レーダ装置
【課題】測定対象のターゲットが移動する場合でも低レンジサイドローブ特性を維持し、複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧するレーダ装置を提供する。
【解決手段】所定の送信周期で高周波送信信号を送信アンテナから送信し、ターゲットに反射された反射波の信号を受信アンテナで受信する。符号生成部は、相補符号のペアとなる第１の符号系列と第２の符号系列を生成する。第１変調部は、第１符号系列を変調して第１送信信号を生成する。第２変調部は、第２符号系列を変調して第２送信信号を生成する。直交変調部は、生成された第１、第２送信信号を用いて直交変調を行う。直交変調された信号から高周波送信信号を生成し、送信アンテナから送信する。
【解決手段】所定の送信周期で高周波送信信号を送信アンテナから送信し、ターゲットに反射された反射波の信号を受信アンテナで受信する。符号生成部は、相補符号のペアとなる第１の符号系列と第２の符号系列を生成する。第１変調部は、第１符号系列を変調して第１送信信号を生成する。第２変調部は、第２符号系列を変調して第２送信信号を生成する。直交変調部は、生成された第１、第２送信信号を用いて直交変調を行う。直交変調された信号から高周波送信信号を生成し、送信アンテナから送信する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターゲットに反射された反射波の信号をアンテナで受信してターゲットを検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、測定地点から電波を空間に放射し、ターゲットに反射された反射波の信号を受信して、当該測定地点とターゲットとの距離、方向等を測定する装置である。特に近年、マイクロ波又はミリ波等の波長の短い電波を用いた高分解能な測定により、自動車だけでなく歩行者等をターゲットとして検出可能なレーダ装置の開発が進められている。
【０００３】
レーダ装置は、近距離にいるターゲットと遠距離にいるターゲットとからの反射波が混合された信号を受信することがある。特に、近距離にいるターゲットからの反射波の信号の自己相関特性にレンジサイドローブが生じる場合、このレンジサイドローブと、遠距離にいるターゲットからの反射波の信号の自己相関特性に生じるメインローブとが混在することがある。この場合、レーダ装置が遠距離にいるターゲットを検出する際の検出精度が劣化することがある。
【０００４】
また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とがいる場合に、レーダ反射断面積（RCS: Radar cross section）の異なる自動車と歩行者とからのそれぞれの反射波の信号が混合された信号を受信することがある。一般に、歩行者のレーダ反射断面積は自動車のレーダ反射断面積に比べると低いと言われている。このため、レーダ装置には、たとえ測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とがいる場合でも、自動車だけでなく歩行者からの反射波も適正に受信することが要求される。
【０００５】
従って、上述した様な複数のターゲットに対して、高分解能な測定が要求されるレーダ装置には、自己相関特性が低レンジサイドローブレベルとなる特性（以下、「低レンジサイドローブ特性」という）を有するパルス波又はパルス変調波が送信されることが要求される。更に、当該レーダ装置における受信の際に、ターゲットの距離、種別により様々な受信レベルとなるターゲットに反射された反射波の信号を、受信可能な程度に広い受信ダイナミックレンジを有することが要求される。
【０００６】
上述した低レンジサイドローブ特性に関して、低レンジサイドローブ特性を有するパルス波又はパルス変調波として、相補符号を用いて高周波送信信号を送信するパルス圧縮レーダが従来から知られている。ここで、パルス圧縮とは、パルス信号をパルス変調又は位相変調してパルス幅の広い信号を用いて送信し、受信後の信号処理において当該受信された信号を復調してパルス幅の狭い信号に変換する（圧縮する）ことで、受信電力を等価的に高める方法である。パルス圧縮によれば、ターゲットの探知距離を増大することができ、更に、当該探知距離に対する距離推定精度を向上することができる。
【０００７】
また、相補符号は、複数例えば２つの相補符号系列（ａｎ、ｂｎ）からなり、一方の相補符号系列ａｎと他方の相補符号系列ｂｎの各自己相関演算結果において、遅延時間（シフト時間）τ［秒］を一致させて各自己相関演算結果を加算した場合に、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１、２、・・・、Ｌである。パラメータＬは、符号系列長又は単に符号長を示す。
【０００８】
相補符号の生成方法について図１４を参照して説明する。図１４は、一般的な相補符号の符号系列の生成手順の一例を示した説明図である。図１４に示す様に、４行目、５行目の記載から要素１又は要素−１からなる符号長Ｌ＝２ｐ−１のサブ符号系列（ｃ，ｄ）が生成され、更に、６行目、７行目の記載から符号長Ｌ＝２ｐの符号長の相補符号系列（ａ，ｂ）が生成される。ここで、一方の相補符号系列ａは、サブ符号系列ｃとサブ符号系列ｄとが連結されたものである。他方の相補符号系列ｂは、サブ符号系列ｃとサブ符号系列−ｄとが連結されたものである。
【０００９】
なお、符号系列ａ，ｂはそれぞれ相補符号系列を表し、符号系列ｃ，ｄはそれぞれ相補符号系列を構成するサブ符号系列を表す。また、パラメータｐは、生成される各相補符号系列（ａ，ｂ）の符号長Ｌを定める。
【００１０】
この様な相補符号（相補符号系列）の性質に関して、図１５を参照して説明する。図１５は、従来の相補符号の性質を説明する説明図である。同図（ａ）は、一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｂ）は、他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｃ）は、２つの相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）の自己相関値演算結果の加算値を示す説明図である。なお、図１５で用いた相補符号の符号長Ｌは１２８である。
【００１１】
２つの相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）のうち一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果は、数式（１）に従って導出される。他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果は、数式（２）に従って導出される。なお、パラメータＲは自己相関値演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１の場合には、相補符号系列ａｎ，ｂｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、ａｎ＝０、ｂｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。
【００１２】
【数１】
【００１３】
【数２】
【００１４】
数式（１）に従って導出された一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果Ｒａａ（τ）は、図１５（ａ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが立ち、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在する。同様に、数式（２）に従って導出された他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果Ｒｂｂ（τ）は、図１５（ｂ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが立ち、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在する。
【００１５】
これらの自己相関値演算結果（Ｒａａ（τ），Ｒｂｂ（τ））の加算値は、図１５（ｃ）に示す様に、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロのときにピークが発生し（以下、遅延時間τがゼロのときのピークをメインローブと呼ぶ）、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。これを数式（３）にて示す。なお、図１５（ａ）〜（ｃ）の横軸は自己相関値演算における遅延時間（τ）を示し、縦軸は演算された自己相関値演算結果を示す。
【００１６】
【数３】
【００１７】
また、図１６に示す様に、上述した相補符号ａｎに基づいて生成された高周波送信信号と、相補符号ｂｎに基づいて生成された高周波送信信号とを、所定の送信周期ごとに切り換えて時分割で送信するパルス圧縮レーダが従来から知られている。図１６は、従来のパルス圧縮レーダにおける送信周期Ｔｒと各送信周期における送信の際に用いられる送信符号である相補符号ａｎ、ｂｎとの説明図である。この様な従来のパルス圧縮レーダにおける受信の際にターゲットが移動している場合には、当該受信された受信信号は、当該移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄに起因して数式（４）に示す位相変化θ（ｔ）の影響を受ける。パラメータｔは時間を示す。
【００１８】
【数４】
【００１９】
この様な位相変化θ（ｔ）の影響を受けている状態では、当該受信信号の自己相関特性においてレンジサイドローブレベルがゼロにならず、受信信号の自己相関特性における低レンジサイドローブ特性が成立しないという課題が生じる。
【００２０】
この課題について図１６を参照して具体的に説明する。図１６において、相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された各高周波送信信号を送信する送信間隔を送信周期Ｔｒとする。この場合、相補符号ａｎに基づいて生成された高周波送信信号の送信後、次の送信周期Ｔｒに、相補符号ｂｎに基づいて生成された高周波送信信号に対する反射波の信号を受信する。但し、この反射波の信号は、数式（４）に示す位相変化θ（ｔ）を受けていることになる。
【００２１】
従って、送信周期Ｔｒと、当該反射波の信号に含まれるドップラ周波数ｆｄとの積の大きさによっては、上述した理想的な低レンジサイドローブ特性を得ることが難しく、低レンジサイドローブ特性が劣化する。なお、図１６において、パラメータＴｐは、符号長Ｌのパルス符号に対応した１つのパルスあたりの送信時間である。パラメータＴｃは、符号長Ｌの相補符号ａｎ又は相補符号ｂｎに基づいてそれぞれ生成された高周波送信信号の送信区間における送信時間である。パラメータＴｐとパラメータＴｃとパラメータＬとの間には、数式（５）が成立する。
【００２２】
【数５】
【００２３】
上述した課題、即ち、相補符号ａｎ，ｂｎのそれぞれに基づいて生成された各高周波送信信号を切り換えて時分割で送信する際に、ドップラ周波数ｆｄに起因して低レンジサイドローブ特性が劣化するという課題に関連して、特許文献１が知られている。
【００２４】
特許文献１に示す分散圧縮方式パルスエコーシステム送受信装置は、各モード（Ｂモード、ドップラモード）に応じて、パルス圧縮符号の異なる符号系列で変調した高周波信号を時分割で送信する。具体的には、当該送受信装置は、Ｂモードの際に、近距離レンジ用として相補符号系列で変調した高周波信号を送信する。更に、当該送受信装置は、ドップラモードの際に、Ｂａｒｋｅｒ符号系列あるいはＭ系列等で変調した高周波送信信号を送信する。これにより、測定対象のターゲットに応じて送信パルスを使い分けることができ、近距離で動きの速いターゲットによるパルスエコーを低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２５】
【特許文献１】特開平１−３０３１３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、従来のレーダ装置においては、上述した課題により、当該レーダ装置に比較的近い位置に存在するターゲットからの反射波の信号のレンジサイドローブに、比較的遠い位置に存在するターゲットからの反射波の信号のメインローブが埋もれることがあった。この場合には、従来のレーダ装置は、遠い位置に存在するターゲットの検出精度が劣化することとなり、従って、上述した課題は、レーダ装置における測定性能に大きな影響を与えることになる。
【００２７】
また、上述した特許文献１では、Ｂモードで用いる相補符号系列と、ドップラモードで用いるＭ系列符号やＢａｒｋｅｒ符号系列等とを交互に切り換えてパルス圧縮を行う。ところが、特許文献１では、ターゲットが移動する場合に、相補符号を用いて送信したときにおけるサイドローブレベルの劣化に対しては考慮されておらず、Ｍ系列符号やＢａｒｋｅｒ符号系列等のサイドローブレベルの特性に依存している。このＭ系列符号やＢａｒｋｅｒ符号を用いた場合には、符号長ＬのＢａｒｋｅｒ符号系列に対してピークサイドローブレベルはおよそ２０Ｌｏｇ（Ｌ）存在する。従って、Ｂａｒｋｅｒ符号として知られている最長の符号長１３の場合でも、ピークサイドローブレベルは２２．３［ｄＢ］程度存在するため、レーダ装置の測定性能に影響を与えてしまう。
【００２８】
従って、レーダ装置から比較的近く、例えば５ｍ以内に存在するターゲットが移動する場合には、当該ターゲットからの反射波の信号に対するピークサイドローブレベルと、例えば２０ｍ離れた遠方からのターゲットからの反射波の信号に対するメインローブとが同等になる。これにより、上述した課題は、特許文献１においても解決されておらず、依然としてレーダ装置における測定性能に大きな影響を与えることになる。
【００２９】
本発明は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧するレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明は、上述したレーダ装置であって、相補符号のペアとなる第１の符号系列と第２の符号系列を生成する符号生成部と、第１符号系列を変調して第１送信信号を生成する第１変調部と、第２符号系列を変調して第２送信信号を生成する第２変調部と、第１、第２変調部によりそれぞれ生成された第１、第２送信信号を用いて直交変調を行う直交変調部と、直交変調部により直交変調された信号から高周波送信信号を生成する増幅部と、高周波送信信号を送信アンテナから送信するアンテナ部とを備える。
【発明の効果】
【００３１】
本発明のレーダ装置によれば、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図
【図２】第１の実施形態のレーダ装置の動作に関するタイミングチャート、（ａ）送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図、（ｂ）測定区間の説明図、（ｃ）各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図
【図３】第１の実施形態のレーダ装置においてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図
【図４】ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）をＩＱ平面上に示した説明図、（ａ）減算部による減算処理前のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図、（ｂ）減算部による減算処理に用いる際のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図、（ｃ）離散時刻ｋとＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の絶対値｜ＡＣ（ｋ）｜との関係を示す説明図
【図５】第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図
【図６】第２の実施形態のレーダ装置の動作に関するタイミングチャート、（ａ）送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図、（ｂ）測定区間の説明図、（ｃ）各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図
【図７】第２の実施形態のレーダ装置においてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図、（ａ）第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の送信周期で、相補符号ａｎをＩ軸に、相補符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図、（ｂ）第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の送信周期で、相補符号ｂｎをＩ軸に、相補符号ａｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図
【図８】第２の実施形態のレーダ装置において各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号の詳細を示す説明図
【図９】各実施形態の変形例１におけるレーダ送信部の内部構成を示すブロック図、（ａ）第１の実施形態の変形例１のレーダ送信部の内部構成を示すブロック図、（ｂ）第２の実施形態の変形例１のレーダ送信部の内部構成を示すブロック図
【図１０】相補符号ａｎがＩ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされ、相補符号ｂｎがＱ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図
【図１１】各実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図、（ａ）第１の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図、（ｂ）第２の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図
【図１２】ターゲットの検出精度に関するシミュレーション結果を示す説明図、（ａ）従来のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された各高周波送信信号を時分割で送信した場合の説明図、（ｂ）第１の実施形態のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎをＩＱ多重して生成された高周波送信信号を送信した場合の説明図
【図１３】第２の実施形態のレーダ装置における送信信号生成部の他の内部構成を示すブロック図
【図１４】一般的な相補符号の符号系列の生成手順を示した説明図
【図１５】従来の相補符号の性質を説明する説明図、（ａ）一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｂ）他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｃ）２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図
【図１６】従来のパルス圧縮レーダにおける送信周期と各送信周期に用いられる送信符号との説明図
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。以下の説明において、本発明に係るレーダ装置により受信される受信信号には、当該レーダ装置から送信された高周波送信信号がターゲットにより反射された反射波の信号と、当該レーダ装置の周囲のノイズ信号とが含まれる。
【００３４】
〔第１の実施形態〕
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について図１〜図４を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を示すブロック図である。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１の動作に関するタイミングチャートである。同図（ａ）は、送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図である。同図（ｂ）は、測定区間の説明図である。同図（ｃ）は、各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図である。
【００３５】
図３は、第１の実施形態のレーダ装置１においてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図である。図４は、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）をＩＱ平面上に示した説明図である。同図（ａ）は、減算部３１による減算処理前のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図である。同図（ｂ）は、減算部３１による減算処理に用いる際のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図である。同図（ｃ）は、離散時刻ｋとＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の絶対値｜ＡＣ（ｋ）｜との関係を示す説明図である。
【００３６】
レーダ装置１は、図１に示す様に、基準発振器Ｌ０と、送信アンテナＡＮＴ０が接続されたレーダ送信部２と、受信アンテナＡＮＴ１が接続されたレーダ受信部３とを備える。レーダ装置１は、レーダ送信部２により生成された所定の間欠的な高周波送信信号を送信アンテナＡＮＴ０から送信し、ターゲットに反射された反射波の信号をレーダ受信部３で受信する。レーダ装置１は、レーダ受信部３で受信した受信信号を信号処理してターゲットの有無を検出する。なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人等であり、以下の各実施形態においても同様である。
【００３７】
レーダ送信部２について説明する。レーダ送信部２は、送信信号生成部４と、送信ＲＦ（Radio Frequency）部１１とを備える。送信信号生成部４は、第１符号生成部５と、第２符号生成部６と、第１変調部７と、第２変調部８と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）９と、ＬＰＦ１０とを備える。図１では、送信信号生成部４は、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４と独立してレーダ送信部２の中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１は、局部発振器Ｌ１と、ミキサ１２と、第１位相シフト部１３と、ミキサ１４と、加算部１５と、増幅器１６とを備える。
【００３８】
送信信号生成部４は、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４の各部は、当該生成された信号に基づいて動作する。送信信号生成部４は、それぞれ符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎのパルス圧縮符号を変調してベースバンドの送信信号を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｌであり、パラメータＬは、相補符号系列ａｎ，ｂｎの符号長を表す。
【００３９】
また、送信信号生成部４により生成される送信信号は、連続的な信号ではないものとする。図２（ａ）に示す様に、例えば第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［ｓ］では、符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎに対して、１つのパルス符号あたりＮ０［個］のサンプルが存在する。なお、パラメータＭは自然数である。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｒ（＝Ｎ０×Ｌ）のサンプルが含まれる。また、第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［ｓ］では、ベースバンドの送信信号としてＮｕ［個］のサンプルが存在するものとする。
【００４０】
先ず、送信信号生成部４ａの各部の構成について説明する。
【００４１】
第１符号生成部５は、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第１符号生成部５は、当該生成された相補符号系列ａｎの送信符号を第１変調部７に出力する。以下、相補符号系列ａｎの送信符号を、便宜的に送信符号ａｎと記載する。
【００４２】
第２符号生成部６は、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ｂｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第２符号生成部６は、当該生成された相補符号系列ｂｎの送信符号を第２変調部８に出力する。以下、相補符号系列ｂｎの送信符号を、便宜的に送信符号ｂｎと記載する。
【００４３】
第１変調部７は、第１符号生成部５により出力された送信符号ａｎを入力する。第１変調部７は、当該入力された送信符号ａｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying））を行い、ベースバンドの送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。第１変調部７は、ＬＰＦ９を介して、当該生成された送信信号Ｉ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｉ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【００４４】
第２変調部８は、第２符号生成部６により出力された送信符号ｂｎを入力する。第２変調部８は、当該入力された送信符号ｂｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）を行い、ベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）を生成する。第２変調部８は、ＬＰＦ１０を介して、当該生成された送信信号Ｑ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｑ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【００４５】
送信ＲＦ部１１は、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍数に逓倍した信号を生成する。送信ＲＦ部１１は、当該生成された信号に基づいて動作する。
【００４６】
送信ＲＦ部１１は、第１変調部７により出力された送信信号Ｉ（ｋ）を、図３に示すＩＱ平面におけるＩ軸に割り当てる。また、送信ＲＦ部１１は、第２変調部８により出力された送信信号Ｑ（ｋ）を、図３に示すＩＱ平面におけるＱ軸に割り当てる。送信ＲＦ部１１は、Ｉ軸に割り当てられた送信信号Ｉ（ｋ）と、Ｑ軸に割り当てられた送信信号Ｑ（ｋ）とを加算的に多重する。また、以下の説明において、第１変調部７により出力された送信信号Ｉ（ｋ）をＩ軸に、第２変調部８により出力された送信信号Ｑ（ｋ）をＱ軸に割り当て、当該送信信号Ｉ（ｋ）とＱ（ｋ）とを加算的に多重して高周波送信信号を生成する処理を「ＩＱ多重」と記載する。
【００４７】
このＩＱ多重の処理内容を具体的に説明する。なお、このＩＱ多重は、送信ＲＦ部１１のうち、ミキサ１２、第１位相シフト部１３、ミキサ１４及び加算部１５により行われる。以下の各実施形態において、これらのミキサ１２、第１位相シフト部１３、ミキサ１４及び加算部１５を、ＩＱ多重を行う直交変調部と記載することもできる。
【００４８】
第１変調部７により出力された送信信号Ｉ（ｋ）は、ミキサ１２にて、キャリア周波数ｆｃの局部発振器Ｌ１からの信号Ａｃｏｓ（２πｆｃｔ）と乗算される。パラメータＡは所定の振幅値を示す。また、パラメータｔは、連続時刻（アナログ時刻）を示すものであり、上述した離散時刻ｋとは、ｔ＝ｋ×Ｔｓにより関連づけられる。ここでＴｓ（＝Ｔｗ/Ｎｒ）はサンプリング周期である。
更に、第２変調部８により出力された送信信号Ｑ（ｋ）は、ミキサ１４にて、キャリア周波数ｆｃの局部発振器Ｌ１からの信号Ａｃｏｓ（２πｆｃｔ）が第１位相シフト部１３により９０度位相シフトされた信号Ａｓｉｎ（２πｆｃｔ）と乗算される。各ミキサ１２，１４により乗算された信号が加算部１５により加算される。この結果、送信符号ａｎ，ｂｎのＩＱ多重により、数式（６）に示す直交変調された高周波送信信号ｓ（ｔ）が生成される。
【００４９】
【数６】
【００５０】
図３に示す信号点配置図は、相補符号の送信符号ａｎをＩ軸に、相補符号の送信符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当てて、ＩＱ多重した高周波送信信号の信号点配置図である。従って、数式（６）に示す高周波送信信号ｓ（ｔ）は、図３に示す信号点（Ａ，Ａ）、（Ａ，−Ａ）、（−Ａ，Ａ）及び（−Ａ，−Ａ）のうち、いずれかが選択される様に、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成されたものである。
【００５１】
