レーダ信号処理装置
【課題】広帯域信号であっても繰り返し処理することなく、高速に、かつ、安定した、正確な補正を行う。
【解決手段】有限長の実部信号及び虚部信号を格納する信号格納部１１１０，１１２０と、実部信号及び虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換部１３１０，１２００と、それらの各スペクトルのうちの定められた帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理部１３２０，１３３０と、帯域通過処理された信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出部１３４０と、算出した補正係数により虚部信号のスペクトルを補正する補正処理部１４００と、補正された虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に戻す逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換により得られた虚部信号を格納するｑ信号格納部１６００を備えている。
【解決手段】有限長の実部信号及び虚部信号を格納する信号格納部１１１０，１１２０と、実部信号及び虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換部１３１０，１２００と、それらの各スペクトルのうちの定められた帯域の信号のみを通過させる帯域通過処理部１３２０，１３３０と、帯域通過処理された信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出部１３４０と、算出した補正係数により虚部信号のスペクトルを補正する補正処理部１４００と、補正された虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に戻す逆フーリエ変換手段と、逆フーリエ変換により得られた虚部信号を格納するｑ信号格納部１６００を備えている。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はレーダ信号処理装置に関し、特に、地上に設置、もしくは、航空機や人工衛星等の移動体に搭載されたレーダの受信機や、レーダ以外の例えば無線通信などの電磁波を受信する受信機等に使用される、レーダ信号処理装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１１は、これらの受信機の一般的な回路図の一例を示したものである。レーダ中心周波数を中心とする周波数帯域を持つレーダ受信波は、まず、受信アンテナ１で受信され、一定の周波数を持つ安定化局部発振器２の信号と周波数ミキサ３で混合され、第１の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−１）４を通過する。これにより、Intermediate Frequency（ＩＦ）を中心とする周波数帯域を持つＩＦ信号に変換される。ただし、受信機によってはこれらの処理を省き、レーダ受信波をＩＦ信号と見做した構成もありうる。
【０００３】
次に、ＩＦ信号を２系統に分岐させる。分岐させた一方のＩＦ信号は、まず、周波数ミキサ５でコヒーレント発振器６の信号と混合され、さらに、第２の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−２）７を通過することで、中心周波数ｆｃの周波数帯域を持つ同相（in-phase，ｉ）信号（以下、ｉ信号とする。）に変換される。中心周波数ｆｃは任意である。
【０００４】
分岐させた他方のＩＦ信号は、周波数ミキサ９により、コヒーレント発振器６の信号をπ／２移相器１０に通過させて得た信号と混合され、さらに、第３の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−３）１１を通過させることで、中心周波数ｆｃの周波数帯域を持つ直交（quadrature，ｑ）信号（以下、ｑ信号とする。）に変換される。
【０００５】
こうして得られたｉ信号（実部信号）とｑ信号（虚部信号）とは、それぞれ、アナログ/ディジタル変換器８，１２で記録される。アナログ/ディジタル変換器８，１２は、図１２のように限られた有限長の時間に限り信号を記録する動作を繰り返す場合と、図１３のように連続的に信号を記録する場合とが考えられる。前者の記録信号を第ｎパルス目の信号、後者の信号を連続した信号と呼ぶ。なお、ここで、ｎは、記録開始からの記録回数である。パルスとしては、図１２に示したような時間幅の短いパルスの他、時間的に長いChirp信号（周波数が時間変化に伴い線形もしくは非線形に変化する信号）や、Dechirp-on-receive方式の信号（周波数が電波伝搬距離に比例する信号）などが考えられる。
【０００６】
第２および第３の帯域通過フィルタ７，１１、移相器１０、及び／または、信号の伝送路に歪みが無い場合は、ｉ信号とｑ信号とは位相が直交した信号となる。ここでの歪みとは、信号が通過または処理されることにより、信号の位相や振幅が変化することを表す。歪みが生じたことにより、ｉ信号とｑ信号の位相が直交していない第ｎパルス目のｉ信号（ｉｎ（ｔ））及びｑ信号（ｑｎ（ｔ））は、一般に以下の式（１）でそれぞれ表される。
【０００７】
【数１】
【０００８】
ここで、上式（１）のｉｎ（ｔ），ｑｎ（ｔ）は、時刻ｔ（ただし、０≦ｔ≦Ｔ、Ｔはパルスの長さ）での第ｎパルス目のｉ信号とｑ信号である。ただし、パルスの長さＴはｎ毎に変わることも考えられる。上式（１）の右辺は、一般的な実関数を離散コサイン級数形式で表したものである。ｆｍは周波数、ａｍ，ｎはｉｎ（ｔ）信号のｆｍに関する展開係数、φｍ，ｎは展開の際の位相項である。ｇｍ及びΔｍは、それぞれ振幅と位相の歪みを表す。ここでは、ｉｎ（ｔ）信号を基準としてｑｎ（ｔ）信号を表しているが、逆に、ｑｎ（ｔ）信号を基準としてｉｎ（ｔ）信号を表しても構わない。また、このことから、ここで述べる歪み補正は、一方の信号に対して他方が直交するように補正するので、ｉｎ（ｔ）信号とｑｎ（ｔ）信号は可換である。
【０００９】
これらの歪みは、特に帯域の広い信号を扱う場合には、ハードウェア設計上避けられないものである。歪みがある状態でレーダ信号処理すると、何もない場所でも物があるかのような結果が得られたり(虚像の発生)、レーダ分解能が劣化するなどの現象が生じる。特に、パルス同士の位相の変化を信号処理に使用する合成開口レーダなどのコヒーレント処理を行うレーダでは、歪みで生じる位相の誤差により、レーダ計測結果に大きな誤差が生じる。また、通信では伝送誤りが発生する。このため、図１１の受信機やその他の装置で得られたｉ信号とｑ信号とが直交していない場合は、これを補正し、直交させた後にレーダ信号処理などを行う必要がある。
【００１０】
このため、従来技術においては、周波数毎に以下の（２）式に示す補正係数ａ，ｂを用いて、ｑｎ（ｔ）の歪みを補正して、歪みの無いｑｎ’（ｔ）を得て対応していた（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１１】
【数２】
【００１２】
【非特許文献１】M. Heqiang and P. Yingning,"An Approach to the Correction of I and Q Imbalance in Time Domain", 2001 CIE International Conference on Radar Proceedings, pp. 1006-1010, 2001
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記の非特許文献１の方法では、周波数毎に歪みの補正を行う必要があるため、広帯域な信号の補正の場合は繰り返し補正を実施する必要が生じ、処理に時間を要するという問題点があった。また、係数ａ，ｂの分母が０に近づくと、正確に係数ａ，ｂを求めることが難しくなることから、正確な補正が出来なくなるという問題点があった。
【００１４】
この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、広帯域信号であっても繰り返し処理することなく、高速に、かつ、安定した、正確な補正を行うことが可能なレーダ信号処理装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明は、複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルが入力され、各スペクトルのうち、定められた帯域の信号のみをそれぞれ通す帯域通過処理手段と、前記帯域通過処理手段を通過した帯域通過処理された各前記信号が入力されて、それらの信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出手段と、前記補正係数算出手段によって得られた前記補正係数を用いて、前記虚部信号のスペクトルを補正する補正処理手段と、前記補正処理手段によって補正された前記虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に変換して、補正された虚部信号を得る逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段によって得られた、補正された虚部信号を格納する補正虚部信号格納手段とを備えたレーダ信号処理装置である。
【発明の効果】
【００１６】
この発明は、複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルが入力され、各スペクトルのうち、定められた帯域の信号のみをそれぞれ通す帯域通過処理手段と、前記帯域通過処理手段を通過した帯域通過処理された各前記信号が入力されて、それらの信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出手段と、前記補正係数算出手段によって得られた前記補正係数を用いて、前記虚部信号のスペクトルを補正する補正処理手段と、前記補正処理手段によって補正された前記虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に変換して、補正された虚部信号を得る逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段によって得られた、補正された虚部信号を格納する補正虚部信号格納手段とを備えたレーダ信号処理装置であるので、広帯域信号であっても繰り返し処理することなく、高速に、かつ、安定した、正確な補正を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態1によるレーダ信号処理装置を示す構成図である。なお、この発明に係るレーダ信号処理装置は、上述したような、レーダや無線通信等の種々の受信機に適用されるものである。
【００１８】
図１に示すように、本実施の形態1によるレーダ信号処理装置は、第ｎパルス目のｉ信号格納部１１１０と、第ｎパルス目のｑ信号格納部１１２０と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００と、補正係数演算部１３００と、補正処理部１４００と、逆フーリエ変換部１５００と、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００とから構成されている。また、補正係数演算部１３００には、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０と、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０と、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０と、補正係数算出部１３４０とが設けられている。
