受信機の同期方法および受信回路
【課題】直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機に簡素な同期回路を提供する。
【解決手段】Ａ／Ｄ変換器（１）から出力されるベースバンドＩ／Ｑ信号のサンプル点につき、４／シフトＱＰＳＫ変調の同一シンボル期間中において＋Ｉ成分と−Ｉ成分または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を時系列的に連続して算出し（２１）、時間的変化からシンボルタイミングを再生する（２２）。
【解決手段】Ａ／Ｄ変換器（１）から出力されるベースバンドＩ／Ｑ信号のサンプル点につき、４／シフトＱＰＳＫ変調の同一シンボル期間中において＋Ｉ成分と−Ｉ成分または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を時系列的に連続して算出し（２１）、時間的変化からシンボルタイミングを再生する（２２）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機の同期方法および受信回路に関し、特に直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機におけるシンボルタイミング同期の方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の受信機においては、ヘテロダイン構成が広く普及している。またデジタル通信においては、ＰＳＫ，ＭＳＫ，ＦＳＫなどの直交変調が多く用いられる。
【０００３】
ヘテロダイン受信機では、リミッタなどを使い、Ａ／Ｄ変換器を持たない構成のものもあるが、ここではＡ／Ｄ変換器を使うものについて説明する。ヘテロダイン受信機は、直交変調されて送られてきたＲＦ信号を受信し、ミキサ回路で少なくとも１回以上の周波数変換を行いＩＦ信号を得て、さらに直交復調器によりベースバンドＩ／Ｑ信号を得る。こうして得られたベースバンドＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換し、その後、デジタル信号処理により、受信データを復号する。あるいは、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換してから、デジタル信号処理により直交復調を行い、ベースバンドＩ／Ｑ信号を得て、その後、復号処理を行う構成のものもある。
【０００４】
また、近年ではダイレクトコンバージョン受信機が普及しており、この場合は、直交変調されて送られてきたＲＦ信号を受信し、周波数変換を行わないまま、直交復調器に入力して、ベースバンドＩ／Ｑ信号を得る。こうして得られたベースバンドＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換し、その後、デジタル信号処理により、受信データを復号する。
【０００５】
ヘテロダイン方式およびダイレクトコンバージョン方式とは異なる受信機アーキテクチャとして、直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機アーキテクチャが提案されている。直交アンダーサンプリング技術とは、直交変調されたＲＦ信号を受信し、そのままの周波数もしくはＩＦ周波数に変換したのち、Ａ／Ｄ変換器に入力し、入力信号の周波数に対して式（１）に示す特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることにより、変調波をデジタル信号に変換すると同時に直交復調してベースバンドＩ／Ｑ信号を得るものである。
【０００６】
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１） …（１）
ここでｆｓ：サンプリング周波数，ｆｃ：搬送波周波数である。
また、ｋは自然数（ｋ＝１，２，３，…）である。
【０００７】
ヘテロダイン受信機およびダイレクトコンバージョン受信機では、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数は、Ａ／Ｄ変換器に入力されるＩＦ信号またはベースバンドＩ／Ｑ信号の周波数に対してナイキスト条件から導かれる範囲内である必要があるが、それ以外は、入力信号の周波数とは独立して決められる。
【０００８】
Ａ／Ｄ変換器などでアナログ信号をサンプリングして離散時間信号に変換する場合、サンプリングされるアナログ信号の周波数とサンプリング周波数の関係によっては、元のアナログ信号に存在しない周波数成分が、サンプリング後の離散時間信号に含まれる場合があり、エイリアシング現象と呼ばれる。エイリアシングは、一般的には好ましくないものとして、これを回避するような設計や運用がなされるが、逆に、エイリアシングを周波数変換作用とみなして積極的に利用することも可能であり、サンプリングミキサとして知られている。直交アンダーサンプリング技術は、サンプリングミキサの原理に基づくものである。
【０００９】
