フィルタ回路
【課題】 可変する回路定数を減らし、かつ、回路定数の可変範囲を同じにしても、Ｑの変動が大きくならないようにする。
【解決手段】 ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ２０Ｂ、３０Ｂを縦続接続し、ＨＰＦ２０Ｂの内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数が低から高へ変化し、Ｑが大から小へ変化する抵抗Ｒ２２と、ＨＰＦ３０Ｂの内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数が低から高へ変化し、Ｑが小から大へ変化する抵抗Ｒ３２を互いに連動して抵抗値が可変するようにする。可変抵抗Ｒ２２とＲ３２を連動して可変したとき、各ＨＰＦ２０Ｂ、３０ＢのＱが相補的に変動するようにしたので、Ｑの変動を小さく抑えることができる。各ＨＰＦ２０Ｂ、３０Ｂはカットオフ周波数の可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高く、Ｒ２２とＲ３２の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定にすることができる。
【解決手段】 ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ２０Ｂ、３０Ｂを縦続接続し、ＨＰＦ２０Ｂの内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数が低から高へ変化し、Ｑが大から小へ変化する抵抗Ｒ２２と、ＨＰＦ３０Ｂの内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数が低から高へ変化し、Ｑが小から大へ変化する抵抗Ｒ３２を互いに連動して抵抗値が可変するようにする。可変抵抗Ｒ２２とＲ３２を連動して可変したとき、各ＨＰＦ２０Ｂ、３０ＢのＱが相補的に変動するようにしたので、Ｑの変動を小さく抑えることができる。各ＨＰＦ２０Ｂ、３０Ｂはカットオフ周波数の可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高く、Ｒ２２とＲ３２の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定にすることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はフィルタ回路に係り、とくに周波数特性の可変なフィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
２ウェイ方式のスピーカシステムに用いられるオーディオ装置では、各スピーカの再生帯域を制限するためにオーディオ信号をチャンネルデバイダで低域成分と高域成分に周波数分割して低域用と高域用の別個のパワーアンプで電力増幅し、低音用スピーカと中・高音用スピーカを駆動するようにしている。チャンネルデバイダのＬＰＦとＨＰＦには、ＶＣＶＳ型（電圧ソース型）、多重帰還形等の種々のタイプがあり、カットオフ周波数を可変できるものもある。
図１にＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦの一般的な回路例を示す。入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力端子の間に抵抗Ｒ１、差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）とグランド間に抵抗Ｒ２が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の出力端子はフィルタ回路の出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）にも接続されている。今、電圧と電流を図１の如く決め、Ｃ１、Ｃ２のインピーダンスをＺ１、Ｚ２とすると、
Ｖ１−Ｖ３＝Ｚ１Ｉ１ （１）
Ｖ３−Ｖ４＝Ｚ２Ｉ２ （２）
Ｖ３−Ｖ２＝Ｒ１Ｉ３ （３）
Ｖ４− ０＝Ｒ２Ｉ２ （４）
Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３ （５）
Ｖ４＝Ｖ２ （６）
の関係が成立する。
これらを連立させて各電流とＶ３を消去し、Ｚ１＝１／ｓＣ１、Ｚ２＝１／ｓＣ２として入力端子ＩＮからの出力端子ＯＵＴまでの伝達関数Ｈ（ｓ）＝Ｖ２（ｓ）／Ｖ１（ｓ）を求めると、
Ｈ（ｓ）＝ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２／｛ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２＋ｓＲ１（Ｃ１＋Ｃ２）＋１｝ （７）
となる。（７）式はゲイン１のＨＰＦを示し、カットオフ周波数ｆｃとＱ（先鋭度）は各々次のようになる。
ｆｃ＝（１／２π）√（１／Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２） （８）
Ｑ＝｛１／（Ｃ１＋Ｃ２）｝√（Ｒ２Ｃ１Ｃ２／Ｒ１） （９）
なお、√（Ｘ）はＸの平方根を表す。
【０００３】
（８）式から、Ｒ１またはＲ２を可変することでカットオフ周波数ｆｃを可変できることがわかる。但し、Ｒ１またはＲ２を可変したとき（９）式からＱが変動してしまい、周波数−ゲイン特性にピークが生じることがある。（８）、（９）式から、Ｒ１とＲ２を、比を一定に保ちながら可変することでカットオフ周波数ｆｃの可変時にＱを一定に保つことができることがわかる。図２に２連の可変抵抗器を用いて２つの抵抗比を一定に保ちながら連動して可変できるようにした回路例を示す。
図２は図１と同様のＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦであり、図１のＲ１を抵抗Ｒ１１と可変抵抗Ｒ１２に置き換え、Ｒ２を抵抗Ｒ２１と可変抵抗Ｒ２２に置き換え、可変抵抗Ｒ１２とＲ２２を２連可変抵抗器（２連ＶＲ）１０で構成し、カットオフ周波数ｆｃを可変としたものである。一例としてＣ１＝Ｃ２＝０．２２μＦ、Ｒ１１＝１１ｋΩ、Ｒ２１＝２７ｋΩ、Ｒ１２＝０〜２０ｋΩ、Ｒ２２＝０〜５０ｋΩとすれば２連可変抵抗器１０を回すことで、Ｒ１＝Ｒ１１＋Ｒ１２、Ｒ２＝Ｒ２１＋Ｒ２２として、Ｒ１：Ｒ２≒２：５、Ｑ≒０．８の関係を保ちながらカットオフ周波数ｆｃを１４．８１〜４１．９８Ｈｚの範囲で可変することができる。このカットオフ周波数可変特性（周波数−ゲイン特性）を図３に示す。Ｇ３１はＲ１２＝２０ｋΩ、Ｒ２２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．８１Ｈｚ、Ｇ３２はＲ１２＝１０．８ｋΩ、Ｒ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝２１．０８Ｈｚ、Ｇ３３はＲ１２＝４．５８ｋΩ、Ｒ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２９．５６Ｈｚ、Ｇ３４はＲ１２＝２．０２ｋΩ、Ｒ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３５．４１Ｈｚ、Ｇ３５はＲ１２＝０ｋΩ、Ｒ２２＝０Ω、ｆｃ＝４１．９８Ｈｚである。
【０００４】
周波数特性の遷移域をより急峻にしたい場合は、図２のＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦを２組用意して図４の如くシリーズ接続し、４次ＨＰＦを構成すれば良い。この場合、前段の２次ＨＰＦ２０のＲ２１、Ｒ２２と後段の２次ＨＰＦ３０のＲ３２、Ｒ４２は４連可変抵抗器４０により構成し、互いに連動して、Ｒ１＝Ｒ１１＋Ｒ１２、Ｒ２＝Ｒ２１＋Ｒ２２、Ｒ３＝Ｒ３１＋Ｒ３２、Ｒ４＝Ｒ４１＋Ｒ４２として、Ｒ１：Ｒ２＝Ｒ３：Ｒ４≒２：５の関係を保ちながらカットオフ周波数ｆｃを可変することができる。このカットオフ周波数可変特性（周波数−ゲイン特性）を図５に示す。Ｒ１２、Ｒ２２、Ｒ３２、Ｒ４２を連動して大から小へと可変したとき、周波数−ゲイン特性はＧ５１、Ｇ５２、Ｇ５３、Ｇ５４、Ｇ５５の順に変化する。
【０００５】
