交流電動機の駆動制御装置
【課題】制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御することができる駆動制御装置を提供する。
【解決手段】制御目標である基準電圧信号Ｖａｎを正弦波信号と矩形波信号の加算信号として修正し、矩形波の度合いを角度パラメータＤｅｌｔａで調整する。Ｄｅｌｔａを０から６０まで連続的に変化させることで、修正された基準電圧信号も正弦波信号から矩形波信号に変化する。修正された基準電圧信号をＰＷＭ変調してインバータを駆動することで、磁束軌跡は円形から六角形まで連続的に変化し、単一制御モードで駆動される。
【解決手段】制御目標である基準電圧信号Ｖａｎを正弦波信号と矩形波信号の加算信号として修正し、矩形波の度合いを角度パラメータＤｅｌｔａで調整する。Ｄｅｌｔａを０から６０まで連続的に変化させることで、修正された基準電圧信号も正弦波信号から矩形波信号に変化する。修正された基準電圧信号をＰＷＭ変調してインバータを駆動することで、磁束軌跡は円形から六角形まで連続的に変化し、単一制御モードで駆動される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は交流電動機（ＡＣモータ）のシームレスな単一モード制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車両や電気自動車に搭載される駆動源としての交流電動機を、制御モードを適宜切り替えて駆動制御する構成が知られている。例えば、２つの制御モードを切り替える方法、あるは３つの制御モードを切り替える方法がある。２つの制御モードを切り替える方法では、低回転域では通常のＰＷＭ制御を行い、高回転域では矩形波制御を行う。３つの制御モードを切り替える方法では、これらの制御モードに加え、過変調制御モードが用いられる。回転数及びトルクが小さい領域から順に、変調率が１以下の正弦波制御モード、変調率が１を超える過変調制御モード、矩形波制御モードに順に切り替える。
【０００３】
図１８（ａ）〜（ｃ）に、これら３つの制御モードを模式的に示す。図１８（ａ）の正弦波制御モードでは、三角波比較によるＰＷＭ制御における三角波の振幅以下の振幅で正弦波状の出力電圧指令値を生成してＰＷＭ信号に変換する。図１８（ｂ）の過変調制御モードでは、三角波の振幅を超えた振幅で正弦波状の出力電圧指令値を生成してＰＷＭ信号に変換する。図１８（ｃ）の矩形波制御モードでは、ハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波信号を生成する。低回転低トルク領域においては正弦波制御モードを用いることで電動機を応答性よく制御するとともに、低回転域であっても滑らかな回転を得ることができる。また、高回転高トルク領域において矩形波制御モードを用いることで、直流電源の電圧利用率を向上させて高回転域での出力を向上させるとともに、銅損の発生やスイッチング損失を抑えてエネルギ効率を向上させることができる（特許文献１，２参照）。これら３つの制御モードでは、予め用意されたメモリに記憶された制御モード設定用マップを参照しつつ、回転数及び出力トルクに応じて順次切り替えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１６５３２６号公報
【特許文献２】特開２００８−２５３０００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、回転数及び出力トルクに応じて３つの制御モードを切り替える方法は、これを実現するための装置構成が比較的複雑なものとなる。また、制御モードをある制御モードから次の制御モードに切り替える際にトルク変動が生じる可能性がある。
【０００６】
なお、交流電動機の駆動制御として、空間ベクトル変調（ＳＰＭ）も提案されているが、基準電圧を生成するためにリアルタイムで複雑な方程式を解かなくてはならない、あるいはより多くの電動機パラメータに依存する等の問題がある。
【０００７】
本発明の目的は、制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御することができる駆動制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、交流電動機の駆動制御装置であって、制御目標である基準電圧信号を生成する生成手段と、前記生成手段からの前記基準電圧信号を、交流電動機の速度に応じて正弦波信号と矩形波信号を加算した信号として修正して出力する修正手段と、前記修正手段で修正された基準電圧信号をＰＷＭ変調してインバータのスイッチング素子に供給する変調手段とを備え、前記修正された基準電圧信号を用いた単一制御モードで制御することを特徴とする。
【０００９】
本発明の１つの実施形態では、交流電動機の速度あるいはトルクに応じ、交流電動機の速度あるいはトルクが増大する程その値が増大する角度パラメータＤｅｌｔａ（但し、０≦Ｄｅｌｔａ≦６０）を演算する手段を備え、前記修正手段は、角度パラメータＤｅｌｔａを用いて、Ｄｅｌｔ領域を正弦波信号、６０−Ｄｅｌｔａ領域を矩形波領域として、交互に正弦波領域と矩形波領域が出現するように前記基準電圧信号を修正する。
【００１０】
本発明の他の実施形態では、前記修正手段は、前記生成手段からの３相の前記基準電圧信号をそれぞれＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎとし、
電圧値Ｖｍ＝｛Ｖａｎ２＋（Ｖｂｎ−Ｖｃｎ）２／３｝１／２
を演算する手段と、前記Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎの絶対値Ａｂｓが、
Ｖｍ・ｓｉｎ(π／６−Ｄｅｌｔａ／２)≦Ａｂｓ≦Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段と、
Ａｂｓ＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段とを備える。
【００１１】
また、本発明の他の実施形態では、前記生成手段は、スカラー制御あるいはベクトル制御のいずれかにより前記基準電圧信号を生成する。すなわち、本発明は、スカラー制御、ベクトル制御によらずいずれの制御方法にも適用できる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御することができる。従って、本発明によれば制御モードの切り替えに起因するトルク変動を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態の基本システム構成図である。
【図２】モータ速度に応じた磁束軌跡の変化説明図である。
【図３】基準電圧信号Ｖａｂ及び磁束軌跡説明図である。
【図４】基準電圧信号Ｖａｎ及び磁束軌跡説明図である。
【図５】基準電圧信号Ｖａｎの波形説明図である。
【図６】従来のＰＷＭ変調器の構成図である。
【図７】修正されたＰＷＭ変調器の構成図である。
【図８】基準電圧信号演算器の演算処理フローチャートである。
【図９】スカラー制御の駆動制御装置のシステム構成図である。
【図１０】ベクトル制御の駆動制御装置のシステム構成図である。
【図１１】Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎの波形説明図である。
【図１２】ＶａｎとＰＷＭ変調信号の波形説明図である。
【図１３】ＶａｂとＰＷＭ変調信号の波形説明図である。
【図１４】Ｖａｂ、Ｖｂｃ、ＶｃａのＰＷＭ変調信号の波形説明図である。
【図１５】Ｄｅｌｔａ＝０における磁束軌跡説明図である。
【図１６】Ｄｅｌｔａ＝３０における磁束軌跡説明図である。
【図１７】Ｄｅｌｔａ＝６０における磁束軌跡説明図である。
【図１８】従来の制御モードの切替説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００１５】
図１に、本実施形態における基本システム構成図を示す。システムは、バッテリ１と、このバッテリ１に接続される昇圧コンバータ２と、昇圧コンバータ２に接続されるインバータ３と、インバータ３に接続される交流モータ４から構成される。インバータ３は、３相の各相がそれぞれ互いに直列接続された２個のスイッチングトランジスタから構成される。インバータ３の合計６個のスイッチングトランジスタのゲート端子に制御信号が供給され、直流電圧を変換して交流モータ４を駆動制御する。
【００１６】
交流モータ４を駆動制御する際に、既述したように正弦波制御から矩形波制御に順次切り替えて制御する際には、制御モードの切り替え時においてトルク変動が生じる。トルク変動を抑制するためには、正弦波制御から矩形波制御までシームレスに制御を遷移させることが必要となる。
【００１７】
図２（ａ）〜（ｆ）に、正弦波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）、これに対応するＰＷＭ変調信号及び生じる磁束、矩形波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）、これに対応するＰＷＭ変調信号及び生じる磁束を示す。
