スイッチング電源
【課題】 安定な出力を有するスイッチング電源を提供する。
【解決手段】 第１チョークコイルＡ及び第３チョークコイルＤと、第２チョークコイルＣ及び第４チョークコイルＢとは、磁気的には結合していないため、放熱面積を増大させる構造を採用した場合においても、キャパシタＣ１の両端Ｐ，Ｑの間に位置する第１及び第３チョークコイル対Ａ，Ｄと、第２及び第４チョークコイル対Ｃ，Ｂが、互いに影響を与えることなく、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持するため、出力が安定化する。したがって、スイッチング電源の出力、すなわち、整流平滑化されたキャパシタＣ１の両端Ｐ，Ｑ間の出力が安定化する。
【解決手段】 第１チョークコイルＡ及び第３チョークコイルＤと、第２チョークコイルＣ及び第４チョークコイルＢとは、磁気的には結合していないため、放熱面積を増大させる構造を採用した場合においても、キャパシタＣ１の両端Ｐ，Ｑの間に位置する第１及び第３チョークコイル対Ａ，Ｄと、第２及び第４チョークコイル対Ｃ，Ｂが、互いに影響を与えることなく、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持するため、出力が安定化する。したがって、スイッチング電源の出力、すなわち、整流平滑化されたキャパシタＣ１の両端Ｐ，Ｑ間の出力が安定化する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源は、単一の磁芯に複数のコイルを巻きつけていた。しかしながら、このようなコアの場合は、放熱面積が少ないという問題がある。下記特許文献１は、複数の磁芯を有するコア材を採用しているため、コアやコイルの露出面積が多くなっている。
【特許文献１】米国特許６，３６２，９８６号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、スイッチング電源においては、更に安定した出力を有するものが求められている。本発明は、このような課題に鑑みてされたものであり、安定な出力を有するスイッチング電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上述の課題を解決するため、第１の発明に係るスイッチング電源は、複数の整流回路の後段に接続された平滑回路を備えたスイッチング電源を対象とし、平滑回路は、キャパシタの一端にそれぞれの一端が接続された第１及び第２チョークコイルと、キャパシタの他端にそれぞれの一端が接続された第３及び第４チョークコイルと、第１及び第３チョークコイルが周囲に配置された第１磁芯と、第２及び第４コイルチョークが周囲に配置された第２磁芯と、共通磁芯と、を備えている。ここで、第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流によって第１磁芯及び共通磁芯内を通る一の環状磁路が形成され、第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流にそれぞれ同期して、第２及び第４チョークコイルを同時に流れる電流によって第２磁芯及び共通磁芯内を通る他の環状磁路が形成される。なお、同時とは、実質的に一緒にという意味であって、厳密な同時性を意味するものではなく、別々の期間ではないということを意味する。
【０００５】
整流回路の後段に接続される平滑回路は、キャパシタとチョークコイルから構成される。ここで、共通磁芯を介して２つの環状磁路を有するＥ−Ｅコア、Ｅ−Ｉコアや、Ｕ−Ｉコアなどのコア材を使用し、第１磁芯と第２磁芯にチョークコイルを巻いた場合、共通磁芯のみに巻いた場合に比べ、チョークコイルの放熱面積を増大させることができ、放熱特性が改善するため、チョークコイルの安定した動作が可能となる。更に、キャパシタの一端側には第１、第２の磁芯内にそれぞれの環状磁路を形成する第１、第２チョークコイルが接続され、キャパシタの他端側にも、第１、第２の磁芯内にそれぞれの環状磁路を形成する第３、第４チョークコイルが接続されている。平滑時には、各トランスから出力された電流が、別々の磁芯に対応する複数のチョークコイルを同時期に介してキャパシタに同時に流れ、第１及び第３チョークコイル対と、第２及び第４チョークコイル対とが、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持し、チョークコイルの特性差を補償することができるので、出力が更に安定する。
【０００６】
第２の発明に係るスイッチング電源は、第１及び第２トランスを有する複数のトランスを備え、複数のトランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、複数のトランスの２次側コイルは、複数の整流回路に接続されていることを特徴とする。
【０００７】
第３の発明に係るスイッチング電源は、単数のトランスを備え、トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、トランスの２次側コイルは、複数の整流回路に接続されていることを特徴とする。
【０００８】
単数又は複数のインバータ回路によって、それぞれのトランスを駆動すると、２次側コイルに電圧が誘起し、これらを流れる電流は複数の整流回路によって、整流された後、平滑回路によって平滑される。
【０００９】
インバータ回路が複数である場合、複数のインバータ回路は、第１トランスを駆動する第１インバータ回路と、第２トランスを駆動する第２インバータ回路とを有しており、複数の整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有しているものとするが、３以上のインバータ回路と整流回路を有することとしてもよい。
【００１０】
第４の発明に係るスイッチング電源では、複数の整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、第１整流回路は、第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルは、第１整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルは、第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルは、第２整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルは、第２整流回路の電流流入側に接続されていることを特徴とする。
【００１１】
センタータップ型全波整流回路は、半波整流回路を２つ備えたものであり、半波整流回路では破棄していたトランスの出力も同極性に整流するため、電力変換効率が高く、リプル電圧が低くなるという利点がある。
【００１２】
第５の発明に係るスイッチング電源では、複数の整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、第１整流回路は、第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルは、第２整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルは、第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルは、第１整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルは、第２整流回路の電流流入側に接続されていることを特徴とする。
【００１３】
第４の発明の接続関係の場合、整流回路と磁芯とは一対一に対応しており、第５の発明の接続関係の場合、整流回路と磁芯の関係は、一部が入れ替えてある。すなわち、前者では接続が容易であり、後者では、整流回路と磁芯に巻かれたチョークコイルの特性差をより均等にさせることができるという利点がある。
【００１４】
更に、整流回路の接続関係を入れ替えることも可能である。
【００１５】
すなわち、第６の発明に係るスイッチング電源では、複数の前記整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、第１整流回路は、第１トランスの一方の２次側コイルと、第２トランスの他方の２次側コイルとに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第１トランスの他方の２次側コイルと、第２トランスの一方の２次側コイルとに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルは、第２整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルは、第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルは、第１整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルは、第２整流回路の電流流入側に接続されていることを特徴とする。
【００１６】
すなわち、この場合、１つの整流回路が、複数のトランスの２次側コイルに接続されているため、２次側コイルの特性差を補償することができる。
【００１７】
第７の発明に係るスイッチング電源では、上述のスイッチング電源において、それぞれの第１及び第２トランスの１次側コイルは、インバータ回路駆動時の交流抵抗が交互に高くなるものを直列に接続してなることが好ましい。
【００１８】
互いに逆方向の電流が１次側コイル及び２次側コイルに流れる場合、表皮効果及び近接効果の影響が低減され、交流抵抗が低くなる。すなわち、直列接続された１次側コイルの他方の交流抵抗は、低減された方の交流抵抗よりも相対的に高くなる。この場合、高い交流抵抗の１次側コイルが発振成分を吸収するため、出力のリンギングを抑制することができる。
【００１９】
また、整流回路を構成する整流素子はトランジスタからなり、トランジスタをスイッチング駆動することで整流回路をインバータ回路として機能させ、整流回路の後段に設けられる電源から整流回路を介して逆方向に電力伝送を行うこともできる。これにより、双方向電力伝送が可能となる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明のスイッチング電源は、安定な出力を有することになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、実施の形態に係るスイッチング電源について説明する。なお、同一要素には同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。
【００２２】
図１は、第１実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図であり、図２はチョークコイルのコア材Ｕの断面構成を示す図である。
【００２３】
スイッチング電源１００は、複数のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２により駆動される１次側コイルをそれぞれ有する複数のトランスと、複数のトランスの２次側コイルに接続された複数の整流回路ＲＣと、複数の整流回路ＲＣの後段に接続された平滑回路ＳＣとを備えている。すなわち、スイッチング電源１００は、複数のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力端子Ｘ１，Ｘ２間、Ｙ１，Ｙ２間にそれぞれ接続された複数の１次側コイル１，２を備えている。インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれの入力端子間には、直流電源Ｖが介在しており、直流電源Ｖに対して並列にキャパシタＣ２が接続されている。
【００２４】
インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２をスイッチングすることによって、出力端子Ｘ１，Ｘ２間に交流電流を流し、出力端子Ｙ１，Ｙ２間に交流電流を流す。これらの出力電流は同相であって、ある期間には出力端子Ｘ１（Ｙ１）からＸ２（Ｙ２）に電流が流れ、次の期間には出力端子Ｘ２（Ｙ２）からＸ１（Ｙ１）に電流が流れる。同図では、巻き始めの端子である出力端子Ｘ２（Ｙ２）から巻き終わりの端子である出力端子Ｘ１（Ｙ１）に向けて電流Ｐ１（Ｐ１１）が流れている様子を示している。電流Ｐ１とは逆方向の電流をＰ２（Ｐ１２）とする。
【００２５】
１次側コイル１は、磁芯１Ｃを介して２次側コイル１０Ａ，１０Ｂに磁気的に結合し、第１トランスを構成している。１次側コイル２は、磁芯２Ｃを介して２次側コイル２０Ａ，２Ｂに磁気的に結合し、第２トランスを構成している。このように、スイッチング電源１００は、複数の１次側コイル１，２にそれぞれ磁気的に結合した複数の２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ、２０Ａ，２０Ｂを備えている。
【００２６】
第１トランスの後段には第１チョークコイルＡ及び第３チョークコイルＤが配置されており、第２トランスの後段には第２チョークコイルＣ及び第４チョークコイルＢが配置されている。各チョークコイルの巻き方は、図面の上から見ると以下の通りである。
・第１チョークコイル（Ａ）：接続点Ｘからチョークコイルに流れ込む電流が左回り。
・第２チョークコイル（Ｃ）：接続点Ｙからチョークコイルに流れ込む電流が左回り。
・第３チョークコイル（Ｄ）：接続点Ｘに向けてチョークコイルから流れ出す電流が左回り。
・第４チョークコイル（Ｂ）：接続点Ｙに向けてチョークコイルから流れ出す電流が左回り。
【００２７】
２次側コイル１０Ａ及び１０Ｂは接続点Ｘに接続されている。２次側コイル１０Ａ，１０Ｂの接続点Ｘに、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードからの電流Ｓ１，Ｓ２がインバータ回路ＩＮＶ１の駆動に同期して交互に流れ込むように、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ及びダイオードＤ１，Ｄ２が接続されており、ダイオードＤ１，Ｄ２は、ある期間においては、一方のダイオードのみに電流が流れるセンタータップ型全波整流回路を構成している。
【００２８】
また、２次側コイル２０Ａ及び２０Ｂは接続点Ｙに接続されている。２次側コイル２０Ａ，２０Ｂの接続点Ｙに、ダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードからの電流Ｓ１１，Ｓ１２がインバータ回路ＩＮＶ２の駆動に同期して交互に流れ込むように、２次側コイル２０Ａ，２０Ｂ及びダイオードＤ１１，Ｄ１２が接続されており、ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、ある期間においては、一方のダイオードのみに電流が流れるセンタータップ型全波整流回路を構成している。このように、複数の整流回路ＲＣが、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続されている。
【００２９】
接続点Ｘは、第１チョークコイルＡに接続されており、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂからなるコイルの両端は、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２を介して第３チョークコイルＤに接続されており、第３チョークコイルＤはキャパシタＣ１の一方の端子Ｑに接続されている。
【００３０】
第１チョークコイルＡと第２チョークコイルＣは、キャパシタＣ１の一方の端子Ｐに接続され、第３チョークコイルＤと第４チョークコイルＢは、キャパシタＣ１の他方の端子Ｑに接続されている。キャパシタＣ１の両端間には負荷Ｚが接続されている。
【００３１】
接続点Ｙは、第２チョークコイルＣに接続されており、２次側コイル２０Ａ，２０Ｂからなるコイルの両端は、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して第４チョークコイルＢに接続されており、第４チョークコイルＢもキャパシタＣ１の一方の端子Ｑに接続されている。
【００３２】
第１チョークコイルＡ及び第３チョーコイルＤは、第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１の周囲に巻かれて配置されており、これらを同時に流れる電流によって同一方向の磁束（図２：第１環状磁路Ｂ１）が発生する。なお、同時とは、実質的に一緒にという意味であって、厳密な同時性を意味するものではなく、別々の期間ではないということを意味する。
【００３３】
第２チョークコイルＣ及び第４チョーコイルＢは、第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２の周囲に巻かれて配置されており、これらを同時に流れる電流によって同一方向の磁束（図２：第２環状磁路Ｂ２）が発生する。すなわち、ある期間において、電流Ｓ１，Ｓ１１が同時に流れている場合には、チョークコイルＡ〜Ｄに同時に電流が流れ、次の期間において、電流Ｓ２，Ｓ１２が同時に流れている場合にも、チョークコイルＡ〜Ｄに同時に電流が流れる。
【００３４】
コア材Ｕは、Ｅ−Ｅコア又はＥ−Ｉコアなどのように２つの環状磁路を有するものであり、第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１及び第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２を有している。本例では、Ｅ−Ｅコアを示しており、コア材Ｕは、上部Ｅ型コアＵＣと、下部Ｅ型コアＤＣを有している。上部Ｅ型コアＵＣは、ベースコアＵＣＢを備えており、ベースコアＵＣＢから３本の脚部である中央磁芯（共通磁芯）ＵＣＣ、第１磁芯ＵＣ１、及び第２磁芯ＵＣ２が延びている。下部Ｅ型コアＤＣは、ベースコアＤＣＢを備えており、ベースコアＤＣＢから３本の脚部である中央磁芯（共通磁芯）ＤＣＣ、第１磁芯ＤＣ１、及び第２磁芯ＤＣ２が延びている。
【００３５】
なお、上下の中央磁芯ＵＣＣ、ＤＣＣ間に、ギャップを設けることとしてもよい。また、第１磁芯ＵＣ１、ＤＣ１間と、第２磁芯ＵＣ２、ＤＣ２間に、ギャップを設けることとしてもよい。また、中央磁芯ＵＣＣ、ＤＣＣ間と、第１磁芯ＵＣ１、ＤＣ１間と、第２磁芯ＵＣ２、ＤＣ２間に、ギャップを設けることとしてもよい。
【００３６】
図２に示すように、コア材Ｕは、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣから一方側の第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１を介して中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣに戻る第１環状磁路Ｂ１と、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣから他方側の第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２を介して中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣに戻る第２環状磁路Ｂ２とを有している。中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣにおける第１環状磁路Ｂ１の磁束の向きは、第２環状磁路Ｂ２の磁束の向きと同一である。
【００３７】
１次側コイル１，２にインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を介して交流電流を流すと、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂに誘起電圧が発生する。２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂはセンタータップ型の接続をしており、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）の接続点Ｘ（Ｙ）が、別々の磁芯に巻かれたチョークコイルＡ（Ｃ）に接続され、ダイオードのアノード側が、別々の磁芯に巻かれたチョークコイルＤ（Ｂ）に接続されている。２次側コイルを流れる電流Ｓ１、Ｓ１１（Ｓ２，Ｓ１２）は、チョークコイルＡ〜ＤのインダクタンスとキャパシタＣ１の容量によって平滑化される。接続点Ｘ（Ｙ）には、ダイオードＤ１，Ｄ２（Ｄ１１，Ｄ１２）からの電流が流れ込むように２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）は接続されている。
【００３８】
本例では、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）と１次側コイル１（２）との相対関係が同一極性である。したがって、それぞれのトランスにおいて、ある期間においては、一方のダイオードが電流を阻止し、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）の一方のみに電流が流れ、この電流は平滑回路ＳＣによって平滑化される。
【００３９】
ここで、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣを介して２つの環状磁路Ｂ１，Ｂ２を有するＥ−Ｅコア、Ｅ−Ｉコアや、Ｕ−Ｉコアなどのコア材を使用し、第１磁芯と第２磁芯にチョークコイルを巻いた場合、共通磁芯のみに巻いた場合に比べ、第１磁芯と共通磁芯の間隔及び第２磁芯と共通磁芯の間隔に制限されることなく、第１磁芯と第２磁芯の外側に水平方向の面積が増大させることができ、チョークコイルの放熱面積を増大させることができ、放熱特性が改善する。したがって、チョークコイルの安定した動作が可能となる。
【００４０】
また、この構造の場合、各チョークコイルの発生する磁束は、それぞれの環状磁路Ｂ１，Ｂ２ごとに同一であって、また、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣおいては第１環状磁路Ｂ１と第２環状磁路Ｂ２の磁束の向きは同一であるため、磁束外脚となる第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１及び第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２を循環する磁束は見かけ上発生しない。
【００４１】
すなわち、第１チョークコイルＡ及び第３チョークコイルＤと、第２チョークコイルＣ及び第４チョークコイルＢとは、磁気的には結合していないため、放熱面積を増大させる上述の構造を採用した場合においても、第１及び第３チョークコイル対Ａ，Ｄと、第２及び第４チョークコイル対Ｃ，Ｂが、互いに影響を与えることなく、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持するため、出力が安定化する。したがって、スイッチング電源の出力、すなわち、整流平滑化されたキャパシタＣ１の両端Ｐ，Ｑ間の出力が安定化する。換言すれば、平滑時には、複数のトランスから出力された電流が、別々の磁芯に対応する複数のチョークコイルを同時期に介してキャパシタに同時に流れるため、チョークコイルの特性差を補償することができ、出力が更に安定する。
【００４２】
なお、１次側コイル１は、その半分のコイル１Ａと残りの半分のコイル１Ｂとが直列に接続されたものと考えることができる。また、１次側コイル２も、その半分のコイル２Ａと残りの半分のコイル２Ｂとが直列に接続されたものと考えることができる。すなわち、１次側コイル１，２は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の駆動時の交流抵抗が交互に高くなるものを直列に接続してなる。
【００４３】
２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ、２０Ｂ）には、ある期間においては、一方にのみ電流Ｓ１又はＳ２（Ｓ１１又はＳ１２）が流れる。互いに逆方向の電流が１次側コイル及び２次側コイルに流れる場合、表皮効果及び近接効果の影響が低減され、交流抵抗が低くなる。逆向きの電流Ｐ１（Ｐ１１）と電流Ｓ１（Ｓ１１）の組み合わせの場合にはコイル１Ａ（２Ａ）の交流抵抗が低くなり、コイル１Ｂ（２Ｂ）の交流抵抗が相対的に高くなる。逆向きの電流Ｐ２（Ｐ１２）と電流Ｓ２（Ｓ１２）の組み合わせの場合にはコイル１Ｂ（２Ｂ）の交流抵抗が低くなり、コイル１Ａ（２Ａ）の交流抵抗が相対的に高くなる。
【００４４】
すなわち、直列接続された１次側コイルの他方の交流抵抗は、低減された方の交流抵抗よりも相対的に高くなる。この場合、高い交流抵抗の１次側コイルが発振成分を吸収するため、出力のリンギングを抑制することができる。
【００４５】
図３は、インバータ回路ＩＮＶ１の回路図（ａ）、インバータ回路ＩＮＶ２の回路図（ｂ）、スイッチＱ１〜Ｑ４の１つを代表して示すスイッチＱＸの回路図（ｃ）である。
【００４６】