ところで、図２の例の場合、２連可変抵抗器１０は可変抵抗範囲が異なる２種類の抵抗体を有する特殊なタイプとしなければならず構成が複雑で高価となり、図４の例では、４連可変抵抗器４０は可変抵抗範囲の異なる２種類の抵抗体を２組有するタイプとしなければならず構成がより複雑で大型なものとなってしまう。図２の２連可変抵抗器１０として１種類の可変抵抗範囲を有する通常のタイプを使用し、Ｒ１１＝Ｒ２１とし、Ｒ１２＝Ｒ２２＝０〜Ｒｍａｘとすることが考えられるが、Ｒ１１＋Ｒ１２＝Ｒ２１＋Ｒ２２とするとＱが最大でも０．５と小さくなり過ぎてしまう。また、Ｒ１１≠Ｒ２１にしたとしても、Ｒ１２＝Ｒ２２の場合は、Ｒ１＝Ｒ１１＋Ｒ１２とＲ２＝Ｒ２１＋Ｒ２２の比が一定にならないので、カットオフ周波数ｆｃを可変したときのＱの変動が大きくなってしまう。このＱの変動を目立たなくするには、Ｑをそれほど大きくすることはできない。Ｃ１＝Ｃ２＝０．４７μＦ、Ｒ１１＝１２ｋΩ、Ｒ２１＝９．１ｋΩ、とし、Ｒ１２＝Ｒ２２＝０〜５０ｋΩの範囲で可変したときのＱは０．６３〜０．４６の範囲で変動する。このときのカットオフ周波数可変特性を図６に示す。Ｇ６１はＲ１２＝Ｒ２２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝７．２５Ｈｚ、Ｇ６２はＲ１２＝Ｒ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１０．７９Ｈｚ、Ｇ６３はＲ１２＝Ｒ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝１７．３０Ｈｚ、Ｇ６４はＲ１２＝Ｒ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝２３．７６Ｈｚ、Ｇ６５はＲ１２＝Ｒ２２＝０Ω、ｆｃ＝３４．４８Ｈｚである。
【０００６】
また、ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦを２組シリーズ接続して４次フィルタとする場合、図７の如く、前段の２次ＨＰＦ２０Ａのみに１種類の可変抵抗範囲を有する２連可変抵抗器１０を用い、後段の２次ＨＰＦ２０Ａは回路定数を固定として簡単化した構成が従来から使用されている。前段のＣ１＝Ｃ２＝０．４７μＦ、Ｒ１１＝１２ｋΩ、Ｒ２１＝９．１ｋΩ、とし、Ｒ１２＝Ｒ２２＝０〜５０ｋΩの範囲で可変するとき、前段の２次ＨＰＦ２０Ａを単独で見たＱは０．６３〜０．４６の範囲で変動する（図６参照）。後段のＣ１＝Ｃ２＝０．４７μＦ、Ｒ１＝１６ｋΩ、Ｒ２＝３６ｋΩとすると、後段の２次ＨＰＦ２０Ａを単独で見たカットオフ周波数ｆｃ＝１４．１１、Ｑ＝０．７５となる（図８参照）。このときの４次フィルタ全体のカットオフ周波数可変特性を図９に示す。Ｒ１２、Ｒ２２を連動して大から小へと可変したとき、周波数−ゲイン特性はＧ９１、Ｇ９２、Ｇ９３、Ｇ９４、Ｇ９５の順に変化する。図５に比して肩特性がなだらかなことがわかる。
【０００７】
ＶＣＶＳ型の２次ＬＰＦにおいても、従来から２連可変抵抗器を用いてカットオフ周波数を可変とするフィルタ回路が提案されているが、上述したＨＰＦの場合と同様に、１種類の可変抵抗範囲を有する通常のタイプを使用すると、Ｑの変動が大きくなってしまう欠点がある（特許文献１）。
こように、従来のカットオフ周波数可変フィルタでは、設計の自由度が小さく、Ｑの変動が大きくならないようにすることと、多連可変抵抗器の構成を簡単化することの両立が難しかった。
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−１０７５８８号公報の図７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上記した従来技術の問題に鑑み、設計の自由度が高く、連動して可変させる複数の回路定数可変素子の可変範囲を同じにしてもＱの変動が大きくならないようにできるフィルタ回路を提供することを、その目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のフィルタ回路は、複数のアクティブフィルタを縦続接続したフィルタ回路において、前記各アクティブフィルタに、回路定数が可変することで全体の周波数特性を可変させる回路定数可変素子を設け、各回路定数可変素子は連動して回路定数が可変するようにするとともに、各回路定数可変素子を可変したとき、各アクティブフィルタのＱが相補的に変動するようにしたこと、を特徴としている。
前記回路定数可変素子は多連の可変抵抗としても良い。
また、前記各アクティブフィルタは２次のＶＣＶＳ型フィルタとしても良く、或いは２次の多重帰還型フィルタとしても良い。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、縦続接続した各アクティブフィルタに回路定数可変素子を設け、各回路定数可変素子は連動して回路定数が可変するようにするとともに、各回路定数可変素子を可変したとき、各アクティブフィルタのＱが相補的に変動するようにしたので、全体としてＱの変動が小さくなる。加えて、各アクティブフィルタの設計自由度が高くなり、各回路定数可変素子の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の最良の形態を実施例に基づき説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１０を参照して本発明の第１実施例を説明する。図１０は本発明に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。
図１０において、ＩＮは入力端子、２０Ｂと３０Ｂは各々ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦであり、シリーズ接続されて遷移域の急峻な４次ＨＰＦが形成されている。前段の２次ＨＰＦ２０Ｂは、入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力端子の間に抵抗Ｒ１、差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）とグランド間に抵抗Ｒ２１と可変抵抗Ｒ２２が直列接続されている。差動増幅器ＯＰ１の出力端子は後段の２次ＨＰＦ３０Ｂの入力側と反転入力端子（−）にも接続されている。２次ＨＰＦ３０Ｂは、２次ＨＰＦ部２０Ｂの出力側と差動増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）の間に、コンデンサＣ３、Ｃ４が直列に接続されており、Ｃ３、Ｃ４の接続点と差動増幅器ＯＰ２の出力端子の間に抵抗Ｒ３１と可変抵抗Ｒ３２が直列に接続されている。差動増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）とグランド間に抵抗Ｒ４が接続されている。差動増幅器ＯＰ２の出力端子は全体の出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）にも接続されている。可変抵抗Ｒ２２とＲ３２は２連可変抵抗器（２連ＶＲ）５０により構成されている。
【００１４】
前段の２次ＨＰＦ２０Ｂを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ２２の抵抗値を大から小へ可変すると、（８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（９）式から大から小へと変化する。
一方、後段の２次ＨＰＦ３０Ｂを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ３２の抵抗値を大から小へ可変すると、（８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（９）式から小から大へと変化する。２次ＨＰＦ２０ＢのＱと３０ＢのＱは増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動する。従って、２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂをシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して可変することで、Ｑの変動を小さく抑えることができる。また、２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂを各々単独で見たカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高いため、Ｒ２２とＲ３２の可変範囲を同じすることも簡単である。
