半導体集積回路装置及びそれを用いた非接触型電子装置
【課題】非接触型電子装置からリーダ・ライタへのデータ送信においてチップに搭載されるレギュレータ回路の電圧抑制動作が、負荷変調電流によるチップ全体の電流変化を減衰してしまい、リーダ・ライタが非接触型電子装置の送信データを受信できなかった。
【解決手段】非接触型電子装置に供給される電力によって、電源回路Ｂ５に搭載されるレギュレータ機能の電圧抑制特性を変化させ、非接触型電子装置に供給される電力が小さい場合には、アンテナに流れる電流に対するアンテナ端子（ＬＡ−ＬＢ）間電圧の電圧変化量を大きくし、非接触型電子装置に供給される電力が大きい場合には、アンテナに流れる電流に対するアンテナ端子（ＬＡ−ＬＢ）間電圧の電圧変化量を小さくすることで、遠距離通信時における負荷変調回路（送信回路Ｂ８）の電流変化に対する全体消費電流の電流変化を大きくする。
【解決手段】非接触型電子装置に供給される電力によって、電源回路Ｂ５に搭載されるレギュレータ機能の電圧抑制特性を変化させ、非接触型電子装置に供給される電力が小さい場合には、アンテナに流れる電流に対するアンテナ端子（ＬＡ−ＬＢ）間電圧の電圧変化量を大きくし、非接触型電子装置に供給される電力が大きい場合には、アンテナに流れる電流に対するアンテナ端子（ＬＡ−ＬＢ）間電圧の電圧変化量を小さくすることで、遠距離通信時における負荷変調回路（送信回路Ｂ８）の電流変化に対する全体消費電流の電流変化を大きくする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路装置及びそれを用いた非接触型電子装置に関し、特に、ＩＣカードやＩＣタグを代表とする非接触型電子装置とそれに搭載される半導体集積回路装置の電源回路の構成に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明者が検討した技術として、例えば、ＩＣカード、ＩＣタグ、ＲＦＩＤ、携帯電話等の非接触型電子装置においては、以下の技術が考えられる。
【０００３】
内部にＣＰＵやメモリ等の機能を有した半導体集積回路装置を備える非接触型電子装置が、交通や金融等の分野で普及しつつある。特に限定はされないが、上記非接触型電子装置はバッテリ等の電源を持たず、アンテナで受けた電磁波から電源を生成して動作する。上記非接触型電子装置は、リーダ・ライタ（質問器）から電磁波を変調して送られるデータを受信し、更に、受信したデータをＣＰＵやメモリによって信号処理を行う。その結果、得られたデータに応じて、アンテナ端子間の負荷を変動させることでアンテナで受信している電磁波を変調し、データをリーダ・ライタに送信する。
【０００４】
このような非接触型電子装置において、整流機能とレギュレータ機能を融合することで、高効率で安定した電源電圧を生成し、通信距離の拡大を図る回路技術がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
更に、より広範囲な通信範囲を実現するために、特許文献１に記載される電源回路を利用し、電源回路を構成する素子の耐圧を保護する技術がある（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００１−２７４３３９号公報
【特許文献２】特開２００３−３１９５７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、前記のような非接触型電子装置の技術について、本発明者が検討した結果、以下のようなことが明らかとなった。
【０００７】
図１には、リーダ・ライタから電磁波の形態で供給される電力を非接触型電子装置に備えられるアンテナで受信したとき、上記アンテナの両側端子から非接触型電子装置内に出力される電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）−電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）特性が示されている。
【０００８】
図１の電流−電圧特性Ｗ１に示されるように、アンテナ端子間に接続される負荷に流れる電流に依存してアンテナ端の電圧が変化することから、出力抵抗Ｒ０をもつ信号振幅Ｖ０の電圧源と等価であることを示している。つまり、上記電流−電圧特性Ｗ１の電圧軸（Ｙ軸）との交点が上記電圧源の信号振幅Ｖ０となり、上記電流−電圧特性の傾きが上記出力抵抗Ｒ０となる。
【０００９】
一般に、リーダ・ライタと非接触型電子装置の間の距離、いわゆる、通信距離に応じて、上記等価回路における上記電圧源の信号振幅Ｖ０と上記出力抵抗Ｒ０は変化する。特に遠距離通信時においては、通信距離が遠くなるほど信号振幅Ｖ０が減少し、上記出力抵抗Ｒ０が増大する特性を持つ。
【００１０】
図２には、図１のアンテナの両側端子から出力される電流−電圧特性を表す等価回路Ｂ０と、非接触型電子装置に搭載される電源回路Ｂ１及び負荷変調回路Ｂ２が示されている。
【００１１】
等価回路Ｂ０は、前述の出力特性を持つことから、信号振幅Ｖ０をもつ電圧源Ｅ０と出力抵抗Ｒ０の直列接続から構成される。電源回路Ｂ１は、整流回路と平滑容量から構成され、レギュレータ機能を有する。これにより、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに入力される信号を整流及び平滑し、出力端子ＯＵＴに得られる電源電圧ＶＤＤは所定の電圧レベルを上回らないようにレギュレータ機能によって制御される。
【００１２】
非接触型電子装置からリーダ・ライタへデータを送信するための負荷変調回路Ｂ２は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢとグランド端子の間に接続され、負荷変調回路Ｂ２は制御信号ＴＸによって制御される。負荷変調回路Ｂ２は、制御信号ＴＸによってオンされると出力電流Ｉ１を発生し、オフされると出力電流は流れなくなる。つまり、制御信号ＴＸによって電流変化Ｉ１を発生する機能を有する回路であるため、電流源Ｉ１とスイッチＳ１の直列接続によって構成される。上記電流源Ｉ１とスイッチＳ１によって発生される電流変化Ｉ１は、ダイオードＤ１またはＤ２を介して、アンテナ端子ＬＡまたはＬＢの電位が高い方に流れる。ここでは、負荷変調回路Ｂ２をアンテナ端子ＬＡ及びＬＢとグランド端子の間に接続したが、特に限定されるものではなく、例えば、アンテナ端子ＬＡにのみ接続されても良い。
【００１３】
図３には、図２における各端子電圧の電流−電圧特性の一例を示す。ここでは、特許文献２に記載された電源回路を例にしている。
【００１４】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ１は負荷変調回路Ｂ２がオフしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ２は負荷変調回路Ｂ２がオンしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ３は負荷変調回路Ｂ２がオフしているときの電源回路Ｂ１の出力電圧、Ｗ４は負荷変調回路Ｂ２がオンしているときの電源回路Ｂ１の出力電圧をそれぞれ示している。更に、Ｗ５及びＷ６は、図１に示したアンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性の一例を示しており、Ｗ５は近距離通信時における電流−電圧特性、Ｗ６は遠距離通信時における電流−電圧特性をそれぞれ表しており、電流−電圧特性Ｗ６の方が、図１及び図２で示した出力抵抗Ｒ０が大きいことを表している。
【００１５】
ここでは、上記電源回路Ｂ１の電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達した後、上記電源回路Ｂ１に内蔵されるレギュレータ回路の出力電圧抑制動作によって傾きＲ１をもつ場合を示しており、実際には、アンテナ端子ＬＡ，ＬＢに発生する電圧振幅が素子耐圧を考慮して、上記出力電圧抑制特性の傾きＲ１を調整する必要がある。
【００１６】
また、電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達するまでの傾きは、上記電源回路Ｂ１の出力電圧端子とグランド端子の間に接続される内部回路Ｂ３１の消費電流によって決定される。
【００１７】
負荷変調回路Ｂ２がオンしたときのアンテナ端子間電圧Ｗ２の波形は、負荷変調回路Ｂ２がオフしているときのアンテナ端子間電圧Ｗ１の波形を、電流軸（Ｘ軸）方向に、負荷変調回路Ｂ２の出力電流Ｉ１だけシフトした特性であると考えることができる。
【００１８】
ここで、図２に示したように、図３に示す特性を持つ電源回路Ｂ１及び負荷変調回路Ｂ２がアンテナ端子ＬＡ及びＬＢに接続されることから、アンテナの出力特性を示す電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６との交点がそれぞれの条件における動作点となる。したがって、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ２との交点が、負荷変調回路Ｂ２がオンのときの動作点を、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ１との交点が、負荷変調回路Ｂ２がオフのときの動作点をそれぞれ示し、この２つの動作点における電流の差分が、負荷変調回路Ｂ２のオン・オフによってアンテナ端子ＬＡ，ＬＢに出力される電流変化ΔＩ２ａ及びΔＩ２ｂになる。
【００１９】
これより、傾きが大きい電流−電圧特性Ｗ６においてアンテナ端子ＬＡ，ＬＢに出力される電流変化ΔＩ２ａの方が、傾きが小さい電流−電圧特性Ｗ５においてアンテナ端子ＬＡ，ＬＢに出力される電流変化ΔＩ２ｂに比べて小さくなることがわかる。
【００２０】
このことは、式を用いて説明することもできる。図３の特性を持つ図２の回路において、負荷変調回路Ｂ２をオンした場合と負荷変調回路Ｂ２をオフした場合のアンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流変化ΔＩ２は、（式１）のように表される。
【００２１】
ΔＩ２＝（１−Ｒ０／（Ｒ０＋Ｒ１））×Ｉ１・・・・・（式１）
（式１）は、等価回路Ｂ０における出力抵抗Ｒ０が、図３に示した出力電圧抑制特性の傾きＲ１に比べて極めて大きい場合、右辺の係数がゼロに近似されることから、負荷変調回路Ｂ２の出力電流Ｉ１は減衰され、アンテナ端子ＬＡの電流変化ΔＩ２が小さくなることを示しており、図３で示した電流変化ΔＩ２ａとΔＩ２ｂの関係と同等である。
【００２２】
ここで、特許文献１のように、出力電圧抑制特性の傾きＲ１を前述の等価回路Ｂ０における出力抵抗Ｒ０に比べて大きくすれば、アンテナ端子ＬＡの電流変化ΔＩ２を大きくすることはできるが、上述のように、アンテナ端子に発生する電圧振幅が大きくなるため、近距離通信時において、アンテナ端子間電圧が素子耐圧を超える可能性が高く、現実的ではない。
【００２３】
以上のように、出力電圧抑制特性の傾きＲ１が小さい電源回路では、特に、リーダ・ライタと非接触型電子装置が遠距離通信時のようにアンテナの両側端子から出力される電流−電圧特性の傾きが大きい場合に、負荷変調回路Ｂ２によって発生するアンテナ端子ＬＡの電流変化が極めて小さくなってしまい、リーダ・ライタが非接触型電子装置から送信されるデータを受信できないという問題があった。
【００２４】
そこで、本発明の目的は、非接触型電子装置とリーダ・ライタの間の通信距離が遠い場合における非接触型電子装置からリーダ・ライタへの安定した送信を実現することが可能な回路技術を提供することにある。
【００２５】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００２７】
すなわち、本発明による半導体集積回路装置及びそれを用いた非接触型電子装置は、アンテナと、整流機能と、負荷変調機能と、レギュレータ機能を具備し、前記レギュレータ機能により出力電圧が抑制されている領域において、非接触型電子装置に供給される電力が小さいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が大きくなり、非接触型電子装置に供給される電力が大きいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が小さくなる電流−電圧特性を有するものである。
【発明の効果】
【００２８】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
【００２９】
非接触型電子装置とリーダ・ライタとの通信距離が遠い場合での、非接触型電子装置からリーダ・ライタへのデータ送信において、大きな負荷変調電流を発生することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００３１】
