前置増幅器
【課題】光受信器における前置増幅回路においては、ＰＤの電流の一部をバイパスして増幅回路の過大入力を防止する必要があるが、このような目的で付加されるバイパス回路は抵抗およびトランジスタなどの能動素子もしくはダイオードなどの非線形素子を用いて構成されているため、信号帯域内における周波数平坦性が損なわれてしまうという問題点があった。
【解決手段】電流信号と、上記電流信号が片側の入力端子に入力される差動増幅器と、上記差動増幅器のもう一方の入力端子に接続され差動増幅器の閾値電圧を発生させる閾値電圧発生手段とからなる前置増幅器において、上記差動増幅器と上記閾値電圧発生手段との間に、２つ以上の異なった時定数をもつ多重フィルタ回路を接続した。
【解決手段】電流信号と、上記電流信号が片側の入力端子に入力される差動増幅器と、上記差動増幅器のもう一方の入力端子に接続され差動増幅器の閾値電圧を発生させる閾値電圧発生手段とからなる前置増幅器において、上記差動増幅器と上記閾値電圧発生手段との間に、２つ以上の異なった時定数をもつ多重フィルタ回路を接続した。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信において光信号を変換した電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器のうち、特に、差動入出力型の差動増幅器を備えた前置増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、光ファイバを用いた通信装置においてビットレートの高速化が要求されており、１Ｇｂｐｓ（ギガビット毎秒）以上のビットレートを持つ通信装置の普及が進んでいる。幹線系などでは更に高速な１０Ｇｂｐｓ、４０Ｇｂｐｓ、１００Ｇｂｐｓなどのビットレートを持つ通信装置の実用化が進みつつある。通信装置のうち光受信器は光入力信号を電気信号に変換し出力する機能を備え、光受信器には特定の通信プロトコルに従いディジタル化、符号化された光信号が入力される。
【０００３】
ここで、ディジタル化された光信号はビットレートと通信プロトコルによって決まる一定の周波数帯域を持つ。ビットレートが高いほどディジタル化された光信号の周波数帯域の上限は高くなり、０または１の連続ビットが多くなるほど周波数帯域の下限は低くなる。安定した光信号の受信のためには、光受信器における光電気変換回路や光電気変換回路から出力された電気信号を増幅する前置増幅器などの増幅回路は、光信号の周波数帯域全体において平坦な周波数特性を持つことが特に重要となる。例えば、４０Ｇｂｐｓにおいては１００ｋＨｚ〜３０ＧＨｚの範囲で、１０Ｇｂｐｓにおいては２５ｋＨｚ〜７．５ＧＨｚの範囲で平坦であることが望ましい。
【０００４】
一般的に光受信器の光電気変換回路にはフォトダイオード（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ、以後ＰＤと称する）またはアバランシェフォトダイオード（Ａｖａｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ、以後ＡＰＤと称する）などの受光素子が用いられる。従来の光受信器においては、光電気変換回路からの電気信号を増幅する増幅回路の内部に、電気信号の直流成分を除去するために単一の特性を持つローパスフィルタを備えている。また、大きな光信号を受信した場合のダイナミックレンジを確保するために、過大な電流をバイパスするバイパス回路がＰＤまたはＡＰＤに接続されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−３４９５７１公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の光受信器における前置増幅器の構成図を図１０に示す。図１０において、１はＰＤ、２はＰＤ１に逆バイアスを印加する電源、３はＰＤ１からの入力電流の一部をバイパス電流としてバイパスさせるバイパス回路、５はＰＤ１のアノードに接続された第一の帰還抵抗、６はＰＤ１のアノードに接続され差動型の増幅部を有する差動増幅器、８は差動増幅器６の入力インピーダンスを表す第一の抵抗、９は差動増幅器６の逆相入力端子とグランドとの間に設けられたコンデンサである。１２はＰＤ１から出力される電流信号を表す。２１は差動増幅器６の逆相出力端子に接続された第二の抵抗、２２は差動増幅器６の正相出力端子に接続された第三の抵抗、２３は第二の抵抗２１及び第三の抵抗２２と差動増幅器６の逆相入力端子との間に接続された第二の帰還抵抗、２４は第二の抵抗２１及び第三の抵抗２２とから構成された中間電位発生回路である。２５は中間電位発生回路２４と第二の帰還抵抗２３とから形成された一種のＤＣフィードバック回路である。
【０００７】
つぎに、従来の前置増幅器の動作について説明する。カソードを定電圧源２に接続されたＰＤ１は、光信号を電流信号１２に変換して差動増幅器６に出力する。差動増幅器６では、電流信号１２を帰還抵抗５の抵抗値に応じて決定される利得で増幅した後、正相及び逆相の信号として出力する。バイパス回路３は、ＰＤ１からの電流信号１２の大きさに応じて、差動型増幅器６に電流信号が入力される前に、電流信号の一部をバイパス電流として例えばＤＣ的にバイパスさせて過大入力を防止し、前置増幅器の動作を安定化する。
【０００８】
さらに、差動増幅器６の出力に取り付けられた中点電位発生回路２４が、差動増幅器６の逆相出力と正相出力との中点電位を発生させる。この中点電位は、第二の帰還抵抗２３を経て差動増幅器６の逆相入力端子に、閾値電圧として入力される。すなわち、フィードバックにより適切な閾値が決定される。このフィードバックされる閾値電圧が前置増幅器によって増幅されるべき信号の周波数範囲の成分を含んでいると差動増幅器の利得が低下したり、正帰還による発振動作を招くことになる。そこで、差動増幅器６の逆相入力端子はコンデンサ９によって交流的に接地され、前置増幅器の周波数帯域における電圧振幅の発生を防いでいる。
【０００９】
バイパス回路３は抵抗およびトランジスタなどの能動素子もしくはダイオードなどの非線形素子等を用いて構成されている。これらの能動素子または非線形素子のインピーダンスは周波数特性を持つため、従来の前置増幅器においては、入力信号に接続されたバイパス回路３において信号帯域内における周波数平坦性が損なわれてしまうという問題点があった。
【００１０】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、周波数平坦性にすぐれた前置増幅器を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明に係る前置増幅器は、受光素子によって生成された電流信号を入力する信号入力端子と、差動増幅器と、上記差動増幅器の基準点を決める閾値電圧を生成する閾値電圧発生器と、多重フィルタ回路と、を備え、上記閾値電圧発生器の出力は上記差動増幅器の入力に接続され、上記多重フィルタ回路は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、かつ、２つ以上の異なる時定数を持つことを特徴とするものである。
【００１２】
この発明に係る前置増幅器は、上記閾値電圧発生器が、一方の入力は上記差動増幅器の逆相出力に接続され、他方の入力は上記差動増幅器の正相出力に接続されたＤＣフィードバック回路で構成されたことを特徴とするものである。
【００１３】
この発明に係る前置増幅器は、上記閾値電圧発生器が、受光素子によって生成された上記電流信号または上記電流信号を増幅して得られた信号を分岐して上記閾値電圧を生成するフィードフォワード回路で構成されたことを特徴とするものである。
【００１４】
この発明に係る前置増幅器は、受光素子によって生成された上記電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅器をさらに備え、上記トランスインピーダンス増幅器の入力は上記信号入力端子に接続され、上記トランスインピーダンス増幅器の出力は上記差動増幅器の入力に接続されたことを特徴とするものである。
【００１５】
この発明に係る前置増幅器は、バイパス回路をさらに備え、上記バイパス回路は上記信号入力端子に接続され、上記信号入力端子に接続された受光素子からの上記電流信号に応じて上記電流信号を引き抜くことを特徴とするものである。
【００１６】
この発明に係る前置増幅器は、上記多重フィルタ回路が、第一のコンデンサで構成される第一段フィルタと、互いに直列に接続された第二の抵抗および第二のコンデンサで構成される第二段フィルタとからなり、上記第一のコンデンサの一端は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、上記第一のコンデンサの他端はグランドに接続され、上記第二段フィルタの一端は上記第一のコンデンサの一端に接続され、上記第二段フィルタの他端はグランドに接続されたことを特徴とするものである。
【００１７】
この発明に係る前置増幅器は、上記第一段フィルタが遮断周波数ｆ１のローパスフィルタであり、上記第二段フィルタは遮断周波数ｆ２のローパスフィルタであり、上記遮断周波数ｆ１は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少とともに増大し始める周波数以下であり、上記遮断周波数ｆ２は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少に伴う増大が終わる周波数以下であることを特徴とするものである。