２次ＨＰＦ２０ＢのＣ１＝０．４７μＦ、Ｃ２＝０．６８μＦ、Ｒ１＝６．８ｋΩ、Ｒ２１＝６．８ｋΩ、Ｒ２２＝０〜５０ｋΩとすると、２次ＨＰＦ２０Ｂを単独で見たＱは１．４〜０．５の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ２０Ｂの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１１に示す。Ｇ１１１はＲ２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．３２Ｈｚ、Ｑ＝１．４２、Ｇ１１２はＲ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１８．５７Ｈｚ、Ｑ＝１．１０、Ｇ１１３はＲ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２５．２７Ｈｚ、Ｑ＝０．８１、Ｇ１１４はＲ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３１．３６Ｈｚ、Ｑ＝０．６５、Ｇ１１５はＲ２２＝０Ω、ｆｃ＝４１．４０Ｈｚ、Ｑ＝０．４９である。
【００１５】
２次ＨＰＦ３０ＢのＣ３＝０．１５μＦ、Ｃ４＝０．２２μＦ、Ｒ３１＝６．８ｋΩ、Ｒ３２＝０〜５０ｋΩ、Ｒ４＝６２ｋΩとすると、Ｑは０．５〜１．４の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ３０Ｂの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１２に示す。Ｇ１２１はＲ３２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．７６Ｈｚ、Ｑ＝０．５１、Ｇ１２２はＲ３２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１９．１４Ｈｚ、Ｑ＝０．６６、Ｇ１２３はＲ３２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２６．０５Ｈｚ、Ｑ＝０．９０、Ｇ１２４はＲ３２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３２．３２Ｈｚ、Ｑ＝１．１２、Ｇ１２５はＲ３２＝０Ω、ｆｃ＝４２．６７Ｈｚ、Ｑ＝１．４８である。
図１１と図１２を比較すると、同じ可変範囲のＲ２２とＲ３２を連動して可変したとき、２次ＨＰＦ２０ＢのＱと３０ＢのＱは変動幅が同程度で増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動している。２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂを図１０の如くシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して大から小へ可変したとき、フィルタ回路全体の周波数−ゲイン特性は図１３のＧ１３１、Ｇ１３２、Ｇ１３３、Ｇ１３４、Ｇ１３５の順に変化する。図１３からフィルタ回路全体のカットオフ周波数ｆｃは小から大へ変化し、この際、フィルタ回路全体のＱの変動は小さく、０．５より大きな値でほぼ一定に保たれることがわかる。図１３ではカットオフ周波数ｆｃ＝４０Ｈｚ付近で小さなピークが生じているが、全体としては概ね良好な４次ＨＰＦのカットオフ周波数可変特性を示している。
【００１６】
この実施例によれば、ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ２０Ｂを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが大から小へ変化する抵抗素子と、ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ３０Ｂを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが小から大へ変化する抵抗素子とを互いに連動して抵抗値が可変するようにし、２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂをシリーズ接続して４次ＨＰＦを構成し、各可変抵抗素子を連動して可変したとき、各２次ＨＰＦ２０Ｂ、３０ＢのＱが相補的に変動するようにしたので、Ｑの変動を小さく抑えることができる。
加えて、各２次ＨＰＦ２０Ｂ、３０Ｂはカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高く、各可変抵抗素子の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定にすることができるので、可変範囲の同じ抵抗体を有する構成の簡単、安価な２連可変抵抗器を使用できる。
【実施例２】
【００１７】
次に、本発明の第２実施例を説明する。まず、図１４を参照して第２実施例の原理的な説明をする。図１４は多重帰還型の２次ＨＰＦの一般的な回路を示す。
図１４において、入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力側との間にコンデンサＣ３、Ｃ１とＣ２の接続点とグランドとの間に抵抗Ｒ１が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）と出力側との間に抵抗Ｒ２が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）はグランドと接続されており、出力側は出力端子ＯＵＴと接続されている。今、電圧と電流を図１４の如く決め、Ｃ１、Ｃ２のインピーダンスをＺ１、Ｚ２とすると、
Ｖ１−Ｖ３＝Ｚ１Ｉ１ （１０）
Ｖ３−Ｖ４＝Ｚ２Ｉ２ （１１）
Ｖ３−Ｖ２＝Ｚ３Ｉ３ （１２）
Ｖ３− ０＝Ｒ１Ｉ４ （１３）
Ｖ４−Ｖ２＝Ｒ２Ｉ２ （１４）
Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３＋Ｉ４ （１５）
Ｖ４＝０ （１６）
の関係が成立する。
これらを連立させて各電流とＶ３、Ｖ４を消去し、Ｚ１＝１／ｓＣ１、Ｚ２＝１／ｓＣ２として入力端子ＩＮからの出力端子ＯＵＴまでの伝達関数Ｈ（ｓ）＝Ｖ２（ｓ）／Ｖ１（ｓ）を求めると、
Ｈ（ｓ）＝ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２／｛ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ２Ｃ３＋ｓＲ１（Ｃ１＋Ｃ３）＋１｝ （１７）
となる。カットオフ周波数ｆｃ、Ｑ（先鋭度）、ゲインＧ０は各々次のようになる。
ｆｃ＝（１／２π）√（１／Ｒ１Ｒ２Ｃ２Ｃ３） （１８）
Ｑ＝｛１／（Ｃ１＋Ｃ３）｝√（Ｒ２Ｃ２Ｃ３／Ｒ１） （１９）
Ｇ０＝Ｃ１／Ｃ３ （２０）
【００１８】
（１８）、（１９）式から、Ｒ１とＲ２を比を一定に保ちながら可変することでカットオフ周波数ｆｃの可変時にＱを一定に保つことができることがわかる。但し、Ｒ１とＲ２の可変範囲を同じにすると、図１で説明したのと同様にＱの変動が大きくなってしまう欠点がある。
【００１９】
図１５は本発明の第２実施例を示すフィルタ回路の回路図である。
図１５において、ＩＮは入力端子、２０Ｃと３０Ｃは各々多重帰還型の２次ＨＰＦであり、シリーズ接続されて遷移域の急峻な４次ＨＰＦが形成されている。前段の２次ＨＰＦ２０Ｃは、入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力側との間にコンデンサＣ３、Ｃ１とＣ２の接続点とグランドとの間に抵抗Ｒ１が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）と出力側との間に抵抗Ｒ２１と可変抵抗Ｒ２２が直列に接続されている。差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）はグランドと接続されており、出力側は後段の２次ＨＰＦ３０Ｃと接続されている。
２次ＨＰＦ３０Ｃは、２次ＨＰＦ２０Ｃの出力側と差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）の間に、コンデンサＣ４、Ｃ５が直列に接続されており、Ｃ４、Ｃ５の接続点と差動増幅器ＯＰ２の出力側との間にコンデンサＣ６、Ｃ４とＣ５の接続点とグランドとの間に抵抗Ｒ３１と可変抵抗Ｒ３２が直列に接続されている。差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）と出力側との間に抵抗Ｒ４が接続されている。差動増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）はグランドと接続されており、出力側は出力端子ＯＵＴと接続されている。可変抵抗Ｒ２２とＲ３２は２連可変抵抗器（２連ＶＲ）５０により構成されている。
【００２０】
