信号処理装置
【課題】ＤＣノイズに埋もれた信号を検出する。
【解決手段】所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換を、取得した信号についてのデータ列に施すことで、信号波形に高調波成分を増加させる変更を加える。そして、変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用して信号を検出する。
【解決手段】所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換を、取得した信号についてのデータ列に施すことで、信号波形に高調波成分を増加させる変更を加える。そして、変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用して信号を検出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、取得したデータ列を処理する信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車等の移動体におけるレーダとして、ＦＭ−ＣＷレーダが広く採用されている。このＦＭ−ＣＷレーダでは、ホモダイン方式で受信系を構成する場合に、受信系に使用する基本波ミキサにおけるＤＣ近傍のノイズの影響により、受信系の雑音指数が劣化し、目標の探知距離性能が低下していた。
【０００３】
そこで、送信信号または局発信号に変調手段を設け、受信系に使用するミキサに入力される受信信号と局発信号のどちらか一方の周波数を中間周波数分だけオフセットさせてビデオ信号を得ることが提案されている（特許文献１参照）。これにより、ＤＣ近傍のノイズの影響が少なくなり、受信系の雑音指数が改善でき、ＦＭ−ＣＷレーダにおける目標の探知距離性能の向上を図ることが可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−１０９０２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１では、中間周波数ＦＩＦを発生するための発振器が必要になるという問題がある。また、中間周波数ＦＩＦが存在しない従来のＦＭ−ＣＷレーダで生じるビート信号をＦｂとすると、このレーダで得られるビート信号はＦＩＦ＋ＦｂまたはＦＩＦ−Ｆｂとなる。ＦＩＦ−Ｆｂ＞０でないと周波数の折り返しが生じてしまい誤検出の原因になるため、ＦＩＦ＞＞Ｆｂとする必要がある。従って、ビート信号の周波数が高くなり、Ａ／Ｄサンプリング周波数も高くする必要があるため、一般的にコストアップになってしまう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、取得した信号についてのデータ列を処理する信号処理装置において、所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、信号波形に高調波成分を増加させる変更を加え、変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してデータ列に含まれる信号を検出することを特徴とする。
【０００７】
また、前記データ列は時間間隔で取得したものであることが好適である。
【０００８】
また、前記データ列のデータ間隔は一定であることが好適である。
【０００９】
また、前記周波数解析には、ＦＦＴを利用することが好適である。
【００１０】
また、前記上限dmaxおよび下限dminは、取得した信号の基準値を境として対称な直線または曲線であることが好適である。
【００１１】
また、前記dmaxと、dminは、直線であり、取得したデータの最大値、最小値、および平均値のいずれかに基づいて、それぞれデータの最大値より小さい値、データの最小値より大きい値に設定されることが好適である。
【００１２】
また、本発明は、送信信号と受信信号を混合して得られるビート信号を所定の時間間隔で取得して得た時系列データを処理する信号処理装置において、所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、データ列の大きさの変化について強制的な変更を加え、変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してビート信号を検出することを特徴とする。
【００１３】
また、前記時系列データの時間間隔を一定時間間隔とし、周波数解析にＦＦＴを利用することが好適である。
【００１４】
