ダンピング補正回路及びこれを備えたディジタルアンプ
【課題】負荷抵抗の変化による２次フィルタの周波数特性の変化を抑制する。
【解決手段】本願発明のダンピング補正回路は、オーディオ信号ｅSを変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅部２と、低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１信号伝達部Ｈ1とを備えるディジタルアンプに適用され、低周波帯域では所定の利得を有しかつ高周波帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２信号伝達部Ｈ2と、低周波帯域では上記利得を有しかつ高周波帯域では当該利得が第２信号伝達部Ｈ2とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第３信号伝達部Ｈ3と、第２信号伝達部Ｈ2の出力と第３信号伝達部Ｈ3の出力との差分を算出する差分算出部３と、低周波帯域では上記利得とは異なる利得を有しかつ高周波帯域では当該利得が所定の割合で増加する伝達特性を有する第４信号伝達部Ｈ4と、オーディオ信号ｅSと第４信号伝達部Ｈ4の出力とを加算して変調増幅部２の入力に帰還させる加算部１とを備える。
【解決手段】本願発明のダンピング補正回路は、オーディオ信号ｅSを変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅部２と、低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１信号伝達部Ｈ1とを備えるディジタルアンプに適用され、低周波帯域では所定の利得を有しかつ高周波帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２信号伝達部Ｈ2と、低周波帯域では上記利得を有しかつ高周波帯域では当該利得が第２信号伝達部Ｈ2とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第３信号伝達部Ｈ3と、第２信号伝達部Ｈ2の出力と第３信号伝達部Ｈ3の出力との差分を算出する差分算出部３と、低周波帯域では上記利得とは異なる利得を有しかつ高周波帯域では当該利得が所定の割合で増加する伝達特性を有する第４信号伝達部Ｈ4と、オーディオ信号ｅSと第４信号伝達部Ｈ4の出力とを加算して変調増幅部２の入力に帰還させる加算部１とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、例えばオーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）するパルス幅変調回路の出力におけるダンピングの変動を抑制するためのダンピング補正回路、及びこのダンピング補正回路を備えたディジタルアンプに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ディジタルアンプでは、例えば入力信号としてのオーディオ信号をその振幅に応じてパルス幅変調し、その変調信号を出力するパルス幅変調回路（例えば特許文献１参照）が用いられているものが提案されている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−３２００９７号公報
【０００４】
このディジタルアンプにおいては、上記パルス幅変調回路から出力される変調信号に基づいて所定の電源電圧をスイッチングするスイッチング回路が備えられ、スイッチング回路の出力段にパルス幅変調された電圧信号を元のアナログのオーディオ信号に復元させるための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）が備えられている。そして、復元されたオーディオ信号が負荷（例えばスピーカ）に出力される。
【０００５】
図８は、上記ディジタルアンプの一例を示すブロック構成図である。このディジタルアンプは、オーディオ信号ｅSが入力されるパルス幅変調増幅回路５１（以下、単に「変調増幅回路５１」という。）と、ＬＰＦ５２とを備えている。このディジタルアンプによれば、オーディオ信号ｅSは、変調増幅回路５１においてその振幅がパルス幅変調され、図示しないスイッチング素子によって所定の利得Ａｖで増幅されるとともに、正負の電源電圧が交互にスイッチングされる。スイッチングされた増幅信号は、ＬＰＦ５２によって高周波成分が除去されて出力信号Ｖ0として負荷（図８に示すＲに相当）に供給される。
【０００６】
上記ＬＰＦ５２は、一般に、音声帯域での損失を最小化するために、図８に示すように、コイル（例えばインダクタＬ）、コンデンサ（例えばキャパシタＣ）及び負荷（例えばスピーカの抵抗Ｒ）を含む、減衰特性が−約１２ｄＢ／ｏｃｔの２次フィルタで構成されている。以下、ＬＰＦ５２のことを２次フィルタ５２という。
【０００７】
ところで、ディジタルアンプに接続されるスピーカのインピーダンスは、例えば４Ω、６Ω又は８Ω等と多種多様である。一方、２次フィルタ５２では、スピーカのインピーダンス（負荷抵抗）の変化によってフィルタの肩特性、いわゆるダンピングファクタ（制動係数）が大きく変化することが知られている。
【０００８】
ここで、図８に示す２次フィルタ５２の伝達関数Ｆ(s)は、下記に示す式１によって表すことができる。
【０００９】
【数１】
【００１０】
上式において、ω0は共振角周波数、Ｄは２次フィルタ５２のダンピングファクタであり、上記のようにダンピングファクタは、インダクタＬ、キャパシタＣ及び負荷抵抗Ｒで表すことができる。
【００１１】
図９は、負荷抵抗が変化した場合おける２次フィルタ５２の周波数特性を示す図である。同図では、２次フィルタ５２が最も平坦な特性となる最適な基準抵抗をＲ0とし、この基準抵抗Ｒ0に対しスピーカの負荷抵抗Ｒが増減された場合の２次フィルタ５２の周波数特性の変化を表している。図９では、平坦特性のレベルが約３０ｄＢになっており、以下、このレベルを「基準レベル」という。
【００１２】
同図によると、負荷抵抗Ｒが基準抵抗Ｒ0の約５倍になると、カットオフ周波数（約６０ｋＨｚ）付近において基準レベルに対し約１１ｄＢのピークが見られる。また、負荷抵抗Ｒが基準抵抗Ｒ0の約２５倍では基準レベルに対し約２３ｄＢのピーク、同じく約１２５倍では基準レベルに対し約３６ｄＢのピークが見られる。さらに、図示していないが、２次フィルタ５２では、無負荷（Ｒ0＝∞）の場合は、カットオフ周波数においてＬＣの直列共振となり、上記したダンピングファクタはきわめて小さくなる。
【００１３】
したがって、ダンピングファクタが不足している状態（アンダーダンピング）で、何らかの原因でピークを与える周波数成分（例えばカットオフ周波数近傍の周波数成分）を有する信号が入力されると、変調増幅回路５１や２次フィルタ５２に過大な電流が流れることになる。そのため、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子が破損したり、２次フィルタ５２を構成するコンデンサＣが破損したり、インダクタＬとしてのコイルが過熱したりするといった問題点が生じる。通常のアナログアンプでは、無負荷状態はアンプにとって最も低損失であり最も安全な状態であるが、ディジタルアンプでは、無負荷状態はアンプにとって不都合な状態である。
【００１４】
そこで、ダンピングファクタが不足している状態を改善する方法として、例えば図１０に示すように、抵抗Ｒ’とコンデンサＣ’とを直列接続したスナバー回路５３を負荷Ｒに並列に挿入する方法が考えられる。
【００１５】
しかしながら、この方法において、ダンピングファクタを増加させるようにするためには、スナバー回路５３の時定数がある程度大きく、かつ抵抗値も比較的小さいものが必要となるが、そのようにすると、スナバー回路５３の損失が増加し、大電力用のスナバー回路５３が必要となるといった弊害が生じる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、負荷抵抗の変化による２次フィルタの周波数特性の変化を抑制することのできるダンピング補正回路及びそれを適用したディジタルアンプを提供することを、その課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１８】