前段の２次ＨＰＦ２０Ｃを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ２２の抵抗値を大から小へ可変すると、（１８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（１９）式から大から小へと変化する。一方、後段の２次ＨＰＦ３０Ｃを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ３２の抵抗値を大から小へ可変すると、（１８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（１９）式から小から大へと変化する。２次ＨＰＦ２０ＣのＱと３０ＣのＱは増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動する。従って、２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃをシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して可変することで、Ｑの変動を小さく抑えることができる。また、２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃを各々単独で見たカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高いため、Ｒ２２とＲ３２の可変範囲を同じすることも簡単である。
２次ＨＰＦ２０ＣのＣ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝０．５６μＦ、Ｒ１＝６．８ｋΩ、Ｒ２１＝６．８ｋΩ、Ｒ２２＝０〜５０ｋΩとすると、２次ＨＰＦ２０Ｃを単独で見たＱは１．４〜０．５の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ２０Ｃの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１６に示す。Ｇ１６１はＲ２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．４６Ｈｚ、Ｑ＝１．４５、Ｇ１６２はＲ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１８．７５Ｈｚ、Ｑ＝１．１１、Ｇ１６３はＲ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２５．５１Ｈｚ、Ｑ＝０．８２、Ｇ１６４はＲ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３１．６６Ｈｚ、Ｑ＝０．６６、Ｇ１１５はＲ２２＝０Ω、ｆｃ＝４１．７９Ｈｚ、Ｑ＝０．５０である。
【００２１】
２次ＨＰＦ３０ＣのＣ４＝Ｃ５＝Ｃ６＝０．１８μＦ、Ｒ３１＝６．８ｋΩ、Ｒ３２＝０〜５０ｋΩ、Ｒ４＝６２ｋΩとすると、Ｑは０．５〜１．４の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ３０Ｃの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１７に示す。Ｇ１７１はＲ３２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．９０Ｈｚ、Ｑ＝０．５２、Ｇ１７２はＲ３２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１９．３１Ｈｚ、Ｑ＝０．６８、Ｇ１７３はＲ２３＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２６．２９Ｈｚ、Ｑ＝０．９２、Ｇ１７４はＲ２３＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３２．６２Ｈｚ、Ｑ＝１．１４、Ｇ１７５はＲ２３＝０Ω、ｆｃ＝４３．０６Ｈｚ、Ｑ＝１．５１である。
図１６と図１７を比較すると、同じ可変範囲のＲ２２とＲ３２を連動して可変したとき、２次ＨＰＦ２０ＣのＱと３０ＣのＱは変動幅が同程度で増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動している。２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃを図１５の如くシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して大から小へ可変したとき、フィルタ回路全体の周波数−ゲイン特性は図１８のＧ１８１、Ｇ１８２、Ｇ１８３、Ｇ１８４、Ｇ１８５の順に変化する。図１８からフィルタ回路全体のカットオフ周波数ｆｃは小から大へ変化し、この際、フィルタ回路全体のＱの変動は小さく、０．５より大きな値でほぼ一定に保たれることがわかる。図１８ではカットオフ周波数ｆｃ＝４０Ｈｚ付近で小さなピークが生じているが、全体としては概ね良好な４次ＨＰＦのカットオフ周波数可変特性を示している。
【００２２】
この実施例によれば、多重帰還型の２次ＨＰＦ２０Ｃを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが大から小へ変化する抵抗素子と、多重帰還型の２次ＨＰＦ３０Ｃを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが小から大へ変化する抵抗素子とを互いに連動して抵抗値が可変するようにし、２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃをシリーズ接続して４次ＨＰＦを構成し、各可変抵抗素子を連動して可変したとき、各２次ＨＰＦ２０Ｃ、３０ＣのＱが相補的に変動するようにしたので、Ｑの変動を小さく抑えかつＱが小さく抑えることができる。
加えて、各２次ＨＰＦ２０Ｃ、３０Ｃはカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高く、各可変抵抗素子の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定でかつ小さくなり過ぎないようにすることができるので、可変範囲の同じ抵抗体を有する構成の簡単、安価な２連可変抵抗器を使用できる。
【００２３】
なお、上記した各実施例では、ＨＰＦを例に挙げて説明したが、ＬＰＦ、ＢＰＦなど他の種類のフィルタ回路にも同様に適用できる。また、可変素子として抵抗を例に挙げて説明したが、容量可変型のコンデンサを可変素子としても良い。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明は、オーディオ機器、通信機器、情報処理装置等のフィルタ回路に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】従来のＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦの回路図である。
【図２】２連可変抵抗器を用いたカットオフ周波数可変型の２次ＨＰＦの回路図である。
【図３】図２の周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図４】４連可変抵抗器を用いたカットオフ周波数可変型の４次ＨＰＦの回路図である。
【図５】図４の周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図６】図２の２連可変抵抗器を同じ可変範囲としたときの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図７】２連可変抵抗器を用いたカットオフ周波数可変型の４次ＨＰＦの回路図である。
【図８】図７の後段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図９】図７の４次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１０】本発明の第１実施例に係る４次ＨＰＦの回路図である（実施例１）。
【図１１】図１０の前段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１２】図１０の後段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１３】図１０の４次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１４】本発明の第２実施例の原理を説明するための多重帰還型の２次ＨＰＦの回路図である。
【図１５】本発明の第２実施例に係る４次ＨＰＦの回路図である（実施例２）。
