インバータ制御装置
【課題】インバータの制御がＰＷＭ領域においてはスイッチング周波数に悪影響を及ぼさず、１パルス領域においては運転周波数に関らず電流偏差量の少ない電流応答が得られる制御装置を提供する。
【解決手段】実施形態は、ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置において、電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算する加算回路と、電流追従制御型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路とを具備する。
【解決手段】実施形態は、ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置において、電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算する加算回路と、電流追従制御型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路とを具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力・産業・交通などの諸分野で広く用いられている電圧形インバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３は誘導電動機の速度制御装置の構成例を示す。
【０００３】
図３において、１は電動機に駆動パワーを供給する直流電源、２は平滑コンデンサ、３は直流電力を３相交流電力に変換するインバータ、４は誘導電動機、５Ｕ、５Ｖ、５Ｗは電動機電流を検出する、回転センサ６は電動機の回転子の位置を検出するホールＣＴである。
【０００４】
回転検出回路７は回転センサ６の出力信号から回転子の位置に応じた電気角信号θｒ及び速度ωｒを求めて出力する。減算器８は速度基準ωｒ＊と速度検出値ωｒとの差を演算する。この速度基準ωｒ＊は、例えばＡＴＣあるいはＡＴＯ時の速度指令又は運転台の運転士による速度指令等に対応する値である。速度制御回路９は減算器８が出力する速度偏差が０となるようなＰＩ制御を行い、速度ωｒが速度基準ωｒ＊に追従するようトルク指令Ｔｒｑ＊を発生する。
【０００５】
ベクトル演算回路１０は磁束基準Φ＊及びトルク基準Ｔｒｑ＊を、トルク分電流基準ｉｑ＊、磁束分電流基準ｉｄ＊に変換すると共に、磁束基準Φ＊及びトルク基準Ｔｒｑ＊に基づいてすべり角θＳ＊を演算して出力する。加算器１１は、回転子位置信号θｒとすべり角θＳ＊を加算して磁束位置信号θ０を出力する。この磁束位置信号θ０は電動機のｄ軸電気角基準である。電流検出回路１２はホールＣＴ（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）の出力信号を、本制御回路内で使用できる値にスケーリングして電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして出力する。座標変換回路１３は磁束位置信号θ０を用いて、電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電動機の磁束に同期したｄｑ軸座標上の磁束分電流検出値ｉｄ、トルク分電流検出値ｉｑに変換する。ここでｄ軸は、回転子に発生している磁束の軸であり、ｑ軸はｄ軸に直交する方向の軸である。また、電流検出値ｉｄ、ｉｑは直流値であって、電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（正弦波）に比べあまり変化しない値である。
【０００６】
減算器１４ｄ、１４ｑはｄ軸、ｑ軸それぞれの電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊と電流検出値ｉｄ、ｉｑとの差を演算する。定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑは減算器１４ｄ、１４ｑが出力する電流偏差を増幅する。リミッタ１６はｑ軸側の補正回路１５ｑが出力する補正信号ｉｑｃ＊をリミットする。加算器１７ｄは補正回路１５ｄが出力する補正信号ｉｄｃ＊と電流基準ｉｄ＊とを加算して、電流追従形ＰＷＭ用電流基準ｉｄ＊＊を出力する。加算器１７ｑはリミッタ１６出力とｉｑ＊とを加算し、電流追従形ＰＷＭ用電流基準ｉｑ＊＊を出力する。減算器１８はｑ軸側補正回路１５ｑ出力ｉｑｃ＊と弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊との差を演算する。
【０００７】
磁束弱め制御回路１９は減算器１８の出力を増幅（ＰＩ制御）する。リミッタ２０は磁束弱め制御回路の出力の下限を零に制限する。減算器２１は強め磁束指令値Φ＊＊から磁束弱め制御回路出力を減算して、電動機の状態に応じた磁束指令Φ＊を出力するである。ここで、強め磁束指令値Φ＊＊は、電動機の回転速度に応じて変化する値あるいは予め適切に設定した一定値であり得る。
【０００８】
座標変換回路２２は、電流追従形ＰＷＭ用電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊を、磁束位置θ０に基づいて、固定子静止座標の３相電流基準ｉＵ＊、ｉＶ＊、ｉＷ＊に変換する。減算器２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗは３相電流基準ｉＵ＊、ｉＶ＊、ｉＷ＊と３相電流検出値ｉＵ、ｉＶ、ｉＷとのそれぞれの差を取り、電流追従形ＰＷＭ制御回路２４に与える。
【０００９】
電流追従形ＰＷＭ制御回路２４は、電流検出値ｉＵ、ｉＶ、ｉＷが電流基準ｉＵ＊、ｉＶ＊、ｉＷ＊に追従するようなＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号に基づくゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを出力する。インバータ３を構成するスイッチング素子はゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚによりオンオフ制御される。
【００１０】
スイッチング周波数制御回路２５は、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚ、速度ωｒ、トルク分電流指令ｉｑ＊を入力し、電流追従型ＰＷＭ制御回路２４の許容誤差領域の広さを定めるヒステリシスＨｙｓを出力する。インバータ直流電圧Ｖｄｃが広範囲に変化するバッテリ駆動装置や電車などでは、直流電圧ＶｄｃによってもヒステリシスＨｙｓを調整した方が良い。
【００１１】
この電流追従型ＰＷＭ方式は三角波搬送波を使用せずに、電動機電流が指令値に追従するようなＰＷＭ信号を直接生成するので電流応答が極めて速い。また、通常の三角波ＰＷＭ方式では、電動機回転数が高くなると演算制御が間に合わなくなり、三角波ＰＷＭ方式から同期ＰＷＭ方式に切換える必要がある。このとき、切換えを滑らかに行うために特別な制御が必要となる。しかし電流追従型ＰＷＭ方式では、電動機運転周波数によってＰＷＭ波形が自動的、連続的に切り換わってゆくので、同期ＰＷＭ方式等への意図的な制御の切替は必要ない。また電流追従型ＰＷＭ方式は、三角波比較ＰＷＭとｄｑ軸電流制御の組合わせによる制御方式のように、高速領域で制御不能に陥ることがなく、ＰＷＭ領域から１パルス方式（同期ＰＷＭ方式を含む）の領域まで連続して電流制御できるなどの特徴を有する。
【００１２】
しかし電流追従形ＰＷＭには、原理的に以下のような定常誤差が存在する。すなわち電流追従型ＰＷＭは、固定子静止座標上の電流基準と電流検出値をコンパレータで比較し、その大小関係だけでＰＷＭ信号を発生するから、比例ゲインは無限大である。そのまま動作させるとスイッチング周波数が高くなり過ぎる。このため、ヒステリシスによる不感帯やタイマによる遅延時間を設けてスイッチング周波数を制限する。この不感帯や遅延時間で定常誤差が生じる。
【００１３】
ヒステリシス幅（不感帯）が広いほど、インバータ３のスイッチング周波数が低くくなり、定常誤差（実際の電動機電流平均値と電流基準との差）は大きくなる。すなわち、スイッチング周波数が低いほど定常誤差は大きく、電動機の制御性能低下の要因となることがある。
【００１４】
電流追従形ＰＷＭはスイッチング周波数に関らず高速応答が得られることが大きなメリットである。大電流のスイッチング素子を使用する産業用大型ドライブ、電車用主機ドライブなどに電流追従形ＰＷＭを適用すればスイッチング周波数を上げることなく電流応答を高速化できるので性能を飛躍的に向上させることができる。積極的にスイッチング周波数を下げ、性能・効率双方を向上させることも考えられる。しかし、これらの用途に電流追従形ＰＷＭを適用するためには、定常偏差のない電流制御を実現する必要がある。定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑはこのためのものである。
【００１５】
もしも電流検出値ｉｄ、ｉｑが電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊より小さければ、補正回路１５ｄ、１５ｑがその出力ｉｄｃ＊、ｉｑｃ＊を増やす。これにより補正電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊が増加するので、電流追従型ＰＷＭによって電動機電流ｉｄ、ｉｑが増加して、電流検出値ｉｄ、ｉｑと電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊との差が小さくなる。補正回路１５ｄ、１５ｑが積分要素を持っていれば、減算器１４ｄ、１４ｑが出力する偏差が微小なものであってもそれを積分して、補正電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊を修正するので、ｄ軸ｑ軸いずれも定常偏差を零にできる。
【００１６】
電動機の中低速領域では誘導電動機の誘起電圧が小さいので、電流指令ｉ＊と電流検出値ｉはほぼ等しい。従って、補正回路１５ｑが出力する補正信号ｉｑｃ＊が微小なので弱め制御回路１９の出力信号は負となり、リミッタ２０にて下限値０にリミットされる。このためベクトル演算回路１０に与えられる磁束指令Φ＊は強め磁束指令Φ＊＊と等しい。
【００１７】
電動機の回転が高速になると、誘起電圧が増加し電動機に電流、特にｑ軸電流を流し込めなくなる。これは、回転子ｄ軸方向の磁束Φに対して、誘起電圧（ωΦ）は９０°進んだ位相、すなわちｑ軸方向に発生するからである（このとき、ｄ軸方向磁束Φはほとんど変わらない）。この結果、電流検出値ｉｑが小さくなり、ｑ軸側の定常偏差補正回路１５ｑの出力信号は増大する。１５ｑの出力信号が弱め開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を超えると、減算器１８の出力が正に転じ、弱め制御回路１９の出力は増加し始める。これによりベクトル演算回路１０に入力される磁束指令Φ＊は、強め磁束指令Φ＊＊から弱め制御回路１９の出力を減じたものとなり、弱まり始める。ベクトル演算回路１０から出力されるｉｄ＊が小さくなり電動機磁束Φは小さくなる。これによって誘起電圧の増加が制限され、補正回路１５ｑの出力信号の値はリミット値ｉｑＣＬＩＭ＊に制御される。
【００１８】
ｑ軸側補正回路１５ｑ出力ｉｑｃ＊はリミッタ１６を介して加算器１７ｑにて電流基準Ｉｑ＊と加算されているが、このリミッタ１６がないと磁束弱めが間に合わず制御不能に陥る場合がある。たとえば大振幅の力行トルク指令が与えられたとき、過渡的にｉｑｃ＊が大信号となるので磁束弱めが動作する。この結果、ｄ軸側電流基準ｉｄ＊が絞られ、電流検出値ｉｄよりも小さくなる。これによりｉｄｃ＊が負側に振れる。一方ｉｑｃ＊は大トルク指令により正側に振れる。トルク指令が大振幅ステップ変化だとｑ軸側の電流偏差は大きくｉｑｃ＊の増加は速い。１パルス領域では、磁束が弱まらなければｑ軸電流は流れることができない。このためリミッタ１６が無いとｉｑｃ＊はますます正方向に増加する。一方磁束電流基準ｉｄｃ＊が絞られることによってｉｄｃ＊も負側に増加する。電流追従型ＰＷＭ制御がこの補正の入った電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊に基づいて、ｄ軸側、ｑ軸側いずれも定常偏差なく電流制御しようとしても、それがためにｄ軸側、ｑ軸側いずれも基準通りの電流を流せなくなってしまう。