【００１８】
この発明に係る前置増幅器は、上記多重フィルタ回路以外の上記前置増幅器の回路構成要素がワンチップ化された集積回路であり、上記集積回路の外部に上記多重フィルタ回路を接続したことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１９】
この発明により、周波数平坦性にすぐれた前置増幅器を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
実施の形態１．
以下、本発明にかかる第１の実施の形態を説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態１にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。図において、１はＰＤ、２はＰＤに逆バイアス電圧を与える電源、３はＰＤ１からの入力電流の一部をバイパス電流としてバイパスさせるバイパス回路、４はＰＤ１のアノードに接続されたトランスインピーダンス増幅器、６はトランスインピーダンス増幅器４の出力に接続された第一の差動増幅器、７は第一の差動増幅器６の正相・逆相の直流電圧を基に基準電圧を生成するＤＣフィードバック回路、８は第一の差動増幅器６の入力インピーダンスを表す第一の抵抗、９は第一の差動増幅器６の逆相入力とグランドの間に接続された第一のコンデンサ、１０は一端を第一の差動増幅器６の逆相入力と第一のコンデンサに接続された第二の抵抗、１１は第二の抵抗１０の他端とグランドの間に接続された第二のコンデンサである。１２はＰＤ１から出力される電流信号を表す。第二の抵抗１０の一端と第二のコンデンサ１１の一端をつなぎ両者を直列に接続して、第二のコンデンサ１１の他端をグランドに、第二の抵抗１０の他端を第一のコンデンサ９の一端に接続する。第一のコンデンサ９の他端はグランドに接続されている。
【００２２】
さらに、バイパス回路３において、１３はＰＤ１のアノードとグランドとの間に挿入されたトランジスタ、１４はトランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗、１５はトランジスタのベースに接続されたベース抵抗、１６はトランジスタのエミッタに接続されたエミッタ抵抗である。また、ＤＣフィードバック回路７において、１７は差動増幅器６の正相・逆相各出力端子電圧を入力された第二の差動増幅器、１８は第二の差動増幅器１７の出力端子と第一の差動増幅器６の逆相入力端子との間に挿入された第二の帰還抵抗である。２６はトランスインピーダンス増幅器４の出力電圧信号の一部を入力に帰還する第一の帰還抵抗である。
【００２３】
次に実施の形態１にかかる前置増幅器の動作を説明する。ＰＤ１には電源２から＋３．３Ｖ程度のバイアス電圧がかけられており、このバイアス電圧がかけられた状態でＰＤ１によって受信した４０ＧｂｐｓＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）の光信号は、光／電気変換作用によって電流信号１２に変換される。この電流信号は、入力した光信号の電力に比例するものであり、ＰＤから前置増幅器の入力端子に流れ込む電流である。この電流信号はトランスインピーダンス増幅器４および帰還抵抗５によって決定される利得で増幅され電圧信号として出力される。ここで、ＰＤ１で受信される光信号の電力が著しく大きい場合、出力される直流電流値も比例して増大するため、トランスインピーダンス増幅器の入力端子のバイアス電圧が最適な動作点からずれ、トランスインピーダンス増幅器の増幅特性に歪が発生する。このような直流の電流信号によるバイアス電圧のずれを防ぐために、ＰＤ１のアノード側にはトランスインピーダンス増幅器４の入力端子とグランドの間にバイパス回路３が接続されている。バイパス回路３はトランジスタ１３によって電流信号１２の一部を強制的に引き抜く回路である。トランスインピーダンス増幅器４に流れる直流電流に比例した信号がベース抵抗１５を介してトランジスタ１３のベースに接続されているため、電流信号１２の増大に比例してトランジスタ１３によって引き抜かれる電流も増大し、トランスインピーダンス増幅器４への入力信号レベルを一定に保つことができ、回路の飽和による出力波形の劣化を防ぐことができる。
【００２４】
トランスインピーダンス増幅器４の出力は、後段にある第一の差動増幅器６の正相入力端子に入力される。第一の差動増幅器６は、正相入力端子に入力された電圧信号と、逆相入力端子に入力された閾値電圧との間で生じる電位差を増幅し、差動信号として出力する増幅器である。第一の差動増幅器６において正相と逆相の間の平均電圧及び動作振幅が均等でなければ差動増幅器の利得の低下やパルス幅の歪を生じるため、差動出力の正相と逆相の電位差に応じて差動増幅器６の差動入力端子の閾値電圧を変化させるようＤＣフィードバック回路７を介してフィードバックがかけられている。このＤＣフィードバック回路は、差動出力の正相と逆相の電位差に比例した電圧を出力する第二の差動増幅器１７と、その差動増幅器の出力電圧を適正なレベルまで減少させる第二の帰還抵抗１８とから構成されており、第一の差動増幅器６の出力端子の正相・逆相間の平均電位差が０Ｖとなるように、閾値電圧を出力する閾値電圧発生手段である。この回路が動作することにより、光信号の強弱に関わらず差動増幅器が正相・逆相間でバランスのとれた最適動作状態を保つことができるようになっている。ＤＣフィードバック回路７は基準としての閾値電圧を発生する回路なので、その動作速度は主信号の周波数帯域と比較して十分低い周波数でなければならない。そのため、第一のコンデンサ９が接続されており、差動増幅器の第一の抵抗８との間で決定される低域遮断周波数以下で動作する。
【００２５】
以上の動作は、従来の技術と同様であるが、本実施の形態においては、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１が付加されている点が図１０に示す従来の技術とは異なっている。その動作を以下に説明する。
【００２６】
図１に示す前置増幅器のように、ＰＤ１にバイパス回路３を接続した場合、バイパス回路３がトランスインピーダンス増幅器４の信号入力部分に並列に接続されている。バイパス回路は元来、信号周波数帯域から外れた低周波でのみ動作するべきであるが、バイパス回路のインピーダンス成分を信号帯域全域に渡って十分にハイインピーダンスに保つことは難しく、周波数応答特性が低周波数と高周波数で異なってしまう状況がしばしば発生する。
【００２７】
図２に、バイパス回路の影響を受け平坦性が損なわれている状態で、フィルタ回路の効果がない場合、すなわち第一のコンデンサ９、第二の抵抗１０、第二のコンデンサ１１のいずれも接続していない場合の前置増幅回路の周波数応答特性を示す。この場合は、１００ｋＨｚと１０ＧＨｚの間に１５ｄＢのレベル差が発生している。すなわち、例示したバイパス回路３は高周波域でインピーダンスが低くなっているので、光信号１２の高周波域の成分が差動増幅器６に流れにくくなり、前置増幅器の高周波域での振幅応答が低くなっている。また、この例ではおよそ１００ｋＨｚ以下の領域とおよそ１０ＭＨｚ以上の領域で、振幅応答はほぼ一定になっている。
【００２８】
一方、図３は、バイパス回路が接続されていない状態もしくはバイパス回路が周波数特性を持たない状態で、第一のコンデンサ９として１００ｎＦを搭載し、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１は搭載していない場合の前置増幅器全体としての周波数応答特性を示した図である。図３の周波数特性は、第一の抵抗８すなわち差動増幅器６の入力インピーダンスと第一のコンデンサ９によって構成されるローパスフィルタによって、低周波域のみＤＣフィードバック回路７が有効となり閾値が調整されることで得られる。なお、第二の差動増幅器１７の出力インピーダンスが高ければ抵抗１８の寄与は考慮しなくてよい。
第一の抵抗８は差動増幅器内部の回路構成に依存するが、例えば１００Ω程度の大きさである。第一の抵抗８の抵抗値Ｒ１と第一のコンデンサ９の容量Ｃ１で決まる周波数ｆ１（＝１／（２π・Ｒ１・Ｃ１））より高いおよそ１００ｋＨｚ以上から１０ＧＨｚに至るまでおおよそ平坦な周波数応答特性が得られ、およそ１００ｋＨｚ未満で周波数減少とともに単調に振幅応答特性が低下している。
【００２９】
図４は、バイパス回路の影響を受け平坦性が損なわれている状態で、第一のコンデンサ９として１００ｎＦを搭載し、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１は搭載していない場合の前置増幅器の周波数応答特性を示した図である。１００ｋＨｚ近傍で１０ｄＢ以上のピーキングが発生しており、例えば４０Ｇｂｐｓといった広帯域デジタル信号を扱う場合には深刻なビットエラーを起こす。
ピーキングの原因は、一つの時定数のみを持つ単純なローパスフィルタでは、図３のような、周波数とともに単調に変化せずにステップを持つようなプロファイルの周波数応答特性までも補正することができないからである。
【００３０】
このようにバイパス回路の周波数応答特性が扱い難いプロファイルの場合に、第一のコンデンサ、第二の抵抗、および第二のコンデンサの値を適切に設定することにより、複雑なプロファイルの周波数応答特性を補正することができる。
【００３１】
バイパス回路の周波数応答特性により生じた図２のような周波数応答特性を補正する場合、まず、１００ｋＨｚから１０ＭＨｚにかけて発生している、低周波数域で応答が大きくなっている特性（ロールオフ特性）を補正するために、第一のコンデンサとして２．３ｎＦを選択する。
