フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置
【課題】入力端子と２つの出力端子間に存在する橋絡容量のアンバランスを解消し、不要な同相成分を除去することで、バランス型フィルタの抑圧度を向上する。
【解決手段】入力端子２ｃと、入力端子２ｃに入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子２１，２２と、フィルタ素子２１，２２から信号を差動出力する第１の出力端子２ａ及び第２の出力端子２ｂとを備えたバランス型のフィルタであって、入力端子２ｃと第１の出力端子２ａ及び第２の出力端子２ｂのうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量Ｃ３が接続されている。
【解決手段】入力端子２ｃと、入力端子２ｃに入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子２１，２２と、フィルタ素子２１，２２から信号を差動出力する第１の出力端子２ａ及び第２の出力端子２ｂとを備えたバランス型のフィルタであって、入力端子２ｃと第１の出力端子２ａ及び第２の出力端子２ｂのうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量Ｃ３が接続されている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願の開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話に代表される無線通信機器のマルチバンド／システム化が進み、１台の電話機に複数の無線装置が搭載されるようになっている。複数の無線装置を搭載することにより無線通信機器が大型化することが懸念されているが、受信段間フィルタを省略してバランス出力とした受信フィルタを搭載することで、無線装置の小型化を図る方法がある。特許文献１は、バランス出力を有する受信フィルタを開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−３１８３０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、バランス型フィルタは、入力端子と一方の出力端子との間、および入力端子と他方の出力端子との間に、それぞれ橋絡容量が生じる場合がある。橋絡容量が生じると、入力端子から入力される信号がフィルタを通らずに、橋絡容量にバイパスされてしまう。この時、２つの橋絡容量が同じ値であれば、入出力端子間のバイパスの影響は同相となるため、バランス変換の際に相殺される。しかし、２つの橋絡容量は、実際の弾性波フィルタを用いたバランス型フィルタ（ダブルモード型弾性波フィルタ等）では、バランス変換を実行するために、一般的には互いに異なる値となる。このように、橋絡容量の値が異なる（アンバランス）と、入出力端子間のバイパスの影響は相殺されないため、受信フィルタにおいて抑圧劣化が生じるという問題があった。
【０００５】
本願の目的は、入力端子と２つの出力端子間に存在する橋絡容量のアンバランスを解消し、不要な同相成分を除去することで、バランス型フィルタの抑圧度を向上することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願に開示するフィルタは、入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されているものである。
【発明の効果】
【０００７】
本願に開示によれば、バランス型フィルタの抑圧度を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】アンテナデュープレクサを使用するＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式携帯電話の１つの周波数バンドに対応する無線部のブロック図
【図２】図１に示す無線部から受信段間フィルタ１０４と送信段間フィルタ１０８とを削除した無線部のブロック図
【図３】バランス型アンテナデュープレクサのブロック図
【図４】受信フィルタの入出力間に発生する橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の概念を示した図
【図５】本実施の形態にかかるフィルタの概念を示す図
【図６】本実施の形態にかかるバランス型フィルタの一例である受信フィルタの模式図
【図７】橋絡容量Ｃ１の値が０．０３ｐＦ、橋絡容量Ｃ２の値が０．０５ｐＦのフィルタに、静電容量Ｃ３を付加した場合と付加しない場合における、受信フィルタの周波数特性を示す特性図
【図８】バランス型アンテナデュープレクサのブロック図
【図９】図８における受信フィルタ３２の具体構成を示す模式図
【図１０】静電容量が付加された受信フィルタを備えたデュープレクサと、静電容量が付加されていない受信フィルタを備えたデュープレクサの、送受信間のアイソレーション特性を示す特性図
【図１１】本実施の形態にかかる受信フィルタの配線レイアウトを示す模式図
【図１２】静電容量の配置パターンを示す図
【図１３】通信モジュールのブロック図
【図１４】通信装置のブロック図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
フィルタは、入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されているものである。この構成においては、弾性波素子内に存在する入力端子と２つの出力端子間のそれぞれに存在する橋絡容量のアンバランスを低減でき、抑圧度向上を実現することが可能となる。
【００１０】
フィルタにおいて、前記フィルタ素子は、ダブルモード型弾性波フィルタであり、前記静電容量は、前記ダブルモード型弾性波フィルタの入力端子と出力端子との間に接続されている構成とすることができる。
【００１１】
フィルタにおいて、前記入力端子から前記第１の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性と、前記入力端子から前記第２の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性とが異なる構成とすることができる。このような構成とすることにより、入出力端子間に存在する橋絡容量のアンバランスやその他の影響よる同相成分のアンバランスを同時に低減でき、抑圧度を向上することが可能となる。
【００１２】
フィルタにおいて、前記フィルタ素子は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間に接続された第１のダブルモード型弾性波フィルタと、前記入力端子と前記第２の出力端子との間に接続された第２のダブルモード型弾性波フィルタとを備え、第１のダブルモード型弾性波フィルタ及び第２のダブルモード型弾性波フィルタは、それぞれ入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとを備え、前記静電容量は、前記第１のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差と、前記第２のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差のうち、電位差が小さい方の経路に接続されている構成とすることができる。
とすることで、橋絡容量が小さいほうの経路のダブルモード型ＳＡＷフィルタに静電容量を付加することになり、もともと存在する橋絡容量のアンバランスを低減でき、抑圧度を向上することが可能となる。
【００１３】
フィルタにおいて、前記静電容量は、前記フィルタ素子上に形成されている構成とすることができる。このような構成とすることにより、フィルタのサイズを大型化することなく静電容量を追加でき、小型のまま抑圧度向上が可能となり、さらに望ましい構造となる。
【００１４】
（実施の形態）
〔１．フィルタの構成〕
近年、携帯電話に代表される無線通信機器のマルチバンド／システム化が進み、１台の電話機に複数の無線装置が搭載されるようになっている。このため、無線部における回路の複雑化や、使用部品の増大が深刻な問題となっている。
【００１５】
図１は、アンテナデュープレクサを使用するＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式携帯電話の１つの周波数バンドに対応する無線部を示す。図１に示す無線部は、アンテナ１０１、デュープレクサ１０２、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０３、受信段間フィルタ１０４、ＬＮＡ１０５、受信回路１０６、送信回路１０７、送信段間フィルタ１０８、パワーアンプ１０９を備えている。マルチバンド携帯電話では、例えば図１に示す無線部が、周波数バンド分搭載されることになり、機器の大型化を招くという問題があった。
【００１６】
図２は、図１に示す無線部から受信段間フィルタ１０４と送信段間フィルタ１０８とを削除した無線部を示す。図２に示すように、無線部から受信段間フィルタ１０４を削除した場合、デュープレクサ１０２の受信ポート１０２ａがバランス出力でなければならなくなる。また、受信段間フィルタ１０４での不要波の抑圧機能をデュープレクサ１０２で受け持つことになる。つまり、アンテナ−受信端子間での高減衰特性（送信帯域）が要求されることになる。さらには、減衰すべき最大の不要波は、送信信号の受信側への漏れであることを考慮すると、デュープレクサ１０２としては、送信−受信端子間アイソレーション（送信帯域）をも向上することが重要となる。
【００１７】
このように、受信段間フィルタ１０４が削除されたシステムでのデュープレクサ１０２においては、受信ポート１０２ａがバランス出力であり、かつ、高減衰、高アイソレーションの特性を有するものが要求されることになる。
【００１８】
図３は、バランス型アンテナデュープレクサのブロック図である。図３に示すように、バランス型アンテナデュープレクサは、シングルエンド型の送信フィルタ１、シングルエンド−バランス変換型の受信フィルタ２、および整合回路３を備えている。送信フィルタ１には、１つの送信端子１ａ（シングル入力）が接続されている。受信フィルタ２には、２つの受信端子２ａ及び２ｂ（バランス出力）が接続されている。整合回路３には、アンテナに接続されたアンテナ端子４が接続されている。
【００１９】
ここで、上述のアンテナ−受信端子間における送信帯域の減衰特性向上、および送信帯域における送信−受信間アイソレーション向上を達成するには、バランス型フィルタである受信フィルタ２の抑圧度向上が必須となる。そこで、バランス型フィルタの抑圧度向上を阻害する要因について考える。１つの要因としては、フィルタ内に存在する入出力端子間の橋絡容量（図４におけるＣ１、Ｃ２）の影響がある。図４は、受信フィルタ２の入出力間に発生する橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の概念を示した図である。図４に示すように、受信フィルタ２内に橋絡容量Ｃ１、Ｃ２が存在すると、受信フィルタ２の入力端子２ｃに入力される信号は、フィルタ素子５を介さずに、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２を介して出力端子２ａ及び２ｂ側へ送られる。すなわち、入力端子２ｃに入力される信号は、受信フィルタ２をバイパスする。したがって、受信フィルタ２における抑圧度の劣化が生じる。