【００１９】
リミッタ１６によってｑ軸側については過渡的に偏差を許容して制御することになる。一方、ｄ軸側はリミットされていないのでｉｑｃ＊が弱め制御開始レベルを超えている間、磁束を弱めつづける。最終的には充分に磁束が弱まりｉｑｃ＊は弱め制御開始レベルの一定値に制御される。定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑは積分要素を持っているので、ｉｑｃ＊が一定値に制御されるということはｉｑがｉｑ＊に等しく制御されているということである。一方、ｄ軸側電流は常に偏差がないように制御されるので、１パルス領域でもｉｄ、ｉｑいずれの電流も基準値どおりに制御できることになる。
【００２０】
電流追従制御型ＰＷＭでスイッチング周波数をヒステリシスによって制限している場合、スイッチング周波数は電動機のインダクタンス、インバータ直流電圧、電動機回転数、電流の大きさなどさまざまな要因によって変動する。大容量スイッチング素子のスイッチング周波数が高い側に変動する傾向があると、大きな冷却能力が要求され冷却フィンを大型化しなければならない。本方式の高速追従性を利用して、従来よりも低いスイッチング周波数でインバータ損失を減らそうとするとき、スイッチング周波数の高い側への変動は好ましくない。スイッチング周波数制御回路２５はこのためのものである。
【００２１】
スイッチング周波数制御回路の一例を図４に示す。図４において３０はスイッチング周波数検出回路、３１は減算器、３２は積分器、３３は逆数回路、３４はリミッタ、３５はルックアップテーブル回路、３６は加算器である。
【００２２】
図４において、スイッチング周波数検出回路３０は、Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚの各ゲート信号について所定時間における立ち上がり、立ち下がり回数を測定し、それらの総和をスイッチング周波数検出値ｆｓｗとして出力する。スイッチング周波数は６アーム用ゲート信号の代わりに、ゲート信号の前段階の３相ＰＷＭ信号から検出することもできるが、ゲート信号から検出するほうが好ましい。ゲート信号は上下アームの短絡を防ぐためのデッドタイムが入った後の信号なので、ゲート信号ではＰＷＭ信号のデッドタイム中に除去されるパルスのカウントがなくなる。またＰＷＭ信号に含まれている非常に狭い幅のパルスは素子にダメージを与えるため、ゲート信号ではパルスの最小幅が確保される。狭幅パルスは最小幅まで広げられることもあるが、デッドタイムとの関係で除去されることもあり、ＰＷＭ信号とゲート信号とではパルス数が異なってくる。このため、実際に素子に与えられるゲート信号を用いてスイッチング周波数を計数した方が正確である。またゲート信号の場合、最小幅以下の周期のクロックパルスで計数すれば計数もれがないので、正確な検出回路を容易に作れるというメリットもある。
【００２３】
減算器３１にてスイッチング周波数検出値ｆｓｗとスイッチング周波数指令値ｆｓｗ＊との差（ｆｓｗ＊−ｆｓｗ）が演算され、この偏差（ｆｓｗ＊−ｆｓｗ）は積分器３２にて積分される。スイッチング周波数を下げるにはヒステリシスを広げなければならないので、積分値は逆数回路３３にてその積分値の逆数が取られる。リミッタ３４によって逆数回路出力信号の下限値を０にリミットして、フィードバック制御によるスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＩとする。この制御信号ＨｙｓＩは、スイッチング周波数指令値ｆｓｗ＊が小さい（低い）ほど大きな値となる。
【００２４】
ルックアップテーブル回路３５はｉｑ＊の各電流値ごとに、スイッチング周波数が所定値となるヒステリシスと運転周波数ωｒとの関係を示すヒステリシステーブルを内蔵しており、適宜補間をおこなって、与えられるωｒとｉｑ＊とに応じたスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＦＦを出力する。２つのスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＩとＨｙｓＦＦは加算器３６で加算され、図３の電流追従型ＰＷＭ制御回路２４にヒステリシスＨｙｓとして与えられる。
【００２５】
電流追従型ＰＷＭ制御は従来のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組合わせ方式とは異なり、スイッチング周波数によって電流応答の速さが左右されないという特徴を持っている。したがって電流追従型ＰＷＭ制御を用いれば、制御性能を下げることなくスイッチング周波数を下げ、素子の発熱を抑制して冷却装置の小型化が可能となる。しかし具体的な冷却装置の設計には、単に従来よりスイッチング周波数を減らせるというだけでなく、スイッチング周波数が所定周波数以上には上がらないという明確な保証が必要であり、そのためにはスイッチング周波数の管理が必要になってくる。
【００２６】
電流追従型ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を左右するヒステリシス幅の制御を、積分制御だけで行なうと、電流基準のステップ変化、運転周波数の急変等の時にスイッチング周波数のオーバーシュートは避けられない。つまり、ヒステリシスＨｙｓの幅変化は、運転周波数（速度基準ω＊）の変化に遅れて発生する。従って、電流基準あるいは運転周波数が急変した後一定値になっても、スイッチング周波数（ヒステリシスＨｙｓの幅）の変化は継続し、スイッチング周波数が変化しすぎる現象が発生する。特に、スイッチング周波数を低く制御しなければならない場合には、１回のスイッチング周波数演算処理に要する時間が長くなるため応答が遅く、スイッチング周波数が所定値以上となる期間も長くなる。また積分制御のみの場合は、制御装置は１パルス領域近傍までスイッチング周波数を指令値どおりに制御しようとする。しかし、１パルス領域では運転周波数とスイッチング周波数が等しくなるから、切り換わるポイント付近でスイッチング周波数制御が不安定気味となる。
【００２７】
一方、スイッチング周波数を所定値に保つために必要なヒステリシスは、種々の要因で値が変動するので、すべての要因に対し対応できるようなフィードフォワード制御は極めて困難である。
【００２８】
従って図４のスイッチング周波数制御回路のように、フィードフォワード（ヒステリシステーブル３５を介した経路）とフィードバック（回路３０〜３４を含む経路）が組合わせられる。つまり、概算値をフィードフォワードで与え、フィードバック制御で精密に合わせ込むことによって、スイッチング周波数の過渡応答と制御精度の双方を満足させる。
【００２９】
これによって電流応答に優れる電流追従型ＰＷＭを用いて高精度の電流制御が可能となり、精度・応答の双方に優れた高性能なベクトル制御を実現できる。
【００３０】
また、従来のＰＩ制御型のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御とを組合わせた方式では、ｑ軸電流制御出力（電圧基準）が実際に出力可能なｑ軸電圧を超えることのないよう早めに弱めなければならなかった。しかし電流追従型ＰＷＭ方式では、電流制御のための電圧が不足してきた場合、つまり電動機の誘起電圧がインバータの最大出力電圧を超えた場合（補正回路１５ｑの出力ｉｑｃ＊がｉｑＣＬＩＭ＊以上になった場合）、磁束弱め回路１９が動作して始めて磁束を弱める。これにより、完全な１パルス電圧での磁束弱め制御が可能となり出力容量増大、弱め領域での効率改善が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３１】
【特許文献１】特許第３２６７５２４号公報
【特許文献２】特開２００３−２３５２７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
以上説明した方式は、電動機の低速域は低スイッチング周波数のＰＷＭ制御、高速域は１パルス制御とし、ＰＷＭ領域／１パルス領域に関らず、ベクトル演算回路から出力される電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊に忠実に電流ｉｄ、ｉｑを流そうと制御するものである。
【００３３】
ここで電動機の運転周波数による電流偏差の違いを考察する。
【００３４】
ＰＷＭ制御を行う中低速域では、電流追従型ＰＷＭにより、平均的には正弦波とみなせる電圧が電動機に印加されるので、ほぼ電流基準ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に等しい正弦波電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れる。電流偏差ｄｉｕ（＝ｉｕ＊−ｉｕ）、ｄｉｖ（＝ｉｖ＊−ｉｖ）、ｄｉｗ（＝ｉｗ＊−ｉｗ）が小さいので、ｄｑ軸電流偏差ｄｉｄ（＝ｉｄ＊−ｉｄ）、ｄｉｑ（＝ｉｑ＊−ｉｑ）も小さい。特許文献２、３の方式では、定常偏差の大部分はｑ軸電流に現れる。また特許文献２、３の方式は「インバータの出力電圧ベクトルを、非ゼロ電圧ベクトルとして電流偏差をゼロに近づけ、十分に電流偏差がゼロに近づいたらゼロ電圧ベクトルに切換える。ゼロ電圧ベクトル出力中は、電流が誘起電圧によって変化することによって電流偏差は増大する。電流偏差の大きさがＨｙｓに達したら、インバータの出力電圧ベクトルを再び非ゼロベクトルに切換えて電流偏差を減少させる」という制御を繰り返す。前述したように、誘起電圧はｑ軸に生じているので、電流偏差のｑ軸分ｄＩｑは概ね、ゼロとＨｙｓの間にあるように制御される。したがってｑ軸分定常偏差は、ほぼ０とＨｙｓの平均値（Ｈｙｓ／２）となる。ｄ軸分定常偏差はほぼゼロである。どちらも定常偏差の量はほぼ一定である。
【００３５】
高速回転時の１パルス領域（モードともいう）では様相が異なる。
【００３６】
図５は１パルスモードにおけるインバータ各相（ここではｕ相）の出力電圧波形を示す。このように１パルスモードでは、インバータの周期（θ＝０〜２π）に同期して電圧１パルスが出力され、このパルスの振幅はインバータの最大出力電圧（直流電源１の出力電圧）に一致する。このようにインバータの周期に同期して１以上のパルス状電圧を出力する方式を同期ＰＷＭ方式という。図中、正弦波は出力電圧の理想波形、点線の波形は同期ＰＷＭ方式の他の例として３パルスモード時の波形である。３パルスモードでは、出力電圧１周期に３パルスＰ１、Ｐ２、Ｐ３が出力される。
【００３７】
１パルスモードにて、電動機は高回転かつ最高パワーで運転される。電流追従型ＰＷＭ制御方式では、回転周波数が高くなるほど電流偏差及びヒステリシスＨｙｓ幅が大きくなり、回転周波数が減算器２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗの各出力信号の周波数（ゲート信号のスイッチング周波数）に近づき最終的に一致し、１パルスモードに移行する。このように本方式では、回転周波数が上昇してゆくと、制御モードがＰＷＭモードから少数パルスモード、１パルスモードへと自動的に移行する。
【００３８】
誘起電圧は正弦波であるがインバータ出力電圧は方形波である。このため電流波形は非正弦波となり電流偏差ｄｉｕ、ｄｉｖ、ｄｉｗは非常に大きく、かつ電気角による変化が大きい。しかも１パルス領域では運転周波数が変わっても、出力電圧は一定で誘起電圧の大きさもほぼ一定だが、誘起電圧の方向変化は、運転周波数が高くなるとともに速くなるので、運転周波数が高くなるほど高い制御ゲインが要求される。簡単のため、全領域一定の制御ゲインで済ませようとする場合、最大運転周波数で安定に制御できる高ゲインを採用せねばならない。
