄ／Ａコンバータ７０によりアナログ信号に変換され、出力アンプ８０により増幅され、放音部９０により空気信号に変換され、放音される。
【００５２】
この再生音は、プレーヤ５０の再生信号に含まれていない二次高調波を含むものであり、プレーヤ５０の再生信号をそのまま放音した場合よりも、原音に近い音であり、音質が改善されたものとなる。
しかも、第１実施形態で説明したように、ＬＰＦ１０により帯域を制限するので、再生信号に比較的高い周波数の成分が含まれていても、エイリアシングが発生せず、高音質が維持される。また、減算器３０により、ＤＣ成分がカットされているので、聴者に違和感を与えない。また、乗算器４０の増幅率αが比較的小さい値に設定されているので、再生信号に含まれている各周波数成分のレベルと、生成された高調波成分のレベルとのバランスに優れ、聴者に違和感を与えない。
【００５３】
この場合、二次高調波を補完された再生信号は、原音に近い信号であるので、その再生音は原音に近い。
また、ディジタルオーディオ信号処理装置２００は、回路構成がシンプルで、演算量が少ない。
【００５４】
（実施形態３）
上記実施形態１，２では、回路を各種半導体素子で構成する例を示したが、ＤＳＰ，ＣＰＵ等のデータ処理により、同様の機能を実現することも可能である。
【００５５】
この場合、高調波生成回路１００は、例えば、図４（ａ）に示すように、ＤＳＰ３００と、メモリ３１０と、から構成される。
ディジタルオーディオ信号が入力されると、ＤＳＰ３００は、メモリ３１０から、予め記憶された高調派生成処置を読み出し、これを実行する。
【００５６】
次に、ＤＳＰ３００の行う高調波生成処理動作を、図４（ｂ）のフローチャートを参照して説明する。
なお、ＤＳＰは、所定時間のディジタルデータについて、図４（ｂ）に示す処理を順次実行すると共に、順次供給されるディジタルデータについて、同様の処理を行う。
【００５７】
なお、理解を容易にするため、図４（ｂ）では、１つのデータに対する処理を示す。
【００５８】
ディジタルオーディオ信号が入力されると、ＤＳＰ３００は、まず、入力されたディジタルオーディオ信号を、このディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の１／４以下に帯域制限する（ステップＳ１０１）。次に、ＤＳＰ３００は、帯域制限されたディジタルオーディオ信号を２乗する（ステップＳ１０２）。
【００５９】
次に、ＤＳＰ３００は、２乗されたディジタルオーディオ信号をＤＣオフセット補正して、２乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する（ステップＳ１０３）。
ＤＳＰ３００は、ＤＣオフセット補正されたディジタルオーディオ信号の振幅を予め設定され、メモリ３１０に格納されている定数α倍して振幅を調整する（ステップＳ１０４）。
ＤＳＰ３００は、振幅を調整されたディジタルオーディオ信号と入力ディジタルオーディオ信号とを加算する（ステップＳ１０５）。
【００６０】
かかるＤＳＰ３００の処理によって、入力されたディジタルオーディオ信号を帯域制限した後に２乗し、直流成分を調整し、振幅を調整することで、直流成分の少なく、エイリアシングのない高調波を生成し、それを用いて、再生信号に欠落している倍音を補完することができる。
【００６１】
（実施形態４）
上記実施形態１乃至３では、入力されたディジタルオーディオ信号を２乗して２倍音を生成する場合について説明した。この発明は、これに限定されず、実施形態１と同様の処理を行うことにより、２ｎ（ｎは正の整数）倍音を生成することが可能である。
【００６２】
以下、２ｎ倍音を生成する２ｎ倍音生成回路４００の実施形態を、図５を参照して説明する。図示するように、２ｎ倍音生成回路４００は、ＬＰＦ１１と、２ｎ乗回路２１と、減算器３０と、乗算器４０とから構成される。
ただし、理解を容易にするために、具体的に、４倍音を生成する４倍音生成回路４００について説明する。
【００６３】
ＬＰＦ１１は、入力されたディジタルオーディオ信号をサンプリング周波数の１／４ｎ，すなわち１／８の周波数に帯域制限する。
【００６４】
２ｎ乗回路２１は、ＬＰＦ１１によって帯域制限されたディジタルオーディオ信号ＳＬを四乗することにより、４倍音を生成する。
ここで、理解を容易にするため、信号ＳＬがｓｉｎθで表されるとすると、次式に示すように、この信号ＳＬを４乗することにより、３／８の大きさの直流成分と、１／２の大きさを持った周波数２θの成分（２倍音）と、１／８の大きさを持った周波数４θの成分（４倍音）と、が生成される。なお、θは周波数を表し、振幅１であるとしている。
（ｓｉｎθ）４＝３／８−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θ
【００６５】
ＤＣ値記憶部２５は、値＋３／８を記憶している。即ちディジタルオーディオ信号ＳＱに含まれる直流成分、即ち、ＤＣオフセット成分の値を記憶している。
減算器３０は、２ｎ乗回路２１から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＳから、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値＋３／８を減算することにより、ＤＣオフセット補正を行う。即ち、直流成分をカットする。上述の例では、｛３／８−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θ｝−（３／８）を求めることにより、直流成分がカットされた−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θを求める。
α値記憶部３５は、値８／５を記憶している。即ち信号ＳＬの振幅−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）の最大値である８／５を記憶している。
【００６６】
乗算器４０は、ＤＣオフセット補正された信号ＳＴをα倍して出力する。
上述の例では、信号ＳＱ（−１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θを（８／５）倍することにより、−（４／５）・ｃｏｓ２θ＋（１／５）・ｃｏｓ４θを出力する。即ち、周波数が４倍の信号を含む、最大値が１のディジタルオーディオ信号Ｓｏを生成して出力することができる。
【００６７】
次に、上記構成をした４倍音生成回路４００の出力するディジタルオーディオ信号について説明する。
【００６８】
例えば、振幅が１で周波数４４２Ｈｚの正弦波を表す信号と、振幅が０．２で周波数１２ｋＨｚの正弦波を表す信号の合成信号を４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓで標本化して作成されたディジタルオーディオ信号Ｓｉが４倍音生成回路４００に入力したとする。
【００６９】
ＬＰＦ１１のカットオフ周波数ｆｃは、サンプリング周波数ｆｓの１／８の周波数、即ち、５．５０１２５ｋＨｚに設定されている。ＬＰＦ１１は、ディジタルオーディオ信号Ｓｉのうち、１２ｋＨｚの信号を遮断し、図６に符号ＳＬで示す様に、４４２Ｈｚの信号を信号ＳＬとして出力する。
