デジタル信号プロセッサを備えたパワーコンバータ
アップコンバータ（１００）は、出力（３）と直列に接続されたインダクタ（５）及びダイオード（６）と、前記出力と並列に接続されたコンデンサ（８）と、前記インダクタと前記ダイオードとの間のノードに結合された１つのスイッチ端子を持つ制御可能スイッチ（７）とを有する。制御方法は、−インダクタに整流化された交流電圧（Ｖｉ）を供給するステップと、−スイッチをスイッチ開閉するために、パルス幅（ＴＨ）を持つスイッチ制御信号（ＳＣ）を発生させるステップと、を有し、スイッチ制御信号は、出力（３）における出力電圧（ＶＯ）に基づいて発生させられる。本発明によれば、アップコンバータは、デジタルプロセッサ（１１０）を有し、該デジタルプロセッサ（１１０）は、出力電圧（ＶＯ）をサンプリングし、出力電圧（ＶＯ）が略一定に留まるようにスイッチ制御信号（ＳＣ）のパルス幅（ＴＨ）を計算するように、サンプリングされた出力電圧（ＶＯ）をデジタル的に処理する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にアップコンバータに関する。本発明は、特に、ランプドライバ、例えばガス放電ランプを駆動するためのドライバにおける使用のためのアップコンバータに関するが、これに限られるものではない。以下では、本発明は、ガス放電ランプのためのドライバに関連して具体的に説明されるが、これは例示に過ぎず、本発明の範囲を制限することを意図しないことが理解されるべきである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に言って、ガス放電ランプは、略一定のランプ電流を供給されるべきであるのに対し、電源は、交流電圧を供給する電圧源とみなされることができる。ランプドライバは、電源から交流電圧を受け、これを用いて、ランプによって決定される電圧で略一定の電流を発生させるように設計されるべきである。更に、ドライバは、電源を歪ませないように設計されるべきであり、少なくとも、いかなる歪みも予め規定された範囲内に留まるべきである。
【０００３】
これらの要求を満たすため、ランプドライバは、プリコンディショナ又はアップコンバータとも示される第１の段又は入力段を有し、この段で、典型的には２３０ＶＡＣのオーダーの電源から受ける入力交流電圧は、典型的には４００ＶＤＣのオーダーの略一定の出力電圧に整形され変換される。電源から引き出される入力電圧は、略正弦波形（sinus-shaped）である。
【０００４】
従来技術のアップコンバータは、典型的に、図１に示されるように力率コントローラＩＣ（ＰＦＣ）を中核として設計される。このような従来技術のデザインは当業者に一般的に知られているので、アップコンバータのデザイン及び動作は簡単にしか議論しない。
【０００５】
図１は、電源への接続のための入力端子２を持ち、略一定の出力電圧ＶＯを供給するための出力端子３を持つ、従来技術のアップコンバータ１を図式的に示す。アップコンバータ１は、整流器４と、整流器４の出力に結合された第１の端子５ａを持つコンバータコイル５と、第２のコイル端子５ｂと出力端子３との間に結合されたダイオード６とを有する。入力フィルタコンデンサ４Ａは、整流器４の出力に並列に結合され、整流器４の出力（即ち整流化された電源）の高周波リップルをフィルタ除去する役目を果たす。出力バッファコンデンサ８は、出力端子３に並列に結合され、電圧を出力端子３でバッファしてこの電圧が略一定であることを保証する役目を果たす。アップコンバータ１は、制御可能なスイッチ７を更に有し、これは、第２のコイル端子５ｂとグラウンドとの間に接続され、ＰＦＣ １０の制御出力１７に結合される制御端子７ｃを持つ。コンバータコイル５は、整流器４からエネルギーをチャージされる。出力電圧は、基本的には出力バッファコンデンサ８によって供給される。略一定の出力電圧（即ちバッファコンデンサ８の電圧）を維持するために、ＰＦＣ １０は、スイッチ７の開閉を制御する。
【０００６】
ＰＦＣ １０は、コンバータ１を臨界モードで動作させるように設計されている。このために、ＰＦＣ １０は、コイル５の検出巻線２１に結合されるコイル検出入力１１を持つ。スイッチ７を通じるピーク電流を制御パラメータとして用いることが可能であるためには、検出レジスタ９が、スイッチ７と直列に接続され、スイッチ７と検出レジスタ９との間のノードは、ＰＦＣ １０のピーク電流検出入力１９に接続される。ＰＦＣ １０は、第１の測定信号生成手段２４から、入力測定信号Ｓｉを受けるように結合された第１の入力１４を更に持ち、前記第１の測定信号生成手段２４は、フィルタリングされた整流化された電源の電圧（図１中でＶｉで示される）に基づいて、入力測定信号Ｓｉを発生させるように適応されている。ＰＦＣ １０は、第２の測定信号発生手段２８から出力測定信号Ｓｏを受けるように結合された第２の出力１８を更に持ち、前記第２の測定信号発生手段２８は、スイッチ７を通じるピーク電流のためのセットポイントを計算することができるために、出力３における出力電圧ＶＯに基づいて出力測定信号Ｓｏを発生させるように適応されている。
【０００７】
このような従来技術の設計は、幾つかの欠点を持つ。
【０００８】
検出巻線の必要性は、コンバータコイルアセンブリのコストを増加させる。
【０００９】
スイッチ７を通じる電流は、高周波電流パルスからなり、このことは、ピークスイッチ電流を測定するための測定回路が、動作状態が非常にゆっくりしか変化しないとしても非常に速くなければならないことを意味する。
【００１０】
スイッチ７を通じるピーク電流のためのセットポイントを計算する際には、ＰＦＣ １０は、略同一の形状を持つ電源電流をコンバータが電源電圧として引き出すためには、エラー信号を電源電圧によって乗じなければならない。しかし、乗算器は、限定された範囲しか持たない。結果として、コンバータ１は、大きな範囲の入力電圧を扱うことはできない。
【００１１】
