ＦＭ−ＣＷレーダ装置および同装置のノイズ抑制方法
【課題】ＦＭ−ＣＷレーダ装置において、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止すること。
【解決手段】連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置において、ビート信号をディジタル変換したディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するためのスパイクノイズ抑制手段が具備され、このスパイクノイズ抑制手段によって、ディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの差分出力データに基づいてディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かが判定される。
【解決手段】連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置において、ビート信号をディジタル変換したディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するためのスパイクノイズ抑制手段が具備され、このスパイクノイズ抑制手段によって、ディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの差分出力データに基づいてディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かが判定される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置およびＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近時、自動車等の車両に搭載され、走行車両との車間距離や走行車両の車速、方位などを測定する車載レーダ装置が注目されている。このような車載レーダ装置にあっては、近距離における目標検出が可能であり、システム構成を簡略化することが比較的容易であるという理由で、ＦＭ−ＣＷレーダ装置が用いられることが多い。
【０００３】
ところで、レーダ装置が受信する受信信号には、送信信号の回り込みによる干渉信号や、目標以外の対象物からの反射信号、あるいは受信信号を増幅するための増幅器自身が発生する雑音信号などの不要信号成分が存在する。したがって、ＦＭ−ＣＷレーダ装置であっても例外とはならず、このような不要信号成分の中から所望の目標信号を抽出することが常に求められる。
【０００４】
かかる状況下において、例えば、受信信号（ビート信号）に含まれる定常的なノイズ成分を除去することを目的としたＦＭ−ＣＷレーダ装置が存在する（例えば、特許文献１など）。
【０００５】
このＦＭ−ＣＷレーダ装置では、対象物の検出を行いつつ、定常的なノイズ成分のデータを検出すると共に、このノイズ成分を対象物の検出のために生成されるビート信号のデータから除去することで、対象物の相対距離を算出するようにしている。
【０００６】
【特許文献１】特開平０７−１５１８５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般的に、ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、占有帯域幅が広く、また特性の個体差が大きいので、複数の装置間で電波干渉を起こす可能性は少ないと考えられている。しかしながら、同種のＦＭ−ＣＷレーダ装置が広く普及してきた場合には、瞬間的ではあるものの送信周波数が一致するケースが多発する。この場合、受信信号にはスパイク状のノイズ成分が現われる。レーダ間の距離や一致するタイミングにも依存するが、このスパイク状のノイズは、見かけ上、受信系のフロアノイズ（ノイズ全体のレベル）を上昇させるので、今まで検出できていた反射レベルの小さい目標物をロストしてしまう可能性があるといった問題点があった。
【０００８】
なお、上記特許文献１に示される従来技術では、定常的なノイズ成分が処理の対象とされるので、上述のような電波干渉などに起因するスパイク状のノイズを効果的に抑止することはできなかった。
【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止することができるＦＭ−ＣＷレーダ装置およびＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置は、連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置において、前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するスパイクノイズ抑制手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】
この発明によれば、ＦＭ−ＣＷレーダ装置に備えられるスパイクノイズ抑制手段によって、例えば、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分が抑止される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置によれば、スパイクノイズ抑制手段によって、複数の装置間の電波干渉によって発生するようなスパイク状のノイズ成分が抑止されるで、目標検出能力を安定化させることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下に、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置およびＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１４】