差動増幅器６の入力端子とグランドの間に、第一の抵抗８と第一のコンデンサ９が互いに並列に接続されているため、第一の抵抗８の抵抗値をＲ１、第一のコンデンサの容量をＣ１とすると、第一の抵抗８の抵抗値Ｒ１と第一のコンデンサ９の容量Ｃ１で決まる周波数ｆ１（＝１／（２π・Ｒ１・Ｃ１））より高いおよそ７００ｋＨｚ以上の周波数が遮断されることとなる。したがって、フィードバック回路７が十分有効になるのはおよそ７００ｋＨｚ未満の周波数となり、前置増幅器全体としてはおよそ７００ｋＨｚ未満の周波数域で振幅応答を大きく落とすことができる。
【００３２】
しかし、上述のように１段だけのローパス回路として、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１を接続しなければ、図３に示したピーキングが生じたり、必要帯域の下限に近い周波数域の振幅応答が低下しすぎたりして、通信に必要な平坦な周波数特性が得られない。
【００３３】
そこで、第二のコンデンサとしては、前置増幅回路全体の低域カットオフ周波数を１００ｋＨｚ未満にし、必要な周波数帯域を平坦にするために、１００ｎＦまたはそれ以上の大容量コンデンサを選択する。また、第二の抵抗１０として２００Ωを選択する。この場合、第二の抵抗１０の抵抗値Ｒ２と第二のコンデンサ１１の容量Ｃ２で決まる周波数ｆ２（＝１／（２π・Ｒ２・Ｃ２））であるおよそ１０ｋＨｚ以上の周波数が遮断されることとなる。したがって、第一の抵抗８と第一のコンデンサ９が構成する第一段のローパスフィルタと、第二の抵抗１０と第二のコンデンサ１１が構成する第二段のローパスフィルタの効果を合わせると、およそ１０ｋＨｚからおよそ１００ｋＨｚまでの周波数域は主に第二段のローパスフィルタの効果によりフィードバック信号を遮断し、およそ１００ｋＨｚ以上の周波数域は主に第一段のローパスフィルタの効果によりフィードバック信号を遮断することとなる。第一段のローパスフィルタと第二段のローパスフィルタの効果を発揮する主たる周波数領域をそれぞれ分担させることによって初めて、前置増幅器の複雑な周波数非平坦性を打ち消すようなフィードバック特性が得られる。その結果、図２に示すようなステップ状の周波数特性のような、周波数特性が単調変化でない前置増幅器を補正することができる。
【００３４】
第一段のローパスフィルタと第二段のローパスフィルタの効果を発揮する主たる周波数領域をそれぞれ分担させるためには、有限の抵抗値Ｒ２を持つ第二の抵抗１０を接続することが重要である。このことを説明するために、図５には、バイパス回路の特性が平坦な状態で、ローパスフィルタの回路定数を変えた場合の前置増幅器の周波数特性を示す。また、図６には、バイパス回路の特性が平坦でない状態で、ローパスフィルタの回路定数を変えた場合の前置増幅器の周波数特性を示す。
第二の抵抗を０Ω、すなわち取り付けなかった場合には第一のコンデンサと第二のコンデンサは単純に並列に接続されていることとなり、合成容量１０２．３ｎＦのコンデンサが１つだけ接続されている状態と等価になり、本発明による異なった時定数をもつフィルタ特性の合成とはならない。第二の抵抗が０Ωの場合には、図５に示すようにローパスフィルタを通してフィードバックをかけた前置増幅器の周波数特性は、周波数ｆ１に近いおよそ１００ｋＨｚ未満で単調に減少し、図６に示すバイパス回路をつないだ状態の周波数応答は、図３と同じくピーキングを有する周波数応答特性となる。
【００３５】
そこで、第二の抵抗を１００Ω、２００Ωと順次増加していくと、図６に示すピーキングのレベルは徐々に下がり、２００Ωにおいて１００ｋＨｚ〜１０ＧＨｚにおいてピーキングのほとんど無い平坦な特性を得ることができる。すなわち、第一のコンデンサとして２．３ｎＦ、第二の抵抗として２００Ω、第二のコンデンサとして１００ｎＦを搭載した場合に、図５の第二の抵抗が２００Ωの場合に示すような２段階で変化する周波数特性のフィルタが得られ、最も最適な周波数応答特性の前置増幅回路を構成することができる。
【００３６】
このように平坦な周波数応答特性を得ることができるのは、第一の抵抗と第一のコンデンサによって決定されるローパスフィルタ特性と、第二の抵抗と第二のコンデンサによって決定される異なったローパスフィルタ特性とが合成され、さらに第二のコンデンサによるフィルタ特性を第二の抵抗の値で調整することによって、図５の第二の抵抗が０Ωでない場合のような複雑な形状の多重ハイパスフィルタ特性を作り出すことができ、図２のような扱い難いプロファイルの周波数応答特性までも補正して平坦化できるためである。
【００３７】
第一の抵抗８の抵抗値Ｒ１と第一のコンデンサ９の容量Ｃ１によって決定される遮断周波数ｆ１の値は、前置増幅器の振幅応答が周波数減少とともに増大し始める周波数と同じかそれ未満であることが望ましい。なぜなら、周波数ｆ１の前後の周波数（ｆ１のおよそ２５％〜４００％）以下の周波数域で第一段のローパスフィルタが信号を有意に透過させるからである。
第一の抵抗１０の抵抗値Ｒ２と第一のコンデンサ１１の容量Ｃ２の値は、前置増幅器の振幅応答が、周波数減少とともに増大することが終わった周波数と同じかそれ未満であることが望ましい。なぜなら、周波数ｆ２の前後の周波数（ｆ２のおよそ２５％〜４００％）以下の周波数域で第二段のローパスフィルタおいても信号を有意に透過させるからである。なお、ｆ２＜ｆ１であるので、ｆ２の前後の周波数以下の上記周波数域では第一段のローパスフィルタと第二段のローパスフィルタのいずれもが信号を有意に透過させる。
【００３８】
この発明によれば、差動増幅器の入力端子と閾値電圧発生手段との間に、２つ以上の異なった特性をもつ多重フィルタ回路を接続するために、複雑な周波数応答特性を多重フィルタ回路によって補正し、より平坦な周波数応答特性をもつ効果を奏する。
周波数応答特性を補正する場所としてバイパス回路３の近傍に回路を付加することも考えられるが、このようにＰＤの信号出力近傍に回路を付加していくことは一般的に雑音特性の劣化を招く。本発明ではＰＤから離れた閾値電圧回路への回路付加のため、このような複雑な回路形式で周波数応答特性を補正しても雑音特性に悪影響を与えることがないという効果もある。
【００３９】
周波数平坦性を損なう要因はバイパス回路３以外にも存在する。実際に前置増幅器を集積回路（ＩＣ）として作製した場合には、回路パラメータが必ずしも広い周波数帯域に渡って理想的な状態で動作しないため、周波数平坦性が損なわれることがしばしば発生する。さらに、前置増幅器の用途によっては、特定の周波数で応答を落とすといった特殊な周波数応答特性が要求されることもある。本発明によれば、このような種々のニーズに適応した前置増幅器を構成することができる。
【００４０】
閾値電圧発生手段としてＤＣフィードバック回路を用いた場合には、差動増幅器の出力バランスを保ちつつ、前置増幅器全体として理想的な周波数応答特性をもつことができるという効果がある。
【００４１】
さらに、この発明によれば、電流信号としてフォトダイオードによる光電流を用い、フォトダイオードにバイパス回路を接続した場合には、入力光信号の増大に応じて出力される電流信号をバイパス回路で引き抜き、トランスインピーダンス増幅器へ入力される電流振幅を保ちつつ、トランスインピーダンス増幅器とバイパス回路の両方、さらには差動増幅器において発生した周波数応答特性の非平坦性を多重フィルタ回路で補正し平坦化できるという効果を奏する。
【００４２】
さらに、この発明によれば、多重フィルタ回路が、第一のコンデンサと、上記第一のコンデンサに並列に接続された抵抗および第二のコンデンサとからなることにより、このコンデンサと抵抗の値を組み合わせることで安価に任意のフィルタ特性を生成することができるという効果を奏する。フィードバック回路の出力に多重ローパスフィルタを接続することで、バイパス回路等で損なわれた周波数平坦性を容易に補正することができる。
【００４３】
４０Ｇｂｐｓに用いる前置増幅器について上で述べたが、それ以外のビットレートにおいても平坦性が要求される周波数と前置増幅器の非平坦性に合わせて多重フィルタの値を設計すればよいことは言うまでもない。
【００４４】
実施の形態２．
本発明の実施の形態２にかかる前置増幅器の構成を図７に示す。
実施の形態１と共通する構成要素については同じ番号を付し説明を省略する。
実施の形態１では、電流信号１２がトランスインピーダンス増幅器４により電圧信号に変換された後に差動増幅器６に入力しているが、本実施の形態においては、電流信号を直接差動増幅器６の一方の入力端子に接続した。
【００４５】
本実施の形態においては、電流信号を電圧信号に変換するデバイスとして差動増幅器６を使用することにより、差動増幅器６とバイパス回路の両方で発生した周波数応答特性の非平坦性を多重フィルタ回路で補正し平坦化できるという効果を奏する。この構成においても実施の形態１と同様の効果を奏する。また、前置増幅器の構成をより単純にすることができる。
【００４６】
実施の形態３．
本発明の実施の形態３にかかる構成を図８に示す。実施の形態１と共通する構成要素については同じ番号を付し説明を省略する。
実施の形態１は、差動増幅器の入力部に接続された閾値電圧発生手段としてＤＣフィードバック回路によるものであったが、本実施の形態では電流信号を分岐して生成したフィードフォワード回路としている。
【００４７】
図８は、上記閾値電圧発生手段としてフィードフォワード回路を用いた前置増幅器を示す概略図である。図８において、１９は、トランスインピーダンス増幅器４の出力信号を分岐して閾値電圧を発生するフィードフォワード回路である。ＤＣフィードバック回路７に代えてフィードフォワード回路１９を使用していることを除けば実施の形態１と同様の構成である。