インバータ回路ＩＮＶ１においては、高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間に、スイッチＱ１，Ｑ２が直列に接続されており、これらの接続点に出力端子Ｘ１が接続されている。また、高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間に、スイッチＱ３，Ｑ４が直列に接続されており、これらの接続点に、共振用インダクタＬＲを介して出力端子Ｘ２が接続されている。共振用インダクタＬＲと出力端子Ｘ２との接続点は、ダイオードＤＡとダイオードＤＢの接続点に接続されていてもよい。なお、ダイオードＤＡとダイオードＤＢは高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間において逆バイアスが印加された状態で直列に接続されており、それぞれのダイオードＤＡ，ＤＢのアノードとカソードとの間には、必要に応じて或いは寄生素子としてのキャパシタＣＡ，ＣＢが並列に接続されている。
【００４７】
スイッチＱ２，Ｑ３がＯＦＦの状態で、スイッチＱ１，Ｑ４がＯＮの状態のとき、出力端子Ｘ１から電流が出力され、出力端子Ｘ２に電流が帰還する。一方、スイッチＱ１，Ｑ４がＯＦＦの状態で、スイッチＱ２，Ｑ３がＯＮの状態のとき、出力端子Ｘ２から電流が出力され、出力端子Ｘ１に電流が帰還する。これらのスイッチ対は、交互にスイッチングされるため、出力端子Ｘ１，Ｘ２間には交流電流が流れることになる。
【００４８】
インバータ回路ＩＮＶ２の構造は、インバータ回路ＩＮＶ１の構造と同一であり、上述の説明において、出力端子Ｘ１，Ｘ２を、出力端子Ｙ１，Ｙ２に読み替えたものである。
【００４９】
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、図３（ｃ）のスイッチＱＸとして代表して示すように、それぞれ電界効果トランジスタから構成することができるが、そのドレインとソース間には、ダイオードとキャパシタからなる寄生素子が並列に挿入されているが、これらのダイオード及びキャパシタはトランジスタとは別の素子としてもよい。
【００５０】
電流の流れ方について補足説明を行う。
【００５１】
図４は、図１に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【００５２】
ある期間において、電流Ｐ１が第１インバータ回路ＩＮＶ１から１次側コイル１に供給され、電流Ｐ１１が第２インバータ回路ＩＮＶ２から１次側コイル２に供給されると、２次側コイルにおいて、これとは逆向きの電流Ｓ１、Ｓ１１が流れる。電流Ｓ１、Ｓ１１は、ダイオードＤ１，Ｄ１１の順方向電流の向きと一致しており、チョークコイルＤ，ＢからダイオードＤ１，Ｄ１１に流れ込んだ電流は、それぞれ接続点Ｘ、Ｙを介して、チョークコイルＡ，Ｃにそれぞれ流れ込む。これらの電流は端子Ｐを介してキャパシタＣ１に流れる。
【００５３】
次の期間において、電流Ｐ２が第１インバータ回路ＩＮＶ１から１次側コイル１に供給され、電流Ｐ１２が第２インバータ回路ＩＮＶ２から１次側コイル２に供給されると、２次側コイルにおいて、これとは逆向きの電流Ｓ２、Ｓ１２が流れる。電流Ｓ２、Ｓ１２は、ダイオードＤ２，Ｄ１２の順方向電流の向きと一致しており、チョークコイルＤ，ＢからダイオードＤ２，Ｄ１２に流れ込んだ電流は、それぞれ接続点Ｘ、Ｙを介して、チョークコイルＡ，Ｃにそれぞれ流れ込む。これらの電流は端子Ｐを介してキャパシタＣ１に流れる。
【００５４】
なお、チョークコイルは、自身への電流供給が停止すると、自身が電流源として暫く機能し、電流を流し続けようとする。すなわち、スイッチングの切り替わり期間においても、２次側コイルを流れる電流は急激に途切れることなく継続している。
【００５５】
キャパシタＣ１の両端間に電流が流れると、チョークコイルとキャパシタＣ１の協働による平滑化作用によって、負荷Ｚに直流出力電圧が現れる。
【００５６】
上述のスイッチング電源１００では、複数の整流回路ＲＣに含まれる第１整流回路は、第１トランスの２次側コイル１０Ａ，１０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第２トランスの２次側コイル２０Ａ，２０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルＡは、この第１整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルＤは、この第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルＣは、この第２整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルＢは、この第２整流回路の電流流入側に接続されている。この接続関係の場合、整流回路と磁芯とは一対一に対応しており、接続が容易であるという利点がある。
【００５７】
図５は、１次側のコイル１，２を明確に２つのコイル１Ａ，１Ｂ及び２Ａ，２Ｂによって構成した場合のスイッチング電源１００の回路図である。１次側コイルを平面コイルとして、積層することにより、全体の寸法を縮小することも可能である。すなわち、１つのトランスにおいて、２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）、１次側コイル１Ａ（２Ａ）、１次側コイル１Ｂ（２Ｂ）、２次側コイル１０Ｂ（２０Ｂ）の順番に積層することができる。なお、この積層の順番は、１次側コイル１Ａ（２Ａ）、２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）、２次側コイル１０Ｂ（２０Ｂ）、１次側コイル１Ｂ（２Ｂ）とすることもできる。
【００５８】
１次側コイル１Ａは、２次側コイル１０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ｂは、２次側コイル１０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ａと１次側コイル１Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、第１トランスにおけるリンギングを抑制することができる。
【００５９】
１次側コイル２Ａは、２次側コイル２０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ｂは、２次側コイル２０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ａと１次側コイル２Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、第２トランスけるリンギングを抑制することができる。
【００６０】
１次側コイル１に電流Ｐ１が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル１を構成する１次側コイル１Ａ、１Ｂに電流Ｐ１が流れる。ここで、１次側コイル１Ａは電流Ｓ１の流れている２次側コイル１０Ａにより近く配置されているので、２次側コイル１０Ａと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル１Ａと２次側コイル１０Ａとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル１Ａでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６１】
一方、１次側コイル１Ｂは電流Ｓ１の流れている２次側コイル１０Ａにより遠く配置されているので、２次側コイル１０Ａと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル１０Ｂにより近く配置されているので、１次側コイル１Ｂでは、１次側コイル１Ａと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６２】
また、１次側コイル１に逆向きの電流Ｐ２が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル１を構成する１次側コイル１Ａ、１Ｂに電流Ｐ２が流れる。ここで、１次側コイル１Ｂは電流Ｓ２の流れている２次側コイル１０Ｂにより近く配置されているので、２次側コイル１０Ｂと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル１Ｂと２次側コイル１０Ｂとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル１Ｂでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６３】
一方、１次側コイル１Ａは電流Ｓ２の流れている２次側コイル１０Ｂにより遠く配置されているので、２次側コイル１０Ｂと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル１０Ａにより近く配置されているので、１次側コイル１Ａでは、１次側コイル１Ｂと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６４】
１次側コイル２に電流Ｐ１１が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル２を構成する１次側コイル２Ａ、２Ｂに電流Ｐ１１が流れる。ここで、１次側コイル２Ａは電流Ｓ１１の流れている２次側コイル２０Ａにより近く配置されているので、２次側コイル２０Ａと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル２Ａと２次側コイル２０Ａとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル２Ａでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６５】
一方、１次側コイル２Ｂは電流Ｓ１１の流れている２次側コイル２０Ａにより遠く配置されているので、２次側コイル２０Ａと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル２０Ｂにより近く配置されているので、１次側コイル２Ｂでは、１次側コイル２Ａと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６６】
また、１次側コイル２に逆向きの電流Ｐ１２が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル２を構成する１次側コイル２Ａ、２Ｂに電流Ｐ１２が流れる。ここで、１次側コイル２Ｂは電流Ｓ１２の流れている２次側コイル２０Ｂにより近く配置されているので、２次側コイル２０Ｂと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル２Ｂと２次側コイル２０Ｂとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル２Ｂでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６７】
一方、１次側コイル２Ａは電流Ｓ１２の流れている２次側コイル２０Ｂにより遠く配置されているので、２次側コイル２０Ｂと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル２０Ａにより近く配置されているので、１次側コイル２Ａでは、１次側コイル２Ｂと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６８】
このように、本実施の形態では、１次側コイル１Ａ，１Ｂ（２Ａ，２Ｂ）が互いに直列に接続されているので、交流抵抗の大きなコイルにも電流が流れることとなる。そのため、トランスの線間容量と、トランスの励磁インダクタンスと、トランスの漏洩インダクタンスとによるＬＣ共振によって生じる、トランスの入出力の電圧電流に発生するリンギングを、交流抵抗によって減衰させることができる。その結果、減衰しないままリンギングが発生し続ける場合に比べ、トランスにおけるコアロスやトランスの交流抵抗による発熱量が低下し、効率が向上する。
【００６９】
なお、２次側の動作は上述の実施形態の動作と同一である。
【００７０】
次に、インバータ回路の位相シフト駆動について説明する。
【００７１】
なお、図３に示したダイオードＤＡ，ＤＢ及びキャパシタＣＡ，ＣＢは、サージ電圧抑止回路を構成しており、このサージ電圧抑止回路は高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間に介在している。このサージ電圧抑止回路は、最終的には整流回路ＲＣ内のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２に加わるサージ電圧を抑止する。
【００７２】
図１に示したインバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、それぞれ図３に示したスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を有しており、幾つかの期間Ｔ１〜Ｔ１０からなるスイッチングのタイミングが、順次実行され、インバータ回路が駆動される。また、双方のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は同相で駆動されるため、それぞれのインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスイッチＱ１〜Ｑ４のスイッチングのタイミングは同一である。期間Ｔ１〜Ｔ５までが半周期の動作を示し、期間Ｔ６〜Ｔ１０までが残りの半周期の動作を示し、期間Ｔ１〜Ｔ１０までがスイッチング制御の１周期に相当する。
【００７３】
また、スイッチＱ１〜Ｑ４は、２つのスイッチ対に区分される。具体的には、スイッチＱ３，Ｑ４はいずれも時間軸上における固定タイミングでＯＮするように制御され、「固定側スイッチ」と称される。また、スイッチＱ１，Ｑ２はいずれも時間軸上における可変タイミングでＯＮするように制御され、「シフト側スイッチ」と称される。
【００７４】
スイッチＱ１〜Ｑ４は、直流入力電圧Ｖが印加される高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１が、スイッチＱ１〜Ｑ４を介して、電気的に直接短絡されないタイミングで駆動される。具体的には、スイッチＱ１，Ｑ２は、同時にＯＮとなることはなく、また、スイッチＱ３，Ｑ４も、同時にＯＮとなることはない。なお、これらのスイッチ対Ｑ１，Ｑ２又はＱ３，Ｑ４が同時にＯＮとなるのを回避するためにとられる時間的間隔はデッドタイムと称され、以下の期間Ｔ２、Ｔ４、Ｔ７、Ｔ９において設定される。
【００７５】
また、スイッチＱ２，Ｑ３は同時にＯＮとなる期間（Ｔ１，Ｔ１０）を有し、この同時にＯＮとなる期間において、各トランスの１次側コイル１，２（図１参照）が励磁される。スイッチＱ２（シフト側スイッチ）は、スイッチＱ３（固定側スイッチ）のスイッチングタイミングを基準として、スイッチング位相差φをなすようにスイッチングされる。このスイッチング位相差φが制御されると、スイッチＱ２及びスイッチＱ３が同時にＯＮになっている時間が変化する。これにより、トランスの１次側コイル１，２に印加される入力交流電圧のデューティ比が変化し、負荷Ｚに印加される直流出力電圧が安定化する。
【００７６】
同様に、スイッチＱ１，Ｑ４は同時にＯＮとなる期間（Ｔ５，Ｔ６）を有し、この同時にＯＮとなる期間において、各トランスの１次側コイル１，２が、上記の場合とは逆方向に励磁される。スイッチＱ１（シフト側スイッチ）は、スイッチＱ４（固定側スイッチ）のスイッチングタイミングを基準として、スイッチング位相差φをなすようにスイッチングされる。このスイッチング位相差φが制御されると、スイッチＱ１及びスイッチＱ４が同時にＯＮになっている時間が変化する。これにより、トランスの１次側コイル１，２に印加される入力交流電圧のデューティ比が変化し、負荷Ｚに印加される直流出力電圧が安定化する。
【００７７】
以下、詳説する。
【００７８】
（期間Ｔ１：スイッチＱ３とＱ２がＯＮ）
【００７９】
まず、スイッチＱ３とスイッチＱ２がＯＮ状態であり、残りのスイッチＱ１とスイッチＱ４がＯＦＦ状態であるとする。また、スイッチＱ３とＱ４との間の節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が入力電圧（＝Ｖとする）であり、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が０Ｖである。共振用インダクタＬＲのインダクタンスは、トランスの１次側コイル１（２）のインダクタンスと比べて非常に小さいので、インダクタＬＲの後段の端子Ｘ２（Ｙ２）の電位はほぼ入力電圧（＝Ｖ）となる。また、端子Ｘ１（Ｙ１）と端子Ｘ２（Ｙ２）との電位も、ほぼ入力電圧（＝Ｖ）である。
【００８０】
このとき、インバータ回路ＩＮＶ１（ＩＮＶ２）内では、高電位ラインＨＬ１から、スイッチＱ３、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲ、端子Ｘ２（Ｙ２）、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ２、低電位ラインＬＬ１を順次通る電流Ｐ１（Ｐ１１）が流れ、各共振用インダクタＬＲが励磁されると共に、トランスの１次側から２次側へ電力伝送が行われる。これにより、トランスの２次側には、チョークコイルＤ、ダイオードＤ１及びチョークコイルＡを介するループ電流Ｓ１と、チョークコイルＢ、ダイオードＤ１１及びチョークコイルＣを介するループ電流Ｓ１１が流れ、負荷Ｚが駆動される。なお、この期間では、２次側のダイオードＤ１，Ｄ１１には順方向電圧が印加され、ダイオードＤ１１，Ｄ１２には、逆方向電圧が印加されている。
【００８１】
（期間Ｔ２：スイッチＱ３のみがＯＮ）
【００８２】
次に、スイッチＱ２がＯＦＦ状態となり、スイッチＱ３のみがＯＮ状態となる。すると、スイッチＱ１、Ｑ２の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）と、共振用インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。なお、本実施形態では、トランジスタに付随する寄生素子でキャパシタ及びダイオードが構成されているが、これらはトランジスタとは別体の素子とすることもできる。
【００８３】
この共振動作では、２つの電流ループが形成される。
【００８４】
１つ目の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ２の寄生キャパシタ、低電位ラインＬＬ１、入力電源間のキャパシタＣ２（図１参照）、スイッチＱ３、節点Ｘ３（Ｙ３）を順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還する電流ループである。
【００８５】
もう１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１の寄生キャパシタ、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ３、節点Ｘ３（Ｙ３）を順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還する電流ループである。
【００８６】
この場合、スイッチＱ１の寄生キャパシタが放電される一方で、スイッチＱ２の寄生キャパシタは充電されるので、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が徐々に上昇していき、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が入力電圧（＝Ｖ）となる。また、このとき、２次側のダイオードＤ２，Ｄ１２の逆方向電圧は徐々に下降していき最終的に０Ｖになる。
【００８７】
（期間Ｔ３：スイッチＱ３とＱ１がＯＮ）
【００８８】
次に、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が入力電圧（＝Ｖ）になると、スイッチＱ１の両端間電圧がゼロボルトになり、スイッチＱ１に寄生するダイオード（図３（ｃ）参照）が、容易に導通するようになる。この後のタイミングにおいて、スイッチＱ１がＯＮ状態となることで、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ；Zero Volt Switching）動作がなされ、その結果、スイッチＱ１における短絡損失が抑制される。
【００８９】
また、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が入力電圧（＝Ｖ）になってから期間Ｔ３の終期までは、期間Ｔ１内において、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーが、共振用インダクタＬＲの両端に接続された回路において、電流として循環しようとする。具体的には、２つの電流ループが存在する。
【００９０】
１つ目の電流ループは、共振用インダクタＬＲの一端である端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１及びスイッチＱ１を介して高電位ラインＨＬ１に至り、スイッチＱ３及び共振用インダクタＬＲを介して、端子Ｘ２に帰還するものである。
【００９１】
もう１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの一端である端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡを介して高電位ラインＨＬ１に至り、スイッチＱ３及び共振用インダクタＬＲを介して、端子Ｘ２に帰還するものである。
【００９２】
このように、２つの電流ループが形成されると、１次側コイル１（２）を流れていた電流の一部がダイオードＤＡを流れるようになるので、１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値が減少する。さらに、このトランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、トランスの２次側コイルをそれぞれ流れる電流の和が、チョークコイルを流れる電流に等しくなるように、ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とに分流する。
【００９３】
なお、これらの電流ループの経路においては、端子Ｘ２と高電位ラインＨＬ１との間の電位差は、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧と、スイッチＱ１の両端間の電圧との和になる。また、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧は、トランスの１次側コイルと２次側コイルとの巻数比をｎとすると、２次側コイルの電圧を巻き数比ｎで割ったものである。
【００９４】
（期間Ｔ４：スイッチＱ１のみがＯＮ）
【００９５】
次に、スイッチＱ３がＯＦＦ状態となる。すると、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタと共振用インダクタＬＲとが協働してＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。したがって、４つの電流ループが形成される。
【００９６】
第１の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１を通り、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４の寄生ダイオード（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【００９７】
第２の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１を通り、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ３の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【００９８】
第３の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡ、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ３の寄生ダイオード（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【００９９】
第４の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡ、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【０１００】
この場合、スイッチＱ４の寄生キャパシタが放電される一方で、スイッチＱ３の寄生キャパシタは充電されるので、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が徐々に下降していき、最終的には０Ｖとなる。
【０１０１】
（期間Ｔ５：スイッチＱ４とＱ１がＯＮ）
【０１０２】