増幅器１６は、数式（６）に従って生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）を入力し、当該入力された高周波送信信号ｓ（ｔ）のレベルを所定のレベルに増幅して、送信アンテナＡＮＴ０に出力する。この増幅された高周波送信信号ｓ（ｔ）は、送信アンテナＡＮＴ０を介して空間に放射する様に送信される。
【００５２】
送信アンテナＡＮＴ０は、送信ＲＦ部１１により出力された高周波送信信号ｓ（ｔ）を空間に放射する様に送信する。図２（ａ）に示す様に、高周波送信信号ｓ（ｔ）は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間において送信され、非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間においては送信されない。
【００５３】
次に、レーダ受信部３の各部の構成について説明する。
【００５４】
レーダ受信部３は、受信アンテナＡＮＴ１と、受信ＲＦ部１７と、信号処理部２１とを備える。受信ＲＦ部１７は、増幅器１８と、周波数変換部１９と、直交検波部２０とを備える。信号処理部２１は、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準信号生成部２４，２５と、第１，第２相関値演算部２６，２７と、加算部２８と、受信信号抽出部２９と、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３とを備える。レーダ受信部３は、各送信周期Ｔｒを、信号処理部２１における信号処理区間として周期的に演算する。
【００５５】
受信アンテナＡＮＴ１は、レーダ送信部２により送信された高周波送信信号ｓ（ｔ）がターゲットにより反射された反射波の信号と、当該レーダ装置１の周囲のノイズ信号とを受信信号として受信する。なお、この反射波の信号は高周波帯域の信号である。受信アンテナＡＮＴ１により受信された受信信号は、受信ＲＦ部１７に入力される。なお、レーダ装置１においては、レーダ受信部３は１つの受信アンテナＡＮＴ１を保持する。
【００５６】
受信アンテナＡＮＴ１は、図２（ｂ）に示す様に、各送信周期Ｔｒに相当する区間に、上述した受信信号を受信する。従って、この受信信号が受信される区間Ｔｒがレーダ装置１における測定区間とされる。
【００５７】
受信ＲＦ部１７は、送信ＲＦ部１１と同様に、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。受信ＲＦ部１７は、当該生成された信号に基づいて動作する。これにより、送信ＲＦ部１１の局部発振器Ｌ１と受信ＲＦ部１７の局部発振器（不図示）との間の同期をとることができる。
【００５８】
増幅器１８は、受信アンテナＡＮＴ１により受信された高周波帯域の受信信号を入力し、当該入力された高周波帯域の受信信号のレベルを増幅して周波数変換部１９に出力する。
【００５９】
周波数変換部１９は、当該増幅器１８により出力された高周波帯域の受信信号を入力し、当該入力された高周波帯域の受信信号をベースバンドにダウンコンバートし、当該ダウンコンバートされた受信信号を直交検波部２０に出力する。
【００６０】
直交検波部２０は、周波数変換部１９により出力されたベースバンドの受信信号を直交検波することで同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）からなるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部２０は、当該生成された受信信号のうち同相信号成分をＡ／Ｄ変換部２２に出力し、当該生成された受信信号のうち直交信号成分をＡ／Ｄ変換部２３に出力する。
【００６１】
Ａ／Ｄ変換部２２は、直交検波部２０により出力されたベースバンドの同相信号に対して離散時刻ｋにおけるサンプリングを行い、アナログデータの当該同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、当該変換されたデジタルデータの同相信号を第１相関値演算部２６に出力する。
【００６２】
同様に、Ａ／Ｄ変換部２３は、直交検波部２０により出力されたベースバンドの直交信号に対して離散時刻ｋにおけるサンプリングを行い、アナログデータの当該直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部２３は、当該変換されたデジタルデータの直交信号を第２相関値演算部２７に出力する。ここで、パラメータｋは、図２（ａ）に示す各送信周期Ｔｒにおいて送信される高周波送信信号の元になるベースバンドの送信信号Ｉ（ｋ），Ｑ（ｋ）のサンプル数に対応した離散時刻を表す。
【００６３】
また、Ａ／Ｄ変換部２２，２３により変換された離散時刻ｋにおける受信信号は、当該受信信号の同相信号Ｉ（ｋ）及び当該受信信号の直交信号Ｑ（ｋ）を用いて、数式（７）の複素信号として表される。ここでｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。なお、以下の説明において、離散時刻ｋは、ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）である。また、離散時刻ｋの範囲は、後述の各実施形態においても同様である。
【００６４】
【数７】
【００６５】
図２（ｃ）に示す様に、離散時刻ｋ＝１は、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの開始時点を示す。また、離散時刻ｋ＝Ｎｒは、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了時点を示す。更に、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）は、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒの終了直前時点を示す。なお、図２（ｃ）には、離散時刻ｋの範囲を便宜的に図示するために、離散時刻ｋの範囲を第Ｍ番目の送信周期のみに示している。
【００６６】
第１基準信号生成部２４は、送信信号生成部４の動作と同期して、当該送信信号生成部４と同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。第１基準信号生成部２４は、当該生成された信号に基づいて、第１変調部７により生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一のベースバンドの第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。第１基準信号生成部２４は、当該生成された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を第１相関値演算部２６に出力する。なお、図１において、リファレンス信号の第１基準信号生成部２４への入力の記載は省略する。
【００６７】
第２基準信号生成部２５は、送信信号生成部４の動作と同期して、当該送信信号生成部４と同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。第２基準信号生成部２５は、当該生成された信号に基づいて、第２変調部８により生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一のベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を周期的に生成する。第２基準信号生成部２５は、当該生成された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を第２相関値演算部２７に出力する。なお、図１において、リファレンス信号の第２基準信号生成部２５への入力の記載は省略する。
【００６８】
第１相関値演算部２６は、Ａ／Ｄ変換部２２により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第１基準信号生成部２４により出力された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を入力する。第１相関値演算部２６は、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第１基準送信信号Ｉ（ｋ）との第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【００６９】
具体的には、第１相関値演算部２６は、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、数式（８）に従って、第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。第１相関値演算部２６は、数式（８）に従って演算された第１相関値ＡＣ１（ｋ）を加算部２８に出力する。
【００７０】
【数８】
【００７１】
第２相関値演算部２７は、Ａ／Ｄ変換部２３により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第２基準信号生成部２５により出力された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を入力する。第２相関値演算部２７は、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）との第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【００７２】
具体的には、第２相関値演算部２７は、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、数式（９）に従って、第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。第２相関値演算部２７は、数式（９）に従って演算された第２相関値ＡＣ２（ｋ）を加算部２８に出力する。
【００７３】
【数９】
【００７４】
上述した様に、第１相関値演算部２６及び第２相関値演算部２７の演算は、それぞれ離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）に対して行われる。なお、レーダ装置の測定対象となるターゲットの存在範囲によって、測定レンジ（ｋの範囲）を更に限定してもよい。
これにより、レーダ装置１は、第１相関値演算部２６及び第２相関値演算部２７のそれぞれの演算量をそれぞれ低減することができる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部２１による演算量の削減に基づく消費電力量を低減することができる。
【００７５】
加算部２８は、第１相関値演算部２６により出力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と、第２相関値演算部２７により出力された第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを入力する。加算部２８は、当該入力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを、各離散時刻ｋを揃えた状態で、数式（１０）に示す様に加算して第３相関値ＡＣ（ｋ）を演算する。以下の説明において、この加算部２８により加算された第３相関値を「ＩＱ相関値」と記載する。加算部２８は、当該演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を、受信信号抽出部２９及び減算部３１にそれぞれ出力する。
【００７６】
【数１０】
【００７７】
なお、第１相関値演算部２６及び第２相関値演算部２７は、例えば下述の参考非特許文献１に記載されている相補符号高速相関器を参照して適用することができる。なお、以下の各実施形態においても同様である。
【００７８】
（参考非特許文献１）Ｓ．Ｚ．Ｂｕｄｉｓｉｎ，「Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｏｒ ｆｏｒ Ｇｏｌａｙ Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ ３１ｓｔ，Ｖｏｌ．２７，Ｎｏ．３，（Ｊａｎｕａｒｙ １９９１）
【００７９】
受信信号抽出部２９は、加算部２８により出力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を入力する。受信信号抽出部２９は、当該入力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、予め設定された所定の閾値Ｂを超えるＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を抽出する。
【００８０】
即ち、受信信号抽出部２９は、数式（１１）を満たす離散時刻ｋｐｑを抽出し、当該抽出された離散時刻ｋｐｑに対応するＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を大きい順に並べたＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐ１）、ＡＣ（ｋｐ２）、・・・、ＡＣ（ｋｐｖ）をそれぞれＩＱ多重干渉成分抽出部３０に出力する。パラメータｐ１、ｐ２、・・・、ｐｖはそれぞれサンプル数１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）のうちいずれかの自然数であり、且つ、数式（１１）を満たすＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）に対応する離散時刻ｋｐｑの序数である。なお、パラメータｑ＝１、２、・・・、ｖのいずれかであるとする。また、パラメータｖは、自然数であって、数式（１１）を満たす離散時刻ｋｐｑの個数を示す。
【００８１】
【数１１】
【００８２】
ここで、所定の閾値Ｂとは、ノイズレベルに所定のマージン（３［ｄＢ］〜１０［ｄＢ］程度）を加えたレベルである。所定の閾値Ｂについては以下の各実施形態においても同様である。
【００８３】
ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、受信信号抽出部２９により出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を入力する。ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、当該入力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）（＝∠［ＡＣ（ｋｐｑ）］）をそれぞれ演算する。
また、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、当該演算された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、数式（１２）に従ってＩＱ多重干渉成分を演算する。なお、Ｉｍ｛ｘ｝は、複素数ｘの虚数成分を抽出する演算子である。ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、当該演算されたＩＱ多重干渉成分を減算部３１に出力する。
【００８４】
【数１２】
【００８５】
減算部３１は、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０により出力されたＩＱ多重干渉成分を入力する。また、減算部３１は、数式（１３）に示す様に、数式（１２）に基づいて演算されたＩＱ多重干渉成分を、受信信号抽出部２９により抽出されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）から除去（減算）して、ＩＱ多重干渉成分が除去された第４相関値ＡＣ’（ｋｐｑ）を導出する。ここでｋ＝ｋｐｑ−Ｎ０Ｌ＋１、ｋｐｑ、…、ｋｐｑ＋Ｎ０Ｌ−１である。ただし、ｋ＜１、あるいはｋ＞（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合は、減算処理を行う範囲に含めない。
【００８６】
【数１３】
【００８７】
減算部３１におけるＩＱ多重干渉成分の除去処理の原理について図４を参照して説明する。図４（ａ）,（ｂ）は、Ｉ軸、Ｑ軸からなる複素平面上でＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）をプロットした説明図である。また、図４（ｃ）は離散時刻ｋを横軸にした場合のＩＱ相関値の絶対値｜ＡＣ（ｋ）｜を縦軸にプロットした図である。上述した様に、或る送信周期Ｔｒにおいて、レーダ送信部２においては相補符号である送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）が送信される。ここで、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎは、互いに直交性のある符号ではなく、相互相関性を有する符号である。従って、この様な送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）が送信された場合には、当該高周波送信信号ｓ（ｔ）のターゲットにより反射された反射波の信号にはＩＱ多重干渉成分が発生する。
【００８８】
第１の実施形態の様に相補符号のペアの符号をＩＱ多重する場合、図４（ａ）に示す様に、レーダ受信部３の加算部２８により得られるＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち上述した数式（１１）を満たすＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）のピーク方向θ（ｋｐｑ）に対して直交する方向に、ＩＱ多重干渉成分がピークレンジサイドローブとして現れる。このＩＱ多重干渉成分は図４（ｃ）に示すように、点線で囲んだ部分に示すレンジサイドローブ成分に相当するものである。
従って、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０がＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）のピーク方向θ（ｋｐｑ）に直交する成分（数式（１２）参照）を演算することにより、図４（ｂ）の点線で囲んだ部分に示す、当該ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）におけるレンジサイドローブ成分を抽出することができる。
【００８９】
なお、数式（１２）に示している様に、ＩＱ多重干渉成分の抽出のために位相回転θ（ｋｐｑ）を与えたので、元の位相成分とするために数式（１３）右辺の第２式において、係数ｅｘｐ（ｊθ（ｋｐｑ））を乗算している。
更に、上述した様に、数式（１３）の右辺の第２式のＩｍ｛ｘ｝は、複素数ｘの虚数成分を抽出する演算子であるが、減算部３１は、元の虚数成分に戻すために、数式（１３）の右辺の第２式においては９０度の位相回転の付与を示す複素係数ｊを乗算する。
【００９０】
これらにより、減算部３１は、数式（１３）に従って、受信信号抽出部２９により抽出された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）からレンジサイドローブ成分を除去することができる。
【００９１】
平均化処理部３２は、減算部３１により導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を入力する。平均化処理部３２は、所定の複数回の送信周期Ｔｒにわたって入力された各第４相関値ＡＣ’（ｋ）を平均化する。平均化処理部３２は、当該平均化された第４相関値ＡＣ’（ｋ）の平均値を到来距離推定部３３に出力する。これにより、レーダ装置１は、当該レーダ装置１の周囲の雑音成分を抑圧し、ターゲットの到来角度及び距離の推定に関する測定性能を向上することができる。
【００９２】
到来距離推定部３３は、平均化処理部３２により出力された平均値を入力する。到来距離推定部３３は、当該入力された平均値に基づいて、ターゲットまでの距離の推定演算を行う。到来距離推定部３３によるターゲットまでの距離の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下述参考非特許文献２を参照することにより実現することが可能である。
【００９３】
（参考非特許文献２）Ｊ．Ｊ．ＢＵＳＳＧＡＮＧ、ｅｔ ａｌ．、「Ａ Ｕｎｉｆｉｅｄ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｒａｎｇｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＣＷ， Ｐｕｌｓｅ， ａｎｄ Ｐｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｅｒ Ｒａｄａｒ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ，Ｖｏｌ．４７，Ｉｓｓｕｅ １０，ｐｐ．１７５３−１７６２（１９５９）
【００９４】
例えば、到来距離推定部３３は、平均化処理部３２により演算された平均値の第４相関値に基づいて、当該第４相関値が最大値をとるときの離散時刻と高周波送信信号の送信時間との時間差を判定する。更に、到来距離推定部３３は、当該判定された時間差に基づいて、ターゲットまでの距離を推定する。
【００９５】
以上により、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧することができる。
【００９６】
また、上述した特許文献１では、一回のパルス圧縮結果を得るために、三種類の符号系列、即ち、相補符号系列のペアとなる二種類の符号と一種類のＢａｒｋｅｒ符号あるいはＭ系列符号等の符号系列を用いることにより、計三回の送信周期に相当する時間を要する必要があった。一方、第１の実施形態におけるレーダ装置１は、送信の際に送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎをＩＱ多重するため、一回の測定結果を得るために、計一回の送信周期に相当する時間を要する。このため、レーダ装置１によれば、所定時間内における測定回数を増加することができ、即ち、測定性能を向上させることができる。
【００９７】
〔第２の実施形態〕
次に、第２の実施形態のレーダ装置１ａの構成及び動作について図５〜図８を参照して説明する。
図５は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの内部構成を示すブロック図である。
図６は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの動作に関するタイミングチャートである。同図（ａ）は、送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図である。同図（ｂ）は、測定区間の説明図である。同図（ｃ）は、各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図である。
【００９８】
図７は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおける送信信号の信号点配置図である。同図（ａ）は、第Ｍ番目や第（Ｍ＋２）番目の送信周期で、相補符号ａｎをＩ軸に、相補符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図である。同図（ｂ）は、第（Ｍ＋１）番目や第（Ｍ＋３）番目の送信周期で、相補符号ｂｎをＩ軸に、相補符号ａｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図である。
図８は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおいて各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号の詳細を示す説明図である。
【００９９】
以下の第２の実施形態では、第１の実施形態と異なる構成及び動作について説明し、当該第１の実施形態と同一の構成及び動作に関する説明は省略する。第２の実施形態では、レーダ装置１ａは、送信周期Ｔｒごとに、ＩＱ多重する送信符号のうちＩ軸に割り当てる送信符号を送信符号ａｎと送信符号ｂｎとの間で交互に切り換え、Ｑ軸に割り当てる送信符号を送信符号ｂｎと送信符号ａｎとの間で交互に切り換える。更に、第２の実施形態では、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄを演算し、この演算されたドップラ周波数ｆｄを超えるＩＱ相関値に関してＩＱ多重干渉成分の除去を行う。
【０１００】
レーダ装置１ａは、図５に示す様に、基準発振器Ｌ０と、送信アンテナＡＮＴ０が接続されたレーダ送信部２ａと、受信アンテナＡＮＴ１が接続されたレーダ受信部３ａとを備える。レーダ装置１ａは、レーダ送信部２ａにより生成された所定の間欠的な高周波送信信号を送信アンテナＡＮＴ０から送信し、ターゲットに反射された反射波の信号をレーダ受信部３ａで受信する。レーダ装置１は、レーダ受信部３ａで受信した受信信号を信号処理してターゲットの有無を検出する。
【０１０１】
レーダ送信部２ａについて説明する。レーダ送信部２ａは、送信信号生成部４ａと、送信ＲＦ部１１とを備える。送信信号生成部４ａは、第１符号生成部５ａと、第２符号生成部６ａと、第１スイッチ部ＳＷ１と、第２スイッチ部ＳＷ２と、送信符号制御部ＣＴ１と、第１変調部７ａと、第２変調部８ａと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。図５では、送信信号生成部４ａは、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４ａと独立してレーダ送信部２ａの中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１の構成及び動作は、第１の実施形態と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１０２】
送信信号生成部４ａは、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。送信信号生成部４ａの各部は、当該生成されたタイミングクロックに基づいて動作する。送信信号生成部４ａは、それぞれ符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎのパルス圧縮符号を変調してベースバンドの送信信号を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｌであり、パラメータＬは、相補符号系列ａｎ，ｂｎの符号長を表す。
【０１０３】
また、送信信号生成部４ａにより生成される送信信号は、連続的な信号ではないものとする。例えば、図６（ａ）に示す様に、第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗでは、符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎに対して、１つのパルス符号あたりＮ０のサンプルが存在する。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｒ（＝Ｎ０×Ｌ）のサンプルが含まれる。また、第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）では、ベースバンドの送信信号としてＮ０のサンプルが存在するものとする。
【０１０４】
以下、送信信号生成部４ａの各部の構成について説明する。
【０１０５】
第１符号生成部５ａは、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第１符号生成部５ａは、当該生成された送信符号ａｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１０６】
第２符号生成部６ａは、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ｂｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第２符号生成部６ａは、当該生成された送信符号ｂｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１０７】
第１スイッチ部ＳＷ１は、第１符号生成部５ａ及び第２符号生成部６ａによりそれぞれ出力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを入力する。また、第１スイッチ部ＳＷ１は、送信符号制御部ＣＴ１により出力された符号切換制御信号に基づいて、当該入力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎのうちいずれかの送信符号を選択的に切り換え、当該切り換えられた送信符号を第１変調部７ａに出力する。
【０１０８】
第２スイッチ部ＳＷ２は、第１符号生成部５ａ及び第２符号生成部６ａによりそれぞれ出力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを入力する。また、第２スイッチ部ＳＷ２は、送信符号制御部ＣＴ１により出力された符号切換制御信号に基づいて、当該入力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎのうちいずれかの送信符号を選択的に切り換え、当該切り換えられた送信符号を第２変調部８ａに出力する。
【０１０９】
送信符号制御部ＣＴ１は、送信周期Ｔｒごとに、第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ入力される送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを選択的に切り換える様に第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、送信周期Ｔｒごとに、送信符号を選択的に切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１１０】