【００１９】
以下に、図１に示す各構成について説明する。
図１に示す、第ｎパルス目のｉ信号格納部１１１０および第ｎパルス目のｑ信号格納部１１２０は、例えば、図１１に示すような受信機によって受信され記録された第ｎパルス目のｉ信号（実部信号）と第ｎパルス目のｑ信号（虚部信号）とをそれぞれ格納するものである。ここで、格納される信号は、有限長のデータ（すなわち、所定時間範囲に受信されて記録された信号データ、あるいは、図１２に示すパルスのうちの１つのパルス信号）であるが、その場合に限らず、無限長のデータからパルスを適宜切り出して、切り出した順に、第１パルス、第２パルス、・・・と名づけて利用しても良い。以下の説明においては、第ｎパルス目のｉ信号格納部１１１０および第ｎパルス目のｑ信号格納部１１２０を、簡略して、それぞれ、ｉ信号格納部１１１０およびｑ信号格納部１１２０と呼ぶこととする。
【００２０】
図１に示す、ｑ信号用フーリエ変換部１２００は、ｑ信号格納部１１２０に格納された第ｎパルス目のｑ信号のスペクトル（周波数分布）を算出するものである。
【００２１】
図１に示す、補正係数演算部１３００は、上述の通り、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０、および、補正係数算出部１３４０からなり、ｉ信号格納部１１１０に格納された第ｎパルス目のｉ信号と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００から出力される第ｎパルス目のｑ信号のスペクトルとが入力されて、ｑ信号のスペクトルを補正するための補正係数を求めるものである。
【００２２】
補正係数演算部１３００に設けられた、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０は、ｉ信号格納部１１１０に格納された第ｎパルス目のｉ信号のスペクトルを算出する。算出の方法は、上記のｑ信号用フーリエ変換部１２００と同じである。また、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０は、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０で得たｉ信号のスペクトルを入力とし、ｉ信号のスペクトルを帯域制限したものを出力とする。一方、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０は、ｑ信号用フーリエ変換部１２００で得たｑ信号のスペクトルを入力とし、ｑ信号のスペクトルを帯域制限したものを出力とする。補正係数算出部１３４０は、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０とｑ信号用帯域通過処理部１３３０の出力を入力とし、これらの入力に基づいて補正係数を算出する。
【００２３】
図１に示す、補正処理部１４００は、補正係数算出部１３４０から出力された補正係数とｑ信号用フーリエ変換部１２００から出力されたｑ信号のスペクトルとを入力とし、補正係数算出部１３４０によって得られた補正係数を用いてｑ信号のスペクトルを補正し、補正後の信号を出力するものである。
【００２４】
また、図１に示す、逆フーリエ変換部１５００は、補正処理部１４００から出力された補正されたｑ信号のスペクトルに対して、ｑ信号用フーリエ変換部１２００で行ったフーリエ変換の逆変換を行って、補正された第ｎパルス目のｑ信号を得るものである。すなわち、逆フーリエ変換を行って、時間領域で表現された信号に変換する。
【００２５】
また、図１に示す、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００は、逆フーリエ変換部１５００の出力結果である、補正された第ｎパルス目のｑ信号を格納するものである。
【００２６】
次に、本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の動作について説明する。図２は、本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示すフローチャートである。本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置においては、図２に示すように、まず、ステップＳＴ１２００で、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により、第ｎパルス目のｑ信号、ｑｎ（ｔ）信号のスペクトルを算出する。スペクトルの算出方法としては、フーリエ変換、高速フーリエ変換、ウェブレット変換などの直交変換などが挙げられる。例えば、ｑｎ（ｔ）信号をフーリエ変換して、スペクトルＱｎ（ｆ）を求めた場合、次式（３）となる。
【００２７】
【数３】
【００２８】
ここで、δ［ｆ］はディラックのデルタ関数である。また、ｆｍは、図１１の第１の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−１）４などのハードウェアの制約から、周波数の上限ｆＵと下限ｆＤとによって、ｆＤ＜ｆｍ＜ｆＵとなるように限定される。
【００２９】
上式（３）で示したように、実数関数のスペクトルは周波数０に対称な振幅分布で、周波数が正のスペクトルと負のスペクトルの位相分布は複素共役の関係となる。
【００３０】
次に、ステップＳＴ１３１０では、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０により、第ｎパルス目のｉ信号、ｉｎ（ｔ）信号のスペクトルを算出する。スペクトルの算出方法は、上述のステップＳＴ１２００と等価のスペクトルが得られるスペクトル算出法を用いる（すなわち、ステップＳＴ１２００と同じ算出方法を用いる。）。例えば、ステップＳＴ１２００で、ｑｎ（ｔ）信号をフーリエ変換してスペクトルＱｎ（ｆ）を求めた場合には、ここでも、ｉｎ（ｔ）信号をフーリエ変換してスペクトルＩｎ（ｆ）を求めることとし、その場合には、次式（４）となる。
【００３１】
【数４】
【００３２】
続くステップＳＴ１３２０では、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０により、スペクトルＩｎ（ｆ）の周波数が正の部分（もしくは負の部分）を取得する。取得の方法は、帯域通過処理等が考えられる。このとき、周波数ｆｍに対して−ｆｍの信号が存在すると、周波数の正の部分と負の部分とを分離できないので、ここではどちらかの部分のみある場合を示す。混入している場合の補正方法については、後述の実施の形態５に示す。ここで、例えば、スペクトルＩｎ（ｆ）の周波数が正の部分Ｉｎ＋（ｆ）を取得した場合を示すと、次式（５）となる。
【００３３】
【数５】
【００３４】
ステップＳＴ１３３０では、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０により、ステップＳＴ１３２０のスペクトルＩｎ（ｆ）に対する処理と同じ処理を、スペクトルＱｎ（ｆ）について行う。スペクトルＱｎ（ｆ）の周波数が正の部分Ｑｎ＋（ｆ）を取得すると、次式（６）となる。
【００３５】
【数６】
【００３６】
ステップＳＴ１３４０では、補正係数算出部１３４０により、上記のステップＳＴ１３２０およびステップＳＴ１３３０でそれぞれ取得した正の部分Ｉｎ＋（ｆ）およびＱｎ＋（ｆ）を基に、次式（７）にて、周波数ｆｍごとに補正係数Ｃｍ，ｎを求める。
【００３７】
【数７】
【００３８】
ただし、ｆＤ＜ｆｍ＜ｆＵの関係から、ｍはスペクトルが値を持つ領域に限る。補正係数Ｃｍ，ｎの振幅の逆数は振幅歪みｇｍを表し、補正係数Ｃｍ，ｎの共役複素数の位相は位相歪みΔｍを表すので、補正係数から歪みを導出することが出来る。このため、システムの温度変化による歪みの変化などを、補正係数を監視することで把握できる。補正係数Ｃｍ，ｎは、上式（７）をそのまま用いるほか、加工を加えることも可能である。例えば、周波数ｆｍに対する補正係数Ｃｍ，ｎが連続な関数になるようにする方法や、補正係数Ｃｍ，ｎの分散値や標準偏差値がより少ないように変化させるなどの、統計的な手法などが考えられる。また、歪みに関する既知情報から、補正係数Ｃｍ，ｎを補正する手法などが考えられる。
【００３９】
ステップＳＴ１４００では、補正処理部１４００により、次式（８）のように、補正係数Ｃｍ，ｎをスペクトルＱｎ（ｆ）に乗じて、スペクトルＱｎ（ｆ）の歪みを補正し、補正後の信号スペクトルＱｎ’（ｆ）を得る。
【００４０】
【数８】
【００４１】
なお、上式（８）の＊は複素共役を示す。
【００４２】
最後に、ステップＳＴ１５００では、逆フーリエ変換部１５００により、スペクトルで表現された信号Ｑｎ’（ｆ）に、上記のステップＳＴ１２００で行った処理の逆処理を行い、時間領域で表現された信号ｑｎ’（ｆ）を得る。例えば、ステップＳＴ１２００でフーリエ変換を用いた場合は、逆フーリエ変換がそれに相当する。ただし、出力結果としてスペクトルが必要な場合は、ステップＳＴ１５００を省く。
【００４３】
以上のように、本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置においては、信号の歪みの補正を、周波数ごとではなく、周波数領域において一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法よりも高速に処理することができる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現することができる。
【００４４】
実施の形態２．
上述の実施の形態１ではパルス信号毎に補正係数Ｃｍ，ｎを算出して、高精度に、ｑｎ（ｔ）信号の歪みを補正する実施形態について説明したが、本実施の形態２では、第ｎパルス目のｉｎ（ｔ）信号およびｑｎ（ｔ）信号から算出した補正係数Ｃｍ，ｎを、それ以降の信号の補正係数Ｃｍ，ｎ＋Ｎ（Ｎ≧０）として使用し、高精度で、かつ、演算量が少ない補正を実現する実施形態について説明する。
【００４５】
図３は、本実施の形態２の装置の構成図である。図３において、実施の形態１と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図１との構成の違いは、図３においては、更新判断情報保持部２１００と、係数更新判断部２２００と、補正係数格納部２３００とが追加されている点である。
【００４６】
図３の更新判断情報保持部２１００は、後述の係数更新判断部２２００が参照するための情報を保持する。更新判断情報保持部２１００に格納される情報としては、例えば、パルスの記録回数ｎ、補正係数、補正係数から算出した標準偏差などの統計量、受信機内に設置された温度センサなどで取得された情報、及び／または、歪みに関する既知情報などが挙げられ、これらのうちの少なくとも１つが格納されている。
【００４７】
係数更新判断部２２００は、ｉ信号格納部１１１０に格納されている第ｎパルス目のｉ信号と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により得られた第ｎパルス目のｑ信号のスペクトルと、更新判断情報保持部２１００に格納されている情報とを入力とし、それらを基に、予め設定されている“補正係数の更新条件”を満たしているか否かを判断する。“補正係数の更新条件”としては、例えば、「パルスの記録回数ｎがｎ＝１の時のみ補正係数を更新する」、あるいは、「補正係数の標準偏差が閾値ｄｓｔｄより大きい場合のみ補正係数を更新する」、あるいは、「受信機内に設けられた温度センサの測定温度もしくは所定時間における温度変化が閾値ｄｔｅｍｐより大きい場合のみ補正係数を更新する」等が考えられ、これらのうちの少なくとも１つが“補正係数の更新条件”として予め設定されている。
