スイッチング電源及び照明装置
【課題】電力の損失が小さく起動時の過電流を抑制したスイッチング電源及び照明装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１は、オンのとき前記第１のインダクタＬ１に電源電圧を供給して電流を流す。定電流素子Ｑ２は、前記スイッチング素子Ｑ１に直列に接続され、前記スイッチング素子Ｑ１の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。整流素子Ｄ１は、前記スイッチング素子Ｑ１および前記定電流素子Ｑ２のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子Ｑ１がオフしたとき第１のインダクタＬ１の電流を流す。第２のインダクタＬ２は、前記第１のインダクタＬ１と磁気結合し、誘起された電位を前記スイッチング素子Ｑ１の制御端子に供給する。定電圧回路Ｖ１は、前記定電流素子Ｑ２の制御端子に定電位を供給する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１は、オンのとき前記第１のインダクタＬ１に電源電圧を供給して電流を流す。定電流素子Ｑ２は、前記スイッチング素子Ｑ１に直列に接続され、前記スイッチング素子Ｑ１の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。整流素子Ｄ１は、前記スイッチング素子Ｑ１および前記定電流素子Ｑ２のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子Ｑ１がオフしたとき第１のインダクタＬ１の電流を流す。第２のインダクタＬ２は、前記第１のインダクタＬ１と磁気結合し、誘起された電位を前記スイッチング素子Ｑ１の制御端子に供給する。定電圧回路Ｖ１は、前記定電流素子Ｑ２の制御端子に定電位を供給する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源及び照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、照明装置に関して、照明光源は白熱電球や蛍光灯から省エネルギー・長寿命の光源、例えばＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光ダイオード）への置き換えが進んでいる。また、例えば、ＥＬ（Electro-Luminescence）やＯＬＥＤ（Organic light-emitting diode：有機発光ダイオード）など新たな照明光源も開発されている。これらの照明光源の輝度は流れる電流値に依存するため、点灯させる場合は、定電流を供給する電源回路が必要になる。また、直流の電源電圧を照明光源の定格電圧に合わせるために、通常は降圧手段が用いられる。そして、電流の利用効率が高い降圧手段として、自励式のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
特許文献１に記載のＬＥＤ点灯装置においては、直流電源にＦＥＴ（Field-Effect Transistor：電界効果トランジスタ）、電流検出用の抵抗、第１のインダクタ及びＬＥＤ回路が直列に接続されて、ループ状の主たる電流経路が形成されている。ＦＥＴのソース・ゲート間には、直流電源の出力が抵抗分圧された電圧が印加されると共に、電流検出用の抵抗の両端部間の電圧が印加されるようになっている。また、上述の第１のインダクタ及びＬＥＤ回路の両端部間にダイオードが接続されて、ループ状の帰還回路が形成されている。更に、第１のインダクタに磁気結合した第２のインダクタが設けられており、第２のインダクタの起電力がＦＥＴのゲートに印加されるようになっている。
【０００４】
このようなＬＥＤ点灯装置においては、電源が投入されると、電源電圧が抵抗分圧された電位がＦＥＴのゲートに印加されてＦＥＴがオン状態になり、主たる電流経路に電流が流れ始める。この電流が増加しているときは、第２のインダクタに起電力が発生し、ＦＥＴがオン状態のまま維持される。これにより、ＬＥＤ回路が点灯すると共に、第１のインダクタに磁気エネルギーが蓄積される。その後、主たる電流経路を流れる電流が所定量に達すると、電流検出用の抵抗の両端部間の電圧降下量が所定量に達し、ＦＥＴのソース電位に対するゲート電位が閾値よりも低くなり、ＦＥＴがオフ状態となる。これにより、主たる電流経路が遮断され、第１のインダクタに蓄積されていた磁気エネルギーによって帰還回路に電流が流れ、ＬＥＤ回路を点灯させる。このとき、この電流は経時的に減少するため、第２のインダクタには逆の起電力が発生し、ＦＥＴをオフ状態のまま維持する。その後、電流がゼロになると、第２のインダクタの起電力の方向が再び反転し、ＦＥＴがオン状態になる。このような動作を繰り返すことにより、自励式のＤＣ−ＤＣ変換が行われて、ＬＥＤ回路に降下された直流電圧が供給される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−１１９０７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のＬＥＤ点灯装置においては、電流検出用の抵抗が必要であり、ＦＥＴがオン状態であるときは、電流検出用の抵抗に常に電流が流れるため、電力の損失が大きいという問題がある。また、電流検出用の抵抗を用いない場合、起動時に大電流が流れる可能性もある。
本発明の目的は、電力の損失が小さく起動時の過電流を抑制したスイッチング電源及び照明装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係るスイッチング電源は、第１のインダクタと、オンのとき前記第１のインダクタに電源電圧を供給して電流を流すスイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続され、前記スイッチング素子の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子をオフさせる定電流素子と、前記スイッチング素子および前記定電流素子のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子がオフしたとき前記第１のインダクタの電流を流す整流素子と、前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタの電流が増加しているときは前記スイッチング素子をオンさせる電位が誘起され、前記スイッチング素子の電流が減少しているときは前記スイッチング素子をオフさせる電位が誘起され、誘起された電位を前記スイッチング素子の制御端子に供給する第２のインダクタと、前記定電流素子の制御端子に定電位を供給する定電圧回路と、前記第１のインダクタの電流により充電される平滑コンデンサと、を備える。
【０００８】
また、本発明の他の一態様に係るスイッチング電源は、直流電源と、前記直流電源の一方の端子に第１の端子が接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続された定電流素子と、前記定電流素子の第２の端子に第１の端子が接続された第１のインダクタと、前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタに流れる電流が増加しているときは前記第１のスイッチング素子の制御端子に対して前記第１のスイッチング素子がオンとなるような制御電位を供給し、前記第１のインダクタに流れる電流が減少しているときは前記第１のスイッチング素子の制御端子に対して前記第１のスイッチング素子がオフとなるような制御電位を供給する第２のインダクタと、前記直流電源の他方の端子と前記第１のインダクタの第１の端子との間に接続され、前記第１及び第２のスイッチング素子を介して前記第１のインダクタに供給される電流と同じ方向の電流が前記第１インダクタに供給されるような方向に電流を流す第１の整流素子と、前記定電流素子の第２の端子と制御端子との間に制御電圧を印加する定電圧回路と、を備える。
【０００９】
また、本発明の他の一態様に係る照明装置は、上記のいずれか１つのスイッチング電源と、前記スイッチング電源の出力端子間に接続された照明負荷と、を備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、電力の損失が小さく起動時の過電流を抑制したスイッチング電源及び照明装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【図２】第１の実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
【図３】第２の実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
【図４】第３の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【図５】第４の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【図６】第５の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
先ず、第１の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図であり、
図２は、本実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
【００１３】
図１に示すように、本実施形態に係る照明装置１は、商用の交流電源ＡＣに接続されて使用される。照明装置１においては、交流電源ＡＣに接続され、交流電源ＡＣから供給された交流電流を直流電流に変換する直流電源１１と、直流電源１１から供給された直流電圧を降下させるＤＣ−ＤＣコンバータ１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力端子間に接続された照明負荷１３が設けられている。照明負荷１３には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から直流電流が供給されて発光する照明光源Ｅ、例えばＬＥＤ素子が設けられている。直流電源１１及びＤＣ−ＤＣコンバータ１２により、本実施形態に係るスイッチング電源装置が構成されている。
【００１４】
直流電源１１においては、ダイオードブリッジからなる全波整流回路Ｂが設けられており、全波整流回路Ｂの入力端子が交流電源ＡＣに接続されており、全波整流回路Ｂの出力端子が直流電源１１の出力端子Ｔ１及びＴ２となっている。出力端子Ｔ１は高電位側の端子であり、出力端子Ｔ２は低電位側の端子である。直流電源１１の出力端子Ｔ１及びＴ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力端子でもある。なお、「端子」とは回路図上の位置を示す概念であり、実際のデバイスにおいて、必ずしも「端子」のみに相当する部材が設けられているとは限らない。
【００１５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、直流電源１１の出力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に、コンデンサＣ１が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１、定電流素子Ｑ２、整流素子Ｄ１が設けられており、出力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間にこの順に直列に接続されている。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２は、例えば電界効果トランジスタであり、例えば高電子移動度トランジスタ（High Electron Mobility Transistor：ＨＥＭＴ）であり、例えば、シリコン炭化物（ＳｉＣ）からなる基板上に形成され、チャネルはガリウム窒化物（ＧａＮ）又はインジウムガリウム窒化物（ＩｎＧａＮ）によって形成された所謂ＧａＮ系ＨＥＭＴである。また、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２は、ノーマリオン型の素子である。また、整流素子Ｄ１は、例えばショットキーバリアダイオードであり、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２と同様に形成される。