送信符号制御部ＣＴ１の動作について、図６（ａ）を参照して具体的に説明する。
【０１１１】
送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１２】
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１３】
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１４】
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１５】
なお、第（Ｍ＋４）番目以降の送信周期においては、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋１）番目の計２つの送信周期を１つの単位として、当該単位ごとの各送信周期に応じた送信符号が同様に生成され、繰り返して第１変調部７ａ及び第２変調部８ａに出力される。
【０１１６】
第１変調部７ａは、第１スイッチ部ＳＷ１により出力された送信符号ａｎ又は送信符号ｂｎを入力する。第１変調部７ａは、当該入力された送信符号ａｎ又は送信符号ｂｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）を行い、ベースバンドの送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。第１変調部７ａは、ＬＰＦ９を介して、当該生成された送信信号Ｉ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｉ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【０１１７】
第２変調部８ａは、第２スイッチ部ＳＷ２により出力された送信符号ｂｎ又は送信符号ａｎを入力する。第２変調部８ａは、当該入力された送信符号ｂｎ又は送信符号ａｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）を行い、ベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）を生成する。第２変調部８ａは、ＬＰＦ１０を介して、当該生成された送信信号Ｑ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｑ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【０１１８】
送信ＲＦ部１１、及び送信アンテナＡＮＴ０の動作は第１の実施形態と殆ど同様であるため、当該動作の説明は省略する。但し、第２の実施形態においては、送信ＲＦ部１１によりＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図は、送信符号制御部ＣＴ１により第１変調部７ａ及び第２変調部８ａにそれぞれ入力される送信符号が異なる。このため、送信ＲＦ部１１によりＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図は、図７（ａ）及び（ｂ）に示す様に送信周期Ｔｒごとに異なる。
【０１１９】
具体的には、図７（ａ）に示す信号点配置図は、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒに、送信符号ａｎをＩ軸に、送信符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した高周波送信信号の信号点配置図である。従って、上述した数式（６）に示す高周波送信信号ｓ（ｔ）は、図７（ａ）に示す信号点（Ａ，Ａ）、（Ａ，−Ａ）、（−Ａ，Ａ）及び（−Ａ，−Ａ）のうちいずれかが選択される様に送信符号ａｎ，ｂｎがＩＱ多重されて生成されたものである。
【０１２０】
更に、図７（ｂ）に示す信号点配置図は、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒに、送信符号ｂｎをＩ軸に、送信符号ａｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した高周波送信信号の信号点配置図である。従って、上述した数式（６）に示す高周波送信信号ｓ（ｔ）は、図７（ｂ）に示す信号点（Ａ，Ａ）、（Ａ，−Ａ）、（−Ａ，Ａ）及び（−Ａ，−Ａ）のうちいずれかが選択される様に送信符号ａｎ，ｂｎがＩＱ多重されて生成されたものである。
【０１２１】
次に、レーダ受信部３ａについて説明する。
【０１２２】
レーダ受信部３ａは、受信アンテナＡＮＴ１と、受信ＲＦ部１７と、信号処理部２１ａとを備える。受信ＲＦ部１７は、増幅器１８と、周波数変換部１９と、直交検波部２０とを備える。信号処理部２１ａは、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準信号生成部２４ａ，２５ａと、第１，第２相関値演算部２６ａ，２７ａと、加算部２８ａと、受信信号選択部２９ａと、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３と、ドップラ周波数推定部３４とを備える。レーダ受信部３ａは、２倍の送信周期Ｔｒ（２Ｔｒ）を、信号処理部２１ａにおける信号処理区間として周期的に演算する。
【０１２３】
受信アンテナＡＮＴ１、受信ＲＦ部１７、Ａ／Ｄ変換部２２及びＡ／Ｄ変換部２３の動作は第１の実施形態と同様のため、当該動作の説明は省略する。なお、受信アンテナＡＮＴ１は、図６（ｂ）に示す様に、各送信周期Ｔｒに相当する区間に、上述した受信信号を受信する。従って、この受信信号が受信される区間Ｔｒがレーダ装置１ａにおける測定区間とされる。
【０１２４】
更に、図６（ｃ）に示す様に、離散時刻ｋ＝１は、送信周期Ｔｒごとに送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎが交互に切り換えられてＩＱ多重された結果、生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの開始時点を示す。また、離散時刻ｋ＝Ｎｒは、送信周期Ｔｒごとに送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎが交互に切り換えられてＩＱ多重された結果、生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了時点を示す。更に、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）は、送信周期Ｔｒごとに送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎが交互に切り換えられてＩＱ多重された結果、生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒの終了直前時点を示す。なお、図６（ｃ）には、離散時刻ｋの範囲を便宜的に図示するために、離散時刻ｋの範囲を第Ｍ番目の送信周期のみに示している。
【０１２５】
第１基準信号生成部２４ａは、送信信号生成部４ａの動作と同期して、当該送信信号生成部４ａと同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。第１基準信号生成部２４ａは、当該生成されたタイミングクロックに基づいて、第１変調部７ａにより生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一のベースバンドの第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を周期的に生成する。
【０１２６】
上述した様に、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第１符号生成部５ａにより生成された送信符号ａｎを、第１スイッチ部ＳＷ１を介して第１変調部７ａに出力する。
また、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第２符号生成部６ａにより生成された送信符号ｂｎを、第１スイッチ部ＳＷ１を介して第１変調部７ａに出力する。
【０１２７】
従って、第１基準信号生成部２４ａは、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、第１変調部７ａに入力された送信符号ａｎに基づいて生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一の第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。
また、第１基準信号生成部２４ａは、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒでは、第１変調部７ａに入力された送信符号ｂｎに基づいて生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一の第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。
第１基準信号生成部２４ａは、各送信周期Ｔｒにおいて生成された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を第１相関値演算部２６ａに出力する。
【０１２８】
第２基準信号生成部２５ａは、送信信号生成部４ａの動作と同期して、当該送信信号生成部４ａと同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。第２基準信号生成部２５ａは、当該生成されたタイミングクロックに基づいて、第２変調部８ａにより生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一のベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を周期的に生成する。
【０１２９】
上述した様に、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第２符号生成部６ａにより生成された送信符号ｂｎを、第２スイッチ部ＳＷ２を介して第２変調部８ａに出力する。
また、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第１符号生成部５ａにより生成された送信符号ａｎを、第１スイッチ部ＳＷ１を介して第２変調部８ａに出力する。
【０１３０】
従って、第２基準信号生成部２５ａは、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、第２変調部８ａに入力された送信符号ｂｎに基づいて生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一の送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を生成する。
また、第２基準信号生成部２５ａは、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒでは、第２変調部８ａに入力された送信符号ａｎに基づいて生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一の送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を生成する。
第２基準信号生成部２５ａは、各送信周期Ｔｒにおいて生成された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を第２相関値演算部２７ａに出力する。
【０１３１】
第１相関値演算部２６ａは、Ａ／Ｄ変換部２２により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第１基準信号生成部２４ａにより出力された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を入力する。第１相関値演算部２６ａは、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第１基準送信信号Ｉ（ｋ）との第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【０１３２】
具体的には、第１相関値演算部２６ａは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、上述した数式（８）に従って、第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。第１相関値演算部２６ａは、数式（８）に従って演算された第１相関値ＡＣ１（ｋ）を加算部２８ａに出力する。
【０１３３】
第２相関値演算部２７ａは、Ａ／Ｄ変換部２３により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第２基準信号生成部２５ａにより出力された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を入力する。第２相関値演算部２７ａは、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）との第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【０１３４】
具体的には、第２相関値演算部２７ａは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、上述した数式（９）に従って、第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。第２相関値演算部２７ａは、数式（９）に従って演算された第２相関値ＡＣ２（ｋ）を加算部２８ａに出力する。
【０１３５】
上述した様に、第１相関値演算部２６ａ及び第２相関値演算部２７ａの演算は、それぞれ離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）に対して行われる。なお、レーダ装置の測定対象となるターゲットの存在範囲によって、測定レンジ（ｋの範囲）を更に限定してもよい。
これにより、レーダ装置１ａは、第１相関値演算部２６ａ及び第２相関値演算部２７ａのそれぞれの演算量をそれぞれ低減することができる。即ち、レーダ装置１ａは、信号処理部２１ａによる演算量に基づく消費電力量を低減することができる。
【０１３６】
加算部２８ａは、第１相関値演算部２６ａにより出力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と、第２相関値演算部２７ａにより出力された第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを入力する。加算部２８ａは、当該入力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを、各離散時刻ｋを揃えた状態で、上述した数式（１０）に示す様に加算してＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を演算する。加算部２８ａは、当該演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を、受信信号選択部２９ａ及び減算部３１にそれぞれ出力する。
【０１３７】
また、加算部２８ａは、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗの前半部における前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）をドップラ周波数推定部３４に出力する。更に、加算部２８ａは、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗの後半部における後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））をドップラ周波数推定部３４に出力する。
【０１３８】
ドップラ周波数推定部３４は、加算部２８ａによりそれぞれ出力された前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）及び後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））を入力する。ドップラ周波数推定部３４は、当該入力された前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）及び後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に基づいて、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）におけるドップラ周波数ｆｄを演算する。
【０１３９】
ここで、ドップラ周波数推定部３４の演算について図８を参照して説明する。図８は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおいて各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号の詳細を示す説明図である。図１４に示した様に、相補符号系列ａｎ，ｂｎは、符号長Ｌ／２のサブ相補符号のペアであるｃｎ，ｄｎを数式（１４）に示す様に連結することにより得られたものである。なお、サブ相補符号のペアであるｃｎ，ｄｎは、数式（１５）の様に表すことができる。
【０１４０】
【数１４】
【０１４１】
【数１５】
【０１４２】
〔第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒの場合〕
図８に示す様に、第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗにおいては、当該送信区間Ｔｗの前半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（１６）に示される。同様に、当該送信区間Ｔｗの後半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（１７）に示される。
【０１４３】
【数１６】
【０１４４】
【数１７】
【０１４５】
数式（１６）及び数式（１７）の送信符号に基づいて演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、送信区間Ｔｗの前半部における前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）に対し、同送信区間Ｔｗの後半部における後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））は、−９０度位相シフトしている。従って、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））を、前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）と位相を揃えるために９０度位相回転する。即ち、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に９０度の位相回転を付与するために、当該後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に虚数係数ｊを乗算する。
【０１４６】
これにより、ドップラ周波数推定部３４は、前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間における固定的な９０度の位相差をなくすことができる。この後、ドップラ周波数推定部３４は、ターゲットの移動に伴って前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間に生じた位相回転量に基づいて、数式（１８）に従ってドップラ周波数ｆｄを演算する。ドップラ周波数推定部３４は、当該演算されたドップラ周波数ｆｄを受信信号選択部２９ａに出力する。なお、上述した様に、Ｎｒ＝Ｎ０×Ｌである。ここで∠［ｘ］は、複素数ｘの位相成分を示す。
【０１４７】
【数１８】
【０１４８】
〔第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの場合〕
図８に示す様に、第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗにおいては、当該送信区間Ｔｗの前半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（１９）に示される。同様に、当該送信区間Ｔｗの後半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（２０）に示される。
【０１４９】
【数１９】
【０１５０】
【数２０】
【０１５１】
数式（１９）及び数式（２０）の送信符号に基づいて演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、送信区間Ｔｗの前半部における前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）に対し、同送信区間Ｔｗの後半部における後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））は、９０度位相シフトしている。従って、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））を、前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）と位相を揃えるために−９０度位相回転する。即ち、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に−９０度の位相回転を付与するために、当該後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に複素係数−ｊを乗算する。
【０１５２】
これにより、ドップラ周波数推定部３４は、前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間における固定的な−９０度の位相差をなくすことができる。この後、ドップラ周波数推定部３４は、ターゲットの移動に伴って前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間に生じた位相回転量に基づいて、数式（２１）に従ってドップラ周波数ｆｄを演算する。ドップラ周波数推定部３４は、当該演算されたドップラ周波数ｆｄを受信信号選択部２９ａに出力する。なお、上述した様に、Ｎｒ＝Ｎ０×Ｌである。
【０１５３】
【数２１】
【０１５４】
受信信号選択部２９ａは、加算部２８ａにより出力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）、及びドップラ周波数推定部３４により出力されたドップラ周波数ｆｄ（ｋ）を入力する。受信信号選択部２９ａは、当該入力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、予め設定された所定の閾値Ｂを超え且つ当該入力されたドップラ周波数ｆｄ（ｋ）が予め設定された所定の閾値Ｄ以上のＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を選択する。
【０１５５】
即ち、受信信号選択部２９ａは、数式（２２）を満たす離散時刻ｋｐｑを抽出し、当該抽出された離散時刻ｋｐｑに対応するＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を大きい順に並べたＩＱ相関値（ｋｐ１）、ＡＣ（ｋｐ２）、・・・、ＡＣ（ｋｐｖ）をそれぞれＩＱ多重干渉成分抽出部３０に出力する。パラメータｐ１、ｐ２、・・・、ｐｖはそれぞれサンプル数１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）のうちいずれかの自然数であり、且つ、数式（１１）を満たすＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）に対応する離散時刻ｋｐｑの序数である。なお、パラメータｑ＝１、２、・・・、ｖのいずれかであるとする。また、パラメータｖは、自然数であって、数式（１１）を満たす離散時刻ｋｐｑの個数を示す。
【０１５６】
【数２２】
【０１５７】
ここで、所定の閾値Ｄとは、信号処理部２１ａが、信号処理の際に、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄの影響を無視することができなくなる値を示す。この所定の閾値Ｄについては以下の各実施形態においても同様である。
【０１５８】
平均化処理部３２は、減算部３１により導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を入力する。平均化処理部３２は、レーダ送信周期（２Ｔｒ）での相補符号ａｎ，ｂｎをＩ軸、Ｑ軸に交互にＩＱ多重したレーダ送信信号に対し、ｋ＝１，…,（Ｎｒ＋Ｎｕ）の期間における、第４相関値ＡＣ’（ｋ）の加算による平均化処理を行う。ここで、加算は、各時刻ｋの相関演算結果毎に行う。そして、平均化処理部３２は、当該平均化された第４相関値ＡＣ’（ｋ）の平均値を到来距離推定部３３に出力する。
【０１５９】
これにより、測定対象となるターゲットのうち、移動によるドップラ変動の影響の少ないものは、レーダ送信周期（２Ｔｒ）での相補符号ａｎ，ｂｎをＩ軸、Ｑ軸に交互にＩＱ多重した信号を用いることで、相補符号の性質を利用してサイドローブを理想的にゼロにすることができる。
【０１６０】
また、さらに、これらの２つのレーダ送信周期（Ｔｒ）である２Ｔｒ分の相関演算値の加算処理結果を１つの単位として、さらに複数回のレーダ送信期間にわたる平均化処理を行うことで、雑音成分の抑圧を行う処理を加えても良い。これにより、レーダ装置１は、当該レーダ装置１の周囲の雑音成分を抑圧し、ターゲットの到来角度及び距離の推定に関する測定性能を向上することができる。
【０１６１】
ＩＱ多重干渉成分抽出部３０、減算部３１及び到来距離推定部３３の動作は第１の実施形態と同様であるため、当該動作の説明は省略する。
【０１６２】
以上により、第２の実施形態のレーダ装置１ａによれば、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧することができる。
【０１６３】
また、第２の実施形態のレーダ装置１ａによれば、送信の際に送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎをＩＱ多重するため、一回の測定結果を得るために、計二回の送信周期に相当する時間を要する。このため、レーダ装置１ａによれば、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、所定時間内に測定回数を増加することができ、即ち、測定性能を向上させることができる。
【０１６４】
また、レーダ装置１ａは、所定の閾値Ｂを超え且つドップラ周波数ｆｄが所定の閾値Ｄを超えるＩＱ相関値を選択し、当該選択されたＩＱ相関値におけるＩＱ多重干渉成分の除去を行う。このため、レーダ装置１ａは、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄの影響を受けても低レンジサイドローブ特性が劣化しない様な反射波の信号に対しては、ＩＱ多重干渉成分の除去を行わない。即ち、レーダ装置１ａは、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄの影響を受けた場合に低レンジサイドローブ特性が劣化する様な反射波の信号に対してのみＩＱ多重干渉成分の除去を行う。これにより、当該レーダ装置１ａは、第１の実施形態のレーダ装置１と比べて、ＩＱ多重干渉成分を除去するための演算処理量を著しく低減することができる。
【０１６５】
〔各実施形態の変形例１〕
上述した各実施形態の変形例１について図９及び図１０を参照して説明する。図９は、各実施形態の変形例１におけるレーダ送信部の内部構成を示すブロック図である。同図（ａ）は、第１の実施形態の変形例１のレーダ送信部２ｂの内部構成を示すブロック図である。同図（ｂ）は、第２の実施形態の変形例１のレーダ送信部２ｃの内部構成を示すブロック図である。
図１０は、相補符号ａｎがＩ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされ、相補符号ｂｎがＱ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図である。
【０１６６】
なお、図１０においては、図１で示した基準発振器Ｌ０の記載は省略しているが、送信信号生成部４ｂは、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４ｂの各部は、当該生成された信号に基づいて動作する。
【０１６７】
また、送信ＲＦ部１１においても、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍数に逓倍した信号を生成する。送信ＲＦ部１１は、当該生成された信号に基づいて動作する。
【０１６８】