【図１６】図１５の前段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１７】図１５の後段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１８】図１５の４次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【符号の説明】
【００２６】
２０Ｂ、３０Ｂ ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ
２０Ｃ、３０Ｃ 多重帰還型の２次ＨＰＦ
４０ ２連可変抵抗器
【技術分野】
【０００１】
本発明はフィルタ回路に係り、とくに周波数特性の可変なフィルタ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
２ウェイ方式のスピーカシステムに用いられるオーディオ装置では、各スピーカの再生帯域を制限するためにオーディオ信号をチャンネルデバイダで低域成分と高域成分に周波数分割して低域用と高域用の別個のパワーアンプで電力増幅し、低音用スピーカと中・高音用スピーカを駆動するようにしている。チャンネルデバイダのＬＰＦとＨＰＦには、ＶＣＶＳ型（電圧ソース型）、多重帰還形等の種々のタイプがあり、カットオフ周波数を可変できるものもある。
図１にＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦの一般的な回路例を示す。入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力端子の間に抵抗Ｒ１、差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）とグランド間に抵抗Ｒ２が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の出力端子はフィルタ回路の出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）にも接続されている。今、電圧と電流を図１の如く決め、Ｃ１、Ｃ２のインピーダンスをＺ１、Ｚ２とすると、
Ｖ１−Ｖ３＝Ｚ１Ｉ１ （１）
Ｖ３−Ｖ４＝Ｚ２Ｉ２ （２）
Ｖ３−Ｖ２＝Ｒ１Ｉ３ （３）
Ｖ４− ０＝Ｒ２Ｉ２ （４）
Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３ （５）
Ｖ４＝Ｖ２ （６）
の関係が成立する。
これらを連立させて各電流とＶ３を消去し、Ｚ１＝１／ｓＣ１、Ｚ２＝１／ｓＣ２として入力端子ＩＮからの出力端子ＯＵＴまでの伝達関数Ｈ（ｓ）＝Ｖ２（ｓ）／Ｖ１（ｓ）を求めると、
Ｈ（ｓ）＝ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２／｛ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２＋ｓＲ１（Ｃ１＋Ｃ２）＋１｝ （７）
となる。（７）式はゲイン１のＨＰＦを示し、カットオフ周波数ｆｃとＱ（先鋭度）は各々次のようになる。
ｆｃ＝（１／２π）√（１／Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２） （８）
Ｑ＝｛１／（Ｃ１＋Ｃ２）｝√（Ｒ２Ｃ１Ｃ２／Ｒ１） （９）
なお、√（Ｘ）はＸの平方根を表す。
【０００３】
（８）式から、Ｒ１またはＲ２を可変することでカットオフ周波数ｆｃを可変できることがわかる。但し、Ｒ１またはＲ２を可変したとき（９）式からＱが変動してしまい、周波数−ゲイン特性にピークが生じることがある。（８）、（９）式から、Ｒ１とＲ２を、比を一定に保ちながら可変することでカットオフ周波数ｆｃの可変時にＱを一定に保つことができることがわかる。図２に２連の可変抵抗器を用いて２つの抵抗比を一定に保ちながら連動して可変できるようにした回路例を示す。
図２は図１と同様のＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦであり、図１のＲ１を抵抗Ｒ１１と可変抵抗Ｒ１２に置き換え、Ｒ２を抵抗Ｒ２１と可変抵抗Ｒ２２に置き換え、可変抵抗Ｒ１２とＲ２２を２連可変抵抗器（２連ＶＲ）１０で構成し、カットオフ周波数ｆｃを可変としたものである。一例としてＣ１＝Ｃ２＝０．２２μＦ、Ｒ１１＝１１ｋΩ、Ｒ２１＝２７ｋΩ、Ｒ１２＝０〜２０ｋΩ、Ｒ２２＝０〜５０ｋΩとすれば２連可変抵抗器１０を回すことで、Ｒ１＝Ｒ１１＋Ｒ１２、Ｒ２＝Ｒ２１＋Ｒ２２として、Ｒ１：Ｒ２≒２：５、Ｑ≒０．８の関係を保ちながらカットオフ周波数ｆｃを１４．８１〜４１．９８Ｈｚの範囲で可変することができる。このカットオフ周波数可変特性（周波数−ゲイン特性）を図３に示す。Ｇ３１はＲ１２＝２０ｋΩ、Ｒ２２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．８１Ｈｚ、Ｇ３２はＲ１２＝１０．８ｋΩ、Ｒ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝２１．０８Ｈｚ、Ｇ３３はＲ１２＝４．５８ｋΩ、Ｒ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２９．５６Ｈｚ、Ｇ３４はＲ１２＝２．０２ｋΩ、Ｒ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３５．４１Ｈｚ、Ｇ３５はＲ１２＝０ｋΩ、Ｒ２２＝０Ω、ｆｃ＝４１．９８Ｈｚである。
【０００４】
周波数特性の遷移域をより急峻にしたい場合は、図２のＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦを２組用意して図４の如くシリーズ接続し、４次ＨＰＦを構成すれば良い。この場合、前段の２次ＨＰＦ２０のＲ２１、Ｒ２２と後段の２次ＨＰＦ３０のＲ３２、Ｒ４２は４連可変抵抗器４０により構成し、互いに連動して、Ｒ１＝Ｒ１１＋Ｒ１２、Ｒ２＝Ｒ２１＋Ｒ２２、Ｒ３＝Ｒ３１＋Ｒ３２、Ｒ４＝Ｒ４１＋Ｒ４２として、Ｒ１：Ｒ２＝Ｒ３：Ｒ４≒２：５の関係を保ちながらカットオフ周波数ｆｃを可変することができる。このカットオフ周波数可変特性（周波数−ゲイン特性）を図５に示す。Ｒ１２、Ｒ２２、Ｒ３２、Ｒ４２を連動して大から小へと可変したとき、周波数−ゲイン特性はＧ５１、Ｇ５２、Ｇ５３、Ｇ５４、Ｇ５５の順に変化する。
【０００５】
ところで、図２の例の場合、２連可変抵抗器１０は可変抵抗範囲が異なる２種類の抵抗体を有する特殊なタイプとしなければならず構成が複雑で高価となり、図４の例では、４連可変抵抗器４０は可変抵抗範囲の異なる２種類の抵抗体を２組有するタイプとしなければならず構成がより複雑で大型なものとなってしまう。図２の２連可変抵抗器１０として１種類の可変抵抗範囲を有する通常のタイプを使用し、Ｒ１１＝Ｒ２１とし、Ｒ１２＝Ｒ２２＝０〜Ｒｍａｘとすることが考えられるが、Ｒ１１＋Ｒ１２＝Ｒ２１＋Ｒ２２とするとＱが最大でも０．５と小さくなり過ぎてしまう。また、Ｒ１１≠Ｒ２１にしたとしても、Ｒ１２＝Ｒ２２の場合は、Ｒ１＝Ｒ１１＋Ｒ１２とＲ２＝Ｒ２１＋Ｒ２２の比が一定にならないので、カットオフ周波数ｆｃを可変したときのＱの変動が大きくなってしまう。このＱの変動を目立たなくするには、Ｑをそれほど大きくすることはできない。Ｃ１＝Ｃ２＝０．４７μＦ、Ｒ１１＝１２ｋΩ、Ｒ２１＝９．１ｋΩ、とし、Ｒ１２＝Ｒ２２＝０〜５０ｋΩの範囲で可変したときのＱは０．６３〜０．４６の範囲で変動する。このときのカットオフ周波数可変特性を図６に示す。Ｇ６１はＲ１２＝Ｒ２２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝７．２５Ｈｚ、Ｇ６２はＲ１２＝Ｒ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１０．７９Ｈｚ、Ｇ６３はＲ１２＝Ｒ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝１７．３０Ｈｚ、Ｇ６４はＲ１２＝Ｒ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝２３．７６Ｈｚ、Ｇ６５はＲ１２＝Ｒ２２＝０Ω、ｆｃ＝３４．４８Ｈｚである。
【０００６】
