スイッチング電源回路
【課題】 絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅板によるショートリングを不要とする。
【解決手段】 複合共振形コンバータ回路によるスイッチング電源回路おいて、コンバータ動作を陰極線管表示装置で用いられている水平同期信号に同期するようにすることで、コンバータトランスの漏洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発生させるということをなくし、これによってコンバータトランスに漏洩磁束をシールドするための銅板によるショートリングを設ける必要をなくす。
【解決手段】 複合共振形コンバータ回路によるスイッチング電源回路おいて、コンバータ動作を陰極線管表示装置で用いられている水平同期信号に同期するようにすることで、コンバータトランスの漏洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発生させるということをなくし、これによってコンバータトランスに漏洩磁束をシールドするための銅板によるショートリングを設ける必要をなくす。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビジョン受像器や映像モニタ装置などの、陰極線管（ＣＲＴ）を用いた表示装置に好適なスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばテレビジョン受像器用のスイッチング電源として、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータを用いるものを本出願人は提案していた。この場合、交流入力電圧や負荷電力の変動に対して、直流出力電圧を定電圧制御するためには、一次側スイッチング素子のスイッチング周波数と導通角を同時に制御する複合制御方式を採用していた。
【０００３】図８の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのテレビジョン受像器用のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。そしてこの図９の場合は、１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採られる。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００５】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。なお、起動抵抗ＲSは、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るために挿入されるものである。
【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【０００７】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻装される。
【０００８】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これにより、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。
【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、所要の結合係数による疎結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１０】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻始め端部は検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。
【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータが、本明細書でいう上述した「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成となる。
【００１３】上記のようにして形成される電源回路の二次側においては、二次巻線Ｎ2及び二次側並列共振コンデンサＣ2から成る二次側並列共振回路に対して、図示する接続形態によって、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1を接続することで半波整流回路が形成される。そして、この半波整流回路（ＤO1，ＣO1）によってメインとされる二次側直流出力電圧ＥO1を生成する。この二次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖ程度とされる。また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部側において、図示するようにタップ出力を設けることで、このタップ出力ラインと二次側アース間に三次巻線Ｎ3が形成される。そして、この三次巻線Ｎ3に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路が接続されることで、例えば１５Ｖ程度の低圧二次側直流出力電圧ＥO2を生成して出力する。
【００１４】二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02は制御回路１に対しても分岐して入力され、制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1、Ｅ02を用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即ち制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変するようにされている。これによって、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振周波数、つまり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御され、これによって二次側の直流出力電圧を安定化する。ここで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはスイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴＯＦＦは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作している。本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ということとしている。
【００１５】図９、図１０は、上記図８に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。図９は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作であり、図１０は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の動作である。各図において、期間ＴON、ＴOFFは、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間及びオフとなる期間であり、これらの図から、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONが可変制御されることが理解される。
【００１６】スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいては、一次側並列共振回路の共振動作が得られる。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1としては、各図に示すように、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスが現れる波形となる。この並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷電力変動に対応して変化し、負荷電力が重くなるのに従って上昇する傾向を有する。
【００１７】図１１（ａ）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの際に、負荷電力Ｐｏの変動に対するスイッチング周波数ｆｓを示している。また図１１（ｂ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に、交流入力電圧ＶACの変動に対するスイッチング周波数ｆｓを示している。即ちスイッチング周波数ｆｓは図１１（ａ）（ｂ）のように制御されると共に、図９，図１０のように、オン期間ＴONが可変制御される、複合制御方式となる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図８のような電源回路では、次のような問題を有している。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１２（ａ）に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。結合係数は、例えば０．８程度とされる。これにより絶縁コンバータトランスＰＩＴの近辺には約２０％の漏洩磁束が発生する。この漏洩磁束の周波数は交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動によって１００ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの間をランダムに変動する。
【００１９】一方、テレビジョン受像器の水平同期信号の周波数ｆｈは、ＮＴＳＣ方式ではｆｈ＝１５．７５ＫＨｚ、ハイビジョン方式ではｆｈ＝３３．７５ＫＨｚ、ＮＴＳＣ方式の倍速方式ではｆｈ＝３１．５ＫＨｚ、３倍速方式ではｆｈ＝４７．２５ＫＨｚ等、種々のテレビジョン放送方式によって異なっている。この水平同期信号に同期して動作している水平偏向回路に関しては、陰極線管（ＣＲＴ）のネック部に偏向ヨークが配され、またプリント基板上にはＣＲＴのアノード電極に供給する３０ＫＶの高圧発生トランス（フライバックトランス）や水平直線性補正コイル、ダイナミックフォーカストランス等のリアクタ、インダクタが数多くマウントされている。そして上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束が、これらの水平偏向回路の構成部品に結合するとブラウン管面上に水平同期周波数ｆｈとスイッチング周波数ｆｓの干渉による電源ビートが発生してしまう。