各実施形態の変形例１では、上述した第１の実施形態又は第２の実施形態と異なる内容についてのみ説明し、同一の内容に関しては説明を省略する。第１の実施形態又は第２の実施形態では、ＩＱ多重の際に、送信符号ａｎ又はｂｎをＩ軸に割り当て、更に、送信符号ｂｎ又はａｎをＱ軸に直接割り当て、その際の位相回転は考慮していなかった。この各実施形態の変形例１では、図１０に示した様に、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎをそれぞれ所定の角度θの位相回転を付与した後にＩＱ多重する。なお、図１０には、当該角度θ＝−４５度の例が示されているが、これに限定されず、θ＝４５度としても同様な効果を得ることができる。以下、第１の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｂ、第２の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｃの順に説明する。
【０１６９】
図９（ａ）に示す様に、第１の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｂは、送信信号生成部４ｂと、送信ＲＦ部１１とを備える。送信信号生成部４ｂは、第１符号生成部５ｂと、第２符号生成部６ｂと、第２位相シフト部３５と、第３位相シフト部３６と、第１変調部７ｂと、第２変調部８ｂと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。
【０１７０】
図９（ａ）では、送信信号生成部４ｂは、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４ｂと独立してレーダ送信部２ｂの中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１の構成及び動作は、第１の実施形態と同様のため説明を省略する。更に、第１の実施形態の変形例１におけるレーダ受信部の構成及び動作は第１の実施形態のレーダ受信部３と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１７１】
第１符号生成部５ｂにより生成された送信符号ａｎは、第２シフト位相部３５に入力される。第２符号生成部６ｂにより生成された送信符号ｂｎは、第３シフト位相部３６に入力される。
【０１７２】
第２位相シフト部３５は、当該入力された送信符号ａｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に例えば、第２位相シフト部３５は、第１符号生成部５ｂにより出力された送信符号ａｎに−４５度の位相回転を付与する。第２位相シフト部３５は、当該位相回転された送信符号ａｎを第１変調部７ｂに出力する。
【０１７３】
同様に、第３位相シフト部３６は、当該入力された送信符号ｂｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に例えば、第３位相シフト部３６は、第２符号生成部６ｂにより出力された送信符号ｂｎに−４５度の位相回転を付与する。第３位相シフト部３６は、当該位相回転された送信符号ｂｎを第２変調部８ｂに出力する。
【０１７４】
図９（ｂ）に示す様に、第２の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｃは、送信信号生成部４ｃと、送信ＲＦ部１１とを備える。送信信号生成部４ｃは、第１符号生成部５ｃと、第２符号生成部６ｃと、第２位相シフト部３７と、第３位相シフト部３８と、第１スイッチ部ＳＷ１と、第２スイッチ部ＳＷ２と、送信符号制御部ＣＴ２と、第１変調部７ｃと、第２変調部８ｃと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。
【０１７５】
図９（ｂ）では、送信信号生成部４ｂは、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４ｃと独立してレーダ送信部２ｃの中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１の構成及び動作は、第２の実施形態と同様のため説明を省略する。更に、第２の実施形態の変形例１におけるレーダ受信部の構成及び動作は第２の実施形態のレーダ受信部３ａと同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１７６】
第１符号生成部５ｃにより生成された送信符号ａｎは、第２シフト位相部３７に入力される。第２符号生成部６ｃにより生成された送信符号ｂｎは、第３シフト位相部３８に入力される。
【０１７７】
第２位相シフト部３７は、当該入力された送信符号ａｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に、例えば、第２位相シフト部３７は、第１符号生成部５ｃにより出力された送信符号ａｎに−４５度の位相回転を付与する。第２位相シフト部３７は、当該位相回転された送信符号ａｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１７８】
同様に、第３位相シフト部３８は、当該入力された送信符号ｂｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に、例えば、第３位相シフト部３８は、第２符号生成部６ｃにより出力された送信符号ｂｎに−４５度の位相回転を付与する。第３位相シフト部３８は、当該位相回転された送信符号ｂｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１７９】
なお、第１スイッチ部ＳＷ１、第２スイッチ部ＳＷ２、送信符号制御部ＣＴ２、第１変調部７ｃ及び第２変調部８ｃの動作は、それぞれ第２の実施形態と同様であるため、当該動作に関する説明は省略する。
【０１８０】
以上により、各実施形態の変形例１のレーダ装置は、第１の実施形態のレーダ装置１又は第２の実施形態のレーダ装置１ａと比べて、図１０に示すＩＱ多重後の信号点配置に基づいて高周波送信信号を生成する。このため、各実施形態の変形例１のレーダ装置によれば、上述したレーダ装置１又はレーダ装置１ａの各効果に加え、シフト位相部において、４５度、あるいは−４５度の位相回転を付与する場合、ＩＱ多重の際に上述した高周波送信信号ｓ（ｔ）の信号点がＩ軸及びＱ軸に配置されるため、平均的な送信電力を低減することができる。
【０１８１】
〔各実施形態の変形例２〕
上述した各実施形態の変形例２について図１１を参照して説明する。図１１は、各実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図である。同図（ａ）は、第１の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部２１ｄの内部構成を示すブロック図である。同図（ｂ）は、第２の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部２１ｅの内部構成を示すブロック図である。
【０１８２】
各実施形態の変形例２では、上述した第１の実施形態又は第２の実施形態と異なる内容についてのみ説明し、同一の内容に関しては説明を省略する。第１又は第２の実施形態では、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、受信信号抽出部２９又は受信信号選択部２９ａから出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、当該位相成分θ（ｋｐｑ）に直交する成分をＩＱ多重干渉成分として演算した。
【０１８３】
各実施形態の変形例２において、第１の実施形態の変形例２では、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０の代わりに、ＩＱ多重干渉成分生成部３９を設ける。更に、第２の実施形態の変形例２では、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０の代わりに、ＩＱ多重干渉成分生成部４０をそれぞれ設ける。これらＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９，４０は、それぞれ当該位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、ＩＱ多重干渉成分のレプリカを高精度に演算する。
【０１８４】
図１１（ａ）に示す様に、第１の実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部２１ｄは、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準送信信号生成部２４，２５と、第１，第２相関値演算部２６，２７と、加算部２８と、受信信号抽出部２９と、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３とを備える。
【０１８５】
信号処理部２１ｄは、第１の実施形態の信号処理部２１と同様に、各送信周期Ｔｒを、信号処理部２１ｄにおける信号処理区間として周期的に演算する。更に、第１の実施形態の変形例２におけるレーダ送信部，レーダ受信部の受信ＲＦ部の構成及び動作は、第１の実施形態のレーダ送信部２，受信ＲＦ部１７と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１８６】
Ａ／Ｄ変換部２２，２３、第１，第２基準送信信号生成部２４，２５、第１，第２相関値演算部２６，２７、加算部２８、受信信号抽出部２９、平均化処理部３２及び到来距離推定部３３の動作は第１の実施形態と同様のため、当該動作の説明は省略する。
【０１８７】
ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９は、受信信号抽出部２９により出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を入力する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９は、各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）に基づいて、数式（２３）に従ってＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を演算する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９は、当該演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を減算部３１に出力する。ここでｋ＝ｋｐｑ−Ｎ０Ｌ＋１、ｋｐｑ、…、ｋｐｑ＋Ｎ０Ｌ−１である。ただし、ｋ＜１、あるいはｋ＞（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合は、レプリカ生成処理を行う範囲に含めない。
【０１８８】
【数２３】
【０１８９】
減算部３１は、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９により出力されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を入力する。また、減算部３１は、数式（２４）に示す様に、数式（２３）に基づいて演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を、受信信号抽出部２９により抽出された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）から除去（減算）する。減算部３１は、この除去により、ＩＱ多重干渉成分が高精度に除去された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を導出する。減算部３１は、当該導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を平均化処理部３２に出力する。
【０１９０】
【数２４】
【０１９１】
これにより、減算部３１は、数式（２４）に従って、受信信号抽出部２９により抽出された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）からレンジサイドローブ成分を高精度に除去することができる。従って、減算部３１は、移動しているターゲットに反射された反射波の信号を受信した場合においても、レンジサイドローブを効果的に抑圧した第４相関値ＡＣ’（ｋ）を得ることができる。
【０１９２】
図１１（ｂ）に示す様に、第２の実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部２１ｅは、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準送信信号生成部２４ａ，２５ａと、第１，第２相関値演算部２６ａ，２７ａと、加算部２８ａと、受信信号選択部２９ａと、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３と、ドップラ周波数推定部３４とを備える。
【０１９３】
信号処理部２１ｅは、第２の実施形態の信号処理部２１と同様に、２倍の送信周期（２Ｔｒ）を、信号処理部２１ｅにおける信号処理区間として周期的に演算する。更に、第２の実施形態の変形例２におけるレーダ送信部，レーダ受信部の受信ＲＦ部の構成及び動作は第２の実施形態のレーダ送信部２ａ，受信ＲＦ部１７と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１９４】
Ａ／Ｄ変換部２２，２３、第１，第２基準送信信号生成部２４ａ，２５ａ、第１，第２相関値演算部２６ａ，２７ａ、加算部２８ａ、受信信号選択部２９ａ、ドップラ周波数推定部３４、平均化処理部３２及び到来距離推定部３３の動作は第２の実施形態と同様のため、当該動作の説明は省略する。
【０１９５】
ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０は、受信信号抽出部２９ａにより出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を入力する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０は、当該演算された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、上述した数式（２２）に従ってＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を演算する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０は、当該演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を減算部３１に出力する。ここでｋ＝ｋｐｑ−Ｎ０Ｌ＋１、ｋｐｑ、…、ｋｐｑ＋Ｎ０Ｌ−１である。ただし、ｋ＜１、あるいはｋ＞（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合は、レプリカ生成処理を行う範囲に含めない。
【０１９６】
減算部３１は、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０により出力されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を入力する。また、減算部３１は、上述した数式（２３）に示す様に、上述した数式（２３）に基づいて演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を、受信信号抽出部２９により抽出されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）から除去する。減算部３１は、この除去により、ＩＱ多重干渉成分が高精度に除去された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を導出する。減算部３１は、当該導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を平均化処理部３２に出力する。
【０１９７】
これにより、減算部３１は、上述した数式（２４）に従って、受信信号選択部２９ａにより選択された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）からレンジサイドローブ成分を高精度に除去することができる。従って、減算部３１は、移動しているターゲットにより反射された反射波の信号を受信した場合においても、レンジサイドローブを効果的に抑圧した第４相関値ＡＣ’（ｋｐｑ）を得ることができる。
【０１９８】
以上により、各実施形態の変形例２のレーダ装置は、第１の実施形態のレーダ装置１又は第２の実施形態のレーダ装置１ａと比べて、ＩＱ多重干渉成分を高精度に生成する。このため、各実施形態の変形例２のレーダ装置によれば、上述したレーダ装置１又はレーダ装置１ａの各効果に加え、ターゲットの移動に伴って低レンジサイドローブ特性の劣化をより効果的に抑圧することができる。
【０１９９】
〔第１の実施形態のシミュレーション結果に関する説明〕
第１の実施形態のレーダ装置１の動作条件を設定してターゲットの検出精度をシミュレーションした結果について図１２を参照して説明する。図１２は、ターゲットの検出精度に関するシミュレーション結果を示す説明図である。同図（ａ）は、従来のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された高周波送信信号を時分割で送信した場合の結果である。同図（ｂ）は、第１の実施形態のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎをＩＱ多重して生成された高周波送信信号を送信した場合の結果である。
【０２００】
シミュレーションの条件を以下に示す。
（ａ）キャリア周波数ｆｃ＝６０［ＧＨｚ］
（ｂ）周波数帯域幅＝５００［ＭＨｚ］
（ｃ）パルス幅Ｔｐ＝２［ｎｓ］
（ｄ）パルス圧縮符号長Ｌ＝２５６
（ｅ）送信周期Ｔｒ＝１．０２４［μｓ］
（ｆ）送信区間Ｔｗ＝０．５１２［μｓ］
（ｇ）送信電力＝１０［ｄＢ］
（ｈ）アンテナ利得＝２０［ｄＢ］
（ｉ）レーダ受信部ＮＦ＝１０［ｄＢ］
（ｊ）平均化回数（送信周期Ｔｒの送信回数）＝２０
（ｋ）ターゲット数＝２
（ｌ）ターゲット位置＝１０［ｍ］，４０［ｍ］
（ｍ）ターゲットＲＣＳ（レーダ反射断面積）＝２０［ｄＢｓｍ］，０［ｄＢｓｍ］
（ｎ）ターゲットの移動速度＝８０［ｋｍ／ｈ］，０［ｋｍ／ｈ］
（ｏ）ターゲットのドップラ周波数＝８５９２［Ｈｚ］，０［Ｈｚ］
【０２０１】
図１２（ａ）では、従来のレーダ装置から４０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットにより反射された反射波の信号（メインローブ）が、他の近距離（１０［ｍ］）に位置するターゲットにより反射された反射波の信号（レンジサイドローブ）に埋もれてしまっている。この様に、従来のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された高周波送信信号を時分割で送信した場合には、本来４０［ｍ］の位置に存在するターゲットを検出することが難しい。
【０２０２】
しかし、図１２（ｂ）には、レーダ装置１から１０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットと、４０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットとが高精度に検出された様子が示されている。従って、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、１０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットが移動してドップラ周波数ｆｄの影響を受ける場合であっても、当該ターゲットにより反射された反射波の信号の低レンジサイドローブ特性を維持することができる。即ち、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、１０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットと、４０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットとを高精度に検出することができる。
【０２０３】
以上、添付図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明のレーダ装置はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０２０４】
なお、上述した各実施形態において、Ａ／Ｄ変換部２２，２３は、受信ＲＦ部１７の直交検波部２０により出力されたベースバンドの同相信号及び直交信号に対して、離散時刻ｋに応じたオーバーサンプリングでデジタルデータに変換する。しかし、Ａ／Ｄ変換部２２，２３は、レーダ送信部２におけるベースバンドの送信信号と同一のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行わなくても良い。
【０２０５】
例えば、上述した各実施形態のレーダ送信部では、符号長Ｌに対してＮｒのサンプル数を用いて、ベースバンドの送信信号が生成された。これは、１つの符号あたりＮｒ／Ｌサンプルのオーバーサンプリングに相当する。しかしながら、上述した各実施形態のレーダ受信部においては、１つの符号あたり１倍のサンプル以上でも、受信信号の信号処理は可能である。
【０２０６】
なお、上述した第１符号生成部５ａ、第２符号生成部６ａ、第１スイッチ部ＳＷ１、第２スイッチ部ＳＷ２を送信信号生成部４ａに設けず、図１３に示す様に、送信信号生成部４ａにより生成された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを設けても良い。なお、図１３に示した送信符号記憶部ＣＭは、第２の実施形態に限らず、第１の実施形態にも同様に適用することができる。図１３は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおける送信信号生成部４ａの他の例である送信信号生成部４ｆの内部構成を示すブロック図である。この送信信号生成部４ｆは、送信符号記憶部ＣＭと、送信符号制御部ＣＴ３と、第１変調部７ｆと、第２変調部８ｆと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。
【０２０７】
図１３において、送信符号制御部ＣＴ３は、送信周期Ｔｒごとに、第１変調部７ｆ及び第２変調部８ｆにそれぞれ出力する送信符号を、送信符号記憶部７ａから巡回的に読み出して出力する。具体的には、送信符号制御部ＣＴ３は、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号記憶部ＣＭから送信符号ａｎを読み出して第１変調部７ｆに出力し、更に、送信符号ｂｎを読み出して第２変調部８ｆに出力する。
【０２０８】
送信符号制御部ＣＴ３は、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号記憶部ＣＭから送信符号ｂｎを読み出して第１変調部７ｆに出力し、更に、送信符号ａｎを読み出して第２変調部８ｆに出力する。第１変調部７ｆ及び第２変調部８ｆにそれぞれ出力された後の動作は上述した各実施形態と同様であるため、当該同様の内容に関する説明は省略する。
【産業上の利用可能性】
【０２０９】
本発明に係るレーダ装置は、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧するレーダ装置として有用である。
【符号の説明】
【０２１０】
１、１ａ レーダ装置
２、２ａ、２ｂ、２ｃ レーダ送信部
３、３ａ レーダ受信部
４、４ａ、４ｂ、４ｃ 送信信号生成部
５、５ａ 第１符号生成部
６、６ａ 第２符号生成部
７、７ａ、７ｂ、７ｃ 第１変調部
８、８ａ、８ｂ、８ｃ 第２変調部
９、１０ ＬＰＦ
１１ 送信ＲＦ部
１２、１４ ミキサ
１３ 第１位相シフト部
１５、２８ 加算部
１６、１８ 増幅器
１７ 受信ＲＦ部
１９ 周波数変換部
２０ 直交検波部
２１、２１ａ、２１ｄ、２１ｅ 信号処理部
２２、２３ Ａ／Ｄ変換部
２４ 第１基準信号生成部
２５ 第２基準信号生成部
２６ 第１相関値演算部
２７ 第２相関値演算部
２９ 受信信号抽出部
２９ａ 受信信号選択部
３０ ＩＱ多重干渉成分抽出部
３１ 減算部
３２ 平均化処理部
３３ 到来距離推定部
３４ ドップラ周波数推定部
３５、３７ 第２位相シフト部
３６、３８ 第３位相シフト部
ＡＮＴ０ 送信アンテナ
ＡＮＴ１ 受信アンテナ
ＣＭ 送信符号記憶部
ＣＴ１、ＣＴ２、ＣＴ３ 送信符号制御部
Ｌ０、Ｌ１ 基準発振器
ＳＷ１ 第１スイッチ部
ＳＷ２ 第２スイッチ部
Ｔｒ 送信周期
Ｔｗ 送信区間
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ターゲットに反射された反射波の信号をアンテナで受信してターゲットを検出するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ装置は、測定地点から電波を空間に放射し、ターゲットに反射された反射波の信号を受信して、当該測定地点とターゲットとの距離、方向等を測定する装置である。特に近年、マイクロ波又はミリ波等の波長の短い電波を用いた高分解能な測定により、自動車だけでなく歩行者等をターゲットとして検出可能なレーダ装置の開発が進められている。
【０００３】
レーダ装置は、近距離にいるターゲットと遠距離にいるターゲットとからの反射波が混合された信号を受信することがある。特に、近距離にいるターゲットからの反射波の信号の自己相関特性にレンジサイドローブが生じる場合、このレンジサイドローブと、遠距離にいるターゲットからの反射波の信号の自己相関特性に生じるメインローブとが混在することがある。この場合、レーダ装置が遠距離にいるターゲットを検出する際の検出精度が劣化することがある。
【０００４】
また、レーダ装置は、測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とがいる場合に、レーダ反射断面積（RCS: Radar cross section）の異なる自動車と歩行者とからのそれぞれの反射波の信号が混合された信号を受信することがある。一般に、歩行者のレーダ反射断面積は自動車のレーダ反射断面積に比べると低いと言われている。このため、レーダ装置には、たとえ測定地点から同じ距離に自動車と歩行者とがいる場合でも、自動車だけでなく歩行者からの反射波も適正に受信することが要求される。
【０００５】
従って、上述した様な複数のターゲットに対して、高分解能な測定が要求されるレーダ装置には、自己相関特性が低レンジサイドローブレベルとなる特性（以下、「低レンジサイドローブ特性」という）を有するパルス波又はパルス変調波が送信されることが要求される。更に、当該レーダ装置における受信の際に、ターゲットの距離、種別により様々な受信レベルとなるターゲットに反射された反射波の信号を、受信可能な程度に広い受信ダイナミックレンジを有することが要求される。
【０００６】
上述した低レンジサイドローブ特性に関して、低レンジサイドローブ特性を有するパルス波又はパルス変調波として、相補符号を用いて高周波送信信号を送信するパルス圧縮レーダが従来から知られている。ここで、パルス圧縮とは、パルス信号をパルス変調又は位相変調してパルス幅の広い信号を用いて送信し、受信後の信号処理において当該受信された信号を復調してパルス幅の狭い信号に変換する（圧縮する）ことで、受信電力を等価的に高める方法である。パルス圧縮によれば、ターゲットの探知距離を増大することができ、更に、当該探知距離に対する距離推定精度を向上することができる。
【０００７】
また、相補符号は、複数例えば２つの相補符号系列（ａｎ、ｂｎ）からなり、一方の相補符号系列ａｎと他方の相補符号系列ｂｎの各自己相関演算結果において、遅延時間（シフト時間）τ［秒］を一致させて各自己相関演算結果を加算した場合に、レンジサイドローブがゼロとなる性質を有する。なお、パラメータｎはｎ＝１、２、・・・、Ｌである。パラメータＬは、符号系列長又は単に符号長を示す。
【０００８】
相補符号の生成方法について図１４を参照して説明する。図１４は、一般的な相補符号の符号系列の生成手順の一例を示した説明図である。図１４に示す様に、４行目、５行目の記載から要素１又は要素−１からなる符号長Ｌ＝２ｐ−１のサブ符号系列（ｃ，ｄ）が生成され、更に、６行目、７行目の記載から符号長Ｌ＝２ｐの符号長の相補符号系列（ａ，ｂ）が生成される。ここで、一方の相補符号系列ａは、サブ符号系列ｃとサブ符号系列ｄとが連結されたものである。他方の相補符号系列ｂは、サブ符号系列ｃとサブ符号系列−ｄとが連結されたものである。
【０００９】
なお、符号系列ａ，ｂはそれぞれ相補符号系列を表し、符号系列ｃ，ｄはそれぞれ相補符号系列を構成するサブ符号系列を表す。また、パラメータｐは、生成される各相補符号系列（ａ，ｂ）の符号長Ｌを定める。
【００１０】
この様な相補符号（相補符号系列）の性質に関して、図１５を参照して説明する。図１５は、従来の相補符号の性質を説明する説明図である。同図（ａ）は、一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｂ）は、他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果を示す説明図である。同図（ｃ）は、２つの相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）の自己相関値演算結果の加算値を示す説明図である。なお、図１５で用いた相補符号の符号長Ｌは１２８である。
【００１１】