ヘテロダイン方式およびダイレクトコンバージョン方式の受信機で使われるアナログ回路またはデジタル回路による直交復調器は、２個のミキサ回路に、それぞれ互いに位相が９０度ずれたローカル信号を与え、入力信号と乗算することで直交復調を行いベースバンドＩ／Ｑ信号を得るものである。一方、直交アンダーサンプリング技術は、Ａ／Ｄ変換器への入力信号の周波数に対して特定の関係にある周波数でサンプリングすることにより、Ａ／Ｄ変換器に周波数変換作用を持たせ、アナログ回路またはデジタル回路による直交復調器を使うことなく、Ａ／Ｄ変換器で直交復調を行う技術である。
【００１０】
直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機では、受信した変調波をそのままの周波数で、もしくは周波数変換してＩＦ信号としたのち、Ａ／Ｄ変換器に入力する。一般にこの間で、不要な周波数成分を取り除くフィルタリングや、Ａ／Ｄ変換器への入力レベルが適切になるよう増幅が行われる。直交アンダーサンプリング受信機では、Ａ／Ｄ変換でサンプリングされた離散信号は、１サンプル毎に順に、＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分に対応する。これらのデジタル信号列から４サンプル間隔で、各成分を取り出すことでベースバンドＩ／Ｑ信号が得られる。
【００１１】
直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機の同期方法については、ＣＤＭＡ方式における周波数補償として、Ｉ成分とＱ成分を乗算して相関値を求めることにより、サンプリング周波数を補正する方法（例えば、非特許文献１参照）や、ＯＦＤＭ方式における周波数捕捉として、受信信号を微小位相差を持つ２点でサンプリングして、搬送波に対する周波数誤差を検出して同期を確立する方法（例えば、非特許文献２参照）が知られている。
【００１２】
従来の技術として、例えば特許文献１では、π／４シフトＱＰＳＫ変調波を復調するヘテロダイン受信機において、受信信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングした後、直交復調し、サンプル毎にレベルを検出して、最小レベルのタイミングを、隣接する２シンボルの中点と見なしてシンボルタイミング同期を取る方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００９−４４３６３号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】高橋央，稲田祐大，須崎皓平，村口正弘「ＲＦ直交アンダーサンプリングを用いたＣＤＭＡ方式における周波数補償」２００８年 電子情報通信学会総合大会 エレクトロニクス講演論文集１、ｐ．１６８
【非特許文献２】猪又稔ほか「ＲＦ直交アンダーサンプリングを用いたＯＦＤＭ受信機における周波数捕捉」２００９年 電子情報通信学会総合大会 エレクトロニクス講演論文集１、ｐ．１３９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
特許文献１に示されるシンボルタイミング同期方法では、一定数のサンプル点を保持しながら、サンプル毎に電力を算出してしきい値と比較し、最小値を検索するという、比較的複雑な処理が必要であった。
本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、直交アンダーサンプリング受信機において、より簡易な処理でシンボルタイミング同期を得る方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の受信機の同期方法は、
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波の周波数に対して特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程のサンプリング周波数を発生する発振工程と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離工程と、
分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成工程と、
前記成分和生成工程から出力される前記和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生工程とを備える
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の効果として、簡単な構成で直交アンダーサンプリング受信機のシンボルタイミング同期を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】この発明の実施の形態１に係る受信機の回路構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る入出力信号のタイミング関係を示すタイミング図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る変調波とサンプル点の関係を示すタイミング図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る変調波とサンプル点の関係を示すタイミング図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係るシンボルタイミングパルスを示すタイミング図である。