節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が０Ｖとなると、このとき端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は入力電圧（＝Ｖ）であって、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位から端子Ｘ２（Ｙ２）の電位を引くと−Ｖとなることから、スイッチＱ４の寄生ダイオードが容易に導通するようになる。このようにスイッチＱ４の両端間電圧がゼロボルトとなった後に、スイッチＱ４がＯＮ状態となることで、ＺＶＳ動作がなされ、その結果、スイッチＱ４における短絡損失が抑制される。
【０１０３】
共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタにおける充放電が終了した後も、２つの電流ループを構成して、入力電源側のキャパシタＣ２を介して循環する。
【０１０４】
この時の１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１を通り、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【０１０５】
もう１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡ、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【０１０６】
入力電源側のキャパシタＣ２を電流が流れるに従って、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーは減少し、それに伴ってインダクタＬＲを流れる電流の絶対値、及びトランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値も減少していく。このため、トランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、トランスの２次側コイルをそれぞれ流れる電流の和が、チョークコイルを流れる電流に等しくなるように、２次側の電流は、ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とに分流する。
【０１０７】
また、この期間では、上記の如く共振用インダクタＬＲを通る電流ループが２つ形成されているが、ダイオードＤＡを流れる電流が次第に減少することで、共振用インダクタＬＲを流れる電流の絶対値と、トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値とが等しくなる。
【０１０８】
次に、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーがすべて放出されると、共振用インダクタＬＲを流れる電流＝トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流＝０Ａとなり、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流＝整流ダイオードＤ２（１２）を流れる電流となる。そして、このタイミングから、共振用インダクタＬＲは、これまでとは逆方向のエネルギーの蓄積を開始する。
【０１０９】
すなわち、共振用インダクタＬＲ及びトランスの１次側コイル１（２）には、これまでとは反対方向に流れる電流による新たな電流ループが形成される。なお、この電流は、入力電圧（＝Ｖ）を共振用インダクタＬＲのインダクタンスで除算した割合で増加していく。この電流ループは、共振用インダクタＬＲの一方端側の節点Ｘ３（Ｙ３）から、スイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ１、端子Ｘ１（Ｙ１）、１次側コイル１（２）、端子Ｘ２、共振用インダクタＬＲを介して、節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還する。
【０１１０】
この逆方向に１次側コイル１（２）を流れる電流の増加に伴って、２次側コイルに接続された一方の整流用ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流Ｓ１（Ｓ１１）は減少し、他方の整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流Ｓ２（Ｓ１２）が徐々に増加する。そして、電流Ｓ１（Ｓ１１）が０Ａとなり、トランスの２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂを流れる電流Ｓ２（Ｓ１２）が、全てチョークコイルＡ，Ｃを流れる電流に等しくなったとき、このトランスでのアンペア・ターンはこれ以上増加しないことから、１次側コイル１（２）を流れる電流の増加が妨げられようとするが、ダイオードＤＡ，ＤＢを含んでなるサージ電圧抑止回路のキャパシタＣＡ，ＣＢと、インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が開始される。
【０１１１】
この共振動作によって、キャパシタＣＡ，ＣＢを通る２つの電流ループが形成される。１つ目の電流ループは、節点Ｘ３（Ｙ３）からスイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２、高電位ラインＨＬ１、キャパシタＣＡ、共振用インダクタＬＲを介して、節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還するものである。もう１つの電流ループは、節点Ｘ３（Ｙ３）から、スイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、キャパシタＣＢ、共振用インダクタＬＲを介して、節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還するものである。
【０１１２】
これにより、キャパシタＣＢが放電される一方で、キャパシタＣＡは充電されるので、この共振動作に伴って、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位が緩やかに下降していく。これに伴い、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧の絶対値が増加すると共に、２次側コイルにも電圧が発生する。更に、キャパシタＣＡ，ＣＢと共振用インダクタＬＲとによる共振動作は継続されようとするが、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は０Ｖになることから、キャパシタＣＢ及びダイオードＤＢの両端間電圧は０Ｖとなり、キャパシタＣＢを流れる電流も０Ａになると共に、ダイオードＤＢが容易に導通する。
【０１１３】
このように、ダイオードＤＢが導通すること、及びスイッチＱ１がＯＮ状態であることから、トランスの１次側コイル１（２）の両端間電圧が入力電圧（＝Ｖ）にクランプされ、これにより、トランスの２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂの両端の電圧が、Ｖ／ｎ（ｎ；トランスの１次側コイルと２次側コイルとの巻数比）にクランプされる。このため、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）に加わる逆方向電圧は、各整流回路ＲＣがセンタータップ型の構成であることから、２×Ｖ／ｎよりも大きくなることはない。言い換えると、この整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）に加わる逆方向電圧は、最大でも２×Ｖ／ｎ以下となり、サージ電圧の上昇が抑制される。
【０１１４】
また、この期間では、上記のようにダイオードＤＢが導通することから、共振用インダクタＬＲを流れる電流＝トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流＋ダイオードＤＢを流れる電流となり、この共振動作による共振電流は、節点Ｘ３（Ｙ３）から、スイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、ダイオードＤＢ、共振用インダクタＬＲを介して節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還するループ電流となる。
【０１１５】
また、このとき、トランスの２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂの両端間電圧によってチョークコイルＤ，Ａ，Ｂ，Ｃが励磁されるのに伴い、これらのチョークコイルＤ，Ａ，Ｂ，Ｃを流れる電流が増加し、１次側コイルを流れる電流＝電流Ｓ１（Ｓ１１）＋電流Ｓ２（Ｓ１２）＝電流Ｓ２（Ｓ１２）＝各チョークコイルＡ，Ｃを流れる電流であることから、１次側コイルの電流も増加していく。
【０１１６】
さらに、共振用コイルＬＲを流れる電流＝１次側コイルを流れる電流＋ダイオードＤＢを流れる電流であり、共振用コイルＬＲを流れる電流は一定であることから、１次側コイルを流れる電流の増加により、ダイオードＤＢを流れる電流が減少し、期間Ｔ５の終期において０Ａとなる。以上で、最初の半周期分の動作が終了する。
【０１１７】
次に、残りの半周期分（期間Ｔ６〜Ｔ１０）の動作について説明する。この半周期分の動作も、基本的には期間Ｔ１〜Ｔ５で説明した半周期分の動作と同様である。
【０１１８】
（期間Ｔ６：スイッチＱ４とＱ１がＯＮ）
【０１１９】
期間Ｔ６では、スイッチＱ４，Ｑ１がＯＮ状態となっており、スイッチＱ３，Ｑ２はＯＦＦ状態となっている。また、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位＝０Ｖであり、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位＝入力電圧（＝Ｖ）である。また、共振用インダクタＬＲのインダクタンスは、トランスの１次側コイル１（２）のインダクタンスと比べて非常に小さいことから、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位≒０Ｖとなり、節点Ｘ３（Ｙ３）と端子Ｘ２（Ｙ２）との電位差もほぼ０Ｖと等しくなっている。
【０１２０】
したがって、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２内に電流が流れると、共振用インダクタＬＲが励磁されると共に、トランスの１次側から２次側へ電力伝送が行われる。よって、トランスの２次側には、チョークコイルＤ（Ｂ）、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）及びチョークコイルＡ（Ｃ）を介するループ電流Ｓ２（Ｓ１２）が流れ、負荷Ｚが駆動される。なお、この期間では、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）には順方向電圧が印加され、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）には、逆方向電圧が印加されている。
【０１２１】
（期間Ｔ７：スイッチＱ４のみがＯＮ）
【０１２２】
次に、期間Ｔ７になると、最初にスイッチＱ１がＯＦＦ状態となる。すると、スイッチＱ１，Ｑ２の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）と共振用インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。この共振動作によって、スイッチＱ１の寄生キャパシタが充電される一方、スイッチＱ２の寄生キャパシタは放電されるので、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が徐々に下降していき０Ｖとなる。また、このとき整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）の逆方向電圧が徐々に下降していき最終的に０Ｖとなる。
【０１２３】
（期間Ｔ８：スイッチＱ４とＱ２がＯＮ）
【０１２４】
端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が０Ｖとなると、スイッチＱ２の寄生ダイオードが容易に導通するようになる。スイッチＱ２の寄生ダイオードが導通した後に、期間Ｔ８の初期において、スイッチＱ２がＯＮ状態となることで、ＺＶＳ動作がなされ、その結果、スイッチＱ２における短絡損失が抑制される。
【０１２５】
また、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が０ＶになってからスイッチＱ４がＯＦＦ状態となるまでの期間では、前述のように、期間Ｔ６において共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーが、共振用インダクタＬＲの両端に接続された回路において電流として循環しようとし、インバータ回路内においてトランスの１次側コイル１（２）を通らない電流も流れるため、トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値が減少する。また、このトランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とが分流して、チョークコイルＡ（Ｃ）に流れ込む。
【０１２６】
（期間Ｔ９：スイッチＱ２のみがＯＮ）
【０１２７】
次に、期間Ｔ９になると、スイッチＱ４がＯＦＦ状態となる。すると、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）と共振用インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。この場合には、スイッチＱ４の寄生キャパシタが充電される一方、スイッチＱ３の寄生キャパシタは放電されるので、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が徐々に上昇していき、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が入力電圧（＝Ｖ）となる。
【０１２８】
節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が入力電圧（＝Ｖ）となると、このとき端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は０Ｖであり、端子Ｘ２と節点Ｘ３の間の電位差は入力電圧（＝Ｖ）であることから、スイッチＱ３の寄生ダイオードの両端間電圧が０Ｖとなり、容易に導通するようになる。
【０１２９】
（期間Ｔ１０：スイッチＱ３とＱ２がＯＮ）
【０１３０】
スイッチＱ３の寄生ダイオードが導通した後に、期間Ｔ１０の初期において、スイッチＱ３がＯＮ状態となることで、ＺＶＳ動作がなされ、その結果、スイッチＱ３における短絡損失が抑制される。
【０１３１】
次に、期間Ｔ１０の初期の期間内においては、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーが、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタにおける充放電が終了した後も、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）に流れる。そして、キャパシタＣ２へ回生されるに従って、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーは減少し、それに伴って共振用インダクタＬＲを流れる電流の絶対値、及びトランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値も減少していく。このため、トランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、２次側では、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とに分流して流れ、トランスの２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）をそれぞれ流れる電流の和が、それぞれのチョークコイルＡ（Ｃ）に流れ込む。
【０１３２】
また、この期間では、ダイオードＤＢが非導通となることで、共振用インダクタＬＲを流れる電流の絶対値とトランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値とが等しくなる。
【０１３３】
次に、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーがすべて回生されると、共振用インダクタＬＲを流れる電流＝トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流＝０Ａとなり、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流＝整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流となる。
【０１３４】
そして、このタイミングから、共振用のインダクタＬＲはこれまでと逆方向のエネルギーを蓄えるようになり、共振用インダクタＬＲ及びトランスの１次側コイル１（２）には、これまでとは、反対方向のループ電流が流れるようになる。なお、共振用インダクタＬＲを流れる電流はＶ／Ｌ（Ｌ；インダクタＬＲのインダクタンス）の割合で増加していく。
【０１３５】
このため、トランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、トランスの２次側コイルＤ１（Ｄ１１）、Ｄ２（Ｄ１２）をそれぞれ流れる電流の和が、チョークコイルＡ，Ｃ内に流れ込む。整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流が、チョークコイルＡ，Ｃに流れ込む。ただし、整流ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流は徐々に減少していく一方、整流ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流は徐々に増加していく。
【０１３６】
そして、ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流が０Ａとなり、トランスの２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）を流れる電流がチョークコイルＡ，Ｃを流れる電流と等しくなったとき、このトランスでのアンペア・ターンはこれ以上増加しないことから、１次側コイルを流れる電流の増加が妨げられようとするが、ダイオードＤＡ，ＤＢを含んでなるサージ電圧抑止回路のキャパシタＣＡ，ＣＢと共振用インダクタＬＲとが協働してＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が開始される。
【０１３７】
次に、この共振動作によって、キャパシタＣＢが充電される一方、キャパシタＣＡは放電されるので、この共振動作に伴って、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位が緩やかに上昇していき、入力電圧（＝Ｖ）となる。これに伴い、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧が増加すると共に、２次側コイル１０Ａ、１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）にもそれぞれ電圧が発生する。
【０１３８】
キャパシタＣＡ、ＣＢと共振用インダクタＬＲとによる共振動作は継続されようとするが、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は入力電圧（＝Ｖ）であることから、キャパシタＣＡ及びダイオードＤＡの両端間電圧は０Ｖとなり、キャパシタＣＡを流れる電流が０Ａになると共に、ダイオードＤＡが容易に導通する。
【０１３９】
よって、ダイオードＤＡが導通し、スイッチＱ２がＯＮ状態であることから、トランスの１次側コイル１（２）の両端間電圧が入力電圧（＝Ｖ）にクランプされ、これによりトランスの２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）の両端間電圧がＶ／ｎにクランプされる。このため、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）に加わる逆方向電圧は、整流回路ＲＣがセンタータップ型の構成であることから、２×Ｖ／ｎよりも大きくなることはない。言い換えると、この整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）に加わる逆方向電圧は、最大でも２×Ｖ／ｎ以下となり、サージ電圧の上昇が抑制される。
【０１４０】
また、上記のようにダイオードＤＡが導通すると共振用コイルＬＲを流れる電流は一定となる。また、トランスの２次側コイル１０Ａ，２０Ａの両端間電圧によってチョークコイルＤ，Ａ，Ｂ，Ｃが励磁されるのに伴い、これらのチョークコイルを流れる電流が増加し、１次側コイルを流れる電流も増加していく。さらに、共振用コイルＬＲを流れる電流＝１次側コイルを流れる電流＋ダイオードＤＡを流れる電流であり、共振用コイルＬＲを流れる電流が一定であることから、１次側コイルを流れる電流の増加によりダイオードＤＡを流れる電流が減少する。ダイオードＤＡを流れる電流が０Ａとなると、後半の半周期分の動作が終了し、期間Ｔ１の初期状態に戻る。
【０１４１】
図６は、第２実施形態に係るスイッチング電源１００の回路図である。本実施形態では、１次側のコイル１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂの２次側コイルとの関係を入れ替えてある。
【０１４２】
１次側コイル１Ａは、２次側コイル１０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ｂは、２次側コイル２０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ａと１次側コイル１Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、これらを流れる電流のリンギングを抑制することができる。
【０１４３】
１次側コイル２Ａは、２次側コイル１０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ｂは、２次側コイル２０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ａと１次側コイル２Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、これらを流れる電流のリンギングを抑制することができる。
【０１４４】
電流Ｐ１，Ｐ１１が流れている場合には、電流Ｓ１，Ｓ１１が流れる２次側コイル１０Ａ，２０Ａに対向する１次側コイル１Ａ，２Ｂの交流抵抗が小さくなり、これらに直列接続された残りの１次側コイル１Ｂ，２Ａの交流抵抗が相対的に高くなる。
【０１４５】
電流Ｐ２，Ｐ１２が流れている場合には、電流Ｓ２，Ｓ１２が流れる２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂに対向する１次側コイル２Ａ，１Ｂの交流抵抗が小さくなり、これらに直列接続された残りの１次側コイル１Ａ，２Ｂの交流抵抗が相対的に高くなる。
【０１４６】
また、トランスの２次側の動作は上記と同一である。
【０１４７】
図７は、第３実施形態に係るスイッチング電源１００の回路図である。本実施形態では、図６に示した２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂの接続点Ｘ，Ｙに接続されるチョークコイルＡ，Ｃを入れ替えてある。
【０１４８】
本例では、接続点ＸにチョークコイルＣが接続され、接続点ＹにチョークコイルＡが接続されている。チョークコイルＡ，Ｃの他方の端子は、共にキャパシタＣ１の一方の端子Ｐに接続されている。本例の場合も、チョークコイルＡ，Ｄと、チョークコイルＢ，Ｃとは磁気的には結合していない。
【０１４９】
接続点Ｘから流れる電流は、チョークコイルＣを介して、端子Ｐに流れ、同様に、接続点Ｙから流れる電流は、チョークコイルＡを介して、端子Ｐに流れる。
【０１５０】
なお、本実施形態においては、複数の整流回路ＲＣに含まれる第１整流回路は、磁芯１Ｃを含む第１トランスの２次側コイル１０Ａ，１０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、磁芯２Ｃを含む第２トランスの２次側コイル２０Ａ，２０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路である。ここで、第１チョークコイルＡは、この第２整流回路の電流流出側に接続されており、第３チョークコイルＤは、この第１整流回路の電流流入側に接続されており、第２チョークコイルＣは、この第１整流回路の電流流出側に接続されており、第４チョークコイルＢは、第２整流回路の電流流入側に接続されている。