【００７０】
２ｎ乗回路２１は、この信号ＳＬを４乗することにより、図６に符号ＳＱで示す信号を出力する。
【００７１】
減算来３０は、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値＋３／８を、信号ＳＳから減算することにより、図６に符号ＳＲで示す信号を出力する。
【００７２】
乗算器４０は、信号ＳＲにα値記憶部３５に記憶されている値８／５を乗算することにより、図６に符号Ｓｏで示す信号を出力する。
【００７３】
図６の符号Ｓｏで示される信号を、周波数毎に分解したものを図７に示す。この符号Ｓｏで示す信号に含まれる周波数成分は、図７に示すように、原ディジタルオーディオ信号の２倍音と４倍音とからなる。
【００７４】
図７に示す信号の対比からも明らかなように、４倍音生成回路４００は、入力信号の四次高調波を含む信号を生成して出力することができる。
しかも、ＬＰＦ１１によって、入力信号に含まれている周波数成分のうち、サンプリング周波数ｆｓの１／８以上の周波数については、それをカットし、倍音を生成しないので、エイリアシングが発生しない。
また、２ｎ乗回路２１で４乗されることで生成された信号ＳＱは、減算器３０でＤＣオフセット補正されるため、直流成分が少なく、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
また、入力信号Ｓｉの振幅に対し出力信号の振幅を抑えることができ、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
【００７５】
このような構成により、簡単な構成で、直流成分が少なく、エイリアシングのない、２ｎ倍音信号の生成が可能である。なお、回路をＤＳＰ等のプロセッサで構成することも可能である。
【００７６】
さらに、２倍音生成回路、４倍音生成回路、・・・２ｎ倍音生成回路を並列接続し、これらの複数の倍音を並列に生成して加算することにより、低次の倍音から高次の倍音までを生成することも可能である。また、これらの倍音を用いて、信号の補完も可能である。
【００７７】
（実施形態５）
非可逆な圧縮において、高周波数帯域の音声は省略或いは抑圧される傾向にある。
このため、高調波のうちでも、比較的低周波域のものはカットされずに、高周波域のものがカットされるというようなことが起こりうる。
このような場合には、乗算器４０の出力をＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）に供給し、ＨＰＦのカットオフ周波数を、圧縮によりカットされる周波数域の下限値に設定し、カットされた周波数域の高調波のみを通過させ、これを加算器６０に供給して原再生信号に加算するようにすればよい。
【００７８】
図８に、上記ディジタルオーディオ信号処理装置２００の乗算器４０と加算器６０との間に、ＨＰＦ５１０を備えるディジタルオーディオ信号処理装置５００を示す。
ＨＰＦ５１０は、乗算器４０から出力される信号Ｓｏのうち、高周波数帯域の高調波のみを通過させて、加算器６０に供給する。
加算器６０は、ＨＰＦ５１０から供給された信号ＳｏＨと、入力されたディジタルオーディオ信号Ｓｉとを加算して出力する。
【００７９】
この再生信号は、Ｄ／Ａコンバータ７０によりアナログ信号に変換され、出力アンプ８０により増幅され、放音部９０により空気信号に変換され、放音される。
【００８０】
このような構成によれば、圧縮により失われた高調波のみを適切に補完することが可能となり、再生音の違和感を抑えることができる。
【００８１】
本発明は、上記実施形態１乃至５に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
例えば、本発明の高調波生成回路の構成は、図１，３，４，５，及び８に示す構成に限定されない。
【００８２】
例えば、上記実施形態では、減算器３０は、ディジタルオーディオ信号から予め設定されている値ＤＦ（例えば、入力されたディジタルオーディオ信号Ｓｉあるいは信号ＳＬの振幅の２分の１）を減算することで直流成分を除いた。しかし、値は上述の固定値に限定されない。また、ディジタルオーディオ信号ＳＱの移動平均を取ることにより、ディジタルオーディオ信号ＳＱに含まれる直流成分、即ち、ＤＣオフセット成分の値ＤＦを求めてもよい。
【００８３】
また、上記実施形態１乃至５は、減算器３０でＤＣオフセット補正された信号ＳＴを、乗算器４０でα倍するとして説明した。しかし、減算器３０の配置と乗算器４０の配置とは逆でもよい。
例えば、図９に示すように、実施形態２のディジタルオーディオ信号処理装置２００の、高調波生成回路１００の減算器３０と乗算器４０の配置を置き換えてもよい。
図９に示す例では、乗算器２０から出力された信号ＳＳを乗算器４０によってα倍し、乗算器４０から出力される信号ＳＴからＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦを減算する。ただし、ＤＣ値記憶部２５に記憶される値ＤＦは、予めα倍されている。
【００８４】
また、上記実施形態２では、ＨＰＦ５１０によって、生成したディジタルオーディオ信号を高周波数域に帯域制限すると説明した。しかし、所定の周波数帯域の倍音成分を通過させるフィルタであってもよい。
【００８５】
また、上記実施例では、純音（正弦波）を標本化したディジタルオーディオ信号を入力した場合について具体的に説明したが、入力されるディジタルオーディオ信号は、楽音や、打撃音・物が壊れる時の音などの振動に一定の規則性が認められにくい音や、これらの集合した音でもよい。
【００８６】
なお、本発明に係る高調波生成回路は、回路や専用のＤＳＰではなく、通常のコンピュータシステムを用いても実現可能である。例えば、コンピュータに、上記動作を実行するためのプログラムを、フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｋ Ｒｅａｄ−Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔｏ Ｏｐｔｉｃａｌ ｄｉｓｋ）などのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶して配布し、これをコンピュータシステムにインストールすることにより、上述の処理をコンピュータに実行させても良い。
【００８７】
さらに、インターネット上のサーバ装置が有するディスク装置等にプログラムを格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するものとしてもよい。
【符号の説明】
【００８８】
１００，５００ 高調波生成回路
２００ ディジタルオーディオ信号処理装置
３００ ＤＳＰ
４００ ４倍音生成回路
１０，１１ ＬＰＦ
２０ 乗算器
２１ ２ｎ乗回路
２５ ＤＣ値記憶部
３０ 減算器
３５ α値記憶部
４０ 乗算器
５０ プレーヤ
６０ 加算器
７０ Ｄ／Ａコンバータ
８０ 増幅アンプ
９０ 放音器
ＳＷ スイッチ
５１０ ＨＰＦ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高調波生成方法、高調波生成装置、及び、プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