【００２０】この対策のためには図１２（ａ）に破線で示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧの周辺に銅板を１ターン巻き付けて半田付けしたショートリングＳＲを配している。図１２（ｂ）はショートリングＳＲを巻き付けた状態の模式図である。ショートリングＳＲは所要箇所Ｈが半田付けされる。このショートリングＳＲにより漏洩磁束を磁気シールドすることで、電源ビートの発生を抑制する。
【００２１】しかしながら、このために銅板の材料コスト、半田付け工程の必要性から、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造コストがアップしてしまうという問題があった。また、フェライト磁心と銅板が振動によって可聴周波数帯域の鳴きが生じないようにするために、トランス組立後にワニス含浸を行って銅板を固定することも必要であった。このことも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程の煩雑化やコストアップを招く。
【００２２】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記した課題を考慮して、陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにショートリングを形成することを不要とすることを目的とする。
【００２３】このため本発明は、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した一次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００２４】また本発明は、上記構成と同様に、スイッチング手段、一次側並列共振コンデンサ、絶縁コンバータトランス、二次側並列共振回路、直流出力電圧生成手段、二次側アクティブクランプ手段とを有し、さらに、陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づいて、水平同期信号の周波数に同期したスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備えてスイッチング電源回路を構成する。
【００２５】また上記構成と同様に、スイッチング手段、一次側並列共振コンデンサ、絶縁コンバータトランス、二次側並列共振回路、直流出力電圧生成手段、二次側アクティブクランプ手段とを有し、さらに、陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにしてスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を備えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられる一次側アクティブクランプ手段とを備えてスイッチング電源回路を構成する。
【００２６】上記各構成によれば、一次側においては電圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの動作を、水平同期周波数に同期させることができ、これによって絶縁コンバータトランスの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートが発生しないようになる。
【００２７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶＡＣの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００２８】この電源回路の一次側には、１石のスイッチング素子Ｑ１によりシングルエンド動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００２９】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００３０】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮBと、インダクタＬB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッチング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆｓが生成される。例えば当該スイッチング電源回路が搭載されるテレビジョン受像器等において水平同期周波数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであるとすると、上記直列共振回路によるスイッチング周波数ｆｓ＝３３．５ＫＨｚ程度に設定する。
【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD1により、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。
【００３２】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【００３３】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１２で説明したように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。但し本例の場合は、図１２で説明したような銅板によるショートリングＳＲは設けられない。
【００３４】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端はスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。
【００３５】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従って、二次側においては電圧共振動作が得られることとなる。即ち、この電源回路としても、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採る。
【００３６】上記のようにして形成される電源回路の二次側に対しては、二次巻線Ｎ2に接続される二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻始め端側において、図示するようにタップ出力を設けることで、このタップ出力ラインと二次側アース間に三次巻線Ｎ3が形成される。そして、この三次巻線Ｎ3に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥO2を生成して出力する。
【００３７】また、この電源回路においては、二次側にアクティブクランプ回路が備えられる。即ち二次側アクティブクランプ回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒｇ1を備えて成る。
【００３８】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と整流ダイオードＤO1のアノードとの接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して接続される。従って、二次側アクティブクランプ回路としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次側並列共振回路に対して更に並列に接続して構成されるものである。
【００３９】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この場合も直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧（ドライブ電圧ＶGS）が抵抗Ｒ10によってスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、二次巻線Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。なお、ドライブ巻線Ｎｇ1としても、そのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
【００４０】また本例においては、二次側に備えられる制御回路１によって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。即ち二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02は、誤差増幅器の制御回路１に供給され、制御回路１がそれに応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御される。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧の定電圧化が行われる。
【００４１】さらに本例の場合は、水平同期周波数ｆｈと同期をとるために、陰極線管表示装置の水平同期回路系で用いられている水平発振パルス電圧、又は水平ドライブパルス電圧、又は水平出力パルス電圧としての電圧Ｖｆｈが、抵抗Ｒｈ、コンデンサＣｈを介して補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。これによって外部同期がとられることになる。
【００４２】このような電源回路によれば、複合共振形スイッチングコンバータの動作を、水平同期周波数に同期させることができ、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートが発生しないようにできるものとなる。上記したように一次側のスイッチング素子Ｑ１は、ドライブ巻線ＮB、インダクタＬB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBよりなる直列共振回路によってスイッチング周波数ｆｓが設定される。ここでスイッチング周波数ｆｓ＜水平同期周波数ｆｈに設定すれば、二次側の補助スイッチング素子Ｑ２に対する電圧Ｖｆｈの外部同期トリガ信号によって、ドライブ巻線Ｎg1、ＮBを介してｆｓ＝ｆｈに引き込まれてスイッチング周波数ｆｓが固定されることになる。このため複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生しない。