【００１８】
図２（ａ）は制限波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）であり、３相をそれぞれａ相、ｂ相、ｃ相とした場合の、各相間の電圧信号ＶａｂＲｅｆ、ＶｂｃＲｅｆ、ＶｃａＲｅｆを示す。ここで、例えばＶａｂＲｅｆは、ａ相とｂ相間の基準電圧信号を示す。
【００１９】
また、図２（ｂ）は、図２（ａ）に示す各基準電圧信号を三角波と比較してＰＷＭ変調した後のＰＷＭ変調信号である。図２（ｃ）は、図２（ｂ）に示すＰＷＭ変調信号でインバータ３をスイッチング制御したときの磁束を示す。インバータ３のスイッチングモードの組み合わせ（ａ相（あるいはｕ相）、ｂ相（あるいはｖ相）、ｃ相（あるいはｗ相）の各スイッチのオンオフ）に応じて電圧ベクトルは８種類存在する。すなわち、ｖ０（０００）、ｖ１（１００）、ｖ２（１１０）、ｖ３（０１０）、ｖ４（０１１）、ｖ５（００１）、ｖ６（１０１）、ｖ７（１１１）である。これらの中で、ｖ０（０００）及びｖ７（１１１）はゼロベクトルであり、他は非ゼロベクトルである。磁束ベクトルは、電圧ベクトルの積分として表現される。電圧降下が小さいものとすると、磁束の軌跡は、インバータ電圧ベクトルの方を向く。インバータ３の出力が非ゼロベクトルのいずれかであると、磁束は出力電圧に比例した速度で移動する。ゼロベクトルの場合には、移動速度はとても小さく近似的にゼロとみなすことができる。従って、電圧ベクトルを適当に選択することによって、磁束は特定の軌跡に沿って移動する。インバータ電圧ベクトルは、π／３のステップで周期的に変化する。基準電圧信号が正弦波信号の場合、磁束の軌跡はｄ軸とｑ軸からなるｄ−ｑ平面において円形となる。
【００２０】
一方、図２（ｄ）は、矩形波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）であり、３相をそれぞれａ相、ｂ相、ｃ相とした場合の、各相間の電圧信号ＶａｂＲｅｆ、ＶｂｃＲｅｆ、ＶｃａＲｅｆを示す。
【００２１】
また、図２（ｅ）は、図２（ｄ）に示す各基準電圧信号を三角波と比較してＰＷＭ変調した後のＰＷＭ変調信号である。図２（ｆ）は、図２（ｅ）に示すＰＷＭ変調信号でインバータ３をスイッチング制御したときの磁束を示す。基準電圧信号が矩形波信号の場合、磁束の軌跡はｄ−ｑ平面において六角形となる。
【００２２】
このように、基準電圧信号が正弦波の場合には磁束の軌跡は円形となり、基準電圧信号が矩形波信号の場合には磁束の軌跡は六角形となる。従って、基準電圧信号として、制限波と矩形波を加算した加算基準電圧信号を想定すると、加算して得られた新たな基準電圧信号により生じる磁束の軌跡は、円形と六角形の組み合わせとなる。すなわち、新たな基準電圧信号として、正弦波領域と矩形波領域が交互に存在するような信号とすると、磁束の軌跡は、正弦波に対応する円形領域と、矩形波に対応する六角形領域が交互に出現する。
【００２３】
図３に、基準電圧信号としてＶａｂＲｅｆを例にとり、正弦波信号と矩形波信号を加算した場合の磁束の軌跡を示す。図３（ａ）は矩形波状の基準電圧信号であり、図３（ｂ）はこれに対応するＰＷＭ変調信号である。また、図３（ｃ）は正弦波状の基準電圧信号であり、図３（ｄ）はこれに対応するＰＷＭ変調信号である。図３（ｅ）は、これら２つの信号を加算した信号（正弦波信号＋矩形波信号）により生じる磁束の軌跡である。矩形波信号部分では、図２（ｆ）に示すような六角形の軌跡を反映した直線状の軌跡となる。一方、正弦波信号部分では、図２（ｃ）に示すような円形の軌跡を反映した円弧状の軌跡となる。従って、矩形波信号の領域を規定する角度パラメータをＤｅｌｔａ、正弦波信号の領域を規定する角度パラメータを６０−Ｄｅｌｔａ度とすると、Ｄｅｌｔａの角度で直線状の軌跡となり、６０−Ｄｅｌｔａの角度で円弧状の軌跡となる。矩形波信号の領域では、インバータ電圧ベクトルは切り替えられずにそのまま維持されるため結果として六角形状となるから、Ｄｅｌｔａはインバータ電圧べクトルの非切替領域を規定するパラメータともいえる。
【００２４】
図において、矩形波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｑｕａｒｅ Ｗａｖｅ」、正弦波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｉｎ Ｗａｖｅ」として示す。Ｄｅｌｔａを０度から６０度まで連続的に変化させることで、基準電圧信号は正弦波信号から矩形波信号に連続的に変化することとなり、これに応じて磁束の軌跡も円形から六角形に連続に変化していく。
【００２５】
図４に、ａ相の基準電圧信号の例を示す。図４（ａ）はａ相の基準電圧信号であり、正弦波信号と矩形波信号を加算した加算基準電圧信号である。図４（ｂ）は、これに対応するＰＷＭ変調信号である。図４（ｃ）は、加算基準電圧信号により生じる磁束の軌跡である。矩形波信号の占有する角度をＤｅｌｔａ度、正弦波信号成分の占有する部分を６０−Ｄｅｌｔａ度とすると、Ｄｅｌｔａの角度で直線状の軌跡となり、６０−Ｄｅｌｔａの角度で円弧状の軌跡となる。図において、矩形波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｑｕａｒｅ Ｗａｖｅ」、正弦波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｉｎ Ｗａｖｅ」として示す。Ｄｅｌｔａを０度から６０度まで連続的に変化させることで、基準電圧信号は正弦波信号から矩形波信号に連続的に変化することとなり、これに応じて磁束の軌跡も円形から六角形に連続に変化していく。
【００２６】
図５に、ａ相の基準電圧信号の波形をより詳しく示す。正弦波信号と矩形波信号を加算して生成されるものである。矩形波信号の占有する角度をＤｅｌｔａ度、正弦波信号成分の占有する部分を６０−Ｄｅｌｔａ度として、矩形波領域と正弦波領域が交互に出現する。０度から順に説明すると、０度から（６０−Ｄｅｌｔａ）／２度までは正弦波領域であり、次にＤｅｌｔａ度の間は矩形波領域となり、次に、６０−Ｄｅｌｔａ度の間は正弦波領域であり、その後、Ｄｅｌｔａ度の間は矩形波領域となる。以後、これを繰り返す。ｂ相、ｃ相の基準電圧信号についても同様である。Ｄｅｌｔａを連続的に０度から６０度まで変化させることで、基準電圧信号の波形は正弦波信号から矩形波信号に連続的に変化する。すなわち、Ｄｅｌｔａ＝０度では正弦波信号であり、Ｄｅｌｔａ＝６０度では矩形波信号となる。図２に示すように、３つの制御モードを切り替えることで低回転低トルクの場合の円形軌跡から高回転高トルクの場合の六角形軌跡まで変化する。これに対し、本実施形態では、基準電圧信号を正弦波信号と矩形波信号を加算した信号とし、この加算の割合を示す角度Ｄｅｌｔａなるパラメータを連続的に変化させることで、磁束の軌跡を円形軌跡から六角形軌跡まで連続的に変化させることができる。従って、本実施形態により制御モードを切り替えることなくシームレスな制御が可能となる。本実施形態では、このように制御モードを切り替える必要がないので、制御モード切替に伴うトルク変動も生じない。
【００２７】
以下、本実施形態の駆動制御装置の構成について、具体的に説明する。
【００２８】
図６に、従来のＰＷＭ変調器の構成を示す。ａ相、ｂ相、ｃ相各相の基準電圧信号（出力電圧指令値）Ｖａｎ、Ｖｂｎ、ＶｃｎがＰＷＭ変調器１０に供給される。ＰＷＭ変調器１０では、供給された基準電圧信号と所定の三角波とを比較して、ＰＷＭ変調信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ＰＷＭ３として出力し、インバータ３のスイッチングトランジスタをオンオフ制御する。
【００２９】
一方、図７に、本実施形態におけるＰＷＭ変調器１２の構成を示す。ＰＷＭ変調器１２は、従来のＰＷＭ変調器１０と、このＰＷＭ変調器１０の前段に設けられる基準電圧信号演算器１１から構成される。基準電圧信号演算器１１には、基準電圧信号（出力電圧指令値）Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎが供給される。基準電圧信号演算器１１は、基準電圧信号Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎから角度パラメータＤｅｌｔａを用いて新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成してＰＷＭ変調器１０に出力する。新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗは、図５に示すような信号であり、正弦波信号と矩形波信号をＤｅｌｔａを用いて加算（あるいは混合）した信号である。
【００３０】
図８に、図７における基準電圧信号演算器１１における演算処理のフローチャートを示す。ａ相の基準電圧信号の生成について示すが、ｂ相、ｃ相についても同様である。まず、入力したＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎに対し、