【００１７】
そして、スイッチング素子Ｑ１のドレイン（第１の端子）が出力端子Ｔ１に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース（第２の端子）が定電流素子Ｑ２のドレイン（第１の端子）に接続され、定電流素子Ｑ２のソース（第２の端子）が接続点Ｎ５を介して整流素子Ｄ１のカソードに接続され、整流素子Ｄ１のアノードが出力端子Ｔ２に接続されている。
【００１８】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、第１のインダクタＬ１及び平滑コンデンサＣ２が設けられている。第１のインダクタＬ１の一方の端子（第１の端子）は接続点Ｎ５に接続されており、第１のインダクタＬ１の他方の端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の高電位側の出力端子Ｔ３に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、出力端子Ｔ３とＤＣ−ＤＣコンバータ１２の低電位側の出力端子Ｔ４との間に接続されている。出力端子Ｔ４は、直流電源１１の低電位側の出力端子Ｔ２に接続されている。出力端子Ｔ２及びＴ４の電位は、例えば接地電位である。
【００１９】
更に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、第２のインダクタＬ２、結合コンデンサＣ３、ダイオードＤ２が設けられている。第２のインダクタＬ２は接続点Ｎ５と結合コンデンサＣ３の一方の端子との間に接続されており、第１のインダクタＬ１と磁気結合している。第２のインダクタＬ２は、第１のインダクタＬ１を接続点Ｎ５から出力端子Ｔ３に向けて流れる電流が増加しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも高電位となるような起電力が発生し、上述の電流が減少しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも低電位となるような起電力を発生させる。結合コンデンサＣ３の他方の端子はスイッチング素子Ｑ１の制御端子であるゲートに接続されている。また、ダイオードＤ２のアノードは結合コンデンサＣ３の他方の端子及びスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されており、ダイオードＤ２のカソードは接続点Ｎ５に接続されている。ダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ１のゲート電位と定電流素子Ｑ２のソース間の電圧を、順方向電圧以下にクランプする。スイッチング素子Ｑ１のゲート電位（制御電位）は、負電位側にレベルシフトされ、スイッチング素子Ｑ１を確実にオンおよびオフさせることができる。
【００２０】
更にまた、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、定電圧回路Ｖ１及びバイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２が設けられている。定電圧回路Ｖ１の端子Ｎ１は出力端子Ｔ１に接続されており、端子Ｎ２は接続点Ｎ５に接続されており、端子Ｎ３は定電流素子Ｑ２のゲートに接続されている。バイアス抵抗Ｒ１は、端子Ｎ３と出力端子Ｔ２との間に接続されている。バイアス抵抗Ｒ２は、出力端子Ｔ１と端子Ｎ２との間に接続されている。定電圧回路Ｖ１は、端子Ｎ１から高電位が供給され、端子Ｎ３から低電位が供給されて、端子Ｎ２から高電位と低電位の間の中間電位を出力する回路である。このとき、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧が一定となり、定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、負の一定値になる。
【００２１】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力端子Ｔ３と出力端子Ｔ４との間に、照明光源ＥとしてＬＥＤ素子が接続されている。ＬＥＤ素子Ｅのアノードは出力端子Ｔ３に接続されており、カソードは出力端子Ｔ４に接続されている。これにより、（全波整流回路Ｂ→出力端子Ｔ１→スイッチング素子Ｑ１→定電流素子Ｑ２→接続点Ｎ５→第１のインダクタＬ１→出力端子Ｔ３→ＬＥＤ素子Ｅ→出力端子Ｔ４→出力端子Ｔ２→全波整流回路Ｂ）のループ状の電流経路が構成される。また、（第１のインダクタＬ１→出力端子Ｔ３→ＬＥＤ素子Ｅ→出力端子Ｔ４→整流素子Ｄ１→接続点Ｎ５→第１のインダクタＬ１）のループ状の回生電流経路も構成される。このように、定電流素子Ｑ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力端子（直流電源１１の出力端子Ｔ１）と出力端子Ｔ３との間に介在している。また、整流素子Ｄ１は、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２を介して第１のインダクタＬ１に供給される電流と同じ方向の電流が第１のインダクタＬ１に流れるように、接続されている。
【００２２】
図２に示すように、定電圧回路Ｖ１においては、バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２が設けられている。バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２の特性は実質的に同一である。また、定電圧回路Ｖ１においては、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２及びＲ１３と、差動アンプＤＡが設けられている。バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のコレクタは端子Ｎ１に接続されている。バイポーラトランジスタＱ１１のエミッタは、抵抗Ｒ１２及び抵抗Ｒ１３を介して、端子Ｎ３に接続されている。バイポーラトランジスタＱ１２のエミッタは、抵抗Ｒ１１を介して、端子Ｎ３に接続されている。抵抗Ｒ１２と抵抗１３との接続点Ｎ１１は、差動アンプＤＡの正極側の入力端子に接続されており、バイポーラトランジスタＱ１２のエミッタと抵抗Ｒ１１との接続点Ｎ１２は、差動アンプＤＡの負極側の入力端子に接続されている。差動アンプＤＡの出力端子は、バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のベースに接続されていると共に、端子Ｎ２に接続されている。
【００２３】
定電圧回路Ｖ１は、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆとして、バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のベース・エミッタ電圧ＶＢＥを基準とした電圧を出力することができる。具体的には、温度をＴとし、ボルツマン定数をｋとし、電荷をｑとし、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の抵抗値をそれぞれＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１３とすると、電圧Ｖｒｅｆは下記数式１のようになる。バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のベース・エミッタ電圧ＶＢＥの温度係数は負の値を持つが、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３として正の温度係数を持つ拡散層抵抗又はポリシリコン等を用いて、抵抗比を適正に調整すれば、電圧Ｖｒｅｆの温度係数をほぼゼロにすることができる。
【００２４】
【数１】
【００２５】
次に、本実施形態に係る照明装置の動作について説明する。
スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２はノーマリオン型の素子であるため、初期状態においては、いずれもオン状態にある。
【００２６】
（１）交流電源ＡＣを直流電源１１に接続すると、交流電源ＡＣから出力された交流電流が直流電源１１に入力される。直流電源１１においては、全波整流回路Ｂによって交流電流が直流電流に変換される。そして、この直流電流が出力端子Ｔ１及びＴ２から出力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に入力される。このとき、出力端子Ｔ１から高電位が出力され、出力端子Ｔ２から低電位が出力される。
【００２７】
（２）ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、コンデンサＣ１によって高周波成分が除去された上で、出力端子Ｔ１の電位が定電圧回路Ｖ１の端子Ｎ１に入力され、出力端子Ｔ１の電位がバイアス抵抗Ｒ２を介して定電圧回路Ｖ１の端子Ｎ２に入力され、出力端子Ｔ２の電位がバイアス抵抗Ｒ１を介して端子Ｎ３に入力される。これにより、定電圧回路Ｖ１が作動し、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆを、上記数式１によって規定される一定の電圧とする。この結果、定電流素子Ｑ２のゲートにソースよりも低い電位が印加される。定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間電圧により、ドレイン・ソース間に流れる電流が制限される。
【００２８】
（３）そして、（入力端子Ｔ１→スイッチング素子Ｑ１→定電流素子Ｑ２→第１のインダクタＬ１）の経路で電流が流れる。このとき、ＬＥＤ素子Ｅに印加される電圧がＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧に達するまでは、ＬＥＤ素子Ｅに電流が流れないため、平滑コンデンサＣ２が充電される。すなわち、定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間の負電圧の絶対値がＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧より小さくなるように、定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間に電圧が印加されるので、ＬＥＤ素子Ｅに電流が流れずコンデンサＣ２が充電される。
【００２９】
（４）コンデンサＣ２が充電され、ＬＥＤ素子Ｅに印加される電圧がＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧を超えると、（入力端子Ｔ１→スイッチング素子Ｑ１→定電流素子Ｑ２→第１のインダクタＬ１→ＬＥＤ素子Ｅ→入力端子Ｔ２）の経路で電流が流れる。これにより、ＬＥＤ素子Ｅが点灯すると共に、第１のインダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。また、この電流は増加するため、第２のインダクタＬ２には、結合コンデンサＣ３側を高電位とするような起電力が発生する。この結果、スイッチング素子Ｑ１のゲート電位がソース電位よりも高くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン状態を維持する。
【００３０】
（５）ＨＥＭＴからなる定電流素子Ｑ２を流れる電流値が飽和電流に達すると、電流の増加に伴い、定電流素子Ｑ２のソース−ドレイン間の電圧が急上昇する。なお、定電流素子Ｑ２の飽和電流は、定電圧回路Ｖ１によって与えられるソース・ゲート間電圧によって規定されている。定電流素子Ｑ２のソース−ドレイン間の電圧が急上昇することにより、スイッチング素子Ｑ１のソース電位が上昇してゲート電位よりも高くなり、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態になる。この結果、上述の電流経路が遮断される。
【００３１】