また、変換された時系列データによる周波数解析結果と、変換前の時系列データを周波数解析した結果との違いによってターゲットの存在を判断することが好適である。
【発明の効果】
【００１５】
簡単な信号処理によって、ＤＣ近傍のノイズに隠されて検出できない信号の検出をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】レーダの全体構成を示す図である。
【図２】レーダの受信信号、ビート信号、ＤＣノイズを示す図である。
【図３】変換後の受信信号を示す図である。
【図４】周波数解析結果（ビート信号７０Ｈｚ）を示す図である。
【図５】周波数解析結果（ビート信号５０Ｈｚ）を示す図である。
【図６】周波数解析結果（ビート信号４０Ｈｚ）を示す図である。
【図７】受信信号の変換を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１に、本実施形態にレーダの全体構成を示す。ここでは、一例としてＦＭ−ＣＷ方式のホモダイン式とした。
【００１９】
発振器１０からの送信信号は方向性結合器１２を介し送信アンテナ１４に供給される。従って、送信アンテナから電波がターゲットに向けて送信される。
【００２０】
ターゲットによって反射された電波（反射波）は、受信アンテナ２０によって受信される。受信アンテナ２０で得られた受信信号は、ミキサ２２において、方向性結合器１２から供給される送信信号と混合され、差分についてのビート信号が得られ、これがローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４において、高周波成分が除去されてＡ／Ｄ変換器２６に供給される。Ａ／Ｄ変換器２６は、受信信号についてデジタル信号に変換し、これを信号処理装置２８に供給する。そこで、信号処理装置がデジタルの受信信号について信号処理して、ターゲットを検出する。
【００２１】
ここで、このレーダは、ＦＭ−ＣＷレーダであり、図に示すように、送信波の周波数が時間軸上で所定の傾きで上昇する上昇フェーズと、下降する下降フェーズからなる信号を繰り返すものであり、送信信号と受信信号はその時間遅れ分のずれに伴う周波数差を有するとともに、ターゲットの相対速度に応じた周波数変化を有している。
【００２２】
このようなレーダにおいて、ターゲットまでの距離をＲとすると、その反射波によって生じるビート信号の周波数Ｆｂは以下のようになる。ただし、ここでは簡単のためにターゲットとの相対速度は無いものとする。
Ｆｂ（Ｒ）＝（ΔＦ／Ｔ）×２Ｒ／ｃ
ここで、ΔＦ／Ｔは周波数の時間変化、ｃは電波の伝搬速度である。
【００２３】
一方、ＤＣノイズはミキサ２２の内部で生じる熱雑音だけでなく、送信波が送信アンテナから受信アンテナに直接またはレドームの反射などによって回り込んだ電波や、送信アンテナで反射された送信信号が方向性結合器を通ってミキサ２２に流れること等によって生じるもので、その周波数は等価的な距離Ｒｏを用いてＦｂ（Ｒｏ）と表され、Ｆｂ（Ｒ）に比べて小さいことが普通である。Ａ／Ｄ変換器２６のサンプリングで取得した受信信号（ビート信号＋ＤＣノイズ）の時系列データが一定時間間隔で得られているとすると、取得したデータをＦＦＴで周波数解析することができる。すると、周波数Ｆｂ（Ｒｏ）とＦｂ（Ｒ）の２ヶ所にピークを生じる。このうちＦｂ（Ｒｏ）のピークはターゲットの存在に関わらず常に生じる。一方、Ｆｂ（Ｒ）は、ターゲットが存在するときにのみ生じ、この周波数からターゲットまでの距離を推定できる。
【００２４】
図４〜６には、Ｆｂ（Ｒｏ）＝１０Ｈｚ、Ｆｂ（Ｒ）＝７０，５０，４０Ｈｚの３つにそれぞれ設定した場合の周波数解析結果を示している。
【００２５】
ターゲットが極めて近距離に存在した場合、図４〜６の「thlなし」の線で示したように、受信信号の周波数解析結果でＦｂ（Ｒｏ）とＦｂ（Ｒ）が異なっていても、そのピークが重なって区別できなくなることがある。これは、ピークがその周波数のみでなくその前後の周波数にも広がってしまうためである。また、サイドローブレベルを下げるためにＦＦＴにウインドウ処理を加えると、ピーク（メインビーム）の幅は一層広がってしまう。このような状況では、ターゲットで生じたビート信号のピーク周波数が検出できず、ターゲットが未検出となってしまう。
【００２６】
ここで、図６を代表例として、その受信信号（ビート信号＋ＤＣノイズ）、本来のビート信号、ＤＣノイズの時系列データを図２に示す。この受信信号に対し、所定の上限値dmaxと、下限値dminを設定し、受信信号の値がdmaxを上回るときはdmaxとし、dminを下回るときはdminとするデータの上の部分および下の部分をカットする変換処理を行う。ここでは、その時の受信信号の振幅値に０．５，−０．５を掛けた値を上限値dmax，dmin（以下thl０．５とする）とし、その結果得られた変換後の受信信号を図３に示す。