Ｖｍ＝｛Ｖａｎ２＋（Ｖｂｎ−Ｖｃｎ）２／３｝１／２
により電圧値Ｖｍを演算する（Ｓ１０１）。
【００３１】
次に、角度パラメータのＤｅｌｔａを用いてＶｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）を演算し、これとＶａｎの絶対値Ａｂｓ（Ｖａｎ）とを大小比較する。
【００３２】
すなわち、
Ａｂｓ（Ｖａｎ）＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）
であるか否かを判定する（Ｓ１０２）。
【００３３】
そして、Ａｂｓ（Ｖａｎ）がＶｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）より大きい場合には、次に、Ｖａｎの絶対値とＶｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）とを大小比較する。すなわち、
Ａｂｓ（Ｖａｎ）＜Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。
【００３４】
Ｓ１０２でＹＥＳであり、かつ、Ｓ１０３でＹＥＳの場合、すなわち、
Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）≦Ａｂｓ（Ｖａｎ）≦Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
の場合には、新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗとして、
ＶａｎＮｅｗ＝Ｖｍ・ｓｉｇｎ（Ｖａｎ）
とする（Ｓ１０６）。ここで、ｓｉｇｎ（Ｖａｎ）は、Ｖａｎの符号がプラスであればプラス、Ｖａｎの符号がマイナスであればマイナスとなる関数である。これは、Ｖａｎのこの部分を矩形波で置換することに対応する。
【００３５】
一方、Ｓ１０２でＮＯ、あるいはＳ１０３でＮＯの場合には、さらに、Ｖａｎの絶対値とＶｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）を大小比較する。すなわち、
Ａｂｓ（Ｖａｎ）＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）
であるか否かを判定する（Ｓ１０４）。
【００３６】
Ｓ１０４でＹＥＳの場合には、同様に新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗとして、
ＶａｎＮｅｗ＝Ｖｍ・ｓｉｇｎ（Ｖａｎ）
とする（Ｓ１０６）。他方、Ｓ１０４でＮＯの場合には、今のＶａｎをそのまま新たなＶａｎＮｅｗとする（Ｓ１０５）。これは、Ｖａｎのこの部分をそのまま正弦波として残すことに対応する。
【００３７】
以上のようにして、正弦波状のＶａｎが、正弦波と矩形波が結合した新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗとして生成され出力される。図８の処理から分かるように、Ｄｅｌｔａが０度の場合には、常に、
ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
＝ｓｉｎ（π／６）
であり、Ｓ１０２あるいはＳ１０３のいずれかでＮＯと判定され、さらにＳ１０４でもＮＯと判定されるため、Ｓ１０５でＶａｎがそのままＶａｎＮｅｗとして生成される。これは、新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗが正弦波のままであることを意味する。
【００３８】
また、Ｄｅｌｔａが６０度の場合には、
ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（０）
ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（６０）
であり、
ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（６０）
であるから、Ｓ１０３あるいはＳ１０４でＹＥＳと判定され、Ｓ１０６で矩形波が生成される。これは、新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗが矩形波であることを意味する。
【００３９】
図７に示す本実施形態のＰＷＭ変調器１２（以下、これを適宜、修正ＰＷＭ変調器と称する）は、種々のモータ駆動制御装置に適用することが可能である。例えば、図９に示すスカラー制御のモータ駆動装置に適用でき、あるいは図１０に示すベクトル制御のモータ駆動装置に適用できる。
【００４０】
図９において、モータ駆動制御装置は、スカラー制御器２０と、修正ＰＷＭ変調器１２と、インバータ３と、基本コンポーネント演算器２２と、Ｄｅｌｔａ演算器２４を備える。
【００４１】
スカラー制御器２０は、目標速度ωｒ＊が入力され、これに基づいて基準電圧信号（出力電圧指令値）Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎを演算して出力する。スカラー制御であるから、フィードバック成分は存在しない。
【００４２】
修正ＰＷＭ変調器１２は、図７に示すＰＷＭ変調器１２であり、入力されたＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎから新たなＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成して出力する。修正ＰＭＷ変調器１２は、Ｄｅｌｔａ演算器２４から供給された角度パラメータＤｅｌｔａに基づいて新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成する。
【００４３】
基本コンポーネント演算器２２は、目標速度ωｒ＊と現在のモータ速度ωｃとに基づいて基本係数ｆｃを演算する。基本コンポーネント演算器２２は、差分器及び比例積分器を有し、目標速度ωｒ＊と現在の速度ωｃとの差分を演算し、その誤差を比例積分器で比例積分して基本係数ｆｃを演算する。
【００４４】
Ｄｅｌｔａ演算器２４は、基本係数ｆｃに基づいて角度パラメータＤｅｌｔａを演算する。具体的には、
ｆｃ＝１／π｛８ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２）＋π−３Ｄｅｌｔａ｝
の関係にあり、この関係式を用いてＤｅｌｔａを演算する。基本係数ｆｃが増大するほど、Ｄｅｌｔａもこれに応じて増大していく。基本係数ｆｃが１の場合、Ｄｅｌｔａは０度である。
【００４５】
図１０において、モータ制御駆動装置は、トルク補償器３０と、磁束演算器３２と、ｄ−ｑ変換器３４と、２相／３相変換器３６と、修正ＰＭＷ変調器１２と、インバータ３と、基本コンポーネント演算器２２と、Ｄｅｌｔａ演算器２４と、評価器４２とを備える。
【００４６】
トルク補償器３０は、Ｄｅｌｔａ演算器２４で演算される角度パラメータＤｅｌｔａに基づいて目標トルクＴｅ＊を補正する。具体的には、
補償トルク＝π／３・Ｔｅ＊｛Ｄｅｌｔａ−ｃｏｓ（Ｄｅｌｔａ／２）Ｌｎ｛（１＋ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２））／（１−ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２））｝｝
により目標トルクＴｅ＊を補正する。要するに、Ｄｅｌｔａが増大するに従って目標トルクＴｅ＊が増大するように補正する。なお、目標トルクＴｅ＊は、目標速度ωｒ＊と現在の速度ωｃとの誤差をＰＩ部で比例積分して得られる。
【００４７】
磁束演算部３２は、予め用意されたマップを用いてモータ速度ωｃに対応する目標磁束Ψ＊を演算して出力する。
【００４８】
ｄ−ｑ変換器３４は、目標トルクＴｅ＊と現在のトルクＴｅとの差、及び目標磁束Ψ＊と現在の磁束Ψとの差を用いた比例積分により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算して出力する。
【００４９】
２相／３相変換器３６は、ｄ軸、ｑ軸の２相をａ相、ｂ相、ｃ相の３相に変換し、Ｖｄ＊及びＶｑ＊からＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎを演算して出力する。２相／３相変換器３６は、２相電圧信号を３相電圧信号に変換する際に、評価器４２で演算される位相角ρｓを用いる。評価器４２は、モータのロータ角θｒ及びモータ速度ωｃに基づいて位相角ρｓを演算する。
【００５０】
基本コンポーネント演算器２２は、目標トルクＴｅ＊と現在のトルクＴｅとの差、及び目標速度ωｒ＊と現在のモータ速度ωｃとに基づいて基本係数ｆｃを演算する。基本コンポーネント演算器２２は、差分器及び比例積分器を有し、これらの信号の誤差を比例積分器で比例積分して基本係数ｆｃを演算する。