【００４３】図２は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形であり、図３は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の動作波形を示している。この場合、一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝１２０Ｔ、ドライブ巻線ＮB＝Ｎg1＝１Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝０．０１μＦ、共振コンデンサＣ２＝０．０３３μＦ、クランプコンデンサＣ３＝０．２２μＦとし、スイッチング素子Ｑ２は５Ａ／４００ＶのＭＯＳ−ＦＥＴとしている。なお、従来例で説明した電源回路の場合は、一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦとしていたことを付記しておく。
【００４４】この図２，図３に示す場合、水平同期周波数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであり、図示する期間Ｔｈ＝２９．８５μｓｅｃである。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ２）とボディダイオードＤD2のオン時間ＴON＝１５μｓｅｃ〜２３μｓｅｃの導通角制御となる。負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの重負荷時には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング損失の低下により、図８の従来例と比較してＡＣ／ＤＣの電力変換効率が０．３％程度向上する。一方、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時には、無効電力が約１０Ｗ増加する。そしてこれらの動作波形から、複合共振形コンバータとしてのスイッチング動作が期間Ｔｈをサイクルとしており、つまり水平同期周波数に同期していることがわかる。
【００４５】図４は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの際に、負荷電力Ｐｏの変動に対する共振電圧Ｖ１，Ｖ２の変化を示している。また図５は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの際に、負荷電力Ｐｏの変動に対するオン期間ＴONの変化、即ちスイッチング素子Ｑ２の導通角制御の様子を示している。この図５は図２，図３のオン期間ＴONに対応する。
【００４６】図６に本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。図６は、一次側のスイッチング素子Ｑ１をＭＯＳ−ＦＥＴとし、これに対してＩＣによる他例発振回路を設けた例である。なお、図１と同一部分は同一符号を付し、説明を省略する。
【００４７】この場合も、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータは他励式の構成を採っており、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接続される。
【００４８】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得られるようにされることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。
【００４９】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴに備えられる、いわゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤD1が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
【００５０】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及びドライブ回路３を統合的に備える、例えば１つの集積回路（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によって、スイッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動するようにされている。
【００５１】スイッチング駆動部１０内の発振回路２では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そして、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成される発振信号に依存して決定される。そして特に本例の場合は、陰極線管表示装置の水平同期回路系で用いられている水平発振パルス電圧、又は水平ドライブパルス電圧、或いは水平出力パルス電圧としての電圧Ｖｆｈが、抵抗Ｒｈ、小容量のコンデンサＣｈを介して発振回路２に供給されて外部同期がとられる。即ち発振回路２は、水平同期周波数に同期した発振信号を発生するものとなり、これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、水平同期周波数に同期したものとなる。
【００５２】なお、二次側の構成は図１と概略同様であるため詳細な説明は省略するが、外部同期のための電圧Ｖｆｈは、補助スイッチング素子Ｑ２には印加されない構成となる。また制御回路１によって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。即ち制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1に応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御されるようにしている。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧の定電圧化が行われる。
【００５３】このようなスイッチング電源回路の場合も、複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生しない。このため絶縁コンバータトランスＰＩＴにショートリングを設ける必要はなくなる。
【００５４】図７に本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。これはスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いると共に、一次側にもアクティブクランプ回路を設けた例である。なお、図１と同一部分は同一符号を付し説明を省略する。
【００５５】この場合、一次側にはＩＧＢＴによるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が配される。スイッチング素子Ｑ１は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータを構成する。スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、エミッタは一次側アースに接続される。
【００５６】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得られるようにされることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤD1が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
【００５７】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及びドライブ回路３を備える、例えば１つの集積回路（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によってスイッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動するようにされている。
【００５８】スイッチング駆動部１０内の発振回路２では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そして、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のベースに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成される発振信号に依存して決定される。この例の場合は、例えば当該スイッチング電源回路が搭載されるテレビジョン受像器等において水平同期周波数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであるとすると、スイッチング周波数ｆｓ＝３３．５ＫＨｚ程度となるように発振信号が生成される。
【００５９】また一次側においては、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧をクランプするための一次側アクティブクランプ回路が備えられる。この場合、一次側アクティブクランプ回路は、ＩＧＢＴによる補助スイッチング素子Ｑ３，クランプコンデンサＣ４，クランプダイオードＤD3により構成される。また、補助スイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ2，コンデンサＣｇ2，抵抗Ｒ1，Ｒ2を備えて成る。