【００２７】
図３の受信信号を周波数解析した結果を図６にthl０．５として示す。このように、上下限値thlによるデータカットなしでは１つのピークしか得られないが、thl０．５では約９０，１４０，２００，２７０Ｈｚにピークを生じていることが分かる。これは、ターゲットで生じたビート信号の４０Ｈｚの高調波である。さらに、thl０．２とすることにより、ＤＣノイズの影響を少なくすることができ、図６より、約９０，１３５，１８０，２３５，２８５Ｈｚで高調波を生じていることが分かる。なお、高調波の周波数が４０Ｈｚの正確に整数倍にならないのはＤＣノイズが影響しているためと考えられる。
【００２８】
ＤＣノイズの影響がより少ない図４のthl０．２では、ターゲットのビート周波数７０Ｈｚに対し高調波の周波数は約１４０，２１５Ｈｚとなっており、ほぼ２倍と３倍になっている。この結果から、誤差がいくらか含まれるものの、高調波を検知することで、もとのビート信号の周波数を推定することが可能であることが分かる。すなわち、複数の高調波の周波数の差分を検知することで、高調波の周波数自体はシフトしても、比較的正しいターゲットのビート周波数を検知することができる。
【００２９】
なお、図４〜６では、thl１．０，thl０．５，thl０．２，thlなしについてそれぞれ示しており、受信信号について、上限、下限を設け、波形に角部を生じさせることで、高調波成分が付加され、この高調波成分の発生箇所に基づいて、ビート信号の周波数７０，５０，４０Ｈｚをそれぞれ取得できることがわかる。
【００３０】
さらに、変換された時系列データによる周波数解析結果と、元の時系列データを周波数解析した結果とを比較することで、高調波の有無を判断することができる。すなわち、dmax，dminによりカットしていない信号では、カットによる高調波が基本的に存在しない。そこで、上記比較により、元のビート信号の周波数を高調波と区別することができ、高調波を利用したターゲットの検出をより確実に行うことができる。
【００３１】
ちなみに、ターゲットに相対速度が存在する場合、速度をｖ（ｍ／ｓ）とすると、ビート信号の周波数Ｆｂ（Ｒ，ｖ）は以下のようになる。
Ｆｂ（Ｒ，ｖ）＝（ΔＦ／Ｔ）×２Ｒ／ｃ＋２ｖｆ／ｃ
ここで、ｆは送信波の中心周波数である。このとき、ＤＣノイズの周波数Ｆｂ（Ｒｏ）は変化が無い。
【００３２】
このように、相対速度によってビート信号の周波数が変化するものの、その影響はＦｂ（Ｒｏ）に近づくかどうかだけで決まり、等価的にＲの遠近による違いと同じである。
【００３３】
また、Ａ／Ｄ変換器２６におけるサンプリングで取得した受信信号の時系列データが、何らかの事情で一定時間間隔でなく不等間隔の場合には、周波数解析にＦＦＴが利用できないが、一般的な離散フーリエ変換や高分解能解析手法などを利用することができる。
【００３４】
本実施形態は、ＦＭ−ＣＷレーダを前提としているが、ドップラ周波数を観測するＣＷレーダやパルスレーダでも、ＤＣノイズのような常に存在する低周波信号からターゲットの信号を分離して検出したい場合には同様に利用できる。さらに、データ列は時間間隔で取得するのみでなく、周波数間隔や、アンテナの位置を変えて取得したものでも同様に利用できる。
【００３５】
図２に示した受信信号データはＤＣノイズによって平均値は＋側にオフセットしている。本実施形態では dmax＝−dmin としたが、オフセット量によってはdmaxとdminを個別に設定した方が周波数解析でより良好なＳＮＲ（ＳＮ比）の結果を得られる可能性がある。そのため、dmaxとdminを、取得したデータの値、特に最大値、最小値、平均値に基づいてＳＮＲを良好にできるように設定することが望ましい。例えば、受信信号の最大値の０．５をdmax、最小値の０．２をdminとしたり、平均値を中心として、振幅に対し０．５，−０．５を掛けた値dmax，dminに設定したりすることが可能である。乗算する定数は、受信波形の山および谷の部分をカットできるように、０．２〜０．７程度の値（１未満）とすることが好適である。また、dmax，dminの一方のみの設定とすることも可能である。
【００３６】
なお、上述の実施形態で示した観測時間や信号の周波数は一例であり、レーダによって様々である。
【００３７】
このように、本実施形態によれば、データ列を所定の最大値と最小値で制限することにより、データ列に含まれる信号に高調波を生じさせる。そして、この制限を加えた変換後のデータ列を周波数解析することにより、信号の高調波を検出できる。特に、信号の真の周波数は、高調波の周波数間隔から推定できる。