フィードフォワード回路１９は、例えば、差動増幅器６の正相入力端子にはトランスインピーダンス増幅器４の出力信号を直接的に入力し、差動増幅器６の逆相入力端子にはトランスインピーダンス増幅器４の出力信号の平均電圧を入力する動作をすることにより、差動増幅器６の動作点を最適化する。
【００４８】
第一のコンデンサ９、第二の抵抗１０、第二のコンデンサ１１によって構成される多重フィルタ回路により、第一の実施例と同様の効果を奏する。さらに、このようなフィードフォワード回路の構成においては、差動増幅器の入力インピーダンス８を容易に高めることができるため、その場合は第一のコンデンサ９として、実施の形態１よりも容量の小さなものを用いることができるという効果も奏する。また、閾値電圧発生手段としてフィードフォワード回路を用いることにより、第一のコンデンサの容量値としてＤＣフィードバック回路よりも比較的小さな値をとることができ、回路規模が小さくできるという効果を奏する。
【００４９】
実施の形態４．
実施の形態１ないし３にかかる発明は、ディスクリートな部品で前置増幅器を構成したものであった。本実施の形態は、実施の形態３にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化したものである。図９において２０は１つのＩＣであり、図９に示されるＩＣ２０の内部にある回路構成要素は１つのＩＣ２０に搭載されている。フォトダイオード１、電源２、第一のコンデンサ９、第二の抵抗１０、第二のコンデンサ１１以外の部品をすべて１チップ化することにより小型化、低コスト化および利便性の向上を図っているが、ＩＣの寄生インピーダンスによる周波数応答特性の劣化は、ＩＣの外部に接続される多重フィルタ回路によって、第一の実施例と同様に補正することができるという効果がある。
【００５０】
このような構成とすることにより、ＩＣ化による小型化、低コスト化等のメリットをほとんど損なうことなく、所望の周波数平坦性を得ることができるという効果がある。上記ＩＣの外部に上記多重フィルタ回路を接続することにより、ＩＣ化による低コスト化と、多重フィルタ回路によるチューニングの両方を実現することができるという効果を奏する。また、本実施の形態においても実施の形態１ないし３と同様の効果を奏する。
【００５１】
本実施の形態における説明では実施の形態３にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化した形態を例にとって示したが、実施の形態１にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化した形態や、実施の形態２にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化した形態についても同様に実施することができ、上記と同様の効果が得られる。
【００５２】
実施の形態１ないし４において、受光素子をＰＤとしたが、ＡＰＤであっても同様な効果を有する。
【００５３】
実施の形態１ないし４において、フィードバック回路は抵抗からなる中間電位発生回路とフィードバック抵抗で構成することもできる。しかし、図１に内部を示したフィードバック回路７のように能動素子を用いてフィードバック回路を構成する場合は、中間電位発生回路のインピーダンスを考慮しなくてもよいため、より自由なフィルタ定数の選択が可能であり、より多様な振幅応答の非平坦性を補正することができる。
【００５４】
実施の形態１ないし４において、多重フィルタの定数として第一の抵抗８の抵抗値を調整するために、第１のコンデンサ９に新たな抵抗（図示せず）を第一のコンデンサ９に並列に接続してもよい。
【００５５】
実施の形態１ないし４において、より複雑な周波数特性を補正するために、３段以上のフィルタからなる多重フィルタを用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図２】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれている状態の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図３】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれていない状態で、単一の時定数を持つローパスフィルタを用いて閾値を調整した場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図４】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれている状態で、単一の時定数を持つローパスフィルタを用いて閾値を調整した場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図５】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれていない状態で、実施の形態１における多重フィルタ回路を用いて閾値を調整した場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図６】実施の形態１における多重フィルタ回路による調整を行った場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図７】実施の形態２にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図８】実施の形態３にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図９】実施の形態４にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図１０】従来の前置増幅器の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５７】
１ ＰＤ、２ 電源、３ バイパス回路、４ トランスインピーダンス増幅器、６ 差動増幅器、７ ＤＣフィードバック回路、８ 第一の抵抗、９ 第一のコンデンサ、１０ 第二の抵抗、１１ 第二のコンデンサ、１２ 電流信号。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信において光信号を変換した電流信号を電圧信号に変換する前置増幅器のうち、特に、差動入出力型の差動増幅器を備えた前置増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、光ファイバを用いた通信装置においてビットレートの高速化が要求されており、１Ｇｂｐｓ（ギガビット毎秒）以上のビットレートを持つ通信装置の普及が進んでいる。幹線系などでは更に高速な１０Ｇｂｐｓ、４０Ｇｂｐｓ、１００Ｇｂｐｓなどのビットレートを持つ通信装置の実用化が進みつつある。通信装置のうち光受信器は光入力信号を電気信号に変換し出力する機能を備え、光受信器には特定の通信プロトコルに従いディジタル化、符号化された光信号が入力される。
【０００３】
ここで、ディジタル化された光信号はビットレートと通信プロトコルによって決まる一定の周波数帯域を持つ。ビットレートが高いほどディジタル化された光信号の周波数帯域の上限は高くなり、０または１の連続ビットが多くなるほど周波数帯域の下限は低くなる。安定した光信号の受信のためには、光受信器における光電気変換回路や光電気変換回路から出力された電気信号を増幅する前置増幅器などの増幅回路は、光信号の周波数帯域全体において平坦な周波数特性を持つことが特に重要となる。例えば、４０Ｇｂｐｓにおいては１００ｋＨｚ〜３０ＧＨｚの範囲で、１０Ｇｂｐｓにおいては２５ｋＨｚ〜７．５ＧＨｚの範囲で平坦であることが望ましい。
【０００４】
一般的に光受信器の光電気変換回路にはフォトダイオード（Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ、以後ＰＤと称する）またはアバランシェフォトダイオード（Ａｖａｌａｎｃｈｅ Ｐｈｏｔｏ Ｄｉｏｄｅ、以後ＡＰＤと称する）などの受光素子が用いられる。従来の光受信器においては、光電気変換回路からの電気信号を増幅する増幅回路の内部に、電気信号の直流成分を除去するために単一の特性を持つローパスフィルタを備えている。また、大きな光信号を受信した場合のダイナミックレンジを確保するために、過大な電流をバイパスするバイパス回路がＰＤまたはＡＰＤに接続されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−３４９５７１公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来の光受信器における前置増幅器の構成図を図１０に示す。図１０において、１はＰＤ、２はＰＤ１に逆バイアスを印加する電源、３はＰＤ１からの入力電流の一部をバイパス電流としてバイパスさせるバイパス回路、５はＰＤ１のアノードに接続された第一の帰還抵抗、６はＰＤ１のアノードに接続され差動型の増幅部を有する差動増幅器、８は差動増幅器６の入力インピーダンスを表す第一の抵抗、９は差動増幅器６の逆相入力端子とグランドとの間に設けられたコンデンサである。１２はＰＤ１から出力される電流信号を表す。２１は差動増幅器６の逆相出力端子に接続された第二の抵抗、２２は差動増幅器６の正相出力端子に接続された第三の抵抗、２３は第二の抵抗２１及び第三の抵抗２２と差動増幅器６の逆相入力端子との間に接続された第二の帰還抵抗、２４は第二の抵抗２１及び第三の抵抗２２とから構成された中間電位発生回路である。２５は中間電位発生回路２４と第二の帰還抵抗２３とから形成された一種のＤＣフィードバック回路である。