図１は、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の簡略構成を示すブロック図である。同図に示すＦＭ−ＣＷレーダ装置は、送信部１、受信部２および信号処理部３を備えている。送信部１は、送信アンテナ１１と、発振器１２と、変調回路１３とを備えている。受信部２は、受信アンテナ２１と、受信アンテナ２１から出力された受信信号を発振器１２から出力され、方向性結合器１４を介して供給された送信信号に基づいてダウンコンバートするミキサ２２と、ミキサ２２に接続されてダウンコンバート後のビート信号を増幅する増幅器２３とを備えている。信号処理部３は、増幅器２３からの出力信号をアナログ−ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器３１と、Ａ／Ｄ変換器３１から出力されたディジタル信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制（抑圧）するスパイクノイズ抑制手段３２と、スパイクノイズ抑制手段３２からの出力信号に基づいて例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換）などの周波数分析処理を行う周波数分析手段３３と、周波数分析手段３３の処理結果に基づいて目標物の相対距離、相対速度、目標方位などの１つ以上を検出する目標検出手段３４とを備えている。なお、本発明の特徴は、スパイクノイズ抑制手段３２を中心として行われるスパイクノイズ抑制処理にあり、その詳細については後述する。
【００１５】
つぎに、図１を用いて、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の動作について説明する。同図において、変調回路１３からのＦＭ変調信号に基づいて発振器１２にてアップコンバートされた高周波信号（ＦＭ−ＣＷ信号）が、方向性結合器１４を通過して送信アンテナ１１から空間に対して放射される。一方、目標などからの反射信号が受信アンテナ２１において受信される。受信アンテナ２１にて受信された信号（レーダ受信信号）は、ミキサ２２に出力される。ミキサ２２は、このレーダ受信信号と方向性結合器２２を介して電圧制御発振器２１から分配された送信信号とに基づいてビート信号を生成する。増幅器２３は、このビート信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３１に出力する。Ａ／Ｄ変換器３１は、増幅語のビート信号（アナログビート信号）をディジタル信号形式のビート信号（ディジタルビート信号）に変換してスパイクノイズ抑制手段３２に出力する。
【００１６】
ここで、Ａ／Ｄ変換器３１から出力されたディジタルビート信号には、背景技術の項でも説明したように、例えば電波干渉に起因して、スパイク状のノイズ成分が含まれるようになる。スパイクノイズ抑制手段３２は、ディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を除去するとともに所定の補間処理を行い、その処理信号を周波数分析手段３３に出力する。周波数分析手段３３は、ディジタルビート信号を取り込み、例えばＦＦＴ処理によって周波数分布（周波数スペクトル）を算出する。目標検出手段３４は、ＦＦＴ処理にて得られた周波数スペクトルの個々の成分と所定の閾値とをそれぞれ比較し、閾値を越えたものの中で極大となるものを目標物とするとともに、当該目標物にかかる各種情報（目標物までの距離、目標物に対する相対速度、目標物の方位など）を演算して出力する。
【００１７】
図２は、目標物までの距離および目標物に対する相対速度の算出原理について説明する図である。図２において、同図の上段部は、２つの区間（ｕｐチャープ区間、ｄｏｗｎチャープ区間）におけるＦＭ変調信号の周波数変化を示しており、実線Ｋ１はＦＭ−ＣＷレーダ装置の送信周波数であり、波線Ｋ２は受信周波数を示している。また、同図の中段部は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の受信部２において受信されるビート信号の信号波形を示し、同図の下段部は、当該ビート信号の周波数スペクトルを簡易的に示している。
【００１８】
まず、図２の実線Ｋ１で示されるように、ｕｐチャープ区間では直線的に上昇し、逆にｄｏｗｎチャープ区間では直線的に下降するように変化させたＦＭ変調信号に基づくレーダ信号を送信アンテナ１１から送信する。このとき、測定対象の目標物がＦＭ−ＣＷレーダ装置に対して相対速度Ｖ、相対距離Ｒの状態で存在するとともに、送信周波数がｕｐチャープ区間およびｄｏｗｎチャープ区間の各時間（Ｔｍ［ｓ］）内にそれぞれΔｆおよび−Δｆだけ変化するものとする。このとき、これらのパラメータと、光速ｃ［ｍ／ｓ］および送信波長λ［ｍ］とを用いると、ドップラー周波数ｆｄ、送信周波数と受信周波数との時間差に基づいて距離に比例した値として算出される距離周波数ｆｒ、ＵＰチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１、およびｄｏｗｎチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２は、それぞれ式（１）〜式（３）で表される。
【００１９】
ｆｄ＝２・Ｖ／λ ・・・（１）
【００２０】
ｆｒ＝（２Ｒ・Δｆ）／（Ｃ・Ｔｍ） ・・・（２）
【００２１】
ｆｂ１＝｜ｆｄ−ｆｒ｜
ｆｂ２＝｜ｆｄ＋ｆｒ｜ ・・・（３）
【００２２】
また、距離周波数ｆｒがドップラー周波数ｆｄよりも大きい場合には、式（３）に基づいて次式が成立する。
【００２３】
２ｆｒ＝ｆｂ１＋ｆｂ２ ・・・（４）
【００２４】
さらに、式（４）に式（２）を代入することによって、ＦＭ−ＣＷレーダ装置からの相対距離Ｒを示す次式が導出される。
【００２５】
Ｒ＝(Ｃ・Ｔｍ)／(４・Δｆ)｛ｆｂ１＋ｆｂ２｝ ・・・（５）
【００２６】
式（５）に示すように、相対距離Ｒは、ｕｐチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１とｄｏｗｎチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２とに基づいて算出することができる。また、相対速度Ｖは、式（４）に示される距離周波数ｆｒを用いて、式（１）および式（３）に基づいて算出することができる。
【００２７】
つぎに、他のレーダ装置から送信されたレーダ信号に起因する電波干渉によって受信系のフロアノイズが上昇する現象について説明する。図３は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置において、電波干渉の発生によりフロアノイズのレベルが上昇して目標物からの反射信号の検出が困難となる状況を示す図である。
【００２８】
