インピーダンス測定装置
【課題】比較的簡便な測定で高精度にインピーダンスを測定し得るインピーダンス測定装置を提供すること。
【解決手段】標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、並列接続された被測定インピーダンス素子Ｚｘおよび標準インピーダンス素子Ｚｓならびに電源ＰＳを有し、これら両インピーダンス素子に電流を流す測定用通電回路と、前記被測定インピーダンス素子に流れる被測定電流および前記標準インピーダンス素子に流れる標準電流を検出し、被測定信号および標準信号を形成する信号形成回路と、前記被測定電流と前記標準電流との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路ＤＰとをそなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置、ならびに電流を電圧に換えた形でのインピーダンス測定装置。
【解決手段】標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、並列接続された被測定インピーダンス素子Ｚｘおよび標準インピーダンス素子Ｚｓならびに電源ＰＳを有し、これら両インピーダンス素子に電流を流す測定用通電回路と、前記被測定インピーダンス素子に流れる被測定電流および前記標準インピーダンス素子に流れる標準電流を検出し、被測定信号および標準信号を形成する信号形成回路と、前記被測定電流と前記標準電流との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路ＤＰとをそなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置、ならびに電流を電圧に換えた形でのインピーダンス測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、既知のインピーダンス素子を用いて未知の被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
既知のインピーダンス素子を用いて未知のインピーダンス素子のインピーダンスを測定する一つの方法として、ブリッジ回路がよく知られている（図６参照）。
【０００３】
これは、既知のインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３および未知のインピーダンス素子Ｚｘにより構成したブリッジ回路の一方のスパンに電源ＰＳを接続し、ブリッジ回路の他方のスパンに零検出器Ｄを接続するものである。そして、零検出器Ｄが零もしくは零近くを指すようにインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３の値を調節したときの既知のインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３の値から、未知のインピーダンス素子Ｚｘの値を算出するものである。
【０００４】
しかしながら、この方法では、基準となるインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３を実数および虚数のベクトル平面上で調整する必要があるため、測定作業が煩雑である。
【０００５】
もう一つより簡便にインピーダンスを測定する方法として、図７に示すものがある。これは、被測定インピーダンスに流れる電流と誘起された電圧との比から被測定インピーダンスを求めるものである。そのために、電源ＰＳに被測定インピーダンスＺｘおよび既知の抵抗Ｒを直接接続し、それぞれの両端間電圧を信号調節器（シグナル・コンディショナ）Ｃ１，Ｃ２を介してベクトル比測定装置ＶＲＭに与えることにより測定を行う（特許文献１参照）。
【０００６】
しかしながら、この方法は、標準インピーダンスとの比較ではないため、回路のほぼ全ての要素の安定度が測定精度に直接影響を与える。
【特許文献１】特開２００２−１３９５２８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述のように、従来のインピーダンス測定方法は、ブリッジ回路による方法にしても、ベクトル比測定による方法にしても、測定作業が煩雑であったり測定精度が低かったりするという問題点がある。
【０００８】
本発明は上述の点を考慮してなされたもので、比較的簡便な測定で高精度にインピーダンスを測定し得るインピーダンス測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的達成のため、本願では、下記の第１および第２の発明を提供する。
【００１０】
第１の発明は、
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し並列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記被測定インピーダンス素子に流れる被測定電流および前記標準インピーダンス素子に流れる標準電流を検出し、被測定信号および標準信号を形成する信号形成回路と、
前記被測定電流と前記標準電流との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、
前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路と
をそなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置、