音声ファイルのサイズを削減するために、音声データをデータ圧縮して使用することが多くなっている。音声ファイルをデータ圧縮する方式には、可逆な圧縮方法と、ＭＰ３（ＭＰＥＧ ａｕｄｉｏ ｌａｙｅｒ３），ＡＡＣ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ）などの非可逆な圧縮方法がある。
非可逆な方法によって音声データを圧縮すると、一部の音が省略されてしまう。
【０００３】
データ圧縮の際に省略される音として、例えば、楽器の音や人の声の高調波（倍音）がある。しかし、高調波が省略されてしまうと、その音の音色は変わってしまい、聴感上好ましくない場合がある。
このため、非可逆な方法によって圧縮されたディジタルオーディオ信号を再生する従来の信号処理装置では、再生された音声が聴感上好ましくないものとなることがある。
【０００４】
この種の問題を解決するため、特許文献１には、圧縮記録された音声データを再生する際に、再生オーディオ信号を二乗することにより、高調波を生成して、再生オーディオ信号に加算することにより、原音に近い音を再現する再生システムが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−２７２０５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、補完する高調波を再生するために、ディジタルオーディオ信号を２乗すると、エイリアシングが発生する可能性があり、また、生成した高調波に直流成分が載ってしまい、違和感のある音が再生される。
高調波（倍音）を生成する方法として、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）及びＩ（Ｉｎｖｅｒｓｅ）ＦＦＴを利用することも考えられる。しかし、ＦＦＴやＩＦＦＴは多くの演算量を必要とし、ハードウエア及びソフトウエアの負担が大きい。また、生成した高調波の周波数がナイキスト周波数を超える場合がある。このため、ＦＦＴ法等を用い生成した高調波を再生信号に補完した場合でも、違和感のある音が再生される場合がある。
【０００７】
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、直流成分が少なくかつエイリアシングがない高調波を、少ない演算量で生成できる高調波生成方法、高調波生成装置、及び、プログラムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するため、本発明の第一の観点に係る高調波生成方法は、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限するステップと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗するステップと、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算するステップと、
を備えることを特徴とする。
【０００９】
例えば、前記直流成分を減算するステップは、
予め設定された所定の値を減算する。
【００１０】
例えば、前記所定の周波数は、前記入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の前記偶数の２倍分の１の周波数である。
【００１１】
例えば、前記偶数乗は２乗である。
【００１２】
また、前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１３】
また、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１４】
また、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１５】
また、前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップを更に備え、
前記直流成分を減算するステップは、前記偶数乗され、かつ、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算してもよい。
【００１６】
また、前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１７】
また、前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えてもよい。
【００１８】
例えば、前記振幅を調整するステップは、前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を、前記入力されたディジタルオーディオ信号の振幅以下に調整する。
【００１９】
例えば、前記帯域制限するステップは、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号の低周波数帯域を制限して、高周波数帯域を通過させる。
【００２０】
また、前記所定の周波数帯域に帯域制限されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えてもよい。
【００２１】
上記目的を達成するため、本発明の第二の観点に係る高調波生成装置は、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する低域通過フィルタと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する乗算器と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する減算器と、
を備えることを特徴とする。
【００２２】
上記目的を達成するため、本発明の第三の観点に係るプログラムは、
コンピュータに、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する手順と、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する手順と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する手順と、
を実行させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、演算量が少なく簡易な構成で、直流が載らず、エイリアシングの発生しない高調波を生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明に係る高調波生成回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１の高調波生成回路に入力されたディジタルオーディオ信号と、出力されたディジタルオーディオ信号の関係を示す図である。
【図３】本発明に係るディジタルオーディオ信号処理装置を示す回路図である。
【図４】（ａ）は図１の高調波生成回路の応用例を示す回路図である。（ｂ）は本発明に係る高調波生成処理のフローチャートを示す図である。