【００５１】
Ｄｅｌｔａ演算器２４は、基本係数ｆｃに基づいて角度パラメータＤｅｌｔａを演算する。具体的には、
ｆｃ＝１／π｛８ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２）＋π−３Ｄｅｌｔａ｝
の関係にあり、この関係式を用いてＤｅｌｔａを演算する。
【００５２】
修正ＰＷＭ変調器１２は、図７に示すＰＷＭ変調器１２であり、入力されたＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎから新たなＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成して出力する。修正ＰＭＷ変調器１２は、Ｄｅｌｔａ演算器２４から供給された角度パラメータＤｅｌｔａに基づいて新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成する。
【００５３】
このように、本実施形態の修正ＰＷＭ変調器１２は、スカラー制御、ベクトル制御のいずれにも用いることができる。
【００５４】
以下に、本実施形態における新たな基準電圧信号を用いてインバータ３を制御した場合のコンピュータシミュレーション結果を示す。
【００５５】
図１１は、修正ＰＷＭ変調器１２で生成される新たな基準電圧信号であり、図１１（ａ）はａ相の基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、図１１（ｂ）はｂ相の基準電圧信号ＶｂｎＮｅｗ、図１１（ｃ）はｃ相の基準電圧信号ＶｃｎＮｅｗである。
【００５６】
図１２は、ａ相の基準電圧信号とこれに対応するＰＷＭ変調信号であり、図１２（ａ）は基準電圧信号ＶａｎＮｅｗであり、図１２（ｂ）はそのＰＭＷ変調信号である。
【００５７】
図１３は、ａ相とｂ相間の基準電圧信号（ライン間基準電圧信号）とこれに対応するＰＷＭ変調信号であり、図１３（ａ）は基準電圧信号ＶａｂＮｅｗ、図１３（ｂ）はそのＰＷＭ変調信号である。
【００５８】
図１４は、ａ相とｂ相間、ｂ相とｃ相間、ｃ相とａ相間の基準電圧信号をＰＷＭ変調した信号をまとめて示したものであり、図１４（ａ）はＶａｂＮｅｗの変調信号、図１４（ｂ）はＶｂｃＮｅｗの変調信号、図１４（ｃ）はＶｃａＮｅｗの変調信号である。
【００５９】
図１５は、角度パラメータＤｅｌｔａ＝０度の場合の、ＶａｂＮｅｗ、ＶｂｃＮｅｗ、ＶｃａＮｅｗの各ＰＷＭ変調信号と磁束軌跡であり、図１５（ａ）はＶａｂＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１５（ｂ）はＶｂｃＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１５（ｃ）はＶｃａＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１５（ｄ）はこのときの磁束軌跡である。Ｄｅｌｔａ＝０度の場合、磁束軌跡はｄ軸、ｑ軸の２次元平面において円形となる。
【００６０】
図１６は、角度パラメータＤｅｌｔａ＝３０度の場合の、ＶａｂＮｅｗ、ＶｂｃＮｅｗ、ＶｃａＮｅｗの各ＰＷＭ変調信号と磁束軌跡であり、図１６（ａ）はＶａｂＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１６（ｂ）はＶｂｃＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１６（ｃ）はＶｃａＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１６（ｄ）はこのときの磁束軌跡である。Ｄｅｌｔａ＝３０度の場合、磁束軌跡は円形軌跡と直線軌跡の混合となる。
【００６１】
図１７は、角度パラメータＤｅｌｔａ＝６０度の場合の、ＶａｂＮｅｗ、ＶｂｃＮｅｗ、ＶｃａＮｅｗの各ＰＷＭ変調信号と磁束軌跡であり、図１７（ａ）はＶａｂＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１７（ｂ）はＶｂｃＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１７（ｃ）はＶｃａＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１７（ｄ）はこのときの磁束軌跡である。Ｄｅｌｔａ＝６０度の場合、磁束軌跡は六角形となる。
【００６２】
既述したように、Ｄｅｌｔａは、基本係数ｆｃが増大するに従って０度から順次６０度まで増加していく。モータ速度との関係では、低速域では基本係数ｆｃは小さいため、これに応じてＤｅｌｔａも小さく、磁束軌跡は図１５のように円形である。モータ速度が大きくなると、基本係数ｆｃも大きくなり、これに応じてＤｅｌｔａも順次増大し、磁束軌跡は図１６のように一定ではなく変動する。さらにモータ速度が大きくなる高速域では基本係数ｆｃもさらに大きくなり、これに応じてＤｅｌｔａも６０度近傍となり、磁束軌跡は図１７のように六角形となる。
【００６３】
なお、図１５と図１７を比較すれば明らかなように、磁束軌跡が六角形状に変化すると平均トルクが減少する。このため、Ｄｅｌｔａに応じて減少する平均トルクを補償する必要がある。上記のトルク補償器３０が存在する所以である。図９に示すスカラー制御の場合にも、同様にＤｅｌｔａに応じて目標速度ωｒ＊をＤｅｌｔａに応じて補正してもよい。
【００６４】
以上より、基準電圧信号として正弦波信号と矩形波信号を、角度パラメータＤｅｌｔａを用いて加算（あるいは混合ないし結合）し、この加算基準電圧信号をＰＷＭ変調して得られる信号でインバータ３をスイッチング制御することで、シームレスに磁束軌跡を円形から六角形に遷移させることができる。従って、車両の低回転低トルク域から高回転高トルク領域にわたって、制御モードを切り替えることなく、角度パラメータＤｅｌｔａを連続的に変化させるだけで対応することができ、制御モードの切り替えにより生じるトルク変動を防止できる。
【００６５】
また、本実施形態では、従来のように複数モードの制御を切り替えるのではなく、角度パラメータＤｅｌｔａを用いた単一制御モードによりモータ４を駆動制御できるので、構成がよりシンプルとなる。
【００６６】
さらに、本実施形態の修正ＰＷＭ変調器１２は、供給される出力電圧指令値あるいは基準電圧信号から角度パラメータＤｅｌｔａを用いて新たな基準電圧信号を生成するものであり、供給される出力電圧指令値あるいは基準電圧信号がスカラー制御で生成されたのか、あるいはベクトル制御で生成されたのかは問わない。すなわち、本実施形態の修正ＰＷＭ変調器１２は、スカラー制御及びベクトル制御のいずれにも適用できる汎用性を備えている。
【符号の説明】
【００６７】
１ バッテリ、２ 昇圧コンバータ、３ インバータ、４ モータ、１０ ＰＷＭ変調器、１１ 基準電圧信号演算器、１２ 修正ＰＷＭ変調器、２４ Ｄｅｌｔａ演算器。
【技術分野】
【０００１】
本発明は交流電動機（ＡＣモータ）のシームレスな単一モード制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
ハイブリッド車両や電気自動車に搭載される駆動源としての交流電動機を、制御モードを適宜切り替えて駆動制御する構成が知られている。例えば、２つの制御モードを切り替える方法、あるは３つの制御モードを切り替える方法がある。２つの制御モードを切り替える方法では、低回転域では通常のＰＷＭ制御を行い、高回転域では矩形波制御を行う。３つの制御モードを切り替える方法では、これらの制御モードに加え、過変調制御モードが用いられる。回転数及びトルクが小さい領域から順に、変調率が１以下の正弦波制御モード、変調率が１を超える過変調制御モード、矩形波制御モードに順に切り替える。
【０００３】
図１８（ａ）〜（ｃ）に、これら３つの制御モードを模式的に示す。図１８（ａ）の正弦波制御モードでは、三角波比較によるＰＷＭ制御における三角波の振幅以下の振幅で正弦波状の出力電圧指令値を生成してＰＷＭ信号に変換する。図１８（ｂ）の過変調制御モードでは、三角波の振幅を超えた振幅で正弦波状の出力電圧指令値を生成してＰＷＭ信号に変換する。図１８（ｃ）の矩形波制御モードでは、ハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波信号を生成する。低回転低トルク領域においては正弦波制御モードを用いることで電動機を応答性よく制御するとともに、低回転域であっても滑らかな回転を得ることができる。また、高回転高トルク領域において矩形波制御モードを用いることで、直流電源の電圧利用率を向上させて高回転域での出力を向上させるとともに、銅損の発生やスイッチング損失を抑えてエネルギ効率を向上させることができる（特許文献１，２参照）。これら３つの制御モードでは、予め用意されたメモリに記憶された制御モード設定用マップを参照しつつ、回転数及び出力トルクに応じて順次切り替えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００９−１６５３２６号公報