である。
【００１１】
また、第２の発明は、
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し直列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記被測定インピーダンス素子に生じる被測定電圧および前記標準インピーダンス素子に生じる標準電圧を検出し、被測定信号および標準信号を形成する電圧形成回路と、
前記被測定電圧と前記標準電圧との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、
前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路とを
そなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置、
である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は上述のように構成したため、次のような効果を奏する。
【００１３】
第１の発明によれば、被測定インピーダンスを標準インピーダンスと比較するため標準インピーダンスの調整は行わないので、高精度な測定結果が得られるにも拘わらず比較的簡便に測定を行うことができる。
【００１４】
第２の発明によれば、分圧比を被測定インピーダンスと標準インピーダンスとの比に概ね一致させればよいため、高精度な測定結果が得られるにも拘わらす簡便に測定を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１６】
図１は、本発明の第１の実施例の構成を示すブロック線図である。この図１に示すように、電源ＰＳに対して既知の標準インピーダンスＺｓおよび被測定インピーダンスＺｘを並列に接続し、これら標準インピーダンスＺｓの通電電流を電流電圧変換器Ｅ１により電圧信号に変換して信号処理部ＤＰに与え、一方、電流比較器ＣＣで取り出した標準インピーダンスＺｓおよび被測定インピーダンスＺｘに流れる両電流の偏差電流Ｉｄを、電流電圧変換器Ｅ２により電圧変換して信号処理部ＤＰに与える。
【００１７】
図２は、図１に示した構成をより詳細に示した回路図である。また、電流電圧変換器Ｅ１は、変流器ＣＴ１と帰還抵抗Ｒ１を有する演算増幅器ＯＰ１とにより構成されて基準電圧Ｖｓを形成し、もう一つの電流電圧変換器Ｅ２は、電流比較器ＣＣと帰還抵抗Ｒ２を有する演算増幅器ＯＰ２とにより構成されて偏差電圧ΔＶを形成する。基準電圧Ｖｓおよび偏差電圧ΔＶは、Ａ／Ｄ変換器を有するディジタル演算部ＤＰに与えられる。
【００１８】
図３は、ディジタル演算部ＤＰの内部構成を示したものである。２つのＡＤ変換器ＡＤＣ１，ＡＤＣ２に与えられた入力Ｖｓ，ΔＶｓは、それぞれディジタル変換された後、Ｖｓは９０°移相メモリＭによりｊＶｓに変換され、３つのディジタル信号Ｖｓ，ｊＶｓ，ΔＶｓが形成される。これら３つのディジタル信号は、乗算器ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３に与えられ、下記式（２）に示す演算が行われてＡ，Ｂ，Ｃが得られる。
【００１９】
まず、巻数比がｎ１１＝ｎ１２＝ｎ２１ａ＝ｎ２１ｂ＝ｎ２２であり、抵抗がＲ１＝Ｒ２＝Ｒであって、変流器ＣＴ１およびＣＴ２の誤差および入力インピーダンスが十分小さい場合、基準電圧Ｖｓおよび偏差電圧ΔＶは、次のように表わされる。
【００２０】
下記式（１）では、標準インピーダンスＺｓをその逆数であるアドミッタンスＹｓで表わし、被測定インピーダンスＺｘをその逆数であるアドミッタンスＹｘで表わしている。
【数１】
【００２１】
この基準電圧Ｖｓおよび偏差電圧ΔＶは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣ１およびＡＤＣ２でディジタル変換されて乗算器ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３および９０°移相メモリＭに与えられ、下記式（２）に示す演算、
【数２】
が行われる（ただし、［ｊＶｓ］は、Ｖｓをディジタル演算部ＤＰで＋９０度移相したもの。）。
【００２２】
乗算器ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３での演算により得られたＡ，Ｂ，Ｃは、ディジタル演算部ＤＰに与えられて下記式（３）による演算が行われ、比誤差εおよび位相角θが求められる。
【数３】
【００２３】
次に、図２（ａ），（ｂ）に示した回路に、アドミッタンス素子Ｙｓ，Ｙｘとしてキャパシタンス、抵抗およびインダクタンスを接続する場合を説明する。
【００２４】
キャパシタンスの測定
キャパシタンスの場合、アドミッタンス素子Ｙｓに標準コンデンサＣｓ、Ｙｘに被測定コンデンサＣｘを考えると、下記式（４）のように、
【数４】
と表わされる。ただし、Ｃｓは、標準コンデンサのキャパシタンス、ＣｘおよびＧｘは、被測定コンデンサのキャパシタンスおよび等価並列コンダクタンス、である。
【００２５】
上記式（４）を上記式（１）に代入すると、
【数５】
となる。これを上記式（２）に代入すると、
【数６】
が得られる。これを上記式（３）に代入すると、
【数７】
となる。よって、未知のキャパシタンス値Ｃｘ、ならびに損失角Ｄｘおよび損失角Ｄｘ＝Ｇｘ／ωＣｘは、
【数８】
として求められる。
【００２６】
抵抗の測定
抵抗の場合、Ｙｓに標準抵抗器、Ｙｘに被測定抵抗器を接続すると、
【数９】