【００６０】補助スイッチング素子Ｑ３のコレクタ−エミッタ間に対してはクランプダイオードＤD3が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤD3のアノードがエミッタに対して接続され、カソードがコレクタに対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ３のコレクタはクランプコンデンサＣ４を介して、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻終り端部との接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ３のエミッタは一次巻線Ｎ1の巻始め端部に対して接続される。つまり、この一次側アクティブクランプ回路としては、上記補助スイッチング素子Ｑ３とクランプダイオードＤD3の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ４を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるものである。
【００６１】また、補助スイッチング素子Ｑ３の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ３のベースに対して、抵抗Ｒg2−コンデンサＣｇ2−ドライブ駆動巻線Ｎｇ2の直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。ここでドライブ巻線Ｎｇ2は、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇ1のターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。また、抵抗Ｒ１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇ1の接続点との間に対して挿入される。この補助スイッチング素子Ｑ３は、メインスイッチング素子Ｑ１に同期した状態でオン／オフされる。即ちメインスイッチング素子Ｑ１のオン期間に補助スイッチング素子Ｑ３はオフとなり、メインスイッチング素子Ｑ１のオフ期間内に補助スイッチング素子Ｑ３はオンとなる。これによる一次側アクティブクランプ回路の動作として、共振コンデンサＣｒの両端にあらわれる電圧がクランプされる。
【００６２】この電源回路の二次側は、図１と概略同様である。ただし二次側アクティブクランプ回路を構成するスイッチング素子Ｑ２が、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えてＩＧＢＴが用いられている点が異なる。この場合、図１と同様に、水平同期周波数に同期する電圧Ｖｆｈは、補助スイッチング素子Ｑ２に印加され、外部同期がとられることになる。上記したように一次側のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆｓが、スイッチング周波数ｆｓ＜水平同期周波数ｆｈと設定されていることで、二次側の補助スイッチング素子Ｑ２に対する電圧Ｖｆｈの外部同期トリガ信号によって、ドライブ巻線Ｎg1、Ｎg2及び一次側アクティブクランプ回路の動作を介して、ｆｓ＝ｆｈに引き込まれてスイッチング周波数ｆｓが固定されることになる。このため複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生しない。このため絶縁コンバータトランスＰＩＴにショートリングを設ける必要はなくなる。
【００６３】なお、この場合の直流出力電圧の定電圧化は、制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1に応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御されることで行われる。
【００６４】以上、本発明の実施の形態を説明してきたが、本発明のスイッチング電源回路は上記各回路構成に限られるものではなく、各種の変形例が考えられることはいうまでもない。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振形コンバータ回路によるスイッチング電源回路おいて、スイッチング動作によるコンバータ動作が陰極線管表示装置で用いられている水平同期信号に同期するようにしているため、コンバータトランスの漏洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発生させるということがなくなり、従って、コンバータトランスに漏洩磁束をシールドするための銅板によるショートリングを設ける必要がなくなる。これによってコンバータトランスの製造コストの低下、製造の簡略化、効率化を実現できるという効果がある。また、複合共振形コンバータ回路のスイッチング周波数は、通常１００ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚ程度であったところ、水平同期周波数に同期するために本発明では３１．５ＫＨｚ〜４７．２５ＫＨｚ程度とすることになるため、スイッチング周波数の低周波数化に伴うコンバータトランスの大型化は発生するが、スイッチング素子のスイッチング損失は低減し、電力変換効率が向上するという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図４】実施の形態の負荷電力と共振電圧の関係を示す説明図である。
【図５】実施の形態の負荷電力と導通角制御の関係を示す説明図である。
【図６】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図７】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１０】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１１】先行技術に示す電源回路の負荷電力、交流入力電圧とスイッチング周波数の関係を示す波形図である。
【図１２】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図、斜視図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、１０ スイッチング駆動部、Ｑ1 （メイン）スイッチング素子、Ｑ2，Ｑ3 補助スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ3 三次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＤO1，ＤO2 二次側整流ダイオード
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビジョン受像器や映像モニタ装置などの、陰極線管（ＣＲＴ）を用いた表示装置に好適なスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】例えばテレビジョン受像器用のスイッチング電源として、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータを用いるものを本出願人は提案していた。この場合、交流入力電圧や負荷電力の変動に対して、直流出力電圧を定電圧制御するためには、一次側スイッチング素子のスイッチング周波数と導通角を同時に制御する複合制御方式を採用していた。
【０００３】図８の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのテレビジョン受像器用のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。そしてこの図９の場合は、１石のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採られる。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【０００５】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされている。なお、起動抵抗ＲSは、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るために挿入されるものである。
【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【０００７】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻装される。
【０００８】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これにより、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。
【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、所要の結合係数による疎結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにくいようにしている。
【００１０】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻終わり端部は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻始め端部は検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。
【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられる。このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータが、本明細書でいう上述した「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成となる。
【００１３】上記のようにして形成される電源回路の二次側においては、二次巻線Ｎ2及び二次側並列共振コンデンサＣ2から成る二次側並列共振回路に対して、図示する接続形態によって、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1を接続することで半波整流回路が形成される。そして、この半波整流回路（ＤO1，ＣO1）によってメインとされる二次側直流出力電圧ＥO1を生成する。この二次側直流出力電圧ＥO1は、例えば１３５Ｖ程度とされる。また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部側において、図示するようにタップ出力を設けることで、このタップ出力ラインと二次側アース間に三次巻線Ｎ3が形成される。そして、この三次巻線Ｎ3に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路が接続されることで、例えば１５Ｖ程度の低圧二次側直流出力電圧ＥO2を生成して出力する。