【００２０】
受信フィルタ２のようなバランス型フィルタの場合、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２が同一の大きさであれば、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２を介した入出力端子間のバイパスの影響は同相同士であるため、バランス変換することで相殺される。しかしながら、実際の弾性波フィルタを用いたバランス型フィルタ（ダブルモード型ＳＡＷフィルタ等）では、バランス変換を実行するために、一般にはＣ１≠Ｃ２となってしまい、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２のアンバランスの影響による抑圧劣化を免れてはいなかった。
【００２１】
特開２００５−３１８３０８号公報は、バランス型フィルタにおいて２つの入出力端子間経路にそれぞれ橋絡容量が存在することを開示しているが、２つの入出力端子間の橋絡容量はどちらもＣｃと記され、同一と見なされている。つまり、橋絡容量のアンバランスについては開示されておらず、理想的に同一の橋絡容量が存在する場合のみが示されている。さらに、特開２００５−３１８３０８号公報は、バランス性を阻害する他の要因として、共通ＧＮＤインダクタンスＬｇ３を開示しているが、その解決策としては、共通ＧＮＤインダクタンスＬｇ３を低減することだけを開示しており、他の補正方法に関する記載はされていない。
【００２２】
図５は、本実施の形態にかかるフィルタの概念を示す図である。図５に示すように、弾性波フィルタを用いたバランス型フィルタである受信フィルタ２は、入力端子２ｃと、２つの出力端子２ａ及び２ｂのうちいずれか一方の出力端子（図５に示す例では出力端子２a）との間に、静電容量Ｃ３が接続されている。このように、静電容量Ｃ３を接続することにより、入力端子２ｃと２つの出力端子２ａ及び２ｂとの間のそれぞれの経路に存在する橋絡容量のアンバランスを低減し、抑圧向上を実現することができる。なお、図５に示すフィルタは、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の値がＣ１＜Ｃ２の関係にある場合であって、橋絡容量Ｃ１に静電容量Ｃ３を並列接続して入力端子２ｃと出力端子２ａとの間の合成容量を増加させ、橋絡容量Ｃ２とのバランスを確保している。橋絡容量Ｃ１、Ｃ２がＣ１＞Ｃ２の関係にある場合は、橋絡容量Ｃ２に静電容量Ｃ３を並列接続することで、受信フィルタ２の入出力間の２つの橋絡容量のバランスを確保することができる。すなわち、入力端子２ｃ−出力端子２ａの経路および入力端子２ｃ−出力端子２ｂの経路のうち、少なくともいずれか一方の経路に任意の値の静電容量を接続することにより、受信フィルタ２の入出力間の２つの橋絡容量のバランスを確保することができる。以下、上記概念の本実施の形態にかかるフィルタの具体構成について説明する。
【００２３】
図６は、本実施の形態にかかるバランス型フィルタの一例である受信フィルタの模式図である。図６に示す受信フィルタは、通過帯域２１１０〜２１７０ＭＨｚ、阻止域１９２０〜１９８０ＭＨｚで設計されたダブルモード型ＳＡＷフィルタを備えている。図６に示す受信フィルタは、逆相および同相出力の２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２を接続したフィルタである。
【００２４】
ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１は、入力ＩＤＴ電極２１ａ、出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃを備えている。入力ＩＤＴ電極２１ａは、入力端子２ｃに接続されている。出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃは、出力端子２ａに接続されている。入力ＩＤＴ電極２１ａは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２１ｈが配されている。出力ＩＤＴ電極２１ｂは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２１ｉが配されている。出力ＩＤＴ電極２１ｃは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２１ｊが配されている。入力ＩＤＴ電極２１ａ、出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃの配列方向の両端部には、それぞれ反射器２１ｋが配されている。
【００２５】
ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２は、入力ＩＤＴ電極２２ａ、出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃを備えている。入力ＩＤＴ電極２２ａは、入力端子２ｃに接続されている。出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃは、出力端子２ｂに接続されている。入力ＩＤＴ電極２２ａは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２２ｈが配されている。出力ＩＤＴ電極２２ｂは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２２ｉが配されている。出力ＩＤＴ電極２２ｃは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２２ｊが配されている。入力ＩＤＴ電極２２ａ、出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃの配列方向の両端部には、それぞれ反射器２２ｋが配されている。
【００２６】
図６に示す受信フィルタにおいて、入力端子２ｃを介して入力される信号は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２に入力される。ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１は、入力ＩＤＴ電極２１ａの端部の電極指２１ｄと出力ＩＤＴ電極２１ｂの端部の電極指２１ｅとが同電位であり、入力ＩＤＴ電極２１ａの端部の電極指２１ｄと出力ＩＤＴ電極２１ｂの端部の電極指２１ｅとが同電位である。よって、入力ＩＤＴ電極２１ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃにおいて逆相（１８０°反転した位相）で受信されることになる。したがって、出力端子２ａから出力される信号は、入力端子２ｃに入力される信号に対して位相が反転（位相差１８０度）する。
【００２７】
一方、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２は、入力ＩＤＴ電極２２ａの端部の電極指２２ｄと出力ＩＤＴ電極２２ｂの端部の電極指２２ｅとに電位差があり、入力ＩＤＴ電極２２ａの端部の電極指２２ｄと出力ＩＤＴ電極２２ｂの端部の電極指２２ｅとに電位差がある。よって、入力ＩＤＴ電極２２ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃにおいて同相で受信されることになる。したがって、出力端子２ｂから出力される信号は、入力端子２ｃに入力される信号と同相である。このように、バランス型フィルタである受信フィルタ２は、入力端子２ｃに入力される信号に基づき、逆相の信号を出力端子２ａから出力し、同相の信号を出力端子２ｂから出力することができる。
【００２８】
ここで、図６に示す受信フィルタは、入力端子２ｃと出力端子２ａ及び２ｂとの間に、それぞれ橋絡容量Ｃ１、Ｃ２が存在している。なお、図６における橋絡容量Ｃ１、Ｃ２は、受信フィルタ２内に存在する橋絡容量を等価的に示したものであり、実際にコンデンサ等が接続されているわけではない。橋絡容量Ｃ１、Ｃ２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２の構造上、値がアンバランスとなってしまう。橋絡容量Ｃ１、Ｃ２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２における隣り合う電極指間の電位差に基づいて生じる。例えば、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１における出力ＩＤＴ電極２１ｂの端部の電極指２１ｄと、入力ＩＤＴ電極２１ａの端部の電極指２１ｅ（電極指２１ｄに隣り合う電極指）とは、いずれも信号電位であるため同電位であり、電極指２１ｄと電極指２１ｅとの間の橋絡容量は小さい値となる。同様に、入力ＩＤＴ電極２１ａに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２１ｆと、出力ＩＤＴ電極２１ｃに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２１ｇ（電極指２１ｆに隣り合う電極指）とは、いずれも接地電位であるため同電位であり、電極指２１ｆと電極指２１ｇとの間の橋絡容量は小さい値となる。このように、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１においては、隣り合う電極指が同電位であるため、橋絡容量Ｃ１は小さい値となる。一方、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２における出力ＩＤＴ電極２２ｂの端部の電極指２２ｄと、入力ＩＤＴ電極２２ａの端部の電極指２２ｅ（電極指２２ｄに隣り合う電極指）とは、電極指２２ｄが信号電位で電極指２２ｅが接地電位であるため異電位であり、電極指２２ｄと電極指２２ｅとの間の橋絡容量は大きい値となる。同様に、入力ＩＤＴ電極２２ａに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２２ｆと、出力ＩＤＴ電極２２ｃに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２２ｇ（電極指２２ｆに隣り合う電極指）とは、電極指２２ｆが信号電位で電極指２２ｇが接地電位であるため異電位であり、電極指２２ｆと電極指２２ｇとの間の橋絡容量は大きい値となる。このように、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２においては、隣り合う電極指の電位差が大きいため、橋絡容量Ｃ２は大きい値となる。