と表わせる。ただし、Ｒｓは、標準抵抗器の抵抗値、ＲｘおよびＣｘは、被測定抵抗器の抵抗値および等価並列キャパシタンス、である。
【００２７】
キャパシタンス測定の場合と同様に、上記式（６）を上記式（１）以下に代入して上述の手法により整理すると、未知の抵抗値Ｒｘおよび位相角θｘ（＝ωＣｘＲｘ）は、
【数１０】
として求められる。
【００２８】
インダクタンスの測定
インダクタンスの場合、Ｙｓに標準インダクタ、Ｙｘに被測定インダクタを接続すると、
【数１１】
と表わせる。ただし、Ｌｓは、標準インダクタのインダクタンス値、ＬｘおよびＧｘは、被測定インダクタのインダクタンス値および等価並列コンダクタンス値、である。
【００２９】
上記式（３）を用いて、被測定インダクタＬｘおよびクォリティ・ファクタＱｘ＝１／ωＬｘＧｘは、
【数１２】
として求められる。
【００３０】
標準コンデンサによるインダクタンスの測定
一般に標準インダクタは、標準コンデンサに比べて確度が低い。そこで、標準コンデンサを用いてインダクタンス測定ができれば、より高精度のインダクタンス測定ができる。
【００３１】
図４は、この標準コンデンサを用いたインダクタンス測定のための接続図であり、変流器ＣＴ２の２つの２次巻線の一方であるｎ１２ａ巻線の極性を反転させた接続とする。この回路において、巻線比がｎ１１＝ｎ１２＝ｎ２１ａ＝ｎ２１ｂ＝ｎ２２であり、抵抗比がＲ１＝Ｒ２＝Ｒであって、変流器ＣＴ１およびＣＴ２の誤差および入力インピーダンスが十分小さい場合、基準電圧Ｖｓおよび差電圧ΔＶは、下式（１０） により、
【数１３】
と表わされる。これらを、ＡＤ変換器Ａ／Ｄおよびディジタル演算部ＤＰに与えて、まず下式（１１） に示す、
【数１４】
の演算を行う（ただし、［ｊＶｓ］は、Ｖｓをディジタル演算部ＤＰで＋９０°移相した値。）。これを基に、ディジタル演算部ＤＰでは、下式（１２）に示した演算、
【数１５】
を行う。そして、図４において、Ｙｓに標準コンデンサ、Ｙｘに被測定インダクタを接続すると、
【数１６】
と表わすことができる。ただし、Ｃｓは標準コンデンサのコンダクタンス、ＬｘおよびＧｘは被測定インダクタのインダクタンス値および等価コンダクタンス値、である。この上記式（１３）を用いて、インダクタンス値Ｌｘおよびクォリティ・ファクタＱｘ（＝１／ωＬｘＧｘ）は、下式（１４）の通り、
【数１７】
である。
【００３２】
この図２および図４を用いた説明では、巻線比がｎ１１＝ｎ１２＝ｎ２１ａ＝ｎ２１ｂ＝ｎ２２であり、抵抗比がＲ１＝Ｒ２の場合につき説明したが、これらの値を適当に選択することにより、種々の値の標準インピーダンスおよび被測定インピーダンスに対応することができる。
【実施例２】
【００３３】
図５は、本発明の第２の実施例を示した回路図である。この実施例では、電圧比較によりインピーダンス測定を行うもので、電源ＰＳに、誘導分圧器ＶＤおよび標準インピーダンスＺｓ、被測定インピーダンスＺｘの直列回路を接続するブリッジ回路として構成されている。
【００３４】
そして、変圧器ＶＴの出力Ｖｓ、および標準ピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの相互接続点の電圧ΔＶをディジタル演算器ＤＰに与え、ディジタル演算器ＤＰにより電圧比較を行って被測定インピーダンスＺｘの測定を行う。
【００３５】
この場合、誘導分圧器ＶＤの出力点の電位は接地電位に設定されており、また、分圧比ｎ１／ｎ２は、標準インピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの比に概ね一致するように設定される。
【００３６】
この構成において、基準電圧Ｖｓおよび差電圧ΔＶは、下式（１５）により、
【数１８】
と表せる（ただし、Ｎ＝１＋ｎ２／ｎ１）。これらをＡＤ変換器及びディジタル演算器ＤＰに入力し、次の演算を行う。
【数１９】
【００３７】
ただし、［ｊＶｓ］は、Ｖｓをディジタル演算部ＤＰで＋９０°移相したデータである。
【００３８】
これらを基に、次の演算を行う。そして、上記式（１６）により求めたＡ，Ｂ，Ｃによりディジタル演算部ＤＰが次の演算を行い、
【数２０】
を求める。
【００３９】
ここで、
【数２１】
と置くと、上記式（１６）は、
【数２２】
と表わせる。したがって、上記式（１７）は、
【数２３】
【００４０】
上記式（１５’），（１６’），（１７’）より
【数２４】
である。各インピーダンスを、
【数２５】
と置き、上記式（１８）に代入すると、
【数２６】
となる。この式（１９）を実数部、虚数部ごとに纏めると、
実数部：
【数２７】
虚数部：
【数２８】
となる。ここで、上記式（２０）をＲｘについて纏めると、
【数２９】
となり、同様に上記式（２１）をＸｘについて纏めると、
【数３０】
となる。上記式（２２），（２３）より、
【数３１】
が得られる。
【００４１】
ここで、ΔＶは、誘導分圧器ＶＤの分圧比の設定値と、標準インピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの比との差による電圧である。誘導変圧器ＶＤの比は標準インピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの比に概ね一致するように設定されているため、εおよびθは１／Ｎに比べて十分小さく、εおよびθの２乗以上の項は無視できる。
【００４２】
そこで、上記式（２４）は、
【数３２】
ただし、
【数３３】
と表わせる。
【００４３】
キャパシタンスの測定
上記図５において、Ｚｓとして標準コンデンサ、Ｚｘとして被測定コンデンサを接続すると、