【００３８】
また、レーダの受信信号では、ＦＭ−ＣＷレーダでターゲットの距離が極めて近い場合や、ＣＷレーダで極めて相対速度が低速な場合において、非常に低い周波数のビート信号を含む受信信号が得られる。この受信信号を周波数解析すると、ターゲットのビート信号のピークが極めて低周波のＤＣノイズのピークに埋もれて検出できない。しかし、受信信号に上記の変換を加えて、周波数解析を適用すると、低周波のビート信号の高調波を発生させることができ、それを検出することで真の周波数を推定することができる。従って、ＤＣノイズ（低周波信号）に隠されて検出できない信号を検出することができる。
【００３９】
ここで、上述の例では、上限dmax，下限dminをそれぞれ１つの一定値としたが、必ずしも固定値でなくてもよい。
【００４０】
図７には、上限dmax，下限dminを一定値ではなく、変動値とした例を示してある。（Ａ）では、上限dmax，下限dminを斜めの線としている。（Ｂ）では、信号とは周波数の異なる（この例では周波数が大きなものを採用しているが、周波数の小さいものを採用してもよい）サイン波としている。このように、上下限を決定して、それを超えた値を上限値、下限値に置き換えることで、上述した一定値の場合と同様の効果が得られる。この場合、上限と、下限は、基準値（０）を境に対称とすることが好ましい。また、基準値の線の所定の一点を基準に上限と下限を点対称とすることも好適である。
【符号の説明】
【００４１】
１０ 発振器、１２ 方向性結合器、１４ 送信アンテナ、２０ 受信アンテナ、２２ ミキサ、２６ Ａ／Ｄ変換器、２８ 信号処理装置。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、取得したデータ列を処理する信号処理装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車等の移動体におけるレーダとして、ＦＭ−ＣＷレーダが広く採用されている。このＦＭ−ＣＷレーダでは、ホモダイン方式で受信系を構成する場合に、受信系に使用する基本波ミキサにおけるＤＣ近傍のノイズの影響により、受信系の雑音指数が劣化し、目標の探知距離性能が低下していた。
【０００３】
そこで、送信信号または局発信号に変調手段を設け、受信系に使用するミキサに入力される受信信号と局発信号のどちらか一方の周波数を中間周波数分だけオフセットさせてビデオ信号を得ることが提案されている（特許文献１参照）。これにより、ＤＣ近傍のノイズの影響が少なくなり、受信系の雑音指数が改善でき、ＦＭ−ＣＷレーダにおける目標の探知距離性能の向上を図ることが可能になる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−１０９０２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、特許文献１では、中間周波数ＦＩＦを発生するための発振器が必要になるという問題がある。また、中間周波数ＦＩＦが存在しない従来のＦＭ−ＣＷレーダで生じるビート信号をＦｂとすると、このレーダで得られるビート信号はＦＩＦ＋ＦｂまたはＦＩＦ−Ｆｂとなる。ＦＩＦ−Ｆｂ＞０でないと周波数の折り返しが生じてしまい誤検出の原因になるため、ＦＩＦ＞＞Ｆｂとする必要がある。従って、ビート信号の周波数が高くなり、Ａ／Ｄサンプリング周波数も高くする必要があるため、一般的にコストアップになってしまう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、取得した信号についてのデータ列を処理する信号処理装置において、所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、信号波形に高調波成分を増加させる変更を加え、変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してデータ列に含まれる信号を検出することを特徴とする。
【０００７】
また、前記データ列は時間間隔で取得したものであることが好適である。
【０００８】
また、前記データ列のデータ間隔は一定であることが好適である。
【０００９】
また、前記周波数解析には、ＦＦＴを利用することが好適である。
【００１０】
また、前記上限dmaxおよび下限dminは、取得した信号の基準値を境として対称な直線または曲線であることが好適である。
【００１１】
また、前記dmaxと、dminは、直線であり、取得したデータの最大値、最小値、および平均値のいずれかに基づいて、それぞれデータの最大値より小さい値、データの最小値より大きい値に設定されることが好適である。