また、ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦを２組シリーズ接続して４次フィルタとする場合、図７の如く、前段の２次ＨＰＦ２０Ａのみに１種類の可変抵抗範囲を有する２連可変抵抗器１０を用い、後段の２次ＨＰＦ２０Ａは回路定数を固定として簡単化した構成が従来から使用されている。前段のＣ１＝Ｃ２＝０．４７μＦ、Ｒ１１＝１２ｋΩ、Ｒ２１＝９．１ｋΩ、とし、Ｒ１２＝Ｒ２２＝０〜５０ｋΩの範囲で可変するとき、前段の２次ＨＰＦ２０Ａを単独で見たＱは０．６３〜０．４６の範囲で変動する（図６参照）。後段のＣ１＝Ｃ２＝０．４７μＦ、Ｒ１＝１６ｋΩ、Ｒ２＝３６ｋΩとすると、後段の２次ＨＰＦ２０Ａを単独で見たカットオフ周波数ｆｃ＝１４．１１、Ｑ＝０．７５となる（図８参照）。このときの４次フィルタ全体のカットオフ周波数可変特性を図９に示す。Ｒ１２、Ｒ２２を連動して大から小へと可変したとき、周波数−ゲイン特性はＧ９１、Ｇ９２、Ｇ９３、Ｇ９４、Ｇ９５の順に変化する。図５に比して肩特性がなだらかなことがわかる。
【０００７】
ＶＣＶＳ型の２次ＬＰＦにおいても、従来から２連可変抵抗器を用いてカットオフ周波数を可変とするフィルタ回路が提案されているが、上述したＨＰＦの場合と同様に、１種類の可変抵抗範囲を有する通常のタイプを使用すると、Ｑの変動が大きくなってしまう欠点がある（特許文献１）。
こように、従来のカットオフ周波数可変フィルタでは、設計の自由度が小さく、Ｑの変動が大きくならないようにすることと、多連可変抵抗器の構成を簡単化することの両立が難しかった。
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−１０７５８８号公報の図７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上記した従来技術の問題に鑑み、設計の自由度が高く、連動して可変させる複数の回路定数可変素子の可変範囲を同じにしてもＱの変動が大きくならないようにできるフィルタ回路を提供することを、その目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のフィルタ回路は、複数のアクティブフィルタを縦続接続したフィルタ回路において、前記各アクティブフィルタに、回路定数が可変することで全体の周波数特性を可変させる回路定数可変素子を設け、各回路定数可変素子は連動して回路定数が可変するようにするとともに、各回路定数可変素子を可変したとき、各アクティブフィルタのＱが相補的に変動するようにしたこと、を特徴としている。
前記回路定数可変素子は多連の可変抵抗としても良い。
また、前記各アクティブフィルタは２次のＶＣＶＳ型フィルタとしても良く、或いは２次の多重帰還型フィルタとしても良い。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、縦続接続した各アクティブフィルタに回路定数可変素子を設け、各回路定数可変素子は連動して回路定数が可変するようにするとともに、各回路定数可変素子を可変したとき、各アクティブフィルタのＱが相補的に変動するようにしたので、全体としてＱの変動が小さくなる。加えて、各アクティブフィルタの設計自由度が高くなり、各回路定数可変素子の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定にすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の最良の形態を実施例に基づき説明する。
【実施例１】
【００１３】
図１０を参照して本発明の第１実施例を説明する。図１０は本発明に係るフィルタ回路の構成を示す回路図である。
図１０において、ＩＮは入力端子、２０Ｂと３０Ｂは各々ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦであり、シリーズ接続されて遷移域の急峻な４次ＨＰＦが形成されている。前段の２次ＨＰＦ２０Ｂは、入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力端子の間に抵抗Ｒ１、差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）とグランド間に抵抗Ｒ２１と可変抵抗Ｒ２２が直列接続されている。差動増幅器ＯＰ１の出力端子は後段の２次ＨＰＦ３０Ｂの入力側と反転入力端子（−）にも接続されている。２次ＨＰＦ３０Ｂは、２次ＨＰＦ部２０Ｂの出力側と差動増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）の間に、コンデンサＣ３、Ｃ４が直列に接続されており、Ｃ３、Ｃ４の接続点と差動増幅器ＯＰ２の出力端子の間に抵抗Ｒ３１と可変抵抗Ｒ３２が直列に接続されている。差動増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）とグランド間に抵抗Ｒ４が接続されている。差動増幅器ＯＰ２の出力端子は全体の出力端子ＯＵＴと反転入力端子（−）にも接続されている。可変抵抗Ｒ２２とＲ３２は２連可変抵抗器（２連ＶＲ）５０により構成されている。
【００１４】
前段の２次ＨＰＦ２０Ｂを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ２２の抵抗値を大から小へ可変すると、（８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（９）式から大から小へと変化する。
一方、後段の２次ＨＰＦ３０Ｂを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ３２の抵抗値を大から小へ可変すると、（８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（９）式から小から大へと変化する。２次ＨＰＦ２０ＢのＱと３０ＢのＱは増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動する。従って、２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂをシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して可変することで、Ｑの変動を小さく抑えることができる。また、２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂを各々単独で見たカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高いため、Ｒ２２とＲ３２の可変範囲を同じすることも簡単である。
２次ＨＰＦ２０ＢのＣ１＝０．４７μＦ、Ｃ２＝０．６８μＦ、Ｒ１＝６．８ｋΩ、Ｒ２１＝６．８ｋΩ、Ｒ２２＝０〜５０ｋΩとすると、２次ＨＰＦ２０Ｂを単独で見たＱは１．４〜０．５の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ２０Ｂの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１１に示す。Ｇ１１１はＲ２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．３２Ｈｚ、Ｑ＝１．４２、Ｇ１１２はＲ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１８．５７Ｈｚ、Ｑ＝１．１０、Ｇ１１３はＲ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２５．２７Ｈｚ、Ｑ＝０．８１、Ｇ１１４はＲ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３１．３６Ｈｚ、Ｑ＝０．６５、Ｇ１１５はＲ２２＝０Ω、ｆｃ＝４１．４０Ｈｚ、Ｑ＝０．４９である。
【００１５】
２次ＨＰＦ３０ＢのＣ３＝０．１５μＦ、Ｃ４＝０．２２μＦ、Ｒ３１＝６．８ｋΩ、Ｒ３２＝０〜５０ｋΩ、Ｒ４＝６２ｋΩとすると、Ｑは０．５〜１．４の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ３０Ｂの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１２に示す。Ｇ１２１はＲ３２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．７６Ｈｚ、Ｑ＝０．５１、Ｇ１２２はＲ３２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１９．１４Ｈｚ、Ｑ＝０．６６、Ｇ１２３はＲ３２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２６．０５Ｈｚ、Ｑ＝０．９０、Ｇ１２４はＲ３２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３２．３２Ｈｚ、Ｑ＝１．１２、Ｇ１２５はＲ３２＝０Ω、ｆｃ＝４２．６７Ｈｚ、Ｑ＝１．４８である。