【０１５１】
この場合、整流回路とチョークコイルの磁芯の関係は、図６のものと比較して、一部が入れ替えられている。すなわち、整流回路とチョークコイルＡ〜Ｄの特性差をより均等にさせることができるという利点がある。
【０１５２】
その他の動作は上述のものと同一である。
【０１５３】
なお、チョークコイルＢとＡの間、チョークコイルＤとＣの間に電位差がある場合には、オンデューティの場合にこれらに電流が流れている場合、この電位差を各チョークコイルが負担している。オフデューティの場合には、チョークコイルにかかる電位差は出力電圧となるので、チョークコイルＢとチョークコイルＡの直列接続と、チョークコイルＤとチョークコイルＣの直列接続とは等しく電圧を負担している。なお、２次側コイル側におけるチョークコイルＢとチョークコイルＡの電位差の和Ｖ１が、２次側コイル側におけるチョークコイルＤとチョークコイルＣの電位差の和Ｖ２よりも大きい場合、Ｖ１−Ｖ２の電圧源がチョークコイルＣ，Ｄの電流ループに直列に挿入されているのと等価であり、この仮想的な電圧源はオフデューティにおいては消滅する。チョークコイルへの印加電圧には、上記差分が、印加電圧が小さい方のチョークコイルの両端に現れる。
【０１５４】
なお、チョークコイルＡとチョークコイルＤを流れる電流は巻き数に応じて釣り合うおうとし、これらを流れる１ターンあたりの電流が等しくなる。チョークコイルＢとチョークコイルＣを流れる電流も巻き数に応じて釣り合うおうとし、これらを流れる１ターンあたりの電流が等しくなる。
【０１５５】
インバータ回路、トランス、チョークコイルのハンドリングパワーは、損失に反比例して均衡し、温度に対する変化に対しても均衡する傾向が強くなる。本例では、出力が自動的に均衡して安定化するため、均衡のための部品が不要となる。したがって、コストを削減することができる。また、従来のコンバータは、配線抵抗や半導体素子のオン抵抗や順方向電圧降下による損失とは無関係に第１のコンバータと第２のコンバータの入力電流や出力電流を検出し、それが等しくなる様にパルス幅変調を制御していたため、素子ばらつきにより損失の大きいコンバータの温度の上昇が大きくなってしまっていた。ばらつきの最悪条件で温度成立すべく許容損失に余裕を持たせる必要があったが、一方、本例の場合には、構造的に出力がバランスして安定化するため、かかる制御をする必要がないという利点がある。
【０１５６】
図８は、第４実施形態に係るスイッチング電源１００の回路図である。本実施形態では、図７に示したスイッチング電源の２次側コイル１０Ｂと２０Ｂの配列を入れ替えてある。
【０１５７】
２次側コイル１０Ａと１０Ｂは、接続点Ｘを介して接続されており、接続点ＸはチョークコイルＣを介してキャパシタＣ１の一端Ｐに接続されている。
【０１５８】
２次側コイル２０Ａと２０Ｂは、接続点Ｙを介して接続されており、接続点ＹはチョークコイルＡを介してキャパシタＣ１の一端Ｐに接続されている。
【０１５９】
本例では、２次側コイル１０Ａと１０Ｂが、互いに別のトランスの磁芯１Ｃ，２Ｃを介して１次側コイル１Ａ，１Ｂに磁気的に結合している。また、２次側コイル２０Ａと２０Ｂが、互いに別のトランスの磁芯２Ｃ，１Ｃを介して１次側コイル２Ｂ，２Ａに磁気的に結合している。
【０１６０】
本実施形態では、複数の前記整流回路ＲＣは、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有しているが、この第１整流回路は、磁芯１Ｃを含む第１トランスの一方の２次側コイル１０Ａと、磁芯２Ｃを含む第２トランスの他方の２次側コイル１０Ｂとに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、この第２整流回路は、磁芯１Ｃを含む第１トランスの他方の２次側コイル２０Ｂと、磁芯２Ｃを含む第２トランスの一方の２次側コイル２０Ａとに接続されたセンタータップ型全波整流回路である。第１チョークコイルＡは、この第２整流回路の電流流出側の接続点Ｙに接続されており、第３チョークコイルＤは、この第１整流回路の電流流入側のダイオードＤ１のアノードに接続されており、第２チョークコイルＣは、第１整流回路の電流流出側の接続点Ｘに接続され、第４チョークコイルＢは、第２整流回路の電流流入側のダイオードＤ１１のアノードに接続されている。
【０１６１】
このような構造であっても、図７に示したスイッチング電源と同様に機能する。また、センタータップ接続された２次側コイル対が、別々のトランスに接続されているので、トランスの特性差を補償し、安定した出力を得ることができる。
【０１６２】
図９は、第５実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図であり、図１０は図９に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【０１６３】
本実施形態のスイッチング電源１００は、第１実施形態のスイッチング電源において、単一のインバータ回路ＩＮＶ１によって駆動される単一の１次側コイル１を、単一の磁芯１Ｃを介して、複数の２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂに磁気的に結合させたものであり、その他の構成は第１実施形態のものと同一である。このスイッチング電源は、単数のトランスを備え、トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、トランスの２次側コイルは、複数の整流回路に接続されている。
【０１６４】
この構成の場合も、第１実施形態と同様に、平滑時には、トランスの２次側コイルから出力された電流が、別々の磁芯に対応する複数のチョークコイルＡ〜Ｄを同時期に介してキャパシタＣ１に同時に流れ、第１及び第３チョークコイル対Ａ，Ｄと、第２及び第４チョークコイル対Ｃ，Ｂが、互いに影響を与えることなく、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持するため、出力が安定化すると共に、低コスト化が可能である。その他の作用は、第１実施形態と同様であり、コイルの接続関係は、第２〜第４実施形態のスイッチング電源の構成に準じて変更することができる。
【０１６５】
なお、上述のスイッチング電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータであるが、入力信号が例えば、５０Ｈｚ程度の低周波を全波整流して入力してもよく、またスイッチングパルス信号のデューティ比を適当に調整することにより、ＡＣ成分を出力することも可能である。
【０１６６】
なお、各実施形態において、平滑回路のキャパシタＣ１の数は全体で１つとしてあるが、各チョークコイル毎に対応づけてそれぞれキャパシタを設けてもよい。
【０１６７】
なお、上述の回路においては、直流電源Ｖ側からインバータ回路を介して、負荷Ｚに電力電送を行ったが、これは逆に負荷Ｚを第２の電源に置換し、この第２の電源Ｚから直流電源Ｖ側へ電力伝送を行うことも可能である。すなわち、上述のスイッチング電源は、双方向の電力伝送を行うことが可能である。このような双方向の電力伝送技術は、ハイブリッド自動車や電気自動車における要素技術として有用である。
【０１６８】
特に、双方向の電力伝送を行うことが可能なスイッチング電源は、２系統の二次電池を備えた電子機器において、一方の系統の二次電池において、充電の必要性が生じた場合に、他方の系統の二次電池から電力を供給する電力制御などに適用することが可能である。
【０１６９】
図１１は、Ｚを第２の電源とした場合における逆方向電力伝送を説明するためのスイッチング電源の回路図である。
【０１７０】
このスイッチング電源では、図５において示した整流回路ＲＣのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２を、それぞれトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２で置換してある。なお、ここでは、Ｚを負荷とした場合における、直流電源Ｖから負荷Ｚへの電力伝送を順方向電力伝送とし、負荷Ｚを第２の電源に置換した場合における、第２の電源Ｚから直流電源Ｖへの電力伝送を逆方向電力伝送というものとする。順方向電力伝送では、キャパシタＣ２からキャパシタＣ１へ電力が伝送され、逆方向電力伝送では、キャパシタＣ１からキャパシタＣ２へ電力が伝送される。
【０１７１】
トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなるが、これらは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）から構成することもできる。
【０１７２】
順方向電力伝送の場合、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２を通常のＦＥＴから構成する場合には、これらがダイオードと等価な機能を奏するように、図５に示したダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２に順方向電流が流れる期間のみ、それぞれのトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２のゲート電圧を閾値以上に増加させればよい。或いは、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２を通常のＦＥＴから構成する場合において、導電型の異なるソース領域と半導体基板からなるＰＮ接合を、ダイオードＤ１、Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２と等価な機能を奏するものとして利用することもできる。なお、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２をＩＧＢＴから構成する場合には、それぞれのバイポーラトランジスタのエミッタにアノードが、コレクタにカソードとなるように並列接続されたダイオードを利用して、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２のそれぞれに対して並列接続されたダイオードを、図５に示したダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２として機能させることができる。
【０１７３】
順方向電力伝送におけるその他の作用は、上述の実施形態のものと同一である。
【０１７４】
一方、逆方向電力伝送の場合には、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２をスイッチング素子として機能させる。電力伝送に関しては、１次側コイルと２次側コイルの機能が入れ替わり、整流回路とスイッチング回路の機能が入れ替わることになる。端子Ｑから端子Ｐに電流が流れる場合、この電流はチョークコイルＡ，Ｃに一旦蓄積された後、コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂに流入する。コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂから出力された電流は、チョークコイルＤ，Ｃに一旦蓄積された後、端子Ｑへと帰還する。
【０１７５】
トランジスタＱｓ１及びコイル１０Ａを電流Ｓ１’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル１Ａ，１Ｂに電流Ｐ１’が流れ、続いて、トランジスタＱｓ２及びコイル１０Ｂを電流Ｓ２’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル１Ａ，１Ｂに電流Ｐ２’が流れる。なお、電流Ｐ１’と電流Ｐ２’の向きは逆である。
【０１７６】
同様に、トランジスタＱｓ１１及びコイル２０Ａを電流Ｓ１１’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル２Ａ，２Ｂに電流Ｐ１１’が流れ、続いて、トランジスタＱｓ１２及びコイル２０Ｂを電流Ｓ１２’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル２Ａ，２Ｂに電流Ｐ１２’が流れる。なお、電流Ｐ１１’と電流Ｐ１２’の向きは逆である。
【０１７７】
なお、電流Ｓ１’と電流Ｓ１１’は同相で同期しており、電流Ｓ２’と電流Ｓ１２’も同相で同期している。逆方向電力伝送に関して、図３に示したスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、整流ダイオードとして機能させる。すなわち、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は通常のＥＦＴ又はＩＧＢＴとそれに並列接続されたダイオードからなるが、これらはダイオードとして機能させる。
【０１７８】
図１１の右側のコイル１０Ａ，２０Ａにおいて電流Ｓ１’と電流Ｓ１１’が流れ、左側のコイル１，２に電流Ｐ１’，Ｐ１１’が流れた場合、図３（ａ）、図３（ｂ）における端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は端子Ｘ１（Ｙ１）の電位より高くなる。このため電流は、端子Ｘ２（Ｙ２）からダイオードＤＡを経てキャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖへ、更にスイッチＱ２を介して端子Ｘ１（Ｙ１）に流れる。
【０１７９】
一方、図１１の右側のコイル１０Ｂ，２０Ｂにおいて電流Ｓ２’と電流Ｓ１２’が流れ、左側のコイル１，２に電流Ｐ２’，Ｐ１２’が流れた場合、図３（ａ）、図３（ｂ）における端子Ｘ１（Ｙ１）の電位は端子Ｘ２（Ｙ２）の電位より高くなる。このため電流は、端子Ｘ１（Ｙ１）からスイッチＱ１を経てキャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖへ、更にダイオードＤＢを介して端子Ｘ１（Ｙ１）に流れる。
【０１８０】
なお、逆方向電力伝送の場合においても、トランジスタＱｓ１、Ｑｓ２，Ｑ１１，Ｑｓ１２からなるインバータ回路においては、原則的には、期間Ｔ１において、トランジスタＱｓ１とＱｓ１１とは同相でＯＮとし、トランジスタＱｓ２とＱｓ１２とは同相でＯＦＦとし、期間Ｔ１後の期間Ｔ２においては、トランジスタＱｓ１とＱｓ１１とは同相でＯＦＦとし、トランジスタＱｓ２とＱ１２とは同相でＯＮとする。但し、これらのＯＮ／ＯＦＦの期間Ｔ１，Ｔ２を一部分重複させたり、完全に分離させるなどの変形を行うことは可能である。
【０１８１】
また、インバータ回路を構成していたスイッチＱ１〜Ｑ４を整流回路として機能させる場合、それぞれを構成するトランジスタの寄生ダイオード（ボディダイオード）を、整流素子として用いることもできる。すなわち、逆方向電力伝送の場合、スイッチＱ1〜Ｑ４を通常のＦＥＴから構成する場合には、これらが整流用のダイオードと等価な機能を奏するように、スイッチングする、或いは、スイッチＱ１〜Ｑ４のＦＥＴに付属の寄生ダイオード（ボディダイオード）を整流ダイオードとして機能させる。
【０１８２】
ダイオードＤＡ及びＤＢが存在しない場合、もちろん、存在してもよいが、この場合において、逆方向電力伝送の場合にスイッチＱ２，Ｑ３に整流作用を奏させる場合、端子Ｘ２から共振用インダクタＬＲに向けて流れた電流は、スイッチＱ３を介してキャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖに至り、続いて、スイッチＱ２を通って端子Ｘ１に帰還する。この端子Ｘ2から電流が流出する期間のみ、スイッチＱ３とＱ２のゲート電圧を閾値以上として、これらをＯＮさせるか、これらの寄生ダイオード内を順方向に電流が流れるようにする。この期間、スイッチＱ１とＱ４はＯＦＦである。なお、ダイオードＤＡが存在している場合には、これに端子Ｘ２から順方向電流が流れるので、スイッチＱ３はＯＦＦした状態でも構わない。
【０１８３】
また、これとは逆に、逆方向電力伝送の場合にスイッチＱ１，Ｑ４に整流作用を奏させる場合、端子Ｘ１からスイッチＱ１に向けて流れ出した電流は、キャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖに至り、続いて、スイッチＱ４を通って端子Ｘ２に帰還する。この端子Ｘ１から電流が流出する期間のみ、スイッチＱ１とＱ４のゲート電圧を閾値以上として、これらをＯＮさせるか、これらの寄生ダイオード内を順方向に電流が流れるようにする。また、この期間、スイッチＱ２とＱ３はＯＦＦである。なお、ダイオードＤＢが存在している場合には、これに順方向電流が流れて端子Ｘ２に至るので、スイッチＱ４はＯＦＦした状態でも構わない。
【０１８４】
また、逆方向電力伝送の場合の整流作用時において、トランジスタＱ１〜Ｑ４をＩＧＢＴから構成する場合には、それぞれのバイポーラトランジスタのエミッタにアノードが、コレクタにカソードとなるように並列接続されたダイオードを利用して、トランジスタＱ１〜Ｑ４のそれぞれに対して並列接続されたダイオードを、上記と同様に電流が整流されて流れるように機能させることもできる。
【０１８５】
以上のように、逆方向電力伝送においては、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を整流回路として機能させ、その出力電流をキャパシタＣ２に転送し、直流電源Ｖを充電することが可能となる。
【０１８６】
以上のように、図１１に示した例では、整流回路ＲＣを構成する整流素子（ダイオード）はトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２からなり、トランジスタをスイッチング駆動することで整流回路ＲＣを、同期整流動作を行わせるインバータ回路として機能させ、整流回路ＲＣの後段に設けられる電源Ｚから整流回路ＲＣを介して逆方向に電力伝送を行うこともできる。これにより、双方向電力伝送が可能となる。また、逆方向電力伝送の場合において、直流電源Ｖを負荷に置換することもできる。また、双方向電力伝送の構成は他の実施形態のスイッチング電源にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８７】
【図１】第１実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図である。
【図２】チョークコイルのコア材Ｕの断面構成を示す図である。
【図３】インバータ回路ＩＮＶ１の回路図（ａ）、インバータ回路ＩＮＶ２の回路図（ｂ）、スイッチＱＸの回路図（ｃ）である。
【図４】図１に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【図５】１次側のコイル１，２を明確に２つのコイル１Ａ，１Ｂ及び２Ａ，２Ｂによって構成した場合のスイッチング電源１００の回路図である。
【図６】１次側のコイル１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂの２次側コイルとの関係を入れ替えた場合のスイッチング電源１００の回路図である。
【図７】図６に示した２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂの接続点Ｘ，Ｙに接続されるチョークコイルＡ，Ｃを入れ替えた場合のスイッチング電源１００の回路図である。
【図８】２次側コイル１０Ｂと２０Ｂの配列を入れ替えた場合のスイッチング電源の回路図である。
【図９】第５実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図である。
【図１０】図９に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【図１１】スイッチング電源１００の回路図である。
【符号の説明】
【０１８８】
１，２・・・コイル、１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂ・・・１次側コイル、１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂ・・・２次側コイル、１００・・・コンバータ、Ａ、Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・チョークコイル、Ｂ１，Ｂ２・・・環状磁路、Ｃ１・・・キャパシタ、Ｃ２・・・キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２・・・ダイオード、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２・・・インバータ回路、ＬＲ・・・共振用インダクタ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチ、Ｘ，Ｙ・・・接続点、Ｚ・・・負荷。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源は、単一の磁芯に複数のコイルを巻きつけていた。しかしながら、このようなコアの場合は、放熱面積が少ないという問題がある。下記特許文献１は、複数の磁芯を有するコア材を採用しているため、コアやコイルの露出面積が多くなっている。
【特許文献１】米国特許６，３６２，９８６号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、スイッチング電源においては、更に安定した出力を有するものが求められている。本発明は、このような課題に鑑みてされたものであり、安定な出力を有するスイッチング電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上述の課題を解決するため、第１の発明に係るスイッチング電源は、複数の整流回路の後段に接続された平滑回路を備えたスイッチング電源を対象とし、平滑回路は、キャパシタの一端にそれぞれの一端が接続された第１及び第２チョークコイルと、キャパシタの他端にそれぞれの一端が接続された第３及び第４チョークコイルと、第１及び第３チョークコイルが周囲に配置された第１磁芯と、第２及び第４コイルチョークが周囲に配置された第２磁芯と、共通磁芯と、を備えている。ここで、第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流によって第１磁芯及び共通磁芯内を通る一の環状磁路が形成され、第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流にそれぞれ同期して、第２及び第４チョークコイルを同時に流れる電流によって第２磁芯及び共通磁芯内を通る他の環状磁路が形成される。なお、同時とは、実質的に一緒にという意味であって、厳密な同時性を意味するものではなく、別々の期間ではないということを意味する。
【０００５】
整流回路の後段に接続される平滑回路は、キャパシタとチョークコイルから構成される。ここで、共通磁芯を介して２つの環状磁路を有するＥ−Ｅコア、Ｅ−Ｉコアや、Ｕ−Ｉコアなどのコア材を使用し、第１磁芯と第２磁芯にチョークコイルを巻いた場合、共通磁芯のみに巻いた場合に比べ、チョークコイルの放熱面積を増大させることができ、放熱特性が改善するため、チョークコイルの安定した動作が可能となる。更に、キャパシタの一端側には第１、第２の磁芯内にそれぞれの環状磁路を形成する第１、第２チョークコイルが接続され、キャパシタの他端側にも、第１、第２の磁芯内にそれぞれの環状磁路を形成する第３、第４チョークコイルが接続されている。平滑時には、各トランスから出力された電流が、別々の磁芯に対応する複数のチョークコイルを同時期に介してキャパシタに同時に流れ、第１及び第３チョークコイル対と、第２及び第４チョークコイル対とが、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持し、チョークコイルの特性差を補償することができるので、出力が更に安定する。
【０００６】
第２の発明に係るスイッチング電源は、第１及び第２トランスを有する複数のトランスを備え、複数のトランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、複数のトランスの２次側コイルは、複数の整流回路に接続されていることを特徴とする。
【０００７】
第３の発明に係るスイッチング電源は、単数のトランスを備え、トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、トランスの２次側コイルは、複数の整流回路に接続されていることを特徴とする。
【０００８】
単数又は複数のインバータ回路によって、それぞれのトランスを駆動すると、２次側コイルに電圧が誘起し、これらを流れる電流は複数の整流回路によって、整流された後、平滑回路によって平滑される。
【０００９】
インバータ回路が複数である場合、複数のインバータ回路は、第１トランスを駆動する第１インバータ回路と、第２トランスを駆動する第２インバータ回路とを有しており、複数の整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有しているものとするが、３以上のインバータ回路と整流回路を有することとしてもよい。
【００１０】