本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路は、入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力端に接続され、所定の低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１のフィルタ手段とを備えるディジタルアンプに適用されるダンピング補正回路であって、前記変調増幅手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さい所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第１の周波数特性補正手段と、前記第２のフィルタ手段の出力と前記第１の周波数特性補正手段の出力との差分を算出する差分算出手段と、前記差分算出手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第２の周波数特性補正手段と、前記オーディオ信号と前記第２の周波数特性補正手段の出力とを加算又は減算して前記変調増幅手段の入力に帰還させる帰還手段と、を備えることを特徴としている（請求項１）。
【００１９】
第１のフィルタ手段が、上述した従来のディジタルアンプのようにコイルＬとコンデンサＣのＬ型回路で構成され、負荷抵抗（例えばスピーカ）がＬ型回路のコンデンサＣに並列に接続される構成の場合、ディジタルアンプの伝達関数に含まれるダンピングファクタＤは、上述したようにＤ＝（１／２Ｒ）√（Ｌ／Ｃ）となる。
【００２０】
本願発明によれば、第１のフィルタ手段に加えて、第２のフィルタ手段、第１の周波数特性補正手段、差分算出手段、第２の周波数特性補正手段及び帰還手段で構成されるダンピング補正回路を備え、差分算出手段で第１のフィルタ手段及び第１の周波数特性補正手段を通過した信号と第２のフィルタ信号を通過した信号との差分の信号を生成し、その差分信号を第２の周波数特性補正手段を通過させた後にオーディオ信号に加算もしくは減算して変調増幅手段に入力させるようにしている。そのため、ダンピング補正回路を含むディジタルアンプ全体の伝達関数のダンピングファクタＤｘを、ダンピング補正回路を含まないディジタルアンプ全体の伝達関数のダンピングファクタＤよりも小さくすることができる。
【００２１】
より具体的には、変調増幅手段の利得をＡｖ、第２のフィルタ手段と第１の周波数特性補正手段の利得をβ１（＜１）、第２の周波数特性補正手段の利得をβ２（β１＜β２＜１）とすると、ダンピングファクタＤｘは、後に詳述するように、Ｄｘ＝（１−Ａｖ・β１・β２）Ｄ＋Ａｖ・β１・β２で表すことができる。したがって、（１−Ａｖ・β１・β２）が１よりも小さい適当な値になるように、Ａｖ、β１及びβ２を選択すれば、抵抗負荷Ｒが変化することに起因するダンピングファクタＤｘの変化量をダンピングファクタＤよりも小さくすることができる。
【００２２】
そのため、負荷抵抗の変化による第１のフィルタ手段（２次フィルタ）の周波数特性の変化を少なくすることができる。したがって、無負荷時あるいは極めて軽負荷時に何らかの原因によって２次フィルタのカットオフ周波数付近の信号が入力された場合にも過電流が流れることがなく、例えば変調増幅手段に組み込まれるスイッチング素子の破損、２次フィルタを構成するコンデンサの破損、並びにコイルの過熱等を抑制することができる。
【００２３】
本願発明のダンピング補正回路において、前記第１のフィルタ手段は、インダクタ、キャパシタ及び抵抗素子を含む２次のローパスフィルタで構成されており、前記第２のフィルタ手段は、前記インダクタ及びキャパシタによる共振周波数と略等しい周波数をカットオフ周波数とする１次のローパスフィルタで構成されており、前記第１の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有し、前記第２の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有するとよい（請求項２）。
【００２４】
本願発明のダンピング補正回路において、前記第２の周波数特性補正手段は、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性に代えて、１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得でフラットな伝達特性を有するとよい（請求項３）。
【００２５】
本願発明のダンピング補正回路において、前記変調増幅手段、前記第２のフィルタ手段及び前記差分算出手段で構成される第１の信号経路、並びに前記変調増幅手段、前記第１のフィルタ手段、前記第１の周波数特性補正手段及び前記差分算出手段前記で構成される第２の信号経路の各ループ利得は、オーディオ信号帯域においてそれぞれ等しく、かつ１以下であるとよい（請求項４）。
【００２６】
本願発明の第２の側面によって提供されるディジタルアンプは、入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力のうち所定周波数の帯域を通過させる２次フィルタを構成する第１のフィルタ手段と、本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路とを備えたことを特徴としている（請求項５）。
【００２７】
この構成によれば、このディジタルアンプは、本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路を備えているので、第１の側面によって提供されるダンピング補正回路と同様の作用効果を奏する。
【００２８】
本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【００３０】
図１は、本願発明に係るダンピング補正回路が適用されるディジタルアンプのブロック構成図である。図２は、図１に示すディジタルアンプの詳細回路図である。
【００３１】
図１によると、このディジタルアンプは、図略のオーディオ信号発生源に接続された加算部１と、パルス幅変調（ＰＷＭ）増幅部２（以下、「変調増幅部２」という。）と、第１ないし第４信号伝達部Ｈ1，Ｈ2，Ｈ3，Ｈ4と、差分算出部３とによって大略構成されている。なお、本願発明の係るダンピング補正回路は、変調増幅部２及び第１信号伝達部Ｈ1を除く、加算部１と、第２ないし第４信号伝達部Ｈ2〜Ｈ4と、差分算出部３とによって構成される。また、図２では、負荷抵抗（例えばスピーカ）として抵抗Ｒが第１信号伝達部Ｈ1の構成要素として記載されている。
【００３２】
このディジタルアンプによれば、オーディオ信号発生源（図略）から出力されたオーディオ信号ｅSは、変調増幅部２においてその振幅がパルス幅変調されるとともに、所定の利得Ａｖで増幅される。変調増幅部２によって増幅された変調信号は、主として第１信号伝達部Ｈ1によって高周波成分が除去されて出力信号Ｖ0として負荷（例えばスピーカ）に供給される。
【００３３】
本実施形態のダンピング補正回路は、変調増幅部２の出力が第１ないし第４信号伝達部Ｈ1〜Ｈ4等を介して変調増幅部２の前段に加算される帰還回路を構成している。この帰還回路としてのダンピング補正回路は、負荷抵抗Ｒの変化によるダンピングファクタの変動範囲を抑制するために、すなわち第１信号伝達部Ｈ1における周波数特性の変化を抑制するために設けられたものである。以下、詳述する。
【００３４】
加算部１は、入力信号としてのオーディオ信号ｅsと第４信号伝達部Ｈ4の出力（Ｖ4参照）とを加算するためのものである。より詳細には、加算部１は、図２に示すように、オーディオ信号ｅsの振幅を制限する制限抵抗Ｒｓと接続点ａとによって構成される。加算部１の出力（Ｖ1参照）は、変調増幅部２に入力される。
【００３５】
変調増幅部２は、加算部１の出力Ｖ1であるオーディオ信号ｅsをＰＷＭ変調するとともに、所定の利得Ａｖで増幅するものである。変調増幅部２は、図２に示すように、パルス幅変調回路２１と、電力増幅用のスイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２を駆動するための駆動回路２２と、負帰還回路２３とを備えている。スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ２は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによって構成される。
【００３６】
変調増幅部２では、パルス幅変調回路２１によって変調された変調信号と、当該変調信号の逆位相の変調信号とに基づいて、駆動回路２２によってスイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２が交互にスイッチングされる。スイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２によってスイッチングされかつ増幅された、変調増幅部２の出力（Ｖ2参照）は、第１信号伝達部Ｈ1及び第２信号伝達部Ｈ2にそれぞれ入力される。
【００３７】
第１信号伝達部Ｈ1は、変調増幅部２の出力Ｖ2の高調波成分の通過を阻止するものであり、図２に示すように、コイルとしてのインダクタＬ、コンデンサとしてのキャパシタＣ及び負荷（スピーカ）としての抵抗Ｒを含む２次フィルタ（ＬＰＦ）によって構成されている。
【００３８】