【図６】この発明の実施の形態２に係る受信機の回路構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態２に係るシンボルタイミングパルスで、サンプリング周期が期待と異なる周波数に収束している場合の例を示すタイミング図である。
【図８】この発明の実施の形態３に係る受信機の回路構成を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態３に係るＩ成分和出力およびＱ成分和出力の時間的変化の一例を示すタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明に係る受信機の回路構成を示す図である。
図示の受信機は、ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を受信するものであり、発振手段としてのＶＣＯ２と、Ａ／Ｄ変換器１と、分離手段としてのセレクタ３と、加算器４と、
ラッチ回路５と、絶対値回路６と、比較回路７と、タイミング回路８とを有する。
以下の説明では、受信信号がπ／４シフトＱＰＳＫ変調されたものであるとする。
【００２０】
ＶＣＯ２は、周波数ｆｓのサンプリングクロックパルスＣＬＫを発生する。
Ａ／Ｄ変換器１は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調波をサンプリングし、デジタル信号に変換する。サンプリングのタイミングは、サンプリング信号（サンプリングクロック）ＣＬＫで決められる。サンプリング信号ＣＬＫの周波数（サンプリング周波数）ｆｓは、受信されるπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の搬送波周波数ｆｃに対して特定の関係、即ち式（１）で表される関係を有し、そのような周波数のサンプリングクロックＣＬＫで決められるタイミングでサンプリングを行なうことにより、Ａ／Ｄ変換器１でＡ／Ｄ変換及び直交復調が行なわれ、Ａ／Ｄ変換器１からはベースバンドＩ／Ｑ信号が出力される。
【００２１】
なお、Ａ／Ｄ変換器に入力されるπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の周波数ｆｃは、必ずしも伝送路上の搬送波周波数と同じである必要はなく、例えば無線通信装置の場合、アンテナで受信したのち、フィルタリング、増幅・減衰、周波数変換が行われたのちにＡ／Ｄ変換器に入力される構成でもよい。
【００２２】
セレクタ３は、サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離する。
即ち、セレクタ３は、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する。図示の実施の形態では、＋Ｉ成分、−Ｑ成分、−Ｉ成分、＋Ｑ成分が、セレクタ３の４つの出力端子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄから出力されるものとして図示している。
【００２３】
加算器４は、分離された各信号成分のうち２種類の成分の和を求める。
図示の例では、加算器４は、端子３ａから出力される＋Ｉ成分と端子３ｃから出力される−Ｉ成分とを加算する。
なお、このように構成する代わりに、端子３ｂから出力される−Ｑ成分と、端子３ｄから出力される＋Ｑ成分とを加算することとしても良い。
【００２４】
ラッチ回路５は、加算器４の出力をタイミング回路８から加算タイミングパルスＡＴＰが供給されるタイミングでラッチする。図２では、各サンプリングと次のサンプリングの中間のタイミングでラッチが行なわれるものとして図示してある。
【００２５】
なお、加算器として、その加算のタイミングが、Ａ／Ｄ変換器１におけるサンプリングと同じ周波数で、かつＡ／Ｄ変換器１においてサンプリング及びＡ／Ｄ変換により得られたデータが確定し、セレクタ３から出力されるタイミングで行なわれるように制御される（例えば第１のタイミングパルスにより制御される）ものを用い、加算の結果が確定したタイミングで、ラッチ回路５にラッチを行なわせる（例えばタイミング回路６からの第２のタイミングパルスでタイミング制御する）こととしても良い。
【００２６】
絶対値回路６は、ラッチ回路５の出力の絶対値を求める。
比較回路７は、絶対値回路６の出力を所定値と比較し、所定値以上のときは、第１の値、例えば「１」或いはＨｉｇｈレベルの信号を出力し、所定値未満であれば、第２の値、例えば「０」或いはＬｏｗレベルの信号を出力する。
比較回路７による比較結果の出力も、ラッチ回路５におけるラッチのタイミングに同期して更新される値「１」又は「０」を取る信号の列であるが、後述のように、比較回路７の出力は通常「０」が続き、時々（シンボルタイミングにおいて）「１」が発生するので、それをパルス（シンボルタイミングパルス（ＳＴＰ））と呼ぶことがある。
【００２７】
加算器４とラッチ回路５とで、セレクタ３により分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段２１が構成され、