（実施の形態１）
図４は、本発明の実施の形態１による半導体集積回路装置及び非接触型電子装置の基本構成を示すブロック図である。
【００３２】
まず、図４により、本実施の形態１による半導体集積回路装置及び非接触型電子装置の構成の一例を説明する。本実施の形態１の非接触型電子装置は、例えば、ＩＣカード、ＩＣタグ、ＲＦＩＤ、携帯電話などである。
【００３３】
図４において、Ｂ３は非接触型電子装置、Ｂ４は非接触型電子装置Ｂ３に搭載される半導体集積回路装置、Ｌ０は非接触型電子装置Ｂ３に搭載されるアンテナである。アンテナＬ０と並列に接続された容量Ｃ０は、共振回路を構成する。この共振容量Ｃ０は、寄生容量等も考慮して調整されるため、必ずしも接続されるものではない。半導体集積回路装置Ｂ４は、電源回路Ｂ５、内部回路Ｂ６を有し、アンテナＬ０を接続するためのアンテナ端子ＬＡ及びＬＢを有している。
【００３４】
図４において、電源回路Ｂ５は、整流回路、平滑容量、レギュレータ回路から構成される（図示せず）。レギュレータ回路は、整流回路及び平滑容量によって生成される電圧が所定の電圧レベルを超えないように制御する。電源回路Ｂ５の出力電圧は、内部回路Ｂ６の電源電圧ＶＤＤとして供給される。
【００３５】
内部回路Ｂ６は、受信回路Ｂ７、送信回路Ｂ８、制御部Ｂ９、メモリＢ１０から構成される。受信回路Ｂ７は、非接触型電子装置Ｂ３に備えられるアンテナＬ０によって受信された交流信号に重畳された情報信号を復調してディジタルの情報信号として制御部Ｂ９に供給する。送信回路Ｂ８は、制御部Ｂ９から出力されるディジタル信号の情報信号を受け、アンテナＬ０が受信している交流信号を同情報信号によって変調する。リーダ・ライタＢ１４（図５参照）は、アンテナＬ０からの電磁波の反射が上記変調によって変化することを受けて、制御部Ｂ９からの情報信号を受信する。メモリＢ１０は、制御部Ｂ９との間で復調された情報データや送信データの記録などに利用される。
【００３６】
図５に、非接触型電子装置Ｂ３の構造例及びリーダ・ライタＢ１４を示す。
【００３７】
非接触型電子装置Ｂ３は、例えば、樹脂モールドされたプリント基板Ｂ１１によってカードの形態を成す。外部のリーダ・ライタＢ１４からの電磁波を受けるアンテナＬ０は、プリント基板Ｂ１１の配線により形成される渦巻き状のコイルＢ１２によって構成される。１個のＩＣチップＢ１３で構成された半導体集積回路装置Ｂ４には、ＩＣチップＢ１３にアンテナとなるコイルＢ１２が接続される。リーダ・ライタＢ１４からの電磁波を受けたアンテナＬ０（コイルＢ１２）は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに高周波の交流信号を出力する。交流信号は、部分的に情報信号（データ）によって変調されている。
【００３８】
本発明は、典型的には外部と入出力のための端子を非接触型電子装置表面に持たない非接触型電子装置に適用される。もちろん、非接触型インターフェースと入出力端子の両方を持つデュアルタイプ非接触型電子装置に用いても良い。また、特に限定はされないが、半導体集積回路装置Ｂ４は、公知の半導体集積回路装置の製造技術によって、単結晶シリコン等のような１個の半導体基板上に形成される。
【００３９】
図６は、本実施の形態１の半導体集積回路装置に搭載される電源回路及び送信回路（負荷変調回路）の基本構成例を示す回路図である。
【００４０】
電源回路Ｂ５は、整流平滑機能及び出力電圧抑制機能を有しており、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、非接触型電子装置内に搭載されるアンテナＬ０が接続される。また、ここではアンテナ端子ＬＢをチップ内のグランド端子としても使用している。
【００４１】
電源回路Ｂ５は、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴの間に、ゲート端子とドレイン端子の間に抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４を直列接続したＭＯＳトランジスタＭ１が接続され、演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）には、出力端子ＯＵＴとグランド端子の間に直列接続された抵抗Ｒ６及びＲ７の接続点が接続され、反転入力端子（−）には、基準電圧Ｖ１が入力され、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点とアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ２と、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ３が直列接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子とアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ４と、抵抗Ｒ５と、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ５が直列接続された構成である。
【００４２】
ＭＯＳトランジスタＭ１は、アンテナ端子ＬＡの電位がグランド電位よりも高いときに、アンテナ端子ＬＡから出力端子ＯＵＴに電流を流す整流素子として動作し、出力端子ＯＵＴとグランド端子の間に接続される電源間容量Ｃ１に電流を供給する。電源間容量Ｃ１によって平滑化された電源電圧ＶＤＤが内部回路Ｂ６に供給される。
【００４３】
送信回路（負荷変調回路）Ｂ８は、アンテナ端子ＬＡとグランド端子の間に接続され、ダイオードＤ１と、制御信号ＴＸによって制御されるスイッチＳ１と、電流源Ｉ１とから構成され、制御信号ＴＸによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢの間に流れる電流を変化させる。
【００４４】
図７に、図６に示した電源回路及び送信回路（負荷変調回路）における各端子電圧の電流−電圧特性を示す。
【００４５】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ７はアンテナ端子ＬＡ−ＬＢ間電圧を示し、Ｗ８は電源回路Ｂ５が出力端子ＯＵＴから出力する電源電圧ＶＤＤを示している。
【００４６】
図６において、電源電圧ＶＤＤが所定のレベルより低い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５に電流が流れないため、抵抗Ｒ３及びＲ４の両端に電圧は発生しない。これより、ＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲート端子とドレイン端子が接続された状態で整流動作を行うため、出力端子ＯＵＴにはアンテナ端子ＬＡよりもＭＯＳトランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓだけ低い電圧が出力される。このとき、アンテナ端子には、主として内部回路Ｂ６の消費電流に応じた電流が流れている。
【００４７】
電源電圧ＶＤＤが所定のレベルに達すると、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５は、電源電圧ＶＤＤに応じた電流を流す。ここで、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５のトランジスタサイズが等しいと仮定すれば、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ４に流れる電流は等しい。更に、抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ３に比べて非常に大きい抵抗値をもつと仮定すれば、アンテナ端子ＬＡとＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子の間に発生する電圧は、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧に近似される。これより、図７のアンテナ端子間電圧Ｗ７の傾きは、抵抗Ｒ４の半分に近似される。このときのアンテナ端子電圧の増加は抵抗Ｒ４の両端に発生される電圧ＶＲ４に近似される。
【００４８】
ここで、ＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン端子には抵抗Ｒ５が接続されているため、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流は、一定以上の電流は流れない。一方、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン端子には抵抗が接続されていないことから、ＭＯＳトランジスタＭ３に流れる電流は、制限されることなく流れるため、ＭＯＳトランジスタＭ５の電流が飽和した後には、抵抗Ｒ３だけに大きな電流が流れるように制御される。これより、図７のアンテナ端子間電圧の傾きは抵抗Ｒ３に近似される。つまり、ＭＯＳトランジスタＭ５の電流が飽和した後には、アンテナ端子電圧の増加は抵抗Ｒ３の両端に発生される電圧ＶＲ３に等しくなる。
【００４９】
以上のことから、電源回路Ｂ５は、電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達し、電圧抑制動作が開始された直後は、電流変化に対してアンテナ端子間電圧波形Ｗ７の変化（電圧変化勾配）が大きく、更に入力電流が大きくなった場合には、電流変化に対してアンテナ端子間電圧波形Ｗ７の変化（電圧変化勾配）が小さくなる特性を持つ構成であることがわかる。
【００５０】
図８に、図６に示した電源回路及び送信回路（負荷変調回路）において、送信回路をオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す。
【００５１】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ７は送信回路Ｂ８がオフしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ９は送信回路Ｂ８がオンしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ８は送信回路Ｂ８がオフしているときの電源回路Ｂ５の出力電圧、Ｗ１０は送信回路Ｂ８がオンしているときの電源回路Ｂ５の出力電圧をそれぞれ示している。更に、図３と同様に、Ｗ５及びＷ６は、図１に示したアンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性の一例を示しており、Ｗ５は近距離通信時における電流−電圧特性、Ｗ６は遠距離通信時における電流−電圧特性をそれぞれ表している。電流−電圧特性Ｗ６の方が、図１及び図２で示した出力抵抗Ｒ０が大きいことを表している。
【００５２】
図３と同様に、送信回路Ｂ８がオンしたときのアンテナ端子間電圧Ｗ９の波形は、送信回路Ｂ８がオフしているときのアンテナ端子間電圧Ｗ７の波形を、電流軸（Ｘ軸）方向に、送信回路Ｂ８の出力電流Ｉ１だけシフトした特性であると考えることができる。更に、アンテナの出力特性を示す電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６との交点がそれぞれの条件における動作点となることから、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ９との交点が、送信回路Ｂ８がオンのときの動作点を、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ７との交点が、送信回路Ｂ８がオフのときの動作点をそれぞれ示し、この２つの動作点における電流の差分が、送信回路Ｂ８のオン・オフによってアンテナ端子に出力される電流変化ΔＩ２ｃ及びΔＩ２ｄになる。
【００５３】
これより、傾きが大きい電流−電圧特性Ｗ６における電流変化ΔＩ２ｄの方が、傾きが小さい電流−電圧特性Ｗ５における電流変化ΔＩ２ｃより大きいことから、送信回路Ｂ８がオフしているときにアンテナ端子間電圧Ｗ７の傾きが抵抗Ｒ４の半分に近似できる領域で動作する場合は、送信回路Ｂ８が発生する電流変化Ｉ１の減衰を抑えることができることが確認できる。これは、前述の（式１）における右辺の係数を大きくできることを示している。
【００５４】
以上のことから、アンテナに流れる電流が小さい領域においてはアンテナ端子間電圧の変化を急峻にし、アンテナに流れる電流が大きい領域においてはアンテナ端子間電圧の変化を緩やかにすることで、遠距離通信時においても、大きな電流変化を出力することができ、リーダ・ライタへの安定したデータ送信を実現することが可能になる。
【００５５】