【００１２】
また、本発明は、送信信号と受信信号を混合して得られるビート信号を所定の時間間隔で取得して得た時系列データを処理する信号処理装置において、所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、データ列の大きさの変化について強制的な変更を加え、変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してビート信号を検出することを特徴とする。
【００１３】
また、前記時系列データの時間間隔を一定時間間隔とし、周波数解析にＦＦＴを利用することが好適である。
【００１４】
また、変換された時系列データによる周波数解析結果と、変換前の時系列データを周波数解析した結果との違いによってターゲットの存在を判断することが好適である。
【発明の効果】
【００１５】
簡単な信号処理によって、ＤＣ近傍のノイズに隠されて検出できない信号の検出をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】レーダの全体構成を示す図である。
【図２】レーダの受信信号、ビート信号、ＤＣノイズを示す図である。
【図３】変換後の受信信号を示す図である。
【図４】周波数解析結果（ビート信号７０Ｈｚ）を示す図である。
【図５】周波数解析結果（ビート信号５０Ｈｚ）を示す図である。
【図６】周波数解析結果（ビート信号４０Ｈｚ）を示す図である。
【図７】受信信号の変換を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１に、本実施形態にレーダの全体構成を示す。ここでは、一例としてＦＭ−ＣＷ方式のホモダイン式とした。
【００１９】
発振器１０からの送信信号は方向性結合器１２を介し送信アンテナ１４に供給される。従って、送信アンテナから電波がターゲットに向けて送信される。
【００２０】
ターゲットによって反射された電波（反射波）は、受信アンテナ２０によって受信される。受信アンテナ２０で得られた受信信号は、ミキサ２２において、方向性結合器１２から供給される送信信号と混合され、差分についてのビート信号が得られ、これがローパスフィルタ（ＬＰＦ）２４において、高周波成分が除去されてＡ／Ｄ変換器２６に供給される。Ａ／Ｄ変換器２６は、受信信号についてデジタル信号に変換し、これを信号処理装置２８に供給する。そこで、信号処理装置がデジタルの受信信号について信号処理して、ターゲットを検出する。
【００２１】
ここで、このレーダは、ＦＭ−ＣＷレーダであり、図に示すように、送信波の周波数が時間軸上で所定の傾きで上昇する上昇フェーズと、下降する下降フェーズからなる信号を繰り返すものであり、送信信号と受信信号はその時間遅れ分のずれに伴う周波数差を有するとともに、ターゲットの相対速度に応じた周波数変化を有している。
【００２２】
このようなレーダにおいて、ターゲットまでの距離をＲとすると、その反射波によって生じるビート信号の周波数Ｆｂは以下のようになる。ただし、ここでは簡単のためにターゲットとの相対速度は無いものとする。
Ｆｂ（Ｒ）＝（ΔＦ／Ｔ）×２Ｒ／ｃ
ここで、ΔＦ／Ｔは周波数の時間変化、ｃは電波の伝搬速度である。
【００２３】
一方、ＤＣノイズはミキサ２２の内部で生じる熱雑音だけでなく、送信波が送信アンテナから受信アンテナに直接またはレドームの反射などによって回り込んだ電波や、送信アンテナで反射された送信信号が方向性結合器を通ってミキサ２２に流れること等によって生じるもので、その周波数は等価的な距離Ｒｏを用いてＦｂ（Ｒｏ）と表され、Ｆｂ（Ｒ）に比べて小さいことが普通である。Ａ／Ｄ変換器２６のサンプリングで取得した受信信号（ビート信号＋ＤＣノイズ）の時系列データが一定時間間隔で得られているとすると、取得したデータをＦＦＴで周波数解析することができる。すると、周波数Ｆｂ（Ｒｏ）とＦｂ（Ｒ）の２ヶ所にピークを生じる。このうちＦｂ（Ｒｏ）のピークはターゲットの存在に関わらず常に生じる。一方、Ｆｂ（Ｒ）は、ターゲットが存在するときにのみ生じ、この周波数からターゲットまでの距離を推定できる。
【００２４】
図４〜６には、Ｆｂ（Ｒｏ）＝１０Ｈｚ、Ｆｂ（Ｒ）＝７０，５０，４０Ｈｚの３つにそれぞれ設定した場合の周波数解析結果を示している。
【００２５】