絶対値回路６と、比較回路７とで、シンボルタイミング再生手段２２が構成され、このシンボルタイミング再生手段２２が、成分和生成手段２１から出力される和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生する。このシンボルタイミング再生手段２２は、ラッチ回路５の出力を波形整形してシンボルタイミングパルスＳＴＰを生成するものであるので、波形整形手段とも呼ばれる。
【００２８】
以下、上記の回路の動作を説明する。
π／４シフトＱＰＳＫ変調された受信信号がＡ／Ｄ変換器１に入力され、
Ａ／Ｄ変換器１では、ＶＣＯ２からの周波数ｆｓのサンプリングクロックでＡ／Ｄ変換及び直交復調が行われ、ベースバンドＩ／Ｑ信号を表すデジタル値が出力される。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換器１からサンプリングタイミング毎に生成されるデジタル値は、セレクタ３の４つの出力端子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄから順に（循環的に）出力される。言い換えると、出力先が１サンプリング時間ごとに順次切り替えられ、４系統に分離される。
このとき、サンプリングクロックの周波数ｆｓは、式（１）を満足するように設定されているので、４系統に分離された信号は、π／４シフトＱＰＳＫ変調波を復調した信号となり、端子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄから出力される信号はそれぞれ＋Ｉ成分、−Ｑ成分、−Ｉ成分、＋Ｑ成分に対応する。
【００３０】
セレクタ３の４系統の出力は、出力先としてそれぞれの系統に切り替わる時点を出力値の更新タイミングとし、各系統の次の更新タイミングまで同じ出力値が保持されるものとする。
図２は、セレクタ３から出力される各系統の出力値の更新タイミングの関係を示している。各系統においてはサンプリング周期の４倍の周期で更新が行なわれ、相前後して出力が行なわれる系統間では、更新のタイミングが互いに１サンプリング周期ずつずれている。
【００３１】
図３および図４は、搬送波周波数ｆｃのπ／４シフトＱＰＳＫ変調波に対して、式（１）においてｋ＝１としたものを満足するサンプリング周波数ｆｓでサンプリングして復調出力を得るときの時間軸波形の例を示している。
＋Ｉ成分は、●で示され、
−Ｉ成分は、○で示され、
＋Ｑ成分は、■で示され、
−Ｑ成分は、□で示されている。
図３に示すように、同一シンボル期間内で隣り合う＋Ｉ成分（●）と−Ｉ成分（○）の和はゼロになる。一方、図４に示すように、異なるシンボル期間に跨る＋Ｉ成分（●）と−Ｉ成分（○）の和はゼロでない値を取る。
【００３２】
図２では、この様子を図１の回路の動作をもとに時系列的に示している。
図１のタイミング回路８では、ＶＣＯ２が発生するサンプリングクロックから、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の更新タイミングに同期した（更新タイミングより少し後で発生する）パルスを生成し、加算タイミングパルスＡＴＰとしてラッチ回路５に入力する。その結果、加算タイミングパルスＡＴＰの周期毎に、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和がラッチ回路５にラッチされ、該和の値が更新される。
【００３３】
図２に示すように、時系列的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を連続的に求めると、例えば＋Ｉ[ｎ]と−Ｉ[ｎ]の和のように同一シンボル期間内でサンプリングされた２点の場合はゼロになり、例えば＋Ｉ[ｎ＋２]と−Ｉ[ｎ＋２]の和や＋Ｉ[ｎ＋６]と−Ｉ[ｎ＋７]の和のように、それぞれの更新タイミングの間にシンボル境界がある場合は、ゼロでない値となる。これは、π／４シフトＱＰＳＫ変調では同一シンボル期間中は位相変化が無く、シンボル境界で必ず位相変化があることによる。
【００３４】
したがって、シンボル境界毎にゼロでない値となる箇所が現れ、それ以外はゼロが続く。シンボル境界に現れるゼロでない値は、符号が正負のいずれの場合もあり、値の大きさも一様でない。これを一様なパルス状にするために、図２に示したＩ成分和出力を、図１の絶対値回路６を通すことで、ゼロでない箇所の符号を正に統一し、さらに比較回路７を通すことで、所定の高さのパルスＳＴＰを出力することができる。
【００３５】
このようにして、図５に示すような、シンボルタイミングパルスＳＴＰを得ることができる。実施の形態１に係る受信機は上記のようにして得られたシンボルタイミングパルスＳＴＰを使って変調波のシンボルタイミングに同期を取ることができる。
【００３６】
実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２に係る受信機の回路構成を示す図である。図１の回路構成に対し、記憶装置９と制御回路１０を付加したものであり、図１の回路が行う動作は全て図６の回路でも同様に行われる。
【００３７】