【００２９】
図６に示すフィルタにおいて、橋絡容量Ｃ１の値が０．０３ｐＦ、橋絡容量Ｃ２の値が０．０５ｐＦであると仮定する。このような橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の値のアンバランスを解消するために、橋絡容量Ｃ１側に０．０２ｐＦの容量を有する静電容量Ｃ３を付加した場合を考える。
【００３０】
図７は、橋絡容量Ｃ１の値が０．０３ｐＦ、橋絡容量Ｃ２の値が０．０５ｐＦのフィルタに、静電容量Ｃ３を付加した場合と付加しない場合における、受信フィルタの周波数特性を示す。図７において、実線で示す特性は、例えば図５に示すように静電容量Ｃ３を付加した受信フィルタ２の周波数特性である。破線で示す特性は、例えば図４に示すように静電容量Ｃ３を付加していない受信フィルタ２の周波数特性である。図７に示すように、受信フィルタ２に静電容量Ｃ３を付加することで、阻止域（約１９２０〜１９８０ＭＨｚ）での減衰量を大きくすることができ、抑圧度を向上することができる。
【００３１】
〔２．デュープレクサの構成〕
図８は、バランス型アンテナデュープレクサのブロック図である。バランス型アンテナデュープレクサは、送信フィルタ３１、受信フィルタ３２、インダクタ３３、アンテナ端子３４を備えている。送信フィルタ３１は、複数の共振器をラダー型に接続したラダー型ＳＡＷフィルタを含む。本実施の形態では、７段構成のシングルエンド（シングル入力−シングル出力）型のラダー型ＳＡＷフィルタを備えた。送信フィルタ３１は、送信端子３１ａが接続されている。受信フィルタ３２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタを含む。受信フィルタ３２は、シングル入力−バランス出力型のフィルタであり、受信端子３２ａ及び３２ｂが接続されている。インダクタ３３は、送信フィルタ３１と受信フィルタ３２との間の位相整合用のインダクタである。アンテナ端子３４は、アンテナ（不図示）に接続されている。図８に示すデュープレクサは、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式Ｂａｎｄ＿Ｉの携帯電話に搭載可能であり、送信帯域は例えば１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信帯域は例えば２１１０〜２１７０ＭＨｚである。
【００３２】
図９は、図８における受信フィルタ３２の具体構成を示す模式図である。図９に示す受信フィルタ３２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１及び４２、ＳＡＷフィルタ４３〜４６、入力端子４７、出力端子４８ａ及び４８ｂ、および静電容量Ｃ４０を備えている。入力端子４７には、ＳＡＷフィルタ４３及び４４が直列接続されている。ＳＡＷフィルタ４４には、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１の入力ＩＤＴ電極４１ａ及びダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の入力ＩＤＴ電極４２ａが接続されている。ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１の出力ＩＤＴ電極４１ｂ及び４１ｃは、ＳＡＷフィルタ４５に接続されている。ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の出力ＩＤＴ電極４２ｂ及び４２ｃは、ＳＡＷフィルタ４６に接続されている。ＳＡＷフィルタ４５には、出力端子４８ａが接続されている。ＳＡＷフィルタ４６には、出力端子４８ｂが接続されている。静電容量Ｃ４０は、ＳＡＷフィルタ４３の入力側とＳＡＷフィルタ４５の出力側とに接続されている。
【００３３】
図９に示すように、入力端子４７と出力端子４８ａとの間に配置されたダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１においては、入力ＩＤＴ電極４１ａと２つの出力ＩＤＴ電極４１ｂ及び４１ｃの最近接電極指同士（電極指４１ｄと電極指４１ｅ、電極指４１ｆと電極指４１ｇ）は、それぞれ同電位となっている。この構造においては、入力ＩＤＴ電極４１ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極４１ｂ及び４１ｃにおいて逆相（１８０°反転した位相）で受信されることになる。これに対して、入力端子４７と出力端子４８ｂとの間に配置されたダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２においては、入力ＩＤＴ電極４２ａと２つの出力ＩＤＴ電極４２ｂ及び４２ｃの最近接電極指同士（電極指４２ｄと電極指４２ｅ、電極指４２ｆと電極指４２ｇ）は、それぞれ異電位となっている。この場合、入力ＩＤＴ電極４２ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極４２ｂ及び４２ｃにおいて同相で受信されることになる。このような原理で出力端子４８ａと出力端子４８ｂとから、１８０°位相が異なる信号を出力することができる。
【００３４】
ここで、入力端子４７と出力端子４８ａとを結ぶ経路、及び入力端子４７と出力端子４８ｂ間とを結ぶ経路に存在する橋絡容量について説明する。橋絡容量が発生する一つの原因は、入力ＩＤＴ電極と出力ＩＤＴ電極との間の最近接電極指間に発生する容量である。図９に示すように、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１とダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の最近接電極指の電位は、アンバランス−バランス変換を実現するために、それぞれ異なる。具体的には、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１内の一組の最近接電極指間は接地同士になっており、ここで発生する静電容量は橋絡容量とは見なされなくなる。この結果、入力端子４７と出力端子４８ａとの間に存在する橋絡容量は、入力端子４７と出力端子４８ｂとの間に存在する橋絡容量よりも小さいと考えられ、橋絡容量のアンバランスが存在することになる。このような橋絡容量のアンバランスを解消するために、図９に示すように、入力端子４７と出力端子４８ａとの間に静電容量Ｃ４０を接続することが好ましい。静電容量Ｃ４０の値は、例えば３ｆＦである。
【００３５】
図１０は、３ｆＦの値を有する静電容量が付加された受信フィルタを備えたデュープレクサと、静電容量が付加されていない受信フィルタを備えたデュープレクサの、送受信間のアイソレーション特性を示す。図１０において、実線の特性は、３ｆＦの静電容量を付加した受信フィルタを備えたデュープレクサにおけるアイソレーション特性を示す。破線の特性は、静電容量が付加されていない受信フィルタを備えたデュープレクサにおけるアイソレーション特性を示す。図１０の実線に示す特性結果を得るために使用したデュープレクサにおいて、送信フィルタおよび受信フィルタは４２°回転Ｙカットのタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ3）基板上に形成され、アルミニウム（Ａｌ）を主成分とする電極材料を用いて作製された。図１０に示すように、受信フィルタの入出力間に３ｆＦの静電容量Ｃ４０を接続することによって、最大１０ｄＢ以上のアイソレーション向上が見られた。
【００３６】
図１１は、本実施の形態にかかる受信フィルタの配線レイアウトを示す模式図である。図１１に示すように、受信フィルタは、４２°回転ＹカットのＬｉＴａＯ3基板５０上に形成した。基板５０上には、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２、ＳＡＷ共振器５３〜５６、入力端子５７等の配線パターンが形成されている。図１１に示す配線パターンは、図９に示す受信フィルタの具体的な配線パターンの一例を示す。
【００３７】
前述したように本実施の形態においては、入力ＩＤＴ電極と出力ＩＤＴ電極との間の最近接電極指間の電位差に着目して、静電容量を追加する経路を決定した。なぜなら、本実施の形態で作製した受信フィルタの配線レイアウトは、図１１に示すように、入力端子５７−出力端子５８ａの経路と、入力端子５７−出力端子５８ｂの経路とがほぼ同等であり、橋絡容量のアンバランスが存在する箇所がダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２における入力ＩＤＴ電極と出力ＩＤＴ電極との間の最近接電極指間であると考えられたからである。このような橋絡容量のアンバランスを低減するために、入力端子５７と出力端子５８ａとの間に静電容量５９を接続した。静電容量５９は、入力端子５７から引き出されＡｌを主成分とする配線パターン５９ａと、出力端子５８ａから引き出されＡｌを主成分とする配線パターン５９ｂと、配線パターン５９ａと配線パターン５９ｂとの間の空隙５９ｃとにより形成されている。配線パターン５９ａ及び５９ｂの寸法（入力端子５７や出力端子５８ａからの長さ寸法、空隙５９ｃの寸法Ｌ等）は、所望のアイソレーション向上が実現されるように、実験により決定することができる。例えば、静電容量５９の値は、空隙５９ｃの幅寸法Ｌに反比例するため、配線パターン５９ａ及び５９ｂの長さを調整して空隙５９ｃの幅寸法Ｌを調整することにより、静電容量５９の値を任意に調整することができる。
【００３８】
なお、本実施の形態においては、図１１に示すように、入力端子５７と出力端子５８ａとから配線を引き出して静電容量５９を追加したが、橋絡容量のアンバランスの発生箇所はダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２であるので、少なくともダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２を挟むように配置すれば、どのような配置であっても同等の効果が得られる。
【００３９】
例えば、弾性表面波フィルタの配線レイアウトにアンバランスが存在する場合、入力端子５７−出力端子５８ｂ側の経路に静電容量を追加してもよい。すなわち、配線レイアウトおよび最近接電極指間の容量等を考慮して、橋絡容量が多い方の経路に静電容量を付加すれば、抑圧向上の効果がより得られる。
【００４０】
また、図１２に示す符号Ｃ４１〜Ｃ４７のうちいずれか一つに示すように静電容量を接続してもよい。静電容量Ｃ４０〜Ｃ４３は、入力端子４７−出力端子４８ａ側の経路に接続した例であり、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１の入出力間に並列に接続した例である。静電容量Ｃ４４〜Ｃ４７は、入力端子４７−出力端子４８ｂ側の経路に接続した例であり、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の入出力間に並列に接続した例である。