ターゲットが極めて近距離に存在した場合、図４〜６の「thlなし」の線で示したように、受信信号の周波数解析結果でＦｂ（Ｒｏ）とＦｂ（Ｒ）が異なっていても、そのピークが重なって区別できなくなることがある。これは、ピークがその周波数のみでなくその前後の周波数にも広がってしまうためである。また、サイドローブレベルを下げるためにＦＦＴにウインドウ処理を加えると、ピーク（メインビーム）の幅は一層広がってしまう。このような状況では、ターゲットで生じたビート信号のピーク周波数が検出できず、ターゲットが未検出となってしまう。
【００２６】
ここで、図６を代表例として、その受信信号（ビート信号＋ＤＣノイズ）、本来のビート信号、ＤＣノイズの時系列データを図２に示す。この受信信号に対し、所定の上限値dmaxと、下限値dminを設定し、受信信号の値がdmaxを上回るときはdmaxとし、dminを下回るときはdminとするデータの上の部分および下の部分をカットする変換処理を行う。ここでは、その時の受信信号の振幅値に０．５，−０．５を掛けた値を上限値dmax，dmin（以下thl０．５とする）とし、その結果得られた変換後の受信信号を図３に示す。
【００２７】
図３の受信信号を周波数解析した結果を図６にthl０．５として示す。このように、上下限値thlによるデータカットなしでは１つのピークしか得られないが、thl０．５では約９０，１４０，２００，２７０Ｈｚにピークを生じていることが分かる。これは、ターゲットで生じたビート信号の４０Ｈｚの高調波である。さらに、thl０．２とすることにより、ＤＣノイズの影響を少なくすることができ、図６より、約９０，１３５，１８０，２３５，２８５Ｈｚで高調波を生じていることが分かる。なお、高調波の周波数が４０Ｈｚの正確に整数倍にならないのはＤＣノイズが影響しているためと考えられる。
【００２８】
ＤＣノイズの影響がより少ない図４のthl０．２では、ターゲットのビート周波数７０Ｈｚに対し高調波の周波数は約１４０，２１５Ｈｚとなっており、ほぼ２倍と３倍になっている。この結果から、誤差がいくらか含まれるものの、高調波を検知することで、もとのビート信号の周波数を推定することが可能であることが分かる。すなわち、複数の高調波の周波数の差分を検知することで、高調波の周波数自体はシフトしても、比較的正しいターゲットのビート周波数を検知することができる。
【００２９】
なお、図４〜６では、thl１．０，thl０．５，thl０．２，thlなしについてそれぞれ示しており、受信信号について、上限、下限を設け、波形に角部を生じさせることで、高調波成分が付加され、この高調波成分の発生箇所に基づいて、ビート信号の周波数７０，５０，４０Ｈｚをそれぞれ取得できることがわかる。
【００３０】
さらに、変換された時系列データによる周波数解析結果と、元の時系列データを周波数解析した結果とを比較することで、高調波の有無を判断することができる。すなわち、dmax，dminによりカットしていない信号では、カットによる高調波が基本的に存在しない。そこで、上記比較により、元のビート信号の周波数を高調波と区別することができ、高調波を利用したターゲットの検出をより確実に行うことができる。
【００３１】
ちなみに、ターゲットに相対速度が存在する場合、速度をｖ（ｍ／ｓ）とすると、ビート信号の周波数Ｆｂ（Ｒ，ｖ）は以下のようになる。
Ｆｂ（Ｒ，ｖ）＝（ΔＦ／Ｔ）×２Ｒ／ｃ＋２ｖｆ／ｃ
ここで、ｆは送信波の中心周波数である。このとき、ＤＣノイズの周波数Ｆｂ（Ｒｏ）は変化が無い。
【００３２】
このように、相対速度によってビート信号の周波数が変化するものの、その影響はＦｂ（Ｒｏ）に近づくかどうかだけで決まり、等価的にＲの遠近による違いと同じである。
【００３３】
また、Ａ／Ｄ変換器２６におけるサンプリングで取得した受信信号の時系列データが、何らかの事情で一定時間間隔でなく不等間隔の場合には、周波数解析にＦＦＴが利用できないが、一般的な離散フーリエ変換や高分解能解析手法などを利用することができる。
【００３４】
本実施形態は、ＦＭ−ＣＷレーダを前提としているが、ドップラ周波数を観測するＣＷレーダやパルスレーダでも、ＤＣノイズのような常に存在する低周波信号からターゲットの信号を分離して検出したい場合には同様に利用できる。さらに、データ列は時間間隔で取得するのみでなく、周波数間隔や、アンテナの位置を変えて取得したものでも同様に利用できる。
【００３５】
図２に示した受信信号データはＤＣノイズによって平均値は＋側にオフセットしている。本実施形態では dmax＝−dmin としたが、オフセット量によってはdmaxとdminを個別に設定した方が周波数解析でより良好なＳＮＲ（ＳＮ比）の結果を得られる可能性がある。そのため、dmaxとdminを、取得したデータの値、特に最大値、最小値、平均値に基づいてＳＮＲを良好にできるように設定することが望ましい。例えば、受信信号の最大値の０．５をdmax、最小値の０．２をdminとしたり、平均値を中心として、振幅に対し０．５，−０．５を掛けた値dmax，dminに設定したりすることが可能である。乗算する定数は、受信波形の山および谷の部分をカットできるように、０．２〜０．７程度の値（１未満）とすることが好適である。また、dmax，dminの一方のみの設定とすることも可能である。