記憶装置９は、所定のサンプリング周波数ｆｓｒでＡ／Ｄ変換が行われている場合に、ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の１シンボル期間中に算出される（ラッチ回路５から出力される）＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の個数ＮＳＲを、定数として予め記憶しておくものである。
【００３８】
制御回路１０は、１シンボル期間中に実際に得られた上記和の個数ＮＳを数え、記憶装置９に記憶した定数ＮＳＲと比較し、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを補正する。即ち、上記和の個数ＮＳと上記定数ＮＳＲの比較の結果得られた差分から、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを所定のサンプリング周波数ｆｓｒに合わせるための補正量を決定して、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを上記所定のサンプリング周波数ｆｓｒになるように制御する。
【００３９】
直交アンダーサンプリング受信機では、入力される変調波の搬送波周波数に対して式（１）を満たすサンプリング周波数が複数存在する。そのため、サンプリングクロックの周波数を調節して周波数同期を取る場合、ひとつのサンプリング周波数に収束することを期待しても、期待と異なるサンプリング周波数に収束する場合がある。例えば、本来期待されるサンプリング周波数に収束している状態では、図５のように、Ｉ成分和出力の４点おきにシンボルタイミングパルスＳＴＰが現れるものとする。これに対して、本来期待されるサンプリング周波数と異なる周波数に収束している場合は、例えば、図７に示すように８点おきにシンボルタイミングパルスＳＴＰが現れるようなことが起こる。
【００４０】
一般に通信システムにおいては、シンボル周期Ｔｓは、通常、通信方式のシステム諸元として予め確定しているので、サンプリング周波数についても本来期待する周波数が確定していれば、受信機がシンボル周期の長さを記憶しておけば、シンボル周期の長さを既知の値として扱うことができ、１シンボル期間中に得られる（ラッチ回路５から出力される）Ｉ成分和出力の個数を確定することができる。
【００４１】
図６の回路においては、記憶装置９に、本来期待される１シンボル期間中のＩ成分和出力の個数ＮＳＲを記憶しておき、制御回路１０に、シンボルタイミングパルスＳＴＰと加算タイミングパルスＡＴＰを入力して、シンボルタイミングパルスＳＴＰ１周期の間に出力される加算タイミングパルスＡＴＰの個数ＮＳをカウントする。そしてカウントの結果得られた個数ＮＳ（実際に１シンボル期間内に得られたＩ成分和（またはＱ成分和）の個数）を記憶装置９に記憶されている個数ＮＳＲと比較することにより、現在のサンプリング周波数ｆｓを推定する。即ち、比較された個数ＮＳが個数ＮＳＲに一致すれば、現在のサンプリング周波数ｆｓが期待するサンプリング周波数ｆｓｒに収束しているものと判定する。
【００４２】
一方、サンプリング周波数ｆｓが期待と異なる周波数に収束していると判定された場合には、推定された周波数ｆｓをもとに、本来期待されるサンプリング周波数ｆｓｒとの現在のサンプリング周波数ｆｓの差分から必要な補正量を算出し、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを制御して、本来期待されるサンプリング周波数ｆｓｒに収束させる。
【００４３】
実施の形態２に係る受信機は、上記のように、誤ったサンプリング周波数に一旦収束してしまった場合にも、その状態に留まることなく、誤りを検出して、確実に本来期待されるサンプリング周波数に収束させることができる。
【００４４】
実施の形態３．
図８は、本発明の実施の形態３に係る受信機の回路構成を示す図である。図１の回路構成に対し、加算器１１、ラッチ回路１２、絶対値回路１３、比較回路１４及び合成回路１５を付加したものであり、図１の回路が行なう動作は全て図８の回路でも同様に行なわれる。
【００４５】
加算器１１は、加算器４と同様のものであるが、セレクタ３の出力のうち、−Ｑ成分と＋Ｑ成分とを加算する。
ラッチ回路１２、絶対値回路１３及び比較回路１４は、それぞれラッチ回路５、絶対値回路６及び比較回路７と同様のものである。
【００４６】
加算器４とラッチ回路５とで、セレクタ３により分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段（第１の成分和生成手段）２１が構成され、加算器１１とラッチ回路１２とで、セレクタ３により分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段（第２の成分和生成手段）２３が構成され、絶対値回路６及び１３、比較回路７及び１４、並びに合成回路１５により、第１の成分和生成手段２１から出力される＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の時間的変化の周期性及び第２の成分和生成手段２３から出力される＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生手段２４が構成されている。
【００４７】