【００３９】
しかし補正回路１５ｄ、１５ｑ等の高ゲインは、１パルス領域の中でも運転周波数の低い領域において、電流偏差が大きくなり、補正量ｉｄｃ＊、ｉｑｃ＊が大きくなりすぎて制御が不安定になる、という弊害を生む。
【００４０】
このように高ゲインは、ＰＷＭ領域では電流リップルを大きくしてしまう、あるいは制御の安定性に問題を生じるなどの不都合を生む。高ゲインにより定常偏差補正回路で補正される電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊の変化量が大きくなると、電流追従型ＰＷＭの電流応答が高速であるが故に、直ちにスイッチングが行なわれる確率が高くなる。これによりスイッチング周波数ｆｓｗを一定に保つためにヒステリシスが広げられ、結果として電流リップルが大きくなる。電流リップルが大きくなるとモータ高調波損失が増加する。同一スイッチング周波数なのにモータ損失が増える場合は、定常偏差補正回路の高ゲインが原因である。
【００４１】
そもそも定常偏差補正回路の役割は、ＰＷＭ領域と１パルス領域とでは全く異なる。ＰＷＭ領域では電流制御は電流追従型ＰＷＭ制御が担い、定常偏差補正回路は電流追従型ＰＷＭ制御が比例制御であるが故に生じる定常偏差を、積分項のみを有する補正回路によって無くすだけでよい。一方、１パルス領域においては電流追従型ＰＷＭ制御は単に方形波を発生するだけのＰＷＭ制御器としてしか機能せず、積極的に電流制御するのは定常偏差補正回路である。
【００４２】
本発明の目的はパルスモード、運転周波数に応じて、定常偏差補正回路のゲインを切換え、ＰＷＭ領域においてスイッチング周波数に悪影響を及ぼさず、１パルス領域においては運転周波数に関らず電流偏差量の少ない電流応答が得られるインバータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
本発明の１実施形態は、ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置において、電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算する加算回路と、電流追従制御型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路とを具備する。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明によるインバータ制御装置の実施形態の構成を示す。
【図２】実施形態に係るゲイン切換え回路の詳細構成を示す。
【図３】従来の電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いた電動機制御装置の制御構成を示す。
【図４】スイッチング周波数制御回路の詳細構成を示す。
【図５】１パルスモードにおけるインバータ各相（ここではｕ相）の出力電圧波形を示す。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下、本発明に係る交流電動機制御装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００４６】
［構成］
図１は、本発明によるインバータ制御装置の実施形態の構成を示す図である。このインバータ制御装置は、電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置であって、図３と同一の構成要素は同一の参照符号を付し詳細な説明は割愛する。
【００４７】
図１において、スイッチング周波数制御回路２５が出力するヒステリシスＨｙｓは倍率器２６により１／２倍される。加算器２７は加算器１７ｑの出力信号と倍率器２６の出力信号を加算する。
【００４８】
ゲイン切換え回路２８は本実施形態の主要部をなす。図２はゲイン切換え回路２８の詳細構成を示す。ゲイン切換え判定部４０は、弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊とｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊とに基づき、ゲイン切換え信号を発生し、積分ゲイン調節器４１及び比例ゲイン調節器４２に与える。
【００４９】
ゲイン切換え判定部４０は比較器５０、５２、ゼロレベル設定器５１、ＲＳフリップフロップ５３を含み、電流追従型ＰＷＭ制御部２４の動作が１パルス領域であるか否か判定する。比較器５０は弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊とｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊を入力し、ｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊が弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊よりも大き場合に１、そうでない場合に０の論理信号を発生する。比較器５２はｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊がゼロよりも小さいとき１を発生する。
【００５０】
比較器５０の出力がＲＳフリップフロップ５３のセット入力、比較器５２の出力がＲＳフリップフロップ５３のリセット入力に接続されている。従って、ＲＳフリップフロップ５３はｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑＣ＊が、弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を超えるとセットされ、ゼロ以下（負）になるとリセットされる。この結果ＲＳフリップフロップ５３は、電流追従型ＰＷＭ制御部２４の動作が１パルス領域の時、１の論理信号を発生する。ＲＳフリップフロップ５３出力は、ゲイン切換え信号として積分ゲイン調節器４１、比例ゲイン調節器４２に与えられる。
【００５１】
積分ゲイン調節器４１はＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４、１パルス領域用積分ゲイン設定器５５、積分ゲイン基準周波数設定器５６、割り算器５７、乗算器５８、セレクター５９を含み、定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑに積分ゲイン（定数）Ｋｉを提供する。ＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４の設定値Ｋｉ２は、１パルス領域用積分ゲイン設定器５５の設定値Ｋｉ１に等しいか、あるいは小さな値に設定される。積分ゲイン基準周波数設定器５６の設定値ωｒ１によって、電動機の運転周波数ωｒが設定値ωｒ１に等しい時、乗算器５８出力が設定値Ｋｉ１に等しくなる。これは単に説明のためのもので、最初からＫｉ１／ωｒ１を設定して乗算器５８に入力すれば、定数設定器は１つで済み割り算器５７は不要である。設定値ωｒ１を、おおよそ弱め制御開始周波数に近い値とし、ＰＷＭ領域のゲインＫｉ２と１パルス領域のゲインＫｉ１の値が同一であれば、ＰＷＭ領域から１パルス領域に切り換わるときのゲインが等しくなり調整の目安がつけやすく、切換わり時に不安定となることはない。１パルス領域のゲインをＰＷＭ領域のゲインよりも低く設定する必要性はない。
【００５２】
比例ゲイン調節器４２はＰＷＭ領域用比例ゲイン設定器６０、１パルス領域用比例ゲイン設定器６１、セレクター６２を含み、定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑに比例ゲイン（定数）Ｋｐを提供する。
【００５３】
［作用］
図１のスイッチング周波数制御回路２５が出力するヒステリシスＨｙｓの１／２の値が、倍率器２６、加算器２７によって、加算器１７ｑの出力に加算されている。これは、本発明の前提としている特許文献１〜３の方式においては、ＰＷＭ領域におけるｑ軸分定常偏差が（Ｈｙｓ／２）となるため、予め電流基準に加算しておくものである。これを加算しなくても、ｑ軸側の定常偏差補正によってｉｑｃ＊が「Ｈｙｓ／２」を負担するから、加算しなくても良いが、その場合ゲイン切換え回路２８の構成が異なってくる。実施形態では「Ｈｙｓ／２」を加算することによって、ＰＷＭ領域においてはｄ軸、ｑ軸いずれについても定常偏差補正回路の出力がほぼゼロでよくなる。加算しない場合にはゲイン切換え回路２８の比較器５２のＡ入力に接続されている設定器５１で、設定する値を０でなく（Ｈｙｓ／２）とすればよい。
【００５４】
図２において、初期状態ではＲＳフリップフロップ５３の出力（ゲイン切換え信号）を０としておく。ＰＷＭ領域では誘起電圧が小さく、図１のｑ軸側定常偏差補正回路１５ｑの出力ｉｑｃ＊はほとんど０なので、比較器５０の出力は０であって、ＲＳフリップフロップ５３の出力はゼロのままである。これにより、積分ゲイン調節器４１はＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４の設定値Ｋｉ２を出力する。一方、比例ゲイン調節器４２はＰＷＭ領域用比例ゲイン設定器６０の設定値０を出力する。これによって、ＰＷＭ領域での定常偏差補正動作は積分ゲインＫｉ２に基づくゆるやかな積分制御となる。したがって図１の定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑが出力する補正信号が含むリップルは小さく、定常偏差補正回路の出力リップルに起因するインバータ３のスイッチングを抑制できる。
【００５５】
電動機の回転数が上昇して１パルス領域に近づくと、誘起電圧上昇によってｑ軸分電流が流れにくくなるので、定常偏差補正回路１５ｑの出力ｉｑｃ＊が急速に増大する。電動機に実際に流しこむことができるｉｑの値よりもはるかに大きな電流基準ｉｑ＊＊を電流追従型ＰＷＭ制御回路２４に与えることによって、電圧はＰＷＭ波形から１パルス波形に移行する。このとき電流基準ｉｑ＊＊が大きくとも、過電流になることはない。電流基準はあくまでも、ベクトル演算回路１０から出力されるｉｑ＊であり、この指令値ｉｑ＊に等しい電流ｉｑを電動機に流し込むことはできない。これは高回転による大きな誘起電圧が発生しているからである。補正回路１５ｑが出力するｉｑｃ＊が増え、ｉｑ＊＊を大きなものとするが、過電流は流れない。
【００５６】
ここで、磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を仮にゼロとすると、磁束弱め制御が常に行なわれ、高回転になってもＰＷＭのままで１パルスに移行することはない。磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を大きくすれば大きくするほど、磁束弱め制御が高回転側で開始されるので、１パルスに移行しやすくなる。また、１パルスへ移行する直前の３パルス、５パルス等の少数パルスが出現する周波数範囲が狭くなる。ｉｑＣＬＩＭ＊の値によって電流指令ベクトル（ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊）と電流応答ベクトル（ｉｄ、ｉｑ）の位相関係は変わる。すなわち、ｉｑＣＬＩＭによって電流指令ｉｑ＊に加算する補償値がリミットされるが、ｉｑＣＬＩＭが変わればリミットが働いている時の加算器１７ｑの出力値も変わるので、結果的に電流指令ベクトル（ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊）も変わり、電流応答ｉｄ、ｉｑとの位相関係が変わる。実施形態では、ｄ軸側補正回路１５ｄが出力する補正信号ｉｄｃ＊によってｉｄ＊＊を変化させることにより、ベクトル演算回路１０が出力する元のｉｑ＊、ｉｄ＊に等しい位相の電流を流し続ける。
【００５７】