第１信号伝達部Ｈ1の２次フィルタは、図３に示すように、インダクタＬとキャパシタＣとの共振周波数であるカットオフ角周波数ω0を有するとともに、減衰特性が−１２ｄＢ／ｏｃｔの特性を有する。第１信号伝達部Ｈ1の伝達関数Ｈ1(s)は、式２で表すことができる。なお、図３では、ダンピングファクタＤを変化させた場合の特性の変化傾向を示すために、２次フィルタについては３本の特性を描いている。
【００３９】
【数２】
【００４０】
ここで、ω0はカットオフ角周波数、Ｄはこのフィルタのダンピングファクタ（制動係数）をそれぞれ示す。図３に示すように、ダンピングファクタＤが小さくなると、２次フィルタの肩特性が山状になり、逆に、ダンピングファクタＤが大きくなると、２次フィルタの肩特性がなだらかになる。
【００４１】
第２信号伝達部Ｈ2は、変調増幅部２の出力Ｖ2の高調波成分の通過を阻止するものであり、図２に示すように、複数の抵抗Ｒａ，Ｒｃ，Ｒｅ，キャパシタＣｐを含む１次ローパスフィルタ（ＬＰＦ）によって構成されている。なお、抵抗Ｒｅは、抵抗Ｒｂ（後述）と抵抗Ｒｃの差の抵抗値を有する。
【００４２】
第２信号伝達部Ｈ2は、図３に示すように、低域（例えばカットオフ角周波数ω0以下の周波数帯域）における利得がほぼβ1（β1＜１）であって、第１信号伝達部Ｈ1とほぼ同じ周波数のカットオフ角周波数ω0を有するとともに、減衰特性が−６ｄＢ／ｏｃｔの特性を有する。第２信号伝達部Ｈ2の伝達関数Ｈ2(s)は、式３で表すことができる。
【００４３】
【数３】
【００４４】
ここで、β1は低域における利得を示す。
【００４５】
第３信号伝達部Ｈ3は、第１信号伝達部Ｈ1の出力の周波数特性を補正するものであり、抵抗Ｒａ及びキャパシタＣｏの並列回路とそれに直列に接続された抵抗Ｒｂを含む１次ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）によって構成されている。第３信号伝達部Ｈ3は、図３に示すように、低域（例えばカットオフ角周波数ω0以下の周波数帯域）における利得が第２信号伝達部Ｈ2と同じほぼβ1であって、低域側ターンオーバ角周波数ω0及び高域側ターンオーバ角周波数ωxをそれぞれ有する１次高域増強型階段特性を備えるものである。
【００４６】
すなわち、第３信号伝達部Ｈ3は、第１及び第２信号伝達部Ｈ1，Ｈ2とは異なり、６ｄＢ／ｏｃｔの利得上昇特性を有する。より詳細には、第３信号伝達部Ｈ3は、低域側ターンオーバ角周波数ω0付近で利得が６ｄＢ／ｏｃｔで上昇し、高域側ターンオーバ角周波数ωx付近で利得が１となる階段状の周波数特性を有する。
【００４７】
第３信号伝達部Ｈ3は、第１信号伝達部Ｈ1の出力の高周波成分を通過させることにより、上述した第２信号伝達部Ｈ2の出力との位相を照合させるためのものである。第３信号伝達部Ｈ3の伝達関数Ｈ3(s)は、式４で表すことができる。
【００４８】
【数４】
【００４９】
ここで、ωxは、高域側ターンオーバ角周波数ωxを示すが、この高域側ターンオーバ角周波数ωxは、低域側ターンオーバ角周波数ω0より充分大きいことが望ましい。第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の各出力は、差分算出部３に入力される。
【００５０】
差分算出部３は、第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の各出力の差分を演算により取得するものである。差分算出部３は、図２に示すように、複数の抵抗Ｒｂ−Ｒｃ，Ｒｃと比較回路３１とによって構成されている。比較回路３１の正極端子には第２信号伝達部Ｈ2の出力が入力され、負極端子には第３信号伝達部Ｈ3の出力が入力され、比較回路３１によって第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の各出力の差分が演算される。
【００５１】
なお、図２における符号３２で示す回路は、ハイインピーダンスを有するバッファである。差分算出部３の出力（Ｖ3参照）は、第４信号伝達部Ｈ4に入力される。
【００５２】
第４信号伝達部Ｈ4は、第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の差分出力の周波数特性を補正するものであり、抵抗Ｒｄ及びキャパシタＣｙの並列回路によって構成されている。第４信号伝達部Ｈ4は、図３に示すように、低域における利得がほぼβ2（β1＜β2＜１）であって、低域側ターンオーバ角周波数ω0及び高域側ターンオーバ角周波数ωyを有する１次高域増強型階段特性を備えるものである。
【００５３】
すなわち、第４信号伝達部Ｈ4は、第３信号伝達部Ｈ3と同様に、６ｄＢ／ｏｃｔの利得上昇特性を有する。より詳細には、第４信号伝達部Ｈ4は、低域側ターンオーバ角周波数ω0付近で６ｄＢ／ｏｃｔで上昇し、第３信号伝達部Ｈ3と異なり、高域側ターンオーバ角周波数ωy付近でフラットとなる階段状の周波数特性を有する。第４信号伝達部Ｈ4の伝達関数Ｈ4(s)は、式５で表すことができる。
【００５４】
【数５】
【００５５】
ここで、β2は低域における利得を示し、ωyは、高域側ターンオーバ角周波数を示すが、この高域側ターンオーバ角周波数ωyは、低域側ターンオーバ角周波数ω0より充分大きいことが望ましく、第３信号伝達部Ｈ3の高域側ターンオーバ角周波数ωxより大とされる。第４信号伝達部Ｈ4の出力（Ｖ4参照）は、加算器１に入力される。
【００５６】
加算器１は、上述したように、オーディオ信号ｅsと第４信号伝達部Ｈ4の出力（Ｖ4参照）とを加算するものである。
【００５７】
上記のように、本実施形態では、２次フィルタとしての第１信号伝達部Ｈ1の出力である周波数特性を１次のＨＰＦとしての第３信号伝達部Ｈ3で補正し、その第３信号伝達部Ｈ3の出力と、１次のＬＰＦとしての第２信号伝達部Ｈ2の出力との差分を取得し、すなわち第１信号伝達部Ｈ1の肩特性付近の誤差分を取得し、それを変調増幅部２の入力にフィードバックすることにより、負荷抵抗Ｒの変化による第１信号伝達部Ｈ1の周波数特性の変化を少なくするようにしている。
【００５８】
なお、図１に示すディジタルアンプの構成では、第２信号伝達部Ｈ2側の経路（図１のＬ１参照）が低域側ターンオーバ角周波数ω0以上で−６ｄＢ／ｏｃｔで減衰していくのに対し、第１信号伝達部Ｈ1→第３信号伝達部Ｈ3側の経路（図１のＬ２参照）は低域側ターンオーバ角周波数ω0から高域側ターンオーバ角周波数ωxの範囲では−６ｄＢ／ｏｃｔで減衰する。しかし、高域側ターンオーバ角周波数ωxを超える周波数では−１２ｄＢ／ｏｃｔで減衰するので、高域側ターンオーバ角周波数ωx以上の周波数で誤差が生じることになる。
【００５９】
この領域（高域側ターンオーバ角周波数ωx以上の周波数帯域）は、変調増幅部２のスイッチング周波数及びその高調波成分を多く含む帯域であり、スイッチングにともなうパルス成分が入力信号ｅsに加わり、このパルス成分がジッタ発生の原因となる。そこで、図２に点線で示すように、第２信号伝達部Ｈ2の抵抗Ｒｃに並列にコンデンサＣxを設け、上記した両経路Ｌ１，Ｌ２の上記帯域における特性を混合するようにして、ジッタ発生の原因となるパルス成分を除去するようにしてもよい。
【００６０】
次に、図１のブロック構成図において、出力電圧Ｖ0と入力電圧（オーディオ信号）ｅSとの関係を以下に示す。変調増幅部２の入力電圧Ｖ1は、入力電圧ｅSと第４信号伝達部Ｈ4の出力電圧Ｖ4との和であるので、式６が成立する。
【数６】
【００６１】
変調増幅部２の利得はＡｖであるので、変調増幅部２の出力電圧Ｖ2は、式７で表すことができる。
【数７】
【００６２】
第１信号伝達部Ｈ1の伝達関数をＨ1とすれば、出力電圧Ｖ0は式８で表すことができる。
【数８】
【００６３】
第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の伝達関数をそれぞれＨ2，Ｈ3とし、差分算出部３で第２信号伝達部Ｈ2が加算され、第３信号伝達部Ｈ3が減算されるので、第３信号伝達部Ｈ3の出力電圧Ｖ3は式９で表すことができる。
【数９】
【００６４】
式８を変形するとＶ2＝Ｖ0／Ｈ1であるので、これを式９に代入すると、式１０が成立する。
【数１０】
【００６５】
第４信号伝達部Ｈ4の伝達関数をＨ4とすれば、第４信号伝達部Ｈ4の出力電圧Ｖ4は、式１０を考慮して式１１で表すことができる。
【数１１】
【００６６】
式７及び式８より、変調増幅部２の入力電圧Ｖ1は、式１２で表すことができる。
【数１２】
【００６７】
さらに、式６及び式１１より、式１３が成立する。
【数１３】
【００６８】
式１３を整理すると、出力電圧Ｖ0と入力電圧ｅSとの関係は、式１４で表すことができる。
【数１４】
【００６９】
ここで、上記した第１ないし第４信号伝達部Ｈ1〜Ｈ4の伝達関数（式２〜式５参照）に基づいて、このディジタルアンプにおける総合伝達関数Ｈを算出すると、総合伝達関数Ｈ(s)は式１５で表すことができる。