ＰＦＣ １０は、入力電圧及び／又は出力電圧の変化に応じて、スイッチ７のスイッチング周波数を変化させる。これは、コンバータ１が処理することができる入力電圧の範囲及び出力電力の範囲を制限する。コンバータ１が汎用電源電圧（universal mains voltage）（例えば１１０〜２８０ＶＡＣの範囲）を処理すべきなら、及び／又は、コンバータ１が可変出力電力を処理すべきなら、１ＭＨｚまでの範囲のスイッチング周波数が必要とされる。これは、スイッチング損失につながる。更に、これは、増加された電磁干渉にもつながり得る。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の全般的な目的は、上述の欠点の少なくとも一部が除去又は少なくとも低減されるアップコンバータを提供することである。
【００１３】
特に、本発明は、コンバータコイルアセンブリが検出巻線を必要としないアップコンバータを提供することを目的とする。
【００１４】
本発明の他の特定の目的は、大きな動的範囲の入力電圧を持つアップコンバータを提供することである。
【００１５】
本発明の他の特定の目的は、広範囲の入力電圧及び広範囲の出力電力を処理することができるアップコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の第１の重要な側面によれば、アップコンバータは、不連続モードで一定周波数及び可変パルス幅で動作させられる。
【００１７】
本発明の第２の重要な側面によれば、パルス幅は、入力電圧及び出力電圧から直接計算される。１つの利点は、ピークスイッチ電流を測定するための、スイッチと直列の電流検出レジスタが、省略されることができるということである。他の利点は、入力電圧及び出力電圧が、比較的ゆっくりと変化する信号であるので、測定回路は高速回路である必要がないということである。
【００１８】
本発明の第３の重要な側面によれば、コンバータは、デジタルコントローラ、例えばデジタル信号プロセッサによって制御される。より具体的には、スイッチは、デジタル的に発生させられた制御信号によって制御される。制御信号をデジタル的に発生させることの１つの利点は、信号処理が、如何なる他の外的部品も必要としないということである。他の利点は、入力信号が、比較的広い範囲に亘って容易に変化し得るということである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明のこれらの及び他の側面、特徴及び利点は、図面を参照して本発明によるアップコンバータの好適な実施例の以下の説明によって更に説明され、ここで同一参照番号が同一又は類似した部分を示す。
【００２０】
図２は、本発明によるアップコンバータ１００を図式的に示す。図１の構成要素と同一の参照番号を持つ構成要素は、従来技術と同一又は類似の機能を持つので、上記の議論を繰り返す必要はない。しかし、本発明によるアップコンバータ１００は、検出巻線を備えたコイルを持つ必要がなく、スイッチ７と直列のセンスレジスタも必要ないので、これらの部品は図２では存在しないことに注意されたい。
【００２１】
本発明の重要な側面によれば、アップコンバータ１００はデジタルコントローラ１１０を有する。デジタルコントローラ１１０は、当業者にとっては明らかであるように、デジタル信号プロセッサとして、又は、デジタル部品のプログラマブルアレイ等として便利に実現されることができる。更に、デジタルコントローラ１１０は、ハードウェアのみで実現されることは可能であるが、デジタルコントローラ１１０がソフトウェアプログラムを実行することができることによりこれが特定のアプリケーションに容易に適応されることができるということが、好適である。
【００２２】
デジタルコントローラ１１０は、フィルタリングされた整流化された電源電圧Ｖｉを表す入力測定信号Ｓｉを受けるための、第１の信号発生手段１２４に結合された第１の入力１１４を持つ。第１の信号発生手段１２４はデジタル的に動作するように適応されることができるので、入力測定信号Ｓｉはデジタル信号であるが、デジタルコントローラ１１０が、その第１の入力１１４に関連したアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）を持つことも可能である。分かり易さのため、このようなＡＤＣは、図２に示されない。
【００２３】
同様に、デジタルコントローラ１１０は、出力電圧ＶＯを表す出力測定信号Ｓｏを受けるための、第２の信号発生手段１２８に結合される第２の入力１１８を持つ。第２の信号発生手段１２８はデジタル的に動作するように適応されることができるので、出力測定信号Ｓｏはデジタル信号であるが、デジタルコントローラ１１０が、その第２の入力１１８に関連したＡＤＣを持つことも可能である。これも、分かり易さのため示されない。
【００２４】
デジタルコントローラ１１０は、スイッチ７のための制御信号Ｓｃを、その制御出力１１７で発生させるように適応される。この信号は、２レベルを持つデジタル制御信号である。即ち、スイッチ７をその非伝導状態に制御するための第１のレベルと、スイッチ７をその伝導状態に制御するための第２のレベルとである。議論のため、第１のレベルはローレベル「Ｌ」であり、第２のレベルはハイレベル「Ｈ」でありそれぞれ「０」及び「１」とも示されると仮定される。デジタルコントローラ１１０は、アップコンバータ１００を非連続モードで一定の周波数及び可変のパルス幅で動作させるように適応される。これは、制御信号Ｓｃが略一定の周波数で発生させられることを意味する。即ち、相次ぐＨ−パルスの繰返し周期は略一定であり、以下ではＴとして示される。制御信号Ｓｃは、可変パルス幅ＴＨを持つ、即ち、Ｈ−パルスの持続期間ＴＨは変化されることができる。同様に、Ｌ−パルスの持続期間ＴＬは、
ＴＬ＝Ｔ−ＴＨ
に従って可変である。当業者には明らかであるように、デジタルコントローラ１１０は、結果として生じる出力電流が所望の特徴を持つようにパルス幅ＴＨをセットするように適応される。
【００２５】
例１
制御信号Ｓｃの１つの繰返し期間Ｔにおいて、電源から引き出される平均電流ＩＡＶは、次の式（１）によって表現されることができることが示されることができる。
【数３】
【００２６】
アップコンバータは、ＴＨ／Ｔ＜１−Ｖｉ／ＶＯという条件が満たされる限り不連続モードで動作される。
【００２７】