２つの相補符号系列（ａｎ，ｂｎ）のうち一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果は、数式（１）に従って導出される。他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果は、数式（２）に従って導出される。なお、パラメータＲは自己相関値演算結果を示す。但し、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１の場合には、相補符号系列ａｎ，ｂｎはゼロとする（すなわち、ｎ＞Ｌ又はｎ＜１において、ａｎ＝０、ｂｎ＝０）。なお、アスタリスク＊は複素共役演算子を示す。
【００１２】
【数１】
【００１３】
【数２】
【００１４】
数式（１）に従って導出された一方の相補符号系列ａｎの自己相関値演算結果Ｒａａ（τ）は、図１５（ａ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが立ち、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在する。同様に、数式（２）に従って導出された他方の相補符号系列ｂｎの自己相関値演算結果Ｒｂｂ（τ）は、図１５（ｂ）に示す様に、遅延時間τがゼロのときにピークが立ち、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在する。
【００１５】
これらの自己相関値演算結果（Ｒａａ（τ），Ｒｂｂ（τ））の加算値は、図１５（ｃ）に示す様に、遅延時間（あるいはシフト時間）τがゼロのときにピークが発生し（以下、遅延時間τがゼロのときのピークをメインローブと呼ぶ）、遅延時間τがゼロでない場合にはレンジサイドローブが存在せずにゼロになる。これを数式（３）にて示す。なお、図１５（ａ）〜（ｃ）の横軸は自己相関値演算における遅延時間（τ）を示し、縦軸は演算された自己相関値演算結果を示す。
【００１６】
【数３】
【００１７】
また、図１６に示す様に、上述した相補符号ａｎに基づいて生成された高周波送信信号と、相補符号ｂｎに基づいて生成された高周波送信信号とを、所定の送信周期ごとに切り換えて時分割で送信するパルス圧縮レーダが従来から知られている。図１６は、従来のパルス圧縮レーダにおける送信周期Ｔｒと各送信周期における送信の際に用いられる送信符号である相補符号ａｎ、ｂｎとの説明図である。この様な従来のパルス圧縮レーダにおける受信の際にターゲットが移動している場合には、当該受信された受信信号は、当該移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄに起因して数式（４）に示す位相変化θ（ｔ）の影響を受ける。パラメータｔは時間を示す。
【００１８】
【数４】
【００１９】
この様な位相変化θ（ｔ）の影響を受けている状態では、当該受信信号の自己相関特性においてレンジサイドローブレベルがゼロにならず、受信信号の自己相関特性における低レンジサイドローブ特性が成立しないという課題が生じる。
【００２０】
この課題について図１６を参照して具体的に説明する。図１６において、相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された各高周波送信信号を送信する送信間隔を送信周期Ｔｒとする。この場合、相補符号ａｎに基づいて生成された高周波送信信号の送信後、次の送信周期Ｔｒに、相補符号ｂｎに基づいて生成された高周波送信信号に対する反射波の信号を受信する。但し、この反射波の信号は、数式（４）に示す位相変化θ（ｔ）を受けていることになる。
【００２１】
従って、送信周期Ｔｒと、当該反射波の信号に含まれるドップラ周波数ｆｄとの積の大きさによっては、上述した理想的な低レンジサイドローブ特性を得ることが難しく、低レンジサイドローブ特性が劣化する。なお、図１６において、パラメータＴｐは、符号長Ｌのパルス符号に対応した１つのパルスあたりの送信時間である。パラメータＴｃは、符号長Ｌの相補符号ａｎ又は相補符号ｂｎに基づいてそれぞれ生成された高周波送信信号の送信区間における送信時間である。パラメータＴｐとパラメータＴｃとパラメータＬとの間には、数式（５）が成立する。
【００２２】
【数５】
【００２３】
上述した課題、即ち、相補符号ａｎ，ｂｎのそれぞれに基づいて生成された各高周波送信信号を切り換えて時分割で送信する際に、ドップラ周波数ｆｄに起因して低レンジサイドローブ特性が劣化するという課題に関連して、特許文献１が知られている。
【００２４】
特許文献１に示す分散圧縮方式パルスエコーシステム送受信装置は、各モード（Ｂモード、ドップラモード）に応じて、パルス圧縮符号の異なる符号系列で変調した高周波信号を時分割で送信する。具体的には、当該送受信装置は、Ｂモードの際に、近距離レンジ用として相補符号系列で変調した高周波信号を送信する。更に、当該送受信装置は、ドップラモードの際に、Ｂａｒｋｅｒ符号系列あるいはＭ系列等で変調した高周波送信信号を送信する。これにより、測定対象のターゲットに応じて送信パルスを使い分けることができ、近距離で動きの速いターゲットによるパルスエコーを低減することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２５】
【特許文献１】特開平１−３０３１３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２６】
しかしながら、従来のレーダ装置においては、上述した課題により、当該レーダ装置に比較的近い位置に存在するターゲットからの反射波の信号のレンジサイドローブに、比較的遠い位置に存在するターゲットからの反射波の信号のメインローブが埋もれることがあった。この場合には、従来のレーダ装置は、遠い位置に存在するターゲットの検出精度が劣化することとなり、従って、上述した課題は、レーダ装置における測定性能に大きな影響を与えることになる。
【００２７】
また、上述した特許文献１では、Ｂモードで用いる相補符号系列と、ドップラモードで用いるＭ系列符号やＢａｒｋｅｒ符号系列等とを交互に切り換えてパルス圧縮を行う。ところが、特許文献１では、ターゲットが移動する場合に、相補符号を用いて送信したときにおけるサイドローブレベルの劣化に対しては考慮されておらず、Ｍ系列符号やＢａｒｋｅｒ符号系列等のサイドローブレベルの特性に依存している。このＭ系列符号やＢａｒｋｅｒ符号を用いた場合には、符号長ＬのＢａｒｋｅｒ符号系列に対してピークサイドローブレベルはおよそ２０Ｌｏｇ（Ｌ）存在する。従って、Ｂａｒｋｅｒ符号として知られている最長の符号長１３の場合でも、ピークサイドローブレベルは２２．３［ｄＢ］程度存在するため、レーダ装置の測定性能に影響を与えてしまう。
【００２８】
従って、レーダ装置から比較的近く、例えば５ｍ以内に存在するターゲットが移動する場合には、当該ターゲットからの反射波の信号に対するピークサイドローブレベルと、例えば２０ｍ離れた遠方からのターゲットからの反射波の信号に対するメインローブとが同等になる。これにより、上述した課題は、特許文献１においても解決されておらず、依然としてレーダ装置における測定性能に大きな影響を与えることになる。
【００２９】
本発明は、上述従来の事情に鑑みてなされたもので、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧するレーダ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明は、上述したレーダ装置であって、相補符号のペアとなる第１の符号系列と第２の符号系列を生成する符号生成部と、第１符号系列を変調して第１送信信号を生成する第１変調部と、第２符号系列を変調して第２送信信号を生成する第２変調部と、第１、第２変調部によりそれぞれ生成された第１、第２送信信号を用いて直交変調を行う直交変調部と、直交変調部により直交変調された信号から高周波送信信号を生成する増幅部と、高周波送信信号を送信アンテナから送信するアンテナ部とを備える。
【発明の効果】
【００３１】
本発明のレーダ装置によれば、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図
【図２】第１の実施形態のレーダ装置の動作に関するタイミングチャート、（ａ）送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図、（ｂ）測定区間の説明図、（ｃ）各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図
【図３】第１の実施形態のレーダ装置においてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図
【図４】ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）をＩＱ平面上に示した説明図、（ａ）減算部による減算処理前のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図、（ｂ）減算部による減算処理に用いる際のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図、（ｃ）離散時刻ｋとＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の絶対値｜ＡＣ（ｋ）｜との関係を示す説明図
【図５】第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を示すブロック図
【図６】第２の実施形態のレーダ装置の動作に関するタイミングチャート、（ａ）送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図、（ｂ）測定区間の説明図、（ｃ）各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図
【図７】第２の実施形態のレーダ装置においてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図、（ａ）第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の送信周期で、相補符号ａｎをＩ軸に、相補符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図、（ｂ）第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の送信周期で、相補符号ｂｎをＩ軸に、相補符号ａｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図
【図８】第２の実施形態のレーダ装置において各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号の詳細を示す説明図
【図９】各実施形態の変形例１におけるレーダ送信部の内部構成を示すブロック図、（ａ）第１の実施形態の変形例１のレーダ送信部の内部構成を示すブロック図、（ｂ）第２の実施形態の変形例１のレーダ送信部の内部構成を示すブロック図
【図１０】相補符号ａｎがＩ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされ、相補符号ｂｎがＱ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図
【図１１】各実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図、（ａ）第１の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図、（ｂ）第２の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図
【図１２】ターゲットの検出精度に関するシミュレーション結果を示す説明図、（ａ）従来のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された各高周波送信信号を時分割で送信した場合の説明図、（ｂ）第１の実施形態のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎをＩＱ多重して生成された高周波送信信号を送信した場合の説明図
【図１３】第２の実施形態のレーダ装置における送信信号生成部の他の内部構成を示すブロック図
【図１４】一般的な相補符号の符号系列の生成手順を示した説明図
【図１５】従来の相補符号の性質を説明する説明図、（ａ）一方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｂ）他方の相補符号系列の自己相関演算結果を示す説明図、（ｃ）２つの相補符号系列の自己相関演算結果の加算値を示す説明図
【図１６】従来のパルス圧縮レーダにおける送信周期と各送信周期に用いられる送信符号との説明図
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。以下の説明において、本発明に係るレーダ装置により受信される受信信号には、当該レーダ装置から送信された高周波送信信号がターゲットにより反射された反射波の信号と、当該レーダ装置の周囲のノイズ信号とが含まれる。
【００３４】
〔第１の実施形態〕
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について図１〜図４を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を示すブロック図である。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１の動作に関するタイミングチャートである。同図（ａ）は、送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図である。同図（ｂ）は、測定区間の説明図である。同図（ｃ）は、各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図である。
【００３５】
図３は、第１の実施形態のレーダ装置１においてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図である。図４は、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）をＩＱ平面上に示した説明図である。同図（ａ）は、減算部３１による減算処理前のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図である。同図（ｂ）は、減算部３１による減算処理に用いる際のＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の説明図である。同図（ｃ）は、離散時刻ｋとＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）の絶対値｜ＡＣ（ｋ）｜との関係を示す説明図である。
【００３６】
レーダ装置１は、図１に示す様に、基準発振器Ｌ０と、送信アンテナＡＮＴ０が接続されたレーダ送信部２と、受信アンテナＡＮＴ１が接続されたレーダ受信部３とを備える。レーダ装置１は、レーダ送信部２により生成された所定の間欠的な高周波送信信号を送信アンテナＡＮＴ０から送信し、ターゲットに反射された反射波の信号をレーダ受信部３で受信する。レーダ装置１は、レーダ受信部３で受信した受信信号を信号処理してターゲットの有無を検出する。なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人等であり、以下の各実施形態においても同様である。
【００３７】
レーダ送信部２について説明する。レーダ送信部２は、送信信号生成部４と、送信ＲＦ（Radio Frequency）部１１とを備える。送信信号生成部４は、第１符号生成部５と、第２符号生成部６と、第１変調部７と、第２変調部８と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）９と、ＬＰＦ１０とを備える。図１では、送信信号生成部４は、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４と独立してレーダ送信部２の中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１は、局部発振器Ｌ１と、ミキサ１２と、第１位相シフト部１３と、ミキサ１４と、加算部１５と、増幅器１６とを備える。
【００３８】
送信信号生成部４は、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４の各部は、当該生成された信号に基づいて動作する。送信信号生成部４は、それぞれ符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎのパルス圧縮符号を変調してベースバンドの送信信号を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｌであり、パラメータＬは、相補符号系列ａｎ，ｂｎの符号長を表す。
【００３９】
また、送信信号生成部４により生成される送信信号は、連続的な信号ではないものとする。図２（ａ）に示す様に、例えば第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［ｓ］では、符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎに対して、１つのパルス符号あたりＮ０［個］のサンプルが存在する。なお、パラメータＭは自然数である。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｒ（＝Ｎ０×Ｌ）のサンプルが含まれる。また、第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［ｓ］では、ベースバンドの送信信号としてＮｕ［個］のサンプルが存在するものとする。
【００４０】
先ず、送信信号生成部４ａの各部の構成について説明する。
【００４１】
第１符号生成部５は、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第１符号生成部５は、当該生成された相補符号系列ａｎの送信符号を第１変調部７に出力する。以下、相補符号系列ａｎの送信符号を、便宜的に送信符号ａｎと記載する。
【００４２】
第２符号生成部６は、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ｂｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第２符号生成部６は、当該生成された相補符号系列ｂｎの送信符号を第２変調部８に出力する。以下、相補符号系列ｂｎの送信符号を、便宜的に送信符号ｂｎと記載する。
【００４３】
第１変調部７は、第１符号生成部５により出力された送信符号ａｎを入力する。第１変調部７は、当該入力された送信符号ａｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying））を行い、ベースバンドの送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。第１変調部７は、ＬＰＦ９を介して、当該生成された送信信号Ｉ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｉ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【００４４】
第２変調部８は、第２符号生成部６により出力された送信符号ｂｎを入力する。第２変調部８は、当該入力された送信符号ｂｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）を行い、ベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）を生成する。第２変調部８は、ＬＰＦ１０を介して、当該生成された送信信号Ｑ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｑ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【００４５】
送信ＲＦ部１１は、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍数に逓倍した信号を生成する。送信ＲＦ部１１は、当該生成された信号に基づいて動作する。
【００４６】
送信ＲＦ部１１は、第１変調部７により出力された送信信号Ｉ（ｋ）を、図３に示すＩＱ平面におけるＩ軸に割り当てる。また、送信ＲＦ部１１は、第２変調部８により出力された送信信号Ｑ（ｋ）を、図３に示すＩＱ平面におけるＱ軸に割り当てる。送信ＲＦ部１１は、Ｉ軸に割り当てられた送信信号Ｉ（ｋ）と、Ｑ軸に割り当てられた送信信号Ｑ（ｋ）とを加算的に多重する。また、以下の説明において、第１変調部７により出力された送信信号Ｉ（ｋ）をＩ軸に、第２変調部８により出力された送信信号Ｑ（ｋ）をＱ軸に割り当て、当該送信信号Ｉ（ｋ）とＱ（ｋ）とを加算的に多重して高周波送信信号を生成する処理を「ＩＱ多重」と記載する。
【００４７】
このＩＱ多重の処理内容を具体的に説明する。なお、このＩＱ多重は、送信ＲＦ部１１のうち、ミキサ１２、第１位相シフト部１３、ミキサ１４及び加算部１５により行われる。以下の各実施形態において、これらのミキサ１２、第１位相シフト部１３、ミキサ１４及び加算部１５を、ＩＱ多重を行う直交変調部と記載することもできる。
【００４８】
第１変調部７により出力された送信信号Ｉ（ｋ）は、ミキサ１２にて、キャリア周波数ｆｃの局部発振器Ｌ１からの信号Ａｃｏｓ（２πｆｃｔ）と乗算される。パラメータＡは所定の振幅値を示す。また、パラメータｔは、連続時刻（アナログ時刻）を示すものであり、上述した離散時刻ｋとは、ｔ＝ｋ×Ｔｓにより関連づけられる。ここでＴｓ（＝Ｔｗ/Ｎｒ）はサンプリング周期である。
更に、第２変調部８により出力された送信信号Ｑ（ｋ）は、ミキサ１４にて、キャリア周波数ｆｃの局部発振器Ｌ１からの信号Ａｃｏｓ（２πｆｃｔ）が第１位相シフト部１３により９０度位相シフトされた信号Ａｓｉｎ（２πｆｃｔ）と乗算される。各ミキサ１２，１４により乗算された信号が加算部１５により加算される。この結果、送信符号ａｎ，ｂｎのＩＱ多重により、数式（６）に示す直交変調された高周波送信信号ｓ（ｔ）が生成される。
【００４９】
【数６】
【００５０】
図３に示す信号点配置図は、相補符号の送信符号ａｎをＩ軸に、相補符号の送信符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当てて、ＩＱ多重した高周波送信信号の信号点配置図である。従って、数式（６）に示す高周波送信信号ｓ（ｔ）は、図３に示す信号点（Ａ，Ａ）、（Ａ，−Ａ）、（−Ａ，Ａ）及び（−Ａ，−Ａ）のうち、いずれかが選択される様に、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成されたものである。
【００５１】
増幅器１６は、数式（６）に従って生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）を入力し、当該入力された高周波送信信号ｓ（ｔ）のレベルを所定のレベルに増幅して、送信アンテナＡＮＴ０に出力する。この増幅された高周波送信信号ｓ（ｔ）は、送信アンテナＡＮＴ０を介して空間に放射する様に送信される。
【００５２】
送信アンテナＡＮＴ０は、送信ＲＦ部１１により出力された高周波送信信号ｓ（ｔ）を空間に放射する様に送信する。図２（ａ）に示す様に、高周波送信信号ｓ（ｔ）は、送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗの間において送信され、非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）の間においては送信されない。
【００５３】
次に、レーダ受信部３の各部の構成について説明する。
【００５４】
レーダ受信部３は、受信アンテナＡＮＴ１と、受信ＲＦ部１７と、信号処理部２１とを備える。受信ＲＦ部１７は、増幅器１８と、周波数変換部１９と、直交検波部２０とを備える。信号処理部２１は、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準信号生成部２４，２５と、第１，第２相関値演算部２６，２７と、加算部２８と、受信信号抽出部２９と、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３とを備える。レーダ受信部３は、各送信周期Ｔｒを、信号処理部２１における信号処理区間として周期的に演算する。
【００５５】
受信アンテナＡＮＴ１は、レーダ送信部２により送信された高周波送信信号ｓ（ｔ）がターゲットにより反射された反射波の信号と、当該レーダ装置１の周囲のノイズ信号とを受信信号として受信する。なお、この反射波の信号は高周波帯域の信号である。受信アンテナＡＮＴ１により受信された受信信号は、受信ＲＦ部１７に入力される。なお、レーダ装置１においては、レーダ受信部３は１つの受信アンテナＡＮＴ１を保持する。
【００５６】
受信アンテナＡＮＴ１は、図２（ｂ）に示す様に、各送信周期Ｔｒに相当する区間に、上述した受信信号を受信する。従って、この受信信号が受信される区間Ｔｒがレーダ装置１における測定区間とされる。
【００５７】
受信ＲＦ部１７は、送信ＲＦ部１１と同様に、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。受信ＲＦ部１７は、当該生成された信号に基づいて動作する。これにより、送信ＲＦ部１１の局部発振器Ｌ１と受信ＲＦ部１７の局部発振器（不図示）との間の同期をとることができる。
【００５８】
増幅器１８は、受信アンテナＡＮＴ１により受信された高周波帯域の受信信号を入力し、当該入力された高周波帯域の受信信号のレベルを増幅して周波数変換部１９に出力する。
【００５９】
周波数変換部１９は、当該増幅器１８により出力された高周波帯域の受信信号を入力し、当該入力された高周波帯域の受信信号をベースバンドにダウンコンバートし、当該ダウンコンバートされた受信信号を直交検波部２０に出力する。
【００６０】
直交検波部２０は、周波数変換部１９により出力されたベースバンドの受信信号を直交検波することで同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）からなるベースバンドの受信信号を生成する。直交検波部２０は、当該生成された受信信号のうち同相信号成分をＡ／Ｄ変換部２２に出力し、当該生成された受信信号のうち直交信号成分をＡ／Ｄ変換部２３に出力する。
【００６１】
Ａ／Ｄ変換部２２は、直交検波部２０により出力されたベースバンドの同相信号に対して離散時刻ｋにおけるサンプリングを行い、アナログデータの当該同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、当該変換されたデジタルデータの同相信号を第１相関値演算部２６に出力する。
【００６２】
同様に、Ａ／Ｄ変換部２３は、直交検波部２０により出力されたベースバンドの直交信号に対して離散時刻ｋにおけるサンプリングを行い、アナログデータの当該直交信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部２３は、当該変換されたデジタルデータの直交信号を第２相関値演算部２７に出力する。ここで、パラメータｋは、図２（ａ）に示す各送信周期Ｔｒにおいて送信される高周波送信信号の元になるベースバンドの送信信号Ｉ（ｋ），Ｑ（ｋ）のサンプル数に対応した離散時刻を表す。
【００６３】
また、Ａ／Ｄ変換部２２，２３により変換された離散時刻ｋにおける受信信号は、当該受信信号の同相信号Ｉ（ｋ）及び当該受信信号の直交信号Ｑ（ｋ）を用いて、数式（７）の複素信号として表される。ここでｊは、ｊ２＝−１を満たす虚数単位である。なお、以下の説明において、離散時刻ｋは、ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）である。また、離散時刻ｋの範囲は、後述の各実施形態においても同様である。
【００６４】
【数７】
【００６５】
図２（ｃ）に示す様に、離散時刻ｋ＝１は、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの開始時点を示す。また、離散時刻ｋ＝Ｎｒは、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了時点を示す。更に、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）は、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒの終了直前時点を示す。なお、図２（ｃ）には、離散時刻ｋの範囲を便宜的に図示するために、離散時刻ｋの範囲を第Ｍ番目の送信周期のみに示している。
【００６６】
第１基準信号生成部２４は、送信信号生成部４の動作と同期して、当該送信信号生成部４と同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。第１基準信号生成部２４は、当該生成された信号に基づいて、第１変調部７により生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一のベースバンドの第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。第１基準信号生成部２４は、当該生成された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を第１相関値演算部２６に出力する。なお、図１において、リファレンス信号の第１基準信号生成部２４への入力の記載は省略する。
【００６７】
第２基準信号生成部２５は、送信信号生成部４の動作と同期して、当該送信信号生成部４と同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。第２基準信号生成部２５は、当該生成された信号に基づいて、第２変調部８により生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一のベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を周期的に生成する。第２基準信号生成部２５は、当該生成された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を第２相関値演算部２７に出力する。なお、図１において、リファレンス信号の第２基準信号生成部２５への入力の記載は省略する。