【００７０】
【数１５】
【００７１】
式１５において、高域側ターンオーバ角周波数ωx≫低域側ターンオーバ角周波数ω0及び高域側ターンオーバ角周波数ωy≫低域側ターンオーバ角周波数ω0であり、ω0付近までの周波数特性に注目すると、上記総合伝達関数Ｈ(s)は次式で近似することができる。
【００７２】
【数１６】
【００７３】
なお、
【数１７】
である。
【００７４】
ここで、Ｄxは、本実施形態のディジタルアンプにおけるダンピングファクタである。また、式１７におけるＡｖ×β１×β２は、図１における変調増幅部２→第２信号伝達部Ｈ2→第４信号伝達部Ｈ4→変調増幅部２を介する経路Ｌ１の低域側ターンオーバ角周波数ω0以下の周波数に対するループ利得である。すなわち、式１７は、第１信号伝達部Ｈ1単体におけるダンピングファクタである「Ｄ」が、ループ利得によって「Ｄx」に変更されることを意味している。
【００７５】
図４は、ループ利得とダンピングファクタとの関係を示す図である。より詳細には、第１信号伝達部Ｈ1単体におけるダンピングファクタＤ（Ｄ＝０．００１〜２．０）をパラメータとして、本実施形態に係るダンピング補正回路のループ利得によってディジタルアンプとしてのダンピングファクタＤxがどのように変化するかを示した図である。
【００７６】
同図によれば、ループ利得の増加とともにダンピングファクタＤの変化範囲が大幅に抑制されており、ループ利得が「１」に近づくにつれてダンピングファクタＤxが「１」に収束していくのがわかる。また、元のダンピングファクタＤが小さいほど、本実施形態におけるダンピングの補正効果が大きくなっていくのがわかる。
【００７７】
図５は、本実施形態のダンピング補正回路を適用したときの負荷抵抗Ｒの変化に対する周波数特性を示す図であり、約０．１３程度の比較的小さいループ利得の場合の周波数特性を示している。
【００７８】
図９に示した、従来の２次ＬＰＦにおける負荷抵抗Ｒの変化に対する周波数特性と比較すると、負荷抵抗Ｒ＝５Ｒ0のとき従来ではカットオフ周波数（約６０ｋＨｚ）付近において基準レベル（約３０ｄＢ）に対して約１１ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約７ｄＢに改善されている。また、負荷抵抗Ｒ＝２５Ｒ0のとき従来では基準レベルに対して約２３ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約１２ｄＢに改善されている。さらに、負荷抵抗Ｒ＝１２５Ｒ0のとき従来では基準レベルに対して約３６ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約１３ｄＢに改善されている。
【００７９】
このように、本実施形態のダンピング補正回路を適用した場合、元のダンピングファクタが小さい（周波数特性のピークが大きい）ほど著しい改善効果が表れていることがわかる。
【００８０】
図６は、第１信号伝達部Ｈ1のインダクタＬとしてのコイルに流れる電流の周波数特性を示す図であり、本実施形態のダンピング補正回路を適用した場合と、図８に示した、従来の２次ＬＰＦの場合とを比較したものである。
【００８１】
同図では、同じ入力電圧であって負荷抵抗Ｒ＝１２５Ｒ0にしたときのコイル（インダクタＬ）に流れる電流の周波数特性を比較している。ダンピング補正回路が適用されていない従来の２次フィルタにおいては、カットオフ周波数ω0付近において直列共振の影響で非常に大きな電流がコイルに流れている。それに対し、本実施形態に係るダンピング補正回路を適用した場合は、わずかな電流増加に抑制されていることがわかる。
【００８２】
このように、本実施形態に係るディジタルアンプによれば、負荷抵抗Ｒの変化による２次フィルタ（第１信号伝達部Ｈ1）における周波数特性の変化を少なくすることができ、負荷抵抗Ｒの変化によるダンピングファクタの変動を抑制することができる。また、無負荷時あるいは極めて軽負荷時に何らかの原因によって２次フィルタ（第１信号伝達部Ｈ1）のカットオフ周波数ω0付近の信号が入力された場合にも過電流が流れることがなく、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子の破損及び２次フィルタを構成するコンデンサＣの破損、並びにインダクタＬとしてのコイルの過熱等を抑制することができる。
【００８３】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。例えば図２にディジタルアンプの詳細回路図を示したが、本願発明はこの回路に限るものではない。
【００８４】
また、例えば図７は、ディジタルアンプの変形例を示す図であるが、上記実施形態では第４信号伝達部Ｈ4の出力Ｖ4を加算部１に入力しているが、この構成に代えて、第４信号伝達部Ｈ4の出力Ｖ4を反転回路４によって位相反転して変調増幅部２のパルス幅変調回路２１の負帰還側に加算するようにしてもよい。
【００８５】
また、図１における第４信号伝達部Ｈ4は、上述したように周波数特性が階段状の特性であるものが好ましいが、これに限らず、フラットな周波数特性（例えば伝達関数が単なる利得β3）のものであってもよい。この場合、ループ利得を変更することでほぼ同様な効果を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】本願発明に係るダンピング補正回路が適用されるディジタルアンプのブロック構成図である。
【図２】図１に示すディジタルアンプの詳細回路図である。
【図３】第１ないし第４信号伝達部の周波数特性を示す図である。
【図４】ループ利得とダンピングファクタとの関係を示す図である。
【図５】本実施形態のダンピング補正回路を適用したときの負荷抵抗の変化に対する周波数特性を示す図である。
【図６】第１信号伝達部のインダクタとしてのコイルに流れる電流の周波数特性を示す図である。
【図７】ディジタルアンプの変形例を示す図である。
【図８】従来のディジタルアンプのブロック構成図である。
【図９】従来のディジタルアンプの変形例である。
【図１０】従来の、負荷抵抗の変化に対する周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
【００８７】
１ 加算部
２ 変調増幅部
３ 差分算出部
２１ パルス幅変調回路
２２ 駆動回路
２３ 負帰還回路
３１ 比較回路
ｅS オーディオ信号
ＦＥＴ１，ＦＥＴ２ スイッチング素子
Ｈ1 第１信号伝達部
Ｈ2 第２信号伝達部
Ｈ3 第３信号伝達部
Ｈ4 第４信号伝達部
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、例えばオーディオ信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）するパルス幅変調回路の出力におけるダンピングの変動を抑制するためのダンピング補正回路、及びこのダンピング補正回路を備えたディジタルアンプに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ディジタルアンプでは、例えば入力信号としてのオーディオ信号をその振幅に応じてパルス幅変調し、その変調信号を出力するパルス幅変調回路（例えば特許文献１参照）が用いられているものが提案されている。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−３２００９７号公報
【０００４】
このディジタルアンプにおいては、上記パルス幅変調回路から出力される変調信号に基づいて所定の電源電圧をスイッチングするスイッチング回路が備えられ、スイッチング回路の出力段にパルス幅変調された電圧信号を元のアナログのオーディオ信号に復元させるための低域通過フィルタ（ＬＰＦ）が備えられている。そして、復元されたオーディオ信号が負荷（例えばスピーカ）に出力される。
【０００５】
図８は、上記ディジタルアンプの一例を示すブロック構成図である。このディジタルアンプは、オーディオ信号ｅSが入力されるパルス幅変調増幅回路５１（以下、単に「変調増幅回路５１」という。）と、ＬＰＦ５２とを備えている。このディジタルアンプによれば、オーディオ信号ｅSは、変調増幅回路５１においてその振幅がパルス幅変調され、図示しないスイッチング素子によって所定の利得Ａｖで増幅されるとともに、正負の電源電圧が交互にスイッチングされる。スイッチングされた増幅信号は、ＬＰＦ５２によって高周波成分が除去されて出力信号Ｖ0として負荷（図８に示すＲに相当）に供給される。
【０００６】
上記ＬＰＦ５２は、一般に、音声帯域での損失を最小化するために、図８に示すように、コイル（例えばインダクタＬ）、コンデンサ（例えばキャパシタＣ）及び負荷（例えばスピーカの抵抗Ｒ）を含む、減衰特性が−約１２ｄＢ／ｏｃｔの２次フィルタで構成されている。以下、ＬＰＦ５２のことを２次フィルタ５２という。