【図５】図１の高調波生成回路の応用例を示す回路図である。
【図６】図５の高調波生成回路の出力するディジタルオーディオ信号の例を示す図である。
【図７】図５の高調波生成回路に入力されたディジタルオーディオ信号と、出力されたディジタルオーディオ信号の関係を示す図である。
【図８】図３のディジタルオーディオ信号処理装置の応用例を示す回路図である。
【図９】図３のディジタルオーディオ信号処理装置の応用例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態に係る高調波生成回路及び該高調波生成回路を用いて生成された高調波を原ディジタルオーディオ信号に補完することにより原音に近い音を再生するディジタル信号再生装置を、図面を参照して説明する。
本実施例に係る高調波生成回路は、入力されたディジタルオーディオ信号の偶数次の高調波（偶数倍音）を生成するものである。
【００２６】
（実施形態１）
以下、本発明の実施形態１に係る高調波生成回路１００について説明する。この高調波生成回路１００は、入力されたディジタルオーディオ信号の二次高調波（２倍音）を生成する。
【００２７】
図１に示すように、高調波生成回路１００は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１０と、乗算器２０，４０と、ＤＣ値記憶部２５と、減算器３０と、α値記憶部３５と、から構成されている。
【００２８】
ＬＰＦ１０には、ディジタルオーディオ信号Ｓｉが供給される。ディジタルオーディオ信号Ｓｉは、原信号をサンプリング周波数ｆｓで標本化した振幅１の信号であるとする。ＬＰＦ１０は、高調波生成回路１００に入力されたディジタルオーディオ信号Ｓｉを、このディジタルオーディオ信号Ｓｉのサンプリング周波数ｆｓの１／４以下に帯域制限し、乗算器２０に出力する。
【００２９】
乗算器２０は、ＬＰＦ１０によって帯域制限されたディジタルオーディオ信号ＳＬを２乗することにより二次高調波信号（周波数が２倍の信号）を生成し、減算器３０に出力する。
【００３０】
ＤＣ値記憶部２５は、所定の値ＤＦ、例えば、＋１／２を予め記憶している。
減算器３０は、乗算器２０から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＳから、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦを減算し、乗算器４０に出力する。
【００３１】
α値記憶部３５は、所定の値α、例えば、２を予め記憶している。
乗算器４０は、減算器３０から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＴと、α値記憶部３５から出力された値αとを受け、ディジタルオーディオ信号ＳＴをα倍に増幅して、この高周波生成回路１の出力信号Ｓｏとして出力する。
【００３２】
次に、上記構成をした高調波生成回路１００の動作を説明する。
まず、ＬＰＦ１０は、入力ディジタルオーディオ信号Ｓｉを、このディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓの１／４以下に帯域制限して出力する。サンプリング周波数の１／４以下に帯域制限することにより、この高調波生成回路１００が出力する２倍音の周波数が、最大でもサンプリング周波数の１／２になり、エイリアシングの発生を抑えることができる。
【００３３】
乗算器２０は、ＬＰＦ１０によって帯域制限されたディジタルオーディオ信号ＳＬを二乗することにより、２倍音を生成する。
ここで、理解を容易にするため、信号ＳＬがＡ・ｓｉｎθで表されるとすると、次式に示すように、この信号を２乗することにより、Ａ２／２の大きさの直流成分と、Ａ２／２の大きさを持った周波数２θの成分（２倍音）が生成される。なお、Ａは振幅、θは周波数を表す。
（Ａ・ｓｉｎθ）２＝Ａ２／２−（Ａ２／２）・ｃｏｓ２θ
【００３４】
ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦは、上述の例によれば、＋１／２である。振幅Ａは１なので、Ａ２／２の大きさの直流成分１／２に、値ＤＦは一致する。
減算器３０は、乗算器２０から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＳから、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦを減算することにより、ＤＣオフセット補正を行う。即ち、直流成分をカットする。上述の例では、｛（Ａ２／２−（Ａ２／２）・ｃｏｓ２θ｝−（Ａ２／２）を求めることにより、直流成分がカットされた（−Ａ２／２）・ｃｏｓ２θを求める。
【００３５】
乗算器４０は、ＤＣオフセット補正された信号ＳＴをα倍して出力する。
α値記憶部３５に記憶されている値αは、上述の例によれば、２である。振幅は１なので、直流成分がカットされた（−Ａ２／２）・ｃｏｓ２θの振幅を２倍することで、振幅α・（−Ａ２／２）＝２／（−１２／２）＝１となる。即ち、入力信号とほぼ同一振幅で、周波数が２倍のディジタルオーディオ信号Ｓｏを生成して出力することができる。
【００３６】
次に、上記構成をした高調波生成回路１００の出力するディジタルオーディオ信号について説明する。
【００３７】
例えば、図２に符号Ｓｉで示す、振幅が１で周波数４４２Ｈｚの正弦波を表す信号と、振幅が０．２で周波数１２ｋＨｚの正弦波を表す信号の合成信号を４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓで標本化して作成されたディジタルオーディオ信号Ｓｉが高調波生成回路１００に入力したとする。
【００３８】
ＬＰＦ１０のカットオフ周波数ｆｃは、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数、即ち、１１．０２５ｋＨｚに設定されている。ＬＰＦ１０は、ディジタルオーディオ信号Ｓｉのうち、１２ｋＨｚの信号を遮断し、図２に符号ＳＬで示す様に、４４２Ｈｚの信号を信号ＳＬとして出力する。
【００３９】
乗算器２０は、この信号ＳＬを２乗することにより、図２に符号ＳＳで示す様に、０〜１の間で振動し、オフセット値が＋１／２で、周波数が２倍の８８４Ｈｚの信号を出力する。
【００４０】
減算器３０は、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値＋１／２を、信号ＳＳから減算することにより、振幅が１／２で、±１／２の範囲で振動する周波数８８４Ｈｚの信号ＳＴを出力する。
【００４１】
α値記憶部３５は、２／１、即ち、増福率２を記憶している。
乗算器４０は、信号ＳＴに増幅率２を乗算することにより、図２に符号Ｓｏで示す振幅が１で、±１の範囲で振動する周波数８８４Ｈｚの信号を出力する。
図２に示す信号の対比からも明らかなように、高調波生成回路１００は、入力信号の二次高調波を生成して出力することができる。
しかも、ＬＰＦ１０によって、入力信号に含まれている周波数成分のうち、サンプリング周波数ｆｓの１／４以上の周波数については、それをカットし、倍音を生成しないので、エイリアシングが発生しない。