図１１と図１２を比較すると、同じ可変範囲のＲ２２とＲ３２を連動して可変したとき、２次ＨＰＦ２０ＢのＱと３０ＢのＱは変動幅が同程度で増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動している。２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂを図１０の如くシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して大から小へ可変したとき、フィルタ回路全体の周波数−ゲイン特性は図１３のＧ１３１、Ｇ１３２、Ｇ１３３、Ｇ１３４、Ｇ１３５の順に変化する。図１３からフィルタ回路全体のカットオフ周波数ｆｃは小から大へ変化し、この際、フィルタ回路全体のＱの変動は小さく、０．５より大きな値でほぼ一定に保たれることがわかる。図１３ではカットオフ周波数ｆｃ＝４０Ｈｚ付近で小さなピークが生じているが、全体としては概ね良好な４次ＨＰＦのカットオフ周波数可変特性を示している。
【００１６】
この実施例によれば、ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ２０Ｂを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが大から小へ変化する抵抗素子と、ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ３０Ｂを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが小から大へ変化する抵抗素子とを互いに連動して抵抗値が可変するようにし、２次ＨＰＦ２０Ｂと３０Ｂをシリーズ接続して４次ＨＰＦを構成し、各可変抵抗素子を連動して可変したとき、各２次ＨＰＦ２０Ｂ、３０ＢのＱが相補的に変動するようにしたので、Ｑの変動を小さく抑えることができる。
加えて、各２次ＨＰＦ２０Ｂ、３０Ｂはカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高く、各可変抵抗素子の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定にすることができるので、可変範囲の同じ抵抗体を有する構成の簡単、安価な２連可変抵抗器を使用できる。
【実施例２】
【００１７】
次に、本発明の第２実施例を説明する。まず、図１４を参照して第２実施例の原理的な説明をする。図１４は多重帰還型の２次ＨＰＦの一般的な回路を示す。
図１４において、入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力側との間にコンデンサＣ３、Ｃ１とＣ２の接続点とグランドとの間に抵抗Ｒ１が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）と出力側との間に抵抗Ｒ２が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）はグランドと接続されており、出力側は出力端子ＯＵＴと接続されている。今、電圧と電流を図１４の如く決め、Ｃ１、Ｃ２のインピーダンスをＺ１、Ｚ２とすると、
Ｖ１−Ｖ３＝Ｚ１Ｉ１ （１０）
Ｖ３−Ｖ４＝Ｚ２Ｉ２ （１１）
Ｖ３−Ｖ２＝Ｚ３Ｉ３ （１２）
Ｖ３− ０＝Ｒ１Ｉ４ （１３）
Ｖ４−Ｖ２＝Ｒ２Ｉ２ （１４）
Ｉ１＝Ｉ２＋Ｉ３＋Ｉ４ （１５）
Ｖ４＝０ （１６）
の関係が成立する。
これらを連立させて各電流とＶ３、Ｖ４を消去し、Ｚ１＝１／ｓＣ１、Ｚ２＝１／ｓＣ２として入力端子ＩＮからの出力端子ＯＵＴまでの伝達関数Ｈ（ｓ）＝Ｖ２（ｓ）／Ｖ１（ｓ）を求めると、
Ｈ（ｓ）＝ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ１Ｃ２／｛ｓ2 Ｒ１Ｒ２Ｃ２Ｃ３＋ｓＲ１（Ｃ１＋Ｃ３）＋１｝ （１７）
となる。カットオフ周波数ｆｃ、Ｑ（先鋭度）、ゲインＧ０は各々次のようになる。
ｆｃ＝（１／２π）√（１／Ｒ１Ｒ２Ｃ２Ｃ３） （１８）
Ｑ＝｛１／（Ｃ１＋Ｃ３）｝√（Ｒ２Ｃ２Ｃ３／Ｒ１） （１９）
Ｇ０＝Ｃ１／Ｃ３ （２０）
【００１８】
（１８）、（１９）式から、Ｒ１とＲ２を比を一定に保ちながら可変することでカットオフ周波数ｆｃの可変時にＱを一定に保つことができることがわかる。但し、Ｒ１とＲ２の可変範囲を同じにすると、図１で説明したのと同様にＱの変動が大きくなってしまう欠点がある。
【００１９】
図１５は本発明の第２実施例を示すフィルタ回路の回路図である。
図１５において、ＩＮは入力端子、２０Ｃと３０Ｃは各々多重帰還型の２次ＨＰＦであり、シリーズ接続されて遷移域の急峻な４次ＨＰＦが形成されている。前段の２次ＨＰＦ２０Ｃは、入力端子ＩＮと差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）の間に、コンデンサＣ１、Ｃ２が直列に接続されており、Ｃ１、Ｃ２の接続点と差動増幅器ＯＰ１の出力側との間にコンデンサＣ３、Ｃ１とＣ２の接続点とグランドとの間に抵抗Ｒ１が接続されている。差動増幅器ＯＰ１の反転入力端子（−）と出力側との間に抵抗Ｒ２１と可変抵抗Ｒ２２が直列に接続されている。差動増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）はグランドと接続されており、出力側は後段の２次ＨＰＦ３０Ｃと接続されている。
２次ＨＰＦ３０Ｃは、２次ＨＰＦ２０Ｃの出力側と差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）の間に、コンデンサＣ４、Ｃ５が直列に接続されており、Ｃ４、Ｃ５の接続点と差動増幅器ＯＰ２の出力側との間にコンデンサＣ６、Ｃ４とＣ５の接続点とグランドとの間に抵抗Ｒ３１と可変抵抗Ｒ３２が直列に接続されている。差動増幅器ＯＰ２の反転入力端子（−）と出力側との間に抵抗Ｒ４が接続されている。差動増幅器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）はグランドと接続されており、出力側は出力端子ＯＵＴと接続されている。可変抵抗Ｒ２２とＲ３２は２連可変抵抗器（２連ＶＲ）５０により構成されている。
【００２０】
前段の２次ＨＰＦ２０Ｃを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ２２の抵抗値を大から小へ可変すると、（１８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（１９）式から大から小へと変化する。一方、後段の２次ＨＰＦ３０Ｃを単独で見た場合、可変抵抗Ｒ３２の抵抗値を大から小へ可変すると、（１８）式からカットオフ周波数ｆｃが低から高へと変化し、この際、Ｑは（１９）式から小から大へと変化する。２次ＨＰＦ２０ＣのＱと３０ＣのＱは増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動する。従って、２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃをシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して可変することで、Ｑの変動を小さく抑えることができる。また、２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃを各々単独で見たカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高いため、Ｒ２２とＲ３２の可変範囲を同じすることも簡単である。
２次ＨＰＦ２０ＣのＣ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝０．５６μＦ、Ｒ１＝６．８ｋΩ、Ｒ２１＝６．８ｋΩ、Ｒ２２＝０〜５０ｋΩとすると、２次ＨＰＦ２０Ｃを単独で見たＱは１．４〜０．５の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ２０Ｃの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１６に示す。Ｇ１６１はＲ２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．４６Ｈｚ、Ｑ＝１．４５、Ｇ１６２はＲ２２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１８．７５Ｈｚ、Ｑ＝１．１１、Ｇ１６３はＲ２２＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２５．５１Ｈｚ、Ｑ＝０．８２、Ｇ１６４はＲ２２＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３１．６６Ｈｚ、Ｑ＝０．６６、Ｇ１１５はＲ２２＝０Ω、ｆｃ＝４１．７９Ｈｚ、Ｑ＝０．５０である。