ＰＷＭ、少数パルス及び１パルス等のモードは、モータの加減速に応じて遷移する。例えばモータが加速する場合、ＰＷＭ→少数パルス→１パルスと遷移していき、遷移のタイミングはモータの回転数に対応する。磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭを大きくすると、低い回転数でもすぐに１パルスに移行するようになる。従って、磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊の値は、主としてＰＷＭと１パルスの切換え時の少数パルスの出現周波数領域を設定するために選択される。
【００５８】
図２において、補正信号ｉｑｃ＊が磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊に達すると比較器５０の出力が１となりＲＳフリップフロップ５３がセットされる。すなわち、インバータ制御モードが１パルスモードである判断される。これにより積分ゲイン調節器４１はゲインＫｉ１・（ωｒ／ωｒ１）を出力し、比例ゲイン調節器４２はゲインＫｐ１を出力する。比例ゲインＫｐ１、積分ゲインＫｉ１・（ωｒ／ωｒ１）が設定されたことで、補正回路１５ｄ、１５ｑは積分制御でなく比例積分制御を行なうようになる。比例積分制御となることで、ｉｄｃ＊、ｉｑｃ＊の変化が高速になるので、ＰＷＭモードよりも高速な制御が可能となる。積分ゲインＫｉ１＊（ωｒ／ωｒ１）は電流制御に必要な応答を得るだけのゲインが必要である。１パルスモード時、インバータ出力電圧は一定値（最大値）だが、回転周波数に応じて誘起電圧が変化する。この変化に応じて積分係数が可変される。すなわち、回転周波数が高いほどＫｉ１を大きくする。
【００５９】
これに対しＰＷＭモードにおける積分ゲインＫｉ２は小さくてかまわない。ＰＷＭモードにおけるスイッチング周波数は、使用するスイッチング素子電力容量とその冷却能力とから定められるので、大電力スイッチング素子を小型の冷却器で使用する場合、スイッチング周波数はかなり低くせざるをえない。スイッチング周波数を計算する場合、所定時間の間に発生したスイッチングの数を数えて、スイッチング周波数に変換する。この所定時間をサンプリング時間とする。またスイッチング周波数を計算する場合、スイッチングのサンプル数はある程度多くないと、十分な精度が得られない。従って、スイッチング周波数が低い場合はサンプリング時間が長くなるので、スイッチング周波数制御も必然的に遅くなってしまう。この点からもＰＷＭ領域の積分ゲインＫ１２は、１パルス領域の積分ゲインＫｉ１よりも小さくて良い。
【００６０】
尚、スイッチング周波数が速ければ、Ｋｉ２とＫｉ１の値が等しくてもかまわない可能性があり、Ｋｉ２＞Ｋｉ１でなければならないという必然性はない。本実施形態により、ＰＷＭ領域の定常偏差補正の速さを、１パルス領域における電流制御の速さとは無関係に設定できるので、定常偏差補正量を、ＰＷＭ領域におけるスイッチング周波数制御に悪影響を及ぼさない程度まで小さくすることができる。
【００６１】
さらに運転周波数が上がり、誘起電圧が上昇しようとすると、ｑ軸電流が流れにくくなり、ｉｑｃ＊が増加しようとする。ｉｑｃ＊がｉｑＣＬＩＭ＊を超えると、磁束弱め制御回路１９により磁束が弱められるので、誘起電圧は一定値に制御されｉｑｃ＊の増加が抑制される。
【００６２】
運転周波数が上昇すると電流基準ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊及び誘起電圧の変化速度が速くなる。本実施形態で用いている電流追従型ＰＷＭ制御は三相瞬時値ベースなので、運転周波数が高くなるほど高速な応答が要求されるが、積分ゲインをＫｉ１・（ωｒ／ωｒ１）と周波数比例としているので、運転周波数が高くなっても追従性の良い電流制御が可能となる。
【００６３】
運転周波数が下がると、磁束が一定であれば誘起電圧が下がる。従って電流が流れやすくなるので、定常偏差補正回路出力ｉｑｃ＊が小さくなる。これによって磁束弱め制御回路１９の出力が減り、磁束指令Φｎ＊が徐々に強められる。結果として、運転周波数が下がっても、誘起電圧は一定に保たれ、定常偏差補正回路出力ｉｑｃ＊も一定に保たれる。さらに運転周波数が下がり、磁束弱め制御回路１９の出力がゼロまで下がると、それ以上磁束は強められず一定となる。これ以下の運転周波数では、運転周波数とともに誘起電圧が下がりはじめ、電流が流れやすくなる。定常偏差補正回路出力ｉｑｃ＊は徐々に減少しゼロに至る。ここで必ずオーバシュートがありｉｑｃ＊が負になるので、図・２の比較器５２は１を出力し、ＲＳフリップフロップ５３がリセットされる。
【００６４】
この結果、積分ゲインはＰＷＭ領域用の低ゲインＫｉ２に、比例ゲインはゼロに設定される。ＰＷＭ領域になるとスイッチング周波数を制御するために、ヒステリシスＨｙｓを調節する図１のスイッチング周波数制御回路２５が動作し始める。この場合、定常偏差補正回路の制御応答はＫｉ２の低い値に抑えられているので、定常偏差補正がスイッチング周波数制御に悪影響を与えることはない。またＰＷＭ領域においては電流追従型ＰＷＭにより高速電流制御が行なわれ、定常偏差補正回路はｄ軸、ｑ軸側ともほぼ一定の定常偏差を提供し、応答が高速である必要はない。
【００６５】
［効果］
スイッチング周波数の増大は、素子の冷却装置のサイズ・重量の増大に直結する。このためスイッチング損失の大きい大型半導体素子を用いたドライブ装置では、スイッチング周波数を抑えることはきわめて重要である。
【００６６】
本実施形態のような電流追従型ＰＷＭ制御は、従来のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組合わせ方式とは異なり、電流応答の速さがスイッチング周波数に左右されないという特徴を持っている。したがって電流追従型ＰＷＭ制御を用いれば、制御性能を下げることなく、スイッチング周波数を下げ、素子の発熱を抑制して冷却装置を小型化することが可能となる。
【００６７】
しかし具体的な冷却装置の設計のためには、単に従来よりスイッチング周波数を減らせるというだけでなく、スイッチング周波数が所定周波数以上には上がらないという明確な保証が必要であり、そのためにスイッチング周波数の管理が必要になってくる。従来は、スイッチング周波数を制御するために定常偏差補正が悪影響を受け、同一スイッチング周波数であるにもかかわらず電流リップルが増加し、モータ効率を悪化させるという結果を招いた。
【００６８】
本実施形態はそれを回避するためになされたものである。ＰＷＭ領域においては電流追従型ＰＷＭ制御が高速応答を担い、定常偏差はＰＷＭ全領域においてほぼ一定である。このため本実施形態では、ＰＷＭ領域における定常偏差補正を低ゲインの積分制御とする。これによってスイッチング周波数制御への悪影響を避けることができる。ＰＷＭ全領域においてほぼ一定の定常偏差を補正するだけであるから、定常偏差補正の応答性は遅くてもかまわない。電流指令のステップ状変化、負荷側の変化による電流変化等に対しては、電流追従型ＰＷＭ制御回路が対応する。
【００６９】
１パルス領域では電流追従型ＰＷＭ制御回路は単なる方形波発生器として動作し、積極的に電流制御するのは定常偏差補正回路であるから、定常偏差補正は高速でなければならない。本実施形態では１パルス領域の定常偏差補正を高ゲインの比例積分制御とする。また積分ゲインについては周波数比例とする。これによって１パルス領域における高速電流制御が可能となる。
【００７０】
以上によって定常偏差補正とスイッチング周波数制御の干渉による電流リップル増加、ひいてはモータ効率の悪化を避けることができる。
【００７１】
［他の実施形態］
なお使用する素子のスイッチング速度が高速でスイッチング周波数制御回路が不要な電動機制御装置の場合には、定常偏差補正回路によって、スイッチング周波数が高くなってしまうのを避けるために、及び１パルス領域の広い運転周波数範囲にわたり追従性の良い電流制御を実現するために本発明は有効である。
【００７２】
上記実施形態では、ＰＷＭモードと１パルスモードの判別をｉｑ＊の大きさに基づき、図２のゲイン切換え判定部４０で行っている。しかし、１パルスモードではスイッチング周波数と運転周波数が一致し、ＰＷＭモードではスイッチング周波数が運転周波数よりも高くなることから、スイッチング周波数と運転周波数との比較結果をゲイン切換え信号として、図２の積分ゲイン調整器４１及び比例ゲイン調整４２に提供しても良い。この場合、比較結果が１のとき１パルス用の積分ゲイン及び比例ゲインが補正回路１５ｄ、１５ｑに提供される。
【００７３】
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。
【符号の説明】
【００７４】
１…直流電源、２…コンデンサ、３…インバータ、４…モータ、５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ…ホールＣＴ、６…回転センサ、７…回転検出回路、８…減算器、９…速度制御回路、１０…磁束弱め関数発生器、１０…ベクトル演算回路、１１…加算器、１２…電流検出値器、１３…座標変換回路、１４ｄ、１４ｑ…減算器、１５ｄ、１５ｑ…定常偏差補正回路１６…リミッタ、１７ｄ、１７ｑ…加算器、１８…減算器、１９…磁束弱め制御回路、２０…リミッタ、２１…減算器、２２…座標変換回路、２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ…減算器、２４…電流追従型ＰＷＭ制御回路、２５…スイッチング周波数制御回路、２６…倍率器、２７…加算器、２８…ゲイン切換え回路、３０…スイッチング周波数検出回路、３１…減算器、３２…積分器、３３…逆数回路、３４…リミッタ、３５…ルックアップテーブル回路、３６…加算器、４０…ゲイン切換え判定部、４１…積分ゲイン調節器、４２…比例ゲイン調節器、５０、５１…比較器、５２…ゼロレベル設定器、５３…ＲＳフリップフロップ、５４…ＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４、５５…１パルス領域用積分ゲイン設定器、５６…積分ゲイン基準周波数設定器、５７…割り算器、５８…乗算器、５９…セレクター、６０…ＰＷＭ領域用比例ゲイン設定器、６１…１パルス領域用比例ゲイン設定器、６２…セレクター。
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力・産業・交通などの諸分野で広く用いられている電圧形インバータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図３は誘導電動機の速度制御装置の構成例を示す。
【０００３】
図３において、１は電動機に駆動パワーを供給する直流電源、２は平滑コンデンサ、３は直流電力を３相交流電力に変換するインバータ、４は誘導電動機、５Ｕ、５Ｖ、５Ｗは電動機電流を検出する、回転センサ６は電動機の回転子の位置を検出するホールＣＴである。
【０００４】
回転検出回路７は回転センサ６の出力信号から回転子の位置に応じた電気角信号θｒ及び速度ωｒを求めて出力する。減算器８は速度基準ωｒ＊と速度検出値ωｒとの差を演算する。この速度基準ωｒ＊は、例えばＡＴＣあるいはＡＴＯ時の速度指令又は運転台の運転士による速度指令等に対応する値である。速度制御回路９は減算器８が出力する速度偏差が０となるようなＰＩ制御を行い、速度ωｒが速度基準ωｒ＊に追従するようトルク指令Ｔｒｑ＊を発生する。
【０００５】
ベクトル演算回路１０は磁束基準Φ＊及びトルク基準Ｔｒｑ＊を、トルク分電流基準ｉｑ＊、磁束分電流基準ｉｄ＊に変換すると共に、磁束基準Φ＊及びトルク基準Ｔｒｑ＊に基づいてすべり角θＳ＊を演算して出力する。加算器１１は、回転子位置信号θｒとすべり角θＳ＊を加算して磁束位置信号θ０を出力する。この磁束位置信号θ０は電動機のｄ軸電気角基準である。電流検出回路１２はホールＣＴ（５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ）の出力信号を、本制御回路内で使用できる値にスケーリングして電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして出力する。座標変換回路１３は磁束位置信号θ０を用いて、電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電動機の磁束に同期したｄｑ軸座標上の磁束分電流検出値ｉｄ、トルク分電流検出値ｉｑに変換する。ここでｄ軸は、回転子に発生している磁束の軸であり、ｑ軸はｄ軸に直交する方向の軸である。また、電流検出値ｉｄ、ｉｑは直流値であって、電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（正弦波）に比べあまり変化しない値である。