【００４１】
〔３．通信モジュールの構成〕
図１３は、本実施の形態にかかるフィルタを備えた通信モジュールの一例を示す。図１３に示すように、デュープレクサ６２は、受信フィルタ６２ａと送信フィルタ６２ｂとを備えている。また、受信フィルタ６２ａには、例えばバランス出力に対応した受信端子６３ａ及び６３ｂが接続されている。また、送信フィルタ６２ｂは、パワーアンプ６４を介して送信端子６５に接続している。ここで、受信フィルタ６２ａは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
【００４２】
受信動作を行う際、受信フィルタ６２ａは、アンテナ端子６１を介して入力される受信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、受信端子６３ａ及び６３ｂから外部へ出力する。また、送信動作を行う際、送信フィルタ６２ｂは、送信端子６５から入力されてパワーアンプ６４で増幅された送信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、アンテナ端子６１から外部へ出力する。
【００４３】
本実施の形態にかかるフィルタを通信モジュールに備えることで、受信フィルタ６２ａにおける抑圧度を向上することができる。また、受信フィルタ６２ａ−送信フィルタ６２ｂ間におけるアイソレーションを向上することができる。
【００４４】
さらには、図１３の通信モジュール内において、アンテナ端子６１と受信端子６３ａとの間、あるいはアンテナ端子６１と受信端子６３ｂとの間に、静電容量を接続することで、両端子間橋絡容量のアンバランスをさらに補正することができる。
【００４５】
なお、図１３に示す通信モジュールの構成は一例であり、他の形態の通信モジュールに本実施の形態にかかるフィルタを搭載しても、同様の効果が得られる。
【００４６】
〔４．通信装置の構成〕
図１４は、本実施の形態にかかるフィルタ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のＲＦブロックを示す。また、図１４に示す通信装置は、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）通信方式及びＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるＧＳＭ通信方式は、８５０ＭＨｚ帯、９５０ＭＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯に対応している。また、携帯電話端末は、図１４に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ７３ａ、７７〜８０は、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
【００４７】
まず、アンテナ７１を介して入力される受信信号は、その通信方式がＷ−ＣＤＭＡかＧＳＭかによってアンテナスイッチ回路７２で、動作の対象とするＬＳＩを選択する。入力される受信信号がＷ−ＣＤＭＡ通信方式に対応している場合は、受信信号をデュープレクサ７３に出力するように切り換える。デュープレクサ７３に入力される受信信号は、受信フィルタ７３ａで所定の周波数帯域に制限されて、バランス型の受信信号がＬＮＡ７４に出力される。ＬＮＡ７４は、入力される受信信号を増幅し、ＬＳＩ７６に出力する。ＬＳＩ７６では、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。
【００４８】
一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ７６は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ７５で増幅されて送信フィルタ７３ｂに入力される。送信フィルタ７３ｂは、入力される送信信号のうち所定の周波数帯域の信号のみを通過させる。送信フィルタ７３ｂから出力される送信信号は、アンテナスイッチ回路７２を介してアンテナ７１から外部に出力される。
【００４９】
また、入力される受信信号がＧＳＭ通信方式に対応した信号である場合は、アンテナスイッチ回路７２は、周波数帯域に応じて受信フィルタ７７〜８０のうちいずれか一つを選択し、受信信号を出力する。受信フィルタ７７〜８０のうちいずれか一つで帯域制限された受信信号は、ＬＳＩ８３に入力される。ＬＳＩ８３は、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ８３は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ８１または８２で増幅されて、アンテナスイッチ回路７２を介してアンテナ７１から外部に出力される。
【００５０】
本実施の形態にかかるフィルタ、または通信モジュールを通信装置に備えることで、受信フィルタ６２ａにおける抑圧度を向上することができる。また、受信フィルタ７３ａ、７７〜８０におけるアイソレーションを向上することができる。
【００５１】
〔５．実施の形態の効果、他〕
本実施の形態によれば、バランス型フィルタに含まれる複数のダブルモード型ＳＡＷフィルタのうち少なくともいずれか一方に、任意の値の静電容量を接続したことにより、複数のダブルモード型フィルタにおいて生じる橋絡容量のアンバランスを抑制することができる。よって、フィルタの抑圧度を向上することができる。また、フィルタのアイソレーションを向上することができる。
【００５２】
なお、本実施の形態では、２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタのうちいずれか一方に静電容量を接続する構成としたが、２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタにおいて生じる橋絡容量のアンバランスを抑制することができれば、２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタにそれぞれ静電容量を接続してもよい。
【００５３】
本実施の形態に関して、以下の付記を開示する。
【００５４】
（付記１）
入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、
前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されている、フィルタ。
【００５５】
（付記２）
前記静電容量は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間および前記入力端子と前記第２の出力端子との間に存在する橋絡容量のアンバランスを解消し、不要な同相成分を除去可能な値を有する、付記１記載のフィルタ。
【００５６】
（付記３）
前記入力端子から前記第１の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性と、前記入力端子から前記第２の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性とが異なる、付記１または２に記載のフィルタ。
【００５７】
（付記４）
前記フィルタ素子は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間に接続された第１のダブルモード型弾性波フィルタと、前記入力端子と前記第２の出力端子との間に接続された第２のダブルモード型弾性波フィルタとを備え、
第１のダブルモード型弾性波フィルタ及び第２のダブルモード型弾性波フィルタは、それぞれ入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとを備え、
前記静電容量は、前記第１のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差と、前記第２のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差のうち、電位差が小さい方の経路に接続されている、付記１記載のフィルタ。
【００５８】
（付記５）
前記静電容量は、前記フィルタ素子上に形成されている、付記１記載のフィルタ。
【００５９】
（付記６）
送信信号を出力する送信フィルタと、アンテナから入力される信号をフィルタリングする受信フィルタとを備えたデュープレクサであって、
前記受信フィルタは、付記１〜５のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、デュープレクサ。
【００６０】
（付記７）
付記１〜５のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、通信モジュール。
【００６１】
（付記８）
付記１〜５のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、通信装置。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本願に開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に有用である。
【符号の説明】
【００６３】
２ 受信フィルタ
２１、２２ ダブルモード型ＳＡＷフィルタ
Ｃ３、Ｃ４０ 静電容量
【技術分野】
【０００１】
本願の開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話に代表される無線通信機器のマルチバンド／システム化が進み、１台の電話機に複数の無線装置が搭載されるようになっている。複数の無線装置を搭載することにより無線通信機器が大型化することが懸念されているが、受信段間フィルタを省略してバランス出力とした受信フィルタを搭載することで、無線装置の小型化を図る方法がある。特許文献１は、バランス出力を有する受信フィルタを開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−３１８３０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、バランス型フィルタは、入力端子と一方の出力端子との間、および入力端子と他方の出力端子との間に、それぞれ橋絡容量が生じる場合がある。橋絡容量が生じると、入力端子から入力される信号がフィルタを通らずに、橋絡容量にバイパスされてしまう。この時、２つの橋絡容量が同じ値であれば、入出力端子間のバイパスの影響は同相となるため、バランス変換の際に相殺される。しかし、２つの橋絡容量は、実際の弾性波フィルタを用いたバランス型フィルタ（ダブルモード型弾性波フィルタ等）では、バランス変換を実行するために、一般的には互いに異なる値となる。このように、橋絡容量の値が異なる（アンバランス）と、入出力端子間のバイパスの影響は相殺されないため、受信フィルタにおいて抑圧劣化が生じるという問題があった。