ここでは、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５のトランジスタサイズが等しく、抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ３に比べて非常に大きいと仮定したが、これは特に限定されるものではない。例えば、ＭＯＳトランジスタＭ３よりもＭＯＳトランジスタＭ５のトランジスタサイズを非常に大きくし、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４を等しくしても良い。
【００５６】
（実施の形態２）
図９は、本発明の実施の形態２による半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態２では、前記図６の実施の形態１における電源回路の変形例が示されている。
【００５７】
図９に示す電源回路は、アンテナ端子ＬＡとアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＢに接続されたＭＯＳトランジスタＭ６とゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ７を直列接続し、ＭＯＳトランジスタＭ６とＭ７の接続点をグランド端子としている。また、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１５とアンテナ端子ＬＢと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１６は、それぞれ、図６で示した電源回路Ｂ５と同等の構成であり、ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ５、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、電源間容量Ｃ１、演算増幅回路Ａ１が共通化されている。
【００５８】
ここでは、ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ８が高電位側の整流素子（ダイオード）として動作し、ＭＯＳトランジスタＭ６及びＭ７が低電位側の整流素子として動作する全波整流回路を構成している。
【００５９】
これにより、図６に示した電源回路と同様の効果を得ると共に、全波整流回路を適用したことで、出力電圧のリップルを低減することが可能になる。
【００６０】
（実施の形態３）
図１０は、本発明の実施の形態３に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態３では、前記図６の実施の形態１の変形例が示されている。
【００６１】
図６と同様に、電源回路Ｂ１７は、整流平滑機能及び出力電圧抑制機能を有しており、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、非接触型電子装置内に搭載されるアンテナが接続される。また、ここではアンテナ端子ＬＢをチップ内のグランド端子としても使用しており、出力端子ＯＵＴには、アンテナ端子ＬＢを基準とした電源電圧ＶＤＤが得られ、内部回路Ｂ６に供給される。
【００６２】
電源回路Ｂ１７は、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴの間に、ゲート端子とドレイン端子の間に抵抗Ｒ８を接続したＭＯＳトランジスタＭ９と抵抗Ｒ９が接続され、演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）には、出力端子ＯＵＴとアンテナ端子ＬＢの間に直列接続された抵抗Ｒ６及びＲ７の接続点が接続され、反転入力端子（−）には、基準電圧Ｖ１が入力され、出力端子ＯＵＴとアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ１２が接続され、ＭＯＳトランジスタＭ９のゲート端子とアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ１０と、抵抗Ｒ１０と、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ１１が直列接続された構成である。
【００６３】
ＭＯＳトランジスタＭ９は、アンテナ端子ＬＡの電位がアンテナ端子ＬＢの電位よりも高いときに、アンテナ端子ＬＡから出力端子ＯＵＴに電流を流す整流素子として動作し、抵抗Ｒ９を介して、出力端子ＯＵＴとアンテナ端子ＬＢの間に接続される電源間容量Ｃ１に電流を供給する。電源間容量Ｃ１によって平滑化された電源電圧ＶＤＤが内部回路Ｂ６に供給される。
【００６４】
送信回路Ｂ８は、図６と同様に、アンテナ端子ＬＡとアンテナ端子ＬＢの間に接続され、ダイオードＤ１と、制御信号ＴＸによって制御されるスイッチＳ１と、電流源Ｉ１とから構成され、制御信号ＴＸによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢの間に流れる電流を変化させる。
【００６５】
図１０の電源回路Ｂ１７では、整流素子として動作するＭＯＳトランジスタＭ９と抵抗Ｒ９が直列接続されるため、出力端子ＯＵＴから得られる電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達するまでの整流素子の順方向電圧が大きくなるという違いはあるが、図６に示した電源回路Ｂ５と同様な動作を実現することができる。
【００６６】
更に、電源回路Ｂ１７は、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２のドレイン端子に印加される電圧が小さくなるため、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２に必要な素子耐圧が緩和される特徴を有する。
【００６７】
これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２には、同じトランジスタで大きな電流を流すことができるゲート酸化膜の薄いＭＯＳトランジスタを使用できるため、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２のトランジスタサイズを小さくすることができ、チップ面積を縮小することが可能になる。
【００６８】
（実施の形態４）
図１１は、本発明の実施の形態４に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態４では、前記図１０の実施の形態３における電源回路の変形例が示されている。
【００６９】
図９と同様に、アンテナ端子ＬＡとアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＢに接続されたＭＯＳトランジスタＭ１３とゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ１４を直列接続し、ＭＯＳトランジスタＭ１３とＭ１４の接続点をグランド端子としている。また、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１８とアンテナ端子ＬＢと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１９は、図１０で示した電源回路Ｂ１７と同等の構成であり、ＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１０、電源間容量Ｃ１、演算増幅回路Ａ１が共通化されている。
【００７０】
ここで、ＭＯＳトランジスタＭ９及びＭ１５が高電位側の整流素子として動作し、ＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４が低電位側の整流素子として動作する全波整流回路を構成している。
【００７１】
これにより、図１０に示した電源回路と同様の効果を得ると共に、全波整流回路を適用したことで、出力電圧のリップルを低減することが可能になる。
【００７２】
（実施の形態５）
図１２は、本発明の実施の形態５に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態５では、前記図１１の実施の形態４の変形例が示されている。
【００７３】
図１２に示す電源回路は、図１１に示した電源回路における抵抗Ｒ９及び抵抗Ｒ１１を共通化した構成である。図１１において抵抗Ｒ９及びＲ１１には大電流が流れるため、電流密度を考慮すると、抵抗幅を広くする必要があり、チップ上における占有面積は大きい。
【００７４】
抵抗Ｒ９及びＲ１１に着目すれば、抵抗Ｒ９に電流が流れるのは、アンテナ端子ＬＡの電位が出力端子ＯＵＴより高いときだけであり、抵抗Ｒ１１に電流が流れるのは、アンテナ端子ＬＢの電位が出力端子ＯＵＴより高いときだけであるため、抵抗Ｒ９及びＲ１１に、同時に電流が流れることはない。
【００７５】
したがって、図１２のように、抵抗Ｒ９及びＲ１１を共通化した抵抗Ｒ１２を挿入することで、大電流が流れる抵抗を１つにすることが可能になる。これより、面積占有率の大きい抵抗を半減することができるため、チップ面積を縮小することが可能になる。
【００７６】
（実施の形態６）
図１３は、本発明の実施の形態６に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態６では、前記図９を例に、負荷変調機能（送信回路Ｂ８）を付加した電源回路が示されている。
【００７７】
図１３に示す電源回路は、図９に示した電源回路の抵抗Ｒ５とＭＯＳトランジスタＭ５の間にＭＯＳトランジスタＭ１６を挿入した構成であり、ＭＯＳトランジスタＭ１６を制御信号ＴＸによってオンすることで、負荷変調機能がオフした状態を実現し、ＭＯＳトランジスタＭ１６を制御信号ＴＸによってオフすることで、負荷変調機能がオンした状態を実現するものである。
【００７８】
図１４には、図１３に示した負荷変調機能を有する電源回路において、ＭＯＳトランジスタＭ１６をオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す。
【００７９】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子に流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ７はＭＯＳトランジスタＭ１６がオンしているときのアンテナ端子ＬＡ−ＬＢ間電圧、Ｗ１１はＭＯＳトランジスタＭ１６がオフしているときのアンテナ端子ＬＡ−ＬＢ間電圧、Ｗ１２は出力端子ＯＵＴに得られる電源電圧ＶＤＤを示している。
【００８０】
図３及び図８と同様に、アンテナの出力特性を示す電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６との交点がそれぞれの条件における動作点となることから、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ７の波形との交点が、ＭＯＳトランジスタＭ１６がオンしたときの動作点を、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ１１の波形との交点が、ＭＯＳトランジスタＭ１６がオフしたときの動作点をそれぞれ示し、この２つの動作点における電流の差分が、ＭＯＳトランジスタＭ１６のオン・オフによってアンテナ端子に出力される電流変化ΔＩ２ｅ及びΔＩ２ｆになる。
【００８１】
これより、電流−電圧特性Ｗ６のように、その傾きが大きくなる遠距離通信時においても、アンテナ端子に大きな電流変化を発生することができ、リーダ・ライタへの安定したデータ送信を実現することが可能になる。また、本回路構成にすることで、ＭＯＳトランジスタＭ１６を追加するだけで、負荷変調機能を実現することができるため、チップ面積を縮小することが可能になる。
【００８２】
ここでは、図９を例に、電源回路への負荷変調機能の付加手段を示したが、もちろん、図６、図１０、図１１、図１２に示した回路に適用することも可能である。
【００８３】
（実施の形態７）
図１５は、本発明の実施の形態７に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態７では、前記図６の抵抗Ｒ５の変形例が示されている。
【００８４】
図１５に示す電源回路は、図６に示した電源回路における抵抗Ｒ５を電流制限回路Ｂ２０に置き換えたものである。電流制限回路Ｂ２０は、出力端子ＯＵＴとグランド端子の間に電流源Ｉ３と、ゲート端子とドレイン端子を接続したＭＯＳトランジスタＭ１７を直列接続し、電流源Ｉ３とＭＯＳトランジスタＭ１７の接続点にゲート端子を接続したＭＯＳトランジスタＭ１８によって構成される。
【００８５】