【００３６】
なお、上述の実施形態で示した観測時間や信号の周波数は一例であり、レーダによって様々である。
【００３７】
このように、本実施形態によれば、データ列を所定の最大値と最小値で制限することにより、データ列に含まれる信号に高調波を生じさせる。そして、この制限を加えた変換後のデータ列を周波数解析することにより、信号の高調波を検出できる。特に、信号の真の周波数は、高調波の周波数間隔から推定できる。
【００３８】
また、レーダの受信信号では、ＦＭ−ＣＷレーダでターゲットの距離が極めて近い場合や、ＣＷレーダで極めて相対速度が低速な場合において、非常に低い周波数のビート信号を含む受信信号が得られる。この受信信号を周波数解析すると、ターゲットのビート信号のピークが極めて低周波のＤＣノイズのピークに埋もれて検出できない。しかし、受信信号に上記の変換を加えて、周波数解析を適用すると、低周波のビート信号の高調波を発生させることができ、それを検出することで真の周波数を推定することができる。従って、ＤＣノイズ（低周波信号）に隠されて検出できない信号を検出することができる。
【００３９】
ここで、上述の例では、上限dmax，下限dminをそれぞれ１つの一定値としたが、必ずしも固定値でなくてもよい。
【００４０】
図７には、上限dmax，下限dminを一定値ではなく、変動値とした例を示してある。（Ａ）では、上限dmax，下限dminを斜めの線としている。（Ｂ）では、信号とは周波数の異なる（この例では周波数が大きなものを採用しているが、周波数の小さいものを採用してもよい）サイン波としている。このように、上下限を決定して、それを超えた値を上限値、下限値に置き換えることで、上述した一定値の場合と同様の効果が得られる。この場合、上限と、下限は、基準値（０）を境に対称とすることが好ましい。また、基準値の線の所定の一点を基準に上限と下限を点対称とすることも好適である。
【符号の説明】
【００４１】
１０ 発振器、１２ 方向性結合器、１４ 送信アンテナ、２０ 受信アンテナ、２２ ミキサ、２６ Ａ／Ｄ変換器、２８ 信号処理装置。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
取得した信号についてのデータ列を処理する信号処理装置において、
所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、
データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、信号波形に高調波成分を増加させる変更を加え、
変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してデータ列に含まれる信号を検出する信号処理装置。
【請求項２】
請求項１に記載の信号処理装置において、
前記データ列は時間間隔で取得したものである信号処理装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の信号処理装置において、
前記データ列のデータ間隔は一定である信号処理装置。
【請求項４】
請求項３に記載の信号処理装置において、
前記周波数解析には、ＦＦＴを利用する信号処理装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１つに記載の信号処理装置において、
前記上限dmaxおよび下限dminは、取得した信号の基準値を境として対称な直線または曲線である信号処理装置。
【請求項６】
請求項５に記載の信号処理装置において、
前記dmaxと、dminは、直線であり、取得したデータの最大値、最小値、および平均値のいずれかに基づいて、それぞれデータの最大値より小さい値、データの最小値より大きい値に設定される信号処理装置。
【請求項７】
送信信号と受信信号を混合して得られるビート信号を所定の時間間隔で取得して得た時系列データを処理する信号処理装置において、
所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、
データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、データ列の大きさの変化について強制的な変更を加え、