【特許文献２】特開２００８−２５３０００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、回転数及び出力トルクに応じて３つの制御モードを切り替える方法は、これを実現するための装置構成が比較的複雑なものとなる。また、制御モードをある制御モードから次の制御モードに切り替える際にトルク変動が生じる可能性がある。
【０００６】
なお、交流電動機の駆動制御として、空間ベクトル変調（ＳＰＭ）も提案されているが、基準電圧を生成するためにリアルタイムで複雑な方程式を解かなくてはならない、あるいはより多くの電動機パラメータに依存する等の問題がある。
【０００７】
本発明の目的は、制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御することができる駆動制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、交流電動機の駆動制御装置であって、制御目標である基準電圧信号を生成する生成手段と、前記生成手段からの前記基準電圧信号を、交流電動機の速度に応じて正弦波信号と矩形波信号を加算した信号として修正して出力する修正手段と、前記修正手段で修正された基準電圧信号をＰＷＭ変調してインバータのスイッチング素子に供給する変調手段とを備え、前記修正された基準電圧信号を用いた単一制御モードで制御することを特徴とする。
【０００９】
本発明の１つの実施形態では、交流電動機の速度あるいはトルクに応じ、交流電動機の速度あるいはトルクが増大する程その値が増大する角度パラメータＤｅｌｔａ（但し、０≦Ｄｅｌｔａ≦６０）を演算する手段を備え、前記修正手段は、角度パラメータＤｅｌｔａを用いて、Ｄｅｌｔ領域を正弦波信号、６０−Ｄｅｌｔａ領域を矩形波領域として、交互に正弦波領域と矩形波領域が出現するように前記基準電圧信号を修正する。
【００１０】
本発明の他の実施形態では、前記修正手段は、前記生成手段からの３相の前記基準電圧信号をそれぞれＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎとし、
電圧値Ｖｍ＝｛Ｖａｎ２＋（Ｖｂｎ−Ｖｃｎ）２／３｝１／２
を演算する手段と、前記Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎの絶対値Ａｂｓが、
Ｖｍ・ｓｉｎ(π／６−Ｄｅｌｔａ／２)≦Ａｂｓ≦Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段と、
Ａｂｓ＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段とを備える。
【００１１】
また、本発明の他の実施形態では、前記生成手段は、スカラー制御あるいはベクトル制御のいずれかにより前記基準電圧信号を生成する。すなわち、本発明は、スカラー制御、ベクトル制御によらずいずれの制御方法にも適用できる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、制御モードを切り替えることなくシームレスで交流電動機を駆動制御することができる。従って、本発明によれば制御モードの切り替えに起因するトルク変動を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】実施形態の基本システム構成図である。
【図２】モータ速度に応じた磁束軌跡の変化説明図である。
【図３】基準電圧信号Ｖａｂ及び磁束軌跡説明図である。
【図４】基準電圧信号Ｖａｎ及び磁束軌跡説明図である。
【図５】基準電圧信号Ｖａｎの波形説明図である。
【図６】従来のＰＷＭ変調器の構成図である。
【図７】修正されたＰＷＭ変調器の構成図である。
【図８】基準電圧信号演算器の演算処理フローチャートである。
【図９】スカラー制御の駆動制御装置のシステム構成図である。
【図１０】ベクトル制御の駆動制御装置のシステム構成図である。
【図１１】Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎの波形説明図である。
【図１２】ＶａｎとＰＷＭ変調信号の波形説明図である。
【図１３】ＶａｂとＰＷＭ変調信号の波形説明図である。
【図１４】Ｖａｂ、Ｖｂｃ、ＶｃａのＰＷＭ変調信号の波形説明図である。
【図１５】Ｄｅｌｔａ＝０における磁束軌跡説明図である。
【図１６】Ｄｅｌｔａ＝３０における磁束軌跡説明図である。
【図１７】Ｄｅｌｔａ＝６０における磁束軌跡説明図である。
【図１８】従来の制御モードの切替説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００１５】
図１に、本実施形態における基本システム構成図を示す。システムは、バッテリ１と、このバッテリ１に接続される昇圧コンバータ２と、昇圧コンバータ２に接続されるインバータ３と、インバータ３に接続される交流モータ４から構成される。インバータ３は、３相の各相がそれぞれ互いに直列接続された２個のスイッチングトランジスタから構成される。インバータ３の合計６個のスイッチングトランジスタのゲート端子に制御信号が供給され、直流電圧を変換して交流モータ４を駆動制御する。
【００１６】
交流モータ４を駆動制御する際に、既述したように正弦波制御から矩形波制御に順次切り替えて制御する際には、制御モードの切り替え時においてトルク変動が生じる。トルク変動を抑制するためには、正弦波制御から矩形波制御までシームレスに制御を遷移させることが必要となる。
【００１７】
図２（ａ）〜（ｆ）に、正弦波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）、これに対応するＰＷＭ変調信号及び生じる磁束、矩形波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）、これに対応するＰＷＭ変調信号及び生じる磁束を示す。
【００１８】
図２（ａ）は制限波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）であり、３相をそれぞれａ相、ｂ相、ｃ相とした場合の、各相間の電圧信号ＶａｂＲｅｆ、ＶｂｃＲｅｆ、ＶｃａＲｅｆを示す。ここで、例えばＶａｂＲｅｆは、ａ相とｂ相間の基準電圧信号を示す。
【００１９】
また、図２（ｂ）は、図２（ａ）に示す各基準電圧信号を三角波と比較してＰＷＭ変調した後のＰＷＭ変調信号である。図２（ｃ）は、図２（ｂ）に示すＰＷＭ変調信号でインバータ３をスイッチング制御したときの磁束を示す。インバータ３のスイッチングモードの組み合わせ（ａ相（あるいはｕ相）、ｂ相（あるいはｖ相）、ｃ相（あるいはｗ相）の各スイッチのオンオフ）に応じて電圧ベクトルは８種類存在する。すなわち、ｖ０（０００）、ｖ１（１００）、ｖ２（１１０）、ｖ３（０１０）、ｖ４（０１１）、ｖ５（００１）、ｖ６（１０１）、ｖ７（１１１）である。これらの中で、ｖ０（０００）及びｖ７（１１１）はゼロベクトルであり、他は非ゼロベクトルである。磁束ベクトルは、電圧ベクトルの積分として表現される。電圧降下が小さいものとすると、磁束の軌跡は、インバータ電圧ベクトルの方を向く。インバータ３の出力が非ゼロベクトルのいずれかであると、磁束は出力電圧に比例した速度で移動する。ゼロベクトルの場合には、移動速度はとても小さく近似的にゼロとみなすことができる。従って、電圧ベクトルを適当に選択することによって、磁束は特定の軌跡に沿って移動する。インバータ電圧ベクトルは、π／３のステップで周期的に変化する。基準電圧信号が正弦波信号の場合、磁束の軌跡はｄ軸とｑ軸からなるｄ−ｑ平面において円形となる。
【００２０】
一方、図２（ｄ）は、矩形波制御における基準電圧信号（出力電圧指令値）であり、３相をそれぞれａ相、ｂ相、ｃ相とした場合の、各相間の電圧信号ＶａｂＲｅｆ、ＶｂｃＲｅｆ、ＶｃａＲｅｆを示す。
【００２１】
また、図２（ｅ）は、図２（ｄ）に示す各基準電圧信号を三角波と比較してＰＷＭ変調した後のＰＷＭ変調信号である。図２（ｆ）は、図２（ｅ）に示すＰＷＭ変調信号でインバータ３をスイッチング制御したときの磁束を示す。基準電圧信号が矩形波信号の場合、磁束の軌跡はｄ−ｑ平面において六角形となる。
【００２２】
このように、基準電圧信号が正弦波の場合には磁束の軌跡は円形となり、基準電圧信号が矩形波信号の場合には磁束の軌跡は六角形となる。従って、基準電圧信号として、制限波と矩形波を加算した加算基準電圧信号を想定すると、加算して得られた新たな基準電圧信号により生じる磁束の軌跡は、円形と六角形の組み合わせとなる。すなわち、新たな基準電圧信号として、正弦波領域と矩形波領域が交互に存在するような信号とすると、磁束の軌跡は、正弦波に対応する円形領域と、矩形波に対応する六角形領域が交互に出現する。
【００２３】