図６において、抵抗Ｒ５は、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流を制限する機能を実現するものであった。このとき、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流が制限される電流レベルは、ＭＯＳトランジスタＭ１やＭ４のしきい値電圧や温度によって変化する。
【００８６】
ここで、図６の抵抗Ｒ５を上記電流制限回路Ｂ２０に置き換え、電流源Ｉ３に温度依存性の小さい電流源を使用することで、図６と同等の機能を実現すると共に、特性誤差を低減することが可能になる。
【００８７】
ここでは、図６を例に電流制限回路Ｂ２０の適用例を示したが、もちろん、図９、図１０、図１１、図１２、図１３に示した回路に適用することも可能である。
【００８８】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
【００８９】
すなわち、本発明に係る半導体集積回路装置及びそれを用いた非接触型電子装置は、アンテナと、整流機能と、負荷変調機能と、レギュレータ機能を具備し、前記レギュレータ機能は、非接触型電子装置に供給される電力が小さいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が大きくなり、非接触型電子装置に供給される電力が大きいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が小さくなるという特性を有することで、特に、非接触型電子装置とリーダ・ライタとの通信距離が遠い場合での、非接触型電子装置からリーダ・ライタへのデータ送信において、大きな負荷変調電流を発生することが可能になる。
【００９０】
以上、本発明者によってなされた発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００９１】
例えば、前記実施の形態においては、電源回路をＮ型ＭＯＳトランジスタによって構成したが、Ｐ型ＭＯＳトランジスタを用いてもよい。また、ＭＯＳトランジスタに限らず、バイポーラトランジスタ等を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明は、ＩＣカードやＩＣタグを代表とする非接触型電子装置に適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】リーダ・ライタから電磁波の形態で供給される電力を非接触型電子装置に備えられるアンテナで受信したときに、アンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性を示す図である。
【図２】図１のアンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性を表す等価回路と、非接触型電子装置に搭載される電源回路及び負荷変調回路を示す図である。
【図３】図２における各端子電圧の電流−電圧特性の一例を示す図である。。
【図４】本発明の実施の形態１に係る半導体集積回路装置及び非接触型電子装置の基本構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る半導体集積回路装置を有する非接触型電子装置の配線基板及びリーダ・ライタの構造を示す斜視図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路及び負荷変調回路の構成を示す回路図である。
【図７】図６に示した電源回路及び負荷変調回路における各端子電圧の電流−電圧特性を示す図である。
【図８】図６に示した電源回路及び負荷変調回路における負荷変調回路をオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態２に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態３に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施の形態４に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態５に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施の形態６に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した負荷変調機能を有する電源回路におけるスイッチをオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態７に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００９４】
Ａ１ 演算増幅回路
Ｂ０ 等価回路
Ｂ１，Ｂ５，Ｂ１５，Ｂ１６，Ｂ１７，Ｂ１８，Ｂ１９ 電源回路
Ｂ２ 負荷変調回路
Ｂ３ 非接触型電子装置
Ｂ４ 半導体集積回路装置
Ｂ６，Ｂ３１ 内部回路
Ｂ７ 受信回路
Ｂ８ 送信回路
Ｂ９ 制御部
Ｂ１０ メモリ
Ｂ１１ プリント基板
Ｂ１２ コイル
Ｂ１３ ＩＣチップ
Ｂ１４ リーダ・ライタ
Ｂ２０ 電流制限回路
Ｃ０ 共振容量
Ｃ１ 電源間容量
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｅ０ 電圧源
Ｌ０ アンテナ
ＬＡ，ＬＢ アンテナ端子
Ｍ１〜Ｍ１８ ＭＯＳトランジスタ
ＯＵＴ 出力端子
Ｒ３〜Ｒ１２ 抵抗
ＴＸ 制御信号
ＶＤＤ 電源電圧
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体集積回路装置及びそれを用いた非接触型電子装置に関し、特に、ＩＣカードやＩＣタグを代表とする非接触型電子装置とそれに搭載される半導体集積回路装置の電源回路の構成に適用して有効な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
本発明者が検討した技術として、例えば、ＩＣカード、ＩＣタグ、ＲＦＩＤ、携帯電話等の非接触型電子装置においては、以下の技術が考えられる。
【０００３】
内部にＣＰＵやメモリ等の機能を有した半導体集積回路装置を備える非接触型電子装置が、交通や金融等の分野で普及しつつある。特に限定はされないが、上記非接触型電子装置はバッテリ等の電源を持たず、アンテナで受けた電磁波から電源を生成して動作する。上記非接触型電子装置は、リーダ・ライタ（質問器）から電磁波を変調して送られるデータを受信し、更に、受信したデータをＣＰＵやメモリによって信号処理を行う。その結果、得られたデータに応じて、アンテナ端子間の負荷を変動させることでアンテナで受信している電磁波を変調し、データをリーダ・ライタに送信する。
【０００４】
このような非接触型電子装置において、整流機能とレギュレータ機能を融合することで、高効率で安定した電源電圧を生成し、通信距離の拡大を図る回路技術がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００５】
更に、より広範囲な通信範囲を実現するために、特許文献１に記載される電源回路を利用し、電源回路を構成する素子の耐圧を保護する技術がある（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００１−２７４３３９号公報
【特許文献２】特開２００３−３１９５７４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、前記のような非接触型電子装置の技術について、本発明者が検討した結果、以下のようなことが明らかとなった。
【０００７】
図１には、リーダ・ライタから電磁波の形態で供給される電力を非接触型電子装置に備えられるアンテナで受信したとき、上記アンテナの両側端子から非接触型電子装置内に出力される電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）−電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）特性が示されている。
【０００８】
図１の電流−電圧特性Ｗ１に示されるように、アンテナ端子間に接続される負荷に流れる電流に依存してアンテナ端の電圧が変化することから、出力抵抗Ｒ０をもつ信号振幅Ｖ０の電圧源と等価であることを示している。つまり、上記電流−電圧特性Ｗ１の電圧軸（Ｙ軸）との交点が上記電圧源の信号振幅Ｖ０となり、上記電流−電圧特性の傾きが上記出力抵抗Ｒ０となる。
【０００９】
一般に、リーダ・ライタと非接触型電子装置の間の距離、いわゆる、通信距離に応じて、上記等価回路における上記電圧源の信号振幅Ｖ０と上記出力抵抗Ｒ０は変化する。特に遠距離通信時においては、通信距離が遠くなるほど信号振幅Ｖ０が減少し、上記出力抵抗Ｒ０が増大する特性を持つ。
【００１０】
図２には、図１のアンテナの両側端子から出力される電流−電圧特性を表す等価回路Ｂ０と、非接触型電子装置に搭載される電源回路Ｂ１及び負荷変調回路Ｂ２が示されている。
【００１１】
等価回路Ｂ０は、前述の出力特性を持つことから、信号振幅Ｖ０をもつ電圧源Ｅ０と出力抵抗Ｒ０の直列接続から構成される。電源回路Ｂ１は、整流回路と平滑容量から構成され、レギュレータ機能を有する。これにより、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに入力される信号を整流及び平滑し、出力端子ＯＵＴに得られる電源電圧ＶＤＤは所定の電圧レベルを上回らないようにレギュレータ機能によって制御される。
【００１２】
非接触型電子装置からリーダ・ライタへデータを送信するための負荷変調回路Ｂ２は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢとグランド端子の間に接続され、負荷変調回路Ｂ２は制御信号ＴＸによって制御される。負荷変調回路Ｂ２は、制御信号ＴＸによってオンされると出力電流Ｉ１を発生し、オフされると出力電流は流れなくなる。つまり、制御信号ＴＸによって電流変化Ｉ１を発生する機能を有する回路であるため、電流源Ｉ１とスイッチＳ１の直列接続によって構成される。上記電流源Ｉ１とスイッチＳ１によって発生される電流変化Ｉ１は、ダイオードＤ１またはＤ２を介して、アンテナ端子ＬＡまたはＬＢの電位が高い方に流れる。ここでは、負荷変調回路Ｂ２をアンテナ端子ＬＡ及びＬＢとグランド端子の間に接続したが、特に限定されるものではなく、例えば、アンテナ端子ＬＡにのみ接続されても良い。
【００１３】
図３には、図２における各端子電圧の電流−電圧特性の一例を示す。ここでは、特許文献２に記載された電源回路を例にしている。
【００１４】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ１は負荷変調回路Ｂ２がオフしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ２は負荷変調回路Ｂ２がオンしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ３は負荷変調回路Ｂ２がオフしているときの電源回路Ｂ１の出力電圧、Ｗ４は負荷変調回路Ｂ２がオンしているときの電源回路Ｂ１の出力電圧をそれぞれ示している。更に、Ｗ５及びＷ６は、図１に示したアンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性の一例を示しており、Ｗ５は近距離通信時における電流−電圧特性、Ｗ６は遠距離通信時における電流−電圧特性をそれぞれ表しており、電流−電圧特性Ｗ６の方が、図１及び図２で示した出力抵抗Ｒ０が大きいことを表している。
【００１５】
ここでは、上記電源回路Ｂ１の電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達した後、上記電源回路Ｂ１に内蔵されるレギュレータ回路の出力電圧抑制動作によって傾きＲ１をもつ場合を示しており、実際には、アンテナ端子ＬＡ，ＬＢに発生する電圧振幅が素子耐圧を考慮して、上記出力電圧抑制特性の傾きＲ１を調整する必要がある。
【００１６】
また、電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達するまでの傾きは、上記電源回路Ｂ１の出力電圧端子とグランド端子の間に接続される内部回路Ｂ３１の消費電流によって決定される。
【００１７】
負荷変調回路Ｂ２がオンしたときのアンテナ端子間電圧Ｗ２の波形は、負荷変調回路Ｂ２がオフしているときのアンテナ端子間電圧Ｗ１の波形を、電流軸（Ｘ軸）方向に、負荷変調回路Ｂ２の出力電流Ｉ１だけシフトした特性であると考えることができる。
【００１８】