【０００５】
本願の目的は、入力端子と２つの出力端子間に存在する橋絡容量のアンバランスを解消し、不要な同相成分を除去することで、バランス型フィルタの抑圧度を向上することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願に開示するフィルタは、入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されているものである。
【発明の効果】
【０００７】
本願に開示によれば、バランス型フィルタの抑圧度を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】アンテナデュープレクサを使用するＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式携帯電話の１つの周波数バンドに対応する無線部のブロック図
【図２】図１に示す無線部から受信段間フィルタ１０４と送信段間フィルタ１０８とを削除した無線部のブロック図
【図３】バランス型アンテナデュープレクサのブロック図
【図４】受信フィルタの入出力間に発生する橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の概念を示した図
【図５】本実施の形態にかかるフィルタの概念を示す図
【図６】本実施の形態にかかるバランス型フィルタの一例である受信フィルタの模式図
【図７】橋絡容量Ｃ１の値が０．０３ｐＦ、橋絡容量Ｃ２の値が０．０５ｐＦのフィルタに、静電容量Ｃ３を付加した場合と付加しない場合における、受信フィルタの周波数特性を示す特性図
【図８】バランス型アンテナデュープレクサのブロック図
【図９】図８における受信フィルタ３２の具体構成を示す模式図
【図１０】静電容量が付加された受信フィルタを備えたデュープレクサと、静電容量が付加されていない受信フィルタを備えたデュープレクサの、送受信間のアイソレーション特性を示す特性図
【図１１】本実施の形態にかかる受信フィルタの配線レイアウトを示す模式図
【図１２】静電容量の配置パターンを示す図
【図１３】通信モジュールのブロック図
【図１４】通信装置のブロック図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
フィルタは、入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されているものである。この構成においては、弾性波素子内に存在する入力端子と２つの出力端子間のそれぞれに存在する橋絡容量のアンバランスを低減でき、抑圧度向上を実現することが可能となる。
【００１０】
フィルタにおいて、前記フィルタ素子は、ダブルモード型弾性波フィルタであり、前記静電容量は、前記ダブルモード型弾性波フィルタの入力端子と出力端子との間に接続されている構成とすることができる。
【００１１】
フィルタにおいて、前記入力端子から前記第１の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性と、前記入力端子から前記第２の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性とが異なる構成とすることができる。このような構成とすることにより、入出力端子間に存在する橋絡容量のアンバランスやその他の影響よる同相成分のアンバランスを同時に低減でき、抑圧度を向上することが可能となる。
【００１２】
フィルタにおいて、前記フィルタ素子は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間に接続された第１のダブルモード型弾性波フィルタと、前記入力端子と前記第２の出力端子との間に接続された第２のダブルモード型弾性波フィルタとを備え、第１のダブルモード型弾性波フィルタ及び第２のダブルモード型弾性波フィルタは、それぞれ入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとを備え、前記静電容量は、前記第１のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差と、前記第２のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差のうち、電位差が小さい方の経路に接続されている構成とすることができる。
とすることで、橋絡容量が小さいほうの経路のダブルモード型ＳＡＷフィルタに静電容量を付加することになり、もともと存在する橋絡容量のアンバランスを低減でき、抑圧度を向上することが可能となる。
【００１３】
フィルタにおいて、前記静電容量は、前記フィルタ素子上に形成されている構成とすることができる。このような構成とすることにより、フィルタのサイズを大型化することなく静電容量を追加でき、小型のまま抑圧度向上が可能となり、さらに望ましい構造となる。
【００１４】
（実施の形態）
〔１．フィルタの構成〕
近年、携帯電話に代表される無線通信機器のマルチバンド／システム化が進み、１台の電話機に複数の無線装置が搭載されるようになっている。このため、無線部における回路の複雑化や、使用部品の増大が深刻な問題となっている。
【００１５】
図１は、アンテナデュープレクサを使用するＦＤＤ（Frequency Division Duplex）方式携帯電話の１つの周波数バンドに対応する無線部を示す。図１に示す無線部は、アンテナ１０１、デュープレクサ１０２、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０３、受信段間フィルタ１０４、ＬＮＡ１０５、受信回路１０６、送信回路１０７、送信段間フィルタ１０８、パワーアンプ１０９を備えている。マルチバンド携帯電話では、例えば図１に示す無線部が、周波数バンド分搭載されることになり、機器の大型化を招くという問題があった。
【００１６】
図２は、図１に示す無線部から受信段間フィルタ１０４と送信段間フィルタ１０８とを削除した無線部を示す。図２に示すように、無線部から受信段間フィルタ１０４を削除した場合、デュープレクサ１０２の受信ポート１０２ａがバランス出力でなければならなくなる。また、受信段間フィルタ１０４での不要波の抑圧機能をデュープレクサ１０２で受け持つことになる。つまり、アンテナ−受信端子間での高減衰特性（送信帯域）が要求されることになる。さらには、減衰すべき最大の不要波は、送信信号の受信側への漏れであることを考慮すると、デュープレクサ１０２としては、送信−受信端子間アイソレーション（送信帯域）をも向上することが重要となる。
【００１７】
このように、受信段間フィルタ１０４が削除されたシステムでのデュープレクサ１０２においては、受信ポート１０２ａがバランス出力であり、かつ、高減衰、高アイソレーションの特性を有するものが要求されることになる。
【００１８】
図３は、バランス型アンテナデュープレクサのブロック図である。図３に示すように、バランス型アンテナデュープレクサは、シングルエンド型の送信フィルタ１、シングルエンド−バランス変換型の受信フィルタ２、および整合回路３を備えている。送信フィルタ１には、１つの送信端子１ａ（シングル入力）が接続されている。受信フィルタ２には、２つの受信端子２ａ及び２ｂ（バランス出力）が接続されている。整合回路３には、アンテナに接続されたアンテナ端子４が接続されている。
【００１９】
ここで、上述のアンテナ−受信端子間における送信帯域の減衰特性向上、および送信帯域における送信−受信間アイソレーション向上を達成するには、バランス型フィルタである受信フィルタ２の抑圧度向上が必須となる。そこで、バランス型フィルタの抑圧度向上を阻害する要因について考える。１つの要因としては、フィルタ内に存在する入出力端子間の橋絡容量（図４におけるＣ１、Ｃ２）の影響がある。図４は、受信フィルタ２の入出力間に発生する橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の概念を示した図である。図４に示すように、受信フィルタ２内に橋絡容量Ｃ１、Ｃ２が存在すると、受信フィルタ２の入力端子２ｃに入力される信号は、フィルタ素子５を介さずに、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２を介して出力端子２ａ及び２ｂ側へ送られる。すなわち、入力端子２ｃに入力される信号は、受信フィルタ２をバイパスする。したがって、受信フィルタ２における抑圧度の劣化が生じる。
【００２０】
受信フィルタ２のようなバランス型フィルタの場合、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２が同一の大きさであれば、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２を介した入出力端子間のバイパスの影響は同相同士であるため、バランス変換することで相殺される。しかしながら、実際の弾性波フィルタを用いたバランス型フィルタ（ダブルモード型ＳＡＷフィルタ等）では、バランス変換を実行するために、一般にはＣ１≠Ｃ２となってしまい、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２のアンバランスの影響による抑圧劣化を免れてはいなかった。
【００２１】
特開２００５−３１８３０８号公報は、バランス型フィルタにおいて２つの入出力端子間経路にそれぞれ橋絡容量が存在することを開示しているが、２つの入出力端子間の橋絡容量はどちらもＣｃと記され、同一と見なされている。つまり、橋絡容量のアンバランスについては開示されておらず、理想的に同一の橋絡容量が存在する場合のみが示されている。さらに、特開２００５−３１８３０８号公報は、バランス性を阻害する他の要因として、共通ＧＮＤインダクタンスＬｇ３を開示しているが、その解決策としては、共通ＧＮＤインダクタンスＬｇ３を低減することだけを開示しており、他の補正方法に関する記載はされていない。
【００２２】
図５は、本実施の形態にかかるフィルタの概念を示す図である。図５に示すように、弾性波フィルタを用いたバランス型フィルタである受信フィルタ２は、入力端子２ｃと、２つの出力端子２ａ及び２ｂのうちいずれか一方の出力端子（図５に示す例では出力端子２a）との間に、静電容量Ｃ３が接続されている。このように、静電容量Ｃ３を接続することにより、入力端子２ｃと２つの出力端子２ａ及び２ｂとの間のそれぞれの経路に存在する橋絡容量のアンバランスを低減し、抑圧向上を実現することができる。なお、図５に示すフィルタは、橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の値がＣ１＜Ｃ２の関係にある場合であって、橋絡容量Ｃ１に静電容量Ｃ３を並列接続して入力端子２ｃと出力端子２ａとの間の合成容量を増加させ、橋絡容量Ｃ２とのバランスを確保している。橋絡容量Ｃ１、Ｃ２がＣ１＞Ｃ２の関係にある場合は、橋絡容量Ｃ２に静電容量Ｃ３を並列接続することで、受信フィルタ２の入出力間の２つの橋絡容量のバランスを確保することができる。すなわち、入力端子２ｃ−出力端子２ａの経路および入力端子２ｃ−出力端子２ｂの経路のうち、少なくともいずれか一方の経路に任意の値の静電容量を接続することにより、受信フィルタ２の入出力間の２つの橋絡容量のバランスを確保することができる。以下、上記概念の本実施の形態にかかるフィルタの具体構成について説明する。