【０００７】
つぎに、従来の前置増幅器の動作について説明する。カソードを定電圧源２に接続されたＰＤ１は、光信号を電流信号１２に変換して差動増幅器６に出力する。差動増幅器６では、電流信号１２を帰還抵抗５の抵抗値に応じて決定される利得で増幅した後、正相及び逆相の信号として出力する。バイパス回路３は、ＰＤ１からの電流信号１２の大きさに応じて、差動型増幅器６に電流信号が入力される前に、電流信号の一部をバイパス電流として例えばＤＣ的にバイパスさせて過大入力を防止し、前置増幅器の動作を安定化する。
【０００８】
さらに、差動増幅器６の出力に取り付けられた中点電位発生回路２４が、差動増幅器６の逆相出力と正相出力との中点電位を発生させる。この中点電位は、第二の帰還抵抗２３を経て差動増幅器６の逆相入力端子に、閾値電圧として入力される。すなわち、フィードバックにより適切な閾値が決定される。このフィードバックされる閾値電圧が前置増幅器によって増幅されるべき信号の周波数範囲の成分を含んでいると差動増幅器の利得が低下したり、正帰還による発振動作を招くことになる。そこで、差動増幅器６の逆相入力端子はコンデンサ９によって交流的に接地され、前置増幅器の周波数帯域における電圧振幅の発生を防いでいる。
【０００９】
バイパス回路３は抵抗およびトランジスタなどの能動素子もしくはダイオードなどの非線形素子等を用いて構成されている。これらの能動素子または非線形素子のインピーダンスは周波数特性を持つため、従来の前置増幅器においては、入力信号に接続されたバイパス回路３において信号帯域内における周波数平坦性が損なわれてしまうという問題点があった。
【００１０】
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、周波数平坦性にすぐれた前置増幅器を得ることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
この発明に係る前置増幅器は、受光素子によって生成された電流信号を入力する信号入力端子と、差動増幅器と、上記差動増幅器の基準点を決める閾値電圧を生成する閾値電圧発生器と、多重フィルタ回路と、を備え、上記閾値電圧発生器の出力は上記差動増幅器の入力に接続され、上記多重フィルタ回路は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、かつ、２つ以上の異なる時定数を持つことを特徴とするものである。
【００１２】
この発明に係る前置増幅器は、上記閾値電圧発生器が、一方の入力は上記差動増幅器の逆相出力に接続され、他方の入力は上記差動増幅器の正相出力に接続されたＤＣフィードバック回路で構成されたことを特徴とするものである。
【００１３】
この発明に係る前置増幅器は、上記閾値電圧発生器が、受光素子によって生成された上記電流信号または上記電流信号を増幅して得られた信号を分岐して上記閾値電圧を生成するフィードフォワード回路で構成されたことを特徴とするものである。
【００１４】
この発明に係る前置増幅器は、受光素子によって生成された上記電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅器をさらに備え、上記トランスインピーダンス増幅器の入力は上記信号入力端子に接続され、上記トランスインピーダンス増幅器の出力は上記差動増幅器の入力に接続されたことを特徴とするものである。
【００１５】
この発明に係る前置増幅器は、バイパス回路をさらに備え、上記バイパス回路は上記信号入力端子に接続され、上記信号入力端子に接続された受光素子からの上記電流信号に応じて上記電流信号を引き抜くことを特徴とするものである。
【００１６】
この発明に係る前置増幅器は、上記多重フィルタ回路が、第一のコンデンサで構成される第一段フィルタと、互いに直列に接続された第二の抵抗および第二のコンデンサで構成される第二段フィルタとからなり、上記第一のコンデンサの一端は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、上記第一のコンデンサの他端はグランドに接続され、上記第二段フィルタの一端は上記第一のコンデンサの一端に接続され、上記第二段フィルタの他端はグランドに接続されたことを特徴とするものである。
【００１７】
この発明に係る前置増幅器は、上記第一段フィルタが遮断周波数ｆ１のローパスフィルタであり、上記第二段フィルタは遮断周波数ｆ２のローパスフィルタであり、上記遮断周波数ｆ１は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少とともに増大し始める周波数以下であり、上記遮断周波数ｆ２は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少に伴う増大が終わる周波数以下であることを特徴とするものである。
【００１８】
この発明に係る前置増幅器は、上記多重フィルタ回路以外の上記前置増幅器の回路構成要素がワンチップ化された集積回路であり、上記集積回路の外部に上記多重フィルタ回路を接続したことを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１９】
この発明により、周波数平坦性にすぐれた前置増幅器を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
実施の形態１．
以下、本発明にかかる第１の実施の形態を説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態１にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。図において、１はＰＤ、２はＰＤに逆バイアス電圧を与える電源、３はＰＤ１からの入力電流の一部をバイパス電流としてバイパスさせるバイパス回路、４はＰＤ１のアノードに接続されたトランスインピーダンス増幅器、６はトランスインピーダンス増幅器４の出力に接続された第一の差動増幅器、７は第一の差動増幅器６の正相・逆相の直流電圧を基に基準電圧を生成するＤＣフィードバック回路、８は第一の差動増幅器６の入力インピーダンスを表す第一の抵抗、９は第一の差動増幅器６の逆相入力とグランドの間に接続された第一のコンデンサ、１０は一端を第一の差動増幅器６の逆相入力と第一のコンデンサに接続された第二の抵抗、１１は第二の抵抗１０の他端とグランドの間に接続された第二のコンデンサである。１２はＰＤ１から出力される電流信号を表す。第二の抵抗１０の一端と第二のコンデンサ１１の一端をつなぎ両者を直列に接続して、第二のコンデンサ１１の他端をグランドに、第二の抵抗１０の他端を第一のコンデンサ９の一端に接続する。第一のコンデンサ９の他端はグランドに接続されている。
【００２２】
さらに、バイパス回路３において、１３はＰＤ１のアノードとグランドとの間に挿入されたトランジスタ、１４はトランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗、１５はトランジスタのベースに接続されたベース抵抗、１６はトランジスタのエミッタに接続されたエミッタ抵抗である。また、ＤＣフィードバック回路７において、１７は差動増幅器６の正相・逆相各出力端子電圧を入力された第二の差動増幅器、１８は第二の差動増幅器１７の出力端子と第一の差動増幅器６の逆相入力端子との間に挿入された第二の帰還抵抗である。２６はトランスインピーダンス増幅器４の出力電圧信号の一部を入力に帰還する第一の帰還抵抗である。
【００２３】
次に実施の形態１にかかる前置増幅器の動作を説明する。ＰＤ１には電源２から＋３．３Ｖ程度のバイアス電圧がかけられており、このバイアス電圧がかけられた状態でＰＤ１によって受信した４０ＧｂｐｓＮＲＺ（Ｎｏｎ Ｒｅｔｕｒｎ ｔｏ Ｚｅｒｏ）の光信号は、光／電気変換作用によって電流信号１２に変換される。この電流信号は、入力した光信号の電力に比例するものであり、ＰＤから前置増幅器の入力端子に流れ込む電流である。この電流信号はトランスインピーダンス増幅器４および帰還抵抗５によって決定される利得で増幅され電圧信号として出力される。ここで、ＰＤ１で受信される光信号の電力が著しく大きい場合、出力される直流電流値も比例して増大するため、トランスインピーダンス増幅器の入力端子のバイアス電圧が最適な動作点からずれ、トランスインピーダンス増幅器の増幅特性に歪が発生する。このような直流の電流信号によるバイアス電圧のずれを防ぐために、ＰＤ１のアノード側にはトランスインピーダンス増幅器４の入力端子とグランドの間にバイパス回路３が接続されている。バイパス回路３はトランジスタ１３によって電流信号１２の一部を強制的に引き抜く回路である。トランスインピーダンス増幅器４に流れる直流電流に比例した信号がベース抵抗１５を介してトランジスタ１３のベースに接続されているため、電流信号１２の増大に比例してトランジスタ１３によって引き抜かれる電流も増大し、トランスインピーダンス増幅器４への入力信号レベルを一定に保つことができ、回路の飽和による出力波形の劣化を防ぐことができる。
【００２４】