【００２１】
２次ＨＰＦ３０ＣのＣ４＝Ｃ５＝Ｃ６＝０．１８μＦ、Ｒ３１＝６．８ｋΩ、Ｒ３２＝０〜５０ｋΩ、Ｒ４＝６２ｋΩとすると、Ｑは０．５〜１．４の範囲で大きく変化する。２次ＨＰＦ３０Ｃの単独でのカットオフ周波数可変特性を図１７に示す。Ｇ１７１はＲ３２＝５０ｋΩ、ｆｃ＝１４．９０Ｈｚ、Ｑ＝０．５２、Ｇ１７２はＲ３２＝２７ｋΩ、ｆｃ＝１９．３１Ｈｚ、Ｑ＝０．６８、Ｇ１７３はＲ２３＝１１．４５ｋΩ、ｆｃ＝２６．２９Ｈｚ、Ｑ＝０．９２、Ｇ１７４はＲ２３＝５．０５ｋΩ、ｆｃ＝３２．６２Ｈｚ、Ｑ＝１．１４、Ｇ１７５はＲ２３＝０Ω、ｆｃ＝４３．０６Ｈｚ、Ｑ＝１．５１である。
図１６と図１７を比較すると、同じ可変範囲のＲ２２とＲ３２を連動して可変したとき、２次ＨＰＦ２０ＣのＱと３０ＣのＱは変動幅が同程度で増減方向が逆向きとなっており、互いに相補的に変動している。２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃを図１５の如くシリーズ接続し、Ｒ２２とＲ３２を連動して大から小へ可変したとき、フィルタ回路全体の周波数−ゲイン特性は図１８のＧ１８１、Ｇ１８２、Ｇ１８３、Ｇ１８４、Ｇ１８５の順に変化する。図１８からフィルタ回路全体のカットオフ周波数ｆｃは小から大へ変化し、この際、フィルタ回路全体のＱの変動は小さく、０．５より大きな値でほぼ一定に保たれることがわかる。図１８ではカットオフ周波数ｆｃ＝４０Ｈｚ付近で小さなピークが生じているが、全体としては概ね良好な４次ＨＰＦのカットオフ周波数可変特性を示している。
【００２２】
この実施例によれば、多重帰還型の２次ＨＰＦ２０Ｃを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが大から小へ変化する抵抗素子と、多重帰還型の２次ＨＰＦ３０Ｃを構成する抵抗素子の内、抵抗値を大から小へ可変したときカットオフ周波数ｆｃが低から高へ変化し、Ｑが小から大へ変化する抵抗素子とを互いに連動して抵抗値が可変するようにし、２次ＨＰＦ２０Ｃと３０Ｃをシリーズ接続して４次ＨＰＦを構成し、各可変抵抗素子を連動して可変したとき、各２次ＨＰＦ２０Ｃ、３０ＣのＱが相補的に変動するようにしたので、Ｑの変動を小さく抑えかつＱが小さく抑えることができる。
加えて、各２次ＨＰＦ２０Ｃ、３０Ｃはカットオフ周波数ｆｃの可変範囲、Ｑに対する設計自由度が高く、各可変抵抗素子の可変範囲を同じにしながらＱがほぼ一定でかつ小さくなり過ぎないようにすることができるので、可変範囲の同じ抵抗体を有する構成の簡単、安価な２連可変抵抗器を使用できる。
【００２３】
なお、上記した各実施例では、ＨＰＦを例に挙げて説明したが、ＬＰＦ、ＢＰＦなど他の種類のフィルタ回路にも同様に適用できる。また、可変素子として抵抗を例に挙げて説明したが、容量可変型のコンデンサを可変素子としても良い。
【産業上の利用可能性】
【００２４】
本発明は、オーディオ機器、通信機器、情報処理装置等のフィルタ回路に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】従来のＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦの回路図である。
【図２】２連可変抵抗器を用いたカットオフ周波数可変型の２次ＨＰＦの回路図である。
【図３】図２の周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図４】４連可変抵抗器を用いたカットオフ周波数可変型の４次ＨＰＦの回路図である。
【図５】図４の周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図６】図２の２連可変抵抗器を同じ可変範囲としたときの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図７】２連可変抵抗器を用いたカットオフ周波数可変型の４次ＨＰＦの回路図である。
【図８】図７の後段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図９】図７の４次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１０】本発明の第１実施例に係る４次ＨＰＦの回路図である（実施例１）。
【図１１】図１０の前段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１２】図１０の後段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１３】図１０の４次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１４】本発明の第２実施例の原理を説明するための多重帰還型の２次ＨＰＦの回路図である。
【図１５】本発明の第２実施例に係る４次ＨＰＦの回路図である（実施例２）。
【図１６】図１５の前段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１７】図１５の後段の２次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【図１８】図１５の４次ＨＰＦの周波数−ゲイン特性を示す線図である。
【符号の説明】
【００２６】
２０Ｂ、３０Ｂ ＶＣＶＳ型の２次ＨＰＦ
２０Ｃ、３０Ｃ 多重帰還型の２次ＨＰＦ
４０ ２連可変抵抗器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアクティブフィルタを縦続接続したフィルタ回路において、
前記各アクティブフィルタに、回路定数が可変することで全体の周波数特性を可変させる回路定数可変素子を設け、
各回路定数可変素子は連動して回路定数を可変したとき、各アクティブフィルタのＱが相補的に変動するようにしたこと、
を特徴とするフィルタ回路。
【請求項２】
前記回路定数可変素子は多連の可変抵抗としたこと、
を特徴とする請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項３】
前記各アクティブフィルタは２次のＶＣＶＳ型フィルタであること、
を特徴とする請求項１または２記載のフィルタ回路。
【請求項４】
前記各アクティブフィルタは２次の多重帰還型フィルタであること、
を特徴とする請求項１または２記載のフィルタ回路。
【請求項１】
複数のアクティブフィルタを縦続接続したフィルタ回路において、
前記各アクティブフィルタに、回路定数が可変することで全体の周波数特性を可変させる回路定数可変素子を設け、
各回路定数可変素子は連動して回路定数を可変したとき、各アクティブフィルタのＱが相補的に変動するようにしたこと、
を特徴とするフィルタ回路。
【請求項２】
前記回路定数可変素子は多連の可変抵抗としたこと、
を特徴とする請求項１記載のフィルタ回路。
【請求項３】
前記各アクティブフィルタは２次のＶＣＶＳ型フィルタであること、
を特徴とする請求項１または２記載のフィルタ回路。
【請求項４】
前記各アクティブフィルタは２次の多重帰還型フィルタであること、
を特徴とする請求項１または２記載のフィルタ回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１０−２１８１１（Ｐ２０１０−２１８１１Ａ）
【公開日】平成２２年１月２８日（２０１０．１．２８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１８０８２４（Ｐ２００８−１８０８２４）
【出願日】平成２０年７月１１日（２００８．７．１１）
【出願人】（０００００３５９５）株式会社ケンウッド (1,981)
【出願人】（５９５１２０５３０）株式会社ケンウッド・エンジニアリング (22)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年１月２８日（２０１０．１．２８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年７月１１日（２００８．７．１１）
【出願人】（０００００３５９５）株式会社ケンウッド (1,981)
【出願人】（５９５１２０５３０）株式会社ケンウッド・エンジニアリング (22)
【Ｆターム（参考）】
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