ここで、図２に示したように、図３に示す特性を持つ電源回路Ｂ１及び負荷変調回路Ｂ２がアンテナ端子ＬＡ及びＬＢに接続されることから、アンテナの出力特性を示す電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６との交点がそれぞれの条件における動作点となる。したがって、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ２との交点が、負荷変調回路Ｂ２がオンのときの動作点を、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ１との交点が、負荷変調回路Ｂ２がオフのときの動作点をそれぞれ示し、この２つの動作点における電流の差分が、負荷変調回路Ｂ２のオン・オフによってアンテナ端子ＬＡ，ＬＢに出力される電流変化ΔＩ２ａ及びΔＩ２ｂになる。
【００１９】
これより、傾きが大きい電流−電圧特性Ｗ６においてアンテナ端子ＬＡ，ＬＢに出力される電流変化ΔＩ２ａの方が、傾きが小さい電流−電圧特性Ｗ５においてアンテナ端子ＬＡ，ＬＢに出力される電流変化ΔＩ２ｂに比べて小さくなることがわかる。
【００２０】
このことは、式を用いて説明することもできる。図３の特性を持つ図２の回路において、負荷変調回路Ｂ２をオンした場合と負荷変調回路Ｂ２をオフした場合のアンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流変化ΔＩ２は、（式１）のように表される。
【００２１】
ΔＩ２＝（１−Ｒ０／（Ｒ０＋Ｒ１））×Ｉ１・・・・・（式１）
（式１）は、等価回路Ｂ０における出力抵抗Ｒ０が、図３に示した出力電圧抑制特性の傾きＲ１に比べて極めて大きい場合、右辺の係数がゼロに近似されることから、負荷変調回路Ｂ２の出力電流Ｉ１は減衰され、アンテナ端子ＬＡの電流変化ΔＩ２が小さくなることを示しており、図３で示した電流変化ΔＩ２ａとΔＩ２ｂの関係と同等である。
【００２２】
ここで、特許文献１のように、出力電圧抑制特性の傾きＲ１を前述の等価回路Ｂ０における出力抵抗Ｒ０に比べて大きくすれば、アンテナ端子ＬＡの電流変化ΔＩ２を大きくすることはできるが、上述のように、アンテナ端子に発生する電圧振幅が大きくなるため、近距離通信時において、アンテナ端子間電圧が素子耐圧を超える可能性が高く、現実的ではない。
【００２３】
以上のように、出力電圧抑制特性の傾きＲ１が小さい電源回路では、特に、リーダ・ライタと非接触型電子装置が遠距離通信時のようにアンテナの両側端子から出力される電流−電圧特性の傾きが大きい場合に、負荷変調回路Ｂ２によって発生するアンテナ端子ＬＡの電流変化が極めて小さくなってしまい、リーダ・ライタが非接触型電子装置から送信されるデータを受信できないという問題があった。
【００２４】
そこで、本発明の目的は、非接触型電子装置とリーダ・ライタの間の通信距離が遠い場合における非接触型電子装置からリーダ・ライタへの安定した送信を実現することが可能な回路技術を提供することにある。
【００２５】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
【００２７】
すなわち、本発明による半導体集積回路装置及びそれを用いた非接触型電子装置は、アンテナと、整流機能と、負荷変調機能と、レギュレータ機能を具備し、前記レギュレータ機能により出力電圧が抑制されている領域において、非接触型電子装置に供給される電力が小さいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が大きくなり、非接触型電子装置に供給される電力が大きいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が小さくなる電流−電圧特性を有するものである。
【発明の効果】
【００２８】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
【００２９】
非接触型電子装置とリーダ・ライタとの通信距離が遠い場合での、非接触型電子装置からリーダ・ライタへのデータ送信において、大きな負荷変調電流を発生することが可能になる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００３１】
（実施の形態１）
図４は、本発明の実施の形態１による半導体集積回路装置及び非接触型電子装置の基本構成を示すブロック図である。
【００３２】
まず、図４により、本実施の形態１による半導体集積回路装置及び非接触型電子装置の構成の一例を説明する。本実施の形態１の非接触型電子装置は、例えば、ＩＣカード、ＩＣタグ、ＲＦＩＤ、携帯電話などである。
【００３３】
図４において、Ｂ３は非接触型電子装置、Ｂ４は非接触型電子装置Ｂ３に搭載される半導体集積回路装置、Ｌ０は非接触型電子装置Ｂ３に搭載されるアンテナである。アンテナＬ０と並列に接続された容量Ｃ０は、共振回路を構成する。この共振容量Ｃ０は、寄生容量等も考慮して調整されるため、必ずしも接続されるものではない。半導体集積回路装置Ｂ４は、電源回路Ｂ５、内部回路Ｂ６を有し、アンテナＬ０を接続するためのアンテナ端子ＬＡ及びＬＢを有している。
【００３４】
図４において、電源回路Ｂ５は、整流回路、平滑容量、レギュレータ回路から構成される（図示せず）。レギュレータ回路は、整流回路及び平滑容量によって生成される電圧が所定の電圧レベルを超えないように制御する。電源回路Ｂ５の出力電圧は、内部回路Ｂ６の電源電圧ＶＤＤとして供給される。
【００３５】
内部回路Ｂ６は、受信回路Ｂ７、送信回路Ｂ８、制御部Ｂ９、メモリＢ１０から構成される。受信回路Ｂ７は、非接触型電子装置Ｂ３に備えられるアンテナＬ０によって受信された交流信号に重畳された情報信号を復調してディジタルの情報信号として制御部Ｂ９に供給する。送信回路Ｂ８は、制御部Ｂ９から出力されるディジタル信号の情報信号を受け、アンテナＬ０が受信している交流信号を同情報信号によって変調する。リーダ・ライタＢ１４（図５参照）は、アンテナＬ０からの電磁波の反射が上記変調によって変化することを受けて、制御部Ｂ９からの情報信号を受信する。メモリＢ１０は、制御部Ｂ９との間で復調された情報データや送信データの記録などに利用される。
【００３６】
図５に、非接触型電子装置Ｂ３の構造例及びリーダ・ライタＢ１４を示す。
【００３７】
非接触型電子装置Ｂ３は、例えば、樹脂モールドされたプリント基板Ｂ１１によってカードの形態を成す。外部のリーダ・ライタＢ１４からの電磁波を受けるアンテナＬ０は、プリント基板Ｂ１１の配線により形成される渦巻き状のコイルＢ１２によって構成される。１個のＩＣチップＢ１３で構成された半導体集積回路装置Ｂ４には、ＩＣチップＢ１３にアンテナとなるコイルＢ１２が接続される。リーダ・ライタＢ１４からの電磁波を受けたアンテナＬ０（コイルＢ１２）は、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢに高周波の交流信号を出力する。交流信号は、部分的に情報信号（データ）によって変調されている。
【００３８】
本発明は、典型的には外部と入出力のための端子を非接触型電子装置表面に持たない非接触型電子装置に適用される。もちろん、非接触型インターフェースと入出力端子の両方を持つデュアルタイプ非接触型電子装置に用いても良い。また、特に限定はされないが、半導体集積回路装置Ｂ４は、公知の半導体集積回路装置の製造技術によって、単結晶シリコン等のような１個の半導体基板上に形成される。
【００３９】
図６は、本実施の形態１の半導体集積回路装置に搭載される電源回路及び送信回路（負荷変調回路）の基本構成例を示す回路図である。
【００４０】
電源回路Ｂ５は、整流平滑機能及び出力電圧抑制機能を有しており、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、非接触型電子装置内に搭載されるアンテナＬ０が接続される。また、ここではアンテナ端子ＬＢをチップ内のグランド端子としても使用している。
【００４１】
電源回路Ｂ５は、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴの間に、ゲート端子とドレイン端子の間に抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４を直列接続したＭＯＳトランジスタＭ１が接続され、演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）には、出力端子ＯＵＴとグランド端子の間に直列接続された抵抗Ｒ６及びＲ７の接続点が接続され、反転入力端子（−）には、基準電圧Ｖ１が入力され、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の接続点とアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ２と、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ３が直列接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子とアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ４と、抵抗Ｒ５と、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ５が直列接続された構成である。
【００４２】
ＭＯＳトランジスタＭ１は、アンテナ端子ＬＡの電位がグランド電位よりも高いときに、アンテナ端子ＬＡから出力端子ＯＵＴに電流を流す整流素子として動作し、出力端子ＯＵＴとグランド端子の間に接続される電源間容量Ｃ１に電流を供給する。電源間容量Ｃ１によって平滑化された電源電圧ＶＤＤが内部回路Ｂ６に供給される。
【００４３】
送信回路（負荷変調回路）Ｂ８は、アンテナ端子ＬＡとグランド端子の間に接続され、ダイオードＤ１と、制御信号ＴＸによって制御されるスイッチＳ１と、電流源Ｉ１とから構成され、制御信号ＴＸによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢの間に流れる電流を変化させる。
【００４４】
図７に、図６に示した電源回路及び送信回路（負荷変調回路）における各端子電圧の電流−電圧特性を示す。
【００４５】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ７はアンテナ端子ＬＡ−ＬＢ間電圧を示し、Ｗ８は電源回路Ｂ５が出力端子ＯＵＴから出力する電源電圧ＶＤＤを示している。
【００４６】
図６において、電源電圧ＶＤＤが所定のレベルより低い場合には、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５に電流が流れないため、抵抗Ｒ３及びＲ４の両端に電圧は発生しない。これより、ＭＯＳトランジスタＭ１は、ゲート端子とドレイン端子が接続された状態で整流動作を行うため、出力端子ＯＵＴにはアンテナ端子ＬＡよりもＭＯＳトランジスタＭ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓだけ低い電圧が出力される。このとき、アンテナ端子には、主として内部回路Ｂ６の消費電流に応じた電流が流れている。
【００４７】
電源電圧ＶＤＤが所定のレベルに達すると、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５は、電源電圧ＶＤＤに応じた電流を流す。ここで、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５のトランジスタサイズが等しいと仮定すれば、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ４に流れる電流は等しい。更に、抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ３に比べて非常に大きい抵抗値をもつと仮定すれば、アンテナ端子ＬＡとＭＯＳトランジスタＭ１のゲート端子の間に発生する電圧は、抵抗Ｒ４の両端に発生する電圧に近似される。これより、図７のアンテナ端子間電圧Ｗ７の傾きは、抵抗Ｒ４の半分に近似される。このときのアンテナ端子電圧の増加は抵抗Ｒ４の両端に発生される電圧ＶＲ４に近似される。
【００４８】
ここで、ＭＯＳトランジスタＭ５のドレイン端子には抵抗Ｒ５が接続されているため、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流は、一定以上の電流は流れない。一方、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン端子には抵抗が接続されていないことから、ＭＯＳトランジスタＭ３に流れる電流は、制限されることなく流れるため、ＭＯＳトランジスタＭ５の電流が飽和した後には、抵抗Ｒ３だけに大きな電流が流れるように制御される。これより、図７のアンテナ端子間電圧の傾きは抵抗Ｒ３に近似される。つまり、ＭＯＳトランジスタＭ５の電流が飽和した後には、アンテナ端子電圧の増加は抵抗Ｒ３の両端に発生される電圧ＶＲ３に等しくなる。