【０００７】
ところで、ディジタルアンプに接続されるスピーカのインピーダンスは、例えば４Ω、６Ω又は８Ω等と多種多様である。一方、２次フィルタ５２では、スピーカのインピーダンス（負荷抵抗）の変化によってフィルタの肩特性、いわゆるダンピングファクタ（制動係数）が大きく変化することが知られている。
【０００８】
ここで、図８に示す２次フィルタ５２の伝達関数Ｆ(s)は、下記に示す式１によって表すことができる。
【０００９】
【数１】
【００１０】
上式において、ω0は共振角周波数、Ｄは２次フィルタ５２のダンピングファクタであり、上記のようにダンピングファクタは、インダクタＬ、キャパシタＣ及び負荷抵抗Ｒで表すことができる。
【００１１】
図９は、負荷抵抗が変化した場合おける２次フィルタ５２の周波数特性を示す図である。同図では、２次フィルタ５２が最も平坦な特性となる最適な基準抵抗をＲ0とし、この基準抵抗Ｒ0に対しスピーカの負荷抵抗Ｒが増減された場合の２次フィルタ５２の周波数特性の変化を表している。図９では、平坦特性のレベルが約３０ｄＢになっており、以下、このレベルを「基準レベル」という。
【００１２】
同図によると、負荷抵抗Ｒが基準抵抗Ｒ0の約５倍になると、カットオフ周波数（約６０ｋＨｚ）付近において基準レベルに対し約１１ｄＢのピークが見られる。また、負荷抵抗Ｒが基準抵抗Ｒ0の約２５倍では基準レベルに対し約２３ｄＢのピーク、同じく約１２５倍では基準レベルに対し約３６ｄＢのピークが見られる。さらに、図示していないが、２次フィルタ５２では、無負荷（Ｒ0＝∞）の場合は、カットオフ周波数においてＬＣの直列共振となり、上記したダンピングファクタはきわめて小さくなる。
【００１３】
したがって、ダンピングファクタが不足している状態（アンダーダンピング）で、何らかの原因でピークを与える周波数成分（例えばカットオフ周波数近傍の周波数成分）を有する信号が入力されると、変調増幅回路５１や２次フィルタ５２に過大な電流が流れることになる。そのため、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子が破損したり、２次フィルタ５２を構成するコンデンサＣが破損したり、インダクタＬとしてのコイルが過熱したりするといった問題点が生じる。通常のアナログアンプでは、無負荷状態はアンプにとって最も低損失であり最も安全な状態であるが、ディジタルアンプでは、無負荷状態はアンプにとって不都合な状態である。
【００１４】
そこで、ダンピングファクタが不足している状態を改善する方法として、例えば図１０に示すように、抵抗Ｒ’とコンデンサＣ’とを直列接続したスナバー回路５３を負荷Ｒに並列に挿入する方法が考えられる。
【００１５】
しかしながら、この方法において、ダンピングファクタを増加させるようにするためには、スナバー回路５３の時定数がある程度大きく、かつ抵抗値も比較的小さいものが必要となるが、そのようにすると、スナバー回路５３の損失が増加し、大電力用のスナバー回路５３が必要となるといった弊害が生じる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、負荷抵抗の変化による２次フィルタの周波数特性の変化を抑制することのできるダンピング補正回路及びそれを適用したディジタルアンプを提供することを、その課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。
【００１８】
本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路は、入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力端に接続され、所定の低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１のフィルタ手段とを備えるディジタルアンプに適用されるダンピング補正回路であって、前記変調増幅手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さい所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第１の周波数特性補正手段と、前記第２のフィルタ手段の出力と前記第１の周波数特性補正手段の出力との差分を算出する差分算出手段と、前記差分算出手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第２の周波数特性補正手段と、前記オーディオ信号と前記第２の周波数特性補正手段の出力とを加算又は減算して前記変調増幅手段の入力に帰還させる帰還手段と、を備えることを特徴としている（請求項１）。
【００１９】
第１のフィルタ手段が、上述した従来のディジタルアンプのようにコイルＬとコンデンサＣのＬ型回路で構成され、負荷抵抗（例えばスピーカ）がＬ型回路のコンデンサＣに並列に接続される構成の場合、ディジタルアンプの伝達関数に含まれるダンピングファクタＤは、上述したようにＤ＝（１／２Ｒ）√（Ｌ／Ｃ）となる。
【００２０】
本願発明によれば、第１のフィルタ手段に加えて、第２のフィルタ手段、第１の周波数特性補正手段、差分算出手段、第２の周波数特性補正手段及び帰還手段で構成されるダンピング補正回路を備え、差分算出手段で第１のフィルタ手段及び第１の周波数特性補正手段を通過した信号と第２のフィルタ信号を通過した信号との差分の信号を生成し、その差分信号を第２の周波数特性補正手段を通過させた後にオーディオ信号に加算もしくは減算して変調増幅手段に入力させるようにしている。そのため、ダンピング補正回路を含むディジタルアンプ全体の伝達関数のダンピングファクタＤｘを、ダンピング補正回路を含まないディジタルアンプ全体の伝達関数のダンピングファクタＤよりも小さくすることができる。
【００２１】
より具体的には、変調増幅手段の利得をＡｖ、第２のフィルタ手段と第１の周波数特性補正手段の利得をβ１（＜１）、第２の周波数特性補正手段の利得をβ２（β１＜β２＜１）とすると、ダンピングファクタＤｘは、後に詳述するように、Ｄｘ＝（１−Ａｖ・β１・β２）Ｄ＋Ａｖ・β１・β２で表すことができる。したがって、（１−Ａｖ・β１・β２）が１よりも小さい適当な値になるように、Ａｖ、β１及びβ２を選択すれば、抵抗負荷Ｒが変化することに起因するダンピングファクタＤｘの変化量をダンピングファクタＤよりも小さくすることができる。
【００２２】
そのため、負荷抵抗の変化による第１のフィルタ手段（２次フィルタ）の周波数特性の変化を少なくすることができる。したがって、無負荷時あるいは極めて軽負荷時に何らかの原因によって２次フィルタのカットオフ周波数付近の信号が入力された場合にも過電流が流れることがなく、例えば変調増幅手段に組み込まれるスイッチング素子の破損、２次フィルタを構成するコンデンサの破損、並びにコイルの過熱等を抑制することができる。
【００２３】
本願発明のダンピング補正回路において、前記第１のフィルタ手段は、インダクタ、キャパシタ及び抵抗素子を含む２次のローパスフィルタで構成されており、前記第２のフィルタ手段は、前記インダクタ及びキャパシタによる共振周波数と略等しい周波数をカットオフ周波数とする１次のローパスフィルタで構成されており、前記第１の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有し、前記第２の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有するとよい（請求項２）。
【００２４】
本願発明のダンピング補正回路において、前記第２の周波数特性補正手段は、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性に代えて、１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得でフラットな伝達特性を有するとよい（請求項３）。
【００２５】
本願発明のダンピング補正回路において、前記変調増幅手段、前記第２のフィルタ手段及び前記差分算出手段で構成される第１の信号経路、並びに前記変調増幅手段、前記第１のフィルタ手段、前記第１の周波数特性補正手段及び前記差分算出手段前記で構成される第２の信号経路の各ループ利得は、オーディオ信号帯域においてそれぞれ等しく、かつ１以下であるとよい（請求項４）。
【００２６】
本願発明の第２の側面によって提供されるディジタルアンプは、入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力のうち所定周波数の帯域を通過させる２次フィルタを構成する第１のフィルタ手段と、本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路とを備えたことを特徴としている（請求項５）。
【００２７】