【０００６】
減算器１４ｄ、１４ｑはｄ軸、ｑ軸それぞれの電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊と電流検出値ｉｄ、ｉｑとの差を演算する。定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑは減算器１４ｄ、１４ｑが出力する電流偏差を増幅する。リミッタ１６はｑ軸側の補正回路１５ｑが出力する補正信号ｉｑｃ＊をリミットする。加算器１７ｄは補正回路１５ｄが出力する補正信号ｉｄｃ＊と電流基準ｉｄ＊とを加算して、電流追従形ＰＷＭ用電流基準ｉｄ＊＊を出力する。加算器１７ｑはリミッタ１６出力とｉｑ＊とを加算し、電流追従形ＰＷＭ用電流基準ｉｑ＊＊を出力する。減算器１８はｑ軸側補正回路１５ｑ出力ｉｑｃ＊と弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊との差を演算する。
【０００７】
磁束弱め制御回路１９は減算器１８の出力を増幅（ＰＩ制御）する。リミッタ２０は磁束弱め制御回路の出力の下限を零に制限する。減算器２１は強め磁束指令値Φ＊＊から磁束弱め制御回路出力を減算して、電動機の状態に応じた磁束指令Φ＊を出力するである。ここで、強め磁束指令値Φ＊＊は、電動機の回転速度に応じて変化する値あるいは予め適切に設定した一定値であり得る。
【０００８】
座標変換回路２２は、電流追従形ＰＷＭ用電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊を、磁束位置θ０に基づいて、固定子静止座標の３相電流基準ｉＵ＊、ｉＶ＊、ｉＷ＊に変換する。減算器２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗは３相電流基準ｉＵ＊、ｉＶ＊、ｉＷ＊と３相電流検出値ｉＵ、ｉＶ、ｉＷとのそれぞれの差を取り、電流追従形ＰＷＭ制御回路２４に与える。
【０００９】
電流追従形ＰＷＭ制御回路２４は、電流検出値ｉＵ、ｉＶ、ｉＷが電流基準ｉＵ＊、ｉＶ＊、ｉＷ＊に追従するようなＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号に基づくゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを出力する。インバータ３を構成するスイッチング素子はゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚによりオンオフ制御される。
【００１０】
スイッチング周波数制御回路２５は、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚ、速度ωｒ、トルク分電流指令ｉｑ＊を入力し、電流追従型ＰＷＭ制御回路２４の許容誤差領域の広さを定めるヒステリシスＨｙｓを出力する。インバータ直流電圧Ｖｄｃが広範囲に変化するバッテリ駆動装置や電車などでは、直流電圧ＶｄｃによってもヒステリシスＨｙｓを調整した方が良い。
【００１１】
この電流追従型ＰＷＭ方式は三角波搬送波を使用せずに、電動機電流が指令値に追従するようなＰＷＭ信号を直接生成するので電流応答が極めて速い。また、通常の三角波ＰＷＭ方式では、電動機回転数が高くなると演算制御が間に合わなくなり、三角波ＰＷＭ方式から同期ＰＷＭ方式に切換える必要がある。このとき、切換えを滑らかに行うために特別な制御が必要となる。しかし電流追従型ＰＷＭ方式では、電動機運転周波数によってＰＷＭ波形が自動的、連続的に切り換わってゆくので、同期ＰＷＭ方式等への意図的な制御の切替は必要ない。また電流追従型ＰＷＭ方式は、三角波比較ＰＷＭとｄｑ軸電流制御の組合わせによる制御方式のように、高速領域で制御不能に陥ることがなく、ＰＷＭ領域から１パルス方式（同期ＰＷＭ方式を含む）の領域まで連続して電流制御できるなどの特徴を有する。
【００１２】
しかし電流追従形ＰＷＭには、原理的に以下のような定常誤差が存在する。すなわち電流追従型ＰＷＭは、固定子静止座標上の電流基準と電流検出値をコンパレータで比較し、その大小関係だけでＰＷＭ信号を発生するから、比例ゲインは無限大である。そのまま動作させるとスイッチング周波数が高くなり過ぎる。このため、ヒステリシスによる不感帯やタイマによる遅延時間を設けてスイッチング周波数を制限する。この不感帯や遅延時間で定常誤差が生じる。
【００１３】
ヒステリシス幅（不感帯）が広いほど、インバータ３のスイッチング周波数が低くくなり、定常誤差（実際の電動機電流平均値と電流基準との差）は大きくなる。すなわち、スイッチング周波数が低いほど定常誤差は大きく、電動機の制御性能低下の要因となることがある。
【００１４】
電流追従形ＰＷＭはスイッチング周波数に関らず高速応答が得られることが大きなメリットである。大電流のスイッチング素子を使用する産業用大型ドライブ、電車用主機ドライブなどに電流追従形ＰＷＭを適用すればスイッチング周波数を上げることなく電流応答を高速化できるので性能を飛躍的に向上させることができる。積極的にスイッチング周波数を下げ、性能・効率双方を向上させることも考えられる。しかし、これらの用途に電流追従形ＰＷＭを適用するためには、定常偏差のない電流制御を実現する必要がある。定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑはこのためのものである。
【００１５】
もしも電流検出値ｉｄ、ｉｑが電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊より小さければ、補正回路１５ｄ、１５ｑがその出力ｉｄｃ＊、ｉｑｃ＊を増やす。これにより補正電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊が増加するので、電流追従型ＰＷＭによって電動機電流ｉｄ、ｉｑが増加して、電流検出値ｉｄ、ｉｑと電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊との差が小さくなる。補正回路１５ｄ、１５ｑが積分要素を持っていれば、減算器１４ｄ、１４ｑが出力する偏差が微小なものであってもそれを積分して、補正電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊を修正するので、ｄ軸ｑ軸いずれも定常偏差を零にできる。
【００１６】
電動機の中低速領域では誘導電動機の誘起電圧が小さいので、電流指令ｉ＊と電流検出値ｉはほぼ等しい。従って、補正回路１５ｑが出力する補正信号ｉｑｃ＊が微小なので弱め制御回路１９の出力信号は負となり、リミッタ２０にて下限値０にリミットされる。このためベクトル演算回路１０に与えられる磁束指令Φ＊は強め磁束指令Φ＊＊と等しい。
【００１７】
電動機の回転が高速になると、誘起電圧が増加し電動機に電流、特にｑ軸電流を流し込めなくなる。これは、回転子ｄ軸方向の磁束Φに対して、誘起電圧（ωΦ）は９０°進んだ位相、すなわちｑ軸方向に発生するからである（このとき、ｄ軸方向磁束Φはほとんど変わらない）。この結果、電流検出値ｉｑが小さくなり、ｑ軸側の定常偏差補正回路１５ｑの出力信号は増大する。１５ｑの出力信号が弱め開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を超えると、減算器１８の出力が正に転じ、弱め制御回路１９の出力は増加し始める。これによりベクトル演算回路１０に入力される磁束指令Φ＊は、強め磁束指令Φ＊＊から弱め制御回路１９の出力を減じたものとなり、弱まり始める。ベクトル演算回路１０から出力されるｉｄ＊が小さくなり電動機磁束Φは小さくなる。これによって誘起電圧の増加が制限され、補正回路１５ｑの出力信号の値はリミット値ｉｑＣＬＩＭ＊に制御される。
【００１８】
ｑ軸側補正回路１５ｑ出力ｉｑｃ＊はリミッタ１６を介して加算器１７ｑにて電流基準Ｉｑ＊と加算されているが、このリミッタ１６がないと磁束弱めが間に合わず制御不能に陥る場合がある。たとえば大振幅の力行トルク指令が与えられたとき、過渡的にｉｑｃ＊が大信号となるので磁束弱めが動作する。この結果、ｄ軸側電流基準ｉｄ＊が絞られ、電流検出値ｉｄよりも小さくなる。これによりｉｄｃ＊が負側に振れる。一方ｉｑｃ＊は大トルク指令により正側に振れる。トルク指令が大振幅ステップ変化だとｑ軸側の電流偏差は大きくｉｑｃ＊の増加は速い。１パルス領域では、磁束が弱まらなければｑ軸電流は流れることができない。このためリミッタ１６が無いとｉｑｃ＊はますます正方向に増加する。一方磁束電流基準ｉｄｃ＊が絞られることによってｉｄｃ＊も負側に増加する。電流追従型ＰＷＭ制御がこの補正の入った電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊に基づいて、ｄ軸側、ｑ軸側いずれも定常偏差なく電流制御しようとしても、それがためにｄ軸側、ｑ軸側いずれも基準通りの電流を流せなくなってしまう。
【００１９】
リミッタ１６によってｑ軸側については過渡的に偏差を許容して制御することになる。一方、ｄ軸側はリミットされていないのでｉｑｃ＊が弱め制御開始レベルを超えている間、磁束を弱めつづける。最終的には充分に磁束が弱まりｉｑｃ＊は弱め制御開始レベルの一定値に制御される。定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑは積分要素を持っているので、ｉｑｃ＊が一定値に制御されるということはｉｑがｉｑ＊に等しく制御されているということである。一方、ｄ軸側電流は常に偏差がないように制御されるので、１パルス領域でもｉｄ、ｉｑいずれの電流も基準値どおりに制御できることになる。
【００２０】
電流追従制御型ＰＷＭでスイッチング周波数をヒステリシスによって制限している場合、スイッチング周波数は電動機のインダクタンス、インバータ直流電圧、電動機回転数、電流の大きさなどさまざまな要因によって変動する。大容量スイッチング素子のスイッチング周波数が高い側に変動する傾向があると、大きな冷却能力が要求され冷却フィンを大型化しなければならない。本方式の高速追従性を利用して、従来よりも低いスイッチング周波数でインバータ損失を減らそうとするとき、スイッチング周波数の高い側への変動は好ましくない。スイッチング周波数制御回路２５はこのためのものである。
【００２１】
スイッチング周波数制御回路の一例を図４に示す。図４において３０はスイッチング周波数検出回路、３１は減算器、３２は積分器、３３は逆数回路、３４はリミッタ、３５はルックアップテーブル回路、３６は加算器である。
【００２２】
図４において、スイッチング周波数検出回路３０は、Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚの各ゲート信号について所定時間における立ち上がり、立ち下がり回数を測定し、それらの総和をスイッチング周波数検出値ｆｓｗとして出力する。スイッチング周波数は６アーム用ゲート信号の代わりに、ゲート信号の前段階の３相ＰＷＭ信号から検出することもできるが、ゲート信号から検出するほうが好ましい。ゲート信号は上下アームの短絡を防ぐためのデッドタイムが入った後の信号なので、ゲート信号ではＰＷＭ信号のデッドタイム中に除去されるパルスのカウントがなくなる。またＰＷＭ信号に含まれている非常に狭い幅のパルスは素子にダメージを与えるため、ゲート信号ではパルスの最小幅が確保される。狭幅パルスは最小幅まで広げられることもあるが、デッドタイムとの関係で除去されることもあり、ＰＷＭ信号とゲート信号とではパルス数が異なってくる。このため、実際に素子に与えられるゲート信号を用いてスイッチング周波数を計数した方が正確である。またゲート信号の場合、最小幅以下の周期のクロックパルスで計数すれば計数もれがないので、正確な検出回路を容易に作れるというメリットもある。