【００４８】
補正係数格納部２３００は、補正係数算出部１３４０の出力を格納し、保持する。
【００４９】
次に、本実施の形態２の動作について説明する。図４は、本実施の形態２の処理の流れを示すフローチャートである。図４において、上記の実施の形態１と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００５０】
ステップＳＴ２２００では、係数更新判断部２２００により、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件を満たしているか否かを判断し、満たしていれば、ステップＳＴ１３１０からステップＳＴ１３４０までの処理を行って補正係数Ｃｍ，ｎを更新し、ステップＳＴ２３１０に進む。一方、更新条件を満たさなければ、補正係数Ｃｍ，ｎの更新を行わないため、ステップＳＴ２３２０に進む。すなわち、係数更新判断部２２００は、ｉ信号格納部１１１０に格納されている第ｎパルス目のｉ信号と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により得られた第ｎパルス目のｑ信号のスペクトルと、更新判断情報格納部２１００に格納されている情報（例えば、パルスの記録回数ｎ、補正係数、補正係数から算出した標準偏差などの統計量、受信機内の温度センサなどで取得された情報、あるいは、歪みに関する既知情報などの情報のうちの少なくとも１つ）を入力とし、それらに基づき、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件として予め設定されている条件（例えば、パルスの記録回数ｎ＝１のみ更新、補正係数の標準偏差が閾値ｄｓｔｄより大きい場合のみ更新、あるいは、受信機内の温度センサの温度もしくは温度変化が閾値ｄｔｅｍｐより大きい場合のみ更新などの更新条件のうちの少なくとの１つ）が満たされているか否かにつき、判断する。なお、当然のことながら、更新判断情報格納部２１００に格納されている情報は、上記に示した例のすべてではなく、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件として予め設定されている条件に対して必要な情報のみでもよいこととする。
【００５１】
ステップＳＴ２３１０においては、ＳＴ１３４０で補正係数算出部１３４０によって算出された補正係数Ｃｍ，ｎを、補正係数格納部２３００に格納し保持する。
【００５２】
ステップＳＴ２３２０では、ステップＳＴ２３１０で格納した補正係数を読み出す。なお、ステップＳＴ２２００の判断において、補正係数の更新条件を満たさず、補正係数の更新を今回行なわなかった場合は、過去の処理で得られた補正係数Ｃｍ，ｎ−Ｎ’（Ｎ’≧１）が補正係数格納部２３００に格納されているので、それを読み出して、Ｃｍ，ｎ＝Ｃｍ，ｎ−Ｎ’と置き換える。
【００５３】
以降は、実施の形態１におけるステップＳＴ１４００以降の動作を行う。
【００５４】
以上のように、本実施の形態２においては、実施の形態１と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法より高速に処理できる。また、本実施の形態２においては、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件を満たしているかを判断し、満たしていない場合には、過去に算出した補正係数Ｃｍ，ｎ−Ｎ’を用いて算出するようにしたので、パルスごとに補正係数を算出することなく、従来の方法よりもさらに高速に処理できる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現する。
【００５５】
実施の形態３．
上記の実施の形態１及び２では、ある第ｎパルス目のｉ信号およびｑ信号のみを用いて補正係数Ｃｍ，ｎを算出し、高精度にｑｎ（ｔ）信号の歪みを補正する実施形態について説明したが、本実施の形態３では、補正係数Ｃｍ，ｎを、Ｃｍ，ｎ−１、Ｃｍ，ｎ−２などの過去の補正係数の履歴も加味して補正係数Ｃｍ，ｎを定めることで、システム熱雑音などによる補正係数Ｃｍ，ｎの誤差を除き、より安定した高精度な歪み補正を行う実施形態につき説明する。
【００５６】
図５は、本実施の形態３の装置の構成図である。図５において、実施の形態１及び２と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図５の構成と図１の構成との違いは、図５においては、図１の構成に、補正係数履歴格納部３１００と補正係数平均部３２００とが追加されている点である。
【００５７】
図５の補正係数履歴格納部３１００は、補正係数算出部１３４０の出力Ｃｍ，ｎを順次格納していき、それまでに算出した補正係数の履歴である、補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）のすべて（あるいは、その一部）を出力する。
【００５８】
補正係数平均部３２００は、補正係数履歴格納部３１００の出力を入力とし、当該入力を基に、それらを平均化して、平均化された補正係数Ｃｍ，ｎを得て、更新した補正係数Ｃｍ，ｎとして、それを出力する。平均化の方法としては、保存された過去の補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）の平均値を求めるか、あるいは、保存された過去の補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）の中から数データを選んでｍ毎の重み付き平均値を求めるなどの、統計量を用いた方法が例として挙げられる。
【００５９】
次に、本実施の形態３の動作について説明する。図６は、実施の形態３の処理の流れを示すフローチャートである。図６において、実施の形態１及び２と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００６０】
ステップＳＴ３１００は、補正係数算出部１３４０により、ＳＴ１３４０で算出された補正係数Ｃｍ，ｎを、補正係数履歴格納部３１００に格納し、過去の補正係数である、第ｌ’パルス目（ｌ’＝１，２，・・・，ｎ−１）の補正係数Ｃｍ，ｌ’と共に保存する。
【００６１】
ステップＳＴ３２００では、補正係数平均部３２００により、ステップＳＴ３１００で保存された補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）を用いて、それらの平均化処理を行って、得られた補正係数Ｃｍ，ｎにより、補正係数Ｃｍ，ｎを更新する。
【００６２】
以降は、実施の形態１におけるステップＳＴ１４００以降の動作を行う。
【００６３】
以上のように、本実施の形態３においては、実施の形態１および２と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く、補正することが出来、従来の方法より高速に処理できる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現する。さらに、本実施の形態３においては、過去の補正係数の履歴を参照して補正係数を決定して補正を実施するようにしたので、雑音等の影響をより受けにくくし、安定した補正を実現することができる。
【００６４】
実施の形態４．
上記の実施の形態１、２、３では、ｉ信号格納部１１１０およびｑ信号格納部１１２０に、それぞれ、第ｎパルス目のｉ信号およびｑ信号（すなわち、有限長のｉ信号およびｑ信号）が格納されている実施形態について説明したが、本実施の形態４においては、無限長のｉ信号およびｑ信号が格納されている実施形態について説明する。
【００６５】
図７は、本実施の形態４の装置の構成図である。図７において、実施の形態１〜３と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図７の構成と図１の構成との違いは、図７においては、図１のｉ信号格納部１１１０およびｑ信号格納部１１２０の代わりに、連続したｉ信号格納部４１００と、連続したｑ信号格納部４２００と、ｉ信号用データ切り出し部４３００と、ｑ信号用データ切り出し部４４００と、第ｎパルス目のｉ信号格納部４５００とが設けられている点と、図１の補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００の代わりに、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部４６００が設けられている点である。
【００６６】
図７の、連続したｉ信号格納部４１００（以下、ｉ信号格納部４１００と呼ぶ。）は、無限長のｉ信号を格納する。
【００６７】
図７の、連続したｑ信号格納部４２００（以下、ｑ信号格納部４２００と呼ぶ。）は、無限長のｑ信号を格納する。
【００６８】
ｉ信号用データ切り出し部４３００は、ｉ信号格納部４１００に格納されている無限長のｉ信号を有限長のｉ信号に切り出す。切り出し方法としては、例えば、無限長のｉ信号から適宜切り出して、切り出した順に、第１パルス目のｉ信号、第２パルス目のｉ信号、・・・と名づけて、それらのうちの１つを以降の処理で用いるか、あるいは、無限長のｉ信号から適宜１つだけ切り出して、第ｎパルス目のｉ信号として以降の処理で用いるようにする。
【００６９】
ｑ信号用データ切り出し部４４００は、ｉ信号用データ切り出し部４３００と同様の処理を行って、ｑ信号格納部４２００に格納されている無限長のｑ信号を有限長のｑ信号に切り出す。
【００７０】
第ｎパルス目のｉ信号格納部４５００は、ｉ信号用データ切り出し部４３００で切り出した有限長のｉ信号を格納する。
【００７１】
補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部４６００は、逆フーリエ変換部１５００の出力結果である、補正された第ｎパルス目のｑ信号を格納する。
【００７２】
次に、本実施の形態４の動作について説明する。図８は、実施の形態４の処理の流れを示すフローチャートである。図８において、実施の形態１〜３と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００７３】
ステップＳＴ４３００では、ｉ信号用データ切り出し部４３００により、ｉ信号格納部４１００に格納されている無限長のｉ信号から有限長のｉ信号を切り出して、それを、補正係数演算部１３００のｉ信号用フーリエ変換部１３１０に対して出力するとともに、第ｎパルス目のｉ信号格納部４５００に格納する。
【００７４】
ステップＳＴ４４００では、ｑ信号用データ切り出し部４４００により、ｉ信号用データ切り出し部４３００と同様の処理を、ｑ信号格納部４２００に格納されている無限長のｑ信号に対して行って、有限長のｑ信号を切り出し、それを、ｑ信号用フーリエ変換部１２００に対して出力する。
【００７５】
以降は、実施の形態１におけるステップＳＴ１２００以降の動作を行う。但し、本実施の形態４においては、補正係数演算部１３００に、ｉ信号用データ切り出し部４３００からの出力と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００からの出力とが入力される点が、実施の形態１と異なる。
【００７６】