この構成によれば、このディジタルアンプは、本願発明の第１の側面によって提供されるダンピング補正回路を備えているので、第１の側面によって提供されるダンピング補正回路と同様の作用効果を奏する。
【００２８】
本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【００３０】
図１は、本願発明に係るダンピング補正回路が適用されるディジタルアンプのブロック構成図である。図２は、図１に示すディジタルアンプの詳細回路図である。
【００３１】
図１によると、このディジタルアンプは、図略のオーディオ信号発生源に接続された加算部１と、パルス幅変調（ＰＷＭ）増幅部２（以下、「変調増幅部２」という。）と、第１ないし第４信号伝達部Ｈ1，Ｈ2，Ｈ3，Ｈ4と、差分算出部３とによって大略構成されている。なお、本願発明の係るダンピング補正回路は、変調増幅部２及び第１信号伝達部Ｈ1を除く、加算部１と、第２ないし第４信号伝達部Ｈ2〜Ｈ4と、差分算出部３とによって構成される。また、図２では、負荷抵抗（例えばスピーカ）として抵抗Ｒが第１信号伝達部Ｈ1の構成要素として記載されている。
【００３２】
このディジタルアンプによれば、オーディオ信号発生源（図略）から出力されたオーディオ信号ｅSは、変調増幅部２においてその振幅がパルス幅変調されるとともに、所定の利得Ａｖで増幅される。変調増幅部２によって増幅された変調信号は、主として第１信号伝達部Ｈ1によって高周波成分が除去されて出力信号Ｖ0として負荷（例えばスピーカ）に供給される。
【００３３】
本実施形態のダンピング補正回路は、変調増幅部２の出力が第１ないし第４信号伝達部Ｈ1〜Ｈ4等を介して変調増幅部２の前段に加算される帰還回路を構成している。この帰還回路としてのダンピング補正回路は、負荷抵抗Ｒの変化によるダンピングファクタの変動範囲を抑制するために、すなわち第１信号伝達部Ｈ1における周波数特性の変化を抑制するために設けられたものである。以下、詳述する。
【００３４】
加算部１は、入力信号としてのオーディオ信号ｅsと第４信号伝達部Ｈ4の出力（Ｖ4参照）とを加算するためのものである。より詳細には、加算部１は、図２に示すように、オーディオ信号ｅsの振幅を制限する制限抵抗Ｒｓと接続点ａとによって構成される。加算部１の出力（Ｖ1参照）は、変調増幅部２に入力される。
【００３５】
変調増幅部２は、加算部１の出力Ｖ1であるオーディオ信号ｅsをＰＷＭ変調するとともに、所定の利得Ａｖで増幅するものである。変調増幅部２は、図２に示すように、パルス幅変調回路２１と、電力増幅用のスイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２を駆動するための駆動回路２２と、負帰還回路２３とを備えている。スイッチング素子ＦＥＴ１，ＦＥＴ２は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴによって構成される。
【００３６】
変調増幅部２では、パルス幅変調回路２１によって変調された変調信号と、当該変調信号の逆位相の変調信号とに基づいて、駆動回路２２によってスイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２が交互にスイッチングされる。スイッチング素子ＦＥＴ１及びＦＥＴ２によってスイッチングされかつ増幅された、変調増幅部２の出力（Ｖ2参照）は、第１信号伝達部Ｈ1及び第２信号伝達部Ｈ2にそれぞれ入力される。
【００３７】
第１信号伝達部Ｈ1は、変調増幅部２の出力Ｖ2の高調波成分の通過を阻止するものであり、図２に示すように、コイルとしてのインダクタＬ、コンデンサとしてのキャパシタＣ及び負荷（スピーカ）としての抵抗Ｒを含む２次フィルタ（ＬＰＦ）によって構成されている。
【００３８】
第１信号伝達部Ｈ1の２次フィルタは、図３に示すように、インダクタＬとキャパシタＣとの共振周波数であるカットオフ角周波数ω0を有するとともに、減衰特性が−１２ｄＢ／ｏｃｔの特性を有する。第１信号伝達部Ｈ1の伝達関数Ｈ1(s)は、式２で表すことができる。なお、図３では、ダンピングファクタＤを変化させた場合の特性の変化傾向を示すために、２次フィルタについては３本の特性を描いている。
【００３９】
【数２】
【００４０】
ここで、ω0はカットオフ角周波数、Ｄはこのフィルタのダンピングファクタ（制動係数）をそれぞれ示す。図３に示すように、ダンピングファクタＤが小さくなると、２次フィルタの肩特性が山状になり、逆に、ダンピングファクタＤが大きくなると、２次フィルタの肩特性がなだらかになる。
【００４１】
第２信号伝達部Ｈ2は、変調増幅部２の出力Ｖ2の高調波成分の通過を阻止するものであり、図２に示すように、複数の抵抗Ｒａ，Ｒｃ，Ｒｅ，キャパシタＣｐを含む１次ローパスフィルタ（ＬＰＦ）によって構成されている。なお、抵抗Ｒｅは、抵抗Ｒｂ（後述）と抵抗Ｒｃの差の抵抗値を有する。
【００４２】
第２信号伝達部Ｈ2は、図３に示すように、低域（例えばカットオフ角周波数ω0以下の周波数帯域）における利得がほぼβ1（β1＜１）であって、第１信号伝達部Ｈ1とほぼ同じ周波数のカットオフ角周波数ω0を有するとともに、減衰特性が−６ｄＢ／ｏｃｔの特性を有する。第２信号伝達部Ｈ2の伝達関数Ｈ2(s)は、式３で表すことができる。
【００４３】
【数３】
【００４４】
ここで、β1は低域における利得を示す。
【００４５】
第３信号伝達部Ｈ3は、第１信号伝達部Ｈ1の出力の周波数特性を補正するものであり、抵抗Ｒａ及びキャパシタＣｏの並列回路とそれに直列に接続された抵抗Ｒｂを含む１次ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）によって構成されている。第３信号伝達部Ｈ3は、図３に示すように、低域（例えばカットオフ角周波数ω0以下の周波数帯域）における利得が第２信号伝達部Ｈ2と同じほぼβ1であって、低域側ターンオーバ角周波数ω0及び高域側ターンオーバ角周波数ωxをそれぞれ有する１次高域増強型階段特性を備えるものである。
【００４６】
すなわち、第３信号伝達部Ｈ3は、第１及び第２信号伝達部Ｈ1，Ｈ2とは異なり、６ｄＢ／ｏｃｔの利得上昇特性を有する。より詳細には、第３信号伝達部Ｈ3は、低域側ターンオーバ角周波数ω0付近で利得が６ｄＢ／ｏｃｔで上昇し、高域側ターンオーバ角周波数ωx付近で利得が１となる階段状の周波数特性を有する。
【００４７】
第３信号伝達部Ｈ3は、第１信号伝達部Ｈ1の出力の高周波成分を通過させることにより、上述した第２信号伝達部Ｈ2の出力との位相を照合させるためのものである。第３信号伝達部Ｈ3の伝達関数Ｈ3(s)は、式４で表すことができる。
【００４８】
【数４】
【００４９】
ここで、ωxは、高域側ターンオーバ角周波数ωxを示すが、この高域側ターンオーバ角周波数ωxは、低域側ターンオーバ角周波数ω0より充分大きいことが望ましい。第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の各出力は、差分算出部３に入力される。
【００５０】
差分算出部３は、第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の各出力の差分を演算により取得するものである。差分算出部３は、図２に示すように、複数の抵抗Ｒｂ−Ｒｃ，Ｒｃと比較回路３１とによって構成されている。比較回路３１の正極端子には第２信号伝達部Ｈ2の出力が入力され、負極端子には第３信号伝達部Ｈ3の出力が入力され、比較回路３１によって第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の各出力の差分が演算される。
【００５１】
なお、図２における符号３２で示す回路は、ハイインピーダンスを有するバッファである。差分算出部３の出力（Ｖ3参照）は、第４信号伝達部Ｈ4に入力される。
【００５２】
第４信号伝達部Ｈ4は、第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の差分出力の周波数特性を補正するものであり、抵抗Ｒｄ及びキャパシタＣｙの並列回路によって構成されている。第４信号伝達部Ｈ4は、図３に示すように、低域における利得がほぼβ2（β1＜β2＜１）であって、低域側ターンオーバ角周波数ω0及び高域側ターンオーバ角周波数ωyを有する１次高域増強型階段特性を備えるものである。
【００５３】
すなわち、第４信号伝達部Ｈ4は、第３信号伝達部Ｈ3と同様に、６ｄＢ／ｏｃｔの利得上昇特性を有する。より詳細には、第４信号伝達部Ｈ4は、低域側ターンオーバ角周波数ω0付近で６ｄＢ／ｏｃｔで上昇し、第３信号伝達部Ｈ3と異なり、高域側ターンオーバ角周波数ωy付近でフラットとなる階段状の周波数特性を有する。第４信号伝達部Ｈ4の伝達関数Ｈ4(s)は、式５で表すことができる。
【００５４】
【数５】
【００５５】