第４の発明に係るスイッチング電源では、複数の整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、第１整流回路は、第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルは、第１整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルは、第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルは、第２整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルは、第２整流回路の電流流入側に接続されていることを特徴とする。
【００１１】
センタータップ型全波整流回路は、半波整流回路を２つ備えたものであり、半波整流回路では破棄していたトランスの出力も同極性に整流するため、電力変換効率が高く、リプル電圧が低くなるという利点がある。
【００１２】
第５の発明に係るスイッチング電源では、複数の整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、第１整流回路は、第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルは、第２整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルは、第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルは、第１整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルは、第２整流回路の電流流入側に接続されていることを特徴とする。
【００１３】
第４の発明の接続関係の場合、整流回路と磁芯とは一対一に対応しており、第５の発明の接続関係の場合、整流回路と磁芯の関係は、一部が入れ替えてある。すなわち、前者では接続が容易であり、後者では、整流回路と磁芯に巻かれたチョークコイルの特性差をより均等にさせることができるという利点がある。
【００１４】
更に、整流回路の接続関係を入れ替えることも可能である。
【００１５】
すなわち、第６の発明に係るスイッチング電源では、複数の前記整流回路は、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、第１整流回路は、第１トランスの一方の２次側コイルと、第２トランスの他方の２次側コイルとに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第１トランスの他方の２次側コイルと、第２トランスの一方の２次側コイルとに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルは、第２整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルは、第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルは、第１整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルは、第２整流回路の電流流入側に接続されていることを特徴とする。
【００１６】
すなわち、この場合、１つの整流回路が、複数のトランスの２次側コイルに接続されているため、２次側コイルの特性差を補償することができる。
【００１７】
第７の発明に係るスイッチング電源では、上述のスイッチング電源において、それぞれの第１及び第２トランスの１次側コイルは、インバータ回路駆動時の交流抵抗が交互に高くなるものを直列に接続してなることが好ましい。
【００１８】
互いに逆方向の電流が１次側コイル及び２次側コイルに流れる場合、表皮効果及び近接効果の影響が低減され、交流抵抗が低くなる。すなわち、直列接続された１次側コイルの他方の交流抵抗は、低減された方の交流抵抗よりも相対的に高くなる。この場合、高い交流抵抗の１次側コイルが発振成分を吸収するため、出力のリンギングを抑制することができる。
【００１９】
また、整流回路を構成する整流素子はトランジスタからなり、トランジスタをスイッチング駆動することで整流回路をインバータ回路として機能させ、整流回路の後段に設けられる電源から整流回路を介して逆方向に電力伝送を行うこともできる。これにより、双方向電力伝送が可能となる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明のスイッチング電源は、安定な出力を有することになる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、実施の形態に係るスイッチング電源について説明する。なお、同一要素には同一符号を用いることとし、重複する説明は省略する。
【００２２】
図１は、第１実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図であり、図２はチョークコイルのコア材Ｕの断面構成を示す図である。
【００２３】
スイッチング電源１００は、複数のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２により駆動される１次側コイルをそれぞれ有する複数のトランスと、複数のトランスの２次側コイルに接続された複数の整流回路ＲＣと、複数の整流回路ＲＣの後段に接続された平滑回路ＳＣとを備えている。すなわち、スイッチング電源１００は、複数のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力端子Ｘ１，Ｘ２間、Ｙ１，Ｙ２間にそれぞれ接続された複数の１次側コイル１，２を備えている。インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のそれぞれの入力端子間には、直流電源Ｖが介在しており、直流電源Ｖに対して並列にキャパシタＣ２が接続されている。
【００２４】
インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２をスイッチングすることによって、出力端子Ｘ１，Ｘ２間に交流電流を流し、出力端子Ｙ１，Ｙ２間に交流電流を流す。これらの出力電流は同相であって、ある期間には出力端子Ｘ１（Ｙ１）からＸ２（Ｙ２）に電流が流れ、次の期間には出力端子Ｘ２（Ｙ２）からＸ１（Ｙ１）に電流が流れる。同図では、巻き始めの端子である出力端子Ｘ２（Ｙ２）から巻き終わりの端子である出力端子Ｘ１（Ｙ１）に向けて電流Ｐ１（Ｐ１１）が流れている様子を示している。電流Ｐ１とは逆方向の電流をＰ２（Ｐ１２）とする。
【００２５】
１次側コイル１は、磁芯１Ｃを介して２次側コイル１０Ａ，１０Ｂに磁気的に結合し、第１トランスを構成している。１次側コイル２は、磁芯２Ｃを介して２次側コイル２０Ａ，２Ｂに磁気的に結合し、第２トランスを構成している。このように、スイッチング電源１００は、複数の１次側コイル１，２にそれぞれ磁気的に結合した複数の２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ、２０Ａ，２０Ｂを備えている。
【００２６】
第１トランスの後段には第１チョークコイルＡ及び第３チョークコイルＤが配置されており、第２トランスの後段には第２チョークコイルＣ及び第４チョークコイルＢが配置されている。各チョークコイルの巻き方は、図面の上から見ると以下の通りである。
・第１チョークコイル（Ａ）：接続点Ｘからチョークコイルに流れ込む電流が左回り。
・第２チョークコイル（Ｃ）：接続点Ｙからチョークコイルに流れ込む電流が左回り。
・第３チョークコイル（Ｄ）：接続点Ｘに向けてチョークコイルから流れ出す電流が左回り。
・第４チョークコイル（Ｂ）：接続点Ｙに向けてチョークコイルから流れ出す電流が左回り。
【００２７】
２次側コイル１０Ａ及び１０Ｂは接続点Ｘに接続されている。２次側コイル１０Ａ，１０Ｂの接続点Ｘに、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードからの電流Ｓ１，Ｓ２がインバータ回路ＩＮＶ１の駆動に同期して交互に流れ込むように、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ及びダイオードＤ１，Ｄ２が接続されており、ダイオードＤ１，Ｄ２は、ある期間においては、一方のダイオードのみに電流が流れるセンタータップ型全波整流回路を構成している。
【００２８】
また、２次側コイル２０Ａ及び２０Ｂは接続点Ｙに接続されている。２次側コイル２０Ａ，２０Ｂの接続点Ｙに、ダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードからの電流Ｓ１１，Ｓ１２がインバータ回路ＩＮＶ２の駆動に同期して交互に流れ込むように、２次側コイル２０Ａ，２０Ｂ及びダイオードＤ１１，Ｄ１２が接続されており、ダイオードＤ１１，Ｄ１２は、ある期間においては、一方のダイオードのみに電流が流れるセンタータップ型全波整流回路を構成している。このように、複数の整流回路ＲＣが、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続されている。
【００２９】
接続点Ｘは、第１チョークコイルＡに接続されており、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂからなるコイルの両端は、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２を介して第３チョークコイルＤに接続されており、第３チョークコイルＤはキャパシタＣ１の一方の端子Ｑに接続されている。
【００３０】
第１チョークコイルＡと第２チョークコイルＣは、キャパシタＣ１の一方の端子Ｐに接続され、第３チョークコイルＤと第４チョークコイルＢは、キャパシタＣ１の他方の端子Ｑに接続されている。キャパシタＣ１の両端間には負荷Ｚが接続されている。
【００３１】
接続点Ｙは、第２チョークコイルＣに接続されており、２次側コイル２０Ａ，２０Ｂからなるコイルの両端は、それぞれダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して第４チョークコイルＢに接続されており、第４チョークコイルＢもキャパシタＣ１の一方の端子Ｑに接続されている。
【００３２】
第１チョークコイルＡ及び第３チョーコイルＤは、第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１の周囲に巻かれて配置されており、これらを同時に流れる電流によって同一方向の磁束（図２：第１環状磁路Ｂ１）が発生する。なお、同時とは、実質的に一緒にという意味であって、厳密な同時性を意味するものではなく、別々の期間ではないということを意味する。
【００３３】
第２チョークコイルＣ及び第４チョーコイルＢは、第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２の周囲に巻かれて配置されており、これらを同時に流れる電流によって同一方向の磁束（図２：第２環状磁路Ｂ２）が発生する。すなわち、ある期間において、電流Ｓ１，Ｓ１１が同時に流れている場合には、チョークコイルＡ〜Ｄに同時に電流が流れ、次の期間において、電流Ｓ２，Ｓ１２が同時に流れている場合にも、チョークコイルＡ〜Ｄに同時に電流が流れる。
【００３４】
コア材Ｕは、Ｅ−Ｅコア又はＥ−Ｉコアなどのように２つの環状磁路を有するものであり、第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１及び第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２を有している。本例では、Ｅ−Ｅコアを示しており、コア材Ｕは、上部Ｅ型コアＵＣと、下部Ｅ型コアＤＣを有している。上部Ｅ型コアＵＣは、ベースコアＵＣＢを備えており、ベースコアＵＣＢから３本の脚部である中央磁芯（共通磁芯）ＵＣＣ、第１磁芯ＵＣ１、及び第２磁芯ＵＣ２が延びている。下部Ｅ型コアＤＣは、ベースコアＤＣＢを備えており、ベースコアＤＣＢから３本の脚部である中央磁芯（共通磁芯）ＤＣＣ、第１磁芯ＤＣ１、及び第２磁芯ＤＣ２が延びている。
【００３５】
なお、上下の中央磁芯ＵＣＣ、ＤＣＣ間に、ギャップを設けることとしてもよい。また、第１磁芯ＵＣ１、ＤＣ１間と、第２磁芯ＵＣ２、ＤＣ２間に、ギャップを設けることとしてもよい。また、中央磁芯ＵＣＣ、ＤＣＣ間と、第１磁芯ＵＣ１、ＤＣ１間と、第２磁芯ＵＣ２、ＤＣ２間に、ギャップを設けることとしてもよい。
【００３６】
図２に示すように、コア材Ｕは、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣから一方側の第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１を介して中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣに戻る第１環状磁路Ｂ１と、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣから他方側の第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２を介して中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣに戻る第２環状磁路Ｂ２とを有している。中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣにおける第１環状磁路Ｂ１の磁束の向きは、第２環状磁路Ｂ２の磁束の向きと同一である。
【００３７】
１次側コイル１，２にインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を介して交流電流を流すと、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂに誘起電圧が発生する。２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂはセンタータップ型の接続をしており、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）の接続点Ｘ（Ｙ）が、別々の磁芯に巻かれたチョークコイルＡ（Ｃ）に接続され、ダイオードのアノード側が、別々の磁芯に巻かれたチョークコイルＤ（Ｂ）に接続されている。２次側コイルを流れる電流Ｓ１、Ｓ１１（Ｓ２，Ｓ１２）は、チョークコイルＡ〜ＤのインダクタンスとキャパシタＣ１の容量によって平滑化される。接続点Ｘ（Ｙ）には、ダイオードＤ１，Ｄ２（Ｄ１１，Ｄ１２）からの電流が流れ込むように２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）は接続されている。
【００３８】
本例では、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）と１次側コイル１（２）との相対関係が同一極性である。したがって、それぞれのトランスにおいて、ある期間においては、一方のダイオードが電流を阻止し、２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）の一方のみに電流が流れ、この電流は平滑回路ＳＣによって平滑化される。
【００３９】
ここで、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣを介して２つの環状磁路Ｂ１，Ｂ２を有するＥ−Ｅコア、Ｅ−Ｉコアや、Ｕ−Ｉコアなどのコア材を使用し、第１磁芯と第２磁芯にチョークコイルを巻いた場合、共通磁芯のみに巻いた場合に比べ、第１磁芯と共通磁芯の間隔及び第２磁芯と共通磁芯の間隔に制限されることなく、第１磁芯と第２磁芯の外側に水平方向の面積が増大させることができ、チョークコイルの放熱面積を増大させることができ、放熱特性が改善する。したがって、チョークコイルの安定した動作が可能となる。
【００４０】
また、この構造の場合、各チョークコイルの発生する磁束は、それぞれの環状磁路Ｂ１，Ｂ２ごとに同一であって、また、中央磁芯ＵＣＣ，ＤＣＣおいては第１環状磁路Ｂ１と第２環状磁路Ｂ２の磁束の向きは同一であるため、磁束外脚となる第１磁芯ＵＣ１，ＤＣ１及び第２磁芯ＵＣ２，ＤＣ２を循環する磁束は見かけ上発生しない。
【００４１】
すなわち、第１チョークコイルＡ及び第３チョークコイルＤと、第２チョークコイルＣ及び第４チョークコイルＢとは、磁気的には結合していないため、放熱面積を増大させる上述の構造を採用した場合においても、第１及び第３チョークコイル対Ａ，Ｄと、第２及び第４チョークコイル対Ｃ，Ｂが、互いに影響を与えることなく、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持するため、出力が安定化する。したがって、スイッチング電源の出力、すなわち、整流平滑化されたキャパシタＣ１の両端Ｐ，Ｑ間の出力が安定化する。換言すれば、平滑時には、複数のトランスから出力された電流が、別々の磁芯に対応する複数のチョークコイルを同時期に介してキャパシタに同時に流れるため、チョークコイルの特性差を補償することができ、出力が更に安定する。
【００４２】
なお、１次側コイル１は、その半分のコイル１Ａと残りの半分のコイル１Ｂとが直列に接続されたものと考えることができる。また、１次側コイル２も、その半分のコイル２Ａと残りの半分のコイル２Ｂとが直列に接続されたものと考えることができる。すなわち、１次側コイル１，２は、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の駆動時の交流抵抗が交互に高くなるものを直列に接続してなる。
【００４３】
２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ、２０Ｂ）には、ある期間においては、一方にのみ電流Ｓ１又はＳ２（Ｓ１１又はＳ１２）が流れる。互いに逆方向の電流が１次側コイル及び２次側コイルに流れる場合、表皮効果及び近接効果の影響が低減され、交流抵抗が低くなる。逆向きの電流Ｐ１（Ｐ１１）と電流Ｓ１（Ｓ１１）の組み合わせの場合にはコイル１Ａ（２Ａ）の交流抵抗が低くなり、コイル１Ｂ（２Ｂ）の交流抵抗が相対的に高くなる。逆向きの電流Ｐ２（Ｐ１２）と電流Ｓ２（Ｓ１２）の組み合わせの場合にはコイル１Ｂ（２Ｂ）の交流抵抗が低くなり、コイル１Ａ（２Ａ）の交流抵抗が相対的に高くなる。
【００４４】
すなわち、直列接続された１次側コイルの他方の交流抵抗は、低減された方の交流抵抗よりも相対的に高くなる。この場合、高い交流抵抗の１次側コイルが発振成分を吸収するため、出力のリンギングを抑制することができる。
【００４５】
図３は、インバータ回路ＩＮＶ１の回路図（ａ）、インバータ回路ＩＮＶ２の回路図（ｂ）、スイッチＱ１〜Ｑ４の１つを代表して示すスイッチＱＸの回路図（ｃ）である。
【００４６】
インバータ回路ＩＮＶ１においては、高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間に、スイッチＱ１，Ｑ２が直列に接続されており、これらの接続点に出力端子Ｘ１が接続されている。また、高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間に、スイッチＱ３，Ｑ４が直列に接続されており、これらの接続点に、共振用インダクタＬＲを介して出力端子Ｘ２が接続されている。共振用インダクタＬＲと出力端子Ｘ２との接続点は、ダイオードＤＡとダイオードＤＢの接続点に接続されていてもよい。なお、ダイオードＤＡとダイオードＤＢは高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間において逆バイアスが印加された状態で直列に接続されており、それぞれのダイオードＤＡ，ＤＢのアノードとカソードとの間には、必要に応じて或いは寄生素子としてのキャパシタＣＡ，ＣＢが並列に接続されている。
【００４７】
スイッチＱ２，Ｑ３がＯＦＦの状態で、スイッチＱ１，Ｑ４がＯＮの状態のとき、出力端子Ｘ１から電流が出力され、出力端子Ｘ２に電流が帰還する。一方、スイッチＱ１，Ｑ４がＯＦＦの状態で、スイッチＱ２，Ｑ３がＯＮの状態のとき、出力端子Ｘ２から電流が出力され、出力端子Ｘ１に電流が帰還する。これらのスイッチ対は、交互にスイッチングされるため、出力端子Ｘ１，Ｘ２間には交流電流が流れることになる。
【００４８】
インバータ回路ＩＮＶ２の構造は、インバータ回路ＩＮＶ１の構造と同一であり、上述の説明において、出力端子Ｘ１，Ｘ２を、出力端子Ｙ１，Ｙ２に読み替えたものである。
【００４９】
スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、図３（ｃ）のスイッチＱＸとして代表して示すように、それぞれ電界効果トランジスタから構成することができるが、そのドレインとソース間には、ダイオードとキャパシタからなる寄生素子が並列に挿入されているが、これらのダイオード及びキャパシタはトランジスタとは別の素子としてもよい。
【００５０】
電流の流れ方について補足説明を行う。
【００５１】
図４は、図１に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【００５２】
ある期間において、電流Ｐ１が第１インバータ回路ＩＮＶ１から１次側コイル１に供給され、電流Ｐ１１が第２インバータ回路ＩＮＶ２から１次側コイル２に供給されると、２次側コイルにおいて、これとは逆向きの電流Ｓ１、Ｓ１１が流れる。電流Ｓ１、Ｓ１１は、ダイオードＤ１，Ｄ１１の順方向電流の向きと一致しており、チョークコイルＤ，ＢからダイオードＤ１，Ｄ１１に流れ込んだ電流は、それぞれ接続点Ｘ、Ｙを介して、チョークコイルＡ，Ｃにそれぞれ流れ込む。これらの電流は端子Ｐを介してキャパシタＣ１に流れる。
【００５３】
次の期間において、電流Ｐ２が第１インバータ回路ＩＮＶ１から１次側コイル１に供給され、電流Ｐ１２が第２インバータ回路ＩＮＶ２から１次側コイル２に供給されると、２次側コイルにおいて、これとは逆向きの電流Ｓ２、Ｓ１２が流れる。電流Ｓ２、Ｓ１２は、ダイオードＤ２，Ｄ１２の順方向電流の向きと一致しており、チョークコイルＤ，ＢからダイオードＤ２，Ｄ１２に流れ込んだ電流は、それぞれ接続点Ｘ、Ｙを介して、チョークコイルＡ，Ｃにそれぞれ流れ込む。これらの電流は端子Ｐを介してキャパシタＣ１に流れる。
【００５４】
なお、チョークコイルは、自身への電流供給が停止すると、自身が電流源として暫く機能し、電流を流し続けようとする。すなわち、スイッチングの切り替わり期間においても、２次側コイルを流れる電流は急激に途切れることなく継続している。
【００５５】
キャパシタＣ１の両端間に電流が流れると、チョークコイルとキャパシタＣ１の協働による平滑化作用によって、負荷Ｚに直流出力電圧が現れる。
【００５６】
上述のスイッチング電源１００では、複数の整流回路ＲＣに含まれる第１整流回路は、第１トランスの２次側コイル１０Ａ，１０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、第２トランスの２次側コイル２０Ａ，２０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、第１チョークコイルＡは、この第１整流回路の電流流出側に接続され、第３チョークコイルＤは、この第１整流回路の電流流入側に接続され、第２チョークコイルＣは、この第２整流回路の電流流出側に接続され、第４チョークコイルＢは、この第２整流回路の電流流入側に接続されている。この接続関係の場合、整流回路と磁芯とは一対一に対応しており、接続が容易であるという利点がある。
【００５７】
図５は、１次側のコイル１，２を明確に２つのコイル１Ａ，１Ｂ及び２Ａ，２Ｂによって構成した場合のスイッチング電源１００の回路図である。１次側コイルを平面コイルとして、積層することにより、全体の寸法を縮小することも可能である。すなわち、１つのトランスにおいて、２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）、１次側コイル１Ａ（２Ａ）、１次側コイル１Ｂ（２Ｂ）、２次側コイル１０Ｂ（２０Ｂ）の順番に積層することができる。なお、この積層の順番は、１次側コイル１Ａ（２Ａ）、２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）、２次側コイル１０Ｂ（２０Ｂ）、１次側コイル１Ｂ（２Ｂ）とすることもできる。
【００５８】
１次側コイル１Ａは、２次側コイル１０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ｂは、２次側コイル１０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ａと１次側コイル１Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、第１トランスにおけるリンギングを抑制することができる。
【００５９】
１次側コイル２Ａは、２次側コイル２０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ｂは、２次側コイル２０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ａと１次側コイル２Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、第２トランスけるリンギングを抑制することができる。
【００６０】