アップコンバータ１００の重要な機能は、力率コントローラの機能である。これは、アップコンバータ１００が、電源電流が電源電圧に略比例することを保証しなければならないことを意味する。この要件は、式（２）で表され、
【数４】
ここでＲは、抵抗の次元を持つ比例定数である。
【００２８】
式（２）を式（１）と組み合わせることは、ＴＨが次の式（３）に従ってセットされたら上記要件が満たされることを示す。
【数５】
【００２９】
ＶＯが一定であると仮定すると、式（３）によって表されるＴＨは、電源周波数で周期的に変化することが容易に理解される。Ｌ、Ｔ及びＲは一定の回路パラメータである。
【００３０】
力率の要件が式（２）の要件とは異なれば、ＴＨは異なった式に従ってセットされることができることに注意されたい。
【００３１】
例２
図２のコンバータは、スイッチ制御信号ＳＣの繰返し周波数が５０ｋＨｚにセットされた、実験的な実施例で試験された。入力測定信号Ｓｉ及び出力測定信号Ｓｏは、それぞれ、サンプリング周波数６．７ｋＨｚでサンプリングされた。デジタル制御ループは、デジタル化された測定信号Ｓｉ及びＳｏを処理し、パルス幅を式（３）に従って計算した。パルス幅は１５０μｓ毎に更新された。デジタル制御ループは、７Ｈｚのバンド幅を持つように設計された。交流電圧電源は入力２に接続された。入力電圧は、１００〜２８０Ｖの範囲内で変化させられた。出力３に接続された抵抗型負荷は１６Ｗ〜８０Ｗの範囲内で変化させられた。
【００３２】
全ての場合において、動作は安定していることが分かった。即ち、全高調波歪は、常に１４％より低かった。
【００３３】
（整流器４の出力における）整流化された電源電圧及び出力電圧ＶＯは、例えばスイッチ７のスイッチング周波数に対応する高周波信号成分を含んでよいことに注意されたい。好適には、整流化された電源電圧Ｖｉ及び出力電圧ＶＯのサンプリングレートよりも高い周波数を持つ信号成分は、フィルタ除去される。従って、デジタルコントローラ１１０は、好適には、その第１の及び第２の入力１１４及び１１８に関連するローパスフィルタ（示されない）を備える。これらのフィルタは、デジタルコントローラ１１０自体又はそれぞれ対応する測定信号発生器１２４，１２８に組み込まれてよい。非制限的な例により、これらのローパスフィルタの適切なカットオフ周波数は、約１ｋＨｚ〜約４ｋＨｚの範囲内にある。
【００３４】
図３−Ａは、ガス放電ランプＬａを駆動するためのランプドライバ３００Ａの第１の実施例を図式的に示すブロック図である。ランプドライバ３００Ａは、上述のアップコンバータ１００を有する。実質的にランプ電流を発生させるための電流源として挙動するダウンコンバータ３０１は、アップコンバータ１００の一定の出力電圧を受け、この電圧を略一定の第２の電圧レベルに変換する。コミュテータ３０２は、ダウンコンバータ３０１の出力をランプＬａに接続し、ランプ電流の方向を所定の転流（commutation）周波数で変更する。
【００３５】
ランプドライバ３００Ａでは、ダウンコンバータ３０１及びコミュテータ３０２の動作は、それぞれ、対応するコントローラ３０３によって制御される。図３−Ａでは、コントローラ３０３は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０とは分離して示される。しかし、好適には、このコントローラ３０３は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０と一体化されたデジタルコントローラである。
【００３６】
図３−Ｂは、ガス放電ランプＬａを駆動するためのランプドライバ３００Ｂの第２の実施例を図式的に示すブロック図である。ランプドライバ３００Ｂは、上述のアップコンバータ１００を有する。例えばハーフブリッジ又はフルブリッジとして実現され、転流ランプ電流を発生させるための転流電流源として実質的に挙動する、整流フォワードブリッジ３０４は、アップコンバータ１００の一定出力電圧を受け、転流ランプ電流をランプＬａに供給し、所定の転流周波数でランプ電流の方向を変化させる。
【００３７】
ランプドライバ３００Ｂにおいて、転流フォワードブリッジの動作は、対応するコントローラ３０５によって制御される。図３Ｂで、コントローラ３０５は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０とは別個に示される。しかし、好適には、このコントローラ３０５は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０と統合されたデジタルコントローラである。
【００３８】
従って、本発明は、出力３に直列接続されたインダクタ５及びダイオード６と、前記出力３に並列に接続されたコンデンサ８と、インダクタ５とダイオード６との間のノードに結合された１つのスイッチ端子を持つ制御可能スイッチ７とを有するアップコンバータ１００を提供することに成功する。
【００３９】
アップコンバータ１００の制御方法は、インダクタ５に整流化されたＡＣ電圧Ｖｉを供給するステップと、スイッチを略一定の繰返し周波数でスイッチ開閉させるようにパルス幅ＴＨを持つスイッチ制御信号ＳＣを発生させるステップとを有し、ここで、スイッチ制御信号ＳＣは、前記出力３における出力電圧ＶＯを表す第１の測定信号Ｓｏに基づいて発生させられる。
【００４０】
本発明によれば、アップコンバータは、第１の測定信号Ｓｏをサンプリングし、且つ、出力電圧ＶＯが略一定に留まるようにスイッチ制御信号ＳＣのパルス幅ＴＨを計算するように、サンプリングされた第１の測定信号Ｓｏをデジタル的に処理する、デジタルプロセッサ１１０を有する。
【００４１】
当業者には、本発明が、上述の例示の実施例に制限されるものではなく、添付の請求項に規定される発明の保護範囲内で幾つもの変形例及び秋冷例が可能であることが明らかであろう。
【００４２】