図３の上段部は、例えば、前方車両との距離が８０ｍ〜１５０ｍ程度の比較的遠い距離での受信信号をＦＦＴ処理した結果（周波数スペクトル）を示すものである。通常の受信機ノイズだけであれば、図示するように受信機ノイズの振幅曲線上の前方車両の距離に相当する距離周波数位置にピークが出現する。なお、このピークは、距離が遠くなると距離の４乗に反比例して小さくなり、また、距離が同一の場合であっても、反射の割合を示す反射断面積が小さい、例えばオートバイ等ではさらに小さくなる。
【００２９】
一方、図３の下段部は、図３の上段部に示す条件で、さらに干渉波によるスパイク状ノイズが発生した場合の周波数スペクトルを示している。スパイク状ノイズのようなインパルス性のノイズが発生した場合には、同図の下段部に示すように、周波数軸上では一様に所定レベルの信号が重畳された状態となる。この場合、目標物からの反射波が大きい場合には問題とならないが、目標物の距離が離れている場合や、反射しにくい目標物の場合には、上昇したインパルス性のノイズに埋もれてしまう結果となる。
【００３０】
そこで、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置では、上記のような電波干渉により発生するスパイク状ノイズ（インパルス性ノイズ）を除去するための処理手段として、Ａ／Ｄ変換器３１と周波数分析手段３３との間にスパイクノイズ抑制手段３２を備えるようにしている（図１参照）。なお、図４は、スパイクノイズ抑制手段３２を中心として実行される処理（以下「スパイクノイズ抑制処理」という）を説明するための図であり、同図を用いて、スパイクノイズ抑制処理の概要について説明する。
【００３１】
図４（Ａ）に示すように、目標物の相対速度Ｖ、相対距離Ｒを測定しようとする際に、他車両のレーダ信号が受信された場合、細い実線で示される自車両のレーダ送信周波数と太い実線で示される他車両のレーダ送信周波数とが交差するクロスポイントＰ１，Ｐ２が存在し、これらのクロスポイントＰ１，Ｐ２のそれぞれにおいて干渉ノイズが発生する（同図（Ｂ）参照）。なお、この干渉ノイズのレベルは反射信号の電力よりも遥かに大きいスパイク状のノイズとして観測される。その理由は、反射信号は、自身が送信した送信電波が障害物に反射して戻ってくる反射波成分であるのに対し、干渉ノイズは、例え瞬間的にクロスするだけであっても、他の車両のレーダから直接的に受信された送信波成分であるからである。
【００３２】
このため、この干渉ノイズと正常な波形とを切り分けるために、受信信号の差分値（詳細は後述）が演算される（同図（Ｃ）参照）。なお、受信信号の差分値は、実際の処理ではＡＤ変換後の時系列データに対して行われるので、同図（Ｃ）に示す波形は、時系列データに対して処理された受信信号の差分値によって形成される信号を意味し、同図（Ｂ）に示す受信信号の微分波形となる。また、干渉ノイズが混入した場合には、周波数変化の傾きが急激に変化した点として観測されるので、クロスポイント付近で極大値をとる。
【００３３】
また、図４（Ｃ）に示す波形上のノイズ発生点付近を拡大図である図４（Ｄ）において、干渉ノイズと正常な波形とを切り分けるために、例えば、突出した振幅値を有しているｎ番目のデータに対して、所定の閾値判定（例えば所定の閾値との比較処理）や所定の補間処理（例えば直近データ（ｎ−１番目、ｎ＋１番目の各データ）に基づく置換処理）が施され、干渉ノイズが除去された受信信号が得られる（同図（Ｅ），（Ｆ）参照）。
【００３４】
つぎに、図４を用いて説明したスパイクノイズ抑制処理について、さらに図５を用いて詳細に説明する。なお、図５は、スパイクノイズ抑制処理の処理手順を示すフローチャートである。
【００３５】
図５において、Ａ／Ｄ変換器３１は、受信部２の出力である受信機出力を、ｕｐチャープ、ｄｏｗｎチャープのそれぞれに対してＡＤ変換する（ステップ１０１）。なお、このとき得られるデータを、「Ｘn（ｎ＝１〜Ｎ）」とする。スパイクノイズ抑制手段３２は、ＡＤ変換された時系列データに対する差分演算を行う（ステップＳ１０２）。例えば、このとき得られる差分演算データをＹｎとすれば、このＹｎは時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データ（時系列データ上の１ポイント前のデータ）との各差分出力として、例えば、「Ｙn＝Ｘn+1−Ｘn（ｎ＝１〜Ｎ−１）」として算出することができる。ここで、スパイクノイズ抑制手段３２は、差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっているか否か（例えば、−Ｋ≦Ｙn≦Ｋ：Ｋは所定の閾値）を判定する（ステップＳ１０３）。差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっていない場合（ステップＳ１０３：Ｎｏ）には、そのデータが何番目のデータであるかの記憶処理を実行し（ステップＳ１０４）、その後ステップＳ１０５の処理に移行する。一方、差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっている場合（ステップＳ１０３：Ｙｅｓ）には、ステップＳ１０４の処理を行わずにステップＳ１０５の処理に移行する。その後、スパイクノイズ抑制手段３２は、ステップＳ１０４の処理で干渉ノイズとして記憶したポイント（以下「干渉ポイント」という）について所定の補間処理を行う（ステップＳ１０５）。例えば、干渉ポイントをｍ（ｍは１〜Ｎ−１間の整数）とすれば、Ｘm’＝（Ｘm-1＋Ｘm+1）／２として求められる干渉ポイントの両側データによる平均値Ｘm’をＸmとして用いるような置換処理を行えばよい。なお、これらの処理以降、ＦＦＴ処理以降の通常のレーダ処理が実行される（ステップＳ１０６）。
【００３６】
なお、上述のステップＳ１０５の補間処理では、例えば、干渉ポイントの両側直近データに基づく平均値（Ｘm’＝（Ｘm-1＋Ｘm+1）／２）にて元のデータを置換するようにしていたが、干渉ポイントの両側直近データを含む隣接データ（以下「近傍データ」という）に基づいて算出した補間値を用いてもよい。例えば、干渉ポイントの両側直近データに隣接するデータを用いて、Ｘm’＝（Ｘm-2＋Ｘm+2）／２として求めたＸm’をＸmとするような置換処理を行ってもよい。また、前者と後者とによる補間処理を併用してもよい。なお、このような補間処理を併用することで、例えば、干渉ポイントの両側直近データのいずれかが何らかの理由で検出できなかった場合でも、データが欠落するのを防止することができる。また、利用するデータとしてＸm-1，Ｘm+1のような２つのデータに限定されるものではなく、３個以上のデータを用いて補間処理を行ってもよい。