（６）これにより、第１のインダクタＬ１に蓄積されていた磁気エネルギーが放出されて、（第１のインダクタＬ１→ＬＥＤ素子Ｅ→整流素子Ｄ１→第１のインダクタＬ１）の回生電流経路を電流が流れる。これにより、ＬＥＤ素子Ｅの点灯が維持される。また、この電流は経時的に減少するため、第２のインダクタＬ２には結合コンデンサＣ３側を低電位とするような起電力が発生する。この結果、スイッチング素子Ｑ１のゲートにソースよりも低い電位が印加され、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態が維持される。
【００３２】
（７）第１のインダクタＬ１に蓄積されていた磁気エネルギーがゼロになると、第２のインダクタＬ２の起電力の方向が再び反転し、結合コンデンサＣ３側を高電位とするような起電力が発生する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のゲートにソースよりも高い電位が印加され、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。これにより、上記（４）の状態に戻る。
【００３３】
以後、上記（４）〜（７）を繰り返す。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフとが自動的に繰り返されて、ＬＥＤ素子Ｅには電圧降下された直流電流が供給される。
【００３４】
次に、本実施形態の効果について説明する。
本実施形態においては、定電流素子Ｑ２を流れる電流が飽和電流に達すると、定電流素子Ｑ２のソース・ドレイン間の電圧が急上昇し、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態としている。すなわち、定電圧回路Ｖ１によって制御された定電流素子Ｑ２の飽和電流を用いて、電流の大きさが所定の値に達したことの検出を行っている。このため、抵抗を用いて検出する場合と比較して、電力の損失が少ない。また、電流検出用の抵抗が不要であるため、ＬＥＤ点灯回路を小型化できる。
【００３５】
更に、定電圧回路Ｖ１の出力を任意に変化させることにより、ＬＥＤ素子Ｅを調光することや停止することができる。すなわち、電流検出用の抵抗により電流の大きさが所定の値に達したことの検出を行う場合は所定値は一定値であるが、電流検出用の抵抗に替えて定電流素子Ｑ２を用いたことにより、検出する所定の電流値を任意に変化させることができる。更にまた、定電圧回路Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１又は定電流素子Ｑ２の温度特性を補正するように動作させることができる。例えば、定電圧回路Ｖ１は、温度特性として負特性を付加することができる。
【００３６】
更にまた、本実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２としてＨＥＭＴを用いているため、高周波動作が可能となる。例えば、メガヘルツオーダーの動作が可能となる。特に、ＧａＮ系ＨＥＭＴを用いているため、より一層の高周波動作が可能であると共に、耐圧が高いため、チップサイズを小型化できる。
【００３７】
更に、定電流素子Ｑ２としてノーマリオン型の素子を用いた場合、定電流素子Ｑ２の飽和電流が制御されていないと、電源投入直後の電流が不安定である期間やＬＥＤ素子Ｅが点灯を開始する時に、過剰な電流が流れてしまう可能性がある。これに対して、本実施形態においては、定電流素子Ｑ２の飽和電流を定電圧回路Ｖ１によって制御しているため、電源を投入後、電源電圧が安定するまでの間及びＬＥＤ素子Ｅが点灯を開始するときにおいても電流を確実に制限し、過剰な電流が流れることを防止できる。
【００３８】
次に、第２の実施形態について説明する。
図３は、本実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
図３に示すように、本実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、定電圧回路の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第１の実施形態における定電圧回路Ｖ１の替わりに、定電圧回路Ｖ２が設けられている。本実施形態に係る照明装置の定電圧回路以外の構成は、図１に示す構成と同様である。
【００３９】
図３に示すように、定電圧回路Ｖ２においては、ｐチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳ）Ｍ２１及びＭ２３と、ｎチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳ）Ｍ２２及びＭ２４が設けられている。ＮＭＯＳ Ｍ２２はノーマリオン型のトランジスタであり、ＮＭＯＳ Ｍ２４はノーマリオフ型のトランジスタである。ＰＭＯＳ Ｍ２１及びＭ２３のソースは端子Ｎ１に接続されており、ゲートはＰＭＯＳ Ｍ２１のドレインに接続されている。ＰＭＯＳ Ｍ２１のドレインはＮＭＯＳ Ｍ２２のドレインに接続されており、ＰＭＯＳ Ｍ２３のドレインはＮＭＯＳ Ｍ２４のドレインに接続されている。ＮＭＯＳ Ｍ２２及びＭ２４のソースは端子Ｎ３に接続されている。ＮＭＯＳ Ｍ２２のゲートは端子Ｎ３に接続されており、ＮＭＯＳ Ｍ２４のゲートは端子Ｎ２に接続されている。また、ＰＭＯＳ Ｍ２３のドレイン及びＮＭＯＳ Ｍ２４のドレインも端子Ｎ２に接続されている。
【００４０】
定電圧回路Ｖ２は、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆとして、ノーマリオン型のｎ形ＮＭＯＳ Ｍ２２の閾値電圧Ｖｔｈ２２と、ノーマリオフ型のＮＭＯＳ Ｍ２４の閾値電圧Ｖｔｈ２４との差を基準とした電圧を出力することができる。具体的には、ＰＭＯＳ Ｍ２１及びＭ２３、ＮＭＯＳ Ｍ２２及びＭ２４のオーバードライブ電圧に対する電流の比例定数（利得係数）をそれぞれ、β２１、β２３、β２２、β２４とするとき、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆは、下記数式２によって与えられる。このとき、閾値電圧Ｖｔｈ２２及びＶｔｈ２４の温度係数は一次近似では打ち消し合うため、電圧Ｖｒｅｆの温度依存性は小さく、ほぼ一定の値をとることができる。
【００４１】
【数２】
【００４２】
本実施形態においては、定電圧回路Ｖ２が定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間に上記数式２により規定される一定の電圧Ｖｒｅｆを印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。
本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００４３】
次に、第３の実施形態について説明する。
図４は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
図４に示すように、本実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、直流電源、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける第１のインダクタＬ１及び定電圧回路Ｖ３の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の実施形態における直流電源１１の替わりに、直流電源２１が設けられている。また、前述の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２の接続点Ｎ５と高電位側の出力端子Ｔ３との間に接続されていた第１のインダクタＬ１が、低電位側の出力端子Ｔ２と低電位側の出力端子Ｔ４との間に接続されている。さらに、前述の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２の定電圧回路Ｖ１の替わりに、定電圧回路Ｖ３が設けられている。本実施形態に係る照明装置２の直流電源２１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の第１のインダクタＬ１の位置及び定電圧回路Ｖ３以外の構成は、図１に示す構成と同様である。
【００４４】
直流電源２１は、例えば電池であり、出力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に直流電圧ＶＤＣｉｎを生成して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に供給する。
【００４５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２２において、第２のインダクタＬ２は低電位側の出力端子Ｔ４と結合コンデンサＣ３の一方の端子との間に接続されており、第１のインダクタＬ１と磁気結合している。第２のインダクタＬ２は、第１のインダクタＬ１を接続点Ｎ５から出力端子Ｔ３に向けて流れる電流が増加しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも高電位となるような起電力が発生し、上述の電流が減少しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも低電位となるような起電力を発生させる。結合コンデンサＣ３の他方の端子はスイッチング素子Ｑ１の制御端子であるゲートに接続されている。なお、第１の実施形態におけるダイオードＤ２はないが、スイッチング素子Ｑ１のゲート電位によりスイッチング素子Ｑ１をオンまたはオフできれば、ダイオードＤ２はなくてもよい。
【００４６】
定電圧回路Ｖ３においては、定電圧ダイオードＺＤとインピーダンス素子Ｚとが設けられている。定電圧ダイオードＺＤは、接続点Ｎ５と定電流素子Ｑ２のゲートとの間に接続され、インピーダンス素子Ｚは、定電流素子Ｑ２のゲートと直流電源２１の低電位側の出力端子Ｔ２との間に接続されている。直列に接続された定電圧ダイオードＺＤとインピーダンス素子Ｚとの両端に、第１のインダクタＬ１を介して平滑コンデンサＣ２の両端の電圧が印加されるため、定電圧ダイオードＺＤの両端は、一定電圧となる。なお、インピーダンス素子Ｚは、定電圧ダイオードＺＤに逆方向電流を流して、一定電圧を発生できればよく、例えば数μＡ程度の電流を流せればよい。
【００４７】
本実施形態においても、定電圧回路Ｖ３が定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間に上記の定電圧ダイオードＺＤの両端の一定電圧を印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。
本実施形態において、第１のインダクタＬ１は、直流電源２１の低電位側の出力端子Ｔ２とＤＣ−ＤＣコンバータ２２の低電位側の出力端子Ｔ４との間に接続されているが、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作は第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２と同様である。また、 本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００４８】
次に、第４の実施形態について説明する。
図５は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
図５に示すように、本実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、直流電源がなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３における定電圧回路Ｖ４の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第１及び第２の実施形態における直流電源１１及び２１はなく、外部から直流の電源電圧ＶＤＣｉｎを供給する。また、前述の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２の定電圧回路Ｖ１の替わりに、定電圧回路Ｖ４が設けられている。本実施形態に係る照明装置３のＤＣ−ＤＣコンバータ３２の定電圧回路Ｖ４以外の構成は、図１に示す構成と同様である。
【００４９】