変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してビート信号を検出する信号処理装置。
【請求項８】
請求項７に記載の信号処理装置において、
前記時系列データの時間間隔を一定時間間隔とし、周波数解析にＦＦＴを利用する信号処理装置。
【請求項９】
請求項７または８に記載の信号処理装置において、
変換された時系列データによる周波数解析結果と、変換前の時系列データを周波数解析した結果との違いによってターゲットの存在を判断する信号処理装置。
【請求項１０】
請求項７〜９のいずれか１つに記載の信号処理装置において、
前記上限dmaxおよび下限dminは、取得した信号の基準値を境として対称な直線または曲線である信号処理装置。
【請求項１】
取得した信号についてのデータ列を処理する信号処理装置において、
所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、
データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、信号波形に高調波成分を増加させる変更を加え、
変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してデータ列に含まれる信号を検出する信号処理装置。
【請求項２】
請求項１に記載の信号処理装置において、
前記データ列は時間間隔で取得したものである信号処理装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の信号処理装置において、
前記データ列のデータ間隔は一定である信号処理装置。
【請求項４】
請求項３に記載の信号処理装置において、
前記周波数解析には、ＦＦＴを利用する信号処理装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１つに記載の信号処理装置において、
前記上限dmaxおよび下限dminは、取得した信号の基準値を境として対称な直線または曲線である信号処理装置。
【請求項６】
請求項５に記載の信号処理装置において、
前記dmaxと、dminは、直線であり、取得したデータの最大値、最小値、および平均値のいずれかに基づいて、それぞれデータの最大値より小さい値、データの最小値より大きい値に設定される信号処理装置。
【請求項７】
送信信号と受信信号を混合して得られるビート信号を所定の時間間隔で取得して得た時系列データを処理する信号処理装置において、
所定の上限dmaxと、下限dminの少なくとも一方を設け、
データの値がdmaxより大きいときはdmaxとする変換、またはデータの値がdminより小さいときはdminとする変換の少なくとも一方の変換をデータ列に施すことで、データ列の大きさの変化について強制的な変更を加え、
変換されたデータ列について、周波数解析を行い、得られた解析結果における高調波成分を利用してビート信号を検出する信号処理装置。
【請求項８】
請求項７に記載の信号処理装置において、
前記時系列データの時間間隔を一定時間間隔とし、周波数解析にＦＦＴを利用する信号処理装置。
【請求項９】
請求項７または８に記載の信号処理装置において、
変換された時系列データによる周波数解析結果と、変換前の時系列データを周波数解析した結果との違いによってターゲットの存在を判断する信号処理装置。
【請求項１０】
請求項７〜９のいずれか１つに記載の信号処理装置において、
前記上限dmaxおよび下限dminは、取得した信号の基準値を境として対称な直線または曲線である信号処理装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−５２９５８（Ｐ２０１２−５２９５８Ａ）
【公開日】平成２４年３月１５日（２０１２．３．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１９６８８９（Ｐ２０１０−１９６８８９）
【出願日】平成２２年９月２日（２０１０．９．２）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月１５日（２０１２．３．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年９月２日（２０１０．９．２）
【出願人】（０００００３６０９）株式会社豊田中央研究所 (4,200)
【出願人】（０００００３２０７）トヨタ自動車株式会社 (59,920)
【Ｆターム（参考）】
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