【００３７】
また、上述のステップＳ１０４の判定処理では、例えば、差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっているか否かの判定処理を−Ｋ≦Ｙn≦Ｋとして、正側の閾値と負側の閾値とを同一の閾値を用いるようにしているが、異なる閾値を用いて判定してもよい。なお、閾値レベルとして、例えば最小信号レベルの１０倍程度の値を用いることができる。また、受信機のノイズは受信機温度によって変動するので、閾値レベルを受信機温度によって可変制御するようにしてもよい。
【００３８】
また、ＦＭ−ＣＷレーダ装置において、送信信号が出力されてから目標物の相対距離、相対速度などの処理データが例えば表示器などに出力されるまでの１周期をレーダ周期とするとき、上述のスパイク除去処理に要する時間は、レーダ周期に対して高々１％程度であり、処理負荷の増加が殆ど見込まれないので、ＣＰＵの能力などにかかる既存の性能の維持しつつ、本発明にかかるスパイク除去手段の機能を容易に付加することができる。
【００３９】
以上説明したように、本発明によれば、ＦＭ−ＣＷレーダ装置で受信されるビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分がスパイクノイズ抑制手段によって抑制されるので、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止することができる。
【００４０】
また、本発明によれば、ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定したときに、スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定されたディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントが干渉ポイントとして記憶され、この干渉ポイントの近傍データに基づいて干渉ポイントデータに対する補間処理を行うようにしているので、ディジタルビート信号の時系列データが欠落することなく、安定した検出性能を維持することができる。
【００４１】
なお、この実施の形態では、例えば、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ（インパルス性ノイズ）成分を抑止するスパイクノイズ抑制処理について説明したが、本処理は、スパイク状のノイズ成分に限定されるものではなく、至近距離の目標物などから反射した過大入力信号や、不要放射源からのノイズなどに対してもフロアノイズを低減させるのに効果的に作用する。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置は、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分が問題となる場合に有用であり、特に、車載用のＦＭ−ＣＷレーダ装置として好適である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の簡略構成を示すブロック図である。
【図２】目標物までの距離および目標物に対する相対速度の算出原理について説明する図である。
【図３】電波干渉の発生によりフロアノイズのレベルが上昇して目標物からの反射信号の検出が困難となる状況を示す図である。
【図４】スパイクノイズ抑制処理の概要について説明する図である。
【図５】スパイクノイズ抑制処理の処理手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００４４】
１ 送信部
２ 受信部
３ 信号処理部
１１ 送信アンテナ
１２ 発振器
１３ 変調回路
１４ 方向性結合器
２１ 受信アンテナ
２１ 電圧制御発振器
２２ ミキサ
２２ 方向性結合器
２３ 増幅器
３１ Ａ／Ｄ変換器
３２ スパイクノイズ抑制手段
３３ 周波数分析手段
３４ 目標検出手段
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置およびＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近時、自動車等の車両に搭載され、走行車両との車間距離や走行車両の車速、方位などを測定する車載レーダ装置が注目されている。このような車載レーダ装置にあっては、近距離における目標検出が可能であり、システム構成を簡略化することが比較的容易であるという理由で、ＦＭ−ＣＷレーダ装置が用いられることが多い。
【０００３】
ところで、レーダ装置が受信する受信信号には、送信信号の回り込みによる干渉信号や、目標以外の対象物からの反射信号、あるいは受信信号を増幅するための増幅器自身が発生する雑音信号などの不要信号成分が存在する。したがって、ＦＭ−ＣＷレーダ装置であっても例外とはならず、このような不要信号成分の中から所望の目標信号を抽出することが常に求められる。
【０００４】
かかる状況下において、例えば、受信信号（ビート信号）に含まれる定常的なノイズ成分を除去することを目的としたＦＭ−ＣＷレーダ装置が存在する（例えば、特許文献１など）。
【０００５】
このＦＭ−ＣＷレーダ装置では、対象物の検出を行いつつ、定常的なノイズ成分のデータを検出すると共に、このノイズ成分を対象物の検出のために生成されるビート信号のデータから除去することで、対象物の相対距離を算出するようにしている。
【０００６】
【特許文献１】特開平０７−１５１８５２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般的に、ＦＭ−ＣＷレーダ装置は、占有帯域幅が広く、また特性の個体差が大きいので、複数の装置間で電波干渉を起こす可能性は少ないと考えられている。しかしながら、同種のＦＭ−ＣＷレーダ装置が広く普及してきた場合には、瞬間的ではあるものの送信周波数が一致するケースが多発する。この場合、受信信号にはスパイク状のノイズ成分が現われる。レーダ間の距離や一致するタイミングにも依存するが、このスパイク状のノイズは、見かけ上、受信系のフロアノイズ（ノイズ全体のレベル）を上昇させるので、今まで検出できていた反射レベルの小さい目標物をロストしてしまう可能性があるといった問題点があった。