以上のように、本実施の形態４においては、上記の実施の形態１と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法より高速に処理することができる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現することができる。さらに、本実施の形態４においては、連続したｉ信号およびｑ信号から、有限長のｉ信号およびｑ信号を切り出すための構成を備えるようにしたので、無限長の受信データを受信する種々の受信機にも適用でき、さらに利便性および汎用性が向上する。
【００７７】
実施の形態５．
上記の実施の形態１〜４においては、受信信号の周波数ｆｍに対して−ｆｍの信号が存在する場合には、補正することが出来ない構成であるが、本実施の形態５では、そのような場合にも補正を実施することが可能な方法について示す。
【００７８】
図９は、本実施の形態５の装置の構成図である。図９において、実施の形態１〜４と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図１との違いは、図９においては、図１の補正係数演算部１３００の内部構成のうち、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０だけを残して、他を設けなかった点と、図１の補正処理部１４００と逆フーリエ変換部１５００の代わりに、ｉｑ歪み情報保持部５１００と、重複信号補正処理部５２００と、逆フーリエ変換部５３００と、実虚分割部５４００と、補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部５５００とが設けられた点である。
【００７９】
図９の、ｉｑ歪み情報保持部５１００は、前もって計測したハードウェア固有の情報として、ｉ、ｑ信号の歪みの周波数特性を格納し、保持する。
【００８０】
重複信号補正処理部５２００は、ｉｑ歪み情報保持部５１００の情報と、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０により得られたｉ信号のスペクトルと、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により得られたｑ信号のスペクトルとを入力とし、重複のないスペクトルを出力する。なお、この処理については、詳細を後述する。
【００８１】
逆フーリエ変換部５３００は、重複信号補正処理部５２００から出力されたスペクトルに対して、ｑ信号用フーリエ変換部１２００で行った処理の逆変換をすることで、時間領域で表現された信号に変換し、補正された時間信号を得る。
【００８２】
実虚分割部５４００は、逆フーリエ変換部５３００による逆フーリエ変換により得られた、補正した時間信号を実部と虚部に分割する。実虚分割部５４００は、分割により得られた実部を、補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部５５００に対して出力し、同じく、虚部を、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００に対して出力する。
【００８３】
補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部５５００は、実虚分割部５４００によって分割された実部を格納し保持する。同様に、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００は、実虚分割部５４００によって分割された虚部を格納し保持する。
【００８４】
次に、本実施の形態５の動作について説明する。図１０は、本実施の形態５の処理を示すフローチャートである。図１０において、実施の形態１〜４と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００８５】
ステップＳＴ５２００は、ｉ信号をスペクトル変換した結果とｑ信号をスペクトル変換した結果に加えて、前もって計測した歪みの周波数特性を用いて補正する。以下に、補正した、ｉ信号およびｑ信号のスペクトルＩｎ（ｆ）、Ｑｎ（ｆ）を示す。
【００８６】
【数９】
【００８７】
これは、一つの点の周波数スペクトルが、ｆ＝ｆｍだけでなく、ｆ＝−ｆｍに立つことを示す。このため、ｆ＝ｆｍとｆ＝−ｆｍのスペクトルを分離できない。そのため、本実施の形態５では、各周波数ｆにおいて、これらの重複したスペクトルを分離し、かつ、歪みを解消する。ある周波数ｆ＝ｆａにおいて、Ｉｎ（ｆａ）には、ｆ＝ｆａのスペクトルＸのほかに、ｆ＝−ｆａのスペクトルＹが重なる。また、Ｑｎ（ｆａ）には、ｆ＝ｆａのスペクトルＸ１のほかに、ｆ＝−ｆａのスペクトルＹ１が重なる。なお、ここで、Ｘ１およびＹ１は、次式（１０）で与えられる。
【００８８】
【数１０】
【００８９】
ここで、上式（１０）において、ｇ（ｆａ）およびΔ（ｆａ）、並びに、ｇ（−ｆａ）およびΔ（−ｆａ）はそれぞれ振幅及び位相歪みであり、ここでは、それぞれ事前計測につき既知の値であるとする。
【００９０】
このため、Ｉｎ（ｆａ）、Ｑｎ（ｆａ）は次式（１１）となる。
【００９１】
【数１１】
【００９２】
これらの式から重複を解き、補正してスペクトルＸだけを取り出せばよく、その結果得られるスペクトルＸは、次式（１２）となる。
【００９３】
【数１２】
【００９４】
これを周波数毎に実施してスペクトル全体を補正する。
【００９５】
ステップＳＴ５３００では、ステップＳＴ５２００の処理により補正された結果を逆フーリエ変換して時間領域の信号に戻す。
【００９６】
ステップＳＴ５４００では、ステップＳＴ５３００の結果の実部をｉ信号、虚部をｑ信号として分離する。
【００９７】
以上のように、本実施の形態５においては、上記の実施の形態１と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法より高速に処理することができる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現することができる。さらに、本実施の形態５においては、受信信号の周波数ｆｍに対して−ｆｍの信号が存在する場合にも補正することが出来、より安定した補正処理を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図５】この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図７】この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図９】この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図１１】この発明の実施の形態１〜５に係るレーダ信号処理装置を適用可能な受信機の構成を示したブロック図である。
【図１２】図１１の受信機における、有限長の時間に限り信号を記録した場合の信号強度の変化をグラフで示した説明図である。
【図１３】図１１の受信機における、連続的に信号を記録した場合の信号強度の変化をグラフで示した説明図である。
【符号の説明】
【００９９】
１ 受信アンテナ、２ 安定化局部発振器、３ 周波数ミキサ、４ 第１の帯域通過フィルタ、５ 周波数ミキサ、６ コヒーレント発振器、７ 第２の帯域通過フィルタ、８ アナログ／ディジタル変換器、９ 周波数ミキサ、１０ π／２位相器、１１ 第３の帯域通過フィルタ、１２ アナログ／ディジタル変換器、１１１０ 第ｎパルス目のｉ信号格納部、１１２０ 第ｎパルス目のｑ信号格納部、１２００ ｑ信号用フーリエ変換部、１３００ 補正係数演算部、１３１０ ｉ信号用フーリエ変換部、１３２０ ｉ信号用帯域通過処理部、１３３０ ｑ信号用帯域通過処理部、１３４０ 補正係数算出部、１４００ 補正処理部、１５００ 逆フーリエ変換部、１６００ 補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部、２１００ 更新判断情報保持部、２２００ 係数更新判断部、２３００ 補正係数格納部、３１００ 補正係数履歴格納部、３２００ 補正係数平均部、４１００ 連続したｉ信号格納部、４２００ 連続したｑ信号格納部、４３００ ｉ信号用データ切り出し部、４４００ ｑ信号用データ切り出し部、４５００ 第ｎパルス目のｉ信号格納部、４６００ 補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部、５１００ ｉｑ歪み情報保持部、５２００ 重複信号補正処理部、５３００ 逆フーリエ変換部、５４００ 実虚分割部、５５００ 補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部。
【技術分野】
【０００１】
この発明はレーダ信号処理装置に関し、特に、地上に設置、もしくは、航空機や人工衛星等の移動体に搭載されたレーダの受信機や、レーダ以外の例えば無線通信などの電磁波を受信する受信機等に使用される、レーダ信号処理装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図１１は、これらの受信機の一般的な回路図の一例を示したものである。レーダ中心周波数を中心とする周波数帯域を持つレーダ受信波は、まず、受信アンテナ１で受信され、一定の周波数を持つ安定化局部発振器２の信号と周波数ミキサ３で混合され、第１の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−１）４を通過する。これにより、Intermediate Frequency（ＩＦ）を中心とする周波数帯域を持つＩＦ信号に変換される。ただし、受信機によってはこれらの処理を省き、レーダ受信波をＩＦ信号と見做した構成もありうる。
【０００３】
次に、ＩＦ信号を２系統に分岐させる。分岐させた一方のＩＦ信号は、まず、周波数ミキサ５でコヒーレント発振器６の信号と混合され、さらに、第２の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−２）７を通過することで、中心周波数ｆｃの周波数帯域を持つ同相（in-phase，ｉ）信号（以下、ｉ信号とする。）に変換される。中心周波数ｆｃは任意である。
【０００４】
分岐させた他方のＩＦ信号は、周波数ミキサ９により、コヒーレント発振器６の信号をπ／２移相器１０に通過させて得た信号と混合され、さらに、第３の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−３）１１を通過させることで、中心周波数ｆｃの周波数帯域を持つ直交（quadrature，ｑ）信号（以下、ｑ信号とする。）に変換される。
【０００５】
こうして得られたｉ信号（実部信号）とｑ信号（虚部信号）とは、それぞれ、アナログ/ディジタル変換器８，１２で記録される。アナログ/ディジタル変換器８，１２は、図１２のように限られた有限長の時間に限り信号を記録する動作を繰り返す場合と、図１３のように連続的に信号を記録する場合とが考えられる。前者の記録信号を第ｎパルス目の信号、後者の信号を連続した信号と呼ぶ。なお、ここで、ｎは、記録開始からの記録回数である。パルスとしては、図１２に示したような時間幅の短いパルスの他、時間的に長いChirp信号（周波数が時間変化に伴い線形もしくは非線形に変化する信号）や、Dechirp-on-receive方式の信号（周波数が電波伝搬距離に比例する信号）などが考えられる。
【０００６】
第２および第３の帯域通過フィルタ７，１１、移相器１０、及び／または、信号の伝送路に歪みが無い場合は、ｉ信号とｑ信号とは位相が直交した信号となる。ここでの歪みとは、信号が通過または処理されることにより、信号の位相や振幅が変化することを表す。歪みが生じたことにより、ｉ信号とｑ信号の位相が直交していない第ｎパルス目のｉ信号（ｉｎ（ｔ））及びｑ信号（ｑｎ（ｔ））は、一般に以下の式（１）でそれぞれ表される。