【００４９】
以上のことから、電源回路Ｂ５は、電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達し、電圧抑制動作が開始された直後は、電流変化に対してアンテナ端子間電圧波形Ｗ７の変化（電圧変化勾配）が大きく、更に入力電流が大きくなった場合には、電流変化に対してアンテナ端子間電圧波形Ｗ７の変化（電圧変化勾配）が小さくなる特性を持つ構成であることがわかる。
【００５０】
図８に、図６に示した電源回路及び送信回路（負荷変調回路）において、送信回路をオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す。
【００５１】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子ＬＡに流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ７は送信回路Ｂ８がオフしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ９は送信回路Ｂ８がオンしているときのアンテナ端子間電圧、Ｗ８は送信回路Ｂ８がオフしているときの電源回路Ｂ５の出力電圧、Ｗ１０は送信回路Ｂ８がオンしているときの電源回路Ｂ５の出力電圧をそれぞれ示している。更に、図３と同様に、Ｗ５及びＷ６は、図１に示したアンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性の一例を示しており、Ｗ５は近距離通信時における電流−電圧特性、Ｗ６は遠距離通信時における電流−電圧特性をそれぞれ表している。電流−電圧特性Ｗ６の方が、図１及び図２で示した出力抵抗Ｒ０が大きいことを表している。
【００５２】
図３と同様に、送信回路Ｂ８がオンしたときのアンテナ端子間電圧Ｗ９の波形は、送信回路Ｂ８がオフしているときのアンテナ端子間電圧Ｗ７の波形を、電流軸（Ｘ軸）方向に、送信回路Ｂ８の出力電流Ｉ１だけシフトした特性であると考えることができる。更に、アンテナの出力特性を示す電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６との交点がそれぞれの条件における動作点となることから、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ９との交点が、送信回路Ｂ８がオンのときの動作点を、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ７との交点が、送信回路Ｂ８がオフのときの動作点をそれぞれ示し、この２つの動作点における電流の差分が、送信回路Ｂ８のオン・オフによってアンテナ端子に出力される電流変化ΔＩ２ｃ及びΔＩ２ｄになる。
【００５３】
これより、傾きが大きい電流−電圧特性Ｗ６における電流変化ΔＩ２ｄの方が、傾きが小さい電流−電圧特性Ｗ５における電流変化ΔＩ２ｃより大きいことから、送信回路Ｂ８がオフしているときにアンテナ端子間電圧Ｗ７の傾きが抵抗Ｒ４の半分に近似できる領域で動作する場合は、送信回路Ｂ８が発生する電流変化Ｉ１の減衰を抑えることができることが確認できる。これは、前述の（式１）における右辺の係数を大きくできることを示している。
【００５４】
以上のことから、アンテナに流れる電流が小さい領域においてはアンテナ端子間電圧の変化を急峻にし、アンテナに流れる電流が大きい領域においてはアンテナ端子間電圧の変化を緩やかにすることで、遠距離通信時においても、大きな電流変化を出力することができ、リーダ・ライタへの安定したデータ送信を実現することが可能になる。
【００５５】
ここでは、ＭＯＳトランジスタＭ３及びＭ５のトランジスタサイズが等しく、抵抗Ｒ４は抵抗Ｒ３に比べて非常に大きいと仮定したが、これは特に限定されるものではない。例えば、ＭＯＳトランジスタＭ３よりもＭＯＳトランジスタＭ５のトランジスタサイズを非常に大きくし、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４を等しくしても良い。
【００５６】
（実施の形態２）
図９は、本発明の実施の形態２による半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態２では、前記図６の実施の形態１における電源回路の変形例が示されている。
【００５７】
図９に示す電源回路は、アンテナ端子ＬＡとアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＢに接続されたＭＯＳトランジスタＭ６とゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ７を直列接続し、ＭＯＳトランジスタＭ６とＭ７の接続点をグランド端子としている。また、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１５とアンテナ端子ＬＢと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１６は、それぞれ、図６で示した電源回路Ｂ５と同等の構成であり、ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ５、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、電源間容量Ｃ１、演算増幅回路Ａ１が共通化されている。
【００５８】
ここでは、ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ８が高電位側の整流素子（ダイオード）として動作し、ＭＯＳトランジスタＭ６及びＭ７が低電位側の整流素子として動作する全波整流回路を構成している。
【００５９】
これにより、図６に示した電源回路と同様の効果を得ると共に、全波整流回路を適用したことで、出力電圧のリップルを低減することが可能になる。
【００６０】
（実施の形態３）
図１０は、本発明の実施の形態３に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態３では、前記図６の実施の形態１の変形例が示されている。
【００６１】
図６と同様に、電源回路Ｂ１７は、整流平滑機能及び出力電圧抑制機能を有しており、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢには、非接触型電子装置内に搭載されるアンテナが接続される。また、ここではアンテナ端子ＬＢをチップ内のグランド端子としても使用しており、出力端子ＯＵＴには、アンテナ端子ＬＢを基準とした電源電圧ＶＤＤが得られ、内部回路Ｂ６に供給される。
【００６２】
電源回路Ｂ１７は、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴの間に、ゲート端子とドレイン端子の間に抵抗Ｒ８を接続したＭＯＳトランジスタＭ９と抵抗Ｒ９が接続され、演算増幅回路Ａ１の非反転入力端子（＋）には、出力端子ＯＵＴとアンテナ端子ＬＢの間に直列接続された抵抗Ｒ６及びＲ７の接続点が接続され、反転入力端子（−）には、基準電圧Ｖ１が入力され、出力端子ＯＵＴとアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ１２が接続され、ＭＯＳトランジスタＭ９のゲート端子とアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ１０と、抵抗Ｒ１０と、ゲート端子が前記演算増幅回路Ａ１の出力端子に接続されたＭＯＳトランジスタＭ１１が直列接続された構成である。
【００６３】
ＭＯＳトランジスタＭ９は、アンテナ端子ＬＡの電位がアンテナ端子ＬＢの電位よりも高いときに、アンテナ端子ＬＡから出力端子ＯＵＴに電流を流す整流素子として動作し、抵抗Ｒ９を介して、出力端子ＯＵＴとアンテナ端子ＬＢの間に接続される電源間容量Ｃ１に電流を供給する。電源間容量Ｃ１によって平滑化された電源電圧ＶＤＤが内部回路Ｂ６に供給される。
【００６４】
送信回路Ｂ８は、図６と同様に、アンテナ端子ＬＡとアンテナ端子ＬＢの間に接続され、ダイオードＤ１と、制御信号ＴＸによって制御されるスイッチＳ１と、電流源Ｉ１とから構成され、制御信号ＴＸによって、アンテナ端子ＬＡ及びＬＢの間に流れる電流を変化させる。
【００６５】
図１０の電源回路Ｂ１７では、整流素子として動作するＭＯＳトランジスタＭ９と抵抗Ｒ９が直列接続されるため、出力端子ＯＵＴから得られる電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達するまでの整流素子の順方向電圧が大きくなるという違いはあるが、図６に示した電源回路Ｂ５と同様な動作を実現することができる。
【００６６】
更に、電源回路Ｂ１７は、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２のドレイン端子に印加される電圧が小さくなるため、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２に必要な素子耐圧が緩和される特徴を有する。
【００６７】
これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２には、同じトランジスタで大きな電流を流すことができるゲート酸化膜の薄いＭＯＳトランジスタを使用できるため、ＭＯＳトランジスタＭ１１及びＭ１２のトランジスタサイズを小さくすることができ、チップ面積を縮小することが可能になる。
【００６８】
（実施の形態４）
図１１は、本発明の実施の形態４に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態４では、前記図１０の実施の形態３における電源回路の変形例が示されている。
【００６９】
図９と同様に、アンテナ端子ＬＡとアンテナ端子ＬＢの間に、ゲート端子がアンテナ端子ＬＢに接続されたＭＯＳトランジスタＭ１３とゲート端子がアンテナ端子ＬＡに接続されたＭＯＳトランジスタＭ１４を直列接続し、ＭＯＳトランジスタＭ１３とＭ１４の接続点をグランド端子としている。また、アンテナ端子ＬＡと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１８とアンテナ端子ＬＢと出力端子ＯＵＴ及びグランド端子に接続された電源回路Ｂ１９は、図１０で示した電源回路Ｂ１７と同等の構成であり、ＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２、抵抗Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１０、電源間容量Ｃ１、演算増幅回路Ａ１が共通化されている。
【００７０】
ここで、ＭＯＳトランジスタＭ９及びＭ１５が高電位側の整流素子として動作し、ＭＯＳトランジスタＭ１３及びＭ１４が低電位側の整流素子として動作する全波整流回路を構成している。
【００７１】
これにより、図１０に示した電源回路と同様の効果を得ると共に、全波整流回路を適用したことで、出力電圧のリップルを低減することが可能になる。
【００７２】
（実施の形態５）
図１２は、本発明の実施の形態５に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態５では、前記図１１の実施の形態４の変形例が示されている。
【００７３】
図１２に示す電源回路は、図１１に示した電源回路における抵抗Ｒ９及び抵抗Ｒ１１を共通化した構成である。図１１において抵抗Ｒ９及びＲ１１には大電流が流れるため、電流密度を考慮すると、抵抗幅を広くする必要があり、チップ上における占有面積は大きい。
【００７４】
抵抗Ｒ９及びＲ１１に着目すれば、抵抗Ｒ９に電流が流れるのは、アンテナ端子ＬＡの電位が出力端子ＯＵＴより高いときだけであり、抵抗Ｒ１１に電流が流れるのは、アンテナ端子ＬＢの電位が出力端子ＯＵＴより高いときだけであるため、抵抗Ｒ９及びＲ１１に、同時に電流が流れることはない。
【００７５】
したがって、図１２のように、抵抗Ｒ９及びＲ１１を共通化した抵抗Ｒ１２を挿入することで、大電流が流れる抵抗を１つにすることが可能になる。これより、面積占有率の大きい抵抗を半減することができるため、チップ面積を縮小することが可能になる。
【００７６】
（実施の形態６）
図１３は、本発明の実施の形態６に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態６では、前記図９を例に、負荷変調機能（送信回路Ｂ８）を付加した電源回路が示されている。
【００７７】
図１３に示す電源回路は、図９に示した電源回路の抵抗Ｒ５とＭＯＳトランジスタＭ５の間にＭＯＳトランジスタＭ１６を挿入した構成であり、ＭＯＳトランジスタＭ１６を制御信号ＴＸによってオンすることで、負荷変調機能がオフした状態を実現し、ＭＯＳトランジスタＭ１６を制御信号ＴＸによってオフすることで、負荷変調機能がオンした状態を実現するものである。