【００２３】
図６は、本実施の形態にかかるバランス型フィルタの一例である受信フィルタの模式図である。図６に示す受信フィルタは、通過帯域２１１０〜２１７０ＭＨｚ、阻止域１９２０〜１９８０ＭＨｚで設計されたダブルモード型ＳＡＷフィルタを備えている。図６に示す受信フィルタは、逆相および同相出力の２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２を接続したフィルタである。
【００２４】
ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１は、入力ＩＤＴ電極２１ａ、出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃを備えている。入力ＩＤＴ電極２１ａは、入力端子２ｃに接続されている。出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃは、出力端子２ａに接続されている。入力ＩＤＴ電極２１ａは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２１ｈが配されている。出力ＩＤＴ電極２１ｂは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２１ｉが配されている。出力ＩＤＴ電極２１ｃは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２１ｊが配されている。入力ＩＤＴ電極２１ａ、出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃの配列方向の両端部には、それぞれ反射器２１ｋが配されている。
【００２５】
ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２は、入力ＩＤＴ電極２２ａ、出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃを備えている。入力ＩＤＴ電極２２ａは、入力端子２ｃに接続されている。出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃは、出力端子２ｂに接続されている。入力ＩＤＴ電極２２ａは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２２ｈが配されている。出力ＩＤＴ電極２２ｂは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２２ｉが配されている。出力ＩＤＴ電極２２ｃは、対向する位置に、接地された接地ＩＤＴ電極２２ｊが配されている。入力ＩＤＴ電極２２ａ、出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃの配列方向の両端部には、それぞれ反射器２２ｋが配されている。
【００２６】
図６に示す受信フィルタにおいて、入力端子２ｃを介して入力される信号は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２に入力される。ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１は、入力ＩＤＴ電極２１ａの端部の電極指２１ｄと出力ＩＤＴ電極２１ｂの端部の電極指２１ｅとが同電位であり、入力ＩＤＴ電極２１ａの端部の電極指２１ｄと出力ＩＤＴ電極２１ｂの端部の電極指２１ｅとが同電位である。よって、入力ＩＤＴ電極２１ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極２１ｂ及び２１ｃにおいて逆相（１８０°反転した位相）で受信されることになる。したがって、出力端子２ａから出力される信号は、入力端子２ｃに入力される信号に対して位相が反転（位相差１８０度）する。
【００２７】
一方、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２は、入力ＩＤＴ電極２２ａの端部の電極指２２ｄと出力ＩＤＴ電極２２ｂの端部の電極指２２ｅとに電位差があり、入力ＩＤＴ電極２２ａの端部の電極指２２ｄと出力ＩＤＴ電極２２ｂの端部の電極指２２ｅとに電位差がある。よって、入力ＩＤＴ電極２２ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極２２ｂ及び２２ｃにおいて同相で受信されることになる。したがって、出力端子２ｂから出力される信号は、入力端子２ｃに入力される信号と同相である。このように、バランス型フィルタである受信フィルタ２は、入力端子２ｃに入力される信号に基づき、逆相の信号を出力端子２ａから出力し、同相の信号を出力端子２ｂから出力することができる。
【００２８】
ここで、図６に示す受信フィルタは、入力端子２ｃと出力端子２ａ及び２ｂとの間に、それぞれ橋絡容量Ｃ１、Ｃ２が存在している。なお、図６における橋絡容量Ｃ１、Ｃ２は、受信フィルタ２内に存在する橋絡容量を等価的に示したものであり、実際にコンデンサ等が接続されているわけではない。橋絡容量Ｃ１、Ｃ２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２の構造上、値がアンバランスとなってしまう。橋絡容量Ｃ１、Ｃ２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１及び２２における隣り合う電極指間の電位差に基づいて生じる。例えば、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１における出力ＩＤＴ電極２１ｂの端部の電極指２１ｄと、入力ＩＤＴ電極２１ａの端部の電極指２１ｅ（電極指２１ｄに隣り合う電極指）とは、いずれも信号電位であるため同電位であり、電極指２１ｄと電極指２１ｅとの間の橋絡容量は小さい値となる。同様に、入力ＩＤＴ電極２１ａに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２１ｆと、出力ＩＤＴ電極２１ｃに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２１ｇ（電極指２１ｆに隣り合う電極指）とは、いずれも接地電位であるため同電位であり、電極指２１ｆと電極指２１ｇとの間の橋絡容量は小さい値となる。このように、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２１においては、隣り合う電極指が同電位であるため、橋絡容量Ｃ１は小さい値となる。一方、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２における出力ＩＤＴ電極２２ｂの端部の電極指２２ｄと、入力ＩＤＴ電極２２ａの端部の電極指２２ｅ（電極指２２ｄに隣り合う電極指）とは、電極指２２ｄが信号電位で電極指２２ｅが接地電位であるため異電位であり、電極指２２ｄと電極指２２ｅとの間の橋絡容量は大きい値となる。同様に、入力ＩＤＴ電極２２ａに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２２ｆと、出力ＩＤＴ電極２２ｃに対向する接地ＩＤＴ電極の端部の電極指２２ｇ（電極指２２ｆに隣り合う電極指）とは、電極指２２ｆが信号電位で電極指２２ｇが接地電位であるため異電位であり、電極指２２ｆと電極指２２ｇとの間の橋絡容量は大きい値となる。このように、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ２２においては、隣り合う電極指の電位差が大きいため、橋絡容量Ｃ２は大きい値となる。
【００２９】
図６に示すフィルタにおいて、橋絡容量Ｃ１の値が０．０３ｐＦ、橋絡容量Ｃ２の値が０．０５ｐＦであると仮定する。このような橋絡容量Ｃ１、Ｃ２の値のアンバランスを解消するために、橋絡容量Ｃ１側に０．０２ｐＦの容量を有する静電容量Ｃ３を付加した場合を考える。
【００３０】
図７は、橋絡容量Ｃ１の値が０．０３ｐＦ、橋絡容量Ｃ２の値が０．０５ｐＦのフィルタに、静電容量Ｃ３を付加した場合と付加しない場合における、受信フィルタの周波数特性を示す。図７において、実線で示す特性は、例えば図５に示すように静電容量Ｃ３を付加した受信フィルタ２の周波数特性である。破線で示す特性は、例えば図４に示すように静電容量Ｃ３を付加していない受信フィルタ２の周波数特性である。図７に示すように、受信フィルタ２に静電容量Ｃ３を付加することで、阻止域（約１９２０〜１９８０ＭＨｚ）での減衰量を大きくすることができ、抑圧度を向上することができる。
【００３１】
〔２．デュープレクサの構成〕
図８は、バランス型アンテナデュープレクサのブロック図である。バランス型アンテナデュープレクサは、送信フィルタ３１、受信フィルタ３２、インダクタ３３、アンテナ端子３４を備えている。送信フィルタ３１は、複数の共振器をラダー型に接続したラダー型ＳＡＷフィルタを含む。本実施の形態では、７段構成のシングルエンド（シングル入力−シングル出力）型のラダー型ＳＡＷフィルタを備えた。送信フィルタ３１は、送信端子３１ａが接続されている。受信フィルタ３２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタを含む。受信フィルタ３２は、シングル入力−バランス出力型のフィルタであり、受信端子３２ａ及び３２ｂが接続されている。インダクタ３３は、送信フィルタ３１と受信フィルタ３２との間の位相整合用のインダクタである。アンテナ端子３４は、アンテナ（不図示）に接続されている。図８に示すデュープレクサは、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式Ｂａｎｄ＿Ｉの携帯電話に搭載可能であり、送信帯域は例えば１９２０〜１９８０ＭＨｚ、受信帯域は例えば２１１０〜２１７０ＭＨｚである。
【００３２】