【数３４】
と表せる。ただし、ＣｓおよびＲｓは、標準コンデンサのキャパシタンスおよび等価直列抵抗、ＣｘおよびＲｘは、被測定コンデンサのキャパシタンスおよび等価直列抵抗、である。
【００４４】
ここで、リアクタンスＸｓ，Ｘｘは、
【数３５】
と表わせるので、上記式（２５）に上記式（２７）を代入して
【数３６】
となる。したがって、
【数３７】
【００４５】
ただし、Ｄｓは標準コンデンサの損失角であり、とくにＤｓが十分小さい場合、Ｃｘは次のように近似できる。
【数３８】
であり、また、被測定コンデンサの損失角Ｄｘ＝ωＣｘＲｘは、上記式（２５）を用いて
【数３９】
と求められる。とくにＤｓが十分小さい場合、Ｄｘは次のように近似できる。
【数４０】
【００４６】
抵抗の測定
また、図５において、Ｚｓに標準コンデンサ、Ｚｘに被測定コンデンサを接続すると、
【数４１】
と表せる。ただし、ＲｓおよびＣｓは、標準抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、ＲｘおよびＬｘは、被測定抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、である。
【００４７】
ここで、リアクタンスＸｓ，Ｘｘは、
【数４２】
と表わされるので、上記式（２５）に上記式（３４）を代入して
【数４３】
となる。ただし、φｓは、標準抵抗器の位相角であり、とくにφｓが十分小さい場合、Ｒｘは次のように近似できる。
【数４４】
【００４８】
また、被測定抵抗器の位相角φｘ＝ωＬｘ／Ｒｘは上記式（２５）を用いて
【数４５】
と求められる。とくに、φｓが十分小さい場合、φｘは次のように近似できる。
【数４６】
【００４９】
インダクタンスの測定
上記図５において、Ｚｓに標準インダクタンス、Ｚｘに被測定インダクタンスを接続すると、
【数４７】
と表せる。ただし、ＲｓおよびＬｓは、標準抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、ＲｘおよびＬｘは被測定抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、である。
【００５０】
ここで、リアクタンスＸｓ，Ｘｘは、
【数４８】
と表わされるので、上記式（２５）に上記式（４０）を代入して
【数４９】
となる。したがって、
【数５０】
【００５１】
ただし、Ｑｓは標準インダクタのクォリティ・ファクタであり、とくにＱｓが十分大きい場合、Ｌｘは次のように近似できる。
【数５１】
【００５２】
また、クォリティ・ファクタＱｘ＝ωＬｘＲｘは、上記式（２５）を用いて
【数５２】
として求められる。とくにＱｓが十分小さい場合、Ｑｘは次のように近似できる。
【数５３】
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】電流比較型として構成した本発明の一実施例の構成を示すブロック線図。
【図２】図２は、図１に示した実施例の回路構成を示す全体回路図。
【図３】図２の回路に用いられたディジタル演算部ＤＰの内部構成を示す回路図。
【図４】図２に示した回路を、標準コンデンサを用いてインダクタンスを測定する構成とした回路図。
【図５】電圧比較型として構成した本発明の一実施例の構成を示す回路図。
【図６】従来のブリッジ回路として構成されたインピーダンス測定回路を示す回路図。
【図７】従来の電圧電流比によるインピーダンス測定回路を示す回路図。
【符号の説明】
【００５４】
ＰＳ 電源
Ｚｓ 標準インピーダンス
Ｚｘ 比測定インピーダンス
Ｙ アドミッタンス
Ｅ 電流電圧変換器
ＤＰ ディジタル演算部
Ｍ ９０°移相メモリ
ＭＰ 乗算器
ＡＤＣ ＡＤ変換器
ＣＴ 変流器
ＶＴ 変圧器
ＶＤ 誘導分圧器
Ｃ 信号調節器
ＶＲＭ ベクトル比測定装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、既知のインピーダンス素子を用いて未知の被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
既知のインピーダンス素子を用いて未知のインピーダンス素子のインピーダンスを測定する一つの方法として、ブリッジ回路がよく知られている（図６参照）。
【０００３】
これは、既知のインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３および未知のインピーダンス素子Ｚｘにより構成したブリッジ回路の一方のスパンに電源ＰＳを接続し、ブリッジ回路の他方のスパンに零検出器Ｄを接続するものである。そして、零検出器Ｄが零もしくは零近くを指すようにインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３の値を調節したときの既知のインピーダンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３の値から、未知のインピーダンス素子Ｚｘの値を算出するものである。
【０００４】
しかしながら、この方法では、基準となるインピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚ３を実数および虚数のベクトル平面上で調整する必要があるため、測定作業が煩雑である。
【０００５】