【００２３】
減算器３１にてスイッチング周波数検出値ｆｓｗとスイッチング周波数指令値ｆｓｗ＊との差（ｆｓｗ＊−ｆｓｗ）が演算され、この偏差（ｆｓｗ＊−ｆｓｗ）は積分器３２にて積分される。スイッチング周波数を下げるにはヒステリシスを広げなければならないので、積分値は逆数回路３３にてその積分値の逆数が取られる。リミッタ３４によって逆数回路出力信号の下限値を０にリミットして、フィードバック制御によるスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＩとする。この制御信号ＨｙｓＩは、スイッチング周波数指令値ｆｓｗ＊が小さい（低い）ほど大きな値となる。
【００２４】
ルックアップテーブル回路３５はｉｑ＊の各電流値ごとに、スイッチング周波数が所定値となるヒステリシスと運転周波数ωｒとの関係を示すヒステリシステーブルを内蔵しており、適宜補間をおこなって、与えられるωｒとｉｑ＊とに応じたスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＦＦを出力する。２つのスイッチング周波数制御信号ＨｙｓＩとＨｙｓＦＦは加算器３６で加算され、図３の電流追従型ＰＷＭ制御回路２４にヒステリシスＨｙｓとして与えられる。
【００２５】
電流追従型ＰＷＭ制御は従来のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組合わせ方式とは異なり、スイッチング周波数によって電流応答の速さが左右されないという特徴を持っている。したがって電流追従型ＰＷＭ制御を用いれば、制御性能を下げることなくスイッチング周波数を下げ、素子の発熱を抑制して冷却装置の小型化が可能となる。しかし具体的な冷却装置の設計には、単に従来よりスイッチング周波数を減らせるというだけでなく、スイッチング周波数が所定周波数以上には上がらないという明確な保証が必要であり、そのためにはスイッチング周波数の管理が必要になってくる。
【００２６】
電流追従型ＰＷＭ制御のスイッチング周波数を左右するヒステリシス幅の制御を、積分制御だけで行なうと、電流基準のステップ変化、運転周波数の急変等の時にスイッチング周波数のオーバーシュートは避けられない。つまり、ヒステリシスＨｙｓの幅変化は、運転周波数（速度基準ω＊）の変化に遅れて発生する。従って、電流基準あるいは運転周波数が急変した後一定値になっても、スイッチング周波数（ヒステリシスＨｙｓの幅）の変化は継続し、スイッチング周波数が変化しすぎる現象が発生する。特に、スイッチング周波数を低く制御しなければならない場合には、１回のスイッチング周波数演算処理に要する時間が長くなるため応答が遅く、スイッチング周波数が所定値以上となる期間も長くなる。また積分制御のみの場合は、制御装置は１パルス領域近傍までスイッチング周波数を指令値どおりに制御しようとする。しかし、１パルス領域では運転周波数とスイッチング周波数が等しくなるから、切り換わるポイント付近でスイッチング周波数制御が不安定気味となる。
【００２７】
一方、スイッチング周波数を所定値に保つために必要なヒステリシスは、種々の要因で値が変動するので、すべての要因に対し対応できるようなフィードフォワード制御は極めて困難である。
【００２８】
従って図４のスイッチング周波数制御回路のように、フィードフォワード（ヒステリシステーブル３５を介した経路）とフィードバック（回路３０〜３４を含む経路）が組合わせられる。つまり、概算値をフィードフォワードで与え、フィードバック制御で精密に合わせ込むことによって、スイッチング周波数の過渡応答と制御精度の双方を満足させる。
【００２９】
これによって電流応答に優れる電流追従型ＰＷＭを用いて高精度の電流制御が可能となり、精度・応答の双方に優れた高性能なベクトル制御を実現できる。
【００３０】
また、従来のＰＩ制御型のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御とを組合わせた方式では、ｑ軸電流制御出力（電圧基準）が実際に出力可能なｑ軸電圧を超えることのないよう早めに弱めなければならなかった。しかし電流追従型ＰＷＭ方式では、電流制御のための電圧が不足してきた場合、つまり電動機の誘起電圧がインバータの最大出力電圧を超えた場合（補正回路１５ｑの出力ｉｑｃ＊がｉｑＣＬＩＭ＊以上になった場合）、磁束弱め回路１９が動作して始めて磁束を弱める。これにより、完全な１パルス電圧での磁束弱め制御が可能となり出力容量増大、弱め領域での効率改善が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３１】
【特許文献１】特許第３２６７５２４号公報
【特許文献２】特開２００３−２３５２７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３２】
以上説明した方式は、電動機の低速域は低スイッチング周波数のＰＷＭ制御、高速域は１パルス制御とし、ＰＷＭ領域／１パルス領域に関らず、ベクトル演算回路から出力される電流基準ｉｄ＊、ｉｑ＊に忠実に電流ｉｄ、ｉｑを流そうと制御するものである。
【００３３】
ここで電動機の運転周波数による電流偏差の違いを考察する。
【００３４】
ＰＷＭ制御を行う中低速域では、電流追従型ＰＷＭにより、平均的には正弦波とみなせる電圧が電動機に印加されるので、ほぼ電流基準ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に等しい正弦波電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れる。電流偏差ｄｉｕ（＝ｉｕ＊−ｉｕ）、ｄｉｖ（＝ｉｖ＊−ｉｖ）、ｄｉｗ（＝ｉｗ＊−ｉｗ）が小さいので、ｄｑ軸電流偏差ｄｉｄ（＝ｉｄ＊−ｉｄ）、ｄｉｑ（＝ｉｑ＊−ｉｑ）も小さい。特許文献２、３の方式では、定常偏差の大部分はｑ軸電流に現れる。また特許文献２、３の方式は「インバータの出力電圧ベクトルを、非ゼロ電圧ベクトルとして電流偏差をゼロに近づけ、十分に電流偏差がゼロに近づいたらゼロ電圧ベクトルに切換える。ゼロ電圧ベクトル出力中は、電流が誘起電圧によって変化することによって電流偏差は増大する。電流偏差の大きさがＨｙｓに達したら、インバータの出力電圧ベクトルを再び非ゼロベクトルに切換えて電流偏差を減少させる」という制御を繰り返す。前述したように、誘起電圧はｑ軸に生じているので、電流偏差のｑ軸分ｄＩｑは概ね、ゼロとＨｙｓの間にあるように制御される。したがってｑ軸分定常偏差は、ほぼ０とＨｙｓの平均値（Ｈｙｓ／２）となる。ｄ軸分定常偏差はほぼゼロである。どちらも定常偏差の量はほぼ一定である。
【００３５】
高速回転時の１パルス領域（モードともいう）では様相が異なる。
【００３６】
図５は１パルスモードにおけるインバータ各相（ここではｕ相）の出力電圧波形を示す。このように１パルスモードでは、インバータの周期（θ＝０〜２π）に同期して電圧１パルスが出力され、このパルスの振幅はインバータの最大出力電圧（直流電源１の出力電圧）に一致する。このようにインバータの周期に同期して１以上のパルス状電圧を出力する方式を同期ＰＷＭ方式という。図中、正弦波は出力電圧の理想波形、点線の波形は同期ＰＷＭ方式の他の例として３パルスモード時の波形である。３パルスモードでは、出力電圧１周期に３パルスＰ１、Ｐ２、Ｐ３が出力される。
【００３７】
１パルスモードにて、電動機は高回転かつ最高パワーで運転される。電流追従型ＰＷＭ制御方式では、回転周波数が高くなるほど電流偏差及びヒステリシスＨｙｓ幅が大きくなり、回転周波数が減算器２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗの各出力信号の周波数（ゲート信号のスイッチング周波数）に近づき最終的に一致し、１パルスモードに移行する。このように本方式では、回転周波数が上昇してゆくと、制御モードがＰＷＭモードから少数パルスモード、１パルスモードへと自動的に移行する。
【００３８】
誘起電圧は正弦波であるがインバータ出力電圧は方形波である。このため電流波形は非正弦波となり電流偏差ｄｉｕ、ｄｉｖ、ｄｉｗは非常に大きく、かつ電気角による変化が大きい。しかも１パルス領域では運転周波数が変わっても、出力電圧は一定で誘起電圧の大きさもほぼ一定だが、誘起電圧の方向変化は、運転周波数が高くなるとともに速くなるので、運転周波数が高くなるほど高い制御ゲインが要求される。簡単のため、全領域一定の制御ゲインで済ませようとする場合、最大運転周波数で安定に制御できる高ゲインを採用せねばならない。
【００３９】
しかし補正回路１５ｄ、１５ｑ等の高ゲインは、１パルス領域の中でも運転周波数の低い領域において、電流偏差が大きくなり、補正量ｉｄｃ＊、ｉｑｃ＊が大きくなりすぎて制御が不安定になる、という弊害を生む。
【００４０】
このように高ゲインは、ＰＷＭ領域では電流リップルを大きくしてしまう、あるいは制御の安定性に問題を生じるなどの不都合を生む。高ゲインにより定常偏差補正回路で補正される電流基準ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊の変化量が大きくなると、電流追従型ＰＷＭの電流応答が高速であるが故に、直ちにスイッチングが行なわれる確率が高くなる。これによりスイッチング周波数ｆｓｗを一定に保つためにヒステリシスが広げられ、結果として電流リップルが大きくなる。電流リップルが大きくなるとモータ高調波損失が増加する。同一スイッチング周波数なのにモータ損失が増える場合は、定常偏差補正回路の高ゲインが原因である。
【００４１】
そもそも定常偏差補正回路の役割は、ＰＷＭ領域と１パルス領域とでは全く異なる。ＰＷＭ領域では電流制御は電流追従型ＰＷＭ制御が担い、定常偏差補正回路は電流追従型ＰＷＭ制御が比例制御であるが故に生じる定常偏差を、積分項のみを有する補正回路によって無くすだけでよい。一方、１パルス領域においては電流追従型ＰＷＭ制御は単に方形波を発生するだけのＰＷＭ制御器としてしか機能せず、積極的に電流制御するのは定常偏差補正回路である。
【００４２】
本発明の目的はパルスモード、運転周波数に応じて、定常偏差補正回路のゲインを切換え、ＰＷＭ領域においてスイッチング周波数に悪影響を及ぼさず、１パルス領域においては運転周波数に関らず電流偏差量の少ない電流応答が得られるインバータ制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００４３】
本発明の１実施形態は、ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置において、電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算する加算回路と、電流追従制御型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路とを具備する。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明によるインバータ制御装置の実施形態の構成を示す。
【図２】実施形態に係るゲイン切換え回路の詳細構成を示す。
【図３】従来の電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いた電動機制御装置の制御構成を示す。
【図４】スイッチング周波数制御回路の詳細構成を示す。
【図５】１パルスモードにおけるインバータ各相（ここではｕ相）の出力電圧波形を示す。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
以下、本発明に係る交流電動機制御装置の実施形態について、図面を参照して説明する。
【００４６】
［構成］