加算器４、ラッチ回路５、絶対値回路６及び比較回路７は、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰａを得るための回路ブロック３１を構成し、加算器１１、ラッチ回路１２、絶対値回路１３及び比較回路１４は、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを得るための回路ブロック３２を構成する。すなわち回路ブロック３２においては、回路ブロック３１と同様の仕組みで、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を求める。
【００４８】
合成回路１５は、シンボルタイミングパルスＳＴＰａとシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを合成して、合成結果をシンボルタイミングパルスＳＴＰとして出力する。合成回路１５は例えばＯＲ回路で構成され、シンボルタイミングパルスＳＴＰａとシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを入力としてそれらのうちの少なくとも一方が「１」（又はＨｉｇｈ）であれば、「１」（又はＨｉｇｈ）を出力し、それ以外のときは「０」（又はＬｏｗ）を出力する。
【００４９】
実施の形態１で示したように＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰａを得ることができ、また、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和からも同様にしてシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを得ることができる。これは、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和および＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を時系列的に連続して求めた場合に、シンボル境界を跨ぐところでゼロでない値を取ることを利用するものである。しかし、シンボル境界で発生するゼロでない値は、シンボル点遷移による位相変化に起因し、一定の値にはならず、絶対値の小さい値になる場合がある。一方、受信機に入力される変調波の品質が悪いとき、すなわち雑音成分が多く含まれる場合には、同一シンボル期間内のＩ成分和出力が雑音成分の影響で誤差を含み、厳密にはゼロにならない。このような条件下では、シンボル境界に現れるゼロでない値と、シンボル期間中の誤差によって現れるゼロでない値の差が小さく、誤判定を起こす可能性が高くなる。図８の回路では、このような問題を緩和するため、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰａを生成するとともに、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和からも並行してシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを生成し、これらを合成することで、シンボルタイミングパルスＳＴＰを生成し、これにより、誤判定の発生を抑制するものである。
【００５０】
図９は、図８の受信機におけるＩ成分和出力とＱ成分和出力を同じ座標軸上に表したものである。シンボル期間中のＩ成分の和とＱ成分の和が、いずれの点も、わずかにゼロからずれた位置にあり、雑音成分による誤差が含まれていることを表している。シンボル境界に現れるゼロでない値の絶対値は、Ｉ成分とＱ成分で必ずしも同じではなく、Ｉ成分の和が小さな絶対値でもＱ成分の和が小さくない場合が多い。したがって、Ｉ成分の和だけでシンボル境界を判別するよりも、Ｉ成分の和とＱ成分の和の両方からシンボル境界を判別する方が、誤判定が発生する確率は低くなる。実施の形態３に係る受信機は、上記のように、Ｉ成分の和とＱ成分の和から並行してシンボルタイミングパルスＳＴＰａ、ＳＴＰｂを得て合成し、シンボルタイミングパルスＳＴＰａ、ＳＴＰｂの少なくとも一方が「１」、即ちＨｉｇｈレベルであれば、「１」或いはＨｉｇｈレベルの信号を出力することにより、より確実にシンボルタイミング同期を取ることが可能となる。
【００５１】
なお、実施の形態３においても、実施の形態２について説明したのと同様の記憶装置９及び制御回路１０を加えることができる。
【符号の説明】
【００５２】
１ Ａ／Ｄ変換器、 ２ ＶＣＯ、 ３ セレクタ、 ４，１１ 加算器、 ５，１２ ラッチ回路、 ６，１３ 絶対値回路、 ７，１４ 比較回路、 ８ タイミング回路、 ９ 記憶装置、 １０ 制御回路、 １５ 合成回路。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機の同期方法および受信回路に関し、特に直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機におけるシンボルタイミング同期の方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信の受信機においては、ヘテロダイン構成が広く普及している。またデジタル通信においては、ＰＳＫ，ＭＳＫ，ＦＳＫなどの直交変調が多く用いられる。