もう一つより簡便にインピーダンスを測定する方法として、図７に示すものがある。これは、被測定インピーダンスに流れる電流と誘起された電圧との比から被測定インピーダンスを求めるものである。そのために、電源ＰＳに被測定インピーダンスＺｘおよび既知の抵抗Ｒを直接接続し、それぞれの両端間電圧を信号調節器（シグナル・コンディショナ）Ｃ１，Ｃ２を介してベクトル比測定装置ＶＲＭに与えることにより測定を行う（特許文献１参照）。
【０００６】
しかしながら、この方法は、標準インピーダンスとの比較ではないため、回路のほぼ全ての要素の安定度が測定精度に直接影響を与える。
【特許文献１】特開２００２−１３９５２８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上述のように、従来のインピーダンス測定方法は、ブリッジ回路による方法にしても、ベクトル比測定による方法にしても、測定作業が煩雑であったり測定精度が低かったりするという問題点がある。
【０００８】
本発明は上述の点を考慮してなされたもので、比較的簡便な測定で高精度にインピーダンスを測定し得るインピーダンス測定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的達成のため、本願では、下記の第１および第２の発明を提供する。
【００１０】
第１の発明は、
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し並列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記被測定インピーダンス素子に流れる被測定電流および前記標準インピーダンス素子に流れる標準電流を検出し、被測定信号および標準信号を形成する信号形成回路と、
前記被測定電流と前記標準電流との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、
前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路と
をそなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置、
である。
【００１１】
また、第２の発明は、
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し直列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記被測定インピーダンス素子に生じる被測定電圧および前記標準インピーダンス素子に生じる標準電圧を検出し、被測定信号および標準信号を形成する電圧形成回路と、
前記被測定電圧と前記標準電圧との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、
前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路とを
そなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置、
である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明は上述のように構成したため、次のような効果を奏する。
【００１３】
第１の発明によれば、被測定インピーダンスを標準インピーダンスと比較するため標準インピーダンスの調整は行わないので、高精度な測定結果が得られるにも拘わらず比較的簡便に測定を行うことができる。
【００１４】
第２の発明によれば、分圧比を被測定インピーダンスと標準インピーダンスとの比に概ね一致させればよいため、高精度な測定結果が得られるにも拘わらす簡便に測定を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１６】
図１は、本発明の第１の実施例の構成を示すブロック線図である。この図１に示すように、電源ＰＳに対して既知の標準インピーダンスＺｓおよび被測定インピーダンスＺｘを並列に接続し、これら標準インピーダンスＺｓの通電電流を電流電圧変換器Ｅ１により電圧信号に変換して信号処理部ＤＰに与え、一方、電流比較器ＣＣで取り出した標準インピーダンスＺｓおよび被測定インピーダンスＺｘに流れる両電流の偏差電流Ｉｄを、電流電圧変換器Ｅ２により電圧変換して信号処理部ＤＰに与える。
【００１７】
図２は、図１に示した構成をより詳細に示した回路図である。また、電流電圧変換器Ｅ１は、変流器ＣＴ１と帰還抵抗Ｒ１を有する演算増幅器ＯＰ１とにより構成されて基準電圧Ｖｓを形成し、もう一つの電流電圧変換器Ｅ２は、電流比較器ＣＣと帰還抵抗Ｒ２を有する演算増幅器ＯＰ２とにより構成されて偏差電圧ΔＶを形成する。基準電圧Ｖｓおよび偏差電圧ΔＶは、Ａ／Ｄ変換器を有するディジタル演算部ＤＰに与えられる。
【００１８】
図３は、ディジタル演算部ＤＰの内部構成を示したものである。２つのＡＤ変換器ＡＤＣ１，ＡＤＣ２に与えられた入力Ｖｓ，ΔＶｓは、それぞれディジタル変換された後、Ｖｓは９０°移相メモリＭによりｊＶｓに変換され、３つのディジタル信号Ｖｓ，ｊＶｓ，ΔＶｓが形成される。これら３つのディジタル信号は、乗算器ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３に与えられ、下記式（２）に示す演算が行われてＡ，Ｂ，Ｃが得られる。
【００１９】
まず、巻数比がｎ１１＝ｎ１２＝ｎ２１ａ＝ｎ２１ｂ＝ｎ２２であり、抵抗がＲ１＝Ｒ２＝Ｒであって、変流器ＣＴ１およびＣＴ２の誤差および入力インピーダンスが十分小さい場合、基準電圧Ｖｓおよび偏差電圧ΔＶは、次のように表わされる。
【００２０】