【０００８】
なお、上記特許文献１に示される従来技術では、定常的なノイズ成分が処理の対象とされるので、上述のような電波干渉などに起因するスパイク状のノイズを効果的に抑止することはできなかった。
【０００９】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止することができるＦＭ−ＣＷレーダ装置およびＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置は、連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置において、前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するスパイクノイズ抑制手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】
この発明によれば、ＦＭ−ＣＷレーダ装置に備えられるスパイクノイズ抑制手段によって、例えば、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分が抑止される。
【発明の効果】
【００１２】
本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置によれば、スパイクノイズ抑制手段によって、複数の装置間の電波干渉によって発生するようなスパイク状のノイズ成分が抑止されるで、目標検出能力を安定化させることができるという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下に、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置およびＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１４】
図１は、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の簡略構成を示すブロック図である。同図に示すＦＭ−ＣＷレーダ装置は、送信部１、受信部２および信号処理部３を備えている。送信部１は、送信アンテナ１１と、発振器１２と、変調回路１３とを備えている。受信部２は、受信アンテナ２１と、受信アンテナ２１から出力された受信信号を発振器１２から出力され、方向性結合器１４を介して供給された送信信号に基づいてダウンコンバートするミキサ２２と、ミキサ２２に接続されてダウンコンバート後のビート信号を増幅する増幅器２３とを備えている。信号処理部３は、増幅器２３からの出力信号をアナログ−ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器３１と、Ａ／Ｄ変換器３１から出力されたディジタル信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制（抑圧）するスパイクノイズ抑制手段３２と、スパイクノイズ抑制手段３２からの出力信号に基づいて例えばＦＦＴ（高速フーリエ変換）などの周波数分析処理を行う周波数分析手段３３と、周波数分析手段３３の処理結果に基づいて目標物の相対距離、相対速度、目標方位などの１つ以上を検出する目標検出手段３４とを備えている。なお、本発明の特徴は、スパイクノイズ抑制手段３２を中心として行われるスパイクノイズ抑制処理にあり、その詳細については後述する。
【００１５】
つぎに、図１を用いて、本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の動作について説明する。同図において、変調回路１３からのＦＭ変調信号に基づいて発振器１２にてアップコンバートされた高周波信号（ＦＭ−ＣＷ信号）が、方向性結合器１４を通過して送信アンテナ１１から空間に対して放射される。一方、目標などからの反射信号が受信アンテナ２１において受信される。受信アンテナ２１にて受信された信号（レーダ受信信号）は、ミキサ２２に出力される。ミキサ２２は、このレーダ受信信号と方向性結合器２２を介して電圧制御発振器２１から分配された送信信号とに基づいてビート信号を生成する。増幅器２３は、このビート信号を増幅してＡ／Ｄ変換器３１に出力する。Ａ／Ｄ変換器３１は、増幅語のビート信号（アナログビート信号）をディジタル信号形式のビート信号（ディジタルビート信号）に変換してスパイクノイズ抑制手段３２に出力する。
【００１６】
ここで、Ａ／Ｄ変換器３１から出力されたディジタルビート信号には、背景技術の項でも説明したように、例えば電波干渉に起因して、スパイク状のノイズ成分が含まれるようになる。スパイクノイズ抑制手段３２は、ディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を除去するとともに所定の補間処理を行い、その処理信号を周波数分析手段３３に出力する。周波数分析手段３３は、ディジタルビート信号を取り込み、例えばＦＦＴ処理によって周波数分布（周波数スペクトル）を算出する。目標検出手段３４は、ＦＦＴ処理にて得られた周波数スペクトルの個々の成分と所定の閾値とをそれぞれ比較し、閾値を越えたものの中で極大となるものを目標物とするとともに、当該目標物にかかる各種情報（目標物までの距離、目標物に対する相対速度、目標物の方位など）を演算して出力する。
【００１７】
図２は、目標物までの距離および目標物に対する相対速度の算出原理について説明する図である。図２において、同図の上段部は、２つの区間（ｕｐチャープ区間、ｄｏｗｎチャープ区間）におけるＦＭ変調信号の周波数変化を示しており、実線Ｋ１はＦＭ−ＣＷレーダ装置の送信周波数であり、波線Ｋ２は受信周波数を示している。また、同図の中段部は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の受信部２において受信されるビート信号の信号波形を示し、同図の下段部は、当該ビート信号の周波数スペクトルを簡易的に示している。
【００１８】