トランスインピーダンス増幅器４の出力は、後段にある第一の差動増幅器６の正相入力端子に入力される。第一の差動増幅器６は、正相入力端子に入力された電圧信号と、逆相入力端子に入力された閾値電圧との間で生じる電位差を増幅し、差動信号として出力する増幅器である。第一の差動増幅器６において正相と逆相の間の平均電圧及び動作振幅が均等でなければ差動増幅器の利得の低下やパルス幅の歪を生じるため、差動出力の正相と逆相の電位差に応じて差動増幅器６の差動入力端子の閾値電圧を変化させるようＤＣフィードバック回路７を介してフィードバックがかけられている。このＤＣフィードバック回路は、差動出力の正相と逆相の電位差に比例した電圧を出力する第二の差動増幅器１７と、その差動増幅器の出力電圧を適正なレベルまで減少させる第二の帰還抵抗１８とから構成されており、第一の差動増幅器６の出力端子の正相・逆相間の平均電位差が０Ｖとなるように、閾値電圧を出力する閾値電圧発生手段である。この回路が動作することにより、光信号の強弱に関わらず差動増幅器が正相・逆相間でバランスのとれた最適動作状態を保つことができるようになっている。ＤＣフィードバック回路７は基準としての閾値電圧を発生する回路なので、その動作速度は主信号の周波数帯域と比較して十分低い周波数でなければならない。そのため、第一のコンデンサ９が接続されており、差動増幅器の第一の抵抗８との間で決定される低域遮断周波数以下で動作する。
【００２５】
以上の動作は、従来の技術と同様であるが、本実施の形態においては、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１が付加されている点が図１０に示す従来の技術とは異なっている。その動作を以下に説明する。
【００２６】
図１に示す前置増幅器のように、ＰＤ１にバイパス回路３を接続した場合、バイパス回路３がトランスインピーダンス増幅器４の信号入力部分に並列に接続されている。バイパス回路は元来、信号周波数帯域から外れた低周波でのみ動作するべきであるが、バイパス回路のインピーダンス成分を信号帯域全域に渡って十分にハイインピーダンスに保つことは難しく、周波数応答特性が低周波数と高周波数で異なってしまう状況がしばしば発生する。
【００２７】
図２に、バイパス回路の影響を受け平坦性が損なわれている状態で、フィルタ回路の効果がない場合、すなわち第一のコンデンサ９、第二の抵抗１０、第二のコンデンサ１１のいずれも接続していない場合の前置増幅回路の周波数応答特性を示す。この場合は、１００ｋＨｚと１０ＧＨｚの間に１５ｄＢのレベル差が発生している。すなわち、例示したバイパス回路３は高周波域でインピーダンスが低くなっているので、光信号１２の高周波域の成分が差動増幅器６に流れにくくなり、前置増幅器の高周波域での振幅応答が低くなっている。また、この例ではおよそ１００ｋＨｚ以下の領域とおよそ１０ＭＨｚ以上の領域で、振幅応答はほぼ一定になっている。
【００２８】
一方、図３は、バイパス回路が接続されていない状態もしくはバイパス回路が周波数特性を持たない状態で、第一のコンデンサ９として１００ｎＦを搭載し、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１は搭載していない場合の前置増幅器全体としての周波数応答特性を示した図である。図３の周波数特性は、第一の抵抗８すなわち差動増幅器６の入力インピーダンスと第一のコンデンサ９によって構成されるローパスフィルタによって、低周波域のみＤＣフィードバック回路７が有効となり閾値が調整されることで得られる。なお、第二の差動増幅器１７の出力インピーダンスが高ければ抵抗１８の寄与は考慮しなくてよい。
第一の抵抗８は差動増幅器内部の回路構成に依存するが、例えば１００Ω程度の大きさである。第一の抵抗８の抵抗値Ｒ１と第一のコンデンサ９の容量Ｃ１で決まる周波数ｆ１（＝１／（２π・Ｒ１・Ｃ１））より高いおよそ１００ｋＨｚ以上から１０ＧＨｚに至るまでおおよそ平坦な周波数応答特性が得られ、およそ１００ｋＨｚ未満で周波数減少とともに単調に振幅応答特性が低下している。
【００２９】
図４は、バイパス回路の影響を受け平坦性が損なわれている状態で、第一のコンデンサ９として１００ｎＦを搭載し、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１は搭載していない場合の前置増幅器の周波数応答特性を示した図である。１００ｋＨｚ近傍で１０ｄＢ以上のピーキングが発生しており、例えば４０Ｇｂｐｓといった広帯域デジタル信号を扱う場合には深刻なビットエラーを起こす。
ピーキングの原因は、一つの時定数のみを持つ単純なローパスフィルタでは、図３のような、周波数とともに単調に変化せずにステップを持つようなプロファイルの周波数応答特性までも補正することができないからである。
【００３０】
このようにバイパス回路の周波数応答特性が扱い難いプロファイルの場合に、第一のコンデンサ、第二の抵抗、および第二のコンデンサの値を適切に設定することにより、複雑なプロファイルの周波数応答特性を補正することができる。
【００３１】
バイパス回路の周波数応答特性により生じた図２のような周波数応答特性を補正する場合、まず、１００ｋＨｚから１０ＭＨｚにかけて発生している、低周波数域で応答が大きくなっている特性（ロールオフ特性）を補正するために、第一のコンデンサとして２．３ｎＦを選択する。
差動増幅器６の入力端子とグランドの間に、第一の抵抗８と第一のコンデンサ９が互いに並列に接続されているため、第一の抵抗８の抵抗値をＲ１、第一のコンデンサの容量をＣ１とすると、第一の抵抗８の抵抗値Ｒ１と第一のコンデンサ９の容量Ｃ１で決まる周波数ｆ１（＝１／（２π・Ｒ１・Ｃ１））より高いおよそ７００ｋＨｚ以上の周波数が遮断されることとなる。したがって、フィードバック回路７が十分有効になるのはおよそ７００ｋＨｚ未満の周波数となり、前置増幅器全体としてはおよそ７００ｋＨｚ未満の周波数域で振幅応答を大きく落とすことができる。
【００３２】
しかし、上述のように１段だけのローパス回路として、第二の抵抗１０および第二のコンデンサ１１を接続しなければ、図３に示したピーキングが生じたり、必要帯域の下限に近い周波数域の振幅応答が低下しすぎたりして、通信に必要な平坦な周波数特性が得られない。
【００３３】
そこで、第二のコンデンサとしては、前置増幅回路全体の低域カットオフ周波数を１００ｋＨｚ未満にし、必要な周波数帯域を平坦にするために、１００ｎＦまたはそれ以上の大容量コンデンサを選択する。また、第二の抵抗１０として２００Ωを選択する。この場合、第二の抵抗１０の抵抗値Ｒ２と第二のコンデンサ１１の容量Ｃ２で決まる周波数ｆ２（＝１／（２π・Ｒ２・Ｃ２））であるおよそ１０ｋＨｚ以上の周波数が遮断されることとなる。したがって、第一の抵抗８と第一のコンデンサ９が構成する第一段のローパスフィルタと、第二の抵抗１０と第二のコンデンサ１１が構成する第二段のローパスフィルタの効果を合わせると、およそ１０ｋＨｚからおよそ１００ｋＨｚまでの周波数域は主に第二段のローパスフィルタの効果によりフィードバック信号を遮断し、およそ１００ｋＨｚ以上の周波数域は主に第一段のローパスフィルタの効果によりフィードバック信号を遮断することとなる。第一段のローパスフィルタと第二段のローパスフィルタの効果を発揮する主たる周波数領域をそれぞれ分担させることによって初めて、前置増幅器の複雑な周波数非平坦性を打ち消すようなフィードバック特性が得られる。その結果、図２に示すようなステップ状の周波数特性のような、周波数特性が単調変化でない前置増幅器を補正することができる。
【００３４】
第一段のローパスフィルタと第二段のローパスフィルタの効果を発揮する主たる周波数領域をそれぞれ分担させるためには、有限の抵抗値Ｒ２を持つ第二の抵抗１０を接続することが重要である。このことを説明するために、図５には、バイパス回路の特性が平坦な状態で、ローパスフィルタの回路定数を変えた場合の前置増幅器の周波数特性を示す。また、図６には、バイパス回路の特性が平坦でない状態で、ローパスフィルタの回路定数を変えた場合の前置増幅器の周波数特性を示す。
第二の抵抗を０Ω、すなわち取り付けなかった場合には第一のコンデンサと第二のコンデンサは単純に並列に接続されていることとなり、合成容量１０２．３ｎＦのコンデンサが１つだけ接続されている状態と等価になり、本発明による異なった時定数をもつフィルタ特性の合成とはならない。第二の抵抗が０Ωの場合には、図５に示すようにローパスフィルタを通してフィードバックをかけた前置増幅器の周波数特性は、周波数ｆ１に近いおよそ１００ｋＨｚ未満で単調に減少し、図６に示すバイパス回路をつないだ状態の周波数応答は、図３と同じくピーキングを有する周波数応答特性となる。
【００３５】
そこで、第二の抵抗を１００Ω、２００Ωと順次増加していくと、図６に示すピーキングのレベルは徐々に下がり、２００Ωにおいて１００ｋＨｚ〜１０ＧＨｚにおいてピーキングのほとんど無い平坦な特性を得ることができる。すなわち、第一のコンデンサとして２．３ｎＦ、第二の抵抗として２００Ω、第二のコンデンサとして１００ｎＦを搭載した場合に、図５の第二の抵抗が２００Ωの場合に示すような２段階で変化する周波数特性のフィルタが得られ、最も最適な周波数応答特性の前置増幅回路を構成することができる。
【００３６】
このように平坦な周波数応答特性を得ることができるのは、第一の抵抗と第一のコンデンサによって決定されるローパスフィルタ特性と、第二の抵抗と第二のコンデンサによって決定される異なったローパスフィルタ特性とが合成され、さらに第二のコンデンサによるフィルタ特性を第二の抵抗の値で調整することによって、図５の第二の抵抗が０Ωでない場合のような複雑な形状の多重ハイパスフィルタ特性を作り出すことができ、図２のような扱い難いプロファイルの周波数応答特性までも補正して平坦化できるためである。