【００６８】
第１相関値演算部２６は、Ａ／Ｄ変換部２２により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第１基準信号生成部２４により出力された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を入力する。第１相関値演算部２６は、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第１基準送信信号Ｉ（ｋ）との第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【００６９】
具体的には、第１相関値演算部２６は、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、数式（８）に従って、第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。第１相関値演算部２６は、数式（８）に従って演算された第１相関値ＡＣ１（ｋ）を加算部２８に出力する。
【００７０】
【数８】
【００７１】
第２相関値演算部２７は、Ａ／Ｄ変換部２３により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第２基準信号生成部２５により出力された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を入力する。第２相関値演算部２７は、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）との第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【００７２】
具体的には、第２相関値演算部２７は、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、数式（９）に従って、第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。第２相関値演算部２７は、数式（９）に従って演算された第２相関値ＡＣ２（ｋ）を加算部２８に出力する。
【００７３】
【数９】
【００７４】
上述した様に、第１相関値演算部２６及び第２相関値演算部２７の演算は、それぞれ離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）に対して行われる。なお、レーダ装置の測定対象となるターゲットの存在範囲によって、測定レンジ（ｋの範囲）を更に限定してもよい。
これにより、レーダ装置１は、第１相関値演算部２６及び第２相関値演算部２７のそれぞれの演算量をそれぞれ低減することができる。即ち、レーダ装置１は、信号処理部２１による演算量の削減に基づく消費電力量を低減することができる。
【００７５】
加算部２８は、第１相関値演算部２６により出力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と、第２相関値演算部２７により出力された第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを入力する。加算部２８は、当該入力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを、各離散時刻ｋを揃えた状態で、数式（１０）に示す様に加算して第３相関値ＡＣ（ｋ）を演算する。以下の説明において、この加算部２８により加算された第３相関値を「ＩＱ相関値」と記載する。加算部２８は、当該演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を、受信信号抽出部２９及び減算部３１にそれぞれ出力する。
【００７６】
【数１０】
【００７７】
なお、第１相関値演算部２６及び第２相関値演算部２７は、例えば下述の参考非特許文献１に記載されている相補符号高速相関器を参照して適用することができる。なお、以下の各実施形態においても同様である。
【００７８】
（参考非特許文献１）Ｓ．Ｚ．Ｂｕｄｉｓｉｎ，「Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｏｒ ｆｏｒ Ｇｏｌａｙ Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ」，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ ３１ｓｔ，Ｖｏｌ．２７，Ｎｏ．３，（Ｊａｎｕａｒｙ １９９１）
【００７９】
受信信号抽出部２９は、加算部２８により出力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を入力する。受信信号抽出部２９は、当該入力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、予め設定された所定の閾値Ｂを超えるＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を抽出する。
【００８０】
即ち、受信信号抽出部２９は、数式（１１）を満たす離散時刻ｋｐｑを抽出し、当該抽出された離散時刻ｋｐｑに対応するＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を大きい順に並べたＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐ１）、ＡＣ（ｋｐ２）、・・・、ＡＣ（ｋｐｖ）をそれぞれＩＱ多重干渉成分抽出部３０に出力する。パラメータｐ１、ｐ２、・・・、ｐｖはそれぞれサンプル数１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）のうちいずれかの自然数であり、且つ、数式（１１）を満たすＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）に対応する離散時刻ｋｐｑの序数である。なお、パラメータｑ＝１、２、・・・、ｖのいずれかであるとする。また、パラメータｖは、自然数であって、数式（１１）を満たす離散時刻ｋｐｑの個数を示す。
【００８１】
【数１１】
【００８２】
ここで、所定の閾値Ｂとは、ノイズレベルに所定のマージン（３［ｄＢ］〜１０［ｄＢ］程度）を加えたレベルである。所定の閾値Ｂについては以下の各実施形態においても同様である。
【００８３】
ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、受信信号抽出部２９により出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を入力する。ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、当該入力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）（＝∠［ＡＣ（ｋｐｑ）］）をそれぞれ演算する。
また、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、当該演算された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、数式（１２）に従ってＩＱ多重干渉成分を演算する。なお、Ｉｍ｛ｘ｝は、複素数ｘの虚数成分を抽出する演算子である。ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、当該演算されたＩＱ多重干渉成分を減算部３１に出力する。
【００８４】
【数１２】
【００８５】
減算部３１は、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０により出力されたＩＱ多重干渉成分を入力する。また、減算部３１は、数式（１３）に示す様に、数式（１２）に基づいて演算されたＩＱ多重干渉成分を、受信信号抽出部２９により抽出されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）から除去（減算）して、ＩＱ多重干渉成分が除去された第４相関値ＡＣ’（ｋｐｑ）を導出する。ここでｋ＝ｋｐｑ−Ｎ０Ｌ＋１、ｋｐｑ、…、ｋｐｑ＋Ｎ０Ｌ−１である。ただし、ｋ＜１、あるいはｋ＞（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合は、減算処理を行う範囲に含めない。
【００８６】
【数１３】
【００８７】
減算部３１におけるＩＱ多重干渉成分の除去処理の原理について図４を参照して説明する。図４（ａ）,（ｂ）は、Ｉ軸、Ｑ軸からなる複素平面上でＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）をプロットした説明図である。また、図４（ｃ）は離散時刻ｋを横軸にした場合のＩＱ相関値の絶対値｜ＡＣ（ｋ）｜を縦軸にプロットした図である。上述した様に、或る送信周期Ｔｒにおいて、レーダ送信部２においては相補符号である送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）が送信される。ここで、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎは、互いに直交性のある符号ではなく、相互相関性を有する符号である。従って、この様な送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎがＩＱ多重されて生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）が送信された場合には、当該高周波送信信号ｓ（ｔ）のターゲットにより反射された反射波の信号にはＩＱ多重干渉成分が発生する。
【００８８】
第１の実施形態の様に相補符号のペアの符号をＩＱ多重する場合、図４（ａ）に示す様に、レーダ受信部３の加算部２８により得られるＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち上述した数式（１１）を満たすＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）のピーク方向θ（ｋｐｑ）に対して直交する方向に、ＩＱ多重干渉成分がピークレンジサイドローブとして現れる。このＩＱ多重干渉成分は図４（ｃ）に示すように、点線で囲んだ部分に示すレンジサイドローブ成分に相当するものである。
従って、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０がＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）のピーク方向θ（ｋｐｑ）に直交する成分（数式（１２）参照）を演算することにより、図４（ｂ）の点線で囲んだ部分に示す、当該ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）におけるレンジサイドローブ成分を抽出することができる。
【００８９】
なお、数式（１２）に示している様に、ＩＱ多重干渉成分の抽出のために位相回転θ（ｋｐｑ）を与えたので、元の位相成分とするために数式（１３）右辺の第２式において、係数ｅｘｐ（ｊθ（ｋｐｑ））を乗算している。
更に、上述した様に、数式（１３）の右辺の第２式のＩｍ｛ｘ｝は、複素数ｘの虚数成分を抽出する演算子であるが、減算部３１は、元の虚数成分に戻すために、数式（１３）の右辺の第２式においては９０度の位相回転の付与を示す複素係数ｊを乗算する。
【００９０】
これらにより、減算部３１は、数式（１３）に従って、受信信号抽出部２９により抽出された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）からレンジサイドローブ成分を除去することができる。
【００９１】
平均化処理部３２は、減算部３１により導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を入力する。平均化処理部３２は、所定の複数回の送信周期Ｔｒにわたって入力された各第４相関値ＡＣ’（ｋ）を平均化する。平均化処理部３２は、当該平均化された第４相関値ＡＣ’（ｋ）の平均値を到来距離推定部３３に出力する。これにより、レーダ装置１は、当該レーダ装置１の周囲の雑音成分を抑圧し、ターゲットの到来角度及び距離の推定に関する測定性能を向上することができる。
【００９２】
到来距離推定部３３は、平均化処理部３２により出力された平均値を入力する。到来距離推定部３３は、当該入力された平均値に基づいて、ターゲットまでの距離の推定演算を行う。到来距離推定部３３によるターゲットまでの距離の推定演算は、既に公知の技術であり、例えば下述参考非特許文献２を参照することにより実現することが可能である。
【００９３】
（参考非特許文献２）Ｊ．Ｊ．ＢＵＳＳＧＡＮＧ、ｅｔ ａｌ．、「Ａ Ｕｎｉｆｉｅｄ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｒａｎｇｅ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ＣＷ， Ｐｕｌｓｅ， ａｎｄ Ｐｕｌｓｅ Ｄｏｐｐｅｒ Ｒａｄａｒ」，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＲＥ，Ｖｏｌ．４７，Ｉｓｓｕｅ １０，ｐｐ．１７５３−１７６２（１９５９）
【００９４】
例えば、到来距離推定部３３は、平均化処理部３２により演算された平均値の第４相関値に基づいて、当該第４相関値が最大値をとるときの離散時刻と高周波送信信号の送信時間との時間差を判定する。更に、到来距離推定部３３は、当該判定された時間差に基づいて、ターゲットまでの距離を推定する。
【００９５】
以上により、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧することができる。
【００９６】
また、上述した特許文献１では、一回のパルス圧縮結果を得るために、三種類の符号系列、即ち、相補符号系列のペアとなる二種類の符号と一種類のＢａｒｋｅｒ符号あるいはＭ系列符号等の符号系列を用いることにより、計三回の送信周期に相当する時間を要する必要があった。一方、第１の実施形態におけるレーダ装置１は、送信の際に送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎをＩＱ多重するため、一回の測定結果を得るために、計一回の送信周期に相当する時間を要する。このため、レーダ装置１によれば、所定時間内における測定回数を増加することができ、即ち、測定性能を向上させることができる。
【００９７】
〔第２の実施形態〕
次に、第２の実施形態のレーダ装置１ａの構成及び動作について図５〜図８を参照して説明する。
図５は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの内部構成を示すブロック図である。
図６は、第２の実施形態のレーダ装置１ａの動作に関するタイミングチャートである。同図（ａ）は、送信周期Ｔｒと各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号との説明図である。同図（ｂ）は、測定区間の説明図である。同図（ｃ）は、各送信周期Ｔｒと離散時刻ｋとの関係を説明する説明図である。
【００９８】
図７は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおける送信信号の信号点配置図である。同図（ａ）は、第Ｍ番目や第（Ｍ＋２）番目の送信周期で、相補符号ａｎをＩ軸に、相補符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図である。同図（ｂ）は、第（Ｍ＋１）番目や第（Ｍ＋３）番目の送信周期で、相補符号ｂｎをＩ軸に、相補符号ａｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した送信信号の信号点配置図である。
図８は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおいて各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号の詳細を示す説明図である。
【００９９】
以下の第２の実施形態では、第１の実施形態と異なる構成及び動作について説明し、当該第１の実施形態と同一の構成及び動作に関する説明は省略する。第２の実施形態では、レーダ装置１ａは、送信周期Ｔｒごとに、ＩＱ多重する送信符号のうちＩ軸に割り当てる送信符号を送信符号ａｎと送信符号ｂｎとの間で交互に切り換え、Ｑ軸に割り当てる送信符号を送信符号ｂｎと送信符号ａｎとの間で交互に切り換える。更に、第２の実施形態では、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄを演算し、この演算されたドップラ周波数ｆｄを超えるＩＱ相関値に関してＩＱ多重干渉成分の除去を行う。
【０１００】
レーダ装置１ａは、図５に示す様に、基準発振器Ｌ０と、送信アンテナＡＮＴ０が接続されたレーダ送信部２ａと、受信アンテナＡＮＴ１が接続されたレーダ受信部３ａとを備える。レーダ装置１ａは、レーダ送信部２ａにより生成された所定の間欠的な高周波送信信号を送信アンテナＡＮＴ０から送信し、ターゲットに反射された反射波の信号をレーダ受信部３ａで受信する。レーダ装置１は、レーダ受信部３ａで受信した受信信号を信号処理してターゲットの有無を検出する。
【０１０１】
レーダ送信部２ａについて説明する。レーダ送信部２ａは、送信信号生成部４ａと、送信ＲＦ部１１とを備える。送信信号生成部４ａは、第１符号生成部５ａと、第２符号生成部６ａと、第１スイッチ部ＳＷ１と、第２スイッチ部ＳＷ２と、送信符号制御部ＣＴ１と、第１変調部７ａと、第２変調部８ａと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。図５では、送信信号生成部４ａは、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４ａと独立してレーダ送信部２ａの中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１の構成及び動作は、第１の実施形態と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１０２】
送信信号生成部４ａは、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。送信信号生成部４ａの各部は、当該生成されたタイミングクロックに基づいて動作する。送信信号生成部４ａは、それぞれ符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎのパルス圧縮符号を変調してベースバンドの送信信号を周期的に生成する。ここで、ｎ＝１，・・・，Ｌであり、パラメータＬは、相補符号系列ａｎ，ｂｎの符号長を表す。
【０１０３】
また、送信信号生成部４ａにより生成される送信信号は、連続的な信号ではないものとする。例えば、図６（ａ）に示す様に、第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗでは、符号長Ｌの相補符号系列ａｎ，ｂｎに対して、１つのパルス符号あたりＮ０のサンプルが存在する。従って、送信区間Ｔｗにおいては、Ｎｒ（＝Ｎ０×Ｌ）のサンプルが含まれる。また、第Ｍ番目〜第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの非送信区間（Ｔｒ−Ｔｗ）では、ベースバンドの送信信号としてＮ０のサンプルが存在するものとする。
【０１０４】
以下、送信信号生成部４ａの各部の構成について説明する。
【０１０５】
第１符号生成部５ａは、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ａｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第１符号生成部５ａは、当該生成された送信符号ａｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１０６】
第２符号生成部６ａは、符号長Ｌの相補符号系列のペアである相補符号系列ｂｎのパルス圧縮用の送信符号を生成する。第２符号生成部６ａは、当該生成された送信符号ｂｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１０７】
第１スイッチ部ＳＷ１は、第１符号生成部５ａ及び第２符号生成部６ａによりそれぞれ出力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを入力する。また、第１スイッチ部ＳＷ１は、送信符号制御部ＣＴ１により出力された符号切換制御信号に基づいて、当該入力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎのうちいずれかの送信符号を選択的に切り換え、当該切り換えられた送信符号を第１変調部７ａに出力する。
【０１０８】
第２スイッチ部ＳＷ２は、第１符号生成部５ａ及び第２符号生成部６ａによりそれぞれ出力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを入力する。また、第２スイッチ部ＳＷ２は、送信符号制御部ＣＴ１により出力された符号切換制御信号に基づいて、当該入力された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎのうちいずれかの送信符号を選択的に切り換え、当該切り換えられた送信符号を第２変調部８ａに出力する。
【０１０９】
送信符号制御部ＣＴ１は、送信周期Ｔｒごとに、第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ入力される送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを選択的に切り換える様に第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、送信周期Ｔｒごとに、送信符号を選択的に切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１１０】
送信符号制御部ＣＴ１の動作について、図６（ａ）を参照して具体的に説明する。
【０１１１】
送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１２】
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋１）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１３】
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋２）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１４】
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎを第１変調部７ａに出力させる様に第１スイッチ部ＳＷ１を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ｂｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第１スイッチ部ＳＷ１に出力する。
また、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎを第２変調部８ａに出力させる様に第２スイッチ部ＳＷ２を制御する。即ち、送信符号制御部ＣＴ１は、第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号ａｎに切り換える旨の符号切換制御信号を第２スイッチ部ＳＷ２に出力する。
【０１１５】
なお、第（Ｍ＋４）番目以降の送信周期においては、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋１）番目の計２つの送信周期を１つの単位として、当該単位ごとの各送信周期に応じた送信符号が同様に生成され、繰り返して第１変調部７ａ及び第２変調部８ａに出力される。
【０１１６】
第１変調部７ａは、第１スイッチ部ＳＷ１により出力された送信符号ａｎ又は送信符号ｂｎを入力する。第１変調部７ａは、当該入力された送信符号ａｎ又は送信符号ｂｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）を行い、ベースバンドの送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。第１変調部７ａは、ＬＰＦ９を介して、当該生成された送信信号Ｉ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｉ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【０１１７】
第２変調部８ａは、第２スイッチ部ＳＷ２により出力された送信符号ｂｎ又は送信符号ａｎを入力する。第２変調部８ａは、当該入力された送信符号ｂｎ又は送信符号ａｎに対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ）又は位相変調（ＰＳＫ）を行い、ベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）を生成する。第２変調部８ａは、ＬＰＦ１０を介して、当該生成された送信信号Ｑ（ｋ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号Ｑ（ｋ）を送信ＲＦ部１１に出力する。
【０１１８】
送信ＲＦ部１１、及び送信アンテナＡＮＴ０の動作は第１の実施形態と殆ど同様であるため、当該動作の説明は省略する。但し、第２の実施形態においては、送信ＲＦ部１１によりＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図は、送信符号制御部ＣＴ１により第１変調部７ａ及び第２変調部８ａにそれぞれ入力される送信符号が異なる。このため、送信ＲＦ部１１によりＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図は、図７（ａ）及び（ｂ）に示す様に送信周期Ｔｒごとに異なる。
【０１１９】
具体的には、図７（ａ）に示す信号点配置図は、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒに、送信符号ａｎをＩ軸に、送信符号ｂｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した高周波送信信号の信号点配置図である。従って、上述した数式（６）に示す高周波送信信号ｓ（ｔ）は、図７（ａ）に示す信号点（Ａ，Ａ）、（Ａ，−Ａ）、（−Ａ，Ａ）及び（−Ａ，−Ａ）のうちいずれかが選択される様に送信符号ａｎ，ｂｎがＩＱ多重されて生成されたものである。
【０１２０】
更に、図７（ｂ）に示す信号点配置図は、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒに、送信符号ｂｎをＩ軸に、送信符号ａｎをＱ軸にそれぞれ割り当ててＩＱ多重した高周波送信信号の信号点配置図である。従って、上述した数式（６）に示す高周波送信信号ｓ（ｔ）は、図７（ｂ）に示す信号点（Ａ，Ａ）、（Ａ，−Ａ）、（−Ａ，Ａ）及び（−Ａ，−Ａ）のうちいずれかが選択される様に送信符号ａｎ，ｂｎがＩＱ多重されて生成されたものである。
【０１２１】
次に、レーダ受信部３ａについて説明する。
【０１２２】
レーダ受信部３ａは、受信アンテナＡＮＴ１と、受信ＲＦ部１７と、信号処理部２１ａとを備える。受信ＲＦ部１７は、増幅器１８と、周波数変換部１９と、直交検波部２０とを備える。信号処理部２１ａは、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準信号生成部２４ａ，２５ａと、第１，第２相関値演算部２６ａ，２７ａと、加算部２８ａと、受信信号選択部２９ａと、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３と、ドップラ周波数推定部３４とを備える。レーダ受信部３ａは、２倍の送信周期Ｔｒ（２Ｔｒ）を、信号処理部２１ａにおける信号処理区間として周期的に演算する。
【０１２３】
受信アンテナＡＮＴ１、受信ＲＦ部１７、Ａ／Ｄ変換部２２及びＡ／Ｄ変換部２３の動作は第１の実施形態と同様のため、当該動作の説明は省略する。なお、受信アンテナＡＮＴ１は、図６（ｂ）に示す様に、各送信周期Ｔｒに相当する区間に、上述した受信信号を受信する。従って、この受信信号が受信される区間Ｔｒがレーダ装置１ａにおける測定区間とされる。
【０１２４】
更に、図６（ｃ）に示す様に、離散時刻ｋ＝１は、送信周期Ｔｒごとに送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎが交互に切り換えられてＩＱ多重された結果、生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの開始時点を示す。また、離散時刻ｋ＝Ｎｒは、送信周期Ｔｒごとに送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎが交互に切り換えられてＩＱ多重された結果、生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了時点を示す。更に、離散時刻ｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）は、送信周期Ｔｒごとに送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎが交互に切り換えられてＩＱ多重された結果、生成された高周波送信信号ｓ（ｔ）の送信周期Ｔｒの終了直前時点を示す。なお、図６（ｃ）には、離散時刻ｋの範囲を便宜的に図示するために、離散時刻ｋの範囲を第Ｍ番目の送信周期のみに示している。