定電圧回路Ｖ４の端子Ｎ１は接続点Ｎ５に接続されており、端子Ｎ２は定電流素子Ｑ２のゲートに接続されており、端子Ｎ３は出力端子Ｔ２に接続されている。定電圧回路Ｖ４は、端子Ｎ１から高電位ＶＣＣ＋が供給され、端子Ｎ３から低電位ＶＣＣ−が供給されて、端子Ｎ２から高電位ＶＣＣ＋と低電位ＶＣＣ−の間で調整可能な中間電位を出力する回路である。端子Ｎ１と端子Ｎ２との間の電圧は調整可能であり、定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、調整可能な負の一定値になる。なお、定電圧回路Ｖ４に供給される高電位ＶＣＣ＋及び低電位ＶＣＣ−は、第１のインダクタＬ１を介して供給される平滑コンデンサＣ２の両端の電圧である。平滑コンデンサＣ２の両端の電圧は、ＬＥＤ素子Ｅが点灯するときＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧となるため、定電圧回路Ｖ４を動作させることができる。また、ダイオードＤ３は、定電流素子Ｑ２のゲートを保護するために、ゲート・ソース間に接続されている。
【００５０】
本実施形態においては、ＬＥＤ素子Ｅの点灯時に、定電圧回路Ｖ４が定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間に調整可能な負の一定電圧を印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。そのため、ＬＥＤ素子Ｅを流れる電流の平均値を調整して、ＬＥＤ素子Ｅの輝度を調整することができる。
本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００５１】
次に、第５の実施形態について説明する。
図６は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
図６に示すように、本実施形態は、前述の第４の実施形態と比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける定電圧回路Ｖ５の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第４の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３２の定電圧回路Ｖ４の替わりに、定電圧回路Ｖ５が設けられている。本実施形態に係る照明装置４のＤＣ−ＤＣコンバータ４２の定電圧回路Ｖ５以外の構成は、図５に示す構成と同様である。
【００５２】
定電圧回路Ｖ５の端子Ｎ１は高電位側の出力端子Ｔ３に接続されており、端子Ｎ２は定電流素子Ｑ２のゲートに接続されており、端子Ｎ３は低電位側の出力端子Ｔ４に接続されている。定電圧回路Ｖ５は、端子Ｎ１から高電位ＶＣＣ＋が供給され、端子Ｎ３から低電位ＶＣＣ−が供給されて、端子Ｎ２から高電位ＶＣＣ＋と低電位ＶＣＣ−の間で調整可能な中間電位を出力する回路である。端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧は調整可能であり、定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、調整可能な負の一定値になる。なお、定電圧回路Ｖ５に供給される高電位ＶＣＣ＋及び低電位ＶＣＣ−は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧である。平滑コンデンサＣ２の両端の電圧は、ＬＥＤ素子Ｅが点灯するときＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧となるため、定電圧回路Ｖ５を動作させることができる。
【００５３】
本実施形態においては、ＬＥＤ素子Ｅの点灯時に、定電圧回路Ｖ５が定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間に調整可能な負の一定電圧を印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。そのため、ＬＥＤ素子Ｅを流れる電流の平均値を調整して、ＬＥＤ素子Ｅの輝度を調整することができる。
本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００５４】
以上、実施形態を用いて本発明を説明したが、本発明の範囲は前述の実施形態には限定されず、当業者が適宜、構成要素の追加、変更及び省略を行ったものも、本発明の要旨を逸脱しない限り、本発明に含まれる。
【００５５】
例えば、前述の第１〜第５の実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１がノーマリオン型の素子である例を示したが、本発明はこれに限定されず、ノーマリオフ型の素子であってもよい。この場合、ダイオードＤ２の向きが反転する。すなわち、ダイオードＤ２のアノードが接続点Ｎ５に接続され、カソードが結合コンデンサＣ３及びスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ１のゲートと定電流素子Ｑ２のソース間の電圧を順方向電圧以上にクランプする。スイッチング素子Ｑ１のゲート電位は、正電位側にレベルシフトされ、ノーマリオフ型のスイッチング素子Ｑ１を確実にオンおよびオフさせることができる。
【００５６】
また、前述の第１及び第２の実施形態においては、定電流素子Ｑ２がノーマリオン型の素子である例を示したが、本発明はこれに限定されず、ノーマリオフ型の素子であってもよい。この場合は、定電圧回路Ｖ１又はＶ２における端子Ｎ２及び端子Ｎ３の接続が逆になる。すなわち、相対的に高電位の端子Ｎ２がスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続され、相対的に低電位の端子Ｎ３がスイッチング素子Ｑ２のソース、すなわち、接続点Ｎ５に接続される。定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、正の一定値になる。
【００５７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成は、図１及び図２に示したものに限定されない。また、降圧型に限定されず、例えば、昇圧型、昇降圧型などでもよい。また、スイッチング電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータだけでもよい。
また、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２はＧａＮ系ＨＥＭＴには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体（ワイドバンドギャップ半導体）を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約１．４ｅＶのヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）よりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが１．５ｅＶ以上の半導体、リン化ガリウム（ＧａＰ、バンドギャップ約２．３ｅＶ）、窒化ガリウム（ＧａＮ、バンドギャップ約３．４ｅＶ）、ダイアモンド（Ｃ、バンドギャップ約５．２７ｅＶ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ、バンドギャップ約５．９ｅＶ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、寄生容量を小さくすることができ、その結果高速動作させることが可能なため、さらにスイッチング電源の小型化が可能である。
【００５８】
更に、定電圧回路の構成は図２及び図３に示したものには限定されず、一定の電圧を供給できる回路であればよい。更にまた、照明光源ＥはＬＥＤに限らず、ＥＬやＯＬＥＤなどでもよく、照明負荷１３には複数個の照明光源Ｅが直列又は並列に接続されていてもよい。
【符号の説明】
【００５９】
１、２、３、４：照明装置、１１、２１：直流電源、１２、２２、３２、４２：ＤＣ−ＤＣコンバータ、１３：照明負荷、ＡＣ：交流電源、Ｂ：全波整流回路、Ｃ１：コンデンサ、Ｃ２：平滑コンデンサ、Ｃ３：結合コンデンサ、Ｄ１：整流素子、Ｄ２、Ｄ３：ダイオード、ＤＡ：差動増幅回路、Ｅ：照明光源（ＬＥＤ素子）、Ｌ１：第１のインダクタ、Ｌ２：第２のインダクタ、Ｍ２１：ｐチャンネル形ＭＯＳトランジスタ、Ｍ２２：ｎチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（ノーマリオン型）、Ｍ２３：ｐチャンネル形ＭＯＳトランジスタ、Ｍ２４：ｎチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（ノーマリオフ型）、Ｎ１〜Ｎ３：端子、Ｎ５、Ｎ１１、Ｎ１２：接続点、Ｑ１：スイッチング素子、Ｑ２：定電流素子、Ｑ１１、Ｑ１２：バイポーラトランジスタ、Ｒ１、Ｒ２：バイアス抵抗、Ｒ１１〜Ｒ１３：抵抗、Ｔ１〜Ｔ４：出力端子、Ｖ１〜Ｖ５：定電圧回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源及び照明装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、照明装置に関して、照明光源は白熱電球や蛍光灯から省エネルギー・長寿命の光源、例えばＬＥＤ（Light Emitting Diode：発光ダイオード）への置き換えが進んでいる。また、例えば、ＥＬ（Electro-Luminescence）やＯＬＥＤ（Organic light-emitting diode：有機発光ダイオード）など新たな照明光源も開発されている。これらの照明光源の輝度は流れる電流値に依存するため、点灯させる場合は、定電流を供給する電源回路が必要になる。また、直流の電源電圧を照明光源の定格電圧に合わせるために、通常は降圧手段が用いられる。そして、電流の利用効率が高い降圧手段として、自励式のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
特許文献１に記載のＬＥＤ点灯装置においては、直流電源にＦＥＴ（Field-Effect Transistor：電界効果トランジスタ）、電流検出用の抵抗、第１のインダクタ及びＬＥＤ回路が直列に接続されて、ループ状の主たる電流経路が形成されている。ＦＥＴのソース・ゲート間には、直流電源の出力が抵抗分圧された電圧が印加されると共に、電流検出用の抵抗の両端部間の電圧が印加されるようになっている。また、上述の第１のインダクタ及びＬＥＤ回路の両端部間にダイオードが接続されて、ループ状の帰還回路が形成されている。更に、第１のインダクタに磁気結合した第２のインダクタが設けられており、第２のインダクタの起電力がＦＥＴのゲートに印加されるようになっている。
【０００４】
このようなＬＥＤ点灯装置においては、電源が投入されると、電源電圧が抵抗分圧された電位がＦＥＴのゲートに印加されてＦＥＴがオン状態になり、主たる電流経路に電流が流れ始める。この電流が増加しているときは、第２のインダクタに起電力が発生し、ＦＥＴがオン状態のまま維持される。これにより、ＬＥＤ回路が点灯すると共に、第１のインダクタに磁気エネルギーが蓄積される。その後、主たる電流経路を流れる電流が所定量に達すると、電流検出用の抵抗の両端部間の電圧降下量が所定量に達し、ＦＥＴのソース電位に対するゲート電位が閾値よりも低くなり、ＦＥＴがオフ状態となる。これにより、主たる電流経路が遮断され、第１のインダクタに蓄積されていた磁気エネルギーによって帰還回路に電流が流れ、ＬＥＤ回路を点灯させる。このとき、この電流は経時的に減少するため、第２のインダクタには逆の起電力が発生し、ＦＥＴをオフ状態のまま維持する。その後、電流がゼロになると、第２のインダクタの起電力の方向が再び反転し、ＦＥＴがオン状態になる。このような動作を繰り返すことにより、自励式のＤＣ−ＤＣ変換が行われて、ＬＥＤ回路に降下された直流電圧が供給される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−１１９０７８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のＬＥＤ点灯装置においては、電流検出用の抵抗が必要であり、ＦＥＴがオン状態であるときは、電流検出用の抵抗に常に電流が流れるため、電力の損失が大きいという問題がある。また、電流検出用の抵抗を用いない場合、起動時に大電流が流れる可能性もある。