上記において、本発明は、本発明による装置の機能ブロックを図示するブロック図を参照して説明された。これらの機能ブロックのうち１つ又は複数がハードウェアで実現され、機能ブロックの機能が個々のハードウェア部品によって実行されることができるが、これらの機能ブロックのうち１つ又は複数がソフトウェアで実現されてこのような機能ブロックの機能がコンピュータプログラム又はプログラマブルデバイス（例えばマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ等）の１つ又は複数のプログラムラインによって実行されることも可能であることは理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】従来技術のアップコンバータを図式的に示すブロック図である。
【図２】本発明によるアップコンバータを図式的に示すブロック図である。
【図３−Ａ】ランプドライバを図式的に示すブロック図である。
【図３−Ｂ】ランプドライバを図式的に示すブロック図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にアップコンバータに関する。本発明は、特に、ランプドライバ、例えばガス放電ランプを駆動するためのドライバにおける使用のためのアップコンバータに関するが、これに限られるものではない。以下では、本発明は、ガス放電ランプのためのドライバに関連して具体的に説明されるが、これは例示に過ぎず、本発明の範囲を制限することを意図しないことが理解されるべきである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に言って、ガス放電ランプは、略一定のランプ電流を供給されるべきであるのに対し、電源は、交流電圧を供給する電圧源とみなされることができる。ランプドライバは、電源から交流電圧を受け、これを用いて、ランプによって決定される電圧で略一定の電流を発生させるように設計されるべきである。更に、ドライバは、電源を歪ませないように設計されるべきであり、少なくとも、いかなる歪みも予め規定された範囲内に留まるべきである。
【０００３】
これらの要求を満たすため、ランプドライバは、プリコンディショナ又はアップコンバータとも示される第１の段又は入力段を有し、この段で、典型的には２３０ＶＡＣのオーダーの電源から受ける入力交流電圧は、典型的には４００ＶＤＣのオーダーの略一定の出力電圧に整形され変換される。電源から引き出される入力電圧は、略正弦波形（sinus-shaped）である。
【０００４】
従来技術のアップコンバータは、典型的に、図１に示されるように力率コントローラＩＣ（ＰＦＣ）を中核として設計される。このような従来技術のデザインは当業者に一般的に知られているので、アップコンバータのデザイン及び動作は簡単にしか議論しない。
【０００５】
図１は、電源への接続のための入力端子２を持ち、略一定の出力電圧ＶＯを供給するための出力端子３を持つ、従来技術のアップコンバータ１を図式的に示す。アップコンバータ１は、整流器４と、整流器４の出力に結合された第１の端子５ａを持つコンバータコイル５と、第２のコイル端子５ｂと出力端子３との間に結合されたダイオード６とを有する。入力フィルタコンデンサ４Ａは、整流器４の出力に並列に結合され、整流器４の出力（即ち整流化された電源）の高周波リップルをフィルタ除去する役目を果たす。出力バッファコンデンサ８は、出力端子３に並列に結合され、電圧を出力端子３でバッファしてこの電圧が略一定であることを保証する役目を果たす。アップコンバータ１は、制御可能なスイッチ７を更に有し、これは、第２のコイル端子５ｂとグラウンドとの間に接続され、ＰＦＣ １０の制御出力１７に結合される制御端子７ｃを持つ。コンバータコイル５は、整流器４からエネルギーをチャージされる。出力電圧は、基本的には出力バッファコンデンサ８によって供給される。略一定の出力電圧（即ちバッファコンデンサ８の電圧）を維持するために、ＰＦＣ １０は、スイッチ７の開閉を制御する。
【０００６】
ＰＦＣ １０は、コンバータ１を臨界モードで動作させるように設計されている。このために、ＰＦＣ １０は、コイル５の検出巻線２１に結合されるコイル検出入力１１を持つ。スイッチ７を通じるピーク電流を制御パラメータとして用いることが可能であるためには、検出レジスタ９が、スイッチ７と直列に接続され、スイッチ７と検出レジスタ９との間のノードは、ＰＦＣ １０のピーク電流検出入力１９に接続される。ＰＦＣ １０は、第１の測定信号生成手段２４から、入力測定信号Ｓｉを受けるように結合された第１の入力１４を更に持ち、前記第１の測定信号生成手段２４は、フィルタリングされた整流化された電源の電圧（図１中でＶｉで示される）に基づいて、入力測定信号Ｓｉを発生させるように適応されている。ＰＦＣ １０は、第２の測定信号発生手段２８から出力測定信号Ｓｏを受けるように結合された第２の出力１８を更に持ち、前記第２の測定信号発生手段２８は、スイッチ７を通じるピーク電流のためのセットポイントを計算することができるために、出力３における出力電圧ＶＯに基づいて出力測定信号Ｓｏを発生させるように適応されている。
【０００７】
このような従来技術の設計は、幾つかの欠点を持つ。
【０００８】
検出巻線の必要性は、コンバータコイルアセンブリのコストを増加させる。
【０００９】
スイッチ７を通じる電流は、高周波電流パルスからなり、このことは、ピークスイッチ電流を測定するための測定回路が、動作状態が非常にゆっくりしか変化しないとしても非常に速くなければならないことを意味する。
【００１０】
スイッチ７を通じるピーク電流のためのセットポイントを計算する際には、ＰＦＣ １０は、略同一の形状を持つ電源電流をコンバータが電源電圧として引き出すためには、エラー信号を電源電圧によって乗じなければならない。しかし、乗算器は、限定された範囲しか持たない。結果として、コンバータ１は、大きな範囲の入力電圧を扱うことはできない。
【００１１】
ＰＦＣ １０は、入力電圧及び／又は出力電圧の変化に応じて、スイッチ７のスイッチング周波数を変化させる。これは、コンバータ１が処理することができる入力電圧の範囲及び出力電力の範囲を制限する。コンバータ１が汎用電源電圧（universal mains voltage）（例えば１１０〜２８０ＶＡＣの範囲）を処理すべきなら、及び／又は、コンバータ１が可変出力電力を処理すべきなら、１ＭＨｚまでの範囲のスイッチング周波数が必要とされる。これは、スイッチング損失につながる。更に、これは、増加された電磁干渉にもつながり得る。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