図９は、図８における受信フィルタ３２の具体構成を示す模式図である。図９に示す受信フィルタ３２は、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１及び４２、ＳＡＷフィルタ４３〜４６、入力端子４７、出力端子４８ａ及び４８ｂ、および静電容量Ｃ４０を備えている。入力端子４７には、ＳＡＷフィルタ４３及び４４が直列接続されている。ＳＡＷフィルタ４４には、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１の入力ＩＤＴ電極４１ａ及びダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の入力ＩＤＴ電極４２ａが接続されている。ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１の出力ＩＤＴ電極４１ｂ及び４１ｃは、ＳＡＷフィルタ４５に接続されている。ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の出力ＩＤＴ電極４２ｂ及び４２ｃは、ＳＡＷフィルタ４６に接続されている。ＳＡＷフィルタ４５には、出力端子４８ａが接続されている。ＳＡＷフィルタ４６には、出力端子４８ｂが接続されている。静電容量Ｃ４０は、ＳＡＷフィルタ４３の入力側とＳＡＷフィルタ４５の出力側とに接続されている。
【００３３】
図９に示すように、入力端子４７と出力端子４８ａとの間に配置されたダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１においては、入力ＩＤＴ電極４１ａと２つの出力ＩＤＴ電極４１ｂ及び４１ｃの最近接電極指同士（電極指４１ｄと電極指４１ｅ、電極指４１ｆと電極指４１ｇ）は、それぞれ同電位となっている。この構造においては、入力ＩＤＴ電極４１ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極４１ｂ及び４１ｃにおいて逆相（１８０°反転した位相）で受信されることになる。これに対して、入力端子４７と出力端子４８ｂとの間に配置されたダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２においては、入力ＩＤＴ電極４２ａと２つの出力ＩＤＴ電極４２ｂ及び４２ｃの最近接電極指同士（電極指４２ｄと電極指４２ｅ、電極指４２ｆと電極指４２ｇ）は、それぞれ異電位となっている。この場合、入力ＩＤＴ電極４２ａで励振された弾性表面波は、出力ＩＤＴ電極４２ｂ及び４２ｃにおいて同相で受信されることになる。このような原理で出力端子４８ａと出力端子４８ｂとから、１８０°位相が異なる信号を出力することができる。
【００３４】
ここで、入力端子４７と出力端子４８ａとを結ぶ経路、及び入力端子４７と出力端子４８ｂ間とを結ぶ経路に存在する橋絡容量について説明する。橋絡容量が発生する一つの原因は、入力ＩＤＴ電極と出力ＩＤＴ電極との間の最近接電極指間に発生する容量である。図９に示すように、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１とダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の最近接電極指の電位は、アンバランス−バランス変換を実現するために、それぞれ異なる。具体的には、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１内の一組の最近接電極指間は接地同士になっており、ここで発生する静電容量は橋絡容量とは見なされなくなる。この結果、入力端子４７と出力端子４８ａとの間に存在する橋絡容量は、入力端子４７と出力端子４８ｂとの間に存在する橋絡容量よりも小さいと考えられ、橋絡容量のアンバランスが存在することになる。このような橋絡容量のアンバランスを解消するために、図９に示すように、入力端子４７と出力端子４８ａとの間に静電容量Ｃ４０を接続することが好ましい。静電容量Ｃ４０の値は、例えば３ｆＦである。
【００３５】
図１０は、３ｆＦの値を有する静電容量が付加された受信フィルタを備えたデュープレクサと、静電容量が付加されていない受信フィルタを備えたデュープレクサの、送受信間のアイソレーション特性を示す。図１０において、実線の特性は、３ｆＦの静電容量を付加した受信フィルタを備えたデュープレクサにおけるアイソレーション特性を示す。破線の特性は、静電容量が付加されていない受信フィルタを備えたデュープレクサにおけるアイソレーション特性を示す。図１０の実線に示す特性結果を得るために使用したデュープレクサにおいて、送信フィルタおよび受信フィルタは４２°回転Ｙカットのタンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ3）基板上に形成され、アルミニウム（Ａｌ）を主成分とする電極材料を用いて作製された。図１０に示すように、受信フィルタの入出力間に３ｆＦの静電容量Ｃ４０を接続することによって、最大１０ｄＢ以上のアイソレーション向上が見られた。
【００３６】
図１１は、本実施の形態にかかる受信フィルタの配線レイアウトを示す模式図である。図１１に示すように、受信フィルタは、４２°回転ＹカットのＬｉＴａＯ3基板５０上に形成した。基板５０上には、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２、ＳＡＷ共振器５３〜５６、入力端子５７等の配線パターンが形成されている。図１１に示す配線パターンは、図９に示す受信フィルタの具体的な配線パターンの一例を示す。
【００３７】
前述したように本実施の形態においては、入力ＩＤＴ電極と出力ＩＤＴ電極との間の最近接電極指間の電位差に着目して、静電容量を追加する経路を決定した。なぜなら、本実施の形態で作製した受信フィルタの配線レイアウトは、図１１に示すように、入力端子５７−出力端子５８ａの経路と、入力端子５７−出力端子５８ｂの経路とがほぼ同等であり、橋絡容量のアンバランスが存在する箇所がダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２における入力ＩＤＴ電極と出力ＩＤＴ電極との間の最近接電極指間であると考えられたからである。このような橋絡容量のアンバランスを低減するために、入力端子５７と出力端子５８ａとの間に静電容量５９を接続した。静電容量５９は、入力端子５７から引き出されＡｌを主成分とする配線パターン５９ａと、出力端子５８ａから引き出されＡｌを主成分とする配線パターン５９ｂと、配線パターン５９ａと配線パターン５９ｂとの間の空隙５９ｃとにより形成されている。配線パターン５９ａ及び５９ｂの寸法（入力端子５７や出力端子５８ａからの長さ寸法、空隙５９ｃの寸法Ｌ等）は、所望のアイソレーション向上が実現されるように、実験により決定することができる。例えば、静電容量５９の値は、空隙５９ｃの幅寸法Ｌに反比例するため、配線パターン５９ａ及び５９ｂの長さを調整して空隙５９ｃの幅寸法Ｌを調整することにより、静電容量５９の値を任意に調整することができる。
【００３８】
なお、本実施の形態においては、図１１に示すように、入力端子５７と出力端子５８ａとから配線を引き出して静電容量５９を追加したが、橋絡容量のアンバランスの発生箇所はダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２であるので、少なくともダブルモード型ＳＡＷフィルタ５１及び５２を挟むように配置すれば、どのような配置であっても同等の効果が得られる。
【００３９】
例えば、弾性表面波フィルタの配線レイアウトにアンバランスが存在する場合、入力端子５７−出力端子５８ｂ側の経路に静電容量を追加してもよい。すなわち、配線レイアウトおよび最近接電極指間の容量等を考慮して、橋絡容量が多い方の経路に静電容量を付加すれば、抑圧向上の効果がより得られる。
【００４０】
また、図１２に示す符号Ｃ４１〜Ｃ４７のうちいずれか一つに示すように静電容量を接続してもよい。静電容量Ｃ４０〜Ｃ４３は、入力端子４７−出力端子４８ａ側の経路に接続した例であり、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４１の入出力間に並列に接続した例である。静電容量Ｃ４４〜Ｃ４７は、入力端子４７−出力端子４８ｂ側の経路に接続した例であり、ダブルモード型ＳＡＷフィルタ４２の入出力間に並列に接続した例である。
【００４１】
〔３．通信モジュールの構成〕
図１３は、本実施の形態にかかるフィルタを備えた通信モジュールの一例を示す。図１３に示すように、デュープレクサ６２は、受信フィルタ６２ａと送信フィルタ６２ｂとを備えている。また、受信フィルタ６２ａには、例えばバランス出力に対応した受信端子６３ａ及び６３ｂが接続されている。また、送信フィルタ６２ｂは、パワーアンプ６４を介して送信端子６５に接続している。ここで、受信フィルタ６２ａは、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
【００４２】
受信動作を行う際、受信フィルタ６２ａは、アンテナ端子６１を介して入力される受信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、受信端子６３ａ及び６３ｂから外部へ出力する。また、送信動作を行う際、送信フィルタ６２ｂは、送信端子６５から入力されてパワーアンプ６４で増幅された送信信号のうち、所定の周波数帯域の信号のみを通過させ、アンテナ端子６１から外部へ出力する。
【００４３】
本実施の形態にかかるフィルタを通信モジュールに備えることで、受信フィルタ６２ａにおける抑圧度を向上することができる。また、受信フィルタ６２ａ−送信フィルタ６２ｂ間におけるアイソレーションを向上することができる。
【００４４】
さらには、図１３の通信モジュール内において、アンテナ端子６１と受信端子６３ａとの間、あるいはアンテナ端子６１と受信端子６３ｂとの間に、静電容量を接続することで、両端子間橋絡容量のアンバランスをさらに補正することができる。
【００４５】
なお、図１３に示す通信モジュールの構成は一例であり、他の形態の通信モジュールに本実施の形態にかかるフィルタを搭載しても、同様の効果が得られる。
【００４６】
〔４．通信装置の構成〕
図１４は、本実施の形態にかかるフィルタ、または前述の通信モジュールを備えた通信装置の一例として、携帯電話端末のＲＦブロックを示す。また、図１４に示す通信装置は、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）通信方式及びＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）通信方式に対応した携帯電話端末の構成を示す。また、本実施の形態におけるＧＳＭ通信方式は、８５０ＭＨｚ帯、９５０ＭＨｚ帯、１．８ＧＨｚ帯、１．９ＧＨｚ帯に対応している。また、携帯電話端末は、図１４に示す構成以外にマイクロホン、スピーカー、液晶ディスプレイなどを備えているが、本実施の形態における説明では不要であるため図示を省略した。ここで、受信フィルタ７３ａ、７７〜８０は、本実施の形態にかかるフィルタを備えている。
【００４７】
まず、アンテナ７１を介して入力される受信信号は、その通信方式がＷ−ＣＤＭＡかＧＳＭかによってアンテナスイッチ回路７２で、動作の対象とするＬＳＩを選択する。入力される受信信号がＷ−ＣＤＭＡ通信方式に対応している場合は、受信信号をデュープレクサ７３に出力するように切り換える。デュープレクサ７３に入力される受信信号は、受信フィルタ７３ａで所定の周波数帯域に制限されて、バランス型の受信信号がＬＮＡ７４に出力される。ＬＮＡ７４は、入力される受信信号を増幅し、ＬＳＩ７６に出力する。ＬＳＩ７６では、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。