まず、図２の実線Ｋ１で示されるように、ｕｐチャープ区間では直線的に上昇し、逆にｄｏｗｎチャープ区間では直線的に下降するように変化させたＦＭ変調信号に基づくレーダ信号を送信アンテナ１１から送信する。このとき、測定対象の目標物がＦＭ−ＣＷレーダ装置に対して相対速度Ｖ、相対距離Ｒの状態で存在するとともに、送信周波数がｕｐチャープ区間およびｄｏｗｎチャープ区間の各時間（Ｔｍ［ｓ］）内にそれぞれΔｆおよび−Δｆだけ変化するものとする。このとき、これらのパラメータと、光速ｃ［ｍ／ｓ］および送信波長λ［ｍ］とを用いると、ドップラー周波数ｆｄ、送信周波数と受信周波数との時間差に基づいて距離に比例した値として算出される距離周波数ｆｒ、ＵＰチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１、およびｄｏｗｎチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２は、それぞれ式（１）〜式（３）で表される。
【００１９】
ｆｄ＝２・Ｖ／λ ・・・（１）
【００２０】
ｆｒ＝（２Ｒ・Δｆ）／（Ｃ・Ｔｍ） ・・・（２）
【００２１】
ｆｂ１＝｜ｆｄ−ｆｒ｜
ｆｂ２＝｜ｆｄ＋ｆｒ｜ ・・・（３）
【００２２】
また、距離周波数ｆｒがドップラー周波数ｆｄよりも大きい場合には、式（３）に基づいて次式が成立する。
【００２３】
２ｆｒ＝ｆｂ１＋ｆｂ２ ・・・（４）
【００２４】
さらに、式（４）に式（２）を代入することによって、ＦＭ−ＣＷレーダ装置からの相対距離Ｒを示す次式が導出される。
【００２５】
Ｒ＝(Ｃ・Ｔｍ)／(４・Δｆ)｛ｆｂ１＋ｆｂ２｝ ・・・（５）
【００２６】
式（５）に示すように、相対距離Ｒは、ｕｐチャープ区間でのビート周波数ｆｂ１とｄｏｗｎチャープ区間でのビート周波数ｆｂ２とに基づいて算出することができる。また、相対速度Ｖは、式（４）に示される距離周波数ｆｒを用いて、式（１）および式（３）に基づいて算出することができる。
【００２７】
つぎに、他のレーダ装置から送信されたレーダ信号に起因する電波干渉によって受信系のフロアノイズが上昇する現象について説明する。図３は、ＦＭ−ＣＷレーダ装置において、電波干渉の発生によりフロアノイズのレベルが上昇して目標物からの反射信号の検出が困難となる状況を示す図である。
【００２８】
図３の上段部は、例えば、前方車両との距離が８０ｍ〜１５０ｍ程度の比較的遠い距離での受信信号をＦＦＴ処理した結果（周波数スペクトル）を示すものである。通常の受信機ノイズだけであれば、図示するように受信機ノイズの振幅曲線上の前方車両の距離に相当する距離周波数位置にピークが出現する。なお、このピークは、距離が遠くなると距離の４乗に反比例して小さくなり、また、距離が同一の場合であっても、反射の割合を示す反射断面積が小さい、例えばオートバイ等ではさらに小さくなる。
【００２９】
一方、図３の下段部は、図３の上段部に示す条件で、さらに干渉波によるスパイク状ノイズが発生した場合の周波数スペクトルを示している。スパイク状ノイズのようなインパルス性のノイズが発生した場合には、同図の下段部に示すように、周波数軸上では一様に所定レベルの信号が重畳された状態となる。この場合、目標物からの反射波が大きい場合には問題とならないが、目標物の距離が離れている場合や、反射しにくい目標物の場合には、上昇したインパルス性のノイズに埋もれてしまう結果となる。
【００３０】
そこで、本発明のＦＭ−ＣＷレーダ装置では、上記のような電波干渉により発生するスパイク状ノイズ（インパルス性ノイズ）を除去するための処理手段として、Ａ／Ｄ変換器３１と周波数分析手段３３との間にスパイクノイズ抑制手段３２を備えるようにしている（図１参照）。なお、図４は、スパイクノイズ抑制手段３２を中心として実行される処理（以下「スパイクノイズ抑制処理」という）を説明するための図であり、同図を用いて、スパイクノイズ抑制処理の概要について説明する。
【００３１】
図４（Ａ）に示すように、目標物の相対速度Ｖ、相対距離Ｒを測定しようとする際に、他車両のレーダ信号が受信された場合、細い実線で示される自車両のレーダ送信周波数と太い実線で示される他車両のレーダ送信周波数とが交差するクロスポイントＰ１，Ｐ２が存在し、これらのクロスポイントＰ１，Ｐ２のそれぞれにおいて干渉ノイズが発生する（同図（Ｂ）参照）。なお、この干渉ノイズのレベルは反射信号の電力よりも遥かに大きいスパイク状のノイズとして観測される。その理由は、反射信号は、自身が送信した送信電波が障害物に反射して戻ってくる反射波成分であるのに対し、干渉ノイズは、例え瞬間的にクロスするだけであっても、他の車両のレーダから直接的に受信された送信波成分であるからである。
【００３２】
このため、この干渉ノイズと正常な波形とを切り分けるために、受信信号の差分値（詳細は後述）が演算される（同図（Ｃ）参照）。なお、受信信号の差分値は、実際の処理ではＡＤ変換後の時系列データに対して行われるので、同図（Ｃ）に示す波形は、時系列データに対して処理された受信信号の差分値によって形成される信号を意味し、同図（Ｂ）に示す受信信号の微分波形となる。また、干渉ノイズが混入した場合には、周波数変化の傾きが急激に変化した点として観測されるので、クロスポイント付近で極大値をとる。
【００３３】
また、図４（Ｃ）に示す波形上のノイズ発生点付近を拡大図である図４（Ｄ）において、干渉ノイズと正常な波形とを切り分けるために、例えば、突出した振幅値を有しているｎ番目のデータに対して、所定の閾値判定（例えば所定の閾値との比較処理）や所定の補間処理（例えば直近データ（ｎ−１番目、ｎ＋１番目の各データ）に基づく置換処理）が施され、干渉ノイズが除去された受信信号が得られる（同図（Ｅ），（Ｆ）参照）。
【００３４】
つぎに、図４を用いて説明したスパイクノイズ抑制処理について、さらに図５を用いて詳細に説明する。なお、図５は、スパイクノイズ抑制処理の処理手順を示すフローチャートである。
【００３５】