本発明の全般的な目的は、上述の欠点の少なくとも一部が除去又は少なくとも低減されるアップコンバータを提供することである。
【００１３】
特に、本発明は、コンバータコイルアセンブリが検出巻線を必要としないアップコンバータを提供することを目的とする。
【００１４】
本発明の他の特定の目的は、大きな動的範囲の入力電圧を持つアップコンバータを提供することである。
【００１５】
本発明の他の特定の目的は、広範囲の入力電圧及び広範囲の出力電力を処理することができるアップコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の第１の重要な側面によれば、アップコンバータは、不連続モードで一定周波数及び可変パルス幅で動作させられる。
【００１７】
本発明の第２の重要な側面によれば、パルス幅は、入力電圧及び出力電圧から直接計算される。１つの利点は、ピークスイッチ電流を測定するための、スイッチと直列の電流検出レジスタが、省略されることができるということである。他の利点は、入力電圧及び出力電圧が、比較的ゆっくりと変化する信号であるので、測定回路は高速回路である必要がないということである。
【００１８】
本発明の第３の重要な側面によれば、コンバータは、デジタルコントローラ、例えばデジタル信号プロセッサによって制御される。より具体的には、スイッチは、デジタル的に発生させられた制御信号によって制御される。制御信号をデジタル的に発生させることの１つの利点は、信号処理が、如何なる他の外的部品も必要としないということである。他の利点は、入力信号が、比較的広い範囲に亘って容易に変化し得るということである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
本発明のこれらの及び他の側面、特徴及び利点は、図面を参照して本発明によるアップコンバータの好適な実施例の以下の説明によって更に説明され、ここで同一参照番号が同一又は類似した部分を示す。
【００２０】
図２は、本発明によるアップコンバータ１００を図式的に示す。図１の構成要素と同一の参照番号を持つ構成要素は、従来技術と同一又は類似の機能を持つので、上記の議論を繰り返す必要はない。しかし、本発明によるアップコンバータ１００は、検出巻線を備えたコイルを持つ必要がなく、スイッチ７と直列のセンスレジスタも必要ないので、これらの部品は図２では存在しないことに注意されたい。
【００２１】
本発明の重要な側面によれば、アップコンバータ１００はデジタルコントローラ１１０を有する。デジタルコントローラ１１０は、当業者にとっては明らかであるように、デジタル信号プロセッサとして、又は、デジタル部品のプログラマブルアレイ等として便利に実現されることができる。更に、デジタルコントローラ１１０は、ハードウェアのみで実現されることは可能であるが、デジタルコントローラ１１０がソフトウェアプログラムを実行することができることによりこれが特定のアプリケーションに容易に適応されることができるということが、好適である。
【００２２】
デジタルコントローラ１１０は、フィルタリングされた整流化された電源電圧Ｖｉを表す入力測定信号Ｓｉを受けるための、第１の信号発生手段１２４に結合された第１の入力１１４を持つ。第１の信号発生手段１２４はデジタル的に動作するように適応されることができるので、入力測定信号Ｓｉはデジタル信号であるが、デジタルコントローラ１１０が、その第１の入力１１４に関連したアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）を持つことも可能である。分かり易さのため、このようなＡＤＣは、図２に示されない。
【００２３】
同様に、デジタルコントローラ１１０は、出力電圧ＶＯを表す出力測定信号Ｓｏを受けるための、第２の信号発生手段１２８に結合される第２の入力１１８を持つ。第２の信号発生手段１２８はデジタル的に動作するように適応されることができるので、出力測定信号Ｓｏはデジタル信号であるが、デジタルコントローラ１１０が、その第２の入力１１８に関連したＡＤＣを持つことも可能である。これも、分かり易さのため示されない。
【００２４】
デジタルコントローラ１１０は、スイッチ７のための制御信号Ｓｃを、その制御出力１１７で発生させるように適応される。この信号は、２レベルを持つデジタル制御信号である。即ち、スイッチ７をその非伝導状態に制御するための第１のレベルと、スイッチ７をその伝導状態に制御するための第２のレベルとである。議論のため、第１のレベルはローレベル「Ｌ」であり、第２のレベルはハイレベル「Ｈ」でありそれぞれ「０」及び「１」とも示されると仮定される。デジタルコントローラ１１０は、アップコンバータ１００を非連続モードで一定の周波数及び可変のパルス幅で動作させるように適応される。これは、制御信号Ｓｃが略一定の周波数で発生させられることを意味する。即ち、相次ぐＨ−パルスの繰返し周期は略一定であり、以下ではＴとして示される。制御信号Ｓｃは、可変パルス幅ＴＨを持つ、即ち、Ｈ−パルスの持続期間ＴＨは変化されることができる。同様に、Ｌ−パルスの持続期間ＴＬは、
ＴＬ＝Ｔ−ＴＨ
に従って可変である。当業者には明らかであるように、デジタルコントローラ１１０は、結果として生じる出力電流が所望の特徴を持つようにパルス幅ＴＨをセットするように適応される。
【００２５】
例１
制御信号Ｓｃの１つの繰返し期間Ｔにおいて、電源から引き出される平均電流ＩＡＶは、次の式（１）によって表現されることができることが示されることができる。
【数３】
【００２６】
アップコンバータは、ＴＨ／Ｔ＜１−Ｖｉ／ＶＯという条件が満たされる限り不連続モードで動作される。
【００２７】
アップコンバータ１００の重要な機能は、力率コントローラの機能である。これは、アップコンバータ１００が、電源電流が電源電圧に略比例することを保証しなければならないことを意味する。この要件は、式（２）で表され、
【数４】
ここでＲは、抵抗の次元を持つ比例定数である。
【００２８】
式（２）を式（１）と組み合わせることは、ＴＨが次の式（３）に従ってセットされたら上記要件が満たされることを示す。