【００４８】
一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ７６は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ７５で増幅されて送信フィルタ７３ｂに入力される。送信フィルタ７３ｂは、入力される送信信号のうち所定の周波数帯域の信号のみを通過させる。送信フィルタ７３ｂから出力される送信信号は、アンテナスイッチ回路７２を介してアンテナ７１から外部に出力される。
【００４９】
また、入力される受信信号がＧＳＭ通信方式に対応した信号である場合は、アンテナスイッチ回路７２は、周波数帯域に応じて受信フィルタ７７〜８０のうちいずれか一つを選択し、受信信号を出力する。受信フィルタ７７〜８０のうちいずれか一つで帯域制限された受信信号は、ＬＳＩ８３に入力される。ＬＳＩ８３は、入力される受信信号に基づいて音声信号への復調処理を行ったり、携帯電話端末内の各部を動作制御したりする。一方、信号を送信する場合は、ＬＳＩ８３は送信信号を生成する。生成された送信信号は、パワーアンプ８１または８２で増幅されて、アンテナスイッチ回路７２を介してアンテナ７１から外部に出力される。
【００５０】
本実施の形態にかかるフィルタ、または通信モジュールを通信装置に備えることで、受信フィルタ６２ａにおける抑圧度を向上することができる。また、受信フィルタ７３ａ、７７〜８０におけるアイソレーションを向上することができる。
【００５１】
〔５．実施の形態の効果、他〕
本実施の形態によれば、バランス型フィルタに含まれる複数のダブルモード型ＳＡＷフィルタのうち少なくともいずれか一方に、任意の値の静電容量を接続したことにより、複数のダブルモード型フィルタにおいて生じる橋絡容量のアンバランスを抑制することができる。よって、フィルタの抑圧度を向上することができる。また、フィルタのアイソレーションを向上することができる。
【００５２】
なお、本実施の形態では、２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタのうちいずれか一方に静電容量を接続する構成としたが、２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタにおいて生じる橋絡容量のアンバランスを抑制することができれば、２つのダブルモード型ＳＡＷフィルタにそれぞれ静電容量を接続してもよい。
【００５３】
本実施の形態に関して、以下の付記を開示する。
【００５４】
（付記１）
入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、
前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されている、フィルタ。
【００５５】
（付記２）
前記静電容量は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間および前記入力端子と前記第２の出力端子との間に存在する橋絡容量のアンバランスを解消し、不要な同相成分を除去可能な値を有する、付記１記載のフィルタ。
【００５６】
（付記３）
前記入力端子から前記第１の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性と、前記入力端子から前記第２の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性とが異なる、付記１または２に記載のフィルタ。
【００５７】
（付記４）
前記フィルタ素子は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間に接続された第１のダブルモード型弾性波フィルタと、前記入力端子と前記第２の出力端子との間に接続された第２のダブルモード型弾性波フィルタとを備え、
第１のダブルモード型弾性波フィルタ及び第２のダブルモード型弾性波フィルタは、それぞれ入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとを備え、
前記静電容量は、前記第１のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差と、前記第２のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差のうち、電位差が小さい方の経路に接続されている、付記１記載のフィルタ。
【００５８】
（付記５）
前記静電容量は、前記フィルタ素子上に形成されている、付記１記載のフィルタ。
【００５９】
（付記６）
送信信号を出力する送信フィルタと、アンテナから入力される信号をフィルタリングする受信フィルタとを備えたデュープレクサであって、
前記受信フィルタは、付記１〜５のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、デュープレクサ。
【００６０】
（付記７）
付記１〜５のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、通信モジュール。
【００６１】
（付記８）
付記１〜５のうちいずれか一項に記載のフィルタを備えた、通信装置。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
本願に開示は、フィルタ、デュープレクサ、通信モジュール、通信装置に有用である。
【符号の説明】
【００６３】
２ 受信フィルタ
２１、２２ ダブルモード型ＳＡＷフィルタ
Ｃ３、Ｃ４０ 静電容量
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、
前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されている、フィルタ。
【請求項２】
前記静電容量は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間および前記入力端子と前記第２の出力端子との間に存在する橋絡容量のアンバランスを解消し、不要な同相成分を除去可能な値を有する、請求項１記載のフィルタ。
【請求項３】
前記入力端子から前記第１の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性と、前記入力端子から前記第２の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性とが異なる、請求項１または２に記載のフィルタ。
【請求項４】
前記フィルタ素子は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間に接続された第１のダブルモード型弾性波フィルタと、前記入力端子と前記第２の出力端子との間に接続された第２のダブルモード型弾性波フィルタとを備え、
第１のダブルモード型弾性波フィルタ及び第２のダブルモード型弾性波フィルタは、それぞれ入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとを備え、
前記静電容量は、前記第１のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差と、前記第２のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差のうち、電位差が小さい方の経路に接続されている、請求項１記載のフィルタ。
【請求項５】
前記静電容量は、前記フィルタ素子上に形成されている、請求項１記載のフィルタ。
【請求項１】
入力端子と、前記入力端子に入力された信号をフィルタリングするフィルタ素子と、前記フィルタ素子から信号を差動出力する第１の出力端子及び第２の出力端子とを備えたバランス型のフィルタであって、
前記入力端子と、前記第１の出力端子及び前記第２の出力端子のうちいずれか一方の出力端子との間に、静電容量が接続されている、フィルタ。
【請求項２】
前記静電容量は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間および前記入力端子と前記第２の出力端子との間に存在する橋絡容量のアンバランスを解消し、不要な同相成分を除去可能な値を有する、請求項１記載のフィルタ。
【請求項３】
前記入力端子から前記第１の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性と、前記入力端子から前記第２の出力端子に向かう経路のフィルタ通過特性とが異なる、請求項１または２に記載のフィルタ。
【請求項４】
前記フィルタ素子は、前記入力端子と前記第１の出力端子との間に接続された第１のダブルモード型弾性波フィルタと、前記入力端子と前記第２の出力端子との間に接続された第２のダブルモード型弾性波フィルタとを備え、
第１のダブルモード型弾性波フィルタ及び第２のダブルモード型弾性波フィルタは、それぞれ入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとを備え、
前記静電容量は、前記第１のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差と、前記第２のダブルモード型弾性波フィルタにおける入力インターディジタルトランスデューサと出力インターディジタルトランスデューサとの間の最近接電極指同士間の電位差のうち、電位差が小さい方の経路に接続されている、請求項１記載のフィルタ。
【請求項５】
前記静電容量は、前記フィルタ素子上に形成されている、請求項１記載のフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−４９７５５（Ｐ２０１１−４９７５５Ａ）
【公開日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−１９５５４４（Ｐ２００９−１９５５４４）
【出願日】平成２１年８月２６日（２００９．８．２６）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
【出願人】（０００２０４２８４）太陽誘電株式会社 (964)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月１０日（２０１１．３．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年８月２６日（２００９．８．２６）
【公序良俗違反の表示】
（特許庁注：以下のものは登録商標）
１．ＧＳＭ
【出願人】（０００２０４２８４）太陽誘電株式会社 (964)
【Ｆターム（参考）】
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