１次側コイル１に電流Ｐ１が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル１を構成する１次側コイル１Ａ、１Ｂに電流Ｐ１が流れる。ここで、１次側コイル１Ａは電流Ｓ１の流れている２次側コイル１０Ａにより近く配置されているので、２次側コイル１０Ａと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル１Ａと２次側コイル１０Ａとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル１Ａでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６１】
一方、１次側コイル１Ｂは電流Ｓ１の流れている２次側コイル１０Ａにより遠く配置されているので、２次側コイル１０Ａと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル１０Ｂにより近く配置されているので、１次側コイル１Ｂでは、１次側コイル１Ａと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６２】
また、１次側コイル１に逆向きの電流Ｐ２が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル１を構成する１次側コイル１Ａ、１Ｂに電流Ｐ２が流れる。ここで、１次側コイル１Ｂは電流Ｓ２の流れている２次側コイル１０Ｂにより近く配置されているので、２次側コイル１０Ｂと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル１Ｂと２次側コイル１０Ｂとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル１Ｂでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６３】
一方、１次側コイル１Ａは電流Ｓ２の流れている２次側コイル１０Ｂにより遠く配置されているので、２次側コイル１０Ｂと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル１０Ａにより近く配置されているので、１次側コイル１Ａでは、１次側コイル１Ｂと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル１Ａ及び１次側コイル１Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６４】
１次側コイル２に電流Ｐ１１が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル２を構成する１次側コイル２Ａ、２Ｂに電流Ｐ１１が流れる。ここで、１次側コイル２Ａは電流Ｓ１１の流れている２次側コイル２０Ａにより近く配置されているので、２次側コイル２０Ａと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル２Ａと２次側コイル２０Ａとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル２Ａでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６５】
一方、１次側コイル２Ｂは電流Ｓ１１の流れている２次側コイル２０Ａにより遠く配置されているので、２次側コイル２０Ａと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル２０Ｂにより近く配置されているので、１次側コイル２Ｂでは、１次側コイル２Ａと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６６】
また、１次側コイル２に逆向きの電流Ｐ１２が流れる入力電圧が入力されると、１次側コイル２を構成する１次側コイル２Ａ、２Ｂに電流Ｐ１２が流れる。ここで、１次側コイル２Ｂは電流Ｓ１２の流れている２次側コイル２０Ｂにより近く配置されているので、２次側コイル２０Ｂと相対的に密に磁気結合する。このとき、１次側コイル２Ｂと２次側コイル２０Ｂとはトランスの原理上、電流の流れる向きが互いに逆向きになるので、１次側コイル２Ｂでは、近接効果により交流抵抗が低くなる。
【００６７】
一方、１次側コイル２Ａは電流Ｓ１２の流れている２次側コイル２０Ｂにより遠く配置されているので、２次側コイル２０Ｂと相対的に疎に磁気結合する。このとき、電流が流れていない２次側コイル２０Ａにより近く配置されているので、１次側コイル２Ａでは、１次側コイル２Ｂと比べて、近接効果により交流抵抗が高くなる。本実施の形態では、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂは互いに直列に接続されているので、１次側コイル２Ａ及び１次側コイル２Ｂには互いに等しい電流が流れる。
【００６８】
このように、本実施の形態では、１次側コイル１Ａ，１Ｂ（２Ａ，２Ｂ）が互いに直列に接続されているので、交流抵抗の大きなコイルにも電流が流れることとなる。そのため、トランスの線間容量と、トランスの励磁インダクタンスと、トランスの漏洩インダクタンスとによるＬＣ共振によって生じる、トランスの入出力の電圧電流に発生するリンギングを、交流抵抗によって減衰させることができる。その結果、減衰しないままリンギングが発生し続ける場合に比べ、トランスにおけるコアロスやトランスの交流抵抗による発熱量が低下し、効率が向上する。
【００６９】
なお、２次側の動作は上述の実施形態の動作と同一である。
【００７０】
次に、インバータ回路の位相シフト駆動について説明する。
【００７１】
なお、図３に示したダイオードＤＡ，ＤＢ及びキャパシタＣＡ，ＣＢは、サージ電圧抑止回路を構成しており、このサージ電圧抑止回路は高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１との間に介在している。このサージ電圧抑止回路は、最終的には整流回路ＲＣ内のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２に加わるサージ電圧を抑止する。
【００７２】
図１に示したインバータ回路ＩＮＶ１、ＩＮＶ２は、それぞれ図３に示したスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を有しており、幾つかの期間Ｔ１〜Ｔ１０からなるスイッチングのタイミングが、順次実行され、インバータ回路が駆動される。また、双方のインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は同相で駆動されるため、それぞれのインバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２におけるスイッチＱ１〜Ｑ４のスイッチングのタイミングは同一である。期間Ｔ１〜Ｔ５までが半周期の動作を示し、期間Ｔ６〜Ｔ１０までが残りの半周期の動作を示し、期間Ｔ１〜Ｔ１０までがスイッチング制御の１周期に相当する。
【００７３】
また、スイッチＱ１〜Ｑ４は、２つのスイッチ対に区分される。具体的には、スイッチＱ３，Ｑ４はいずれも時間軸上における固定タイミングでＯＮするように制御され、「固定側スイッチ」と称される。また、スイッチＱ１，Ｑ２はいずれも時間軸上における可変タイミングでＯＮするように制御され、「シフト側スイッチ」と称される。
【００７４】
スイッチＱ１〜Ｑ４は、直流入力電圧Ｖが印加される高電位ラインＨＬ１と低電位ラインＬＬ１が、スイッチＱ１〜Ｑ４を介して、電気的に直接短絡されないタイミングで駆動される。具体的には、スイッチＱ１，Ｑ２は、同時にＯＮとなることはなく、また、スイッチＱ３，Ｑ４も、同時にＯＮとなることはない。なお、これらのスイッチ対Ｑ１，Ｑ２又はＱ３，Ｑ４が同時にＯＮとなるのを回避するためにとられる時間的間隔はデッドタイムと称され、以下の期間Ｔ２、Ｔ４、Ｔ７、Ｔ９において設定される。
【００７５】
また、スイッチＱ２，Ｑ３は同時にＯＮとなる期間（Ｔ１，Ｔ１０）を有し、この同時にＯＮとなる期間において、各トランスの１次側コイル１，２（図１参照）が励磁される。スイッチＱ２（シフト側スイッチ）は、スイッチＱ３（固定側スイッチ）のスイッチングタイミングを基準として、スイッチング位相差φをなすようにスイッチングされる。このスイッチング位相差φが制御されると、スイッチＱ２及びスイッチＱ３が同時にＯＮになっている時間が変化する。これにより、トランスの１次側コイル１，２に印加される入力交流電圧のデューティ比が変化し、負荷Ｚに印加される直流出力電圧が安定化する。
【００７６】
同様に、スイッチＱ１，Ｑ４は同時にＯＮとなる期間（Ｔ５，Ｔ６）を有し、この同時にＯＮとなる期間において、各トランスの１次側コイル１，２が、上記の場合とは逆方向に励磁される。スイッチＱ１（シフト側スイッチ）は、スイッチＱ４（固定側スイッチ）のスイッチングタイミングを基準として、スイッチング位相差φをなすようにスイッチングされる。このスイッチング位相差φが制御されると、スイッチＱ１及びスイッチＱ４が同時にＯＮになっている時間が変化する。これにより、トランスの１次側コイル１，２に印加される入力交流電圧のデューティ比が変化し、負荷Ｚに印加される直流出力電圧が安定化する。
【００７７】
以下、詳説する。
【００７８】
（期間Ｔ１：スイッチＱ３とＱ２がＯＮ）
【００７９】
まず、スイッチＱ３とスイッチＱ２がＯＮ状態であり、残りのスイッチＱ１とスイッチＱ４がＯＦＦ状態であるとする。また、スイッチＱ３とＱ４との間の節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が入力電圧（＝Ｖとする）であり、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が０Ｖである。共振用インダクタＬＲのインダクタンスは、トランスの１次側コイル１（２）のインダクタンスと比べて非常に小さいので、インダクタＬＲの後段の端子Ｘ２（Ｙ２）の電位はほぼ入力電圧（＝Ｖ）となる。また、端子Ｘ１（Ｙ１）と端子Ｘ２（Ｙ２）との電位も、ほぼ入力電圧（＝Ｖ）である。
【００８０】
このとき、インバータ回路ＩＮＶ１（ＩＮＶ２）内では、高電位ラインＨＬ１から、スイッチＱ３、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲ、端子Ｘ２（Ｙ２）、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ２、低電位ラインＬＬ１を順次通る電流Ｐ１（Ｐ１１）が流れ、各共振用インダクタＬＲが励磁されると共に、トランスの１次側から２次側へ電力伝送が行われる。これにより、トランスの２次側には、チョークコイルＤ、ダイオードＤ１及びチョークコイルＡを介するループ電流Ｓ１と、チョークコイルＢ、ダイオードＤ１１及びチョークコイルＣを介するループ電流Ｓ１１が流れ、負荷Ｚが駆動される。なお、この期間では、２次側のダイオードＤ１，Ｄ１１には順方向電圧が印加され、ダイオードＤ１１，Ｄ１２には、逆方向電圧が印加されている。
【００８１】
（期間Ｔ２：スイッチＱ３のみがＯＮ）
【００８２】
次に、スイッチＱ２がＯＦＦ状態となり、スイッチＱ３のみがＯＮ状態となる。すると、スイッチＱ１、Ｑ２の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）と、共振用インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。なお、本実施形態では、トランジスタに付随する寄生素子でキャパシタ及びダイオードが構成されているが、これらはトランジスタとは別体の素子とすることもできる。
【００８３】
この共振動作では、２つの電流ループが形成される。
【００８４】
１つ目の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ２の寄生キャパシタ、低電位ラインＬＬ１、入力電源間のキャパシタＣ２（図１参照）、スイッチＱ３、節点Ｘ３（Ｙ３）を順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還する電流ループである。
【００８５】
もう１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１の寄生キャパシタ、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ３、節点Ｘ３（Ｙ３）を順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還する電流ループである。
【００８６】
この場合、スイッチＱ１の寄生キャパシタが放電される一方で、スイッチＱ２の寄生キャパシタは充電されるので、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が徐々に上昇していき、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が入力電圧（＝Ｖ）となる。また、このとき、２次側のダイオードＤ２，Ｄ１２の逆方向電圧は徐々に下降していき最終的に０Ｖになる。
【００８７】
（期間Ｔ３：スイッチＱ３とＱ１がＯＮ）
【００８８】
次に、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が入力電圧（＝Ｖ）になると、スイッチＱ１の両端間電圧がゼロボルトになり、スイッチＱ１に寄生するダイオード（図３（ｃ）参照）が、容易に導通するようになる。この後のタイミングにおいて、スイッチＱ１がＯＮ状態となることで、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ；Zero Volt Switching）動作がなされ、その結果、スイッチＱ１における短絡損失が抑制される。
【００８９】
また、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が入力電圧（＝Ｖ）になってから期間Ｔ３の終期までは、期間Ｔ１内において、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーが、共振用インダクタＬＲの両端に接続された回路において、電流として循環しようとする。具体的には、２つの電流ループが存在する。
【００９０】
１つ目の電流ループは、共振用インダクタＬＲの一端である端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１及びスイッチＱ１を介して高電位ラインＨＬ１に至り、スイッチＱ３及び共振用インダクタＬＲを介して、端子Ｘ２に帰還するものである。
【００９１】
もう１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの一端である端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡを介して高電位ラインＨＬ１に至り、スイッチＱ３及び共振用インダクタＬＲを介して、端子Ｘ２に帰還するものである。
【００９２】
このように、２つの電流ループが形成されると、１次側コイル１（２）を流れていた電流の一部がダイオードＤＡを流れるようになるので、１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値が減少する。さらに、このトランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、トランスの２次側コイルをそれぞれ流れる電流の和が、チョークコイルを流れる電流に等しくなるように、ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とに分流する。
【００９３】
なお、これらの電流ループの経路においては、端子Ｘ２と高電位ラインＨＬ１との間の電位差は、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧と、スイッチＱ１の両端間の電圧との和になる。また、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧は、トランスの１次側コイルと２次側コイルとの巻数比をｎとすると、２次側コイルの電圧を巻き数比ｎで割ったものである。
【００９４】
（期間Ｔ４：スイッチＱ１のみがＯＮ）
【００９５】
次に、スイッチＱ３がＯＦＦ状態となる。すると、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタと共振用インダクタＬＲとが協働してＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。したがって、４つの電流ループが形成される。
【００９６】
第１の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１を通り、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４の寄生ダイオード（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【００９７】
第２の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１を通り、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ３の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【００９８】
第３の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡ、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ３の寄生ダイオード（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【００９９】
第４の電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡ、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【０１００】
この場合、スイッチＱ４の寄生キャパシタが放電される一方で、スイッチＱ３の寄生キャパシタは充電されるので、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が徐々に下降していき、最終的には０Ｖとなる。
【０１０１】
（期間Ｔ５：スイッチＱ４とＱ１がＯＮ）
【０１０２】
節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が０Ｖとなると、このとき端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は入力電圧（＝Ｖ）であって、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位から端子Ｘ２（Ｙ２）の電位を引くと−Ｖとなることから、スイッチＱ４の寄生ダイオードが容易に導通するようになる。このようにスイッチＱ４の両端間電圧がゼロボルトとなった後に、スイッチＱ４がＯＮ状態となることで、ＺＶＳ動作がなされ、その結果、スイッチＱ４における短絡損失が抑制される。
【０１０３】
共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーは、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタにおける充放電が終了した後も、２つの電流ループを構成して、入力電源側のキャパシタＣ２を介して循環する。
【０１０４】
この時の１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、１次側コイル１（２）、端子Ｘ１（Ｙ１）、スイッチＱ１を通り、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【０１０５】
もう１つの電流ループは、共振用インダクタＬＲの出力側の端子Ｘ２（Ｙ２）から、ダイオードＤＡ、高電位ラインＨＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）、低電位ラインＬＬ１、スイッチＱ４、節点Ｘ３（Ｙ３）、共振用インダクタＬＲを順次介して、端子Ｘ２（Ｙ２）に帰還するものである。
【０１０６】
入力電源側のキャパシタＣ２を電流が流れるに従って、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーは減少し、それに伴ってインダクタＬＲを流れる電流の絶対値、及びトランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値も減少していく。このため、トランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、トランスの２次側コイルをそれぞれ流れる電流の和が、チョークコイルを流れる電流に等しくなるように、２次側の電流は、ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とに分流する。
【０１０７】
また、この期間では、上記の如く共振用インダクタＬＲを通る電流ループが２つ形成されているが、ダイオードＤＡを流れる電流が次第に減少することで、共振用インダクタＬＲを流れる電流の絶対値と、トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値とが等しくなる。
【０１０８】
次に、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーがすべて放出されると、共振用インダクタＬＲを流れる電流＝トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流＝０Ａとなり、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流＝整流ダイオードＤ２（１２）を流れる電流となる。そして、このタイミングから、共振用インダクタＬＲは、これまでとは逆方向のエネルギーの蓄積を開始する。
【０１０９】
すなわち、共振用インダクタＬＲ及びトランスの１次側コイル１（２）には、これまでとは反対方向に流れる電流による新たな電流ループが形成される。なお、この電流は、入力電圧（＝Ｖ）を共振用インダクタＬＲのインダクタンスで除算した割合で増加していく。この電流ループは、共振用インダクタＬＲの一方端側の節点Ｘ３（Ｙ３）から、スイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２、高電位ラインＨＬ１、スイッチＱ１、端子Ｘ１（Ｙ１）、１次側コイル１（２）、端子Ｘ２、共振用インダクタＬＲを介して、節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還する。
【０１１０】
この逆方向に１次側コイル１（２）を流れる電流の増加に伴って、２次側コイルに接続された一方の整流用ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流Ｓ１（Ｓ１１）は減少し、他方の整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流Ｓ２（Ｓ１２）が徐々に増加する。そして、電流Ｓ１（Ｓ１１）が０Ａとなり、トランスの２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂを流れる電流Ｓ２（Ｓ１２）が、全てチョークコイルＡ，Ｃを流れる電流に等しくなったとき、このトランスでのアンペア・ターンはこれ以上増加しないことから、１次側コイル１（２）を流れる電流の増加が妨げられようとするが、ダイオードＤＡ，ＤＢを含んでなるサージ電圧抑止回路のキャパシタＣＡ，ＣＢと、インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が開始される。
【０１１１】
この共振動作によって、キャパシタＣＡ，ＣＢを通る２つの電流ループが形成される。１つ目の電流ループは、節点Ｘ３（Ｙ３）からスイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、入力電源側のキャパシタＣ２、高電位ラインＨＬ１、キャパシタＣＡ、共振用インダクタＬＲを介して、節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還するものである。もう１つの電流ループは、節点Ｘ３（Ｙ３）から、スイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、キャパシタＣＢ、共振用インダクタＬＲを介して、節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還するものである。
【０１１２】