本発明の目的は、電力の損失が小さく起動時の過電流を抑制したスイッチング電源及び照明装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様に係るスイッチング電源は、第１のインダクタと、オンのとき前記第１のインダクタに電源電圧を供給して電流を流すスイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続され、前記スイッチング素子の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子をオフさせる定電流素子と、前記スイッチング素子および前記定電流素子のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子がオフしたとき前記第１のインダクタの電流を流す整流素子と、前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタの電流が増加しているときは前記スイッチング素子をオンさせる電位が誘起され、前記スイッチング素子の電流が減少しているときは前記スイッチング素子をオフさせる電位が誘起され、誘起された電位を前記スイッチング素子の制御端子に供給する第２のインダクタと、前記定電流素子の制御端子に定電位を供給する定電圧回路と、前記第１のインダクタの電流により充電される平滑コンデンサと、を備える。
【０００８】
また、本発明の他の一態様に係るスイッチング電源は、直流電源と、前記直流電源の一方の端子に第１の端子が接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続された定電流素子と、前記定電流素子の第２の端子に第１の端子が接続された第１のインダクタと、前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタに流れる電流が増加しているときは前記第１のスイッチング素子の制御端子に対して前記第１のスイッチング素子がオンとなるような制御電位を供給し、前記第１のインダクタに流れる電流が減少しているときは前記第１のスイッチング素子の制御端子に対して前記第１のスイッチング素子がオフとなるような制御電位を供給する第２のインダクタと、前記直流電源の他方の端子と前記第１のインダクタの第１の端子との間に接続され、前記第１及び第２のスイッチング素子を介して前記第１のインダクタに供給される電流と同じ方向の電流が前記第１インダクタに供給されるような方向に電流を流す第１の整流素子と、前記定電流素子の第２の端子と制御端子との間に制御電圧を印加する定電圧回路と、を備える。
【０００９】
また、本発明の他の一態様に係る照明装置は、上記のいずれか１つのスイッチング電源と、前記スイッチング電源の出力端子間に接続された照明負荷と、を備える。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、電力の損失が小さく起動時の過電流を抑制したスイッチング電源及び照明装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】第１の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【図２】第１の実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
【図３】第２の実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
【図４】第３の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【図５】第４の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【図６】第５の実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
先ず、第１の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図であり、
図２は、本実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
【００１３】
図１に示すように、本実施形態に係る照明装置１は、商用の交流電源ＡＣに接続されて使用される。照明装置１においては、交流電源ＡＣに接続され、交流電源ＡＣから供給された交流電流を直流電流に変換する直流電源１１と、直流電源１１から供給された直流電圧を降下させるＤＣ−ＤＣコンバータ１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力端子間に接続された照明負荷１３が設けられている。照明負荷１３には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から直流電流が供給されて発光する照明光源Ｅ、例えばＬＥＤ素子が設けられている。直流電源１１及びＤＣ−ＤＣコンバータ１２により、本実施形態に係るスイッチング電源装置が構成されている。
【００１４】
直流電源１１においては、ダイオードブリッジからなる全波整流回路Ｂが設けられており、全波整流回路Ｂの入力端子が交流電源ＡＣに接続されており、全波整流回路Ｂの出力端子が直流電源１１の出力端子Ｔ１及びＴ２となっている。出力端子Ｔ１は高電位側の端子であり、出力端子Ｔ２は低電位側の端子である。直流電源１１の出力端子Ｔ１及びＴ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力端子でもある。なお、「端子」とは回路図上の位置を示す概念であり、実際のデバイスにおいて、必ずしも「端子」のみに相当する部材が設けられているとは限らない。
【００１５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、直流電源１１の出力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に、コンデンサＣ１が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１、定電流素子Ｑ２、整流素子Ｄ１が設けられており、出力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間にこの順に直列に接続されている。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２は、例えば電界効果トランジスタであり、例えば高電子移動度トランジスタ（High Electron Mobility Transistor：ＨＥＭＴ）であり、例えば、シリコン炭化物（ＳｉＣ）からなる基板上に形成され、チャネルはガリウム窒化物（ＧａＮ）又はインジウムガリウム窒化物（ＩｎＧａＮ）によって形成された所謂ＧａＮ系ＨＥＭＴである。また、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２は、ノーマリオン型の素子である。また、整流素子Ｄ１は、例えばショットキーバリアダイオードであり、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２と同様に形成される。
【００１７】
そして、スイッチング素子Ｑ１のドレイン（第１の端子）が出力端子Ｔ１に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース（第２の端子）が定電流素子Ｑ２のドレイン（第１の端子）に接続され、定電流素子Ｑ２のソース（第２の端子）が接続点Ｎ５を介して整流素子Ｄ１のカソードに接続され、整流素子Ｄ１のアノードが出力端子Ｔ２に接続されている。
【００１８】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、第１のインダクタＬ１及び平滑コンデンサＣ２が設けられている。第１のインダクタＬ１の一方の端子（第１の端子）は接続点Ｎ５に接続されており、第１のインダクタＬ１の他方の端子は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の高電位側の出力端子Ｔ３に接続されている。平滑コンデンサＣ２は、出力端子Ｔ３とＤＣ−ＤＣコンバータ１２の低電位側の出力端子Ｔ４との間に接続されている。出力端子Ｔ４は、直流電源１１の低電位側の出力端子Ｔ２に接続されている。出力端子Ｔ２及びＴ４の電位は、例えば接地電位である。
【００１９】
更に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、第２のインダクタＬ２、結合コンデンサＣ３、ダイオードＤ２が設けられている。第２のインダクタＬ２は接続点Ｎ５と結合コンデンサＣ３の一方の端子との間に接続されており、第１のインダクタＬ１と磁気結合している。第２のインダクタＬ２は、第１のインダクタＬ１を接続点Ｎ５から出力端子Ｔ３に向けて流れる電流が増加しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも高電位となるような起電力が発生し、上述の電流が減少しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも低電位となるような起電力を発生させる。結合コンデンサＣ３の他方の端子はスイッチング素子Ｑ１の制御端子であるゲートに接続されている。また、ダイオードＤ２のアノードは結合コンデンサＣ３の他方の端子及びスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されており、ダイオードＤ２のカソードは接続点Ｎ５に接続されている。ダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ１のゲート電位と定電流素子Ｑ２のソース間の電圧を、順方向電圧以下にクランプする。スイッチング素子Ｑ１のゲート電位（制御電位）は、負電位側にレベルシフトされ、スイッチング素子Ｑ１を確実にオンおよびオフさせることができる。
【００２０】
更にまた、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、定電圧回路Ｖ１及びバイアス抵抗Ｒ１、Ｒ２が設けられている。定電圧回路Ｖ１の端子Ｎ１は出力端子Ｔ１に接続されており、端子Ｎ２は接続点Ｎ５に接続されており、端子Ｎ３は定電流素子Ｑ２のゲートに接続されている。バイアス抵抗Ｒ１は、端子Ｎ３と出力端子Ｔ２との間に接続されている。バイアス抵抗Ｒ２は、出力端子Ｔ１と端子Ｎ２との間に接続されている。定電圧回路Ｖ１は、端子Ｎ１から高電位が供給され、端子Ｎ３から低電位が供給されて、端子Ｎ２から高電位と低電位の間の中間電位を出力する回路である。このとき、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧が一定となり、定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、負の一定値になる。
【００２１】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力端子Ｔ３と出力端子Ｔ４との間に、照明光源ＥとしてＬＥＤ素子が接続されている。ＬＥＤ素子Ｅのアノードは出力端子Ｔ３に接続されており、カソードは出力端子Ｔ４に接続されている。これにより、（全波整流回路Ｂ→出力端子Ｔ１→スイッチング素子Ｑ１→定電流素子Ｑ２→接続点Ｎ５→第１のインダクタＬ１→出力端子Ｔ３→ＬＥＤ素子Ｅ→出力端子Ｔ４→出力端子Ｔ２→全波整流回路Ｂ）のループ状の電流経路が構成される。また、（第１のインダクタＬ１→出力端子Ｔ３→ＬＥＤ素子Ｅ→出力端子Ｔ４→整流素子Ｄ１→接続点Ｎ５→第１のインダクタＬ１）のループ状の回生電流経路も構成される。このように、定電流素子Ｑ２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力端子（直流電源１１の出力端子Ｔ１）と出力端子Ｔ３との間に介在している。また、整流素子Ｄ１は、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２を介して第１のインダクタＬ１に供給される電流と同じ方向の電流が第１のインダクタＬ１に流れるように、接続されている。
【００２２】