図３に、基準電圧信号としてＶａｂＲｅｆを例にとり、正弦波信号と矩形波信号を加算した場合の磁束の軌跡を示す。図３（ａ）は矩形波状の基準電圧信号であり、図３（ｂ）はこれに対応するＰＷＭ変調信号である。また、図３（ｃ）は正弦波状の基準電圧信号であり、図３（ｄ）はこれに対応するＰＷＭ変調信号である。図３（ｅ）は、これら２つの信号を加算した信号（正弦波信号＋矩形波信号）により生じる磁束の軌跡である。矩形波信号部分では、図２（ｆ）に示すような六角形の軌跡を反映した直線状の軌跡となる。一方、正弦波信号部分では、図２（ｃ）に示すような円形の軌跡を反映した円弧状の軌跡となる。従って、矩形波信号の領域を規定する角度パラメータをＤｅｌｔａ、正弦波信号の領域を規定する角度パラメータを６０−Ｄｅｌｔａ度とすると、Ｄｅｌｔａの角度で直線状の軌跡となり、６０−Ｄｅｌｔａの角度で円弧状の軌跡となる。矩形波信号の領域では、インバータ電圧ベクトルは切り替えられずにそのまま維持されるため結果として六角形状となるから、Ｄｅｌｔａはインバータ電圧べクトルの非切替領域を規定するパラメータともいえる。
【００２４】
図において、矩形波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｑｕａｒｅ Ｗａｖｅ」、正弦波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｉｎ Ｗａｖｅ」として示す。Ｄｅｌｔａを０度から６０度まで連続的に変化させることで、基準電圧信号は正弦波信号から矩形波信号に連続的に変化することとなり、これに応じて磁束の軌跡も円形から六角形に連続に変化していく。
【００２５】
図４に、ａ相の基準電圧信号の例を示す。図４（ａ）はａ相の基準電圧信号であり、正弦波信号と矩形波信号を加算した加算基準電圧信号である。図４（ｂ）は、これに対応するＰＷＭ変調信号である。図４（ｃ）は、加算基準電圧信号により生じる磁束の軌跡である。矩形波信号の占有する角度をＤｅｌｔａ度、正弦波信号成分の占有する部分を６０−Ｄｅｌｔａ度とすると、Ｄｅｌｔａの角度で直線状の軌跡となり、６０−Ｄｅｌｔａの角度で円弧状の軌跡となる。図において、矩形波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｑｕａｒｅ Ｗａｖｅ」、正弦波信号により生じる磁束軌跡部分を「Ｓｉｎ Ｗａｖｅ」として示す。Ｄｅｌｔａを０度から６０度まで連続的に変化させることで、基準電圧信号は正弦波信号から矩形波信号に連続的に変化することとなり、これに応じて磁束の軌跡も円形から六角形に連続に変化していく。
【００２６】
図５に、ａ相の基準電圧信号の波形をより詳しく示す。正弦波信号と矩形波信号を加算して生成されるものである。矩形波信号の占有する角度をＤｅｌｔａ度、正弦波信号成分の占有する部分を６０−Ｄｅｌｔａ度として、矩形波領域と正弦波領域が交互に出現する。０度から順に説明すると、０度から（６０−Ｄｅｌｔａ）／２度までは正弦波領域であり、次にＤｅｌｔａ度の間は矩形波領域となり、次に、６０−Ｄｅｌｔａ度の間は正弦波領域であり、その後、Ｄｅｌｔａ度の間は矩形波領域となる。以後、これを繰り返す。ｂ相、ｃ相の基準電圧信号についても同様である。Ｄｅｌｔａを連続的に０度から６０度まで変化させることで、基準電圧信号の波形は正弦波信号から矩形波信号に連続的に変化する。すなわち、Ｄｅｌｔａ＝０度では正弦波信号であり、Ｄｅｌｔａ＝６０度では矩形波信号となる。図２に示すように、３つの制御モードを切り替えることで低回転低トルクの場合の円形軌跡から高回転高トルクの場合の六角形軌跡まで変化する。これに対し、本実施形態では、基準電圧信号を正弦波信号と矩形波信号を加算した信号とし、この加算の割合を示す角度Ｄｅｌｔａなるパラメータを連続的に変化させることで、磁束の軌跡を円形軌跡から六角形軌跡まで連続的に変化させることができる。従って、本実施形態により制御モードを切り替えることなくシームレスな制御が可能となる。本実施形態では、このように制御モードを切り替える必要がないので、制御モード切替に伴うトルク変動も生じない。
【００２７】
以下、本実施形態の駆動制御装置の構成について、具体的に説明する。
【００２８】
図６に、従来のＰＷＭ変調器の構成を示す。ａ相、ｂ相、ｃ相各相の基準電圧信号（出力電圧指令値）Ｖａｎ、Ｖｂｎ、ＶｃｎがＰＷＭ変調器１０に供給される。ＰＷＭ変調器１０では、供給された基準電圧信号と所定の三角波とを比較して、ＰＷＭ変調信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ＰＷＭ３として出力し、インバータ３のスイッチングトランジスタをオンオフ制御する。
【００２９】
一方、図７に、本実施形態におけるＰＷＭ変調器１２の構成を示す。ＰＷＭ変調器１２は、従来のＰＷＭ変調器１０と、このＰＷＭ変調器１０の前段に設けられる基準電圧信号演算器１１から構成される。基準電圧信号演算器１１には、基準電圧信号（出力電圧指令値）Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎが供給される。基準電圧信号演算器１１は、基準電圧信号Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎから角度パラメータＤｅｌｔａを用いて新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成してＰＷＭ変調器１０に出力する。新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗは、図５に示すような信号であり、正弦波信号と矩形波信号をＤｅｌｔａを用いて加算（あるいは混合）した信号である。
【００３０】
図８に、図７における基準電圧信号演算器１１における演算処理のフローチャートを示す。ａ相の基準電圧信号の生成について示すが、ｂ相、ｃ相についても同様である。まず、入力したＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎに対し、
Ｖｍ＝｛Ｖａｎ２＋（Ｖｂｎ−Ｖｃｎ）２／３｝１／２
により電圧値Ｖｍを演算する（Ｓ１０１）。
【００３１】
次に、角度パラメータのＤｅｌｔａを用いてＶｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）を演算し、これとＶａｎの絶対値Ａｂｓ（Ｖａｎ）とを大小比較する。
【００３２】
すなわち、
Ａｂｓ（Ｖａｎ）＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）
であるか否かを判定する（Ｓ１０２）。
【００３３】
そして、Ａｂｓ（Ｖａｎ）がＶｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）より大きい場合には、次に、Ｖａｎの絶対値とＶｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）とを大小比較する。すなわち、
Ａｂｓ（Ｖａｎ）＜Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
であるか否かを判定する（Ｓ１０３）。
【００３４】
Ｓ１０２でＹＥＳであり、かつ、Ｓ１０３でＹＥＳの場合、すなわち、
Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）≦Ａｂｓ（Ｖａｎ）≦Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
の場合には、新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗとして、
ＶａｎＮｅｗ＝Ｖｍ・ｓｉｇｎ（Ｖａｎ）
とする（Ｓ１０６）。ここで、ｓｉｇｎ（Ｖａｎ）は、Ｖａｎの符号がプラスであればプラス、Ｖａｎの符号がマイナスであればマイナスとなる関数である。これは、Ｖａｎのこの部分を矩形波で置換することに対応する。
【００３５】
一方、Ｓ１０２でＮＯ、あるいはＳ１０３でＮＯの場合には、さらに、Ｖａｎの絶対値とＶｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）を大小比較する。すなわち、
Ａｂｓ（Ｖａｎ）＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）
であるか否かを判定する（Ｓ１０４）。
【００３６】
Ｓ１０４でＹＥＳの場合には、同様に新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗとして、
ＶａｎＮｅｗ＝Ｖｍ・ｓｉｇｎ（Ｖａｎ）
とする（Ｓ１０６）。他方、Ｓ１０４でＮＯの場合には、今のＶａｎをそのまま新たなＶａｎＮｅｗとする（Ｓ１０５）。これは、Ｖａｎのこの部分をそのまま正弦波として残すことに対応する。
【００３７】
以上のようにして、正弦波状のＶａｎが、正弦波と矩形波が結合した新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗとして生成され出力される。図８の処理から分かるように、Ｄｅｌｔａが０度の場合には、常に、
ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
＝ｓｉｎ（π／６）
であり、Ｓ１０２あるいはＳ１０３のいずれかでＮＯと判定され、さらにＳ１０４でもＮＯと判定されるため、Ｓ１０５でＶａｎがそのままＶａｎＮｅｗとして生成される。これは、新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗが正弦波のままであることを意味する。
【００３８】
また、Ｄｅｌｔａが６０度の場合には、
ｓｉｎ（π／６−Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（０）
ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（６０）
であり、
ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）＝ｓｉｎ（６０）
であるから、Ｓ１０３あるいはＳ１０４でＹＥＳと判定され、Ｓ１０６で矩形波が生成される。これは、新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗが矩形波であることを意味する。
【００３９】
図７に示す本実施形態のＰＷＭ変調器１２（以下、これを適宜、修正ＰＷＭ変調器と称する）は、種々のモータ駆動制御装置に適用することが可能である。例えば、図９に示すスカラー制御のモータ駆動装置に適用でき、あるいは図１０に示すベクトル制御のモータ駆動装置に適用できる。
【００４０】
図９において、モータ駆動制御装置は、スカラー制御器２０と、修正ＰＷＭ変調器１２と、インバータ３と、基本コンポーネント演算器２２と、Ｄｅｌｔａ演算器２４を備える。
【００４１】
スカラー制御器２０は、目標速度ωｒ＊が入力され、これに基づいて基準電圧信号（出力電圧指令値）Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎを演算して出力する。スカラー制御であるから、フィードバック成分は存在しない。
【００４２】
修正ＰＷＭ変調器１２は、図７に示すＰＷＭ変調器１２であり、入力されたＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎから新たなＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成して出力する。修正ＰＭＷ変調器１２は、Ｄｅｌｔａ演算器２４から供給された角度パラメータＤｅｌｔａに基づいて新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成する。
【００４３】
基本コンポーネント演算器２２は、目標速度ωｒ＊と現在のモータ速度ωｃとに基づいて基本係数ｆｃを演算する。基本コンポーネント演算器２２は、差分器及び比例積分器を有し、目標速度ωｒ＊と現在の速度ωｃとの差分を演算し、その誤差を比例積分器で比例積分して基本係数ｆｃを演算する。
【００４４】
Ｄｅｌｔａ演算器２４は、基本係数ｆｃに基づいて角度パラメータＤｅｌｔａを演算する。具体的には、
ｆｃ＝１／π｛８ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２）＋π−３Ｄｅｌｔａ｝
の関係にあり、この関係式を用いてＤｅｌｔａを演算する。基本係数ｆｃが増大するほど、Ｄｅｌｔａもこれに応じて増大していく。基本係数ｆｃが１の場合、Ｄｅｌｔａは０度である。
【００４５】
図１０において、モータ制御駆動装置は、トルク補償器３０と、磁束演算器３２と、ｄ−ｑ変換器３４と、２相／３相変換器３６と、修正ＰＭＷ変調器１２と、インバータ３と、基本コンポーネント演算器２２と、Ｄｅｌｔａ演算器２４と、評価器４２とを備える。
【００４６】
トルク補償器３０は、Ｄｅｌｔａ演算器２４で演算される角度パラメータＤｅｌｔａに基づいて目標トルクＴｅ＊を補正する。具体的には、
補償トルク＝π／３・Ｔｅ＊｛Ｄｅｌｔａ−ｃｏｓ（Ｄｅｌｔａ／２）Ｌｎ｛（１＋ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２））／（１−ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２））｝｝
により目標トルクＴｅ＊を補正する。要するに、Ｄｅｌｔａが増大するに従って目標トルクＴｅ＊が増大するように補正する。なお、目標トルクＴｅ＊は、目標速度ωｒ＊と現在の速度ωｃとの誤差をＰＩ部で比例積分して得られる。
【００４７】
磁束演算部３２は、予め用意されたマップを用いてモータ速度ωｃに対応する目標磁束Ψ＊を演算して出力する。
【００４８】
ｄ−ｑ変換器３４は、目標トルクＴｅ＊と現在のトルクＴｅとの差、及び目標磁束Ψ＊と現在の磁束Ψとの差を用いた比例積分により、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算して出力する。
【００４９】
２相／３相変換器３６は、ｄ軸、ｑ軸の２相をａ相、ｂ相、ｃ相の３相に変換し、Ｖｄ＊及びＶｑ＊からＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎを演算して出力する。２相／３相変換器３６は、２相電圧信号を３相電圧信号に変換する際に、評価器４２で演算される位相角ρｓを用いる。評価器４２は、モータのロータ角θｒ及びモータ速度ωｃに基づいて位相角ρｓを演算する。
【００５０】
基本コンポーネント演算器２２は、目標トルクＴｅ＊と現在のトルクＴｅとの差、及び目標速度ωｒ＊と現在のモータ速度ωｃとに基づいて基本係数ｆｃを演算する。基本コンポーネント演算器２２は、差分器及び比例積分器を有し、これらの信号の誤差を比例積分器で比例積分して基本係数ｆｃを演算する。
【００５１】
Ｄｅｌｔａ演算器２４は、基本係数ｆｃに基づいて角度パラメータＤｅｌｔａを演算する。具体的には、
ｆｃ＝１／π｛８ｓｉｎ（Ｄｅｌｔａ／２）＋π−３Ｄｅｌｔａ｝
の関係にあり、この関係式を用いてＤｅｌｔａを演算する。
【００５２】
修正ＰＷＭ変調器１２は、図７に示すＰＷＭ変調器１２であり、入力されたＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎから新たなＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成して出力する。修正ＰＭＷ変調器１２は、Ｄｅｌｔａ演算器２４から供給された角度パラメータＤｅｌｔａに基づいて新たな基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、ＶｂｎＮｅｗ、ＶｃｎＮｅｗを生成する。
【００５３】
このように、本実施形態の修正ＰＷＭ変調器１２は、スカラー制御、ベクトル制御のいずれにも用いることができる。
【００５４】
以下に、本実施形態における新たな基準電圧信号を用いてインバータ３を制御した場合のコンピュータシミュレーション結果を示す。
【００５５】
図１１は、修正ＰＷＭ変調器１２で生成される新たな基準電圧信号であり、図１１（ａ）はａ相の基準電圧信号ＶａｎＮｅｗ、図１１（ｂ）はｂ相の基準電圧信号ＶｂｎＮｅｗ、図１１（ｃ）はｃ相の基準電圧信号ＶｃｎＮｅｗである。
【００５６】
図１２は、ａ相の基準電圧信号とこれに対応するＰＷＭ変調信号であり、図１２（ａ）は基準電圧信号ＶａｎＮｅｗであり、図１２（ｂ）はそのＰＭＷ変調信号である。
【００５７】
図１３は、ａ相とｂ相間の基準電圧信号（ライン間基準電圧信号）とこれに対応するＰＷＭ変調信号であり、図１３（ａ）は基準電圧信号ＶａｂＮｅｗ、図１３（ｂ）はそのＰＷＭ変調信号である。
【００５８】
図１４は、ａ相とｂ相間、ｂ相とｃ相間、ｃ相とａ相間の基準電圧信号をＰＷＭ変調した信号をまとめて示したものであり、図１４（ａ）はＶａｂＮｅｗの変調信号、図１４（ｂ）はＶｂｃＮｅｗの変調信号、図１４（ｃ）はＶｃａＮｅｗの変調信号である。
【００５９】
図１５は、角度パラメータＤｅｌｔａ＝０度の場合の、ＶａｂＮｅｗ、ＶｂｃＮｅｗ、ＶｃａＮｅｗの各ＰＷＭ変調信号と磁束軌跡であり、図１５（ａ）はＶａｂＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１５（ｂ）はＶｂｃＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１５（ｃ）はＶｃａＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１５（ｄ）はこのときの磁束軌跡である。Ｄｅｌｔａ＝０度の場合、磁束軌跡はｄ軸、ｑ軸の２次元平面において円形となる。
【００６０】
図１６は、角度パラメータＤｅｌｔａ＝３０度の場合の、ＶａｂＮｅｗ、ＶｂｃＮｅｗ、ＶｃａＮｅｗの各ＰＷＭ変調信号と磁束軌跡であり、図１６（ａ）はＶａｂＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１６（ｂ）はＶｂｃＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１６（ｃ）はＶｃａＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１６（ｄ）はこのときの磁束軌跡である。Ｄｅｌｔａ＝３０度の場合、磁束軌跡は円形軌跡と直線軌跡の混合となる。