これにより、キャパシタＣＢが放電される一方で、キャパシタＣＡは充電されるので、この共振動作に伴って、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位が緩やかに下降していく。これに伴い、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧の絶対値が増加すると共に、２次側コイルにも電圧が発生する。更に、キャパシタＣＡ，ＣＢと共振用インダクタＬＲとによる共振動作は継続されようとするが、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は０Ｖになることから、キャパシタＣＢ及びダイオードＤＢの両端間電圧は０Ｖとなり、キャパシタＣＢを流れる電流も０Ａになると共に、ダイオードＤＢが容易に導通する。
【０１１３】
このように、ダイオードＤＢが導通すること、及びスイッチＱ１がＯＮ状態であることから、トランスの１次側コイル１（２）の両端間電圧が入力電圧（＝Ｖ）にクランプされ、これにより、トランスの２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂの両端の電圧が、Ｖ／ｎ（ｎ；トランスの１次側コイルと２次側コイルとの巻数比）にクランプされる。このため、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）に加わる逆方向電圧は、各整流回路ＲＣがセンタータップ型の構成であることから、２×Ｖ／ｎよりも大きくなることはない。言い換えると、この整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）に加わる逆方向電圧は、最大でも２×Ｖ／ｎ以下となり、サージ電圧の上昇が抑制される。
【０１１４】
また、この期間では、上記のようにダイオードＤＢが導通することから、共振用インダクタＬＲを流れる電流＝トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流＋ダイオードＤＢを流れる電流となり、この共振動作による共振電流は、節点Ｘ３（Ｙ３）から、スイッチＱ４、低電位ラインＬＬ１、ダイオードＤＢ、共振用インダクタＬＲを介して節点Ｘ３（Ｙ３）に帰還するループ電流となる。
【０１１５】
また、このとき、トランスの２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂの両端間電圧によってチョークコイルＤ，Ａ，Ｂ，Ｃが励磁されるのに伴い、これらのチョークコイルＤ，Ａ，Ｂ，Ｃを流れる電流が増加し、１次側コイルを流れる電流＝電流Ｓ１（Ｓ１１）＋電流Ｓ２（Ｓ１２）＝電流Ｓ２（Ｓ１２）＝各チョークコイルＡ，Ｃを流れる電流であることから、１次側コイルの電流も増加していく。
【０１１６】
さらに、共振用コイルＬＲを流れる電流＝１次側コイルを流れる電流＋ダイオードＤＢを流れる電流であり、共振用コイルＬＲを流れる電流は一定であることから、１次側コイルを流れる電流の増加により、ダイオードＤＢを流れる電流が減少し、期間Ｔ５の終期において０Ａとなる。以上で、最初の半周期分の動作が終了する。
【０１１７】
次に、残りの半周期分（期間Ｔ６〜Ｔ１０）の動作について説明する。この半周期分の動作も、基本的には期間Ｔ１〜Ｔ５で説明した半周期分の動作と同様である。
【０１１８】
（期間Ｔ６：スイッチＱ４とＱ１がＯＮ）
【０１１９】
期間Ｔ６では、スイッチＱ４，Ｑ１がＯＮ状態となっており、スイッチＱ３，Ｑ２はＯＦＦ状態となっている。また、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位＝０Ｖであり、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位＝入力電圧（＝Ｖ）である。また、共振用インダクタＬＲのインダクタンスは、トランスの１次側コイル１（２）のインダクタンスと比べて非常に小さいことから、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位≒０Ｖとなり、節点Ｘ３（Ｙ３）と端子Ｘ２（Ｙ２）との電位差もほぼ０Ｖと等しくなっている。
【０１２０】
したがって、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２内に電流が流れると、共振用インダクタＬＲが励磁されると共に、トランスの１次側から２次側へ電力伝送が行われる。よって、トランスの２次側には、チョークコイルＤ（Ｂ）、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）及びチョークコイルＡ（Ｃ）を介するループ電流Ｓ２（Ｓ１２）が流れ、負荷Ｚが駆動される。なお、この期間では、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）には順方向電圧が印加され、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）には、逆方向電圧が印加されている。
【０１２１】
（期間Ｔ７：スイッチＱ４のみがＯＮ）
【０１２２】
次に、期間Ｔ７になると、最初にスイッチＱ１がＯＦＦ状態となる。すると、スイッチＱ１，Ｑ２の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）と共振用インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。この共振動作によって、スイッチＱ１の寄生キャパシタが充電される一方、スイッチＱ２の寄生キャパシタは放電されるので、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が徐々に下降していき０Ｖとなる。また、このとき整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）の逆方向電圧が徐々に下降していき最終的に０Ｖとなる。
【０１２３】
（期間Ｔ８：スイッチＱ４とＱ２がＯＮ）
【０１２４】
端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が０Ｖとなると、スイッチＱ２の寄生ダイオードが容易に導通するようになる。スイッチＱ２の寄生ダイオードが導通した後に、期間Ｔ８の初期において、スイッチＱ２がＯＮ状態となることで、ＺＶＳ動作がなされ、その結果、スイッチＱ２における短絡損失が抑制される。
【０１２５】
また、端子Ｘ１（Ｙ１）の電位が０ＶになってからスイッチＱ４がＯＦＦ状態となるまでの期間では、前述のように、期間Ｔ６において共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーが、共振用インダクタＬＲの両端に接続された回路において電流として循環しようとし、インバータ回路内においてトランスの１次側コイル１（２）を通らない電流も流れるため、トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値が減少する。また、このトランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とが分流して、チョークコイルＡ（Ｃ）に流れ込む。
【０１２６】
（期間Ｔ９：スイッチＱ２のみがＯＮ）
【０１２７】
次に、期間Ｔ９になると、スイッチＱ４がＯＦＦ状態となる。すると、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタ（図３（ｃ）参照）と共振用インダクタＬＲとが協働して、ＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が行われる。この場合には、スイッチＱ４の寄生キャパシタが充電される一方、スイッチＱ３の寄生キャパシタは放電されるので、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が徐々に上昇していき、節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が入力電圧（＝Ｖ）となる。
【０１２８】
節点Ｘ３（Ｙ３）の電位が入力電圧（＝Ｖ）となると、このとき端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は０Ｖであり、端子Ｘ２と節点Ｘ３の間の電位差は入力電圧（＝Ｖ）であることから、スイッチＱ３の寄生ダイオードの両端間電圧が０Ｖとなり、容易に導通するようになる。
【０１２９】
（期間Ｔ１０：スイッチＱ３とＱ２がＯＮ）
【０１３０】
スイッチＱ３の寄生ダイオードが導通した後に、期間Ｔ１０の初期において、スイッチＱ３がＯＮ状態となることで、ＺＶＳ動作がなされ、その結果、スイッチＱ３における短絡損失が抑制される。
【０１３１】
次に、期間Ｔ１０の初期の期間内においては、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーが、スイッチＱ３，Ｑ４の寄生キャパシタにおける充放電が終了した後も、入力電源側のキャパシタＣ２（図１参照）に流れる。そして、キャパシタＣ２へ回生されるに従って、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーは減少し、それに伴って共振用インダクタＬＲを流れる電流の絶対値、及びトランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値も減少していく。このため、トランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、２次側では、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流とに分流して流れ、トランスの２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）をそれぞれ流れる電流の和が、それぞれのチョークコイルＡ（Ｃ）に流れ込む。
【０１３２】
また、この期間では、ダイオードＤＢが非導通となることで、共振用インダクタＬＲを流れる電流の絶対値とトランスの１次側コイル１（２）を流れる電流の絶対値とが等しくなる。
【０１３３】
次に、共振用インダクタＬＲに蓄えられたエネルギーがすべて回生されると、共振用インダクタＬＲを流れる電流＝トランスの１次側コイル１（２）を流れる電流＝０Ａとなり、整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流＝整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流となる。
【０１３４】
そして、このタイミングから、共振用のインダクタＬＲはこれまでと逆方向のエネルギーを蓄えるようになり、共振用インダクタＬＲ及びトランスの１次側コイル１（２）には、これまでとは、反対方向のループ電流が流れるようになる。なお、共振用インダクタＬＲを流れる電流はＶ／Ｌ（Ｌ；インダクタＬＲのインダクタンス）の割合で増加していく。
【０１３５】
このため、トランスでのアンペア・ターンが等しくなると共に、トランスの２次側コイルＤ１（Ｄ１１）、Ｄ２（Ｄ１２）をそれぞれ流れる電流の和が、チョークコイルＡ，Ｃ内に流れ込む。整流用のダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れるループ電流と、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れるループ電流が、チョークコイルＡ，Ｃに流れ込む。ただし、整流ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流は徐々に減少していく一方、整流ダイオードＤ１（Ｄ１１）を流れる電流は徐々に増加していく。
【０１３６】
そして、ダイオードＤ２（Ｄ１２）を流れる電流が０Ａとなり、トランスの２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）を流れる電流がチョークコイルＡ，Ｃを流れる電流と等しくなったとき、このトランスでのアンペア・ターンはこれ以上増加しないことから、１次側コイルを流れる電流の増加が妨げられようとするが、ダイオードＤＡ，ＤＢを含んでなるサージ電圧抑止回路のキャパシタＣＡ，ＣＢと共振用インダクタＬＲとが協働してＬＣ直列共振回路が構成され、共振動作が開始される。
【０１３７】
次に、この共振動作によって、キャパシタＣＢが充電される一方、キャパシタＣＡは放電されるので、この共振動作に伴って、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位が緩やかに上昇していき、入力電圧（＝Ｖ）となる。これに伴い、トランスの１次側コイル１（２）の両端間の電圧が増加すると共に、２次側コイル１０Ａ、１０Ｂ（２０Ａ，２０Ｂ）にもそれぞれ電圧が発生する。
【０１３８】
キャパシタＣＡ、ＣＢと共振用インダクタＬＲとによる共振動作は継続されようとするが、端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は入力電圧（＝Ｖ）であることから、キャパシタＣＡ及びダイオードＤＡの両端間電圧は０Ｖとなり、キャパシタＣＡを流れる電流が０Ａになると共に、ダイオードＤＡが容易に導通する。
【０１３９】
よって、ダイオードＤＡが導通し、スイッチＱ２がＯＮ状態であることから、トランスの１次側コイル１（２）の両端間電圧が入力電圧（＝Ｖ）にクランプされ、これによりトランスの２次側コイル１０Ａ（２０Ａ）の両端間電圧がＶ／ｎにクランプされる。このため、整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）に加わる逆方向電圧は、整流回路ＲＣがセンタータップ型の構成であることから、２×Ｖ／ｎよりも大きくなることはない。言い換えると、この整流用のダイオードＤ２（Ｄ１２）に加わる逆方向電圧は、最大でも２×Ｖ／ｎ以下となり、サージ電圧の上昇が抑制される。
【０１４０】
また、上記のようにダイオードＤＡが導通すると共振用コイルＬＲを流れる電流は一定となる。また、トランスの２次側コイル１０Ａ，２０Ａの両端間電圧によってチョークコイルＤ，Ａ，Ｂ，Ｃが励磁されるのに伴い、これらのチョークコイルを流れる電流が増加し、１次側コイルを流れる電流も増加していく。さらに、共振用コイルＬＲを流れる電流＝１次側コイルを流れる電流＋ダイオードＤＡを流れる電流であり、共振用コイルＬＲを流れる電流が一定であることから、１次側コイルを流れる電流の増加によりダイオードＤＡを流れる電流が減少する。ダイオードＤＡを流れる電流が０Ａとなると、後半の半周期分の動作が終了し、期間Ｔ１の初期状態に戻る。
【０１４１】
図６は、第２実施形態に係るスイッチング電源１００の回路図である。本実施形態では、１次側のコイル１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂの２次側コイルとの関係を入れ替えてある。
【０１４２】
１次側コイル１Ａは、２次側コイル１０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ｂは、２次側コイル２０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル１Ａと１次側コイル１Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、これらを流れる電流のリンギングを抑制することができる。
【０１４３】
１次側コイル２Ａは、２次側コイル１０Ｂに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ｂは、２次側コイル２０Ａに磁気的に結合しており、同一の極性を有する。１次側コイル２Ａと１次側コイル２Ｂとは、直列接続されているため、一方の交流抵抗が他方に対して相対的に大きくなった場合には、これらを流れる電流のリンギングを抑制することができる。
【０１４４】
電流Ｐ１，Ｐ１１が流れている場合には、電流Ｓ１，Ｓ１１が流れる２次側コイル１０Ａ，２０Ａに対向する１次側コイル１Ａ，２Ｂの交流抵抗が小さくなり、これらに直列接続された残りの１次側コイル１Ｂ，２Ａの交流抵抗が相対的に高くなる。
【０１４５】
電流Ｐ２，Ｐ１２が流れている場合には、電流Ｓ２，Ｓ１２が流れる２次側コイル１０Ｂ，２０Ｂに対向する１次側コイル２Ａ，１Ｂの交流抵抗が小さくなり、これらに直列接続された残りの１次側コイル１Ａ，２Ｂの交流抵抗が相対的に高くなる。
【０１４６】
また、トランスの２次側の動作は上記と同一である。
【０１４７】
図７は、第３実施形態に係るスイッチング電源１００の回路図である。本実施形態では、図６に示した２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂの接続点Ｘ，Ｙに接続されるチョークコイルＡ，Ｃを入れ替えてある。
【０１４８】
本例では、接続点ＸにチョークコイルＣが接続され、接続点ＹにチョークコイルＡが接続されている。チョークコイルＡ，Ｃの他方の端子は、共にキャパシタＣ１の一方の端子Ｐに接続されている。本例の場合も、チョークコイルＡ，Ｄと、チョークコイルＢ，Ｃとは磁気的には結合していない。
【０１４９】
接続点Ｘから流れる電流は、チョークコイルＣを介して、端子Ｐに流れ、同様に、接続点Ｙから流れる電流は、チョークコイルＡを介して、端子Ｐに流れる。
【０１５０】
なお、本実施形態においては、複数の整流回路ＲＣに含まれる第１整流回路は、磁芯１Ｃを含む第１トランスの２次側コイル１０Ａ，１０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、第２整流回路は、磁芯２Ｃを含む第２トランスの２次側コイル２０Ａ，２０Ｂに接続されたセンタータップ型全波整流回路である。ここで、第１チョークコイルＡは、この第２整流回路の電流流出側に接続されており、第３チョークコイルＤは、この第１整流回路の電流流入側に接続されており、第２チョークコイルＣは、この第１整流回路の電流流出側に接続されており、第４チョークコイルＢは、第２整流回路の電流流入側に接続されている。
【０１５１】
この場合、整流回路とチョークコイルの磁芯の関係は、図６のものと比較して、一部が入れ替えられている。すなわち、整流回路とチョークコイルＡ〜Ｄの特性差をより均等にさせることができるという利点がある。
【０１５２】
その他の動作は上述のものと同一である。
【０１５３】
なお、チョークコイルＢとＡの間、チョークコイルＤとＣの間に電位差がある場合には、オンデューティの場合にこれらに電流が流れている場合、この電位差を各チョークコイルが負担している。オフデューティの場合には、チョークコイルにかかる電位差は出力電圧となるので、チョークコイルＢとチョークコイルＡの直列接続と、チョークコイルＤとチョークコイルＣの直列接続とは等しく電圧を負担している。なお、２次側コイル側におけるチョークコイルＢとチョークコイルＡの電位差の和Ｖ１が、２次側コイル側におけるチョークコイルＤとチョークコイルＣの電位差の和Ｖ２よりも大きい場合、Ｖ１−Ｖ２の電圧源がチョークコイルＣ，Ｄの電流ループに直列に挿入されているのと等価であり、この仮想的な電圧源はオフデューティにおいては消滅する。チョークコイルへの印加電圧には、上記差分が、印加電圧が小さい方のチョークコイルの両端に現れる。
【０１５４】
なお、チョークコイルＡとチョークコイルＤを流れる電流は巻き数に応じて釣り合うおうとし、これらを流れる１ターンあたりの電流が等しくなる。チョークコイルＢとチョークコイルＣを流れる電流も巻き数に応じて釣り合うおうとし、これらを流れる１ターンあたりの電流が等しくなる。
【０１５５】
インバータ回路、トランス、チョークコイルのハンドリングパワーは、損失に反比例して均衡し、温度に対する変化に対しても均衡する傾向が強くなる。本例では、出力が自動的に均衡して安定化するため、均衡のための部品が不要となる。したがって、コストを削減することができる。また、従来のコンバータは、配線抵抗や半導体素子のオン抵抗や順方向電圧降下による損失とは無関係に第１のコンバータと第２のコンバータの入力電流や出力電流を検出し、それが等しくなる様にパルス幅変調を制御していたため、素子ばらつきにより損失の大きいコンバータの温度の上昇が大きくなってしまっていた。ばらつきの最悪条件で温度成立すべく許容損失に余裕を持たせる必要があったが、一方、本例の場合には、構造的に出力がバランスして安定化するため、かかる制御をする必要がないという利点がある。
【０１５６】
図８は、第４実施形態に係るスイッチング電源１００の回路図である。本実施形態では、図７に示したスイッチング電源の２次側コイル１０Ｂと２０Ｂの配列を入れ替えてある。
【０１５７】
２次側コイル１０Ａと１０Ｂは、接続点Ｘを介して接続されており、接続点ＸはチョークコイルＣを介してキャパシタＣ１の一端Ｐに接続されている。
【０１５８】
２次側コイル２０Ａと２０Ｂは、接続点Ｙを介して接続されており、接続点ＹはチョークコイルＡを介してキャパシタＣ１の一端Ｐに接続されている。
【０１５９】
本例では、２次側コイル１０Ａと１０Ｂが、互いに別のトランスの磁芯１Ｃ，２Ｃを介して１次側コイル１Ａ，１Ｂに磁気的に結合している。また、２次側コイル２０Ａと２０Ｂが、互いに別のトランスの磁芯２Ｃ，１Ｃを介して１次側コイル２Ｂ，２Ａに磁気的に結合している。
【０１６０】
本実施形態では、複数の前記整流回路ＲＣは、第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有しているが、この第１整流回路は、磁芯１Ｃを含む第１トランスの一方の２次側コイル１０Ａと、磁芯２Ｃを含む第２トランスの他方の２次側コイル１０Ｂとに接続されたセンタータップ型全波整流回路であり、この第２整流回路は、磁芯１Ｃを含む第１トランスの他方の２次側コイル２０Ｂと、磁芯２Ｃを含む第２トランスの一方の２次側コイル２０Ａとに接続されたセンタータップ型全波整流回路である。第１チョークコイルＡは、この第２整流回路の電流流出側の接続点Ｙに接続されており、第３チョークコイルＤは、この第１整流回路の電流流入側のダイオードＤ１のアノードに接続されており、第２チョークコイルＣは、第１整流回路の電流流出側の接続点Ｘに接続され、第４チョークコイルＢは、第２整流回路の電流流入側のダイオードＤ１１のアノードに接続されている。
【０１６１】
このような構造であっても、図７に示したスイッチング電源と同様に機能する。また、センタータップ接続された２次側コイル対が、別々のトランスに接続されているので、トランスの特性差を補償し、安定した出力を得ることができる。
【０１６２】
図９は、第５実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図であり、図１０は図９に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【０１６３】
本実施形態のスイッチング電源１００は、第１実施形態のスイッチング電源において、単一のインバータ回路ＩＮＶ１によって駆動される単一の１次側コイル１を、単一の磁芯１Ｃを介して、複数の２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂに磁気的に結合させたものであり、その他の構成は第１実施形態のものと同一である。このスイッチング電源は、単数のトランスを備え、トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、トランスの２次側コイルは、複数の整流回路に接続されている。
【０１６４】
この構成の場合も、第１実施形態と同様に、平滑時には、トランスの２次側コイルから出力された電流が、別々の磁芯に対応する複数のチョークコイルＡ〜Ｄを同時期に介してキャパシタＣ１に同時に流れ、第１及び第３チョークコイル対Ａ，Ｄと、第２及び第４チョークコイル対Ｃ，Ｂが、互いに影響を与えることなく、互いの損失に反比例するように、均衡状態を保持するため、出力が安定化すると共に、低コスト化が可能である。その他の作用は、第１実施形態と同様であり、コイルの接続関係は、第２〜第４実施形態のスイッチング電源の構成に準じて変更することができる。
【０１６５】
なお、上述のスイッチング電源は、ＤＣ−ＤＣコンバータであるが、入力信号が例えば、５０Ｈｚ程度の低周波を全波整流して入力してもよく、またスイッチングパルス信号のデューティ比を適当に調整することにより、ＡＣ成分を出力することも可能である。
【０１６６】
なお、各実施形態において、平滑回路のキャパシタＣ１の数は全体で１つとしてあるが、各チョークコイル毎に対応づけてそれぞれキャパシタを設けてもよい。
【０１６７】
なお、上述の回路においては、直流電源Ｖ側からインバータ回路を介して、負荷Ｚに電力電送を行ったが、これは逆に負荷Ｚを第２の電源に置換し、この第２の電源Ｚから直流電源Ｖ側へ電力伝送を行うことも可能である。すなわち、上述のスイッチング電源は、双方向の電力伝送を行うことが可能である。このような双方向の電力伝送技術は、ハイブリッド自動車や電気自動車における要素技術として有用である。
【０１６８】
特に、双方向の電力伝送を行うことが可能なスイッチング電源は、２系統の二次電池を備えた電子機器において、一方の系統の二次電池において、充電の必要性が生じた場合に、他方の系統の二次電池から電力を供給する電力制御などに適用することが可能である。
【０１６９】
図１１は、Ｚを第２の電源とした場合における逆方向電力伝送を説明するためのスイッチング電源の回路図である。
【０１７０】