【００１４】二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02は制御回路１に対しても分岐して入力され、制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1、Ｅ02を用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即ち制御回路１では、二次側の直流出力電圧レベルの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変するようにされている。これによって、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振周波数、つまり、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御され、これによって二次側の直流出力電圧を安定化する。ここで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはスイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴＯＦＦは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作している。本明細書では、このような複合的な制御を「複合制御方式」ということとしている。
【００１５】図９、図１０は、上記図８に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。図９は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の動作であり、図１０は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の動作である。各図において、期間ＴON、ＴOFFは、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間及びオフとなる期間であり、これらの図から、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえで、オンとなる期間ＴONが可変制御されることが理解される。
【００１６】スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFにおいては、一次側並列共振回路の共振動作が得られる。これによって、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧Ｖ1としては、各図に示すように、期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスが現れる波形となる。この並列共振電圧Ｖ1のレベルは負荷電力変動に対応して変化し、負荷電力が重くなるのに従って上昇する傾向を有する。
【００１７】図１１（ａ）は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの際に、負荷電力Ｐｏの変動に対するスイッチング周波数ｆｓを示している。また図１１（ｂ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に、交流入力電圧ＶACの変動に対するスイッチング周波数ｆｓを示している。即ちスイッチング周波数ｆｓは図１１（ａ）（ｂ）のように制御されると共に、図９，図１０のように、オン期間ＴONが可変制御される、複合制御方式となる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図８のような電源回路では、次のような問題を有している。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１２（ａ）に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。結合係数は、例えば０．８程度とされる。これにより絶縁コンバータトランスＰＩＴの近辺には約２０％の漏洩磁束が発生する。この漏洩磁束の周波数は交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動によって１００ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの間をランダムに変動する。
【００１９】一方、テレビジョン受像器の水平同期信号の周波数ｆｈは、ＮＴＳＣ方式ではｆｈ＝１５．７５ＫＨｚ、ハイビジョン方式ではｆｈ＝３３．７５ＫＨｚ、ＮＴＳＣ方式の倍速方式ではｆｈ＝３１．５ＫＨｚ、３倍速方式ではｆｈ＝４７．２５ＫＨｚ等、種々のテレビジョン放送方式によって異なっている。この水平同期信号に同期して動作している水平偏向回路に関しては、陰極線管（ＣＲＴ）のネック部に偏向ヨークが配され、またプリント基板上にはＣＲＴのアノード電極に供給する３０ＫＶの高圧発生トランス（フライバックトランス）や水平直線性補正コイル、ダイナミックフォーカストランス等のリアクタ、インダクタが数多くマウントされている。そして上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束が、これらの水平偏向回路の構成部品に結合するとブラウン管面上に水平同期周波数ｆｈとスイッチング周波数ｆｓの干渉による電源ビートが発生してしまう。
【００２０】この対策のためには図１２（ａ）に破線で示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧの周辺に銅板を１ターン巻き付けて半田付けしたショートリングＳＲを配している。図１２（ｂ）はショートリングＳＲを巻き付けた状態の模式図である。ショートリングＳＲは所要箇所Ｈが半田付けされる。このショートリングＳＲにより漏洩磁束を磁気シールドすることで、電源ビートの発生を抑制する。
【００２１】しかしながら、このために銅板の材料コスト、半田付け工程の必要性から、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造コストがアップしてしまうという問題があった。また、フェライト磁心と銅板が振動によって可聴周波数帯域の鳴きが生じないようにするために、トランス組立後にワニス含浸を行って銅板を固定することも必要であった。このことも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程の煩雑化やコストアップを招く。
【００２２】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記した課題を考慮して、陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにショートリングを形成することを不要とすることを目的とする。
【００２３】このため本発明は、 直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した一次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段とを備えたスイッチング電源回路とする。
【００２４】また本発明は、上記構成と同様に、スイッチング手段、一次側並列共振コンデンサ、絶縁コンバータトランス、二次側並列共振回路、直流出力電圧生成手段、二次側アクティブクランプ手段とを有し、さらに、陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づいて、水平同期信号の周波数に同期したスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備えてスイッチング電源回路を構成する。
【００２５】また上記構成と同様に、スイッチング手段、一次側並列共振コンデンサ、絶縁コンバータトランス、二次側並列共振回路、直流出力電圧生成手段、二次側アクティブクランプ手段とを有し、さらに、陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにしてスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を備えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられる一次側アクティブクランプ手段とを備えてスイッチング電源回路を構成する。
【００２６】上記各構成によれば、一次側においては電圧共振形コンバータを形成するための一次側並列共振回路を備え、二次側には、二次巻線及び二次側並列共振コンデンサとにより形成される二次側並列共振回路とが備えられた、いわゆる複合共振形スイッチングコンバータの動作を、水平同期周波数に同期させることができ、これによって絶縁コンバータトランスの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートが発生しないようになる。
【００２７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶＡＣの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００２８】この電源回路の一次側には、１石のスイッチング素子Ｑ１によりシングルエンド動作を行う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が示される。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００２９】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００３０】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側アース間には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮBと、インダクタＬB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッチング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆｓが生成される。例えば当該スイッチング電源回路が搭載されるテレビジョン受像器等において水平同期周波数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであるとすると、上記直列共振回路によるスイッチング周波数ｆｓ＝３３．５ＫＨｚ程度に設定する。