【０００３】
ヘテロダイン受信機では、リミッタなどを使い、Ａ／Ｄ変換器を持たない構成のものもあるが、ここではＡ／Ｄ変換器を使うものについて説明する。ヘテロダイン受信機は、直交変調されて送られてきたＲＦ信号を受信し、ミキサ回路で少なくとも１回以上の周波数変換を行いＩＦ信号を得て、さらに直交復調器によりベースバンドＩ／Ｑ信号を得る。こうして得られたベースバンドＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換し、その後、デジタル信号処理により、受信データを復号する。あるいは、ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換してから、デジタル信号処理により直交復調を行い、ベースバンドＩ／Ｑ信号を得て、その後、復号処理を行う構成のものもある。
【０００４】
また、近年ではダイレクトコンバージョン受信機が普及しており、この場合は、直交変調されて送られてきたＲＦ信号を受信し、周波数変換を行わないまま、直交復調器に入力して、ベースバンドＩ／Ｑ信号を得る。こうして得られたベースバンドＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換器に入力してデジタル信号に変換し、その後、デジタル信号処理により、受信データを復号する。
【０００５】
ヘテロダイン方式およびダイレクトコンバージョン方式とは異なる受信機アーキテクチャとして、直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機アーキテクチャが提案されている。直交アンダーサンプリング技術とは、直交変調されたＲＦ信号を受信し、そのままの周波数もしくはＩＦ周波数に変換したのち、Ａ／Ｄ変換器に入力し、入力信号の周波数に対して式（１）に示す特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることにより、変調波をデジタル信号に変換すると同時に直交復調してベースバンドＩ／Ｑ信号を得るものである。
【０００６】
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１） …（１）
ここでｆｓ：サンプリング周波数，ｆｃ：搬送波周波数である。
また、ｋは自然数（ｋ＝１，２，３，…）である。
【０００７】
ヘテロダイン受信機およびダイレクトコンバージョン受信機では、Ａ／Ｄ変換のサンプリング周波数は、Ａ／Ｄ変換器に入力されるＩＦ信号またはベースバンドＩ／Ｑ信号の周波数に対してナイキスト条件から導かれる範囲内である必要があるが、それ以外は、入力信号の周波数とは独立して決められる。
【０００８】
Ａ／Ｄ変換器などでアナログ信号をサンプリングして離散時間信号に変換する場合、サンプリングされるアナログ信号の周波数とサンプリング周波数の関係によっては、元のアナログ信号に存在しない周波数成分が、サンプリング後の離散時間信号に含まれる場合があり、エイリアシング現象と呼ばれる。エイリアシングは、一般的には好ましくないものとして、これを回避するような設計や運用がなされるが、逆に、エイリアシングを周波数変換作用とみなして積極的に利用することも可能であり、サンプリングミキサとして知られている。直交アンダーサンプリング技術は、サンプリングミキサの原理に基づくものである。
【０００９】
ヘテロダイン方式およびダイレクトコンバージョン方式の受信機で使われるアナログ回路またはデジタル回路による直交復調器は、２個のミキサ回路に、それぞれ互いに位相が９０度ずれたローカル信号を与え、入力信号と乗算することで直交復調を行いベースバンドＩ／Ｑ信号を得るものである。一方、直交アンダーサンプリング技術は、Ａ／Ｄ変換器への入力信号の周波数に対して特定の関係にある周波数でサンプリングすることにより、Ａ／Ｄ変換器に周波数変換作用を持たせ、アナログ回路またはデジタル回路による直交復調器を使うことなく、Ａ／Ｄ変換器で直交復調を行う技術である。
【００１０】
直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機では、受信した変調波をそのままの周波数で、もしくは周波数変換してＩＦ信号としたのち、Ａ／Ｄ変換器に入力する。一般にこの間で、不要な周波数成分を取り除くフィルタリングや、Ａ／Ｄ変換器への入力レベルが適切になるよう増幅が行われる。直交アンダーサンプリング受信機では、Ａ／Ｄ変換でサンプリングされた離散信号は、１サンプル毎に順に、＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分に対応する。これらのデジタル信号列から４サンプル間隔で、各成分を取り出すことでベースバンドＩ／Ｑ信号が得られる。
【００１１】
直交アンダーサンプリング技術を用いた受信機の同期方法については、ＣＤＭＡ方式における周波数補償として、Ｉ成分とＱ成分を乗算して相関値を求めることにより、サンプリング周波数を補正する方法（例えば、非特許文献１参照）や、ＯＦＤＭ方式における周波数捕捉として、受信信号を微小位相差を持つ２点でサンプリングして、搬送波に対する周波数誤差を検出して同期を確立する方法（例えば、非特許文献２参照）が知られている。