図２に示すように、定電圧回路Ｖ１においては、バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２が設けられている。バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２の特性は実質的に同一である。また、定電圧回路Ｖ１においては、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２及びＲ１３と、差動アンプＤＡが設けられている。バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のコレクタは端子Ｎ１に接続されている。バイポーラトランジスタＱ１１のエミッタは、抵抗Ｒ１２及び抵抗Ｒ１３を介して、端子Ｎ３に接続されている。バイポーラトランジスタＱ１２のエミッタは、抵抗Ｒ１１を介して、端子Ｎ３に接続されている。抵抗Ｒ１２と抵抗１３との接続点Ｎ１１は、差動アンプＤＡの正極側の入力端子に接続されており、バイポーラトランジスタＱ１２のエミッタと抵抗Ｒ１１との接続点Ｎ１２は、差動アンプＤＡの負極側の入力端子に接続されている。差動アンプＤＡの出力端子は、バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のベースに接続されていると共に、端子Ｎ２に接続されている。
【００２３】
定電圧回路Ｖ１は、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆとして、バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のベース・エミッタ電圧ＶＢＥを基準とした電圧を出力することができる。具体的には、温度をＴとし、ボルツマン定数をｋとし、電荷をｑとし、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３の抵抗値をそれぞれＲ１１、Ｒ１２、Ｒ１３とすると、電圧Ｖｒｅｆは下記数式１のようになる。バイポーラトランジスタＱ１１及びＱ１２のベース・エミッタ電圧ＶＢＥの温度係数は負の値を持つが、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３として正の温度係数を持つ拡散層抵抗又はポリシリコン等を用いて、抵抗比を適正に調整すれば、電圧Ｖｒｅｆの温度係数をほぼゼロにすることができる。
【００２４】
【数１】
【００２５】
次に、本実施形態に係る照明装置の動作について説明する。
スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２はノーマリオン型の素子であるため、初期状態においては、いずれもオン状態にある。
【００２６】
（１）交流電源ＡＣを直流電源１１に接続すると、交流電源ＡＣから出力された交流電流が直流電源１１に入力される。直流電源１１においては、全波整流回路Ｂによって交流電流が直流電流に変換される。そして、この直流電流が出力端子Ｔ１及びＴ２から出力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に入力される。このとき、出力端子Ｔ１から高電位が出力され、出力端子Ｔ２から低電位が出力される。
【００２７】
（２）ＤＣ−ＤＣコンバータ１２においては、コンデンサＣ１によって高周波成分が除去された上で、出力端子Ｔ１の電位が定電圧回路Ｖ１の端子Ｎ１に入力され、出力端子Ｔ１の電位がバイアス抵抗Ｒ２を介して定電圧回路Ｖ１の端子Ｎ２に入力され、出力端子Ｔ２の電位がバイアス抵抗Ｒ１を介して端子Ｎ３に入力される。これにより、定電圧回路Ｖ１が作動し、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆを、上記数式１によって規定される一定の電圧とする。この結果、定電流素子Ｑ２のゲートにソースよりも低い電位が印加される。定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間電圧により、ドレイン・ソース間に流れる電流が制限される。
【００２８】
（３）そして、（入力端子Ｔ１→スイッチング素子Ｑ１→定電流素子Ｑ２→第１のインダクタＬ１）の経路で電流が流れる。このとき、ＬＥＤ素子Ｅに印加される電圧がＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧に達するまでは、ＬＥＤ素子Ｅに電流が流れないため、平滑コンデンサＣ２が充電される。すなわち、定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間の負電圧の絶対値がＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧より小さくなるように、定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間に電圧が印加されるので、ＬＥＤ素子Ｅに電流が流れずコンデンサＣ２が充電される。
【００２９】
（４）コンデンサＣ２が充電され、ＬＥＤ素子Ｅに印加される電圧がＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧を超えると、（入力端子Ｔ１→スイッチング素子Ｑ１→定電流素子Ｑ２→第１のインダクタＬ１→ＬＥＤ素子Ｅ→入力端子Ｔ２）の経路で電流が流れる。これにより、ＬＥＤ素子Ｅが点灯すると共に、第１のインダクタＬ１に磁気エネルギーが蓄積される。また、この電流は増加するため、第２のインダクタＬ２には、結合コンデンサＣ３側を高電位とするような起電力が発生する。この結果、スイッチング素子Ｑ１のゲート電位がソース電位よりも高くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン状態を維持する。
【００３０】
（５）ＨＥＭＴからなる定電流素子Ｑ２を流れる電流値が飽和電流に達すると、電流の増加に伴い、定電流素子Ｑ２のソース−ドレイン間の電圧が急上昇する。なお、定電流素子Ｑ２の飽和電流は、定電圧回路Ｖ１によって与えられるソース・ゲート間電圧によって規定されている。定電流素子Ｑ２のソース−ドレイン間の電圧が急上昇することにより、スイッチング素子Ｑ１のソース電位が上昇してゲート電位よりも高くなり、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態になる。この結果、上述の電流経路が遮断される。
【００３１】
（６）これにより、第１のインダクタＬ１に蓄積されていた磁気エネルギーが放出されて、（第１のインダクタＬ１→ＬＥＤ素子Ｅ→整流素子Ｄ１→第１のインダクタＬ１）の回生電流経路を電流が流れる。これにより、ＬＥＤ素子Ｅの点灯が維持される。また、この電流は経時的に減少するため、第２のインダクタＬ２には結合コンデンサＣ３側を低電位とするような起電力が発生する。この結果、スイッチング素子Ｑ１のゲートにソースよりも低い電位が印加され、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態が維持される。
【００３２】
（７）第１のインダクタＬ１に蓄積されていた磁気エネルギーがゼロになると、第２のインダクタＬ２の起電力の方向が再び反転し、結合コンデンサＣ３側を高電位とするような起電力が発生する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のゲートにソースよりも高い電位が印加され、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。これにより、上記（４）の状態に戻る。
【００３３】
以後、上記（４）〜（７）を繰り返す。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフとが自動的に繰り返されて、ＬＥＤ素子Ｅには電圧降下された直流電流が供給される。
【００３４】
次に、本実施形態の効果について説明する。
本実施形態においては、定電流素子Ｑ２を流れる電流が飽和電流に達すると、定電流素子Ｑ２のソース・ドレイン間の電圧が急上昇し、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態としている。すなわち、定電圧回路Ｖ１によって制御された定電流素子Ｑ２の飽和電流を用いて、電流の大きさが所定の値に達したことの検出を行っている。このため、抵抗を用いて検出する場合と比較して、電力の損失が少ない。また、電流検出用の抵抗が不要であるため、ＬＥＤ点灯回路を小型化できる。
【００３５】
更に、定電圧回路Ｖ１の出力を任意に変化させることにより、ＬＥＤ素子Ｅを調光することや停止することができる。すなわち、電流検出用の抵抗により電流の大きさが所定の値に達したことの検出を行う場合は所定値は一定値であるが、電流検出用の抵抗に替えて定電流素子Ｑ２を用いたことにより、検出する所定の電流値を任意に変化させることができる。更にまた、定電圧回路Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１又は定電流素子Ｑ２の温度特性を補正するように動作させることができる。例えば、定電圧回路Ｖ１は、温度特性として負特性を付加することができる。
【００３６】
更にまた、本実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２としてＨＥＭＴを用いているため、高周波動作が可能となる。例えば、メガヘルツオーダーの動作が可能となる。特に、ＧａＮ系ＨＥＭＴを用いているため、より一層の高周波動作が可能であると共に、耐圧が高いため、チップサイズを小型化できる。
【００３７】
更に、定電流素子Ｑ２としてノーマリオン型の素子を用いた場合、定電流素子Ｑ２の飽和電流が制御されていないと、電源投入直後の電流が不安定である期間やＬＥＤ素子Ｅが点灯を開始する時に、過剰な電流が流れてしまう可能性がある。これに対して、本実施形態においては、定電流素子Ｑ２の飽和電流を定電圧回路Ｖ１によって制御しているため、電源を投入後、電源電圧が安定するまでの間及びＬＥＤ素子Ｅが点灯を開始するときにおいても電流を確実に制限し、過剰な電流が流れることを防止できる。
【００３８】
次に、第２の実施形態について説明する。
図３は、本実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。
図３に示すように、本実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、定電圧回路の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第１の実施形態における定電圧回路Ｖ１の替わりに、定電圧回路Ｖ２が設けられている。本実施形態に係る照明装置の定電圧回路以外の構成は、図１に示す構成と同様である。
【００３９】
図３に示すように、定電圧回路Ｖ２においては、ｐチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳ）Ｍ２１及びＭ２３と、ｎチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳ）Ｍ２２及びＭ２４が設けられている。ＮＭＯＳ Ｍ２２はノーマリオン型のトランジスタであり、ＮＭＯＳ Ｍ２４はノーマリオフ型のトランジスタである。ＰＭＯＳ Ｍ２１及びＭ２３のソースは端子Ｎ１に接続されており、ゲートはＰＭＯＳ Ｍ２１のドレインに接続されている。ＰＭＯＳ Ｍ２１のドレインはＮＭＯＳ Ｍ２２のドレインに接続されており、ＰＭＯＳ Ｍ２３のドレインはＮＭＯＳ Ｍ２４のドレインに接続されている。ＮＭＯＳ Ｍ２２及びＭ２４のソースは端子Ｎ３に接続されている。ＮＭＯＳ Ｍ２２のゲートは端子Ｎ３に接続されており、ＮＭＯＳ Ｍ２４のゲートは端子Ｎ２に接続されている。また、ＰＭＯＳ Ｍ２３のドレイン及びＮＭＯＳ Ｍ２４のドレインも端子Ｎ２に接続されている。
【００４０】
定電圧回路Ｖ２は、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆとして、ノーマリオン型のｎ形ＮＭＯＳ Ｍ２２の閾値電圧Ｖｔｈ２２と、ノーマリオフ型のＮＭＯＳ Ｍ２４の閾値電圧Ｖｔｈ２４との差を基準とした電圧を出力することができる。具体的には、ＰＭＯＳ Ｍ２１及びＭ２３、ＮＭＯＳ Ｍ２２及びＭ２４のオーバードライブ電圧に対する電流の比例定数（利得係数）をそれぞれ、β２１、β２３、β２２、β２４とするとき、端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧Ｖｒｅｆは、下記数式２によって与えられる。このとき、閾値電圧Ｖｔｈ２２及びＶｔｈ２４の温度係数は一次近似では打ち消し合うため、電圧Ｖｒｅｆの温度依存性は小さく、ほぼ一定の値をとることができる。