下記式（１）では、標準インピーダンスＺｓをその逆数であるアドミッタンスＹｓで表わし、被測定インピーダンスＺｘをその逆数であるアドミッタンスＹｘで表わしている。
【数１】
【００２１】
この基準電圧Ｖｓおよび偏差電圧ΔＶは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣ１およびＡＤＣ２でディジタル変換されて乗算器ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３および９０°移相メモリＭに与えられ、下記式（２）に示す演算、
【数２】
が行われる（ただし、［ｊＶｓ］は、Ｖｓをディジタル演算部ＤＰで＋９０度移相したもの。）。
【００２２】
乗算器ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３での演算により得られたＡ，Ｂ，Ｃは、ディジタル演算部ＤＰに与えられて下記式（３）による演算が行われ、比誤差εおよび位相角θが求められる。
【数３】
【００２３】
次に、図２（ａ），（ｂ）に示した回路に、アドミッタンス素子Ｙｓ，Ｙｘとしてキャパシタンス、抵抗およびインダクタンスを接続する場合を説明する。
【００２４】
キャパシタンスの測定
キャパシタンスの場合、アドミッタンス素子Ｙｓに標準コンデンサＣｓ、Ｙｘに被測定コンデンサＣｘを考えると、下記式（４）のように、
【数４】
と表わされる。ただし、Ｃｓは、標準コンデンサのキャパシタンス、ＣｘおよびＧｘは、被測定コンデンサのキャパシタンスおよび等価並列コンダクタンス、である。
【００２５】
上記式（４）を上記式（１）に代入すると、
【数５】
となる。これを上記式（２）に代入すると、
【数６】
が得られる。これを上記式（３）に代入すると、
【数７】
となる。よって、未知のキャパシタンス値Ｃｘ、ならびに損失角Ｄｘおよび損失角Ｄｘ＝Ｇｘ／ωＣｘは、
【数８】
として求められる。
【００２６】
抵抗の測定
抵抗の場合、Ｙｓに標準抵抗器、Ｙｘに被測定抵抗器を接続すると、
【数９】
と表わせる。ただし、Ｒｓは、標準抵抗器の抵抗値、ＲｘおよびＣｘは、被測定抵抗器の抵抗値および等価並列キャパシタンス、である。
【００２７】
キャパシタンス測定の場合と同様に、上記式（６）を上記式（１）以下に代入して上述の手法により整理すると、未知の抵抗値Ｒｘおよび位相角θｘ（＝ωＣｘＲｘ）は、
【数１０】
として求められる。
【００２８】
インダクタンスの測定
インダクタンスの場合、Ｙｓに標準インダクタ、Ｙｘに被測定インダクタを接続すると、
【数１１】
と表わせる。ただし、Ｌｓは、標準インダクタのインダクタンス値、ＬｘおよびＧｘは、被測定インダクタのインダクタンス値および等価並列コンダクタンス値、である。
【００２９】
上記式（３）を用いて、被測定インダクタＬｘおよびクォリティ・ファクタＱｘ＝１／ωＬｘＧｘは、
【数１２】
として求められる。
【００３０】
標準コンデンサによるインダクタンスの測定
一般に標準インダクタは、標準コンデンサに比べて確度が低い。そこで、標準コンデンサを用いてインダクタンス測定ができれば、より高精度のインダクタンス測定ができる。
【００３１】
図４は、この標準コンデンサを用いたインダクタンス測定のための接続図であり、変流器ＣＴ２の２つの２次巻線の一方であるｎ１２ａ巻線の極性を反転させた接続とする。この回路において、巻線比がｎ１１＝ｎ１２＝ｎ２１ａ＝ｎ２１ｂ＝ｎ２２であり、抵抗比がＲ１＝Ｒ２＝Ｒであって、変流器ＣＴ１およびＣＴ２の誤差および入力インピーダンスが十分小さい場合、基準電圧Ｖｓおよび差電圧ΔＶは、下式（１０） により、
【数１３】
と表わされる。これらを、ＡＤ変換器Ａ／Ｄおよびディジタル演算部ＤＰに与えて、まず下式（１１） に示す、
【数１４】
の演算を行う（ただし、［ｊＶｓ］は、Ｖｓをディジタル演算部ＤＰで＋９０°移相した値。）。これを基に、ディジタル演算部ＤＰでは、下式（１２）に示した演算、
【数１５】
を行う。そして、図４において、Ｙｓに標準コンデンサ、Ｙｘに被測定インダクタを接続すると、
【数１６】
と表わすことができる。ただし、Ｃｓは標準コンデンサのコンダクタンス、ＬｘおよびＧｘは被測定インダクタのインダクタンス値および等価コンダクタンス値、である。この上記式（１３）を用いて、インダクタンス値Ｌｘおよびクォリティ・ファクタＱｘ（＝１／ωＬｘＧｘ）は、下式（１４）の通り、
【数１７】
である。
【００３２】
この図２および図４を用いた説明では、巻線比がｎ１１＝ｎ１２＝ｎ２１ａ＝ｎ２１ｂ＝ｎ２２であり、抵抗比がＲ１＝Ｒ２の場合につき説明したが、これらの値を適当に選択することにより、種々の値の標準インピーダンスおよび被測定インピーダンスに対応することができる。
【実施例２】
【００３３】
図５は、本発明の第２の実施例を示した回路図である。この実施例では、電圧比較によりインピーダンス測定を行うもので、電源ＰＳに、誘導分圧器ＶＤおよび標準インピーダンスＺｓ、被測定インピーダンスＺｘの直列回路を接続するブリッジ回路として構成されている。
【００３４】
そして、変圧器ＶＴの出力Ｖｓ、および標準ピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの相互接続点の電圧ΔＶをディジタル演算器ＤＰに与え、ディジタル演算器ＤＰにより電圧比較を行って被測定インピーダンスＺｘの測定を行う。
【００３５】
この場合、誘導分圧器ＶＤの出力点の電位は接地電位に設定されており、また、分圧比ｎ１／ｎ２は、標準インピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの比に概ね一致するように設定される。