このスイッチング電源では、図５において示した整流回路ＲＣのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２を、それぞれトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２で置換してある。なお、ここでは、Ｚを負荷とした場合における、直流電源Ｖから負荷Ｚへの電力伝送を順方向電力伝送とし、負荷Ｚを第２の電源に置換した場合における、第２の電源Ｚから直流電源Ｖへの電力伝送を逆方向電力伝送というものとする。順方向電力伝送では、キャパシタＣ２からキャパシタＣ１へ電力が伝送され、逆方向電力伝送では、キャパシタＣ１からキャパシタＣ２へ電力が伝送される。
【０１７１】
トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）からなるが、これらは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）から構成することもできる。
【０１７２】
順方向電力伝送の場合、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２を通常のＦＥＴから構成する場合には、これらがダイオードと等価な機能を奏するように、図５に示したダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２に順方向電流が流れる期間のみ、それぞれのトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２のゲート電圧を閾値以上に増加させればよい。或いは、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２を通常のＦＥＴから構成する場合において、導電型の異なるソース領域と半導体基板からなるＰＮ接合を、ダイオードＤ１、Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２と等価な機能を奏するものとして利用することもできる。なお、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２をＩＧＢＴから構成する場合には、それぞれのバイポーラトランジスタのエミッタにアノードが、コレクタにカソードとなるように並列接続されたダイオードを利用して、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２のそれぞれに対して並列接続されたダイオードを、図５に示したダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２として機能させることができる。
【０１７３】
順方向電力伝送におけるその他の作用は、上述の実施形態のものと同一である。
【０１７４】
一方、逆方向電力伝送の場合には、トランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２をスイッチング素子として機能させる。電力伝送に関しては、１次側コイルと２次側コイルの機能が入れ替わり、整流回路とスイッチング回路の機能が入れ替わることになる。端子Ｑから端子Ｐに電流が流れる場合、この電流はチョークコイルＡ，Ｃに一旦蓄積された後、コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂに流入する。コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂから出力された電流は、チョークコイルＤ，Ｃに一旦蓄積された後、端子Ｑへと帰還する。
【０１７５】
トランジスタＱｓ１及びコイル１０Ａを電流Ｓ１’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル１Ａ，１Ｂに電流Ｐ１’が流れ、続いて、トランジスタＱｓ２及びコイル１０Ｂを電流Ｓ２’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル１Ａ，１Ｂに電流Ｐ２’が流れる。なお、電流Ｐ１’と電流Ｐ２’の向きは逆である。
【０１７６】
同様に、トランジスタＱｓ１１及びコイル２０Ａを電流Ｓ１１’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル２Ａ，２Ｂに電流Ｐ１１’が流れ、続いて、トランジスタＱｓ１２及びコイル２０Ｂを電流Ｓ１２’が流れる場合、これに磁気的に結合したコイル２Ａ，２Ｂに電流Ｐ１２’が流れる。なお、電流Ｐ１１’と電流Ｐ１２’の向きは逆である。
【０１７７】
なお、電流Ｓ１’と電流Ｓ１１’は同相で同期しており、電流Ｓ２’と電流Ｓ１２’も同相で同期している。逆方向電力伝送に関して、図３に示したスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、整流ダイオードとして機能させる。すなわち、スイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は通常のＥＦＴ又はＩＧＢＴとそれに並列接続されたダイオードからなるが、これらはダイオードとして機能させる。
【０１７８】
図１１の右側のコイル１０Ａ，２０Ａにおいて電流Ｓ１’と電流Ｓ１１’が流れ、左側のコイル１，２に電流Ｐ１’，Ｐ１１’が流れた場合、図３（ａ）、図３（ｂ）における端子Ｘ２（Ｙ２）の電位は端子Ｘ１（Ｙ１）の電位より高くなる。このため電流は、端子Ｘ２（Ｙ２）からダイオードＤＡを経てキャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖへ、更にスイッチＱ２を介して端子Ｘ１（Ｙ１）に流れる。
【０１７９】
一方、図１１の右側のコイル１０Ｂ，２０Ｂにおいて電流Ｓ２’と電流Ｓ１２’が流れ、左側のコイル１，２に電流Ｐ２’，Ｐ１２’が流れた場合、図３（ａ）、図３（ｂ）における端子Ｘ１（Ｙ１）の電位は端子Ｘ２（Ｙ２）の電位より高くなる。このため電流は、端子Ｘ１（Ｙ１）からスイッチＱ１を経てキャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖへ、更にダイオードＤＢを介して端子Ｘ１（Ｙ１）に流れる。
【０１８０】
なお、逆方向電力伝送の場合においても、トランジスタＱｓ１、Ｑｓ２，Ｑ１１，Ｑｓ１２からなるインバータ回路においては、原則的には、期間Ｔ１において、トランジスタＱｓ１とＱｓ１１とは同相でＯＮとし、トランジスタＱｓ２とＱｓ１２とは同相でＯＦＦとし、期間Ｔ１後の期間Ｔ２においては、トランジスタＱｓ１とＱｓ１１とは同相でＯＦＦとし、トランジスタＱｓ２とＱ１２とは同相でＯＮとする。但し、これらのＯＮ／ＯＦＦの期間Ｔ１，Ｔ２を一部分重複させたり、完全に分離させるなどの変形を行うことは可能である。
【０１８１】
また、インバータ回路を構成していたスイッチＱ１〜Ｑ４を整流回路として機能させる場合、それぞれを構成するトランジスタの寄生ダイオード（ボディダイオード）を、整流素子として用いることもできる。すなわち、逆方向電力伝送の場合、スイッチＱ1〜Ｑ４を通常のＦＥＴから構成する場合には、これらが整流用のダイオードと等価な機能を奏するように、スイッチングする、或いは、スイッチＱ１〜Ｑ４のＦＥＴに付属の寄生ダイオード（ボディダイオード）を整流ダイオードとして機能させる。
【０１８２】
ダイオードＤＡ及びＤＢが存在しない場合、もちろん、存在してもよいが、この場合において、逆方向電力伝送の場合にスイッチＱ２，Ｑ３に整流作用を奏させる場合、端子Ｘ２から共振用インダクタＬＲに向けて流れた電流は、スイッチＱ３を介してキャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖに至り、続いて、スイッチＱ２を通って端子Ｘ１に帰還する。この端子Ｘ2から電流が流出する期間のみ、スイッチＱ３とＱ２のゲート電圧を閾値以上として、これらをＯＮさせるか、これらの寄生ダイオード内を順方向に電流が流れるようにする。この期間、スイッチＱ１とＱ４はＯＦＦである。なお、ダイオードＤＡが存在している場合には、これに端子Ｘ２から順方向電流が流れるので、スイッチＱ３はＯＦＦした状態でも構わない。
【０１８３】
また、これとは逆に、逆方向電力伝送の場合にスイッチＱ１，Ｑ４に整流作用を奏させる場合、端子Ｘ１からスイッチＱ１に向けて流れ出した電流は、キャパシタＣ２若しくは直流電源Ｖに至り、続いて、スイッチＱ４を通って端子Ｘ２に帰還する。この端子Ｘ１から電流が流出する期間のみ、スイッチＱ１とＱ４のゲート電圧を閾値以上として、これらをＯＮさせるか、これらの寄生ダイオード内を順方向に電流が流れるようにする。また、この期間、スイッチＱ２とＱ３はＯＦＦである。なお、ダイオードＤＢが存在している場合には、これに順方向電流が流れて端子Ｘ２に至るので、スイッチＱ４はＯＦＦした状態でも構わない。
【０１８４】
また、逆方向電力伝送の場合の整流作用時において、トランジスタＱ１〜Ｑ４をＩＧＢＴから構成する場合には、それぞれのバイポーラトランジスタのエミッタにアノードが、コレクタにカソードとなるように並列接続されたダイオードを利用して、トランジスタＱ１〜Ｑ４のそれぞれに対して並列接続されたダイオードを、上記と同様に電流が整流されて流れるように機能させることもできる。
【０１８５】
以上のように、逆方向電力伝送においては、インバータ回路ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を整流回路として機能させ、その出力電流をキャパシタＣ２に転送し、直流電源Ｖを充電することが可能となる。
【０１８６】
以上のように、図１１に示した例では、整流回路ＲＣを構成する整流素子（ダイオード）はトランジスタＱｓ１，Ｑｓ２，Ｑｓ１１，Ｑｓ１２からなり、トランジスタをスイッチング駆動することで整流回路ＲＣを、同期整流動作を行わせるインバータ回路として機能させ、整流回路ＲＣの後段に設けられる電源Ｚから整流回路ＲＣを介して逆方向に電力伝送を行うこともできる。これにより、双方向電力伝送が可能となる。また、逆方向電力伝送の場合において、直流電源Ｖを負荷に置換することもできる。また、双方向電力伝送の構成は他の実施形態のスイッチング電源にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８７】
【図１】第１実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図である。
【図２】チョークコイルのコア材Ｕの断面構成を示す図である。
【図３】インバータ回路ＩＮＶ１の回路図（ａ）、インバータ回路ＩＮＶ２の回路図（ｂ）、スイッチＱＸの回路図（ｃ）である。
【図４】図１に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【図５】１次側のコイル１，２を明確に２つのコイル１Ａ，１Ｂ及び２Ａ，２Ｂによって構成した場合のスイッチング電源１００の回路図である。
【図６】１次側のコイル１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂの２次側コイルとの関係を入れ替えた場合のスイッチング電源１００の回路図である。
【図７】図６に示した２次側コイル１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂの接続点Ｘ，Ｙに接続されるチョークコイルＡ，Ｃを入れ替えた場合のスイッチング電源１００の回路図である。
【図８】２次側コイル１０Ｂと２０Ｂの配列を入れ替えた場合のスイッチング電源の回路図である。
【図９】第５実施形態に係るスイッチング電源１００の斜視図である。
【図１０】図９に示したスイッチング電源１００の回路図である。
【図１１】スイッチング電源１００の回路図である。
【符号の説明】
【０１８８】
１，２・・・コイル、１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂ・・・１次側コイル、１０Ａ，１０Ｂ，２０Ａ，２０Ｂ・・・２次側コイル、１００・・・コンバータ、Ａ、Ｂ，Ｃ，Ｄ・・・チョークコイル、Ｂ１，Ｂ２・・・環状磁路、Ｃ１・・・キャパシタ、Ｃ２・・・キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２・・・ダイオード、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２・・・インバータ回路、ＬＲ・・・共振用インダクタ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチ、Ｘ，Ｙ・・・接続点、Ｚ・・・負荷。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の整流回路の後段に接続された平滑回路を備えたスイッチング電源において、
前記平滑回路は、
キャパシタの一端にそれぞれの一端が接続された第１及び第２チョークコイルと、
前記キャパシタの他端にそれぞれの一端が接続された第３及び第４チョークコイルと、
前記第１及び第３チョークコイルが周囲に配置された第１磁芯と、
前記第２及び第４コイルチョークが周囲に配置された第２磁芯と、
共通磁芯と、
を備え、
前記第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流によって第１磁芯及び前記共通磁芯内を通る一の環状磁路が形成され、前記第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流にそれぞれ同期して、前記第２及び第４チョークコイルを同時に流れる電流によって前記第２磁芯及び前記共通磁芯内を通る他の環状磁路が形成される、ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
第１及び第２トランスを有する複数のトランスを備え、
複数の前記トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、
複数の前記トランスの２次側コイルは、複数の前記整流回路に接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
単数のトランスを備え、
前記トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、
前記トランスの２次側コイルは、複数の前記整流回路に接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
複数の前記整流回路は、
前記第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、
前記第１整流回路は、前記第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、
前記第２整流回路は、前記第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、
前記第１チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流出側に接続され、
前記第３チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流入側に接続され、
前記第２チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流出側に接続され、
前記第４チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流入側に接続され、
ていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
複数の前記整流回路は、
前記第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、
前記第１整流回路は、前記第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、
前記第２整流回路は、前記第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、
前記第１チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流出側に接続され、
前記第３チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流入側に接続され、
前記第２チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流出側に接続され、
前記第４チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流入側に接続され、
ていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
複数の前記整流回路は、
前記第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、
前記第１整流回路は、前記第１トランスの一方の２次側コイルと、前記第２トランスの他方の２次側コイルとに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、
前記第２整流回路は、前記第１トランスの他方の２次側コイルと、前記第２トランスの一方の２次側コイルとに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、
前記第１チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流出側に接続され、
前記第３チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流入側に接続され、
前記第２チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流出側に接続され、
前記第４チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流入側に接続され、
ていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項７】
それぞれの前記第１及び第２トランスの１次側コイルは、前記インバータ回路駆動時の交流抵抗が交互に高くなるものを直列に接続してなる、ことを特徴とする請求項２、４、５及び６のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記整流回路を構成する整流素子はトランジスタからなり、前記トランジスタをスイッチング駆動することで前記整流回路をインバータ回路として機能させ、前記整流回路の後段に設けられる電源から前記整流回路を介して逆方向に電力伝送を行うことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項１】
複数の整流回路の後段に接続された平滑回路を備えたスイッチング電源において、
前記平滑回路は、
キャパシタの一端にそれぞれの一端が接続された第１及び第２チョークコイルと、
前記キャパシタの他端にそれぞれの一端が接続された第３及び第４チョークコイルと、
前記第１及び第３チョークコイルが周囲に配置された第１磁芯と、
前記第２及び第４コイルチョークが周囲に配置された第２磁芯と、
共通磁芯と、
を備え、
前記第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流によって第１磁芯及び前記共通磁芯内を通る一の環状磁路が形成され、前記第１及び第３チョークコイルを同時に流れる電流にそれぞれ同期して、前記第２及び第４チョークコイルを同時に流れる電流によって前記第２磁芯及び前記共通磁芯内を通る他の環状磁路が形成される、ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
第１及び第２トランスを有する複数のトランスを備え、
複数の前記トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、
複数の前記トランスの２次側コイルは、複数の前記整流回路に接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
単数のトランスを備え、
前記トランスの１次側コイルは、単数又は複数のインバータ回路により駆動され、
前記トランスの２次側コイルは、複数の前記整流回路に接続されている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
複数の前記整流回路は、
前記第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、
前記第１整流回路は、前記第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、
前記第２整流回路は、前記第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、
前記第１チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流出側に接続され、
前記第３チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流入側に接続され、
前記第２チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流出側に接続され、
前記第４チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流入側に接続され、
ていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
複数の前記整流回路は、
前記第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、
前記第１整流回路は、前記第１トランスの２次側コイルに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、
前記第２整流回路は、前記第２トランスの２次側コイルに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、
前記第１チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流出側に接続され、
前記第３チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流入側に接続され、
前記第２チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流出側に接続され、
前記第４チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流入側に接続され、
ていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
複数の前記整流回路は、
前記第１及び第２トランスの２次側コイルに接続された第１及び第２整流回路を有し、
前記第１整流回路は、前記第１トランスの一方の２次側コイルと、前記第２トランスの他方の２次側コイルとに接続された第１センタータップ型全波整流回路であり、
前記第２整流回路は、前記第１トランスの他方の２次側コイルと、前記第２トランスの一方の２次側コイルとに接続された第２センタータップ型全波整流回路であり、
前記第１チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流出側に接続され、
前記第３チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流入側に接続され、
前記第２チョークコイルは、前記第１整流回路の電流流出側に接続され、
前記第４チョークコイルは、前記第２整流回路の電流流入側に接続され、
ていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項７】
それぞれの前記第１及び第２トランスの１次側コイルは、前記インバータ回路駆動時の交流抵抗が交互に高くなるものを直列に接続してなる、ことを特徴とする請求項２、４、５及び６のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記整流回路を構成する整流素子はトランジスタからなり、前記トランジスタをスイッチング駆動することで前記整流回路をインバータ回路として機能させ、前記整流回路の後段に設けられる電源から前記整流回路を介して逆方向に電力伝送を行うことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２００９−１７８０１８（Ｐ２００９−１７８０１８Ａ）
【公開日】平成２１年８月６日（２００９．８．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２０２２６３（Ｐ２００８−２０２２６３）
【出願日】平成２０年８月５日（２００８．８．５）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年８月６日（２００９．８．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年８月５日（２００８．８．５）
【出願人】（０００００３０６７）ＴＤＫ株式会社 (7,238)
【Ｆターム（参考）】
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