【００７８】
図１４には、図１３に示した負荷変調機能を有する電源回路において、ＭＯＳトランジスタＭ１６をオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す。
【００７９】
電流（Ｃｕｒｒｅｎｔ）軸（Ｘ軸）は、アンテナ端子に流れる電流Ｉ２の電流振幅を表し、電圧（Ｖｏｌｔａｇｅ）軸（Ｙ軸）は、各端子の電圧振幅を表している。Ｗ７はＭＯＳトランジスタＭ１６がオンしているときのアンテナ端子ＬＡ−ＬＢ間電圧、Ｗ１１はＭＯＳトランジスタＭ１６がオフしているときのアンテナ端子ＬＡ−ＬＢ間電圧、Ｗ１２は出力端子ＯＵＴに得られる電源電圧ＶＤＤを示している。
【００８０】
図３及び図８と同様に、アンテナの出力特性を示す電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６との交点がそれぞれの条件における動作点となることから、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ７の波形との交点が、ＭＯＳトランジスタＭ１６がオンしたときの動作点を、電流−電圧特性Ｗ５及びＷ６とアンテナ端子間電圧Ｗ１１の波形との交点が、ＭＯＳトランジスタＭ１６がオフしたときの動作点をそれぞれ示し、この２つの動作点における電流の差分が、ＭＯＳトランジスタＭ１６のオン・オフによってアンテナ端子に出力される電流変化ΔＩ２ｅ及びΔＩ２ｆになる。
【００８１】
これより、電流−電圧特性Ｗ６のように、その傾きが大きくなる遠距離通信時においても、アンテナ端子に大きな電流変化を発生することができ、リーダ・ライタへの安定したデータ送信を実現することが可能になる。また、本回路構成にすることで、ＭＯＳトランジスタＭ１６を追加するだけで、負荷変調機能を実現することができるため、チップ面積を縮小することが可能になる。
【００８２】
ここでは、図９を例に、電源回路への負荷変調機能の付加手段を示したが、もちろん、図６、図１０、図１１、図１２に示した回路に適用することも可能である。
【００８３】
（実施の形態７）
図１５は、本発明の実施の形態７に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成例を示す回路図である。本実施の形態７では、前記図６の抵抗Ｒ５の変形例が示されている。
【００８４】
図１５に示す電源回路は、図６に示した電源回路における抵抗Ｒ５を電流制限回路Ｂ２０に置き換えたものである。電流制限回路Ｂ２０は、出力端子ＯＵＴとグランド端子の間に電流源Ｉ３と、ゲート端子とドレイン端子を接続したＭＯＳトランジスタＭ１７を直列接続し、電流源Ｉ３とＭＯＳトランジスタＭ１７の接続点にゲート端子を接続したＭＯＳトランジスタＭ１８によって構成される。
【００８５】
図６において、抵抗Ｒ５は、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流を制限する機能を実現するものであった。このとき、ＭＯＳトランジスタＭ５に流れる電流が制限される電流レベルは、ＭＯＳトランジスタＭ１やＭ４のしきい値電圧や温度によって変化する。
【００８６】
ここで、図６の抵抗Ｒ５を上記電流制限回路Ｂ２０に置き換え、電流源Ｉ３に温度依存性の小さい電流源を使用することで、図６と同等の機能を実現すると共に、特性誤差を低減することが可能になる。
【００８７】
ここでは、図６を例に電流制限回路Ｂ２０の適用例を示したが、もちろん、図９、図１０、図１１、図１２、図１３に示した回路に適用することも可能である。
【００８８】
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。
【００８９】
すなわち、本発明に係る半導体集積回路装置及びそれを用いた非接触型電子装置は、アンテナと、整流機能と、負荷変調機能と、レギュレータ機能を具備し、前記レギュレータ機能は、非接触型電子装置に供給される電力が小さいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が大きくなり、非接触型電子装置に供給される電力が大きいときには、アンテナに流れる電流に対するアンテナの両端に発生する電圧の変化が小さくなるという特性を有することで、特に、非接触型電子装置とリーダ・ライタとの通信距離が遠い場合での、非接触型電子装置からリーダ・ライタへのデータ送信において、大きな負荷変調電流を発生することが可能になる。
【００９０】
以上、本発明者によってなされた発明をその実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。
【００９１】
例えば、前記実施の形態においては、電源回路をＮ型ＭＯＳトランジスタによって構成したが、Ｐ型ＭＯＳトランジスタを用いてもよい。また、ＭＯＳトランジスタに限らず、バイポーラトランジスタ等を用いてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９２】
本発明は、ＩＣカードやＩＣタグを代表とする非接触型電子装置に適用して好適である。
【図面の簡単な説明】
【００９３】
【図１】リーダ・ライタから電磁波の形態で供給される電力を非接触型電子装置に備えられるアンテナで受信したときに、アンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性を示す図である。
【図２】図１のアンテナ両側端子から出力される電流−電圧特性を表す等価回路と、非接触型電子装置に搭載される電源回路及び負荷変調回路を示す図である。
【図３】図２における各端子電圧の電流−電圧特性の一例を示す図である。。
【図４】本発明の実施の形態１に係る半導体集積回路装置及び非接触型電子装置の基本構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態１に係る半導体集積回路装置を有する非接触型電子装置の配線基板及びリーダ・ライタの構造を示す斜視図である。
【図６】本発明の実施の形態１に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路及び負荷変調回路の構成を示す回路図である。
【図７】図６に示した電源回路及び負荷変調回路における各端子電圧の電流−電圧特性を示す図である。
【図８】図６に示した電源回路及び負荷変調回路における負荷変調回路をオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態２に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態３に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施の形態４に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態５に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施の形態６に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した負荷変調機能を有する電源回路におけるスイッチをオン・オフしたときの各端子電圧の電流−電圧特性を示す図である。
【図１５】本発明の実施の形態７に係る半導体集積回路装置に搭載される電源回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００９４】
Ａ１ 演算増幅回路
Ｂ０ 等価回路
Ｂ１，Ｂ５，Ｂ１５，Ｂ１６，Ｂ１７，Ｂ１８，Ｂ１９ 電源回路
Ｂ２ 負荷変調回路
Ｂ３ 非接触型電子装置
Ｂ４ 半導体集積回路装置
Ｂ６，Ｂ３１ 内部回路
Ｂ７ 受信回路
Ｂ８ 送信回路
Ｂ９ 制御部
Ｂ１０ メモリ
Ｂ１１ プリント基板
Ｂ１２ コイル
Ｂ１３ ＩＣチップ
Ｂ１４ リーダ・ライタ
Ｂ２０ 電流制限回路
Ｃ０ 共振容量
Ｃ１ 電源間容量
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｅ０ 電圧源
Ｌ０ アンテナ
ＬＡ，ＬＢ アンテナ端子
Ｍ１〜Ｍ１８ ＭＯＳトランジスタ
ＯＵＴ 出力端子
Ｒ３〜Ｒ１２ 抵抗
ＴＸ 制御信号
ＶＤＤ 電源電圧
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナが接続される第１及び第２のアンテナ端子と、
前記第１及び第２のアンテナ端子間の信号の整流及び電圧制御を行う電源回路と、
前記第１及び第２のアンテナ端子間の信号の変調を行う負荷変調回路とを有し、
前記電源回路の出力電圧が所定の電圧に達して電圧抑制動作が働いている領域における前記第１及び第２のアンテナ端子間の電流−電圧特性は、
第１の電流領域における電圧変化勾配が、前記第１の電流領域よりも高電流の第２の電流領域における電圧変化勾配よりも大きいことを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項２】
請求項１記載の半導体集積回路装置において、
前記負荷変調回路は、
前記電圧抑制動作が働いている領域における前記第１及び第２のアンテナ端子間の電流−電圧特性を、
前記第１の電流領域における電圧変化勾配が、前記第２の電流領域における電圧変化勾配よりも大きい第１の特性、
前記第１の電流領域における電圧変化勾配と、前記第２の電流領域における電圧変化勾配とが等しい第２の特性、のいずれかに切り換える機能を有することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項３】
請求項１記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、第１の電圧制御回路と第１の電圧検出回路を有し、
前記第１の電圧制御回路は、第１の入力端子と第１の出力端子を具備し、
前記第１の入力端子と前記第１の出力端子の間に、
ゲート端子とドレイン端子の間に第１の抵抗と第２の抵抗を直列接続した第１のＭＯＳトランジスタを接続し、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接続点とグランド端子の間に、
ゲート端子を前記第１の入力端子に接続した第２のＭＯＳトランジスタと、第３のＭＯＳトランジスタを直列接続し、
前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート端子と前記グランド端子の間に、
ゲート端子を前記第１の入力端子に接続した第４のＭＯＳトランジスタと、電流制限回路と、第５のＭＯＳトランジスタを直列接続し、
前記第３のＭＯＳトランジスタと前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子は、前記第１の電圧検出回路の出力端子に接続され、
前記電流制限回路は、前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れる電流を制限することで、前記第２の抵抗に発生し得る電圧を制限し、
前記第１の電圧制御回路の第１の入力端子は前記第１のアンテナ端子に接続され、
前記第１の電圧制御回路の第１の出力端子は電源端子に接続され、
前記第１の電圧検出回路は、
前記電源端子と前記グランド端子の間に発生する電源電圧に応じた電圧を出力することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項４】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、さらに、第２の電圧制御回路と、第１の整流素子と、第２の整流素子とを有し、
前記第２の電圧制御回路は、第２の入力端子と第２の出力端子を具備し、
前記第２の電圧制御回路の第２の入力端子は前記第２のアンテナ端子に接続され、
前記第２の電圧制御回路の第２の出力端子は前記電源端子に接続され、
前記第１のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第１の整流素子が接続され、
前記第２のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第２の整流素子が接続されていることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項５】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、第５の抵抗であることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項６】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、直列接続された第５の抵抗と第１０のＭＯＳトランジスタから成り、