【数５】
【００２９】
ＶＯが一定であると仮定すると、式（３）によって表されるＴＨは、電源周波数で周期的に変化することが容易に理解される。Ｌ、Ｔ及びＲは一定の回路パラメータである。
【００３０】
力率の要件が式（２）の要件とは異なれば、ＴＨは異なった式に従ってセットされることができることに注意されたい。
【００３１】
例２
図２のコンバータは、スイッチ制御信号ＳＣの繰返し周波数が５０ｋＨｚにセットされた、実験的な実施例で試験された。入力測定信号Ｓｉ及び出力測定信号Ｓｏは、それぞれ、サンプリング周波数６．７ｋＨｚでサンプリングされた。デジタル制御ループは、デジタル化された測定信号Ｓｉ及びＳｏを処理し、パルス幅を式（３）に従って計算した。パルス幅は１５０μｓ毎に更新された。デジタル制御ループは、７Ｈｚのバンド幅を持つように設計された。交流電圧電源は入力２に接続された。入力電圧は、１００〜２８０Ｖの範囲内で変化させられた。出力３に接続された抵抗型負荷は１６Ｗ〜８０Ｗの範囲内で変化させられた。
【００３２】
全ての場合において、動作は安定していることが分かった。即ち、全高調波歪は、常に１４％より低かった。
【００３３】
（整流器４の出力における）整流化された電源電圧及び出力電圧ＶＯは、例えばスイッチ７のスイッチング周波数に対応する高周波信号成分を含んでよいことに注意されたい。好適には、整流化された電源電圧Ｖｉ及び出力電圧ＶＯのサンプリングレートよりも高い周波数を持つ信号成分は、フィルタ除去される。従って、デジタルコントローラ１１０は、好適には、その第１の及び第２の入力１１４及び１１８に関連するローパスフィルタ（示されない）を備える。これらのフィルタは、デジタルコントローラ１１０自体又はそれぞれ対応する測定信号発生器１２４，１２８に組み込まれてよい。非制限的な例により、これらのローパスフィルタの適切なカットオフ周波数は、約１ｋＨｚ〜約４ｋＨｚの範囲内にある。
【００３４】
図３−Ａは、ガス放電ランプＬａを駆動するためのランプドライバ３００Ａの第１の実施例を図式的に示すブロック図である。ランプドライバ３００Ａは、上述のアップコンバータ１００を有する。実質的にランプ電流を発生させるための電流源として挙動するダウンコンバータ３０１は、アップコンバータ１００の一定の出力電圧を受け、この電圧を略一定の第２の電圧レベルに変換する。コミュテータ３０２は、ダウンコンバータ３０１の出力をランプＬａに接続し、ランプ電流の方向を所定の転流（commutation）周波数で変更する。
【００３５】
ランプドライバ３００Ａでは、ダウンコンバータ３０１及びコミュテータ３０２の動作は、それぞれ、対応するコントローラ３０３によって制御される。図３−Ａでは、コントローラ３０３は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０とは分離して示される。しかし、好適には、このコントローラ３０３は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０と一体化されたデジタルコントローラである。
【００３６】
図３−Ｂは、ガス放電ランプＬａを駆動するためのランプドライバ３００Ｂの第２の実施例を図式的に示すブロック図である。ランプドライバ３００Ｂは、上述のアップコンバータ１００を有する。例えばハーフブリッジ又はフルブリッジとして実現され、転流ランプ電流を発生させるための転流電流源として実質的に挙動する、整流フォワードブリッジ３０４は、アップコンバータ１００の一定出力電圧を受け、転流ランプ電流をランプＬａに供給し、所定の転流周波数でランプ電流の方向を変化させる。
【００３７】
ランプドライバ３００Ｂにおいて、転流フォワードブリッジの動作は、対応するコントローラ３０５によって制御される。図３Ｂで、コントローラ３０５は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０とは別個に示される。しかし、好適には、このコントローラ３０５は、アップコンバータ１００のデジタルコントローラ１１０と統合されたデジタルコントローラである。
【００３８】
従って、本発明は、出力３に直列接続されたインダクタ５及びダイオード６と、前記出力３に並列に接続されたコンデンサ８と、インダクタ５とダイオード６との間のノードに結合された１つのスイッチ端子を持つ制御可能スイッチ７とを有するアップコンバータ１００を提供することに成功する。
【００３９】
アップコンバータ１００の制御方法は、インダクタ５に整流化されたＡＣ電圧Ｖｉを供給するステップと、スイッチを略一定の繰返し周波数でスイッチ開閉させるようにパルス幅ＴＨを持つスイッチ制御信号ＳＣを発生させるステップとを有し、ここで、スイッチ制御信号ＳＣは、前記出力３における出力電圧ＶＯを表す第１の測定信号Ｓｏに基づいて発生させられる。
【００４０】
本発明によれば、アップコンバータは、第１の測定信号Ｓｏをサンプリングし、且つ、出力電圧ＶＯが略一定に留まるようにスイッチ制御信号ＳＣのパルス幅ＴＨを計算するように、サンプリングされた第１の測定信号Ｓｏをデジタル的に処理する、デジタルプロセッサ１１０を有する。
【００４１】
当業者には、本発明が、上述の例示の実施例に制限されるものではなく、添付の請求項に規定される発明の保護範囲内で幾つもの変形例及び秋冷例が可能であることが明らかであろう。
【００４２】
上記において、本発明は、本発明による装置の機能ブロックを図示するブロック図を参照して説明された。これらの機能ブロックのうち１つ又は複数がハードウェアで実現され、機能ブロックの機能が個々のハードウェア部品によって実行されることができるが、これらの機能ブロックのうち１つ又は複数がソフトウェアで実現されてこのような機能ブロックの機能がコンピュータプログラム又はプログラマブルデバイス（例えばマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、デジタル信号プロセッサ等）の１つ又は複数のプログラムラインによって実行されることも可能であることは理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】従来技術のアップコンバータを図式的に示すブロック図である。