【００３７】
第一の抵抗８の抵抗値Ｒ１と第一のコンデンサ９の容量Ｃ１によって決定される遮断周波数ｆ１の値は、前置増幅器の振幅応答が周波数減少とともに増大し始める周波数と同じかそれ未満であることが望ましい。なぜなら、周波数ｆ１の前後の周波数（ｆ１のおよそ２５％〜４００％）以下の周波数域で第一段のローパスフィルタが信号を有意に透過させるからである。
第一の抵抗１０の抵抗値Ｒ２と第一のコンデンサ１１の容量Ｃ２の値は、前置増幅器の振幅応答が、周波数減少とともに増大することが終わった周波数と同じかそれ未満であることが望ましい。なぜなら、周波数ｆ２の前後の周波数（ｆ２のおよそ２５％〜４００％）以下の周波数域で第二段のローパスフィルタおいても信号を有意に透過させるからである。なお、ｆ２＜ｆ１であるので、ｆ２の前後の周波数以下の上記周波数域では第一段のローパスフィルタと第二段のローパスフィルタのいずれもが信号を有意に透過させる。
【００３８】
この発明によれば、差動増幅器の入力端子と閾値電圧発生手段との間に、２つ以上の異なった特性をもつ多重フィルタ回路を接続するために、複雑な周波数応答特性を多重フィルタ回路によって補正し、より平坦な周波数応答特性をもつ効果を奏する。
周波数応答特性を補正する場所としてバイパス回路３の近傍に回路を付加することも考えられるが、このようにＰＤの信号出力近傍に回路を付加していくことは一般的に雑音特性の劣化を招く。本発明ではＰＤから離れた閾値電圧回路への回路付加のため、このような複雑な回路形式で周波数応答特性を補正しても雑音特性に悪影響を与えることがないという効果もある。
【００３９】
周波数平坦性を損なう要因はバイパス回路３以外にも存在する。実際に前置増幅器を集積回路（ＩＣ）として作製した場合には、回路パラメータが必ずしも広い周波数帯域に渡って理想的な状態で動作しないため、周波数平坦性が損なわれることがしばしば発生する。さらに、前置増幅器の用途によっては、特定の周波数で応答を落とすといった特殊な周波数応答特性が要求されることもある。本発明によれば、このような種々のニーズに適応した前置増幅器を構成することができる。
【００４０】
閾値電圧発生手段としてＤＣフィードバック回路を用いた場合には、差動増幅器の出力バランスを保ちつつ、前置増幅器全体として理想的な周波数応答特性をもつことができるという効果がある。
【００４１】
さらに、この発明によれば、電流信号としてフォトダイオードによる光電流を用い、フォトダイオードにバイパス回路を接続した場合には、入力光信号の増大に応じて出力される電流信号をバイパス回路で引き抜き、トランスインピーダンス増幅器へ入力される電流振幅を保ちつつ、トランスインピーダンス増幅器とバイパス回路の両方、さらには差動増幅器において発生した周波数応答特性の非平坦性を多重フィルタ回路で補正し平坦化できるという効果を奏する。
【００４２】
さらに、この発明によれば、多重フィルタ回路が、第一のコンデンサと、上記第一のコンデンサに並列に接続された抵抗および第二のコンデンサとからなることにより、このコンデンサと抵抗の値を組み合わせることで安価に任意のフィルタ特性を生成することができるという効果を奏する。フィードバック回路の出力に多重ローパスフィルタを接続することで、バイパス回路等で損なわれた周波数平坦性を容易に補正することができる。
【００４３】
４０Ｇｂｐｓに用いる前置増幅器について上で述べたが、それ以外のビットレートにおいても平坦性が要求される周波数と前置増幅器の非平坦性に合わせて多重フィルタの値を設計すればよいことは言うまでもない。
【００４４】
実施の形態２．
本発明の実施の形態２にかかる前置増幅器の構成を図７に示す。
実施の形態１と共通する構成要素については同じ番号を付し説明を省略する。
実施の形態１では、電流信号１２がトランスインピーダンス増幅器４により電圧信号に変換された後に差動増幅器６に入力しているが、本実施の形態においては、電流信号を直接差動増幅器６の一方の入力端子に接続した。
【００４５】
本実施の形態においては、電流信号を電圧信号に変換するデバイスとして差動増幅器６を使用することにより、差動増幅器６とバイパス回路の両方で発生した周波数応答特性の非平坦性を多重フィルタ回路で補正し平坦化できるという効果を奏する。この構成においても実施の形態１と同様の効果を奏する。また、前置増幅器の構成をより単純にすることができる。
【００４６】
実施の形態３．
本発明の実施の形態３にかかる構成を図８に示す。実施の形態１と共通する構成要素については同じ番号を付し説明を省略する。
実施の形態１は、差動増幅器の入力部に接続された閾値電圧発生手段としてＤＣフィードバック回路によるものであったが、本実施の形態では電流信号を分岐して生成したフィードフォワード回路としている。
【００４７】
図８は、上記閾値電圧発生手段としてフィードフォワード回路を用いた前置増幅器を示す概略図である。図８において、１９は、トランスインピーダンス増幅器４の出力信号を分岐して閾値電圧を発生するフィードフォワード回路である。ＤＣフィードバック回路７に代えてフィードフォワード回路１９を使用していることを除けば実施の形態１と同様の構成である。
フィードフォワード回路１９は、例えば、差動増幅器６の正相入力端子にはトランスインピーダンス増幅器４の出力信号を直接的に入力し、差動増幅器６の逆相入力端子にはトランスインピーダンス増幅器４の出力信号の平均電圧を入力する動作をすることにより、差動増幅器６の動作点を最適化する。
【００４８】
第一のコンデンサ９、第二の抵抗１０、第二のコンデンサ１１によって構成される多重フィルタ回路により、第一の実施例と同様の効果を奏する。さらに、このようなフィードフォワード回路の構成においては、差動増幅器の入力インピーダンス８を容易に高めることができるため、その場合は第一のコンデンサ９として、実施の形態１よりも容量の小さなものを用いることができるという効果も奏する。また、閾値電圧発生手段としてフィードフォワード回路を用いることにより、第一のコンデンサの容量値としてＤＣフィードバック回路よりも比較的小さな値をとることができ、回路規模が小さくできるという効果を奏する。
【００４９】
実施の形態４．
実施の形態１ないし３にかかる発明は、ディスクリートな部品で前置増幅器を構成したものであった。本実施の形態は、実施の形態３にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化したものである。図９において２０は１つのＩＣであり、図９に示されるＩＣ２０の内部にある回路構成要素は１つのＩＣ２０に搭載されている。フォトダイオード１、電源２、第一のコンデンサ９、第二の抵抗１０、第二のコンデンサ１１以外の部品をすべて１チップ化することにより小型化、低コスト化および利便性の向上を図っているが、ＩＣの寄生インピーダンスによる周波数応答特性の劣化は、ＩＣの外部に接続される多重フィルタ回路によって、第一の実施例と同様に補正することができるという効果がある。
【００５０】
このような構成とすることにより、ＩＣ化による小型化、低コスト化等のメリットをほとんど損なうことなく、所望の周波数平坦性を得ることができるという効果がある。上記ＩＣの外部に上記多重フィルタ回路を接続することにより、ＩＣ化による低コスト化と、多重フィルタ回路によるチューニングの両方を実現することができるという効果を奏する。また、本実施の形態においても実施の形態１ないし３と同様の効果を奏する。
【００５１】
本実施の形態における説明では実施の形態３にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化した形態を例にとって示したが、実施の形態１にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化した形態や、実施の形態２にかかる前置増幅器の受光素子と多重フィルタ回路以外の部分をＩＣ化した形態についても同様に実施することができ、上記と同様の効果が得られる。
【００５２】
実施の形態１ないし４において、受光素子をＰＤとしたが、ＡＰＤであっても同様な効果を有する。
【００５３】
実施の形態１ないし４において、フィードバック回路は抵抗からなる中間電位発生回路とフィードバック抵抗で構成することもできる。しかし、図１に内部を示したフィードバック回路７のように能動素子を用いてフィードバック回路を構成する場合は、中間電位発生回路のインピーダンスを考慮しなくてもよいため、より自由なフィルタ定数の選択が可能であり、より多様な振幅応答の非平坦性を補正することができる。
【００５４】
実施の形態１ないし４において、多重フィルタの定数として第一の抵抗８の抵抗値を調整するために、第１のコンデンサ９に新たな抵抗（図示せず）を第一のコンデンサ９に並列に接続してもよい。
【００５５】