【００４１】
【数２】
【００４２】
本実施形態においては、定電圧回路Ｖ２が定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間に上記数式２により規定される一定の電圧Ｖｒｅｆを印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。
本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００４３】
次に、第３の実施形態について説明する。
図４は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
図４に示すように、本実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、直流電源、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける第１のインダクタＬ１及び定電圧回路Ｖ３の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の実施形態における直流電源１１の替わりに、直流電源２１が設けられている。また、前述の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２の接続点Ｎ５と高電位側の出力端子Ｔ３との間に接続されていた第１のインダクタＬ１が、低電位側の出力端子Ｔ２と低電位側の出力端子Ｔ４との間に接続されている。さらに、前述の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２の定電圧回路Ｖ１の替わりに、定電圧回路Ｖ３が設けられている。本実施形態に係る照明装置２の直流電源２１、ＤＣ−ＤＣコンバータ２２の第１のインダクタＬ１の位置及び定電圧回路Ｖ３以外の構成は、図１に示す構成と同様である。
【００４４】
直流電源２１は、例えば電池であり、出力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２との間に直流電圧ＶＤＣｉｎを生成して、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２に供給する。
【００４５】
ＤＣ−ＤＣコンバータ２２において、第２のインダクタＬ２は低電位側の出力端子Ｔ４と結合コンデンサＣ３の一方の端子との間に接続されており、第１のインダクタＬ１と磁気結合している。第２のインダクタＬ２は、第１のインダクタＬ１を接続点Ｎ５から出力端子Ｔ３に向けて流れる電流が増加しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも高電位となるような起電力が発生し、上述の電流が減少しているときは、結合コンデンサＣ３が接続点Ｎ５よりも低電位となるような起電力を発生させる。結合コンデンサＣ３の他方の端子はスイッチング素子Ｑ１の制御端子であるゲートに接続されている。なお、第１の実施形態におけるダイオードＤ２はないが、スイッチング素子Ｑ１のゲート電位によりスイッチング素子Ｑ１をオンまたはオフできれば、ダイオードＤ２はなくてもよい。
【００４６】
定電圧回路Ｖ３においては、定電圧ダイオードＺＤとインピーダンス素子Ｚとが設けられている。定電圧ダイオードＺＤは、接続点Ｎ５と定電流素子Ｑ２のゲートとの間に接続され、インピーダンス素子Ｚは、定電流素子Ｑ２のゲートと直流電源２１の低電位側の出力端子Ｔ２との間に接続されている。直列に接続された定電圧ダイオードＺＤとインピーダンス素子Ｚとの両端に、第１のインダクタＬ１を介して平滑コンデンサＣ２の両端の電圧が印加されるため、定電圧ダイオードＺＤの両端は、一定電圧となる。なお、インピーダンス素子Ｚは、定電圧ダイオードＺＤに逆方向電流を流して、一定電圧を発生できればよく、例えば数μＡ程度の電流を流せればよい。
【００４７】
本実施形態においても、定電圧回路Ｖ３が定電流素子Ｑ２のソース・ゲート間に上記の定電圧ダイオードＺＤの両端の一定電圧を印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。
本実施形態において、第１のインダクタＬ１は、直流電源２１の低電位側の出力端子Ｔ２とＤＣ−ＤＣコンバータ２２の低電位側の出力端子Ｔ４との間に接続されているが、ＤＣ−ＤＣコンバータとしての動作は第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２と同様である。また、 本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００４８】
次に、第４の実施形態について説明する。
図５は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
図５に示すように、本実施形態は、前述の第１の実施形態と比較して、直流電源がなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３における定電圧回路Ｖ４の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第１及び第２の実施形態における直流電源１１及び２１はなく、外部から直流の電源電圧ＶＤＣｉｎを供給する。また、前述の第１の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１２の定電圧回路Ｖ１の替わりに、定電圧回路Ｖ４が設けられている。本実施形態に係る照明装置３のＤＣ−ＤＣコンバータ３２の定電圧回路Ｖ４以外の構成は、図１に示す構成と同様である。
【００４９】
定電圧回路Ｖ４の端子Ｎ１は接続点Ｎ５に接続されており、端子Ｎ２は定電流素子Ｑ２のゲートに接続されており、端子Ｎ３は出力端子Ｔ２に接続されている。定電圧回路Ｖ４は、端子Ｎ１から高電位ＶＣＣ＋が供給され、端子Ｎ３から低電位ＶＣＣ−が供給されて、端子Ｎ２から高電位ＶＣＣ＋と低電位ＶＣＣ−の間で調整可能な中間電位を出力する回路である。端子Ｎ１と端子Ｎ２との間の電圧は調整可能であり、定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、調整可能な負の一定値になる。なお、定電圧回路Ｖ４に供給される高電位ＶＣＣ＋及び低電位ＶＣＣ−は、第１のインダクタＬ１を介して供給される平滑コンデンサＣ２の両端の電圧である。平滑コンデンサＣ２の両端の電圧は、ＬＥＤ素子Ｅが点灯するときＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧となるため、定電圧回路Ｖ４を動作させることができる。また、ダイオードＤ３は、定電流素子Ｑ２のゲートを保護するために、ゲート・ソース間に接続されている。
【００５０】
本実施形態においては、ＬＥＤ素子Ｅの点灯時に、定電圧回路Ｖ４が定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間に調整可能な負の一定電圧を印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。そのため、ＬＥＤ素子Ｅを流れる電流の平均値を調整して、ＬＥＤ素子Ｅの輝度を調整することができる。
本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００５１】
次に、第５の実施形態について説明する。
図６は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。
図６に示すように、本実施形態は、前述の第４の実施形態と比較して、ＤＣ−ＤＣコンバータにおける定電圧回路Ｖ５の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第４の実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータ３２の定電圧回路Ｖ４の替わりに、定電圧回路Ｖ５が設けられている。本実施形態に係る照明装置４のＤＣ−ＤＣコンバータ４２の定電圧回路Ｖ５以外の構成は、図５に示す構成と同様である。
【００５２】
定電圧回路Ｖ５の端子Ｎ１は高電位側の出力端子Ｔ３に接続されており、端子Ｎ２は定電流素子Ｑ２のゲートに接続されており、端子Ｎ３は低電位側の出力端子Ｔ４に接続されている。定電圧回路Ｖ５は、端子Ｎ１から高電位ＶＣＣ＋が供給され、端子Ｎ３から低電位ＶＣＣ−が供給されて、端子Ｎ２から高電位ＶＣＣ＋と低電位ＶＣＣ−の間で調整可能な中間電位を出力する回路である。端子Ｎ２と端子Ｎ３との間の電圧は調整可能であり、定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、調整可能な負の一定値になる。なお、定電圧回路Ｖ５に供給される高電位ＶＣＣ＋及び低電位ＶＣＣ−は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧である。平滑コンデンサＣ２の両端の電圧は、ＬＥＤ素子Ｅが点灯するときＬＥＤ素子Ｅの順方向電圧となるため、定電圧回路Ｖ５を動作させることができる。
【００５３】
本実施形態においては、ＬＥＤ素子Ｅの点灯時に、定電圧回路Ｖ５が定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間に調整可能な負の一定電圧を印加して、定電流素子Ｑ２の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。そのため、ＬＥＤ素子Ｅを流れる電流の平均値を調整して、ＬＥＤ素子Ｅの輝度を調整することができる。
本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第１の実施形態と同様である。
【００５４】
以上、実施形態を用いて本発明を説明したが、本発明の範囲は前述の実施形態には限定されず、当業者が適宜、構成要素の追加、変更及び省略を行ったものも、本発明の要旨を逸脱しない限り、本発明に含まれる。
【００５５】
例えば、前述の第１〜第５の実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１がノーマリオン型の素子である例を示したが、本発明はこれに限定されず、ノーマリオフ型の素子であってもよい。この場合、ダイオードＤ２の向きが反転する。すなわち、ダイオードＤ２のアノードが接続点Ｎ５に接続され、カソードが結合コンデンサＣ３及びスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続される。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ１のゲートと定電流素子Ｑ２のソース間の電圧を順方向電圧以上にクランプする。スイッチング素子Ｑ１のゲート電位は、正電位側にレベルシフトされ、ノーマリオフ型のスイッチング素子Ｑ１を確実にオンおよびオフさせることができる。
【００５６】
また、前述の第１及び第２の実施形態においては、定電流素子Ｑ２がノーマリオン型の素子である例を示したが、本発明はこれに限定されず、ノーマリオフ型の素子であってもよい。この場合は、定電圧回路Ｖ１又はＶ２における端子Ｎ２及び端子Ｎ３の接続が逆になる。すなわち、相対的に高電位の端子Ｎ２がスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続され、相対的に低電位の端子Ｎ３がスイッチング素子Ｑ２のソース、すなわち、接続点Ｎ５に接続される。定電流素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧は、正の一定値になる。
【００５７】
また、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成は、図１及び図２に示したものに限定されない。また、降圧型に限定されず、例えば、昇圧型、昇降圧型などでもよい。また、スイッチング電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータだけでもよい。