ここで、β2は低域における利得を示し、ωyは、高域側ターンオーバ角周波数を示すが、この高域側ターンオーバ角周波数ωyは、低域側ターンオーバ角周波数ω0より充分大きいことが望ましく、第３信号伝達部Ｈ3の高域側ターンオーバ角周波数ωxより大とされる。第４信号伝達部Ｈ4の出力（Ｖ4参照）は、加算器１に入力される。
【００５６】
加算器１は、上述したように、オーディオ信号ｅsと第４信号伝達部Ｈ4の出力（Ｖ4参照）とを加算するものである。
【００５７】
上記のように、本実施形態では、２次フィルタとしての第１信号伝達部Ｈ1の出力である周波数特性を１次のＨＰＦとしての第３信号伝達部Ｈ3で補正し、その第３信号伝達部Ｈ3の出力と、１次のＬＰＦとしての第２信号伝達部Ｈ2の出力との差分を取得し、すなわち第１信号伝達部Ｈ1の肩特性付近の誤差分を取得し、それを変調増幅部２の入力にフィードバックすることにより、負荷抵抗Ｒの変化による第１信号伝達部Ｈ1の周波数特性の変化を少なくするようにしている。
【００５８】
なお、図１に示すディジタルアンプの構成では、第２信号伝達部Ｈ2側の経路（図１のＬ１参照）が低域側ターンオーバ角周波数ω0以上で−６ｄＢ／ｏｃｔで減衰していくのに対し、第１信号伝達部Ｈ1→第３信号伝達部Ｈ3側の経路（図１のＬ２参照）は低域側ターンオーバ角周波数ω0から高域側ターンオーバ角周波数ωxの範囲では−６ｄＢ／ｏｃｔで減衰する。しかし、高域側ターンオーバ角周波数ωxを超える周波数では−１２ｄＢ／ｏｃｔで減衰するので、高域側ターンオーバ角周波数ωx以上の周波数で誤差が生じることになる。
【００５９】
この領域（高域側ターンオーバ角周波数ωx以上の周波数帯域）は、変調増幅部２のスイッチング周波数及びその高調波成分を多く含む帯域であり、スイッチングにともなうパルス成分が入力信号ｅsに加わり、このパルス成分がジッタ発生の原因となる。そこで、図２に点線で示すように、第２信号伝達部Ｈ2の抵抗Ｒｃに並列にコンデンサＣxを設け、上記した両経路Ｌ１，Ｌ２の上記帯域における特性を混合するようにして、ジッタ発生の原因となるパルス成分を除去するようにしてもよい。
【００６０】
次に、図１のブロック構成図において、出力電圧Ｖ0と入力電圧（オーディオ信号）ｅSとの関係を以下に示す。変調増幅部２の入力電圧Ｖ1は、入力電圧ｅSと第４信号伝達部Ｈ4の出力電圧Ｖ4との和であるので、式６が成立する。
【数６】
【００６１】
変調増幅部２の利得はＡｖであるので、変調増幅部２の出力電圧Ｖ2は、式７で表すことができる。
【数７】
【００６２】
第１信号伝達部Ｈ1の伝達関数をＨ1とすれば、出力電圧Ｖ0は式８で表すことができる。
【数８】
【００６３】
第２及び第３信号伝達部Ｈ2，Ｈ3の伝達関数をそれぞれＨ2，Ｈ3とし、差分算出部３で第２信号伝達部Ｈ2が加算され、第３信号伝達部Ｈ3が減算されるので、第３信号伝達部Ｈ3の出力電圧Ｖ3は式９で表すことができる。
【数９】
【００６４】
式８を変形するとＶ2＝Ｖ0／Ｈ1であるので、これを式９に代入すると、式１０が成立する。
【数１０】
【００６５】
第４信号伝達部Ｈ4の伝達関数をＨ4とすれば、第４信号伝達部Ｈ4の出力電圧Ｖ4は、式１０を考慮して式１１で表すことができる。
【数１１】
【００６６】
式７及び式８より、変調増幅部２の入力電圧Ｖ1は、式１２で表すことができる。
【数１２】
【００６７】
さらに、式６及び式１１より、式１３が成立する。
【数１３】
【００６８】
式１３を整理すると、出力電圧Ｖ0と入力電圧ｅSとの関係は、式１４で表すことができる。
【数１４】
【００６９】
ここで、上記した第１ないし第４信号伝達部Ｈ1〜Ｈ4の伝達関数（式２〜式５参照）に基づいて、このディジタルアンプにおける総合伝達関数Ｈを算出すると、総合伝達関数Ｈ(s)は式１５で表すことができる。
【００７０】
【数１５】
【００７１】
式１５において、高域側ターンオーバ角周波数ωx≫低域側ターンオーバ角周波数ω0及び高域側ターンオーバ角周波数ωy≫低域側ターンオーバ角周波数ω0であり、ω0付近までの周波数特性に注目すると、上記総合伝達関数Ｈ(s)は次式で近似することができる。
【００７２】
【数１６】
【００７３】
なお、
【数１７】
である。
【００７４】
ここで、Ｄxは、本実施形態のディジタルアンプにおけるダンピングファクタである。また、式１７におけるＡｖ×β１×β２は、図１における変調増幅部２→第２信号伝達部Ｈ2→第４信号伝達部Ｈ4→変調増幅部２を介する経路Ｌ１の低域側ターンオーバ角周波数ω0以下の周波数に対するループ利得である。すなわち、式１７は、第１信号伝達部Ｈ1単体におけるダンピングファクタである「Ｄ」が、ループ利得によって「Ｄx」に変更されることを意味している。
【００７５】
図４は、ループ利得とダンピングファクタとの関係を示す図である。より詳細には、第１信号伝達部Ｈ1単体におけるダンピングファクタＤ（Ｄ＝０．００１〜２．０）をパラメータとして、本実施形態に係るダンピング補正回路のループ利得によってディジタルアンプとしてのダンピングファクタＤxがどのように変化するかを示した図である。
【００７６】
同図によれば、ループ利得の増加とともにダンピングファクタＤの変化範囲が大幅に抑制されており、ループ利得が「１」に近づくにつれてダンピングファクタＤxが「１」に収束していくのがわかる。また、元のダンピングファクタＤが小さいほど、本実施形態におけるダンピングの補正効果が大きくなっていくのがわかる。
【００７７】
図５は、本実施形態のダンピング補正回路を適用したときの負荷抵抗Ｒの変化に対する周波数特性を示す図であり、約０．１３程度の比較的小さいループ利得の場合の周波数特性を示している。
【００７８】
図９に示した、従来の２次ＬＰＦにおける負荷抵抗Ｒの変化に対する周波数特性と比較すると、負荷抵抗Ｒ＝５Ｒ0のとき従来ではカットオフ周波数（約６０ｋＨｚ）付近において基準レベル（約３０ｄＢ）に対して約１１ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約７ｄＢに改善されている。また、負荷抵抗Ｒ＝２５Ｒ0のとき従来では基準レベルに対して約２３ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約１２ｄＢに改善されている。さらに、負荷抵抗Ｒ＝１２５Ｒ0のとき従来では基準レベルに対して約３６ｄＢのピークが見られたが（図９参照）、本実施形態では約１３ｄＢに改善されている。
【００７９】
このように、本実施形態のダンピング補正回路を適用した場合、元のダンピングファクタが小さい（周波数特性のピークが大きい）ほど著しい改善効果が表れていることがわかる。
【００８０】
図６は、第１信号伝達部Ｈ1のインダクタＬとしてのコイルに流れる電流の周波数特性を示す図であり、本実施形態のダンピング補正回路を適用した場合と、図８に示した、従来の２次ＬＰＦの場合とを比較したものである。
【００８１】
同図では、同じ入力電圧であって負荷抵抗Ｒ＝１２５Ｒ0にしたときのコイル（インダクタＬ）に流れる電流の周波数特性を比較している。ダンピング補正回路が適用されていない従来の２次フィルタにおいては、カットオフ周波数ω0付近において直列共振の影響で非常に大きな電流がコイルに流れている。それに対し、本実施形態に係るダンピング補正回路を適用した場合は、わずかな電流増加に抑制されていることがわかる。
【００８２】
このように、本実施形態に係るディジタルアンプによれば、負荷抵抗Ｒの変化による２次フィルタ（第１信号伝達部Ｈ1）における周波数特性の変化を少なくすることができ、負荷抵抗Ｒの変化によるダンピングファクタの変動を抑制することができる。また、無負荷時あるいは極めて軽負荷時に何らかの原因によって２次フィルタ（第１信号伝達部Ｈ1）のカットオフ周波数ω0付近の信号が入力された場合にも過電流が流れることがなく、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子の破損及び２次フィルタを構成するコンデンサＣの破損、並びにインダクタＬとしてのコイルの過熱等を抑制することができる。
【００８３】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。例えば図２にディジタルアンプの詳細回路図を示したが、本願発明はこの回路に限るものではない。
【００８４】
また、例えば図７は、ディジタルアンプの変形例を示す図であるが、上記実施形態では第４信号伝達部Ｈ4の出力Ｖ4を加算部１に入力しているが、この構成に代えて、第４信号伝達部Ｈ4の出力Ｖ4を反転回路４によって位相反転して変調増幅部２のパルス幅変調回路２１の負帰還側に加算するようにしてもよい。
【００８５】
また、図１における第４信号伝達部Ｈ4は、上述したように周波数特性が階段状の特性であるものが好ましいが、これに限らず、フラットな周波数特性（例えば伝達関数が単なる利得β3）のものであってもよい。この場合、ループ利得を変更することでほぼ同様な効果を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８６】