【０１２５】
第１基準信号生成部２４ａは、送信信号生成部４ａの動作と同期して、当該送信信号生成部４ａと同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。第１基準信号生成部２４ａは、当該生成されたタイミングクロックに基づいて、第１変調部７ａにより生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一のベースバンドの第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を周期的に生成する。
【０１２６】
上述した様に、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第１符号生成部５ａにより生成された送信符号ａｎを、第１スイッチ部ＳＷ１を介して第１変調部７ａに出力する。
また、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第２符号生成部６ａにより生成された送信符号ｂｎを、第１スイッチ部ＳＷ１を介して第１変調部７ａに出力する。
【０１２７】
従って、第１基準信号生成部２４ａは、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、第１変調部７ａに入力された送信符号ａｎに基づいて生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一の第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。
また、第１基準信号生成部２４ａは、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒでは、第１変調部７ａに入力された送信符号ｂｎに基づいて生成された送信信号Ｉ（ｋ）と同一の第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を生成する。
第１基準信号生成部２４ａは、各送信周期Ｔｒにおいて生成された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を第１相関値演算部２６ａに出力する。
【０１２８】
第２基準信号生成部２５ａは、送信信号生成部４ａの動作と同期して、当該送信信号生成部４ａと同様に基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍したタイミングクロックを生成する。第２基準信号生成部２５ａは、当該生成されたタイミングクロックに基づいて、第２変調部８ａにより生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一のベースバンドの送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を周期的に生成する。
【０１２９】
上述した様に、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第２符号生成部６ａにより生成された送信符号ｂｎを、第２スイッチ部ＳＷ２を介して第２変調部８ａに出力する。
また、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の送信周期Ｔｒでは、送信符号制御部ＣＴ１は、第１符号生成部５ａにより生成された送信符号ａｎを、第１スイッチ部ＳＷ１を介して第２変調部８ａに出力する。
【０１３０】
従って、第２基準信号生成部２５ａは、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、第２変調部８ａに入力された送信符号ｂｎに基づいて生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一の送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を生成する。
また、第２基準信号生成部２５ａは、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒでは、第２変調部８ａに入力された送信符号ａｎに基づいて生成された送信信号Ｑ（ｋ）と同一の送信信号Ｑ（ｋ）に、ＩＱ多重におけるＱ軸の位相回転を付与した第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を生成する。
第２基準信号生成部２５ａは、各送信周期Ｔｒにおいて生成された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を第２相関値演算部２７ａに出力する。
【０１３１】
第１相関値演算部２６ａは、Ａ／Ｄ変換部２２により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第１基準信号生成部２４ａにより出力された第１基準送信信号Ｉ（ｋ）を入力する。第１相関値演算部２６ａは、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第１基準送信信号Ｉ（ｋ）との第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【０１３２】
具体的には、第１相関値演算部２６ａは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、上述した数式（８）に従って、第１相関値ＡＣ１（ｋ）を演算する。第１相関値演算部２６ａは、数式（８）に従って演算された第１相関値ＡＣ１（ｋ）を加算部２８ａに出力する。
【０１３３】
第２相関値演算部２７ａは、Ａ／Ｄ変換部２３により出力されたデジタルデータの複素信号ｘ（ｋ）、及び、第２基準信号生成部２５ａにより出力された第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）を入力する。第２相関値演算部２７ａは、当該入力された複素信号ｘ（ｋ）と第２基準送信信号ｊＱ（ｋ）との第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。なお、＊（アスタリスク）は、複素共役演算子を表す。
【０１３４】
具体的には、第２相関値演算部２７ａは、離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合には、上述した数式（９）に従って、第２相関値ＡＣ２（ｋ）を演算する。第２相関値演算部２７ａは、数式（９）に従って演算された第２相関値ＡＣ２（ｋ）を加算部２８ａに出力する。
【０１３５】
上述した様に、第１相関値演算部２６ａ及び第２相関値演算部２７ａの演算は、それぞれ離散時刻ｋ＝１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）に対して行われる。なお、レーダ装置の測定対象となるターゲットの存在範囲によって、測定レンジ（ｋの範囲）を更に限定してもよい。
これにより、レーダ装置１ａは、第１相関値演算部２６ａ及び第２相関値演算部２７ａのそれぞれの演算量をそれぞれ低減することができる。即ち、レーダ装置１ａは、信号処理部２１ａによる演算量に基づく消費電力量を低減することができる。
【０１３６】
加算部２８ａは、第１相関値演算部２６ａにより出力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と、第２相関値演算部２７ａにより出力された第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを入力する。加算部２８ａは、当該入力された第１相関値ＡＣ１（ｋ）と第２相関値ＡＣ２（ｋ）とを、各離散時刻ｋを揃えた状態で、上述した数式（１０）に示す様に加算してＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を演算する。加算部２８ａは、当該演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）を、受信信号選択部２９ａ及び減算部３１にそれぞれ出力する。
【０１３７】
また、加算部２８ａは、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗの前半部における前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）をドップラ周波数推定部３４に出力する。更に、加算部２８ａは、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗの後半部における後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））をドップラ周波数推定部３４に出力する。
【０１３８】
ドップラ周波数推定部３４は、加算部２８ａによりそれぞれ出力された前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）及び後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））を入力する。ドップラ周波数推定部３４は、当該入力された前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）及び後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に基づいて、ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）におけるドップラ周波数ｆｄを演算する。
【０１３９】
ここで、ドップラ周波数推定部３４の演算について図８を参照して説明する。図８は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおいて各送信周期Ｔｒに用いられる送信符号の詳細を示す説明図である。図１４に示した様に、相補符号系列ａｎ，ｂｎは、符号長Ｌ／２のサブ相補符号のペアであるｃｎ，ｄｎを数式（１４）に示す様に連結することにより得られたものである。なお、サブ相補符号のペアであるｃｎ，ｄｎは、数式（１５）の様に表すことができる。
【０１４０】
【数１４】
【０１４１】
【数１５】
【０１４２】
〔第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒの場合〕
図８に示す様に、第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗにおいては、当該送信区間Ｔｗの前半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（１６）に示される。同様に、当該送信区間Ｔｗの後半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（１７）に示される。
【０１４３】
【数１６】
【０１４４】
【数１７】
【０１４５】
数式（１６）及び数式（１７）の送信符号に基づいて演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、送信区間Ｔｗの前半部における前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）に対し、同送信区間Ｔｗの後半部における後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））は、−９０度位相シフトしている。従って、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））を、前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）と位相を揃えるために９０度位相回転する。即ち、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に９０度の位相回転を付与するために、当該後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に虚数係数ｊを乗算する。
【０１４６】
これにより、ドップラ周波数推定部３４は、前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間における固定的な９０度の位相差をなくすことができる。この後、ドップラ周波数推定部３４は、ターゲットの移動に伴って前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間に生じた位相回転量に基づいて、数式（１８）に従ってドップラ周波数ｆｄを演算する。ドップラ周波数推定部３４は、当該演算されたドップラ周波数ｆｄを受信信号選択部２９ａに出力する。なお、上述した様に、Ｎｒ＝Ｎ０×Ｌである。ここで∠［ｘ］は、複素数ｘの位相成分を示す。
【０１４７】
【数１８】
【０１４８】
〔第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの場合〕
図８に示す様に、第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗにおいては、当該送信区間Ｔｗの前半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（１９）に示される。同様に、当該送信区間Ｔｗの後半部では、ＩＱ多重される送信符号は、数式（２０）に示される。
【０１４９】
【数１９】
【０１５０】
【数２０】
【０１５１】
数式（１９）及び数式（２０）の送信符号に基づいて演算されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、送信区間Ｔｗの前半部における前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）に対し、同送信区間Ｔｗの後半部における後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））は、９０度位相シフトしている。従って、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））を、前半相関値ＡＣｓｕｂ１（ｋ）と位相を揃えるために−９０度位相回転する。即ち、ドップラ周波数推定部３４は、後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に−９０度の位相回転を付与するために、当該後半相関値ＡＣｓｕｂ２（ｋ＋（Ｎｒ／２））に複素係数−ｊを乗算する。
【０１５２】
これにより、ドップラ周波数推定部３４は、前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間における固定的な−９０度の位相差をなくすことができる。この後、ドップラ周波数推定部３４は、ターゲットの移動に伴って前半相関値の位相成分と後半相関値の位相成分との間に生じた位相回転量に基づいて、数式（２１）に従ってドップラ周波数ｆｄを演算する。ドップラ周波数推定部３４は、当該演算されたドップラ周波数ｆｄを受信信号選択部２９ａに出力する。なお、上述した様に、Ｎｒ＝Ｎ０×Ｌである。
【０１５３】
【数２１】
【０１５４】
受信信号選択部２９ａは、加算部２８ａにより出力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）、及びドップラ周波数推定部３４により出力されたドップラ周波数ｆｄ（ｋ）を入力する。受信信号選択部２９ａは、当該入力されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）のうち、予め設定された所定の閾値Ｂを超え且つ当該入力されたドップラ周波数ｆｄ（ｋ）が予め設定された所定の閾値Ｄ以上のＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を選択する。
【０１５５】
即ち、受信信号選択部２９ａは、数式（２２）を満たす離散時刻ｋｐｑを抽出し、当該抽出された離散時刻ｋｐｑに対応するＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を大きい順に並べたＩＱ相関値（ｋｐ１）、ＡＣ（ｋｐ２）、・・・、ＡＣ（ｋｐｖ）をそれぞれＩＱ多重干渉成分抽出部３０に出力する。パラメータｐ１、ｐ２、・・・、ｐｖはそれぞれサンプル数１〜（Ｎｒ＋Ｎｕ）のうちいずれかの自然数であり、且つ、数式（１１）を満たすＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）に対応する離散時刻ｋｐｑの序数である。なお、パラメータｑ＝１、２、・・・、ｖのいずれかであるとする。また、パラメータｖは、自然数であって、数式（１１）を満たす離散時刻ｋｐｑの個数を示す。
【０１５６】
【数２２】
【０１５７】
ここで、所定の閾値Ｄとは、信号処理部２１ａが、信号処理の際に、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄの影響を無視することができなくなる値を示す。この所定の閾値Ｄについては以下の各実施形態においても同様である。
【０１５８】
平均化処理部３２は、減算部３１により導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を入力する。平均化処理部３２は、レーダ送信周期（２Ｔｒ）での相補符号ａｎ，ｂｎをＩ軸、Ｑ軸に交互にＩＱ多重したレーダ送信信号に対し、ｋ＝１，…,（Ｎｒ＋Ｎｕ）の期間における、第４相関値ＡＣ’（ｋ）の加算による平均化処理を行う。ここで、加算は、各時刻ｋの相関演算結果毎に行う。そして、平均化処理部３２は、当該平均化された第４相関値ＡＣ’（ｋ）の平均値を到来距離推定部３３に出力する。
【０１５９】
これにより、測定対象となるターゲットのうち、移動によるドップラ変動の影響の少ないものは、レーダ送信周期（２Ｔｒ）での相補符号ａｎ，ｂｎをＩ軸、Ｑ軸に交互にＩＱ多重した信号を用いることで、相補符号の性質を利用してサイドローブを理想的にゼロにすることができる。
【０１６０】
また、さらに、これらの２つのレーダ送信周期（Ｔｒ）である２Ｔｒ分の相関演算値の加算処理結果を１つの単位として、さらに複数回のレーダ送信期間にわたる平均化処理を行うことで、雑音成分の抑圧を行う処理を加えても良い。これにより、レーダ装置１は、当該レーダ装置１の周囲の雑音成分を抑圧し、ターゲットの到来角度及び距離の推定に関する測定性能を向上することができる。
【０１６１】
ＩＱ多重干渉成分抽出部３０、減算部３１及び到来距離推定部３３の動作は第１の実施形態と同様であるため、当該動作の説明は省略する。
【０１６２】
以上により、第２の実施形態のレーダ装置１ａによれば、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧することができる。
【０１６３】
また、第２の実施形態のレーダ装置１ａによれば、送信の際に送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎをＩＱ多重するため、一回の測定結果を得るために、計二回の送信周期に相当する時間を要する。このため、レーダ装置１ａによれば、第１の実施形態のレーダ装置１と同様に、所定時間内に測定回数を増加することができ、即ち、測定性能を向上させることができる。
【０１６４】
また、レーダ装置１ａは、所定の閾値Ｂを超え且つドップラ周波数ｆｄが所定の閾値Ｄを超えるＩＱ相関値を選択し、当該選択されたＩＱ相関値におけるＩＱ多重干渉成分の除去を行う。このため、レーダ装置１ａは、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄの影響を受けても低レンジサイドローブ特性が劣化しない様な反射波の信号に対しては、ＩＱ多重干渉成分の除去を行わない。即ち、レーダ装置１ａは、ターゲットの移動に伴って発生するドップラ周波数ｆｄの影響を受けた場合に低レンジサイドローブ特性が劣化する様な反射波の信号に対してのみＩＱ多重干渉成分の除去を行う。これにより、当該レーダ装置１ａは、第１の実施形態のレーダ装置１と比べて、ＩＱ多重干渉成分を除去するための演算処理量を著しく低減することができる。
【０１６５】
〔各実施形態の変形例１〕
上述した各実施形態の変形例１について図９及び図１０を参照して説明する。図９は、各実施形態の変形例１におけるレーダ送信部の内部構成を示すブロック図である。同図（ａ）は、第１の実施形態の変形例１のレーダ送信部２ｂの内部構成を示すブロック図である。同図（ｂ）は、第２の実施形態の変形例１のレーダ送信部２ｃの内部構成を示すブロック図である。
図１０は、相補符号ａｎがＩ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされ、相補符号ｂｎがＱ軸に割り当てられて−４５度位相シフトされてＩＱ多重された高周波送信信号の信号点配置図である。
【０１６６】
なお、図１０においては、図１で示した基準発振器Ｌ０の記載は省略しているが、送信信号生成部４ｂは、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍に逓倍した信号を生成する。送信信号生成部４ｂの各部は、当該生成された信号に基づいて動作する。
【０１６７】
また、送信ＲＦ部１１においても、基準発振器Ｌ０により生成されたリファレンス信号に基づいて、当該リファレンス信号を所定倍数に逓倍した信号を生成する。送信ＲＦ部１１は、当該生成された信号に基づいて動作する。
【０１６８】
各実施形態の変形例１では、上述した第１の実施形態又は第２の実施形態と異なる内容についてのみ説明し、同一の内容に関しては説明を省略する。第１の実施形態又は第２の実施形態では、ＩＱ多重の際に、送信符号ａｎ又はｂｎをＩ軸に割り当て、更に、送信符号ｂｎ又はａｎをＱ軸に直接割り当て、その際の位相回転は考慮していなかった。この各実施形態の変形例１では、図１０に示した様に、送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎをそれぞれ所定の角度θの位相回転を付与した後にＩＱ多重する。なお、図１０には、当該角度θ＝−４５度の例が示されているが、これに限定されず、θ＝４５度としても同様な効果を得ることができる。以下、第１の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｂ、第２の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｃの順に説明する。
【０１６９】
図９（ａ）に示す様に、第１の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｂは、送信信号生成部４ｂと、送信ＲＦ部１１とを備える。送信信号生成部４ｂは、第１符号生成部５ｂと、第２符号生成部６ｂと、第２位相シフト部３５と、第３位相シフト部３６と、第１変調部７ｂと、第２変調部８ｂと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。
【０１７０】
図９（ａ）では、送信信号生成部４ｂは、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４ｂと独立してレーダ送信部２ｂの中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１の構成及び動作は、第１の実施形態と同様のため説明を省略する。更に、第１の実施形態の変形例１におけるレーダ受信部の構成及び動作は第１の実施形態のレーダ受信部３と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１７１】
第１符号生成部５ｂにより生成された送信符号ａｎは、第２シフト位相部３５に入力される。第２符号生成部６ｂにより生成された送信符号ｂｎは、第３シフト位相部３６に入力される。
【０１７２】
第２位相シフト部３５は、当該入力された送信符号ａｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に例えば、第２位相シフト部３５は、第１符号生成部５ｂにより出力された送信符号ａｎに−４５度の位相回転を付与する。第２位相シフト部３５は、当該位相回転された送信符号ａｎを第１変調部７ｂに出力する。
【０１７３】
同様に、第３位相シフト部３６は、当該入力された送信符号ｂｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に例えば、第３位相シフト部３６は、第２符号生成部６ｂにより出力された送信符号ｂｎに−４５度の位相回転を付与する。第３位相シフト部３６は、当該位相回転された送信符号ｂｎを第２変調部８ｂに出力する。
【０１７４】
図９（ｂ）に示す様に、第２の実施形態の変形例１におけるレーダ送信部２ｃは、送信信号生成部４ｃと、送信ＲＦ部１１とを備える。送信信号生成部４ｃは、第１符号生成部５ｃと、第２符号生成部６ｃと、第２位相シフト部３７と、第３位相シフト部３８と、第１スイッチ部ＳＷ１と、第２スイッチ部ＳＷ２と、送信符号制御部ＣＴ２と、第１変調部７ｃと、第２変調部８ｃと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。
【０１７５】
図９（ｂ）では、送信信号生成部４ｂは、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０を含む様に構成されているが、ＬＰＦ９及びＬＰＦ１０は送信信号生成部４ｃと独立してレーダ送信部２ｃの中に構成されても良い。送信ＲＦ部１１の構成及び動作は、第２の実施形態と同様のため説明を省略する。更に、第２の実施形態の変形例１におけるレーダ受信部の構成及び動作は第２の実施形態のレーダ受信部３ａと同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１７６】
第１符号生成部５ｃにより生成された送信符号ａｎは、第２シフト位相部３７に入力される。第２符号生成部６ｃにより生成された送信符号ｂｎは、第３シフト位相部３８に入力される。
【０１７７】
第２位相シフト部３７は、当該入力された送信符号ａｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に、例えば、第２位相シフト部３７は、第１符号生成部５ｃにより出力された送信符号ａｎに−４５度の位相回転を付与する。第２位相シフト部３７は、当該位相回転された送信符号ａｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１７８】
同様に、第３位相シフト部３８は、当該入力された送信符号ｂｎに対し、所定の角度θに対応した位相回転を付与する。上述した様に、例えば、第３位相シフト部３８は、第２符号生成部６ｃにより出力された送信符号ｂｎに−４５度の位相回転を付与する。第３位相シフト部３８は、当該位相回転された送信符号ｂｎを第１スイッチ部ＳＷ１及び第２スイッチ部ＳＷ２にそれぞれ出力する。
【０１７９】
なお、第１スイッチ部ＳＷ１、第２スイッチ部ＳＷ２、送信符号制御部ＣＴ２、第１変調部７ｃ及び第２変調部８ｃの動作は、それぞれ第２の実施形態と同様であるため、当該動作に関する説明は省略する。
【０１８０】
以上により、各実施形態の変形例１のレーダ装置は、第１の実施形態のレーダ装置１又は第２の実施形態のレーダ装置１ａと比べて、図１０に示すＩＱ多重後の信号点配置に基づいて高周波送信信号を生成する。このため、各実施形態の変形例１のレーダ装置によれば、上述したレーダ装置１又はレーダ装置１ａの各効果に加え、シフト位相部において、４５度、あるいは−４５度の位相回転を付与する場合、ＩＱ多重の際に上述した高周波送信信号ｓ（ｔ）の信号点がＩ軸及びＱ軸に配置されるため、平均的な送信電力を低減することができる。
【０１８１】
〔各実施形態の変形例２〕
上述した各実施形態の変形例２について図１１を参照して説明する。図１１は、各実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部の内部構成を示すブロック図である。同図（ａ）は、第１の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部２１ｄの内部構成を示すブロック図である。同図（ｂ）は、第２の実施形態の変形例２のレーダ受信部の信号処理部２１ｅの内部構成を示すブロック図である。
【０１８２】
各実施形態の変形例２では、上述した第１の実施形態又は第２の実施形態と異なる内容についてのみ説明し、同一の内容に関しては説明を省略する。第１又は第２の実施形態では、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０は、受信信号抽出部２９又は受信信号選択部２９ａから出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、当該位相成分θ（ｋｐｑ）に直交する成分をＩＱ多重干渉成分として演算した。
【０１８３】
各実施形態の変形例２において、第１の実施形態の変形例２では、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０の代わりに、ＩＱ多重干渉成分生成部３９を設ける。更に、第２の実施形態の変形例２では、ＩＱ多重干渉成分抽出部３０の代わりに、ＩＱ多重干渉成分生成部４０をそれぞれ設ける。これらＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９，４０は、それぞれ当該位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、ＩＱ多重干渉成分のレプリカを高精度に演算する。