また、乗算器２０で２乗されることで生成された２倍音は、減算器３０でＤＣオフセット補正されるため、直流成分が少なく、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
また、入力信号Ｓｉの振幅に対し出力信号の振幅を抑えることができ、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
また、図１からも明らかなように、回路構成は簡単であり、演算量も少なくて済み、ＤＳＰ等を必要としない（使ってもよい）。
【００４２】
（実施形態２）
従来の課題の欄で説明したように、非可逆な圧縮方法により圧縮されて、記録されたディジタルオーディオ信号を再生した際には、原音に含まれていた高調波成分が含まれなくなってしまう。
以下、第１実施形態の高周波生成回路を用いて、再生信号の二次高調波を生成し、これを再生信号に加算することにより、高調波を含み、より原音に近い音声を出力することが可能な、ディジタルオーディオ信号処理装置の実施形態を図３を参照して説明する。
なお、図３において、図１と同一部分には、同一符号を付して示す。
【００４３】
本実施形態に係るディジタルオーディオ信号処理装置２００は、図３に示すように、プレーヤ５０と、図１に示す高調波生成回路１００と、加算器６０と、Ｄ／Ａコンバータ７０と、出力アンプ８０と、放音部９０と、スイッチＳＷから構成される。
【００４４】
プレーヤ５０は、ディジタルオーディオデータが記録された記録媒体、例えば、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ），ＤＡＴ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｔａｐｅ），ＭＤ（ＭｉｎｉＤｉｓｃ），ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ），ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）（商標）、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｃ Ｄｒｉｖｅ），フラッシュメモリ、等の記録媒体に記録されているディジタルオーディオ信号を再生して出力する。
記録媒体に記録されているディジタルオーディオ信号は、可逆性圧縮法又は非可逆性圧縮法により圧縮されている。非圧縮でもよい。
プレーヤ５０は、非可逆性圧縮法により圧縮されたディジタルオーディオ信号を伸張して出力する際には、スイッチコントール信号Ｓｃをオンする。
【００４５】
スイッチＳＷは、通常時は開いており、プレーヤ５０からのスイッチコントロール信号Ｓｃがオンすると、閉じる。
高調波生成回路１００は、スイッチＳＷが閉じた時に供給される、プレーヤ５０の出力ディジタルオーディオ信号を、第１実施形態で説明したように処理し、二次高調波を生成して出力する。なお、乗算器４０の倍率αは、信号Ｓｏの振幅が、信号Ｓｉの振幅より小さくなるように、１／１０以下、望ましくは、１／５０以下に予め設定されている。
【００４６】
加算器６０は、プレーヤ５０の出力ディジタルオーディオ信号と、高調波生成回路１００の出力する信号とを加算して出力する。
Ｄ／Ａコンバータ７０は、加算器６０の出力するディジタルオーディオ信号をアナログ信号に変換して出力する。
出力アンプ８０は、Ｄ／Ａコンバータ７０から出力されたアナログオーディオ信号を増幅して出力する。
放音部９０は、スピーカ、ヘッドホン、等から構成され、出力アンプからのアナログオーディオ信号を空気振動に変換して出力する。
【００４７】
次に、上記構成を有するディジタルオーディオ信号処理装置２００の動作を説明する。
プレーヤ５０が再生する信号が、非圧縮信号又は可逆性圧縮法により圧縮された信号である場合、プレーヤ５０は、スイッチ制御信号ＳＣをオフ状態に維持する。
これにより、スイッチＳＷは開状態を維持する。
【００４８】
この状態では、プレーヤ５０の再生信号は、加算器６０のみに供給される。一方、高調波生成回路１００は、値０に相当する信号を出力する。
加算器６０は、プレーヤ５０の再生信号と高調波生成回路１００からの値０に相当する信号とを加算して出力する。即ち、プレーヤ５０の再生信号をそのまま出力する。
この再生信号は、Ｄ／Ａコンバータ７０によりアナログ信号に変換され、出力アンプ８０により増幅され、放音部９０により空気信号に変換され、放音される。
この場合、プレーヤ５０の再生信号は、原音に忠実な信号であるので、再生音の音質は高い。
【００４９】
一方、プレーヤ５０が再生する信号が、非可逆性圧縮法により圧縮された信号である場合、プレーヤ５０は、スイッチコントロール信号ＳＣをオン状態とする。これにより、スイッチＳＷは閉状態となる。
【００５０】
この状態では、プレーヤ５０の再生信号は、高調波生成回路１００と加算器６０とに供給される。
高調波生成回路１００は、前述のように、供給された再生信号の二次高調波を生成し、加算器６０に出力する。
加算器６０は、プレーヤ５０の再生信号と高調波生成回路１００からの二次高調波信号とを加算して出力する。ここで、再生信号は、非可逆性圧縮法により圧縮された信号を伸張して得たものであり、原音のうち、高調波成分が省略されている信号である。これに、１００で生成された二次高調波が加算されることにより、欠落している高調波の一部が補完されることとなる。
【００５１】
この再生信号は、Ｄ／Ａコンバータ７０によりアナログ信号に変換され、出力アンプ８０により増幅され、放音部９０により空気信号に変換され、放音される。
【００５２】
この再生音は、プレーヤ５０の再生信号に含まれていない二次高調波を含むものであり、プレーヤ５０の再生信号をそのまま放音した場合よりも、原音に近い音であり、音質が改善されたものとなる。
しかも、第１実施形態で説明したように、ＬＰＦ１０により帯域を制限するので、再生信号に比較的高い周波数の成分が含まれていても、エイリアシングが発生せず、高音質が維持される。また、減算器３０により、ＤＣ成分がカットされているので、聴者に違和感を与えない。また、乗算器４０の増幅率αが比較的小さい値に設定されているので、再生信号に含まれている各周波数成分のレベルと、生成された高調波成分のレベルとのバランスに優れ、聴者に違和感を与えない。
【００５３】
この場合、二次高調波を補完された再生信号は、原音に近い信号であるので、その再生音は原音に近い。
また、ディジタルオーディオ信号処理装置２００は、回路構成がシンプルで、演算量が少ない。
【００５４】
（実施形態３）
上記実施形態１，２では、回路を各種半導体素子で構成する例を示したが、ＤＳＰ，ＣＰＵ等のデータ処理により、同様の機能を実現することも可能である。
【００５５】
この場合、高調波生成回路１００は、例えば、図４（ａ）に示すように、ＤＳＰ３００と、メモリ３１０と、から構成される。
ディジタルオーディオ信号が入力されると、ＤＳＰ３００は、メモリ３１０から、予め記憶された高調派生成処置を読み出し、これを実行する。
【００５６】
次に、ＤＳＰ３００の行う高調波生成処理動作を、図４（ｂ）のフローチャートを参照して説明する。