【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD1により、スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。
【００３２】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。そしてこの場合にも、並列共振コンデンサＣｒ自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。
【００３３】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１２で説明したように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、所要の結合係数による疎結合が得られるようにしている。ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８という疎結合の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。但し本例の場合は、図１２で説明したような銅板によるショートリングＳＲは設けられない。
【００３４】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端はスイッチング素子Ｑ1のコレクタと接続され、他端は平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生する。
【００３５】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従って、二次側においては電圧共振動作が得られることとなる。即ち、この電源回路としても、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採る。
【００３６】上記のようにして形成される電源回路の二次側に対しては、二次巻線Ｎ2に接続される二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻始め端側において、図示するようにタップ出力を設けることで、このタップ出力ラインと二次側アース間に三次巻線Ｎ3が形成される。そして、この三次巻線Ｎ3に対して、図示するようにして、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路が接続されることで、二次側直流出力電圧ＥO2を生成して出力する。
【００３７】また、この電源回路においては、二次側にアクティブクランプ回路が備えられる。即ち二次側アクティブクランプ回路として、ＭＯＳ−ＦＥＴの補助スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤD2を備える。また、補助スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ1，コンデンサＣｇ1，抵抗Ｒｇ1を備えて成る。
【００３８】補助スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対してはクランプダイオードＤD2が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤD2のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。また、補助スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３を介して、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部と整流ダイオードＤO1のアノードとの接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ2のソースは二次側アースに対して接続される。従って、二次側アクティブクランプ回路としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2、クランプダイオードＤD2の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次側並列共振回路に対して更に並列に接続して構成されるものである。
【００３９】また、補助スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ1−抵抗Ｒｇ1−ドライブ巻線Ｎｇ1の直列接続回路が接続される。この場合も直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧（ドライブ電圧ＶGS）が抵抗Ｒ10によってスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。この場合のドライブ巻線Ｎｇ1は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、ドライブ巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、二次巻線Ｎ2とドライブ巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。なお、ドライブ巻線Ｎｇ1としても、そのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
【００４０】また本例においては、二次側に備えられる制御回路１によって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。即ち二次側直流出力電圧ＥO1、Ｅ02は、誤差増幅器の制御回路１に供給され、制御回路１がそれに応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御される。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧の定電圧化が行われる。
【００４１】さらに本例の場合は、水平同期周波数ｆｈと同期をとるために、陰極線管表示装置の水平同期回路系で用いられている水平発振パルス電圧、又は水平ドライブパルス電圧、又は水平出力パルス電圧としての電圧Ｖｆｈが、抵抗Ｒｈ、コンデンサＣｈを介して補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加される。これによって外部同期がとられることになる。
【００４２】このような電源回路によれば、複合共振形スイッチングコンバータの動作を、水平同期周波数に同期させることができ、これによって絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートが発生しないようにできるものとなる。上記したように一次側のスイッチング素子Ｑ１は、ドライブ巻線ＮB、インダクタＬB、共振コンデンサＣB、ベース電流制限抵抗ＲBよりなる直列共振回路によってスイッチング周波数ｆｓが設定される。ここでスイッチング周波数ｆｓ＜水平同期周波数ｆｈに設定すれば、二次側の補助スイッチング素子Ｑ２に対する電圧Ｖｆｈの外部同期トリガ信号によって、ドライブ巻線Ｎg1、ＮBを介してｆｓ＝ｆｈに引き込まれてスイッチング周波数ｆｓが固定されることになる。このため複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生しない。
【００４３】図２は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形であり、図３は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時の動作波形を示している。この場合、一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝１２０Ｔ、ドライブ巻線ＮB＝Ｎg1＝１Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝０．０１μＦ、共振コンデンサＣ２＝０．０３３μＦ、クランプコンデンサＣ３＝０．２２μＦとし、スイッチング素子Ｑ２は５Ａ／４００ＶのＭＯＳ−ＦＥＴとしている。なお、従来例で説明した電源回路の場合は、一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ、共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦとしていたことを付記しておく。
【００４４】この図２，図３に示す場合、水平同期周波数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであり、図示する期間Ｔｈ＝２９．８５μｓｅｃである。そしてＭＯＳ−ＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ２）とボディダイオードＤD2のオン時間ＴON＝１５μｓｅｃ〜２３μｓｅｃの導通角制御となる。負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの重負荷時には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング損失の低下により、図８の従来例と比較してＡＣ／ＤＣの電力変換効率が０．３％程度向上する。一方、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時には、無効電力が約１０Ｗ増加する。そしてこれらの動作波形から、複合共振形コンバータとしてのスイッチング動作が期間Ｔｈをサイクルとしており、つまり水平同期周波数に同期していることがわかる。