実施の形態１ないし４において、より複雑な周波数特性を補正するために、３段以上のフィルタからなる多重フィルタを用いてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の実施の形態１にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図２】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれている状態の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図３】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれていない状態で、単一の時定数を持つローパスフィルタを用いて閾値を調整した場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図４】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれている状態で、単一の時定数を持つローパスフィルタを用いて閾値を調整した場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図５】バイパス回路により周波数特性の平坦性が損なわれていない状態で、実施の形態１における多重フィルタ回路を用いて閾値を調整した場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図６】実施の形態１における多重フィルタ回路による調整を行った場合の前置増幅器の周波数応答特性を示す図である。
【図７】実施の形態２にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図８】実施の形態３にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図９】実施の形態４にかかる前置増幅器の概略構成を示す図である。
【図１０】従来の前置増幅器の概略構成を示す図である。
【符号の説明】
【００５７】
１ ＰＤ、２ 電源、３ バイパス回路、４ トランスインピーダンス増幅器、６ 差動増幅器、７ ＤＣフィードバック回路、８ 第一の抵抗、９ 第一のコンデンサ、１０ 第二の抵抗、１１ 第二のコンデンサ、１２ 電流信号。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光素子によって生成された電流信号を入力する信号入力端子と、
差動増幅器と、
上記差動増幅器の基準点を決める閾値電圧を生成する閾値電圧発生器と、
多重フィルタ回路と、を備える前置増幅器であって、
上記閾値電圧発生器の出力は上記差動増幅器のの入力に接続され、
上記多重フィルタ回路は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、かつ、２つ以上の異なる時定数を持つことを特徴とする前置増幅器。
【請求項２】
上記閾値電圧発生器は、一方の入力は上記差動増幅器の逆相出力に接続され、他方の入力は上記差動増幅器の正相出力に接続されたＤＣフィードバック回路で構成されたことを特徴とする請求項１に記載の前置増幅器。
【請求項３】
上記閾値電圧発生器は、受光素子によって生成された上記電流信号または上記電流信号を増幅して得られた信号を分岐して上記閾値電圧を生成するフィードフォワード回路で構成されたことを特徴とする請求項１に記載の前置増幅器。
【請求項４】
上記前置増幅器は、受光素子によって生成された上記電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅器をさらに備え、
上記トランスインピーダンス増幅器の入力は上記信号入力端子に接続され、
上記トランスインピーダンス増幅器の出力は上記差動増幅器の入力に接続されたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項５】
上記前置増幅器は、バイパス回路をさらに備え、
上記バイパス回路は上記信号入力端子に接続され、上記信号入力端子に接続された受光素子からの上記電流信号に応じて上記電流信号を引き抜くことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項６】
上記多重フィルタ回路は、
第一のコンデンサで構成される第一段フィルタと、
互いに直列に接続された第二の抵抗および第二のコンデンサで構成される第二段フィルタとからなり、
上記第一のコンデンサの一端は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、
上記第一のコンデンサの他端はグランドに接続され、
上記第二段フィルタの一端は上記第一のコンデンサの一端に接続され、
上記第二段フィルタの他端はグランドに接続されたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項７】
上記第一段フィルタは遮断周波数ｆ１のローパスフィルタであり、
上記第二段フィルタは遮断周波数ｆ２のローパスフィルタであり、
上記遮断周波数ｆ１は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少とともに増大し始める周波数以下であり、
上記遮断周波数ｆ２は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少に伴う増大が終わる周波数以下であることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項８】
上記多重フィルタ回路以外の上記前置増幅器の回路構成要素はワンチップ化された集積回路であり、上記集積回路の外部に上記多重フィルタ回路を接続したことを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項１】
受光素子によって生成された電流信号を入力する信号入力端子と、
差動増幅器と、
上記差動増幅器の基準点を決める閾値電圧を生成する閾値電圧発生器と、
多重フィルタ回路と、を備える前置増幅器であって、
上記閾値電圧発生器の出力は上記差動増幅器のの入力に接続され、
上記多重フィルタ回路は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、かつ、２つ以上の異なる時定数を持つことを特徴とする前置増幅器。
【請求項２】
上記閾値電圧発生器は、一方の入力は上記差動増幅器の逆相出力に接続され、他方の入力は上記差動増幅器の正相出力に接続されたＤＣフィードバック回路で構成されたことを特徴とする請求項１に記載の前置増幅器。
【請求項３】
上記閾値電圧発生器は、受光素子によって生成された上記電流信号または上記電流信号を増幅して得られた信号を分岐して上記閾値電圧を生成するフィードフォワード回路で構成されたことを特徴とする請求項１に記載の前置増幅器。
【請求項４】
上記前置増幅器は、受光素子によって生成された上記電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅器をさらに備え、
上記トランスインピーダンス増幅器の入力は上記信号入力端子に接続され、
上記トランスインピーダンス増幅器の出力は上記差動増幅器の入力に接続されたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項５】
上記前置増幅器は、バイパス回路をさらに備え、
上記バイパス回路は上記信号入力端子に接続され、上記信号入力端子に接続された受光素子からの上記電流信号に応じて上記電流信号を引き抜くことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項６】
上記多重フィルタ回路は、
第一のコンデンサで構成される第一段フィルタと、
互いに直列に接続された第二の抵抗および第二のコンデンサで構成される第二段フィルタとからなり、
上記第一のコンデンサの一端は上記閾値電圧発生器の出力と上記差動増幅器の入力との間に接続され、
上記第一のコンデンサの他端はグランドに接続され、
上記第二段フィルタの一端は上記第一のコンデンサの一端に接続され、
上記第二段フィルタの他端はグランドに接続されたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項７】
上記第一段フィルタは遮断周波数ｆ１のローパスフィルタであり、
上記第二段フィルタは遮断周波数ｆ２のローパスフィルタであり、
上記遮断周波数ｆ１は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少とともに増大し始める周波数以下であり、
上記遮断周波数ｆ２は補正前の前置増幅器の振幅応答が周波数減少に伴う増大が終わる周波数以下であることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【請求項８】
上記多重フィルタ回路以外の上記前置増幅器の回路構成要素はワンチップ化された集積回路であり、上記集積回路の外部に上記多重フィルタ回路を接続したことを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の前置増幅器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１０−１３６１６９（Ｐ２０１０−１３６１６９Ａ）
【公開日】平成２２年６月１７日（２０１０．６．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−３１０８４５（Ｐ２００８−３１０８４５）
【出願日】平成２０年１２月５日（２００８．１２．５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年６月１７日（２０１０．６．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１２月５日（２００８．１２．５）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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