なお、ＤＳＰは、所定時間のディジタルデータについて、図４（ｂ）に示す処理を順次実行すると共に、順次供給されるディジタルデータについて、同様の処理を行う。
【００５７】
なお、理解を容易にするため、図４（ｂ）では、１つのデータに対する処理を示す。
【００５８】
ディジタルオーディオ信号が入力されると、ＤＳＰ３００は、まず、入力されたディジタルオーディオ信号を、このディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の１／４以下に帯域制限する（ステップＳ１０１）。次に、ＤＳＰ３００は、帯域制限されたディジタルオーディオ信号を２乗する（ステップＳ１０２）。
【００５９】
次に、ＤＳＰ３００は、２乗されたディジタルオーディオ信号をＤＣオフセット補正して、２乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する（ステップＳ１０３）。
ＤＳＰ３００は、ＤＣオフセット補正されたディジタルオーディオ信号の振幅を予め設定され、メモリ３１０に格納されている定数α倍して振幅を調整する（ステップＳ１０４）。
ＤＳＰ３００は、振幅を調整されたディジタルオーディオ信号と入力ディジタルオーディオ信号とを加算する（ステップＳ１０５）。
【００６０】
かかるＤＳＰ３００の処理によって、入力されたディジタルオーディオ信号を帯域制限した後に２乗し、直流成分を調整し、振幅を調整することで、直流成分の少なく、エイリアシングのない高調波を生成し、それを用いて、再生信号に欠落している倍音を補完することができる。
【００６１】
（実施形態４）
上記実施形態１乃至３では、入力されたディジタルオーディオ信号を２乗して２倍音を生成する場合について説明した。この発明は、これに限定されず、実施形態１と同様の処理を行うことにより、２ｎ（ｎは正の整数）倍音を生成することが可能である。
【００６２】
以下、２ｎ倍音を生成する２ｎ倍音生成回路４００の実施形態を、図５を参照して説明する。図示するように、２ｎ倍音生成回路４００は、ＬＰＦ１１と、２ｎ乗回路２１と、減算器３０と、乗算器４０とから構成される。
ただし、理解を容易にするために、具体的に、４倍音を生成する４倍音生成回路４００について説明する。
【００６３】
ＬＰＦ１１は、入力されたディジタルオーディオ信号をサンプリング周波数の１／４ｎ，すなわち１／８の周波数に帯域制限する。
【００６４】
２ｎ乗回路２１は、ＬＰＦ１１によって帯域制限されたディジタルオーディオ信号ＳＬを四乗することにより、４倍音を生成する。
ここで、理解を容易にするため、信号ＳＬがｓｉｎθで表されるとすると、次式に示すように、この信号ＳＬを４乗することにより、３／８の大きさの直流成分と、１／２の大きさを持った周波数２θの成分（２倍音）と、１／８の大きさを持った周波数４θの成分（４倍音）と、が生成される。なお、θは周波数を表し、振幅１であるとしている。
（ｓｉｎθ）４＝３／８−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θ
【００６５】
ＤＣ値記憶部２５は、値＋３／８を記憶している。即ちディジタルオーディオ信号ＳＱに含まれる直流成分、即ち、ＤＣオフセット成分の値を記憶している。
減算器３０は、２ｎ乗回路２１から出力されたディジタルオーディオ信号ＳＳから、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値＋３／８を減算することにより、ＤＣオフセット補正を行う。即ち、直流成分をカットする。上述の例では、｛３／８−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θ｝−（３／８）を求めることにより、直流成分がカットされた−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θを求める。
α値記憶部３５は、値８／５を記憶している。即ち信号ＳＬの振幅−（１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）の最大値である８／５を記憶している。
【００６６】
乗算器４０は、ＤＣオフセット補正された信号ＳＴをα倍して出力する。
上述の例では、信号ＳＱ（−１／２）・ｃｏｓ２θ＋（１／８）・ｃｏｓ４θを（８／５）倍することにより、−（４／５）・ｃｏｓ２θ＋（１／５）・ｃｏｓ４θを出力する。即ち、周波数が４倍の信号を含む、最大値が１のディジタルオーディオ信号Ｓｏを生成して出力することができる。
【００６７】
次に、上記構成をした４倍音生成回路４００の出力するディジタルオーディオ信号について説明する。
【００６８】
例えば、振幅が１で周波数４４２Ｈｚの正弦波を表す信号と、振幅が０．２で周波数１２ｋＨｚの正弦波を表す信号の合成信号を４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数ｆｓで標本化して作成されたディジタルオーディオ信号Ｓｉが４倍音生成回路４００に入力したとする。
【００６９】
ＬＰＦ１１のカットオフ周波数ｆｃは、サンプリング周波数ｆｓの１／８の周波数、即ち、５．５０１２５ｋＨｚに設定されている。ＬＰＦ１１は、ディジタルオーディオ信号Ｓｉのうち、１２ｋＨｚの信号を遮断し、図６に符号ＳＬで示す様に、４４２Ｈｚの信号を信号ＳＬとして出力する。
【００７０】
２ｎ乗回路２１は、この信号ＳＬを４乗することにより、図６に符号ＳＱで示す信号を出力する。
【００７１】
減算来３０は、ＤＣ値記憶部２５に記憶されている値＋３／８を、信号ＳＳから減算することにより、図６に符号ＳＲで示す信号を出力する。
【００７２】
乗算器４０は、信号ＳＲにα値記憶部３５に記憶されている値８／５を乗算することにより、図６に符号Ｓｏで示す信号を出力する。
【００７３】
図６の符号Ｓｏで示される信号を、周波数毎に分解したものを図７に示す。この符号Ｓｏで示す信号に含まれる周波数成分は、図７に示すように、原ディジタルオーディオ信号の２倍音と４倍音とからなる。
【００７４】
図７に示す信号の対比からも明らかなように、４倍音生成回路４００は、入力信号の四次高調波を含む信号を生成して出力することができる。
しかも、ＬＰＦ１１によって、入力信号に含まれている周波数成分のうち、サンプリング周波数ｆｓの１／８以上の周波数については、それをカットし、倍音を生成しないので、エイリアシングが発生しない。
また、２ｎ乗回路２１で４乗されることで生成された信号ＳＱは、減算器３０でＤＣオフセット補正されるため、直流成分が少なく、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
また、入力信号Ｓｉの振幅に対し出力信号の振幅を抑えることができ、生成された倍音を高調波の補完に用いた場合には、原音に近い再生音を生成することができる。
【００７５】
このような構成により、簡単な構成で、直流成分が少なく、エイリアシングのない、２ｎ倍音信号の生成が可能である。なお、回路をＤＳＰ等のプロセッサで構成することも可能である。
【００７６】