【０００７】
【数１】
【０００８】
ここで、上式（１）のｉｎ（ｔ），ｑｎ（ｔ）は、時刻ｔ（ただし、０≦ｔ≦Ｔ、Ｔはパルスの長さ）での第ｎパルス目のｉ信号とｑ信号である。ただし、パルスの長さＴはｎ毎に変わることも考えられる。上式（１）の右辺は、一般的な実関数を離散コサイン級数形式で表したものである。ｆｍは周波数、ａｍ，ｎはｉｎ（ｔ）信号のｆｍに関する展開係数、φｍ，ｎは展開の際の位相項である。ｇｍ及びΔｍは、それぞれ振幅と位相の歪みを表す。ここでは、ｉｎ（ｔ）信号を基準としてｑｎ（ｔ）信号を表しているが、逆に、ｑｎ（ｔ）信号を基準としてｉｎ（ｔ）信号を表しても構わない。また、このことから、ここで述べる歪み補正は、一方の信号に対して他方が直交するように補正するので、ｉｎ（ｔ）信号とｑｎ（ｔ）信号は可換である。
【０００９】
これらの歪みは、特に帯域の広い信号を扱う場合には、ハードウェア設計上避けられないものである。歪みがある状態でレーダ信号処理すると、何もない場所でも物があるかのような結果が得られたり(虚像の発生)、レーダ分解能が劣化するなどの現象が生じる。特に、パルス同士の位相の変化を信号処理に使用する合成開口レーダなどのコヒーレント処理を行うレーダでは、歪みで生じる位相の誤差により、レーダ計測結果に大きな誤差が生じる。また、通信では伝送誤りが発生する。このため、図１１の受信機やその他の装置で得られたｉ信号とｑ信号とが直交していない場合は、これを補正し、直交させた後にレーダ信号処理などを行う必要がある。
【００１０】
このため、従来技術においては、周波数毎に以下の（２）式に示す補正係数ａ，ｂを用いて、ｑｎ（ｔ）の歪みを補正して、歪みの無いｑｎ’（ｔ）を得て対応していた（例えば、非特許文献１参照。）。
【００１１】
【数２】
【００１２】
【非特許文献１】M. Heqiang and P. Yingning,"An Approach to the Correction of I and Q Imbalance in Time Domain", 2001 CIE International Conference on Radar Proceedings, pp. 1006-1010, 2001
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、上記の非特許文献１の方法では、周波数毎に歪みの補正を行う必要があるため、広帯域な信号の補正の場合は繰り返し補正を実施する必要が生じ、処理に時間を要するという問題点があった。また、係数ａ，ｂの分母が０に近づくと、正確に係数ａ，ｂを求めることが難しくなることから、正確な補正が出来なくなるという問題点があった。
【００１４】
この発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、広帯域信号であっても繰り返し処理することなく、高速に、かつ、安定した、正確な補正を行うことが可能なレーダ信号処理装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明は、複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルが入力され、各スペクトルのうち、定められた帯域の信号のみをそれぞれ通す帯域通過処理手段と、前記帯域通過処理手段を通過した帯域通過処理された各前記信号が入力されて、それらの信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出手段と、前記補正係数算出手段によって得られた前記補正係数を用いて、前記虚部信号のスペクトルを補正する補正処理手段と、前記補正処理手段によって補正された前記虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に変換して、補正された虚部信号を得る逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段によって得られた、補正された虚部信号を格納する補正虚部信号格納手段とを備えたレーダ信号処理装置である。
【発明の効果】
【００１６】
この発明は、複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルが入力され、各スペクトルのうち、定められた帯域の信号のみをそれぞれ通す帯域通過処理手段と、前記帯域通過処理手段を通過した帯域通過処理された各前記信号が入力されて、それらの信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出手段と、前記補正係数算出手段によって得られた前記補正係数を用いて、前記虚部信号のスペクトルを補正する補正処理手段と、前記補正処理手段によって補正された前記虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に変換して、補正された虚部信号を得る逆フーリエ変換手段と、前記逆フーリエ変換手段によって得られた、補正された虚部信号を格納する補正虚部信号格納手段とを備えたレーダ信号処理装置であるので、広帯域信号であっても繰り返し処理することなく、高速に、かつ、安定した、正確な補正を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態1によるレーダ信号処理装置を示す構成図である。なお、この発明に係るレーダ信号処理装置は、上述したような、レーダや無線通信等の種々の受信機に適用されるものである。
【００１８】
図１に示すように、本実施の形態1によるレーダ信号処理装置は、第ｎパルス目のｉ信号格納部１１１０と、第ｎパルス目のｑ信号格納部１１２０と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００と、補正係数演算部１３００と、補正処理部１４００と、逆フーリエ変換部１５００と、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００とから構成されている。また、補正係数演算部１３００には、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０と、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０と、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０と、補正係数算出部１３４０とが設けられている。
【００１９】
以下に、図１に示す各構成について説明する。
図１に示す、第ｎパルス目のｉ信号格納部１１１０および第ｎパルス目のｑ信号格納部１１２０は、例えば、図１１に示すような受信機によって受信され記録された第ｎパルス目のｉ信号（実部信号）と第ｎパルス目のｑ信号（虚部信号）とをそれぞれ格納するものである。ここで、格納される信号は、有限長のデータ（すなわち、所定時間範囲に受信されて記録された信号データ、あるいは、図１２に示すパルスのうちの１つのパルス信号）であるが、その場合に限らず、無限長のデータからパルスを適宜切り出して、切り出した順に、第１パルス、第２パルス、・・・と名づけて利用しても良い。以下の説明においては、第ｎパルス目のｉ信号格納部１１１０および第ｎパルス目のｑ信号格納部１１２０を、簡略して、それぞれ、ｉ信号格納部１１１０およびｑ信号格納部１１２０と呼ぶこととする。
【００２０】
図１に示す、ｑ信号用フーリエ変換部１２００は、ｑ信号格納部１１２０に格納された第ｎパルス目のｑ信号のスペクトル（周波数分布）を算出するものである。
【００２１】
図１に示す、補正係数演算部１３００は、上述の通り、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０、および、補正係数算出部１３４０からなり、ｉ信号格納部１１１０に格納された第ｎパルス目のｉ信号と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００から出力される第ｎパルス目のｑ信号のスペクトルとが入力されて、ｑ信号のスペクトルを補正するための補正係数を求めるものである。
【００２２】
補正係数演算部１３００に設けられた、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０は、ｉ信号格納部１１１０に格納された第ｎパルス目のｉ信号のスペクトルを算出する。算出の方法は、上記のｑ信号用フーリエ変換部１２００と同じである。また、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０は、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０で得たｉ信号のスペクトルを入力とし、ｉ信号のスペクトルを帯域制限したものを出力とする。一方、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０は、ｑ信号用フーリエ変換部１２００で得たｑ信号のスペクトルを入力とし、ｑ信号のスペクトルを帯域制限したものを出力とする。補正係数算出部１３４０は、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０とｑ信号用帯域通過処理部１３３０の出力を入力とし、これらの入力に基づいて補正係数を算出する。
【００２３】
図１に示す、補正処理部１４００は、補正係数算出部１３４０から出力された補正係数とｑ信号用フーリエ変換部１２００から出力されたｑ信号のスペクトルとを入力とし、補正係数算出部１３４０によって得られた補正係数を用いてｑ信号のスペクトルを補正し、補正後の信号を出力するものである。
【００２４】
また、図１に示す、逆フーリエ変換部１５００は、補正処理部１４００から出力された補正されたｑ信号のスペクトルに対して、ｑ信号用フーリエ変換部１２００で行ったフーリエ変換の逆変換を行って、補正された第ｎパルス目のｑ信号を得るものである。すなわち、逆フーリエ変換を行って、時間領域で表現された信号に変換する。
【００２５】
また、図１に示す、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００は、逆フーリエ変換部１５００の出力結果である、補正された第ｎパルス目のｑ信号を格納するものである。
【００２６】
次に、本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の動作について説明する。図２は、本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示すフローチャートである。本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置においては、図２に示すように、まず、ステップＳＴ１２００で、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により、第ｎパルス目のｑ信号、ｑｎ（ｔ）信号のスペクトルを算出する。スペクトルの算出方法としては、フーリエ変換、高速フーリエ変換、ウェブレット変換などの直交変換などが挙げられる。例えば、ｑｎ（ｔ）信号をフーリエ変換して、スペクトルＱｎ（ｆ）を求めた場合、次式（３）となる。
【００２７】
【数３】
【００２８】
ここで、δ［ｆ］はディラックのデルタ関数である。また、ｆｍは、図１１の第１の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ−１）４などのハードウェアの制約から、周波数の上限ｆＵと下限ｆＤとによって、ｆＤ＜ｆｍ＜ｆＵとなるように限定される。