前記第１０のＭＯＳトランジスタは、前記負荷変調回路を兼ねることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項７】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記第２の抵抗の抵抗値は、前記第１の抵抗の抵抗値よりも大きいことを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項８】
請求項１記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、第３の電圧制御回路と第１の電圧検出回路から構成され、
前記第３の電圧制御回路は、第３の入力端子と第３の出力端子を具備し、
前記第３の入力端子と前記第３の出力端子の間に、
ゲート端子とドレイン端子の間に第３の抵抗を接続した第６のＭＯＳトランジスタを接続し、
前記第３の出力端子とグランド端子の間に、第７のＭＯＳトランジスタを接続し、
前記第６のＭＯＳトランジスタのゲート端子とグランド端子の間に、
ゲート端子を前記第３の入力端子に接続した第８のＭＯＳトランジスタと、電流制限回路と、第９のＭＯＳトランジスタを直列接続し、
前記第７のＭＯＳトランジスタと前記第９のＭＯＳトランジスタは、前記第１の電圧検出回路の出力端子に接続され、
前記第３の電圧制御回路の前記第３の入力端子は前記第１のアンテナ端子に接続され、
前記第３の電圧制御回路の前記第３の出力端子と電源端子の間に第４の抵抗が接続され、
前記電流制限回路は、前記第９のＭＯＳトランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れる電流を制限することで、前記第３の抵抗に発生し得る電圧を制限し、
前記第１の電圧検出回路は、
前記電源端子と前記グランド端子の間に発生する電源電圧に応じた電圧を出力することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項９】
請求項８記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、さらに、第４の電圧制御回路と、第１の整流素子と、第２の整流素子とを有し、
前記第４の電圧制御回路は、第４の入力端子と第４の出力端子を具備し、
前記第４の電圧制御回路の第４の入力端子は前記第２のアンテナ端子に接続され、
前記第４の電圧制御回路の第４の出力端子は前記電源端子に接続され、
前記第１のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第１の整流素子が接続され、
前記第２のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第２の整流素子が接続されていることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項１０】
請求項８記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、第５の抵抗であることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項１１】
請求項８記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、直列接続された第５の抵抗と第１０のＭＯＳトランジスタから成り、
前記第１０のＭＯＳトランジスタは、前記負荷変調回路を兼ねることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか１項に記載の半導体集積回路装置と、
前記第１及び第２のアンテナ端子に接続されるアンテナと、を有することを特徴とする非接触型電子装置。
【請求項１】
アンテナが接続される第１及び第２のアンテナ端子と、
前記第１及び第２のアンテナ端子間の信号の整流及び電圧制御を行う電源回路と、
前記第１及び第２のアンテナ端子間の信号の変調を行う負荷変調回路とを有し、
前記電源回路の出力電圧が所定の電圧に達して電圧抑制動作が働いている領域における前記第１及び第２のアンテナ端子間の電流−電圧特性は、
第１の電流領域における電圧変化勾配が、前記第１の電流領域よりも高電流の第２の電流領域における電圧変化勾配よりも大きいことを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項２】
請求項１記載の半導体集積回路装置において、
前記負荷変調回路は、
前記電圧抑制動作が働いている領域における前記第１及び第２のアンテナ端子間の電流−電圧特性を、
前記第１の電流領域における電圧変化勾配が、前記第２の電流領域における電圧変化勾配よりも大きい第１の特性、
前記第１の電流領域における電圧変化勾配と、前記第２の電流領域における電圧変化勾配とが等しい第２の特性、のいずれかに切り換える機能を有することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項３】
請求項１記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、第１の電圧制御回路と第１の電圧検出回路を有し、
前記第１の電圧制御回路は、第１の入力端子と第１の出力端子を具備し、
前記第１の入力端子と前記第１の出力端子の間に、
ゲート端子とドレイン端子の間に第１の抵抗と第２の抵抗を直列接続した第１のＭＯＳトランジスタを接続し、
前記第１の抵抗と前記第２の抵抗の接続点とグランド端子の間に、
ゲート端子を前記第１の入力端子に接続した第２のＭＯＳトランジスタと、第３のＭＯＳトランジスタを直列接続し、
前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート端子と前記グランド端子の間に、
ゲート端子を前記第１の入力端子に接続した第４のＭＯＳトランジスタと、電流制限回路と、第５のＭＯＳトランジスタを直列接続し、
前記第３のＭＯＳトランジスタと前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子は、前記第１の電圧検出回路の出力端子に接続され、
前記電流制限回路は、前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れる電流を制限することで、前記第２の抵抗に発生し得る電圧を制限し、
前記第１の電圧制御回路の第１の入力端子は前記第１のアンテナ端子に接続され、
前記第１の電圧制御回路の第１の出力端子は電源端子に接続され、
前記第１の電圧検出回路は、
前記電源端子と前記グランド端子の間に発生する電源電圧に応じた電圧を出力することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項４】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、さらに、第２の電圧制御回路と、第１の整流素子と、第２の整流素子とを有し、
前記第２の電圧制御回路は、第２の入力端子と第２の出力端子を具備し、
前記第２の電圧制御回路の第２の入力端子は前記第２のアンテナ端子に接続され、
前記第２の電圧制御回路の第２の出力端子は前記電源端子に接続され、
前記第１のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第１の整流素子が接続され、
前記第２のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第２の整流素子が接続されていることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項５】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、第５の抵抗であることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項６】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、直列接続された第５の抵抗と第１０のＭＯＳトランジスタから成り、
前記第１０のＭＯＳトランジスタは、前記負荷変調回路を兼ねることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項７】
請求項３記載の半導体集積回路装置において、
前記第２の抵抗の抵抗値は、前記第１の抵抗の抵抗値よりも大きいことを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項８】
請求項１記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、第３の電圧制御回路と第１の電圧検出回路から構成され、
前記第３の電圧制御回路は、第３の入力端子と第３の出力端子を具備し、
前記第３の入力端子と前記第３の出力端子の間に、
ゲート端子とドレイン端子の間に第３の抵抗を接続した第６のＭＯＳトランジスタを接続し、
前記第３の出力端子とグランド端子の間に、第７のＭＯＳトランジスタを接続し、
前記第６のＭＯＳトランジスタのゲート端子とグランド端子の間に、
ゲート端子を前記第３の入力端子に接続した第８のＭＯＳトランジスタと、電流制限回路と、第９のＭＯＳトランジスタを直列接続し、
前記第７のＭＯＳトランジスタと前記第９のＭＯＳトランジスタは、前記第１の電圧検出回路の出力端子に接続され、
前記第３の電圧制御回路の前記第３の入力端子は前記第１のアンテナ端子に接続され、
前記第３の電圧制御回路の前記第３の出力端子と電源端子の間に第４の抵抗が接続され、
前記電流制限回路は、前記第９のＭＯＳトランジスタのドレイン端子−ソース端子間を流れる電流を制限することで、前記第３の抵抗に発生し得る電圧を制限し、
前記第１の電圧検出回路は、
前記電源端子と前記グランド端子の間に発生する電源電圧に応じた電圧を出力することを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項９】
請求項８記載の半導体集積回路装置において、
前記電源回路は、さらに、第４の電圧制御回路と、第１の整流素子と、第２の整流素子とを有し、
前記第４の電圧制御回路は、第４の入力端子と第４の出力端子を具備し、
前記第４の電圧制御回路の第４の入力端子は前記第２のアンテナ端子に接続され、
前記第４の電圧制御回路の第４の出力端子は前記電源端子に接続され、
前記第１のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第１の整流素子が接続され、
前記第２のアンテナ端子と前記グランド端子の間に前記第２の整流素子が接続されていることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項１０】
請求項８記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、第５の抵抗であることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項１１】
請求項８記載の半導体集積回路装置において、
前記電流制限回路は、直列接続された第５の抵抗と第１０のＭＯＳトランジスタから成り、
前記第１０のＭＯＳトランジスタは、前記負荷変調回路を兼ねることを特徴とする半導体集積回路装置。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか１項に記載の半導体集積回路装置と、
前記第１及び第２のアンテナ端子に接続されるアンテナと、を有することを特徴とする非接触型電子装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２００７−２９３４２３（Ｐ２００７−２９３４２３Ａ）
【公開日】平成１９年１１月８日（２００７．１１．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１１７８５２（Ｐ２００６−１１７８５２）
【出願日】平成１８年４月２１日（２００６．４．２１）
【出願人】（５０３１２１１０３）株式会社ルネサステクノロジ (4,790)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１１月８日（２００７．１１．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年４月２１日（２００６．４．２１）
【出願人】（５０３１２１１０３）株式会社ルネサステクノロジ (4,790)
【Ｆターム（参考）】
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