さらに、２倍音生成回路、４倍音生成回路、・・・２ｎ倍音生成回路を並列接続し、これらの複数の倍音を並列に生成して加算することにより、低次の倍音から高次の倍音までを生成することも可能である。また、これらの倍音を用いて、信号の補完も可能である。
【００７７】
（実施形態５）
非可逆な圧縮において、高周波数帯域の音声は省略或いは抑圧される傾向にある。
このため、高調波のうちでも、比較的低周波域のものはカットされずに、高周波域のものがカットされるというようなことが起こりうる。
このような場合には、乗算器４０の出力をＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）に供給し、ＨＰＦのカットオフ周波数を、圧縮によりカットされる周波数域の下限値に設定し、カットされた周波数域の高調波のみを通過させ、これを加算器６０に供給して原再生信号に加算するようにすればよい。
【００７８】
図８に、上記ディジタルオーディオ信号処理装置２００の乗算器４０と加算器６０との間に、ＨＰＦ５１０を備えるディジタルオーディオ信号処理装置５００を示す。
ＨＰＦ５１０は、乗算器４０から出力される信号Ｓｏのうち、高周波数帯域の高調波のみを通過させて、加算器６０に供給する。
加算器６０は、ＨＰＦ５１０から供給された信号ＳｏＨと、入力されたディジタルオーディオ信号Ｓｉとを加算して出力する。
【００７９】
この再生信号は、Ｄ／Ａコンバータ７０によりアナログ信号に変換され、出力アンプ８０により増幅され、放音部９０により空気信号に変換され、放音される。
【００８０】
このような構成によれば、圧縮により失われた高調波のみを適切に補完することが可能となり、再生音の違和感を抑えることができる。
【００８１】
本発明は、上記実施形態１乃至５に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。
例えば、本発明の高調波生成回路の構成は、図１，３，４，５，及び８に示す構成に限定されない。
【００８２】
例えば、上記実施形態では、減算器３０は、ディジタルオーディオ信号から予め設定されている値ＤＦ（例えば、入力されたディジタルオーディオ信号Ｓｉあるいは信号ＳＬの振幅の２分の１）を減算することで直流成分を除いた。しかし、値は上述の固定値に限定されない。また、ディジタルオーディオ信号ＳＱの移動平均を取ることにより、ディジタルオーディオ信号ＳＱに含まれる直流成分、即ち、ＤＣオフセット成分の値ＤＦを求めてもよい。
【００８３】
また、上記実施形態１乃至５は、減算器３０でＤＣオフセット補正された信号ＳＴを、乗算器４０でα倍するとして説明した。しかし、減算器３０の配置と乗算器４０の配置とは逆でもよい。
例えば、図９に示すように、実施形態２のディジタルオーディオ信号処理装置２００の、高調波生成回路１００の減算器３０と乗算器４０の配置を置き換えてもよい。
図９に示す例では、乗算器２０から出力された信号ＳＳを乗算器４０によってα倍し、乗算器４０から出力される信号ＳＴからＤＣ値記憶部２５に記憶されている値ＤＦを減算する。ただし、ＤＣ値記憶部２５に記憶される値ＤＦは、予めα倍されている。
【００８４】
また、上記実施形態２では、ＨＰＦ５１０によって、生成したディジタルオーディオ信号を高周波数域に帯域制限すると説明した。しかし、所定の周波数帯域の倍音成分を通過させるフィルタであってもよい。
【００８５】
また、上記実施例では、純音（正弦波）を標本化したディジタルオーディオ信号を入力した場合について具体的に説明したが、入力されるディジタルオーディオ信号は、楽音や、打撃音・物が壊れる時の音などの振動に一定の規則性が認められにくい音や、これらの集合した音でもよい。
【００８６】
なお、本発明に係る高調波生成回路は、回路や専用のＤＳＰではなく、通常のコンピュータシステムを用いても実現可能である。例えば、コンピュータに、上記動作を実行するためのプログラムを、フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｋ Ｒｅａｄ−Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ、ＭＯ（Ｍａｇｎｅｔｏ Ｏｐｔｉｃａｌ ｄｉｓｋ）などのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶して配布し、これをコンピュータシステムにインストールすることにより、上述の処理をコンピュータに実行させても良い。
【００８７】
さらに、インターネット上のサーバ装置が有するディスク装置等にプログラムを格納しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するものとしてもよい。
【符号の説明】
【００８８】
１００，５００ 高調波生成回路
２００ ディジタルオーディオ信号処理装置
３００ ＤＳＰ
４００ ４倍音生成回路
１０，１１ ＬＰＦ
２０ 乗算器
２１ ２ｎ乗回路
２５ ＤＣ値記憶部
３０ 減算器
３５ α値記憶部
４０ 乗算器
５０ プレーヤ
６０ 加算器
７０ Ｄ／Ａコンバータ
８０ 増幅アンプ
９０ 放音器
ＳＷ スイッチ
５１０ ＨＰＦ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限するステップと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗するステップと、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算するステップと、
を備えることを特徴とする高調波生成方法。
【請求項２】
前記直流成分を減算するステップは、
予め設定された所定の値を減算する、
ことを特徴とする請求項１に記載の高調波生成方法。
【請求項３】
前記所定の周波数は、前記入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の前記偶数の２倍分の１の周波数である、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の高調波生成方法。
【請求項４】
前記偶数乗は２乗である、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項５】
前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項６】
前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項５に記載の高調波生成方法。
【請求項７】
前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項５または６に記載の高調波生成方法。
【請求項８】
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップを更に備え、
前記直流成分を減算するステップは、前記偶数乗され、かつ、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項９】
前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項８に記載の高調波生成方法。
【請求項１０】