【００４５】図４は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの際に、負荷電力Ｐｏの変動に対する共振電圧Ｖ１，Ｖ２の変化を示している。また図５は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの際に、負荷電力Ｐｏの変動に対するオン期間ＴONの変化、即ちスイッチング素子Ｑ２の導通角制御の様子を示している。この図５は図２，図３のオン期間ＴONに対応する。
【００４６】図６に本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。図６は、一次側のスイッチング素子Ｑ１をＭＯＳ−ＦＥＴとし、これに対してＩＣによる他例発振回路を設けた例である。なお、図１と同一部分は同一符号を付し、説明を省略する。
【００４７】この場合も、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータは他励式の構成を採っており、ＭＯＳ−ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ1のドレインは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次側アースに接続される。
【００４８】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得られるようにされることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。
【００４９】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴに備えられる、いわゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤD1が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
【００５０】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及びドライブ回路３を統合的に備える、例えば１つの集積回路（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によって、スイッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動するようにされている。
【００５１】スイッチング駆動部１０内の発振回路２では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そして、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成される発振信号に依存して決定される。そして特に本例の場合は、陰極線管表示装置の水平同期回路系で用いられている水平発振パルス電圧、又は水平ドライブパルス電圧、或いは水平出力パルス電圧としての電圧Ｖｆｈが、抵抗Ｒｈ、小容量のコンデンサＣｈを介して発振回路２に供給されて外部同期がとられる。即ち発振回路２は、水平同期周波数に同期した発振信号を発生するものとなり、これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、水平同期周波数に同期したものとなる。
【００５２】なお、二次側の構成は図１と概略同様であるため詳細な説明は省略するが、外部同期のための電圧Ｖｆｈは、補助スイッチング素子Ｑ２には印加されない構成となる。また制御回路１によって、補助スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。即ち制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1に応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御されるようにしている。これによって交流入力電圧ＶACや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧の定電圧化が行われる。
【００５３】このようなスイッチング電源回路の場合も、複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生しない。このため絶縁コンバータトランスＰＩＴにショートリングを設ける必要はなくなる。
【００５４】図７に本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源回路を示す。これはスイッチング素子としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いると共に、一次側にもアクティブクランプ回路を設けた例である。なお、図１と同一部分は同一符号を付し説明を省略する。
【００５５】この場合、一次側にはＩＧＢＴによるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３が配される。スイッチング素子Ｑ１は、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータを構成する。スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、エミッタは一次側アースに接続される。
【００５６】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路による共振動作が得られるようにされることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形となる。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間に対しては、クランプダイオードＤD1が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオフとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。
【００５７】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及びドライブ回路３を備える、例えば１つの集積回路（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によってスイッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部１０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続されており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動するようにされている。
【００５８】スイッチング駆動部１０内の発振回路２では、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そして、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のベースに対して出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチング動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成される発振信号に依存して決定される。この例の場合は、例えば当該スイッチング電源回路が搭載されるテレビジョン受像器等において水平同期周波数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであるとすると、スイッチング周波数ｆｓ＝３３．５ＫＨｚ程度となるように発振信号が生成される。
【００５９】また一次側においては、並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電圧をクランプするための一次側アクティブクランプ回路が備えられる。この場合、一次側アクティブクランプ回路は、ＩＧＢＴによる補助スイッチング素子Ｑ３，クランプコンデンサＣ４，クランプダイオードＤD3により構成される。また、補助スイッチング素子Ｑ３を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ2，コンデンサＣｇ2，抵抗Ｒ1，Ｒ2を備えて成る。
【００６０】補助スイッチング素子Ｑ３のコレクタ−エミッタ間に対してはクランプダイオードＤD3が並列に接続される。ここでは、クランプダイオードＤD3のアノードがエミッタに対して接続され、カソードがコレクタに対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ３のコレクタはクランプコンデンサＣ４を介して、整流平滑電圧Ｅｉのラインと一次巻線Ｎ1の巻終り端部との接続点に対して接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ３のエミッタは一次巻線Ｎ1の巻始め端部に対して接続される。つまり、この一次側アクティブクランプ回路としては、上記補助スイッチング素子Ｑ３とクランプダイオードＤD3の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ４を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して並列に接続して構成されるものである。