【図１】本願発明に係るダンピング補正回路が適用されるディジタルアンプのブロック構成図である。
【図２】図１に示すディジタルアンプの詳細回路図である。
【図３】第１ないし第４信号伝達部の周波数特性を示す図である。
【図４】ループ利得とダンピングファクタとの関係を示す図である。
【図５】本実施形態のダンピング補正回路を適用したときの負荷抵抗の変化に対する周波数特性を示す図である。
【図６】第１信号伝達部のインダクタとしてのコイルに流れる電流の周波数特性を示す図である。
【図７】ディジタルアンプの変形例を示す図である。
【図８】従来のディジタルアンプのブロック構成図である。
【図９】従来のディジタルアンプの変形例である。
【図１０】従来の、負荷抵抗の変化に対する周波数特性を示す図である。
【符号の説明】
【００８７】
１ 加算部
２ 変調増幅部
３ 差分算出部
２１ パルス幅変調回路
２２ 駆動回路
２３ 負帰還回路
３１ 比較回路
ｅS オーディオ信号
ＦＥＴ１，ＦＥＴ２ スイッチング素子
Ｈ1 第１信号伝達部
Ｈ2 第２信号伝達部
Ｈ3 第３信号伝達部
Ｈ4 第４信号伝達部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力端に接続され、所定の低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１のフィルタ手段とを備えるディジタルアンプに適用されるダンピング補正回路であって、
前記変調増幅手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さい所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２のフィルタ手段と、
前記第１のフィルタ手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第１の周波数特性補正手段と、
前記第２のフィルタ手段の出力と前記第１の周波数特性補正手段の出力との差分を算出する差分算出手段と、
前記差分算出手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第２の周波数特性補正手段と、
前記オーディオ信号と前記第２の周波数特性補正手段の出力とを加算又は減算して前記変調増幅手段の入力に帰還させる帰還手段と、を備えることを特徴とするダンピング補正回路。
【請求項２】
前記第１のフィルタ手段は、インダクタ、キャパシタ及び抵抗素子を含む２次のローパスフィルタで構成されており、
前記第２のフィルタ手段は、前記インダクタ及びキャパシタによる共振周波数と略等しい周波数をカットオフ周波数とする１次のローパスフィルタで構成されており、
前記第１の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有し、
前記第２の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有する、請求項１に記載のダンピング補正回路。
【請求項３】
前記第２の周波数特性補正手段は、
前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性に代えて、
１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得でフラットな伝達特性を有する、請求項１又は２に記載のダンピング補正回路。
【請求項４】
前記変調増幅手段、前記第２のフィルタ手段及び前記差分算出手段で構成される第１の信号経路、並びに前記変調増幅手段、前記第１のフィルタ手段、前記第１の周波数特性補正手段及び前記差分算出手段前記で構成される第２の信号経路の各ループ利得は、オーディオ信号帯域においてそれぞれ等しく、かつ１以下である、請求項１ないし３のいずれかに記載のダンピング補正回路。
【請求項５】
入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、
前記変調増幅手段の出力のうち所定周波数の帯域を通過させる２次フィルタを構成する第１のフィルタ手段と、
請求項１ないし請求項４に記載のダンピング補正回路とを備えたことを特徴とする、ディジタルアンプ。
【請求項１】
入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、前記変調増幅手段の出力端に接続され、所定の低周波帯域を通過させる２次フィルタで構成される第１のフィルタ手段とを備えるディジタルアンプに適用されるダンピング補正回路であって、
前記変調増幅手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さい所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が所定の割合で減少する１次フィルタで構成される第２のフィルタ手段と、
前記第１のフィルタ手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の利得を有し、かつ前記所定の低周波帯域よりも高帯域では当該利得が前記第２のフィルタ手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第１の周波数特性補正手段と、
前記第２のフィルタ手段の出力と前記第１の周波数特性補正手段の出力との差分を算出する差分算出手段と、
前記差分算出手段の出力端に接続され、前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性を有する第２の周波数特性補正手段と、
前記オーディオ信号と前記第２の周波数特性補正手段の出力とを加算又は減算して前記変調増幅手段の入力に帰還させる帰還手段と、を備えることを特徴とするダンピング補正回路。
【請求項２】
前記第１のフィルタ手段は、インダクタ、キャパシタ及び抵抗素子を含む２次のローパスフィルタで構成されており、
前記第２のフィルタ手段は、前記インダクタ及びキャパシタによる共振周波数と略等しい周波数をカットオフ周波数とする１次のローパスフィルタで構成されており、
前記第１の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有し、
前記第２の周波数特性補正手段は、前記共振周波数より高い周波数帯域では６ｄＢ／ｏｃｔで利得が増加する伝達特性を有する、請求項１に記載のダンピング補正回路。
【請求項３】
前記第２の周波数特性補正手段は、
前記所定の低周波帯域では１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得を有し、かつ前記所定の低周波数帯域よりも高帯域では当該利得が前記第１の周波数特性補正手段とほぼ同一の割合で増加する伝達特性に代えて、
１よりも小さく前記第２のフィルタ手段の利得とは異なる所定の利得でフラットな伝達特性を有する、請求項１又は２に記載のダンピング補正回路。
【請求項４】
前記変調増幅手段、前記第２のフィルタ手段及び前記差分算出手段で構成される第１の信号経路、並びに前記変調増幅手段、前記第１のフィルタ手段、前記第１の周波数特性補正手段及び前記差分算出手段前記で構成される第２の信号経路の各ループ利得は、オーディオ信号帯域においてそれぞれ等しく、かつ１以下である、請求項１ないし３のいずれかに記載のダンピング補正回路。
【請求項５】
入力信号としてのオーディオ信号を変調するとともに、所定の利得で増幅する変調増幅手段と、
前記変調増幅手段の出力のうち所定周波数の帯域を通過させる２次フィルタを構成する第１のフィルタ手段と、
請求項１ないし請求項４に記載のダンピング補正回路とを備えたことを特徴とする、ディジタルアンプ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２００９−２１８６６８（Ｐ２００９−２１８６６８Ａ）
【公開日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５７５４７（Ｐ２００８−５７５４７）
【出願日】平成２０年３月７日（２００８．３．７）
【出願人】（００００００２７３）オンキヨー株式会社 (502)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年９月２４日（２００９．９．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月７日（２００８．３．７）
【出願人】（００００００２７３）オンキヨー株式会社 (502)
【Ｆターム（参考）】
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