前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項８または９に記載の高調波生成方法。
【請求項１１】
前記振幅を調整するステップは、前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を、前記入力されたディジタルオーディオ信号の振幅以下に調整する、
ことを特徴とする請求項５乃至９のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項１２】
前記帯域制限するステップは、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号の低周波数帯域を制限して、高周波数帯域を通過させる、
ことを特徴とする請求項７または１０に記載の高調波生成方法。
【請求項１３】
前記所定の周波数帯域に帯域制限されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項７、１０及び１２のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項１４】
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する低域通過フィルタと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する乗算器と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する減算器と、
を備えることを特徴とする高調波生成装置。
【請求項１５】
コンピュータに、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する手順と、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する手順と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する手順と、
を実行させることを特徴とするプログラム。
【請求項１】
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限するステップと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗するステップと、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算するステップと、
を備えることを特徴とする高調波生成方法。
【請求項２】
前記直流成分を減算するステップは、
予め設定された所定の値を減算する、
ことを特徴とする請求項１に記載の高調波生成方法。
【請求項３】
前記所定の周波数は、前記入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数の前記偶数の２倍分の１の周波数である、
ことを特徴とする請求項１または２に記載の高調波生成方法。
【請求項４】
前記偶数乗は２乗である、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項５】
前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項６】
前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項５に記載の高調波生成方法。
【請求項７】
前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項５または６に記載の高調波生成方法。
【請求項８】
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号の振幅を調整するステップを更に備え、
前記直流成分を減算するステップは、前記偶数乗され、かつ、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項９】
前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項８に記載の高調波生成方法。
【請求項１０】
前記直流成分を減算されたディジタルオーディオ信号を所定の周波数帯域のディジタルオーディオ信号に帯域制限するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項８または９に記載の高調波生成方法。
【請求項１１】
前記振幅を調整するステップは、前記直流成分を除かれたディジタルオーディオ信号の振幅を、前記入力されたディジタルオーディオ信号の振幅以下に調整する、
ことを特徴とする請求項５乃至９のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項１２】
前記帯域制限するステップは、前記振幅を調整されたディジタルオーディオ信号の低周波数帯域を制限して、高周波数帯域を通過させる、
ことを特徴とする請求項７または１０に記載の高調波生成方法。
【請求項１３】
前記所定の周波数帯域に帯域制限されたディジタルオーディオ信号と、前記入力されたディジタルオーディオ信号と、を加算するステップ、
を更に備えることを特徴とする請求項７、１０及び１２のいずれか１項に記載の高調波生成方法。
【請求項１４】
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する低域通過フィルタと、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する乗算器と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する減算器と、
を備えることを特徴とする高調波生成装置。
【請求項１５】
コンピュータに、
入力されたディジタルオーディオ信号を、所定の周波数以下に帯域制限する手順と、
前記帯域制限されたディジタルオーディオ信号を偶数乗する手順と、
前記偶数乗されたディジタルオーディオ信号から直流成分を減算する手順と、
を実行させることを特徴とするプログラム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１１−１９７５９８（Ｐ２０１１−１９７５９８Ａ）
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−６７１８１（Ｐ２０１０−６７１８１）
【出願日】平成２２年３月２４日（２０１０．３．２４）
【出願人】（５０８２０９９９０）Ｊ＆Ｋカーエレクトロニクス株式会社 (98)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月６日（２０１１．１０．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月２４日（２０１０．３．２４）
【出願人】（５０８２０９９９０）Ｊ＆Ｋカーエレクトロニクス株式会社 (98)
【Ｆターム（参考）】
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