【００２９】
上式（３）で示したように、実数関数のスペクトルは周波数０に対称な振幅分布で、周波数が正のスペクトルと負のスペクトルの位相分布は複素共役の関係となる。
【００３０】
次に、ステップＳＴ１３１０では、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０により、第ｎパルス目のｉ信号、ｉｎ（ｔ）信号のスペクトルを算出する。スペクトルの算出方法は、上述のステップＳＴ１２００と等価のスペクトルが得られるスペクトル算出法を用いる（すなわち、ステップＳＴ１２００と同じ算出方法を用いる。）。例えば、ステップＳＴ１２００で、ｑｎ（ｔ）信号をフーリエ変換してスペクトルＱｎ（ｆ）を求めた場合には、ここでも、ｉｎ（ｔ）信号をフーリエ変換してスペクトルＩｎ（ｆ）を求めることとし、その場合には、次式（４）となる。
【００３１】
【数４】
【００３２】
続くステップＳＴ１３２０では、ｉ信号用帯域通過処理部１３２０により、スペクトルＩｎ（ｆ）の周波数が正の部分（もしくは負の部分）を取得する。取得の方法は、帯域通過処理等が考えられる。このとき、周波数ｆｍに対して−ｆｍの信号が存在すると、周波数の正の部分と負の部分とを分離できないので、ここではどちらかの部分のみある場合を示す。混入している場合の補正方法については、後述の実施の形態５に示す。ここで、例えば、スペクトルＩｎ（ｆ）の周波数が正の部分Ｉｎ＋（ｆ）を取得した場合を示すと、次式（５）となる。
【００３３】
【数５】
【００３４】
ステップＳＴ１３３０では、ｑ信号用帯域通過処理部１３３０により、ステップＳＴ１３２０のスペクトルＩｎ（ｆ）に対する処理と同じ処理を、スペクトルＱｎ（ｆ）について行う。スペクトルＱｎ（ｆ）の周波数が正の部分Ｑｎ＋（ｆ）を取得すると、次式（６）となる。
【００３５】
【数６】
【００３６】
ステップＳＴ１３４０では、補正係数算出部１３４０により、上記のステップＳＴ１３２０およびステップＳＴ１３３０でそれぞれ取得した正の部分Ｉｎ＋（ｆ）およびＱｎ＋（ｆ）を基に、次式（７）にて、周波数ｆｍごとに補正係数Ｃｍ，ｎを求める。
【００３７】
【数７】
【００３８】
ただし、ｆＤ＜ｆｍ＜ｆＵの関係から、ｍはスペクトルが値を持つ領域に限る。補正係数Ｃｍ，ｎの振幅の逆数は振幅歪みｇｍを表し、補正係数Ｃｍ，ｎの共役複素数の位相は位相歪みΔｍを表すので、補正係数から歪みを導出することが出来る。このため、システムの温度変化による歪みの変化などを、補正係数を監視することで把握できる。補正係数Ｃｍ，ｎは、上式（７）をそのまま用いるほか、加工を加えることも可能である。例えば、周波数ｆｍに対する補正係数Ｃｍ，ｎが連続な関数になるようにする方法や、補正係数Ｃｍ，ｎの分散値や標準偏差値がより少ないように変化させるなどの、統計的な手法などが考えられる。また、歪みに関する既知情報から、補正係数Ｃｍ，ｎを補正する手法などが考えられる。
【００３９】
ステップＳＴ１４００では、補正処理部１４００により、次式（８）のように、補正係数Ｃｍ，ｎをスペクトルＱｎ（ｆ）に乗じて、スペクトルＱｎ（ｆ）の歪みを補正し、補正後の信号スペクトルＱｎ’（ｆ）を得る。
【００４０】
【数８】
【００４１】
なお、上式（８）の＊は複素共役を示す。
【００４２】
最後に、ステップＳＴ１５００では、逆フーリエ変換部１５００により、スペクトルで表現された信号Ｑｎ’（ｆ）に、上記のステップＳＴ１２００で行った処理の逆処理を行い、時間領域で表現された信号ｑｎ’（ｆ）を得る。例えば、ステップＳＴ１２００でフーリエ変換を用いた場合は、逆フーリエ変換がそれに相当する。ただし、出力結果としてスペクトルが必要な場合は、ステップＳＴ１５００を省く。
【００４３】
以上のように、本実施の形態１に係るレーダ信号処理装置においては、信号の歪みの補正を、周波数ごとではなく、周波数領域において一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法よりも高速に処理することができる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現することができる。
【００４４】
実施の形態２．
上述の実施の形態１ではパルス信号毎に補正係数Ｃｍ，ｎを算出して、高精度に、ｑｎ（ｔ）信号の歪みを補正する実施形態について説明したが、本実施の形態２では、第ｎパルス目のｉｎ（ｔ）信号およびｑｎ（ｔ）信号から算出した補正係数Ｃｍ，ｎを、それ以降の信号の補正係数Ｃｍ，ｎ＋Ｎ（Ｎ≧０）として使用し、高精度で、かつ、演算量が少ない補正を実現する実施形態について説明する。
【００４５】
図３は、本実施の形態２の装置の構成図である。図３において、実施の形態１と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図１との構成の違いは、図３においては、更新判断情報保持部２１００と、係数更新判断部２２００と、補正係数格納部２３００とが追加されている点である。
【００４６】
図３の更新判断情報保持部２１００は、後述の係数更新判断部２２００が参照するための情報を保持する。更新判断情報保持部２１００に格納される情報としては、例えば、パルスの記録回数ｎ、補正係数、補正係数から算出した標準偏差などの統計量、受信機内に設置された温度センサなどで取得された情報、及び／または、歪みに関する既知情報などが挙げられ、これらのうちの少なくとも１つが格納されている。
【００４７】
係数更新判断部２２００は、ｉ信号格納部１１１０に格納されている第ｎパルス目のｉ信号と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により得られた第ｎパルス目のｑ信号のスペクトルと、更新判断情報保持部２１００に格納されている情報とを入力とし、それらを基に、予め設定されている“補正係数の更新条件”を満たしているか否かを判断する。“補正係数の更新条件”としては、例えば、「パルスの記録回数ｎがｎ＝１の時のみ補正係数を更新する」、あるいは、「補正係数の標準偏差が閾値ｄｓｔｄより大きい場合のみ補正係数を更新する」、あるいは、「受信機内に設けられた温度センサの測定温度もしくは所定時間における温度変化が閾値ｄｔｅｍｐより大きい場合のみ補正係数を更新する」等が考えられ、これらのうちの少なくとも１つが“補正係数の更新条件”として予め設定されている。
【００４８】
補正係数格納部２３００は、補正係数算出部１３４０の出力を格納し、保持する。
【００４９】
次に、本実施の形態２の動作について説明する。図４は、本実施の形態２の処理の流れを示すフローチャートである。図４において、上記の実施の形態１と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００５０】
ステップＳＴ２２００では、係数更新判断部２２００により、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件を満たしているか否かを判断し、満たしていれば、ステップＳＴ１３１０からステップＳＴ１３４０までの処理を行って補正係数Ｃｍ，ｎを更新し、ステップＳＴ２３１０に進む。一方、更新条件を満たさなければ、補正係数Ｃｍ，ｎの更新を行わないため、ステップＳＴ２３２０に進む。すなわち、係数更新判断部２２００は、ｉ信号格納部１１１０に格納されている第ｎパルス目のｉ信号と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により得られた第ｎパルス目のｑ信号のスペクトルと、更新判断情報格納部２１００に格納されている情報（例えば、パルスの記録回数ｎ、補正係数、補正係数から算出した標準偏差などの統計量、受信機内の温度センサなどで取得された情報、あるいは、歪みに関する既知情報などの情報のうちの少なくとも１つ）を入力とし、それらに基づき、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件として予め設定されている条件（例えば、パルスの記録回数ｎ＝１のみ更新、補正係数の標準偏差が閾値ｄｓｔｄより大きい場合のみ更新、あるいは、受信機内の温度センサの温度もしくは温度変化が閾値ｄｔｅｍｐより大きい場合のみ更新などの更新条件のうちの少なくとの１つ）が満たされているか否かにつき、判断する。なお、当然のことながら、更新判断情報格納部２１００に格納されている情報は、上記に示した例のすべてではなく、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件として予め設定されている条件に対して必要な情報のみでもよいこととする。
【００５１】
ステップＳＴ２３１０においては、ＳＴ１３４０で補正係数算出部１３４０によって算出された補正係数Ｃｍ，ｎを、補正係数格納部２３００に格納し保持する。
【００５２】
ステップＳＴ２３２０では、ステップＳＴ２３１０で格納した補正係数を読み出す。なお、ステップＳＴ２２００の判断において、補正係数の更新条件を満たさず、補正係数の更新を今回行なわなかった場合は、過去の処理で得られた補正係数Ｃｍ，ｎ−Ｎ’（Ｎ’≧１）が補正係数格納部２３００に格納されているので、それを読み出して、Ｃｍ，ｎ＝Ｃｍ，ｎ−Ｎ’と置き換える。
【００５３】
以降は、実施の形態１におけるステップＳＴ１４００以降の動作を行う。
【００５４】
以上のように、本実施の形態２においては、実施の形態１と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法より高速に処理できる。また、本実施の形態２においては、補正係数Ｃｍ，ｎの更新条件を満たしているかを判断し、満たしていない場合には、過去に算出した補正係数Ｃｍ，ｎ−Ｎ’を用いて算出するようにしたので、パルスごとに補正係数を算出することなく、従来の方法よりもさらに高速に処理できる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現する。
【００５５】
実施の形態３．
上記の実施の形態１及び２では、ある第ｎパルス目のｉ信号およびｑ信号のみを用いて補正係数Ｃｍ，ｎを算出し、高精度にｑｎ（ｔ）信号の歪みを補正する実施形態について説明したが、本実施の形態３では、補正係数Ｃｍ，ｎを、Ｃｍ，ｎ−１、Ｃｍ，ｎ−２などの過去の補正係数の履歴も加味して補正係数Ｃｍ，ｎを定めることで、システム熱雑音などによる補正係数Ｃｍ，ｎの誤差を除き、より安定した高精度な歪み補正を行う実施形態につき説明する。
【００５６】
図５は、本実施の形態３の装置の構成図である。図５において、実施の形態１及び２と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図５の構成と図１の構成との違いは、図５においては、図１の構成に、補正係数履歴格納部３１００と補正係数平均部３２００とが追加されている点である。
【００５７】
図５の補正係数履歴格納部３１００は、補正係数算出部１３４０の出力Ｃｍ，ｎを順次格納していき、それまでに算出した補正係数の履歴である、補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）のすべて（あるいは、その一部）を出力する。
【００５８】
補正係数平均部３２００は、補正係数履歴格納部３１００の出力を入力とし、当該入力を基に、それらを平均化して、平均化された補正係数Ｃｍ，ｎを得て、更新した補正係数Ｃｍ，ｎとして、それを出力する。平均化の方法としては、保存された過去の補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）の平均値を求めるか、あるいは、保存された過去の補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）の中から数データを選んでｍ毎の重み付き平均値を求めるなどの、統計量を用いた方法が例として挙げられる。