図５において、Ａ／Ｄ変換器３１は、受信部２の出力である受信機出力を、ｕｐチャープ、ｄｏｗｎチャープのそれぞれに対してＡＤ変換する（ステップ１０１）。なお、このとき得られるデータを、「Ｘn（ｎ＝１〜Ｎ）」とする。スパイクノイズ抑制手段３２は、ＡＤ変換された時系列データに対する差分演算を行う（ステップＳ１０２）。例えば、このとき得られる差分演算データをＹｎとすれば、このＹｎは時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データ（時系列データ上の１ポイント前のデータ）との各差分出力として、例えば、「Ｙn＝Ｘn+1−Ｘn（ｎ＝１〜Ｎ−１）」として算出することができる。ここで、スパイクノイズ抑制手段３２は、差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっているか否か（例えば、−Ｋ≦Ｙn≦Ｋ：Ｋは所定の閾値）を判定する（ステップＳ１０３）。差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっていない場合（ステップＳ１０３：Ｎｏ）には、そのデータが何番目のデータであるかの記憶処理を実行し（ステップＳ１０４）、その後ステップＳ１０５の処理に移行する。一方、差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっている場合（ステップＳ１０３：Ｙｅｓ）には、ステップＳ１０４の処理を行わずにステップＳ１０５の処理に移行する。その後、スパイクノイズ抑制手段３２は、ステップＳ１０４の処理で干渉ノイズとして記憶したポイント（以下「干渉ポイント」という）について所定の補間処理を行う（ステップＳ１０５）。例えば、干渉ポイントをｍ（ｍは１〜Ｎ−１間の整数）とすれば、Ｘm’＝（Ｘm-1＋Ｘm+1）／２として求められる干渉ポイントの両側データによる平均値Ｘm’をＸmとして用いるような置換処理を行えばよい。なお、これらの処理以降、ＦＦＴ処理以降の通常のレーダ処理が実行される（ステップＳ１０６）。
【００３６】
なお、上述のステップＳ１０５の補間処理では、例えば、干渉ポイントの両側直近データに基づく平均値（Ｘm’＝（Ｘm-1＋Ｘm+1）／２）にて元のデータを置換するようにしていたが、干渉ポイントの両側直近データを含む隣接データ（以下「近傍データ」という）に基づいて算出した補間値を用いてもよい。例えば、干渉ポイントの両側直近データに隣接するデータを用いて、Ｘm’＝（Ｘm-2＋Ｘm+2）／２として求めたＸm’をＸmとするような置換処理を行ってもよい。また、前者と後者とによる補間処理を併用してもよい。なお、このような補間処理を併用することで、例えば、干渉ポイントの両側直近データのいずれかが何らかの理由で検出できなかった場合でも、データが欠落するのを防止することができる。また、利用するデータとしてＸm-1，Ｘm+1のような２つのデータに限定されるものではなく、３個以上のデータを用いて補間処理を行ってもよい。
【００３７】
また、上述のステップＳ１０４の判定処理では、例えば、差分演算データ（Ｙｎ）が所定の基準値以内に収まっているか否かの判定処理を−Ｋ≦Ｙn≦Ｋとして、正側の閾値と負側の閾値とを同一の閾値を用いるようにしているが、異なる閾値を用いて判定してもよい。なお、閾値レベルとして、例えば最小信号レベルの１０倍程度の値を用いることができる。また、受信機のノイズは受信機温度によって変動するので、閾値レベルを受信機温度によって可変制御するようにしてもよい。
【００３８】
また、ＦＭ−ＣＷレーダ装置において、送信信号が出力されてから目標物の相対距離、相対速度などの処理データが例えば表示器などに出力されるまでの１周期をレーダ周期とするとき、上述のスパイク除去処理に要する時間は、レーダ周期に対して高々１％程度であり、処理負荷の増加が殆ど見込まれないので、ＣＰＵの能力などにかかる既存の性能の維持しつつ、本発明にかかるスパイク除去手段の機能を容易に付加することができる。
【００３９】
以上説明したように、本発明によれば、ＦＭ−ＣＷレーダ装置で受信されるビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分がスパイクノイズ抑制手段によって抑制されるので、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分を効果的に抑止することができる。
【００４０】
また、本発明によれば、ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定したときに、スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定されたディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントが干渉ポイントとして記憶され、この干渉ポイントの近傍データに基づいて干渉ポイントデータに対する補間処理を行うようにしているので、ディジタルビート信号の時系列データが欠落することなく、安定した検出性能を維持することができる。
【００４１】
なお、この実施の形態では、例えば、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ（インパルス性ノイズ）成分を抑止するスパイクノイズ抑制処理について説明したが、本処理は、スパイク状のノイズ成分に限定されるものではなく、至近距離の目標物などから反射した過大入力信号や、不要放射源からのノイズなどに対してもフロアノイズを低減させるのに効果的に作用する。
【産業上の利用可能性】
【００４２】
本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置は、複数の装置間の電波干渉によって発生するスパイク状のノイズ成分が問題となる場合に有用であり、特に、車載用のＦＭ−ＣＷレーダ装置として好適である。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明にかかるＦＭ−ＣＷレーダ装置の簡略構成を示すブロック図である。
【図２】目標物までの距離および目標物に対する相対速度の算出原理について説明する図である。
【図３】電波干渉の発生によりフロアノイズのレベルが上昇して目標物からの反射信号の検出が困難となる状況を示す図である。
【図４】スパイクノイズ抑制処理の概要について説明する図である。
【図５】スパイクノイズ抑制処理の処理手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
【００４４】
１ 送信部
２ 受信部
３ 信号処理部
１１ 送信アンテナ
１２ 発振器
１３ 変調回路
１４ 方向性結合器
２１ 受信アンテナ
２１ 電圧制御発振器
２２ ミキサ
２２ 方向性結合器
２３ 増幅器
３１ Ａ／Ｄ変換器
３２ スパイクノイズ抑制手段
３３ 周波数分析手段
３４ 目標検出手段
【特許請求の範囲】
【請求項１】
連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するスパイクノイズ抑制手段を備えたことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項２】