【０１８４】
図１１（ａ）に示す様に、第１の実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部２１ｄは、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準送信信号生成部２４，２５と、第１，第２相関値演算部２６，２７と、加算部２８と、受信信号抽出部２９と、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３とを備える。
【０１８５】
信号処理部２１ｄは、第１の実施形態の信号処理部２１と同様に、各送信周期Ｔｒを、信号処理部２１ｄにおける信号処理区間として周期的に演算する。更に、第１の実施形態の変形例２におけるレーダ送信部，レーダ受信部の受信ＲＦ部の構成及び動作は、第１の実施形態のレーダ送信部２，受信ＲＦ部１７と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１８６】
Ａ／Ｄ変換部２２，２３、第１，第２基準送信信号生成部２４，２５、第１，第２相関値演算部２６，２７、加算部２８、受信信号抽出部２９、平均化処理部３２及び到来距離推定部３３の動作は第１の実施形態と同様のため、当該動作の説明は省略する。
【０１８７】
ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９は、受信信号抽出部２９により出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を入力する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９は、各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）に基づいて、数式（２３）に従ってＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を演算する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９は、当該演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を減算部３１に出力する。ここでｋ＝ｋｐｑ−Ｎ０Ｌ＋１、ｋｐｑ、…、ｋｐｑ＋Ｎ０Ｌ−１である。ただし、ｋ＜１、あるいはｋ＞（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合は、レプリカ生成処理を行う範囲に含めない。
【０１８８】
【数２３】
【０１８９】
減算部３１は、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部３９により出力されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を入力する。また、減算部３１は、数式（２４）に示す様に、数式（２３）に基づいて演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を、受信信号抽出部２９により抽出された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）から除去（減算）する。減算部３１は、この除去により、ＩＱ多重干渉成分が高精度に除去された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を導出する。減算部３１は、当該導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を平均化処理部３２に出力する。
【０１９０】
【数２４】
【０１９１】
これにより、減算部３１は、数式（２４）に従って、受信信号抽出部２９により抽出された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）からレンジサイドローブ成分を高精度に除去することができる。従って、減算部３１は、移動しているターゲットに反射された反射波の信号を受信した場合においても、レンジサイドローブを効果的に抑圧した第４相関値ＡＣ’（ｋ）を得ることができる。
【０１９２】
図１１（ｂ）に示す様に、第２の実施形態の変形例２におけるレーダ受信部の信号処理部２１ｅは、Ａ／Ｄ変換部２２，２３と、第１，第２基準送信信号生成部２４ａ，２５ａと、第１，第２相関値演算部２６ａ，２７ａと、加算部２８ａと、受信信号選択部２９ａと、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０と、減算部３１と、平均化処理部３２と、到来距離推定部３３と、ドップラ周波数推定部３４とを備える。
【０１９３】
信号処理部２１ｅは、第２の実施形態の信号処理部２１と同様に、２倍の送信周期（２Ｔｒ）を、信号処理部２１ｅにおける信号処理区間として周期的に演算する。更に、第２の実施形態の変形例２におけるレーダ送信部，レーダ受信部の受信ＲＦ部の構成及び動作は第２の実施形態のレーダ送信部２ａ，受信ＲＦ部１７と同様のため、当該構成及び動作の説明は省略する。
【０１９４】
Ａ／Ｄ変換部２２，２３、第１，第２基準送信信号生成部２４ａ，２５ａ、第１，第２相関値演算部２６ａ，２７ａ、加算部２８ａ、受信信号選択部２９ａ、ドップラ周波数推定部３４、平均化処理部３２及び到来距離推定部３３の動作は第２の実施形態と同様のため、当該動作の説明は省略する。
【０１９５】
ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０は、受信信号抽出部２９ａにより出力された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）を入力する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０は、当該演算された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）の位相成分θ（ｋｐｑ）に基づいて、上述した数式（２２）に従ってＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を演算する。ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０は、当該演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を減算部３１に出力する。ここでｋ＝ｋｐｑ−Ｎ０Ｌ＋１、ｋｐｑ、…、ｋｐｑ＋Ｎ０Ｌ−１である。ただし、ｋ＜１、あるいはｋ＞（Ｎｒ＋Ｎｕ）の場合は、レプリカ生成処理を行う範囲に含めない。
【０１９６】
減算部３１は、ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部４０により出力されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を入力する。また、減算部３１は、上述した数式（２３）に示す様に、上述した数式（２３）に基づいて演算されたＩＱ多重干渉成分レプリカＵ（ｋ）を、受信信号抽出部２９により抽出されたＩＱ相関値ＡＣ（ｋ）から除去する。減算部３１は、この除去により、ＩＱ多重干渉成分が高精度に除去された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を導出する。減算部３１は、当該導出された第４相関値ＡＣ’（ｋ）を平均化処理部３２に出力する。
【０１９７】
これにより、減算部３１は、上述した数式（２４）に従って、受信信号選択部２９ａにより選択された各ＩＱ相関値ＡＣ（ｋｐｑ）からレンジサイドローブ成分を高精度に除去することができる。従って、減算部３１は、移動しているターゲットにより反射された反射波の信号を受信した場合においても、レンジサイドローブを効果的に抑圧した第４相関値ＡＣ’（ｋｐｑ）を得ることができる。
【０１９８】
以上により、各実施形態の変形例２のレーダ装置は、第１の実施形態のレーダ装置１又は第２の実施形態のレーダ装置１ａと比べて、ＩＱ多重干渉成分を高精度に生成する。このため、各実施形態の変形例２のレーダ装置によれば、上述したレーダ装置１又はレーダ装置１ａの各効果に加え、ターゲットの移動に伴って低レンジサイドローブ特性の劣化をより効果的に抑圧することができる。
【０１９９】
〔第１の実施形態のシミュレーション結果に関する説明〕
第１の実施形態のレーダ装置１の動作条件を設定してターゲットの検出精度をシミュレーションした結果について図１２を参照して説明する。図１２は、ターゲットの検出精度に関するシミュレーション結果を示す説明図である。同図（ａ）は、従来のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された高周波送信信号を時分割で送信した場合の結果である。同図（ｂ）は、第１の実施形態のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎをＩＱ多重して生成された高周波送信信号を送信した場合の結果である。
【０２００】
シミュレーションの条件を以下に示す。
（ａ）キャリア周波数ｆｃ＝６０［ＧＨｚ］
（ｂ）周波数帯域幅＝５００［ＭＨｚ］
（ｃ）パルス幅Ｔｐ＝２［ｎｓ］
（ｄ）パルス圧縮符号長Ｌ＝２５６
（ｅ）送信周期Ｔｒ＝１．０２４［μｓ］
（ｆ）送信区間Ｔｗ＝０．５１２［μｓ］
（ｇ）送信電力＝１０［ｄＢ］
（ｈ）アンテナ利得＝２０［ｄＢ］
（ｉ）レーダ受信部ＮＦ＝１０［ｄＢ］
（ｊ）平均化回数（送信周期Ｔｒの送信回数）＝２０
（ｋ）ターゲット数＝２
（ｌ）ターゲット位置＝１０［ｍ］，４０［ｍ］
（ｍ）ターゲットＲＣＳ（レーダ反射断面積）＝２０［ｄＢｓｍ］，０［ｄＢｓｍ］
（ｎ）ターゲットの移動速度＝８０［ｋｍ／ｈ］，０［ｋｍ／ｈ］
（ｏ）ターゲットのドップラ周波数＝８５９２［Ｈｚ］，０［Ｈｚ］
【０２０１】
図１２（ａ）では、従来のレーダ装置から４０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットにより反射された反射波の信号（メインローブ）が、他の近距離（１０［ｍ］）に位置するターゲットにより反射された反射波の信号（レンジサイドローブ）に埋もれてしまっている。この様に、従来のレーダ装置で相補符号ａｎ，ｂｎに基づいてそれぞれ生成された高周波送信信号を時分割で送信した場合には、本来４０［ｍ］の位置に存在するターゲットを検出することが難しい。
【０２０２】
しかし、図１２（ｂ）には、レーダ装置１から１０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットと、４０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットとが高精度に検出された様子が示されている。従って、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、１０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットが移動してドップラ周波数ｆｄの影響を受ける場合であっても、当該ターゲットにより反射された反射波の信号の低レンジサイドローブ特性を維持することができる。即ち、第１の実施形態のレーダ装置１によれば、１０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットと、４０［ｍ］離れた位置に存在するターゲットとを高精度に検出することができる。
【０２０３】
以上、添付図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明のレーダ装置はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０２０４】
なお、上述した各実施形態において、Ａ／Ｄ変換部２２，２３は、受信ＲＦ部１７の直交検波部２０により出力されたベースバンドの同相信号及び直交信号に対して、離散時刻ｋに応じたオーバーサンプリングでデジタルデータに変換する。しかし、Ａ／Ｄ変換部２２，２３は、レーダ送信部２におけるベースバンドの送信信号と同一のサンプリングレートでＡ／Ｄ変換を行わなくても良い。
【０２０５】
例えば、上述した各実施形態のレーダ送信部では、符号長Ｌに対してＮｒのサンプル数を用いて、ベースバンドの送信信号が生成された。これは、１つの符号あたりＮｒ／Ｌサンプルのオーバーサンプリングに相当する。しかしながら、上述した各実施形態のレーダ受信部においては、１つの符号あたり１倍のサンプル以上でも、受信信号の信号処理は可能である。
【０２０６】
なお、上述した第１符号生成部５ａ、第２符号生成部６ａ、第１スイッチ部ＳＷ１、第２スイッチ部ＳＷ２を送信信号生成部４ａに設けず、図１３に示す様に、送信信号生成部４ａにより生成された送信符号ａｎ及び送信符号ｂｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを設けても良い。なお、図１３に示した送信符号記憶部ＣＭは、第２の実施形態に限らず、第１の実施形態にも同様に適用することができる。図１３は、第２の実施形態のレーダ装置１ａにおける送信信号生成部４ａの他の例である送信信号生成部４ｆの内部構成を示すブロック図である。この送信信号生成部４ｆは、送信符号記憶部ＣＭと、送信符号制御部ＣＴ３と、第１変調部７ｆと、第２変調部８ｆと、ＬＰＦ９と、ＬＰＦ１０とを備える。
【０２０７】
図１３において、送信符号制御部ＣＴ３は、送信周期Ｔｒごとに、第１変調部７ｆ及び第２変調部８ｆにそれぞれ出力する送信符号を、送信符号記憶部７ａから巡回的に読み出して出力する。具体的には、送信符号制御部ＣＴ３は、図６（ａ）に示した第Ｍ番目及び第（Ｍ＋２）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号記憶部ＣＭから送信符号ａｎを読み出して第１変調部７ｆに出力し、更に、送信符号ｂｎを読み出して第２変調部８ｆに出力する。
【０２０８】
送信符号制御部ＣＴ３は、図６（ａ）に示した第（Ｍ＋１）番目及び第（Ｍ＋３）番目の各送信周期Ｔｒでは、送信符号記憶部ＣＭから送信符号ｂｎを読み出して第１変調部７ｆに出力し、更に、送信符号ａｎを読み出して第２変調部８ｆに出力する。第１変調部７ｆ及び第２変調部８ｆにそれぞれ出力された後の動作は上述した各実施形態と同様であるため、当該同様の内容に関する説明は省略する。
【産業上の利用可能性】
【０２０９】
本発明に係るレーダ装置は、ターゲットが移動する場合でも当該ターゲットからの反射波の信号における低レンジサイドローブ特性を維持し、レンジサイドローブレベルを効果的に抑圧することにより複数のターゲットの検出における分離性能の劣化を抑圧するレーダ装置として有用である。
【符号の説明】
【０２１０】
１、１ａ レーダ装置
２、２ａ、２ｂ、２ｃ レーダ送信部
３、３ａ レーダ受信部
４、４ａ、４ｂ、４ｃ 送信信号生成部
５、５ａ 第１符号生成部
６、６ａ 第２符号生成部
７、７ａ、７ｂ、７ｃ 第１変調部
８、８ａ、８ｂ、８ｃ 第２変調部
９、１０ ＬＰＦ
１１ 送信ＲＦ部
１２、１４ ミキサ
１３ 第１位相シフト部
１５、２８ 加算部
１６、１８ 増幅器
１７ 受信ＲＦ部
１９ 周波数変換部
２０ 直交検波部
２１、２１ａ、２１ｄ、２１ｅ 信号処理部
２２、２３ Ａ／Ｄ変換部
２４ 第１基準信号生成部
２５ 第２基準信号生成部
２６ 第１相関値演算部
２７ 第２相関値演算部
２９ 受信信号抽出部
２９ａ 受信信号選択部
３０ ＩＱ多重干渉成分抽出部
３１ 減算部
３２ 平均化処理部
３３ 到来距離推定部
３４ ドップラ周波数推定部
３５、３７ 第２位相シフト部
３６、３８ 第３位相シフト部
ＡＮＴ０ 送信アンテナ
ＡＮＴ１ 受信アンテナ
ＣＭ 送信符号記憶部
ＣＴ１、ＣＴ２、ＣＴ３ 送信符号制御部
Ｌ０、Ｌ１ 基準発振器
ＳＷ１ 第１スイッチ部
ＳＷ２ 第２スイッチ部
Ｔｒ 送信周期
Ｔｗ 送信区間
【特許請求の範囲】
【請求項１】
相補符号のペアとなる第１の符号系列と第２の符号系列を生成する符号生成部と、
前記第１符号系列を変調して第１送信信号を生成する第１変調部と、
前記第２符号系列を変調して第２送信信号を生成する第２変調部と、
前記第１、第２変調部によりそれぞれ生成された第１、第２送信信号を用いて直交変調を行う直交変調部と、
前記直交変調部により直交変調された信号から高周波送信信号を生成する増幅部と、
前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するアンテナ部と、
を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
所定の送信周期毎に、前記第１変調部又は前記第２変調部により変調される符号系列を、前記第１符号系列又は前記第２符号系列から前記第２符号系列又は前記第１符号系列に切り換える送信符号制御部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記受信アンテナで受信した前記高周波送信信号が前記ターゲットにより反射された前記反射波の信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第１変調部により生成された第１送信信号と同一の信号との第１相関値を演算する第１相関値演算部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第２変調部により生成された第２送信信号と同一の信号との第２相関値を演算する第２相関値演算部と、
前記第１相関値演算部により演算された前記第１相関値と、前記第２相関値演算部により演算された前記第２相関値とを加算して第３相関値を導出する加算部と、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値の位相成分を抽出して前記ＩＱ多重干渉成分を演算するＩＱ多重干渉成分抽出部と、
前記ＩＱ多重干渉成分抽出部により演算された前記ＩＱ多重干渉成分を減算して第４相関値を導出する減算部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記減算部により導出された前記第４相関値を複数の前記送信周期にわたって平均化する平均化処理部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】
請求項４に記載のレーダ装置であって、
前記平均化処理部により平均化された前記第４相関値に基づいて、前記ターゲットの到来距離を演算する到来距離推定部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
請求項１〜５のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】
請求項１〜６のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記高周波送信信号の送信周期に同期して、前記第１変調部により生成された第１送信信号と同一の信号である第１基準送信信号を生成する第１基準信号生成部と、
前記高周波送信信号の送信周期に同期して、前記第２変調部により生成された第２送信信号と同一の信号である第２基準送信信号を生成する第２基準信号生成部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項８】
請求項１に従属する請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値を抽出する受信信号抽出部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項９】
請求項２に従属する請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記第１相関値演算部により演算された前記第１相関値と、前記第２相関値演算部により演算された前記第２相関値とに基づいて、前記ターゲットの移動に起因して発生するドップラ周波数を演算するドップラ周波数推定部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１０】
請求項９に記載のレーダ装置であって、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値であって、且つ、当該第３相関値における周波数成分が前記ドップラ周波数推定部により演算されたドップラ周波数を超える前記第３相関値を選択する受信信号選択部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１１】
請求項１〜３のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記第１変調部による変調の前に、前記第１の符号系列に対して、４５度あるいは−４５度の位相回転を与える第２位相シフト部と、
前記第２変調部による変調の前に、前記第２の符号系列に対して、４５度あるいは−４５度の位相回転を与える第３位相シフト部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１２】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記受信アンテナで受信した前記高周波送信信号が前記ターゲットにより反射された前記反射波の信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第１変調部により生成された第１送信信号と同一の信号との第１相関値を演算する第１相関値演算部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第２変調部により生成された第２送信信号と同一の信号との第２相関値を演算する第２相関値演算部と、
前記第１相関値演算部により演算された前記第１相関値と、前記第２相関値演算部により演算された前記第２相関値とを加算して第３相関値を導出する加算部と、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値の位相成分に基づいて、前記ＩＱ多重干渉成分を演算するＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部と、
前記閾値を超える第３相関値から、前記ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部により生成されたＩＱ多重干渉成分を減算して第４相関値を導出する減算部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１】
相補符号のペアとなる第１の符号系列と第２の符号系列を生成する符号生成部と、
前記第１符号系列を変調して第１送信信号を生成する第１変調部と、
前記第２符号系列を変調して第２送信信号を生成する第２変調部と、
前記第１、第２変調部によりそれぞれ生成された第１、第２送信信号を用いて直交変調を行う直交変調部と、
前記直交変調部により直交変調された信号から高周波送信信号を生成する増幅部と、
前記高周波送信信号を送信アンテナから送信するアンテナ部と、
を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、
所定の送信周期毎に、前記第１変調部又は前記第２変調部により変調される符号系列を、前記第１符号系列又は前記第２符号系列から前記第２符号系列又は前記第１符号系列に切り換える送信符号制御部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記受信アンテナで受信した前記高周波送信信号が前記ターゲットにより反射された前記反射波の信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第１変調部により生成された第１送信信号と同一の信号との第１相関値を演算する第１相関値演算部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第２変調部により生成された第２送信信号と同一の信号との第２相関値を演算する第２相関値演算部と、
前記第１相関値演算部により演算された前記第１相関値と、前記第２相関値演算部により演算された前記第２相関値とを加算して第３相関値を導出する加算部と、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値の位相成分を抽出して前記ＩＱ多重干渉成分を演算するＩＱ多重干渉成分抽出部と、
前記ＩＱ多重干渉成分抽出部により演算された前記ＩＱ多重干渉成分を減算して第４相関値を導出する減算部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記減算部により導出された前記第４相関値を複数の前記送信周期にわたって平均化する平均化処理部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】
請求項４に記載のレーダ装置であって、
前記平均化処理部により平均化された前記第４相関値に基づいて、前記ターゲットの到来距離を演算する到来距離推定部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
請求項１〜５のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】
請求項１〜６のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記高周波送信信号の送信周期に同期して、前記第１変調部により生成された第１送信信号と同一の信号である第１基準送信信号を生成する第１基準信号生成部と、
前記高周波送信信号の送信周期に同期して、前記第２変調部により生成された第２送信信号と同一の信号である第２基準送信信号を生成する第２基準信号生成部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項８】
請求項１に従属する請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値を抽出する受信信号抽出部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項９】
請求項２に従属する請求項３に記載のレーダ装置であって、
前記第１相関値演算部により演算された前記第１相関値と、前記第２相関値演算部により演算された前記第２相関値とに基づいて、前記ターゲットの移動に起因して発生するドップラ周波数を演算するドップラ周波数推定部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１０】
請求項９に記載のレーダ装置であって、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値であって、且つ、当該第３相関値における周波数成分が前記ドップラ周波数推定部により演算されたドップラ周波数を超える前記第３相関値を選択する受信信号選択部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１１】
請求項１〜３のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
前記第１変調部による変調の前に、前記第１の符号系列に対して、４５度あるいは−４５度の位相回転を与える第２位相シフト部と、
前記第２変調部による変調の前に、前記第２の符号系列に対して、４５度あるいは−４５度の位相回転を与える第３位相シフト部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項１２】
請求項１又は２に記載のレーダ装置であって、
前記受信アンテナで受信した前記高周波送信信号が前記ターゲットにより反射された前記反射波の信号をベースバンドの受信信号に変換する受信ＲＦ部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第１変調部により生成された第１送信信号と同一の信号との第１相関値を演算する第１相関値演算部と、
前記受信ＲＦ部により変換された受信信号と、前記第２変調部により生成された第２送信信号と同一の信号との第２相関値を演算する第２相関値演算部と、
前記第１相関値演算部により演算された前記第１相関値と、前記第２相関値演算部により演算された前記第２相関値とを加算して第３相関値を導出する加算部と、
前記加算部により導出された前記第３相関値のうち、前記高周波送信信号の送信に応じて発生するＩＱ多重干渉成分を除去するための閾値を超える前記第３相関値の位相成分に基づいて、前記ＩＱ多重干渉成分を演算するＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部と、
前記閾値を超える第３相関値から、前記ＩＱ多重干渉成分レプリカ生成部により生成されたＩＱ多重干渉成分を減算して第４相関値を導出する減算部と、
を更に備えることを特徴とするレーダ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１２−５２９６４（Ｐ２０１２−５２９６４Ａ）
【公開日】平成２４年３月１５日（２０１２．３．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１９７０２３（Ｐ２０１０−１９７０２３）
【出願日】平成２２年９月２日（２０１０．９．２）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月１５日（２０１２．３．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月２日（２０１０．９．２）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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