【００５９】
次に、本実施の形態３の動作について説明する。図６は、実施の形態３の処理の流れを示すフローチャートである。図６において、実施の形態１及び２と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００６０】
ステップＳＴ３１００は、補正係数算出部１３４０により、ＳＴ１３４０で算出された補正係数Ｃｍ，ｎを、補正係数履歴格納部３１００に格納し、過去の補正係数である、第ｌ’パルス目（ｌ’＝１，２，・・・，ｎ−１）の補正係数Ｃｍ，ｌ’と共に保存する。
【００６１】
ステップＳＴ３２００では、補正係数平均部３２００により、ステップＳＴ３１００で保存された補正係数Ｃｍ，ｌ（ｌ＝１，２，・・・，ｎ）を用いて、それらの平均化処理を行って、得られた補正係数Ｃｍ，ｎにより、補正係数Ｃｍ，ｎを更新する。
【００６２】
以降は、実施の形態１におけるステップＳＴ１４００以降の動作を行う。
【００６３】
以上のように、本実施の形態３においては、実施の形態１および２と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く、補正することが出来、従来の方法より高速に処理できる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現する。さらに、本実施の形態３においては、過去の補正係数の履歴を参照して補正係数を決定して補正を実施するようにしたので、雑音等の影響をより受けにくくし、安定した補正を実現することができる。
【００６４】
実施の形態４．
上記の実施の形態１、２、３では、ｉ信号格納部１１１０およびｑ信号格納部１１２０に、それぞれ、第ｎパルス目のｉ信号およびｑ信号（すなわち、有限長のｉ信号およびｑ信号）が格納されている実施形態について説明したが、本実施の形態４においては、無限長のｉ信号およびｑ信号が格納されている実施形態について説明する。
【００６５】
図７は、本実施の形態４の装置の構成図である。図７において、実施の形態１〜３と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図７の構成と図１の構成との違いは、図７においては、図１のｉ信号格納部１１１０およびｑ信号格納部１１２０の代わりに、連続したｉ信号格納部４１００と、連続したｑ信号格納部４２００と、ｉ信号用データ切り出し部４３００と、ｑ信号用データ切り出し部４４００と、第ｎパルス目のｉ信号格納部４５００とが設けられている点と、図１の補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００の代わりに、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部４６００が設けられている点である。
【００６６】
図７の、連続したｉ信号格納部４１００（以下、ｉ信号格納部４１００と呼ぶ。）は、無限長のｉ信号を格納する。
【００６７】
図７の、連続したｑ信号格納部４２００（以下、ｑ信号格納部４２００と呼ぶ。）は、無限長のｑ信号を格納する。
【００６８】
ｉ信号用データ切り出し部４３００は、ｉ信号格納部４１００に格納されている無限長のｉ信号を有限長のｉ信号に切り出す。切り出し方法としては、例えば、無限長のｉ信号から適宜切り出して、切り出した順に、第１パルス目のｉ信号、第２パルス目のｉ信号、・・・と名づけて、それらのうちの１つを以降の処理で用いるか、あるいは、無限長のｉ信号から適宜１つだけ切り出して、第ｎパルス目のｉ信号として以降の処理で用いるようにする。
【００６９】
ｑ信号用データ切り出し部４４００は、ｉ信号用データ切り出し部４３００と同様の処理を行って、ｑ信号格納部４２００に格納されている無限長のｑ信号を有限長のｑ信号に切り出す。
【００７０】
第ｎパルス目のｉ信号格納部４５００は、ｉ信号用データ切り出し部４３００で切り出した有限長のｉ信号を格納する。
【００７１】
補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部４６００は、逆フーリエ変換部１５００の出力結果である、補正された第ｎパルス目のｑ信号を格納する。
【００７２】
次に、本実施の形態４の動作について説明する。図８は、実施の形態４の処理の流れを示すフローチャートである。図８において、実施の形態１〜３と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００７３】
ステップＳＴ４３００では、ｉ信号用データ切り出し部４３００により、ｉ信号格納部４１００に格納されている無限長のｉ信号から有限長のｉ信号を切り出して、それを、補正係数演算部１３００のｉ信号用フーリエ変換部１３１０に対して出力するとともに、第ｎパルス目のｉ信号格納部４５００に格納する。
【００７４】
ステップＳＴ４４００では、ｑ信号用データ切り出し部４４００により、ｉ信号用データ切り出し部４３００と同様の処理を、ｑ信号格納部４２００に格納されている無限長のｑ信号に対して行って、有限長のｑ信号を切り出し、それを、ｑ信号用フーリエ変換部１２００に対して出力する。
【００７５】
以降は、実施の形態１におけるステップＳＴ１２００以降の動作を行う。但し、本実施の形態４においては、補正係数演算部１３００に、ｉ信号用データ切り出し部４３００からの出力と、ｑ信号用フーリエ変換部１２００からの出力とが入力される点が、実施の形態１と異なる。
【００７６】
以上のように、本実施の形態４においては、上記の実施の形態１と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法より高速に処理することができる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現することができる。さらに、本実施の形態４においては、連続したｉ信号およびｑ信号から、有限長のｉ信号およびｑ信号を切り出すための構成を備えるようにしたので、無限長の受信データを受信する種々の受信機にも適用でき、さらに利便性および汎用性が向上する。
【００７７】
実施の形態５．
上記の実施の形態１〜４においては、受信信号の周波数ｆｍに対して−ｆｍの信号が存在する場合には、補正することが出来ない構成であるが、本実施の形態５では、そのような場合にも補正を実施することが可能な方法について示す。
【００７８】
図９は、本実施の形態５の装置の構成図である。図９において、実施の形態１〜４と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。図１との違いは、図９においては、図１の補正係数演算部１３００の内部構成のうち、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０だけを残して、他を設けなかった点と、図１の補正処理部１４００と逆フーリエ変換部１５００の代わりに、ｉｑ歪み情報保持部５１００と、重複信号補正処理部５２００と、逆フーリエ変換部５３００と、実虚分割部５４００と、補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部５５００とが設けられた点である。
【００７９】
図９の、ｉｑ歪み情報保持部５１００は、前もって計測したハードウェア固有の情報として、ｉ、ｑ信号の歪みの周波数特性を格納し、保持する。
【００８０】
重複信号補正処理部５２００は、ｉｑ歪み情報保持部５１００の情報と、ｉ信号用フーリエ変換部１３１０により得られたｉ信号のスペクトルと、ｑ信号用フーリエ変換部１２００により得られたｑ信号のスペクトルとを入力とし、重複のないスペクトルを出力する。なお、この処理については、詳細を後述する。
【００８１】
逆フーリエ変換部５３００は、重複信号補正処理部５２００から出力されたスペクトルに対して、ｑ信号用フーリエ変換部１２００で行った処理の逆変換をすることで、時間領域で表現された信号に変換し、補正された時間信号を得る。
【００８２】
実虚分割部５４００は、逆フーリエ変換部５３００による逆フーリエ変換により得られた、補正した時間信号を実部と虚部に分割する。実虚分割部５４００は、分割により得られた実部を、補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部５５００に対して出力し、同じく、虚部を、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００に対して出力する。
【００８３】
補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部５５００は、実虚分割部５４００によって分割された実部を格納し保持する。同様に、補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部１６００は、実虚分割部５４００によって分割された虚部を格納し保持する。
【００８４】
次に、本実施の形態５の動作について説明する。図１０は、本実施の形態５の処理を示すフローチャートである。図１０において、実施の形態１〜４と同一のものには同一の符号を付し、ここではそれらの説明を省く。
【００８５】
ステップＳＴ５２００は、ｉ信号をスペクトル変換した結果とｑ信号をスペクトル変換した結果に加えて、前もって計測した歪みの周波数特性を用いて補正する。以下に、補正した、ｉ信号およびｑ信号のスペクトルＩｎ（ｆ）、Ｑｎ（ｆ）を示す。
【００８６】
【数９】
【００８７】
これは、一つの点の周波数スペクトルが、ｆ＝ｆｍだけでなく、ｆ＝−ｆｍに立つことを示す。このため、ｆ＝ｆｍとｆ＝−ｆｍのスペクトルを分離できない。そのため、本実施の形態５では、各周波数ｆにおいて、これらの重複したスペクトルを分離し、かつ、歪みを解消する。ある周波数ｆ＝ｆａにおいて、Ｉｎ（ｆａ）には、ｆ＝ｆａのスペクトルＸのほかに、ｆ＝−ｆａのスペクトルＹが重なる。また、Ｑｎ（ｆａ）には、ｆ＝ｆａのスペクトルＸ１のほかに、ｆ＝−ｆａのスペクトルＹ１が重なる。なお、ここで、Ｘ１およびＹ１は、次式（１０）で与えられる。
【００８８】
【数１０】
【００８９】
ここで、上式（１０）において、ｇ（ｆａ）およびΔ（ｆａ）、並びに、ｇ（−ｆａ）およびΔ（−ｆａ）はそれぞれ振幅及び位相歪みであり、ここでは、それぞれ事前計測につき既知の値であるとする。
【００９０】
このため、Ｉｎ（ｆａ）、Ｑｎ（ｆａ）は次式（１１）となる。
【００９１】
【数１１】
【００９２】
これらの式から重複を解き、補正してスペクトルＸだけを取り出せばよく、その結果得られるスペクトルＸは、次式（１２）となる。
【００９３】
【数１２】
【００９４】
これを周波数毎に実施してスペクトル全体を補正する。
【００９５】
ステップＳＴ５３００では、ステップＳＴ５２００の処理により補正された結果を逆フーリエ変換して時間領域の信号に戻す。
【００９６】
ステップＳＴ５４００では、ステップＳＴ５３００の結果の実部をｉ信号、虚部をｑ信号として分離する。
【００９７】