図１は、本発明によるインバータ制御装置の実施形態の構成を示す図である。このインバータ制御装置は、電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置であって、図３と同一の構成要素は同一の参照符号を付し詳細な説明は割愛する。
【００４７】
図１において、スイッチング周波数制御回路２５が出力するヒステリシスＨｙｓは倍率器２６により１／２倍される。加算器２７は加算器１７ｑの出力信号と倍率器２６の出力信号を加算する。
【００４８】
ゲイン切換え回路２８は本実施形態の主要部をなす。図２はゲイン切換え回路２８の詳細構成を示す。ゲイン切換え判定部４０は、弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊とｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊とに基づき、ゲイン切換え信号を発生し、積分ゲイン調節器４１及び比例ゲイン調節器４２に与える。
【００４９】
ゲイン切換え判定部４０は比較器５０、５２、ゼロレベル設定器５１、ＲＳフリップフロップ５３を含み、電流追従型ＰＷＭ制御部２４の動作が１パルス領域であるか否か判定する。比較器５０は弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊とｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊を入力し、ｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊が弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊よりも大き場合に１、そうでない場合に０の論理信号を発生する。比較器５２はｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑｃ＊がゼロよりも小さいとき１を発生する。
【００５０】
比較器５０の出力がＲＳフリップフロップ５３のセット入力、比較器５２の出力がＲＳフリップフロップ５３のリセット入力に接続されている。従って、ＲＳフリップフロップ５３はｑ軸側定常偏差補正信号ｉｑＣ＊が、弱め磁束制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を超えるとセットされ、ゼロ以下（負）になるとリセットされる。この結果ＲＳフリップフロップ５３は、電流追従型ＰＷＭ制御部２４の動作が１パルス領域の時、１の論理信号を発生する。ＲＳフリップフロップ５３出力は、ゲイン切換え信号として積分ゲイン調節器４１、比例ゲイン調節器４２に与えられる。
【００５１】
積分ゲイン調節器４１はＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４、１パルス領域用積分ゲイン設定器５５、積分ゲイン基準周波数設定器５６、割り算器５７、乗算器５８、セレクター５９を含み、定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑに積分ゲイン（定数）Ｋｉを提供する。ＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４の設定値Ｋｉ２は、１パルス領域用積分ゲイン設定器５５の設定値Ｋｉ１に等しいか、あるいは小さな値に設定される。積分ゲイン基準周波数設定器５６の設定値ωｒ１によって、電動機の運転周波数ωｒが設定値ωｒ１に等しい時、乗算器５８出力が設定値Ｋｉ１に等しくなる。これは単に説明のためのもので、最初からＫｉ１／ωｒ１を設定して乗算器５８に入力すれば、定数設定器は１つで済み割り算器５７は不要である。設定値ωｒ１を、おおよそ弱め制御開始周波数に近い値とし、ＰＷＭ領域のゲインＫｉ２と１パルス領域のゲインＫｉ１の値が同一であれば、ＰＷＭ領域から１パルス領域に切り換わるときのゲインが等しくなり調整の目安がつけやすく、切換わり時に不安定となることはない。１パルス領域のゲインをＰＷＭ領域のゲインよりも低く設定する必要性はない。
【００５２】
比例ゲイン調節器４２はＰＷＭ領域用比例ゲイン設定器６０、１パルス領域用比例ゲイン設定器６１、セレクター６２を含み、定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑに比例ゲイン（定数）Ｋｐを提供する。
【００５３】
［作用］
図１のスイッチング周波数制御回路２５が出力するヒステリシスＨｙｓの１／２の値が、倍率器２６、加算器２７によって、加算器１７ｑの出力に加算されている。これは、本発明の前提としている特許文献１〜３の方式においては、ＰＷＭ領域におけるｑ軸分定常偏差が（Ｈｙｓ／２）となるため、予め電流基準に加算しておくものである。これを加算しなくても、ｑ軸側の定常偏差補正によってｉｑｃ＊が「Ｈｙｓ／２」を負担するから、加算しなくても良いが、その場合ゲイン切換え回路２８の構成が異なってくる。実施形態では「Ｈｙｓ／２」を加算することによって、ＰＷＭ領域においてはｄ軸、ｑ軸いずれについても定常偏差補正回路の出力がほぼゼロでよくなる。加算しない場合にはゲイン切換え回路２８の比較器５２のＡ入力に接続されている設定器５１で、設定する値を０でなく（Ｈｙｓ／２）とすればよい。
【００５４】
図２において、初期状態ではＲＳフリップフロップ５３の出力（ゲイン切換え信号）を０としておく。ＰＷＭ領域では誘起電圧が小さく、図１のｑ軸側定常偏差補正回路１５ｑの出力ｉｑｃ＊はほとんど０なので、比較器５０の出力は０であって、ＲＳフリップフロップ５３の出力はゼロのままである。これにより、積分ゲイン調節器４１はＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４の設定値Ｋｉ２を出力する。一方、比例ゲイン調節器４２はＰＷＭ領域用比例ゲイン設定器６０の設定値０を出力する。これによって、ＰＷＭ領域での定常偏差補正動作は積分ゲインＫｉ２に基づくゆるやかな積分制御となる。したがって図１の定常偏差補正回路１５ｄ、１５ｑが出力する補正信号が含むリップルは小さく、定常偏差補正回路の出力リップルに起因するインバータ３のスイッチングを抑制できる。
【００５５】
電動機の回転数が上昇して１パルス領域に近づくと、誘起電圧上昇によってｑ軸分電流が流れにくくなるので、定常偏差補正回路１５ｑの出力ｉｑｃ＊が急速に増大する。電動機に実際に流しこむことができるｉｑの値よりもはるかに大きな電流基準ｉｑ＊＊を電流追従型ＰＷＭ制御回路２４に与えることによって、電圧はＰＷＭ波形から１パルス波形に移行する。このとき電流基準ｉｑ＊＊が大きくとも、過電流になることはない。電流基準はあくまでも、ベクトル演算回路１０から出力されるｉｑ＊であり、この指令値ｉｑ＊に等しい電流ｉｑを電動機に流し込むことはできない。これは高回転による大きな誘起電圧が発生しているからである。補正回路１５ｑが出力するｉｑｃ＊が増え、ｉｑ＊＊を大きなものとするが、過電流は流れない。
【００５６】
ここで、磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を仮にゼロとすると、磁束弱め制御が常に行なわれ、高回転になってもＰＷＭのままで１パルスに移行することはない。磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊を大きくすれば大きくするほど、磁束弱め制御が高回転側で開始されるので、１パルスに移行しやすくなる。また、１パルスへ移行する直前の３パルス、５パルス等の少数パルスが出現する周波数範囲が狭くなる。ｉｑＣＬＩＭ＊の値によって電流指令ベクトル（ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊）と電流応答ベクトル（ｉｄ、ｉｑ）の位相関係は変わる。すなわち、ｉｑＣＬＩＭによって電流指令ｉｑ＊に加算する補償値がリミットされるが、ｉｑＣＬＩＭが変わればリミットが働いている時の加算器１７ｑの出力値も変わるので、結果的に電流指令ベクトル（ｉｄ＊＊、ｉｑ＊＊）も変わり、電流応答ｉｄ、ｉｑとの位相関係が変わる。実施形態では、ｄ軸側補正回路１５ｄが出力する補正信号ｉｄｃ＊によってｉｄ＊＊を変化させることにより、ベクトル演算回路１０が出力する元のｉｑ＊、ｉｄ＊に等しい位相の電流を流し続ける。
【００５７】
ＰＷＭ、少数パルス及び１パルス等のモードは、モータの加減速に応じて遷移する。例えばモータが加速する場合、ＰＷＭ→少数パルス→１パルスと遷移していき、遷移のタイミングはモータの回転数に対応する。磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭを大きくすると、低い回転数でもすぐに１パルスに移行するようになる。従って、磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊の値は、主としてＰＷＭと１パルスの切換え時の少数パルスの出現周波数領域を設定するために選択される。
【００５８】
図２において、補正信号ｉｑｃ＊が磁束弱め制御開始レベルｉｑＣＬＩＭ＊に達すると比較器５０の出力が１となりＲＳフリップフロップ５３がセットされる。すなわち、インバータ制御モードが１パルスモードである判断される。これにより積分ゲイン調節器４１はゲインＫｉ１・（ωｒ／ωｒ１）を出力し、比例ゲイン調節器４２はゲインＫｐ１を出力する。比例ゲインＫｐ１、積分ゲインＫｉ１・（ωｒ／ωｒ１）が設定されたことで、補正回路１５ｄ、１５ｑは積分制御でなく比例積分制御を行なうようになる。比例積分制御となることで、ｉｄｃ＊、ｉｑｃ＊の変化が高速になるので、ＰＷＭモードよりも高速な制御が可能となる。積分ゲインＫｉ１＊（ωｒ／ωｒ１）は電流制御に必要な応答を得るだけのゲインが必要である。１パルスモード時、インバータ出力電圧は一定値（最大値）だが、回転周波数に応じて誘起電圧が変化する。この変化に応じて積分係数が可変される。すなわち、回転周波数が高いほどＫｉ１を大きくする。
【００５９】
これに対しＰＷＭモードにおける積分ゲインＫｉ２は小さくてかまわない。ＰＷＭモードにおけるスイッチング周波数は、使用するスイッチング素子電力容量とその冷却能力とから定められるので、大電力スイッチング素子を小型の冷却器で使用する場合、スイッチング周波数はかなり低くせざるをえない。スイッチング周波数を計算する場合、所定時間の間に発生したスイッチングの数を数えて、スイッチング周波数に変換する。この所定時間をサンプリング時間とする。またスイッチング周波数を計算する場合、スイッチングのサンプル数はある程度多くないと、十分な精度が得られない。従って、スイッチング周波数が低い場合はサンプリング時間が長くなるので、スイッチング周波数制御も必然的に遅くなってしまう。この点からもＰＷＭ領域の積分ゲインＫ１２は、１パルス領域の積分ゲインＫｉ１よりも小さくて良い。
【００６０】
尚、スイッチング周波数が速ければ、Ｋｉ２とＫｉ１の値が等しくてもかまわない可能性があり、Ｋｉ２＞Ｋｉ１でなければならないという必然性はない。本実施形態により、ＰＷＭ領域の定常偏差補正の速さを、１パルス領域における電流制御の速さとは無関係に設定できるので、定常偏差補正量を、ＰＷＭ領域におけるスイッチング周波数制御に悪影響を及ぼさない程度まで小さくすることができる。
【００６１】
さらに運転周波数が上がり、誘起電圧が上昇しようとすると、ｑ軸電流が流れにくくなり、ｉｑｃ＊が増加しようとする。ｉｑｃ＊がｉｑＣＬＩＭ＊を超えると、磁束弱め制御回路１９により磁束が弱められるので、誘起電圧は一定値に制御されｉｑｃ＊の増加が抑制される。
【００６２】
運転周波数が上昇すると電流基準ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊及び誘起電圧の変化速度が速くなる。本実施形態で用いている電流追従型ＰＷＭ制御は三相瞬時値ベースなので、運転周波数が高くなるほど高速な応答が要求されるが、積分ゲインをＫｉ１・（ωｒ／ωｒ１）と周波数比例としているので、運転周波数が高くなっても追従性の良い電流制御が可能となる。
【００６３】