また、スイッチング素子Ｑ１及び定電流素子Ｑ２はＧａＮ系ＨＥＭＴには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体（ワイドバンドギャップ半導体）を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約１．４ｅＶのヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）よりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが１．５ｅＶ以上の半導体、リン化ガリウム（ＧａＰ、バンドギャップ約２．３ｅＶ）、窒化ガリウム（ＧａＮ、バンドギャップ約３．４ｅＶ）、ダイアモンド（Ｃ、バンドギャップ約５．２７ｅＶ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ、バンドギャップ約５．９ｅＶ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、寄生容量を小さくすることができ、その結果高速動作させることが可能なため、さらにスイッチング電源の小型化が可能である。
【００５８】
更に、定電圧回路の構成は図２及び図３に示したものには限定されず、一定の電圧を供給できる回路であればよい。更にまた、照明光源ＥはＬＥＤに限らず、ＥＬやＯＬＥＤなどでもよく、照明負荷１３には複数個の照明光源Ｅが直列又は並列に接続されていてもよい。
【符号の説明】
【００５９】
１、２、３、４：照明装置、１１、２１：直流電源、１２、２２、３２、４２：ＤＣ−ＤＣコンバータ、１３：照明負荷、ＡＣ：交流電源、Ｂ：全波整流回路、Ｃ１：コンデンサ、Ｃ２：平滑コンデンサ、Ｃ３：結合コンデンサ、Ｄ１：整流素子、Ｄ２、Ｄ３：ダイオード、ＤＡ：差動増幅回路、Ｅ：照明光源（ＬＥＤ素子）、Ｌ１：第１のインダクタ、Ｌ２：第２のインダクタ、Ｍ２１：ｐチャンネル形ＭＯＳトランジスタ、Ｍ２２：ｎチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（ノーマリオン型）、Ｍ２３：ｐチャンネル形ＭＯＳトランジスタ、Ｍ２４：ｎチャンネル形ＭＯＳトランジスタ（ノーマリオフ型）、Ｎ１〜Ｎ３：端子、Ｎ５、Ｎ１１、Ｎ１２：接続点、Ｑ１：スイッチング素子、Ｑ２：定電流素子、Ｑ１１、Ｑ１２：バイポーラトランジスタ、Ｒ１、Ｒ２：バイアス抵抗、Ｒ１１〜Ｒ１３：抵抗、Ｔ１〜Ｔ４：出力端子、Ｖ１〜Ｖ５：定電圧回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のインダクタと、
オンのとき前記第１のインダクタに電源電圧を供給して電流を流すスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に直列に接続され、前記スイッチング素子の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子をオフさせる定電流素子と、
前記スイッチング素子および前記定電流素子のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子がオフしたとき前記第１のインダクタの電流を流す整流素子と、
前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタの電流が増加しているときは前記スイッチング素子をオンさせる電位が誘起され、前記スイッチング素子の電流が減少しているときは前記スイッチング素子をオフさせる電位が誘起され、誘起された電位を前記スイッチング素子の制御端子に供給する第２のインダクタと、
前記定電流素子の制御端子に定電位を供給する定電圧回路と、
前記第１のインダクタの電流により充電される平滑コンデンサと、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
直流電源と、
前記直流電源の一方の端子に第１の端子が接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続された定電流素子と、
前記定電流素子の第２の端子に第１の端子が接続された第１のインダクタと、
前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタに流れる電流が増加しているときは前記スイッチング素子の制御端子に対して前記スイッチング素子がオンとなるような制御電位を供給し、前記第１のインダクタに流れる電流が減少しているときは前記スイッチング素子の制御端子に対して前記スイッチング素子がオフとなるような制御電位を供給する第２のインダクタと、
前記直流電源の他方の端子と前記第１のインダクタの第１の端子との間に接続され、前記第１及び定電流素子を介して前記第１のインダクタに供給される電流と同じ方向の電流が前記第１インダクタに供給されるような方向に電流を流す第１のダイオードと、
前記定電流素子の第２の端子と制御端子との間に制御電圧を印加する定電圧回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
前記定電流素子はノーマリオン型のトランジスタであり、
前記定電圧回路は、前記定電流素子のゲートに、前記定電流素子のソースよりも低い電位を印加することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記定電圧回路は、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ電圧を基準として前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記定電圧回路は、ノーマリオン型のトランジスタの閾値電圧とノーマリオフ型のトランジスタの閾値電圧との差を基準として前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記定電圧回路は、バイアス抵抗を介して供給される前記電源電圧で動作し、前記定電流素子の制御端子と第２の端子との間前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記定電圧回路は、前記平滑コンデンサの両端の電圧を供給されて動作することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記定電圧回路は、
前記定電流素子の第２の端子と前記定電流素子の制御端子との間に接続されたツェナーダイオードと、
前記定電流素子の制御端子と前記整流素子のアノードとの間に接続されたインピーダンス素子と、
を有し、前記定電流素子の制御端子に負電位を供給することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１つに記載のスイッチング電源と、
前記スイッチング電源装置の出力端子間に接続された照明負荷と、
を備えたことを特徴とする照明装置。
【請求項１】
第１のインダクタと、
オンのとき前記第１のインダクタに電源電圧を供給して電流を流すスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に直列に接続され、前記スイッチング素子の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子をオフさせる定電流素子と、
前記スイッチング素子および前記定電流素子のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子がオフしたとき前記第１のインダクタの電流を流す整流素子と、
前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタの電流が増加しているときは前記スイッチング素子をオンさせる電位が誘起され、前記スイッチング素子の電流が減少しているときは前記スイッチング素子をオフさせる電位が誘起され、誘起された電位を前記スイッチング素子の制御端子に供給する第２のインダクタと、
前記定電流素子の制御端子に定電位を供給する定電圧回路と、
前記第１のインダクタの電流により充電される平滑コンデンサと、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
直流電源と、
前記直流電源の一方の端子に第１の端子が接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の第２の端子に第１の端子が接続された定電流素子と、
前記定電流素子の第２の端子に第１の端子が接続された第１のインダクタと、
前記第１のインダクタと磁気結合し、前記第１のインダクタに流れる電流が増加しているときは前記スイッチング素子の制御端子に対して前記スイッチング素子がオンとなるような制御電位を供給し、前記第１のインダクタに流れる電流が減少しているときは前記スイッチング素子の制御端子に対して前記スイッチング素子がオフとなるような制御電位を供給する第２のインダクタと、
前記直流電源の他方の端子と前記第１のインダクタの第１の端子との間に接続され、前記第１及び定電流素子を介して前記第１のインダクタに供給される電流と同じ方向の電流が前記第１インダクタに供給されるような方向に電流を流す第１のダイオードと、
前記定電流素子の第２の端子と制御端子との間に制御電圧を印加する定電圧回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
前記定電流素子はノーマリオン型のトランジスタであり、
前記定電圧回路は、前記定電流素子のゲートに、前記定電流素子のソースよりも低い電位を印加することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記定電圧回路は、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ電圧を基準として前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記定電圧回路は、ノーマリオン型のトランジスタの閾値電圧とノーマリオフ型のトランジスタの閾値電圧との差を基準として前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記定電圧回路は、バイアス抵抗を介して供給される前記電源電圧で動作し、前記定電流素子の制御端子と第２の端子との間前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記定電圧回路は、前記平滑コンデンサの両端の電圧を供給されて動作することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記定電圧回路は、
前記定電流素子の第２の端子と前記定電流素子の制御端子との間に接続されたツェナーダイオードと、
前記定電流素子の制御端子と前記整流素子のアノードとの間に接続されたインピーダンス素子と、
を有し、前記定電流素子の制御端子に負電位を供給することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載のスイッチング電源。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１つに記載のスイッチング電源と、
前記スイッチング電源装置の出力端子間に接続された照明負荷と、
を備えたことを特徴とする照明装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１２−２１６４８５（Ｐ２０１２−２１６４８５Ａ）
【公開日】平成２４年１１月８日（２０１２．１１．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５００８５（Ｐ２０１１−１５００８５）
【出願日】平成２３年７月６日（２０１１．７．６）
【出願人】（０００００３７５７）東芝ライテック株式会社 (2,710)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月８日（２０１２．１１．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月６日（２０１１．７．６）
【出願人】（０００００３７５７）東芝ライテック株式会社 (2,710)
【Ｆターム（参考）】
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