以上のように、本実施の形態５においては、上記の実施の形態１と同様に、周波数領域にて補正を一度に行うので、広帯域信号でも演算回数を大幅に増加させること無く補正することが出来、従来の方法より高速に処理することができる。また、係数の演算はハードウェアとして定められる帯域に限り算出することで、安定して求めることが出来るので、安定した補正処理を実現することができる。さらに、本実施の形態５においては、受信信号の周波数ｆｍに対して−ｆｍの信号が存在する場合にも補正することが出来、より安定した補正処理を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図３】この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図５】この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態３に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図７】この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態４に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図９】この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置の構成を示したブロック図である。
【図１０】この発明の実施の形態５に係るレーダ信号処理装置の処理の流れを示したフローチャートである。
【図１１】この発明の実施の形態１〜５に係るレーダ信号処理装置を適用可能な受信機の構成を示したブロック図である。
【図１２】図１１の受信機における、有限長の時間に限り信号を記録した場合の信号強度の変化をグラフで示した説明図である。
【図１３】図１１の受信機における、連続的に信号を記録した場合の信号強度の変化をグラフで示した説明図である。
【符号の説明】
【００９９】
１ 受信アンテナ、２ 安定化局部発振器、３ 周波数ミキサ、４ 第１の帯域通過フィルタ、５ 周波数ミキサ、６ コヒーレント発振器、７ 第２の帯域通過フィルタ、８ アナログ／ディジタル変換器、９ 周波数ミキサ、１０ π／２位相器、１１ 第３の帯域通過フィルタ、１２ アナログ／ディジタル変換器、１１１０ 第ｎパルス目のｉ信号格納部、１１２０ 第ｎパルス目のｑ信号格納部、１２００ ｑ信号用フーリエ変換部、１３００ 補正係数演算部、１３１０ ｉ信号用フーリエ変換部、１３２０ ｉ信号用帯域通過処理部、１３３０ ｑ信号用帯域通過処理部、１３４０ 補正係数算出部、１４００ 補正処理部、１５００ 逆フーリエ変換部、１６００ 補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部、２１００ 更新判断情報保持部、２２００ 係数更新判断部、２３００ 補正係数格納部、３１００ 補正係数履歴格納部、３２００ 補正係数平均部、４１００ 連続したｉ信号格納部、４２００ 連続したｑ信号格納部、４３００ ｉ信号用データ切り出し部、４４００ ｑ信号用データ切り出し部、４５００ 第ｎパルス目のｉ信号格納部、４６００ 補正した第ｎパルス目のｑ信号格納部、５１００ ｉｑ歪み情報保持部、５２００ 重複信号補正処理部、５３００ 逆フーリエ変換部、５４００ 実虚分割部、５５００ 補正した第ｎパルス目のｉ信号格納部。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、
有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、
前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルが入力され、各スペクトルのうち、定められた帯域の信号のみをそれぞれ通す帯域通過処理手段と、
前記帯域通過処理手段を通過した帯域通過処理された各前記信号が入力されて、それらの信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出手段と、
前記補正係数算出手段によって得られた前記補正係数を用いて、前記虚部信号のスペクトルを補正する補正処理手段と、
前記補正処理手段によって補正された前記虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に変換して、補正された虚部信号を得る逆フーリエ変換手段と、
前記逆フーリエ変換手段によって得られた、補正された虚部信号を格納する補正虚部信号格納手段と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
【請求項２】
前記信号格納手段から前記実部信号が入力され、前記フーリエ変換手段から前記虚部信号のスペクトルが入力されて、それらの値に基づいて、前記補正処理手段で用いる前記補正係数を更新するか否かを判断する係数更新判断手段と、
過去の処理において前記補正係数算出手段により得られた過去の補正係数を格納する補正係数格納手段と
をさらに備え、
前記係数更新判断手段によって前記補正係数の更新を行うと判断された場合には、前記補正係数算出手段によって新たに補正係数の算出を行い、今回算出した補正係数を用いて前記補正処理手段による前記補正を行い、
前記係数更新判断手段によって前記補正係数の更新を行わないと判断された場合には、前記補正係数格納手段に格納されている過去の補正係数を用いて前記補正処理手段による前記補正を行う
ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ信号処理装置。
【請求項３】
前記補正係数算出手段は、
前記補正係数格納手段に格納されている過去の補正係数に基づいて、それらの補正係数を平均化処理した新たな補正係数を算出する補正係数平均手段を
備えていることを特徴とする請求項１または２に記載のレーダ信号処理装置。
【請求項４】
前記信号格納手段は、
無限長の実部信号および無限長の虚部信号を格納する連続信号格納手段と、
前記無限長の実部信号から有限長の実部信号を切り出す実部信号切り出し手段と、
前記無限長の虚部信号から有限長の虚部信号を切り出す虚部信号切り出し手段と
を備えていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ信号処理装置。
【請求項５】
複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、
有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、
前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトルおよび虚部信号のスペクトルが入力され、これらのスペクトルの重複を解いて、補正されたスペクトルを得る重複信号補正処理手段と、
前記重複信号補正処理手段により得られた補正されたスペクトルを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
前記逆フーリエ変換手段によって得られた逆フーリエ変換結果を実部と虚部とに分ける実虚分割手段と、
前記実虚分割手段によって得られた前記実部および前記虚部をそれぞれ格納する補正信号格納手段と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
【請求項１】
複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、
有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、
前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルが入力され、各スペクトルのうち、定められた帯域の信号のみをそれぞれ通す帯域通過処理手段と、
前記帯域通過処理手段を通過した帯域通過処理された各前記信号が入力されて、それらの信号を用いて補正係数を算出する補正係数算出手段と、
前記補正係数算出手段によって得られた前記補正係数を用いて、前記虚部信号のスペクトルを補正する補正処理手段と、
前記補正処理手段によって補正された前記虚部信号のスペクトルを時系列の虚部信号に変換して、補正された虚部信号を得る逆フーリエ変換手段と、
前記逆フーリエ変換手段によって得られた、補正された虚部信号を格納する補正虚部信号格納手段と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
【請求項２】
前記信号格納手段から前記実部信号が入力され、前記フーリエ変換手段から前記虚部信号のスペクトルが入力されて、それらの値に基づいて、前記補正処理手段で用いる前記補正係数を更新するか否かを判断する係数更新判断手段と、
過去の処理において前記補正係数算出手段により得られた過去の補正係数を格納する補正係数格納手段と
をさらに備え、
前記係数更新判断手段によって前記補正係数の更新を行うと判断された場合には、前記補正係数算出手段によって新たに補正係数の算出を行い、今回算出した補正係数を用いて前記補正処理手段による前記補正を行い、
前記係数更新判断手段によって前記補正係数の更新を行わないと判断された場合には、前記補正係数格納手段に格納されている過去の補正係数を用いて前記補正処理手段による前記補正を行う
ことを特徴とする請求項１に記載のレーダ信号処理装置。
【請求項３】
前記補正係数算出手段は、
前記補正係数格納手段に格納されている過去の補正係数に基づいて、それらの補正係数を平均化処理した新たな補正係数を算出する補正係数平均手段を
備えていることを特徴とする請求項１または２に記載のレーダ信号処理装置。
【請求項４】
前記信号格納手段は、
無限長の実部信号および無限長の虚部信号を格納する連続信号格納手段と、
前記無限長の実部信号から有限長の実部信号を切り出す実部信号切り出し手段と、
前記無限長の虚部信号から有限長の虚部信号を切り出す虚部信号切り出し手段と
を備えていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ信号処理装置。
【請求項５】
複素数として表した受信電波の実部と虚部とをそれぞれ時系列で記録した信号を処理するためのレーダ信号処理装置であって、
有限長の実部信号および有限長の虚部信号を出力する信号格納手段と、
前記信号格納手段から前記実部信号および前記虚部信号が入力され、前記実部信号のスペクトル及び前記虚部信号のスペクトルを求めるフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換手段から前記実部信号のスペクトルおよび虚部信号のスペクトルが入力され、これらのスペクトルの重複を解いて、補正されたスペクトルを得る重複信号補正処理手段と、
前記重複信号補正処理手段により得られた補正されたスペクトルを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換手段と、
前記逆フーリエ変換手段によって得られた逆フーリエ変換結果を実部と虚部とに分ける実虚分割手段と、
前記実虚分割手段によって得られた前記実部および前記虚部をそれぞれ格納する補正信号格納手段と
を備えたことを特徴とするレーダ信号処理装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２００９−２７６２４７（Ｐ２００９−２７６２４７Ａ）
【公開日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１２８７５１（Ｐ２００８−１２８７５１）
【出願日】平成２０年５月１５日（２００８．５．１５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１１月２６日（２００９．１１．２６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年５月１５日（２００８．５．１５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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