【００６１】また、補助スイッチング素子Ｑ３の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ３のベースに対して、抵抗Ｒg2−コンデンサＣｇ2−ドライブ駆動巻線Ｎｇ2の直列接続回路が接続される。この直列接続回路は補助スイッチング素子Ｑ2のための自励発振駆動回路を形成する。ここでドライブ巻線Ｎｇ2は、巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。これにより、駆動巻線Ｎｇ1には、一次巻線Ｎ1に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。また、この場合には、その巻方向の関係から、一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇ1とは逆極性の電圧が得られる。なお、実際としては駆動巻線Ｎｇ1のターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。また、抵抗Ｒ１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と駆動巻線Ｎｇ1の接続点との間に対して挿入される。この補助スイッチング素子Ｑ３は、メインスイッチング素子Ｑ１に同期した状態でオン／オフされる。即ちメインスイッチング素子Ｑ１のオン期間に補助スイッチング素子Ｑ３はオフとなり、メインスイッチング素子Ｑ１のオフ期間内に補助スイッチング素子Ｑ３はオンとなる。これによる一次側アクティブクランプ回路の動作として、共振コンデンサＣｒの両端にあらわれる電圧がクランプされる。
【００６２】この電源回路の二次側は、図１と概略同様である。ただし二次側アクティブクランプ回路を構成するスイッチング素子Ｑ２が、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えてＩＧＢＴが用いられている点が異なる。この場合、図１と同様に、水平同期周波数に同期する電圧Ｖｆｈは、補助スイッチング素子Ｑ２に印加され、外部同期がとられることになる。上記したように一次側のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆｓが、スイッチング周波数ｆｓ＜水平同期周波数ｆｈと設定されていることで、二次側の補助スイッチング素子Ｑ２に対する電圧Ｖｆｈの外部同期トリガ信号によって、ドライブ巻線Ｎg1、Ｎg2及び一次側アクティブクランプ回路の動作を介して、ｆｓ＝ｆｈに引き込まれてスイッチング周波数ｆｓが固定されることになる。このため複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と同期することになり、従って絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生しない。このため絶縁コンバータトランスＰＩＴにショートリングを設ける必要はなくなる。
【００６３】なお、この場合の直流出力電圧の定電圧化は、制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1に応じた直流制御電圧を補助スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加することで、補助スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御されることで行われる。
【００６４】以上、本発明の実施の形態を説明してきたが、本発明のスイッチング電源回路は上記各回路構成に限られるものではなく、各種の変形例が考えられることはいうまでもない。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振形コンバータ回路によるスイッチング電源回路おいて、スイッチング動作によるコンバータ動作が陰極線管表示装置で用いられている水平同期信号に同期するようにしているため、コンバータトランスの漏洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発生させるということがなくなり、従って、コンバータトランスに漏洩磁束をシールドするための銅板によるショートリングを設ける必要がなくなる。これによってコンバータトランスの製造コストの低下、製造の簡略化、効率化を実現できるという効果がある。また、複合共振形コンバータ回路のスイッチング周波数は、通常１００ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚ程度であったところ、水平同期周波数に同期するために本発明では３１．５ＫＨｚ〜４７．２５ＫＨｚ程度とすることになるため、スイッチング周波数の低周波数化に伴うコンバータトランスの大型化は発生するが、スイッチング素子のスイッチング損失は低減し、電力変換効率が向上するという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図３】実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【図４】実施の形態の負荷電力と共振電圧の関係を示す説明図である。
【図５】実施の形態の負荷電力と導通角制御の関係を示す説明図である。
【図６】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図７】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１０】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図１１】先行技術に示す電源回路の負荷電力、交流入力電圧とスイッチング周波数の関係を示す波形図である。
【図１２】絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図、斜視図である。
【符号の説明】
１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、１０ スイッチング駆動部、Ｑ1 （メイン）スイッチング素子、Ｑ2，Ｑ3 補助スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ3 三次巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＤO1，ＤO2 二次側整流ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した一次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づいて、水平同期信号の周波数に同期したスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにしてスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を備えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられる一次側アクティブクランプ手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項１】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した一次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した信号に基づいて、水平同期信号の周波数に同期したスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源回路において、直流入力電圧をスイッチングして出力するメインスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列共振コンデンサと、一次側と二次側とについて疎結合とされて所要の結合係数が得られるようにされ、一次側に得られる上記メインスイッチング手段の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで二次側直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側巻線に対して並列に、クランプコンデンサと二次側補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備えることで、二次側巻線に発生する電圧をクランプする二次側アクティブクランプ手段と、上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号の周波数に近い固定のスイッチング周波数を発生させて上記メインスイッチング素子にスイッチング動作をさせる一次側スイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスに巻装した二次側ドライブ巻線を含む回路として形成され、上記二次側補助スイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加して上記二次側補助スイッチング素子にスイッチング動作をさせる二次側スイッチング駆動手段と、上記二次側補助スイッチング素子に、上記水平同期信号に同期した信号を印加することで、上記一次側並列共振回路及び上記二次側並列共振回路の動作を水平同期周波数に同期させる同期手段と、上記二次側直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記二次側補助スイッチング素子に印加して上記二次側補助スイッチング素子の導通角制御を実行することで上記二次側直流出力電圧を定電圧化する定電圧化手段と、上記メインスイッチング素子のオン／オフタイミングに同期した所定のオン／オフタイミングを有するようにしてスイッチングを行う一次側補助スイッチング素子を備えることで、上記一次側並列共振コンデンサの両端に発生する一次側並列共振電圧をクランプするように設けられる一次側アクティブクランプ手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２００２−１３６１３１（Ｐ２００２−１３６１３１Ａ）
【公開日】平成１４年５月１０日（２００２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０００−３２３３２５（Ｐ２０００−３２３３２５）
【出願日】平成１２年１０月１８日（２０００．１０．１８）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１４年５月１０日（２００２．５．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１２年１０月１８日（２０００．１０．１８）
【出願人】（０００００２１８５）ソニー株式会社 (34,172)
【Ｆターム（参考）】
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