前記スパイクノイズ抑制手段は、前記ディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの各差分出力データに基づいて該ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項３】
前記スパイクノイズ抑制手段は、前記ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定したときに、該スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定された該ディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントを干渉ポイントとして記憶し、該干渉ポイントの近傍データに基づいて該干渉ポイントデータに対する補間処理を行うことを特徴とする請求項２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項４】
連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法において、
前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの各差分出力データに基づいて該ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かを判定するスパイクノイズ判定ステップを含むことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法。
【請求項５】
前記スパイク状ノイズ判定ステップによって前記ディジタルビート信号データにスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定されたときに、該スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定された該ディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントを干渉ポイントとして記憶する記憶ステップと、
前記干渉ポイントの近傍データに基づいて前記干渉ポイントデータを補間する補間処理ステップと、
を備えることを特徴とする請求項４に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法。
【請求項１】
連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置において、
前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号に含まれるスパイク状のノイズ成分を抑制するスパイクノイズ抑制手段を備えたことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項２】
前記スパイクノイズ抑制手段は、前記ディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの各差分出力データに基づいて該ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項３】
前記スパイクノイズ抑制手段は、前記ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定したときに、該スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定された該ディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントを干渉ポイントとして記憶し、該干渉ポイントの近傍データに基づいて該干渉ポイントデータに対する補間処理を行うことを特徴とする請求項２に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置。
【請求項４】
連続波に周波数変調を施したＦＭ−ＣＷ信号を送信信号として用い、受信信号と該送信信号との差信号であるビート信号に基づいて目標物の相対距離、相対速度および方位の１つ以上を出力するＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法において、
前記ビート信号がディジタル変換されたディジタルビート信号の時系列データ上の一のデータと当該一のデータの直前データとの各差分出力データに基づいて該ディジタルビート信号にスパイク状のノイズ成分が含まれているか否かを判定するスパイクノイズ判定ステップを含むことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法。
【請求項５】
前記スパイク状ノイズ判定ステップによって前記ディジタルビート信号データにスパイク状のノイズ成分が含まれていると判定されたときに、該スパイク状のノイズ成分が含まれていると判定された該ディジタルビート信号の時系列データ上の検出ポイントを干渉ポイントとして記憶する記憶ステップと、
前記干渉ポイントの近傍データに基づいて前記干渉ポイントデータを補間する補間処理ステップと、
を備えることを特徴とする請求項４に記載のＦＭ−ＣＷレーダ装置のノイズ抑制方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００６−２４２８１８（Ｐ２００６−２４２８１８Ａ）
【公開日】平成１８年９月１４日（２００６．９．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−６０４３２（Ｐ２００５−６０４３２）
【出願日】平成１７年３月４日（２００５．３．４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年９月１４日（２００６．９．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年３月４日（２００５．３．４）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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