【図２】本発明によるアップコンバータを図式的に示すブロック図である。
【図３−Ａ】ランプドライバを図式的に示すブロック図である。
【図３−Ｂ】ランプドライバを図式的に示すブロック図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流入力電圧を受けるための入力を持ち、更に出力を持つアップコンバータを制御するための方法において、
前記出力と直列に接続されたインダクタ及びダイオードを提供するステップと、
前記出力と並列に接続されたコンデンサを提供するステップと、
前記インダクタと前記ダイオードとの間のノードに結合された１つのスイッチ端子を持つ制御可能スイッチを提供するステップと、
前記インダクタに前記交流入力電圧から引き出される整流化された交流電圧を供給するステップと、
前記スイッチをスイッチ開閉するために、略一定の繰返し周波数及び変化するパルス幅を持つスイッチ制御信号を発生させるステップと、
前記出力における前記出力電圧を表す第１の測定信号を発生させるステップと、
第１の所定のサンプリング周波数で前記第１の測定信号をサンプリングするステップと、
前記出力電圧が略一定に留まるように前記スイッチ制御信号の前記パルス幅を計算するように、前記サンプリングされた第１の測定信号をデジタル的に処理するステップと、
前記パルス幅を前記計算結果に従ってセットするステップと、
を有する方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、前記サンプリングされた第１の測定信号の前記処理及び前記パルス幅の前記計算は、適切にプログラムされたコントローラにおいて実行されているソフトウェアプログラムによって行われる、方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、前記パルス幅は所定の更新周波数で更新される、方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法において、更に、
前記整流化された交流電圧を表す第２の測定信号を発生させるステップと、
第２の所定のサンプリング周波数で前記第２の測定信号をサンプリングするステップであって、前記第２の所定のサンプリング周波数は好適には前記第１の所定のサンプリング周波数に等しく、前記第２の測定信号及び前記第１の測定信号は好適には同時にサンプリングされる、ステップと、
を有し、前記スイッチ制御信号の前記パルス幅は、以下の式に従って計算され、
【数１】
ここで、Ｋは、装置パラメータに応じた乗算定数である、方法。
【請求項５】
請求項１に記載の方法において、前記第１の所定のサンプリング周波数は、前記制御信号の前記繰返し周波数に略等しい、方法。
【請求項６】
請求項１に記載の方法において、前記アップコンバータは、ガス放電ランプのためのドライバの一部である、方法。
【請求項７】
請求項１に記載の方法において、前記アップコンバータの前記入力は電源に接続されている、方法。
【請求項８】
アップコンバータにおいて、
交流入力電圧を受けるための入力と、
出力と、
前記入力に接続される自身の入力を持ち、整流化された交流電圧を提供する出力を持つ整流器と、
前記アップコンバータの前記出力と直列に接続されたインダクタ及びダイオードであって、前記インダクタは、前記整流器の前記出力に結合された第１の端子を持つと共に前記ダイオードに結合された第２の端子を持つ、インダクタ及びダイオードと、
前記アップコンバータの前記出力と並列に接続されたコンデンサと、
前記インダクタと前記ダイオードとの間のノードに結合された１つのスイッチ端子を持つスイッチと、
前記出力で前記出力電圧を表す第１の測定信号を受けるように結合された第１の入力を持ち、更に、前記スイッチの制御端子に結合された結合出力を持つデジタルプロセッサと、
を有するアップコンバータにおいて、前記デジタルプロセッサは、
−自身の制御出力部において前記スイッチをスイッチ開閉するために、パルス幅及び略一定の繰返し周波数を持つスイッチ制御信号を発生させ、
−好適には前記繰返し周波数に等しい第１の所定のサンプリング周波数で第１の測定信号をサンプリングし、
−前記出力電圧が略一定に留まるように前記スイッチ制御信号のパルス幅を計算するように、サンプリングされた第１の測定信号をデジタル的に処理し、
−前記計算結果に従って前記スイッチ制御信号の前記パルス幅をセットする
ように適応された、アップコンバータ。
【請求項９】
請求項８に記載のアップコンバータにおいて、前記デジタルプロセッサは、少なくとも前記スイッチ制御信号の前記パルス幅を計算する前記ステップを行うように実行するソフトウェアプログラムを有する、アップコンバータ。
【請求項１０】
請求項８に記載のアップコンバータにおいて、
前記デジタルプロセッサは、前記整流化された交流電圧を表す第２の測定信号を受けるように結合された第２の入力を更に有し、
当該デジタルプロセッサは、前記第１のサンプリング周波数に好適には等しい、第２の所定のサンプリング周波数で前記第２の測定信号をサンプリングするように適応され、当該デジタルプロセッサは、好適には、前記第１の測定信号と同時に前記第２の測定信号をサンプリングするように適応され、
前記デジタルプロセッサは、前記スイッチ制御信号の前記パルス幅を以下の式に従って計算するように適応され、
【数２】
ここで、Ｋは、装置パラメータに応じた乗算定数である、アップコンバータ。
【請求項１１】
請求項８に記載のアップコンバータを有するガス放電ランプ用のドライバ。
【請求項１】
交流入力電圧を受けるための入力を持ち、更に出力を持つアップコンバータを制御するための方法において、
前記出力と直列に接続されたインダクタ及びダイオードを提供するステップと、
前記出力と並列に接続されたコンデンサを提供するステップと、
前記インダクタと前記ダイオードとの間のノードに結合された１つのスイッチ端子を持つ制御可能スイッチを提供するステップと、
前記インダクタに前記交流入力電圧から引き出される整流化された交流電圧を供給するステップと、