運転周波数が下がると、磁束が一定であれば誘起電圧が下がる。従って電流が流れやすくなるので、定常偏差補正回路出力ｉｑｃ＊が小さくなる。これによって磁束弱め制御回路１９の出力が減り、磁束指令Φｎ＊が徐々に強められる。結果として、運転周波数が下がっても、誘起電圧は一定に保たれ、定常偏差補正回路出力ｉｑｃ＊も一定に保たれる。さらに運転周波数が下がり、磁束弱め制御回路１９の出力がゼロまで下がると、それ以上磁束は強められず一定となる。これ以下の運転周波数では、運転周波数とともに誘起電圧が下がりはじめ、電流が流れやすくなる。定常偏差補正回路出力ｉｑｃ＊は徐々に減少しゼロに至る。ここで必ずオーバシュートがありｉｑｃ＊が負になるので、図・２の比較器５２は１を出力し、ＲＳフリップフロップ５３がリセットされる。
【００６４】
この結果、積分ゲインはＰＷＭ領域用の低ゲインＫｉ２に、比例ゲインはゼロに設定される。ＰＷＭ領域になるとスイッチング周波数を制御するために、ヒステリシスＨｙｓを調節する図１のスイッチング周波数制御回路２５が動作し始める。この場合、定常偏差補正回路の制御応答はＫｉ２の低い値に抑えられているので、定常偏差補正がスイッチング周波数制御に悪影響を与えることはない。またＰＷＭ領域においては電流追従型ＰＷＭにより高速電流制御が行なわれ、定常偏差補正回路はｄ軸、ｑ軸側ともほぼ一定の定常偏差を提供し、応答が高速である必要はない。
【００６５】
［効果］
スイッチング周波数の増大は、素子の冷却装置のサイズ・重量の増大に直結する。このためスイッチング損失の大きい大型半導体素子を用いたドライブ装置では、スイッチング周波数を抑えることはきわめて重要である。
【００６６】
本実施形態のような電流追従型ＰＷＭ制御は、従来のｄｑ軸電流制御と三角波比較ＰＷＭ制御との組合わせ方式とは異なり、電流応答の速さがスイッチング周波数に左右されないという特徴を持っている。したがって電流追従型ＰＷＭ制御を用いれば、制御性能を下げることなく、スイッチング周波数を下げ、素子の発熱を抑制して冷却装置を小型化することが可能となる。
【００６７】
しかし具体的な冷却装置の設計のためには、単に従来よりスイッチング周波数を減らせるというだけでなく、スイッチング周波数が所定周波数以上には上がらないという明確な保証が必要であり、そのためにスイッチング周波数の管理が必要になってくる。従来は、スイッチング周波数を制御するために定常偏差補正が悪影響を受け、同一スイッチング周波数であるにもかかわらず電流リップルが増加し、モータ効率を悪化させるという結果を招いた。
【００６８】
本実施形態はそれを回避するためになされたものである。ＰＷＭ領域においては電流追従型ＰＷＭ制御が高速応答を担い、定常偏差はＰＷＭ全領域においてほぼ一定である。このため本実施形態では、ＰＷＭ領域における定常偏差補正を低ゲインの積分制御とする。これによってスイッチング周波数制御への悪影響を避けることができる。ＰＷＭ全領域においてほぼ一定の定常偏差を補正するだけであるから、定常偏差補正の応答性は遅くてもかまわない。電流指令のステップ状変化、負荷側の変化による電流変化等に対しては、電流追従型ＰＷＭ制御回路が対応する。
【００６９】
１パルス領域では電流追従型ＰＷＭ制御回路は単なる方形波発生器として動作し、積極的に電流制御するのは定常偏差補正回路であるから、定常偏差補正は高速でなければならない。本実施形態では１パルス領域の定常偏差補正を高ゲインの比例積分制御とする。また積分ゲインについては周波数比例とする。これによって１パルス領域における高速電流制御が可能となる。
【００７０】
以上によって定常偏差補正とスイッチング周波数制御の干渉による電流リップル増加、ひいてはモータ効率の悪化を避けることができる。
【００７１】
［他の実施形態］
なお使用する素子のスイッチング速度が高速でスイッチング周波数制御回路が不要な電動機制御装置の場合には、定常偏差補正回路によって、スイッチング周波数が高くなってしまうのを避けるために、及び１パルス領域の広い運転周波数範囲にわたり追従性の良い電流制御を実現するために本発明は有効である。
【００７２】
上記実施形態では、ＰＷＭモードと１パルスモードの判別をｉｑ＊の大きさに基づき、図２のゲイン切換え判定部４０で行っている。しかし、１パルスモードではスイッチング周波数と運転周波数が一致し、ＰＷＭモードではスイッチング周波数が運転周波数よりも高くなることから、スイッチング周波数と運転周波数との比較結果をゲイン切換え信号として、図２の積分ゲイン調整器４１及び比例ゲイン調整４２に提供しても良い。この場合、比較結果が１のとき１パルス用の積分ゲイン及び比例ゲインが補正回路１５ｄ、１５ｑに提供される。
【００７３】
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。
【符号の説明】
【００７４】
１…直流電源、２…コンデンサ、３…インバータ、４…モータ、５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ…ホールＣＴ、６…回転センサ、７…回転検出回路、８…減算器、９…速度制御回路、１０…磁束弱め関数発生器、１０…ベクトル演算回路、１１…加算器、１２…電流検出値器、１３…座標変換回路、１４ｄ、１４ｑ…減算器、１５ｄ、１５ｑ…定常偏差補正回路１６…リミッタ、１７ｄ、１７ｑ…加算器、１８…減算器、１９…磁束弱め制御回路、２０…リミッタ、２１…減算器、２２…座標変換回路、２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ…減算器、２４…電流追従型ＰＷＭ制御回路、２５…スイッチング周波数制御回路、２６…倍率器、２７…加算器、２８…ゲイン切換え回路、３０…スイッチング周波数検出回路、３１…減算器、３２…積分器、３３…逆数回路、３４…リミッタ、３５…ルックアップテーブル回路、３６…加算器、４０…ゲイン切換え判定部、４１…積分ゲイン調節器、４２…比例ゲイン調節器、５０、５１…比較器、５２…ゼロレベル設定器、５３…ＲＳフリップフロップ、５４…ＰＷＭ領域用積分ゲイン設定器５４、５５…１パルス領域用積分ゲイン設定器、５６…積分ゲイン基準周波数設定器、５７…割り算器、５８…乗算器、５９…セレクター、６０…ＰＷＭ領域用比例ゲイン設定器、６１…１パルス領域用比例ゲイン設定器、６２…セレクター。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置において、
電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、
前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算する加算回路と、
電流追従制御型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路と、
を具備するインバータ制御装置。
【請求項２】
前記切換え回路は、前記定常偏差補正回路出力信号を基に、前記電流追従型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードであるか、１パルス制御モードであるかを判定することを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記切換え回路は、スイッチング制御信号の周波数と電動機運転周波数との比較結果を基に、前記電流追従型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードであるか、１パルス制御モードであるか判定することを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記切換え回路は、１パルスモードにおける定常偏差補正回路の積分ゲインを運転周波数に比例して変化させることを特徴とする請求項１乃至３のうち１項記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御手段を用いたインバータ制御装置における制御方法であって、
前記電動機の磁束及びトルクを制御すべく、ベクトル演算して得られた電流基準ｉｑ＊と、電動機電流ｉｑとの偏差を定常偏差補正手段にて増幅し、
前記定常偏差補正手段出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算し、
電流追従制御型ＰＷＭ制御手段がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正手段での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換えることを具備するインバータ制御方法。
【請求項１】
ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御回路を用いたインバータ制御装置において、
電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、
前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算する加算回路と、
電流追従制御型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路と、
を具備するインバータ制御装置。
【請求項２】
前記切換え回路は、前記定常偏差補正回路出力信号を基に、前記電流追従型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードであるか、１パルス制御モードであるかを判定することを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記切換え回路は、スイッチング制御信号の周波数と電動機運転周波数との比較結果を基に、前記電流追従型ＰＷＭ制御回路がＰＷＭ制御モードであるか、１パルス制御モードであるか判定することを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記切換え回路は、１パルスモードにおける定常偏差補正回路の積分ゲインを運転周波数に比例して変化させることを特徴とする請求項１乃至３のうち１項記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
ＰＷＭ用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではＰＷＭ制御、高速域では１パルス制御と自動移行する電流追従型ＰＷＭ制御手段を用いたインバータ制御装置における制御方法であって、
前記電動機の磁束及びトルクを制御すべく、ベクトル演算して得られた電流基準ｉｑ＊と、電動機電流ｉｑとの偏差を定常偏差補正手段にて増幅し、
前記定常偏差補正手段出力信号を前記電流基準に加算してＰＷＭ用補正電流基準を演算し、
電流追従制御型ＰＷＭ制御手段がＰＷＭ制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正手段での制御を積分制御に設定し、１パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換えることを具備するインバータ制御方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１２−１７５７５６（Ｐ２０１２−１７５７５６Ａ）
【公開日】平成２４年９月１０日（２０１２．９．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−３３４３６（Ｐ２０１１−３３４３６）
【出願日】平成２３年２月１８日（２０１１．２．１８）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月１０日（２０１２．９．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月１８日（２０１１．２．１８）
【出願人】（０００００３０７８）株式会社東芝 (54,554)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]