【００３６】
この構成において、基準電圧Ｖｓおよび差電圧ΔＶは、下式（１５）により、
【数１８】
と表せる（ただし、Ｎ＝１＋ｎ２／ｎ１）。これらをＡＤ変換器及びディジタル演算器ＤＰに入力し、次の演算を行う。
【数１９】
【００３７】
ただし、［ｊＶｓ］は、Ｖｓをディジタル演算部ＤＰで＋９０°移相したデータである。
【００３８】
これらを基に、次の演算を行う。そして、上記式（１６）により求めたＡ，Ｂ，Ｃによりディジタル演算部ＤＰが次の演算を行い、
【数２０】
を求める。
【００３９】
ここで、
【数２１】
と置くと、上記式（１６）は、
【数２２】
と表わせる。したがって、上記式（１７）は、
【数２３】
【００４０】
上記式（１５’），（１６’），（１７’）より
【数２４】
である。各インピーダンスを、
【数２５】
と置き、上記式（１８）に代入すると、
【数２６】
となる。この式（１９）を実数部、虚数部ごとに纏めると、
実数部：
【数２７】
虚数部：
【数２８】
となる。ここで、上記式（２０）をＲｘについて纏めると、
【数２９】
となり、同様に上記式（２１）をＸｘについて纏めると、
【数３０】
となる。上記式（２２），（２３）より、
【数３１】
が得られる。
【００４１】
ここで、ΔＶは、誘導分圧器ＶＤの分圧比の設定値と、標準インピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの比との差による電圧である。誘導変圧器ＶＤの比は標準インピーダンスＺｓと被測定インピーダンスＺｘとの比に概ね一致するように設定されているため、εおよびθは１／Ｎに比べて十分小さく、εおよびθの２乗以上の項は無視できる。
【００４２】
そこで、上記式（２４）は、
【数３２】
ただし、
【数３３】
と表わせる。
【００４３】
キャパシタンスの測定
上記図５において、Ｚｓとして標準コンデンサ、Ｚｘとして被測定コンデンサを接続すると、
【数３４】
と表せる。ただし、ＣｓおよびＲｓは、標準コンデンサのキャパシタンスおよび等価直列抵抗、ＣｘおよびＲｘは、被測定コンデンサのキャパシタンスおよび等価直列抵抗、である。
【００４４】
ここで、リアクタンスＸｓ，Ｘｘは、
【数３５】
と表わせるので、上記式（２５）に上記式（２７）を代入して
【数３６】
となる。したがって、
【数３７】
【００４５】
ただし、Ｄｓは標準コンデンサの損失角であり、とくにＤｓが十分小さい場合、Ｃｘは次のように近似できる。
【数３８】
であり、また、被測定コンデンサの損失角Ｄｘ＝ωＣｘＲｘは、上記式（２５）を用いて
【数３９】
と求められる。とくにＤｓが十分小さい場合、Ｄｘは次のように近似できる。
【数４０】
【００４６】
抵抗の測定
また、図５において、Ｚｓに標準コンデンサ、Ｚｘに被測定コンデンサを接続すると、
【数４１】
と表せる。ただし、ＲｓおよびＣｓは、標準抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、ＲｘおよびＬｘは、被測定抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、である。
【００４７】
ここで、リアクタンスＸｓ，Ｘｘは、
【数４２】
と表わされるので、上記式（２５）に上記式（３４）を代入して
【数４３】
となる。ただし、φｓは、標準抵抗器の位相角であり、とくにφｓが十分小さい場合、Ｒｘは次のように近似できる。
【数４４】
【００４８】
また、被測定抵抗器の位相角φｘ＝ωＬｘ／Ｒｘは上記式（２５）を用いて
【数４５】
と求められる。とくに、φｓが十分小さい場合、φｘは次のように近似できる。
【数４６】
【００４９】
インダクタンスの測定
上記図５において、Ｚｓに標準インダクタンス、Ｚｘに被測定インダクタンスを接続すると、
【数４７】
と表せる。ただし、ＲｓおよびＬｓは、標準抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、ＲｘおよびＬｘは被測定抵抗器の抵抗値および等価直列インダクタンス、である。
【００５０】
ここで、リアクタンスＸｓ，Ｘｘは、
【数４８】
と表わされるので、上記式（２５）に上記式（４０）を代入して
【数４９】
となる。したがって、
【数５０】
【００５１】
ただし、Ｑｓは標準インダクタのクォリティ・ファクタであり、とくにＱｓが十分大きい場合、Ｌｘは次のように近似できる。
【数５１】
【００５２】
また、クォリティ・ファクタＱｘ＝ωＬｘＲｘは、上記式（２５）を用いて
【数５２】
として求められる。とくにＱｓが十分小さい場合、Ｑｘは次のように近似できる。
【数５３】
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】電流比較型として構成した本発明の一実施例の構成を示すブロック線図。
【図２】図２は、図１に示した実施例の回路構成を示す全体回路図。
【図３】図２の回路に用いられたディジタル演算部ＤＰの内部構成を示す回路図。
【図４】図２に示した回路を、標準コンデンサを用いてインダクタンスを測定する構成とした回路図。
【図５】電圧比較型として構成した本発明の一実施例の構成を示す回路図。
【図６】従来のブリッジ回路として構成されたインピーダンス測定回路を示す回路図。
【図７】従来の電圧電流比によるインピーダンス測定回路を示す回路図。
【符号の説明】
【００５４】
ＰＳ 電源
Ｚｓ 標準インピーダンス
Ｚｘ 比測定インピーダンス
Ｙ アドミッタンス
Ｅ 電流電圧変換器
ＤＰ ディジタル演算部