前記スイッチをスイッチ開閉するために、略一定の繰返し周波数及び変化するパルス幅を持つスイッチ制御信号を発生させるステップと、
前記出力における前記出力電圧を表す第１の測定信号を発生させるステップと、
第１の所定のサンプリング周波数で前記第１の測定信号をサンプリングするステップと、
前記出力電圧が略一定に留まるように前記スイッチ制御信号の前記パルス幅を計算するように、前記サンプリングされた第１の測定信号をデジタル的に処理するステップと、
前記パルス幅を前記計算結果に従ってセットするステップと、
を有する方法。
【請求項２】
請求項１に記載の方法において、前記サンプリングされた第１の測定信号の前記処理及び前記パルス幅の前記計算は、適切にプログラムされたコントローラにおいて実行されているソフトウェアプログラムによって行われる、方法。
【請求項３】
請求項１に記載の方法において、前記パルス幅は所定の更新周波数で更新される、方法。
【請求項４】
請求項１に記載の方法において、更に、
前記整流化された交流電圧を表す第２の測定信号を発生させるステップと、
第２の所定のサンプリング周波数で前記第２の測定信号をサンプリングするステップであって、前記第２の所定のサンプリング周波数は好適には前記第１の所定のサンプリング周波数に等しく、前記第２の測定信号及び前記第１の測定信号は好適には同時にサンプリングされる、ステップと、
を有し、前記スイッチ制御信号の前記パルス幅は、以下の式に従って計算され、
【数１】
ここで、Ｋは、装置パラメータに応じた乗算定数である、方法。
【請求項５】
請求項１に記載の方法において、前記第１の所定のサンプリング周波数は、前記制御信号の前記繰返し周波数に略等しい、方法。
【請求項６】
請求項１に記載の方法において、前記アップコンバータは、ガス放電ランプのためのドライバの一部である、方法。
【請求項７】
請求項１に記載の方法において、前記アップコンバータの前記入力は電源に接続されている、方法。
【請求項８】
アップコンバータにおいて、
交流入力電圧を受けるための入力と、
出力と、
前記入力に接続される自身の入力を持ち、整流化された交流電圧を提供する出力を持つ整流器と、
前記アップコンバータの前記出力と直列に接続されたインダクタ及びダイオードであって、前記インダクタは、前記整流器の前記出力に結合された第１の端子を持つと共に前記ダイオードに結合された第２の端子を持つ、インダクタ及びダイオードと、
前記アップコンバータの前記出力と並列に接続されたコンデンサと、
前記インダクタと前記ダイオードとの間のノードに結合された１つのスイッチ端子を持つスイッチと、
前記出力で前記出力電圧を表す第１の測定信号を受けるように結合された第１の入力を持ち、更に、前記スイッチの制御端子に結合された結合出力を持つデジタルプロセッサと、
を有するアップコンバータにおいて、前記デジタルプロセッサは、
−自身の制御出力部において前記スイッチをスイッチ開閉するために、パルス幅及び略一定の繰返し周波数を持つスイッチ制御信号を発生させ、
−好適には前記繰返し周波数に等しい第１の所定のサンプリング周波数で第１の測定信号をサンプリングし、
−前記出力電圧が略一定に留まるように前記スイッチ制御信号のパルス幅を計算するように、サンプリングされた第１の測定信号をデジタル的に処理し、
−前記計算結果に従って前記スイッチ制御信号の前記パルス幅をセットする
ように適応された、アップコンバータ。
【請求項９】
請求項８に記載のアップコンバータにおいて、前記デジタルプロセッサは、少なくとも前記スイッチ制御信号の前記パルス幅を計算する前記ステップを行うように実行するソフトウェアプログラムを有する、アップコンバータ。
【請求項１０】
請求項８に記載のアップコンバータにおいて、
前記デジタルプロセッサは、前記整流化された交流電圧を表す第２の測定信号を受けるように結合された第２の入力を更に有し、
当該デジタルプロセッサは、前記第１のサンプリング周波数に好適には等しい、第２の所定のサンプリング周波数で前記第２の測定信号をサンプリングするように適応され、当該デジタルプロセッサは、好適には、前記第１の測定信号と同時に前記第２の測定信号をサンプリングするように適応され、
前記デジタルプロセッサは、前記スイッチ制御信号の前記パルス幅を以下の式に従って計算するように適応され、
【数２】
ここで、Ｋは、装置パラメータに応じた乗算定数である、アップコンバータ。
【請求項１１】
請求項８に記載のアップコンバータを有するガス放電ランプ用のドライバ。
【図１】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【図２】
【図３Ａ】
【図３Ｂ】
【公表番号】特表２００７−５０７１９９（Ｐ２００７−５０７１９９Ａ）
【公表日】平成１９年３月２２日（２００７．３．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−５２７５２１（Ｐ２００６−５２７５２１）
【出願日】平成１６年９月９日（２００４．９．９）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５１７１９
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０２９９２５
【国際公開日】平成１７年３月３１日（２００５．３．３１）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成１９年３月２２日（２００７．３．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年９月９日（２００４．９．９）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＩＢ２００４／０５１７１９
【国際公開番号】ＷＯ２００５／０２９９２５
【国際公開日】平成１７年３月３１日（２００５．３．３１）
【出願人】（５９００００２４８）コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Ｆターム（参考）】
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