【００６１】
図１７は、角度パラメータＤｅｌｔａ＝６０度の場合の、ＶａｂＮｅｗ、ＶｂｃＮｅｗ、ＶｃａＮｅｗの各ＰＷＭ変調信号と磁束軌跡であり、図１７（ａ）はＶａｂＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１７（ｂ）はＶｂｃＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１７（ｃ）はＶｃａＮｅｗのＰＷＭ変調信号、図１７（ｄ）はこのときの磁束軌跡である。Ｄｅｌｔａ＝６０度の場合、磁束軌跡は六角形となる。
【００６２】
既述したように、Ｄｅｌｔａは、基本係数ｆｃが増大するに従って０度から順次６０度まで増加していく。モータ速度との関係では、低速域では基本係数ｆｃは小さいため、これに応じてＤｅｌｔａも小さく、磁束軌跡は図１５のように円形である。モータ速度が大きくなると、基本係数ｆｃも大きくなり、これに応じてＤｅｌｔａも順次増大し、磁束軌跡は図１６のように一定ではなく変動する。さらにモータ速度が大きくなる高速域では基本係数ｆｃもさらに大きくなり、これに応じてＤｅｌｔａも６０度近傍となり、磁束軌跡は図１７のように六角形となる。
【００６３】
なお、図１５と図１７を比較すれば明らかなように、磁束軌跡が六角形状に変化すると平均トルクが減少する。このため、Ｄｅｌｔａに応じて減少する平均トルクを補償する必要がある。上記のトルク補償器３０が存在する所以である。図９に示すスカラー制御の場合にも、同様にＤｅｌｔａに応じて目標速度ωｒ＊をＤｅｌｔａに応じて補正してもよい。
【００６４】
以上より、基準電圧信号として正弦波信号と矩形波信号を、角度パラメータＤｅｌｔａを用いて加算（あるいは混合ないし結合）し、この加算基準電圧信号をＰＷＭ変調して得られる信号でインバータ３をスイッチング制御することで、シームレスに磁束軌跡を円形から六角形に遷移させることができる。従って、車両の低回転低トルク域から高回転高トルク領域にわたって、制御モードを切り替えることなく、角度パラメータＤｅｌｔａを連続的に変化させるだけで対応することができ、制御モードの切り替えにより生じるトルク変動を防止できる。
【００６５】
また、本実施形態では、従来のように複数モードの制御を切り替えるのではなく、角度パラメータＤｅｌｔａを用いた単一制御モードによりモータ４を駆動制御できるので、構成がよりシンプルとなる。
【００６６】
さらに、本実施形態の修正ＰＷＭ変調器１２は、供給される出力電圧指令値あるいは基準電圧信号から角度パラメータＤｅｌｔａを用いて新たな基準電圧信号を生成するものであり、供給される出力電圧指令値あるいは基準電圧信号がスカラー制御で生成されたのか、あるいはベクトル制御で生成されたのかは問わない。すなわち、本実施形態の修正ＰＷＭ変調器１２は、スカラー制御及びベクトル制御のいずれにも適用できる汎用性を備えている。
【符号の説明】
【００６７】
１ バッテリ、２ 昇圧コンバータ、３ インバータ、４ モータ、１０ ＰＷＭ変調器、１１ 基準電圧信号演算器、１２ 修正ＰＷＭ変調器、２４ Ｄｅｌｔａ演算器。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機の駆動制御装置であって、
制御目標である基準電圧信号を生成する生成手段と、
前記生成手段からの前記基準電圧信号を、交流電動機の速度に応じて正弦波信号と矩形波信号を加算した信号として修正して出力する修正手段と、
前記修正手段で修正された基準電圧信号をＰＷＭ変調してインバータのスイッチング素子に供給する変調手段と、
を備え、前記修正された基準電圧信号を用いた単一制御モードで制御することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
交流電動機の速度あるいはトルクに応じ、交流電動機の速度あるいはトルクが増大する程その値が増大する角度パラメータＤｅｌｔａ（但し、０≦Ｄｅｌｔａ≦６０）を演算する手段
を備え、
前記修正手段は、角度パラメータＤｅｌｔａを用いて、Ｄｅｌｔａ領域を正弦波信号、６０−Ｄｅｌｔａ領域を矩形波領域として、交互に正弦波領域と矩形波領域が出現するように前記基準電圧信号を修正する
ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項３】
請求項２記載の装置において、
前記修正手段は、
前記生成手段からの３相の前記基準電圧信号をそれぞれＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎとし、
電圧値Ｖｍ＝｛Ｖａｎ２＋（Ｖｂｎ−Ｖｃｎ）２／３｝１／２
を演算する手段と、
前記Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎの絶対値Ａｂｓが、
Ｖｍ・ｓｉｎ(π／６−Ｄｅｌｔａ／２)≦Ａｂｓ≦Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段と、
Ａｂｓ＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段と、
を備えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の装置において、
前記生成手段は、スカラー制御あるいはベクトル制御のいずれかにより前記基準電圧信号を生成することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項１】
交流電動機の駆動制御装置であって、
制御目標である基準電圧信号を生成する生成手段と、
前記生成手段からの前記基準電圧信号を、交流電動機の速度に応じて正弦波信号と矩形波信号を加算した信号として修正して出力する修正手段と、
前記修正手段で修正された基準電圧信号をＰＷＭ変調してインバータのスイッチング素子に供給する変調手段と、
を備え、前記修正された基準電圧信号を用いた単一制御モードで制御することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
交流電動機の速度あるいはトルクに応じ、交流電動機の速度あるいはトルクが増大する程その値が増大する角度パラメータＤｅｌｔａ（但し、０≦Ｄｅｌｔａ≦６０）を演算する手段
を備え、
前記修正手段は、角度パラメータＤｅｌｔａを用いて、Ｄｅｌｔａ領域を正弦波信号、６０−Ｄｅｌｔａ領域を矩形波領域として、交互に正弦波領域と矩形波領域が出現するように前記基準電圧信号を修正する
ことを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項３】
請求項２記載の装置において、
前記修正手段は、
前記生成手段からの３相の前記基準電圧信号をそれぞれＶａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎとし、
電圧値Ｖｍ＝｛Ｖａｎ２＋（Ｖｂｎ−Ｖｃｎ）２／３｝１／２
を演算する手段と、
前記Ｖａｎ、Ｖｂｎ、Ｖｃｎの絶対値Ａｂｓが、
Ｖｍ・ｓｉｎ(π／６−Ｄｅｌｔａ／２)≦Ａｂｓ≦Ｖｍ・ｓｉｎ（π／６＋Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段と、
Ａｂｓ＞Ｖｍ・ｓｉｎ（π／２−Ｄｅｌｔａ／２）
を満たすか否かを判定し、満たす場合に前記正弦波信号を前記電圧値Ｖｍを振幅とする前記矩形波信号に置換する手段と、
を備えることを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の装置において、
前記生成手段は、スカラー制御あるいはベクトル制御のいずれかにより前記基準電圧信号を生成することを特徴とする交流電動機の駆動制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２０１２−５０１７３（Ｐ２０１２−５０１７３Ａ）
【公開日】平成２４年３月８日（２０１２．３．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１８７２８５（Ｐ２０１０−１８７２８５）
【出願日】平成２２年８月２４日（２０１０．８．２４）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月８日（２０１２．３．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月２４日（２０１０．８．２４）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【Ｆターム（参考）】
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