Ｍ ９０°移相メモリ
ＭＰ 乗算器
ＡＤＣ ＡＤ変換器
ＣＴ 変流器
ＶＴ 変圧器
ＶＤ 誘導分圧器
Ｃ 信号調節器
ＶＲＭ ベクトル比測定装置
【特許請求の範囲】
【請求項１】
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し並列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記被測定インピーダンス素子に流れる被測定電流および前記標準インピーダンス素子に流れる標準電流を検出し、被測定信号および標準信号を形成する信号形成回路と、
前記被測定電流と前記標準電流との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、
前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路と
をそなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項２】
請求項１記載のインピーダンス測定装置において、
前記偏差検出回路は、前記被測定電流を流す第１の巻線、前記標準電流を流す第２の巻線、および前記第１および第２の巻線と電磁結合して前記偏差信号を取り出す第３の巻線を有する変流器として構成されたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項３】
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し直列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記電源に接続された誘導分圧器を有し、前記電源の両端間の任意の電位を形成する電位調整回路と、
１次巻線が前記電源に接続され、２次巻線が前記電位調整回路に接続された絶縁変圧器を有し、前記電位調整回路により電位調整された標準信号を形成する標準信号回路と、
前記電源に接続され、前記両インピーダンス素子の相互接続点に偏差信号を形成する偏差信号回路と、
前記標準信号および前記偏差信号が与えられ、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路とを
そなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項１】
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し並列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記被測定インピーダンス素子に流れる被測定電流および前記標準インピーダンス素子に流れる標準電流を検出し、被測定信号および標準信号を形成する信号形成回路と、
前記被測定電流と前記標準電流との差を取り出し、偏差信号を形成する偏差検出回路と、
前記標準信号および偏差信号に基き、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路と
をそなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項２】
請求項１記載のインピーダンス測定装置において、
前記偏差検出回路は、前記被測定電流を流す第１の巻線、前記標準電流を流す第２の巻線、および前記第１および第２の巻線と電磁結合して前記偏差信号を取り出す第３の巻線を有する変流器として構成されたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【請求項３】
標準インピーダンス素子と比較して被測定インピーダンス素子のインピーダンスを測定する装置において、
電源に対し直列接続された被測定インピーダンス素子および標準インピーダンス素子を有し、前記両インピーダンス素子それぞれに電流を流す測定用通電回路と、
前記電源に接続された誘導分圧器を有し、前記電源の両端間の任意の電位を形成する電位調整回路と、
１次巻線が前記電源に接続され、２次巻線が前記電位調整回路に接続された絶縁変圧器を有し、前記電位調整回路により電位調整された標準信号を形成する標準信号回路と、
前記電源に接続され、前記両インピーダンス素子の相互接続点に偏差信号を形成する偏差信号回路と、
前記標準信号および前記偏差信号が与えられ、前記被測定インピーダンス素子のインピーダンスを算出する処理回路とを
そなえたことを特徴とするインピーダンス測定装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００８−２９８４５９（Ｐ２００８−２９８４５９Ａ）
【公開日】平成２０年１２月１１日（２００８．１２．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−１４１９５７（Ｐ２００７−１４１９５７）
【出願日】平成１９年５月２９日（２００７．５．２９）
【出願人】（３９００３１１９６）日本電気計器検定所 (17)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１２月１１日（２００８．１２．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年５月２９日（２００７．５．２９）
【出願人】（３９００３１１９６）日本電気計器検定所 (17)
【Ｆターム（参考）】
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