【００１２】
従来の技術として、例えば特許文献１では、π／４シフトＱＰＳＫ変調波を復調するヘテロダイン受信機において、受信信号をＡ／Ｄ変換器でサンプリングした後、直交復調し、サンプル毎にレベルを検出して、最小レベルのタイミングを、隣接する２シンボルの中点と見なしてシンボルタイミング同期を取る方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００９−４４３６３号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】高橋央，稲田祐大，須崎皓平，村口正弘「ＲＦ直交アンダーサンプリングを用いたＣＤＭＡ方式における周波数補償」２００８年 電子情報通信学会総合大会 エレクトロニクス講演論文集１、ｐ．１６８
【非特許文献２】猪又稔ほか「ＲＦ直交アンダーサンプリングを用いたＯＦＤＭ受信機における周波数捕捉」２００９年 電子情報通信学会総合大会 エレクトロニクス講演論文集１、ｐ．１３９
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
特許文献１に示されるシンボルタイミング同期方法では、一定数のサンプル点を保持しながら、サンプル毎に電力を算出してしきい値と比較し、最小値を検索するという、比較的複雑な処理が必要であった。
本発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、直交アンダーサンプリング受信機において、より簡易な処理でシンボルタイミング同期を得る方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の受信機の同期方法は、
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波の周波数に対して特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程のサンプリング周波数を発生する発振工程と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離工程と、
分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成工程と、
前記成分和生成工程から出力される前記和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生工程とを備える
ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の効果として、簡単な構成で直交アンダーサンプリング受信機のシンボルタイミング同期を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】この発明の実施の形態１に係る受信機の回路構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る入出力信号のタイミング関係を示すタイミング図である。
【図３】この発明の実施の形態１に係る変調波とサンプル点の関係を示すタイミング図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る変調波とサンプル点の関係を示すタイミング図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係るシンボルタイミングパルスを示すタイミング図である。
【図６】この発明の実施の形態２に係る受信機の回路構成を示すブロック図である。
【図７】この発明の実施の形態２に係るシンボルタイミングパルスで、サンプリング周期が期待と異なる周波数に収束している場合の例を示すタイミング図である。
【図８】この発明の実施の形態３に係る受信機の回路構成を示すブロック図である。
【図９】この発明の実施の形態３に係るＩ成分和出力およびＱ成分和出力の時間的変化の一例を示すタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明に係る受信機の回路構成を示す図である。
図示の受信機は、ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を受信するものであり、発振手段としてのＶＣＯ２と、Ａ／Ｄ変換器１と、分離手段としてのセレクタ３と、加算器４と、
ラッチ回路５と、絶対値回路６と、比較回路７と、タイミング回路８とを有する。
以下の説明では、受信信号がπ／４シフトＱＰＳＫ変調されたものであるとする。
【００２０】
ＶＣＯ２は、周波数ｆｓのサンプリングクロックパルスＣＬＫを発生する。
Ａ／Ｄ変換器１は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調波をサンプリングし、デジタル信号に変換する。サンプリングのタイミングは、サンプリング信号（サンプリングクロック）ＣＬＫで決められる。サンプリング信号ＣＬＫの周波数（サンプリング周波数）ｆｓは、受信されるπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の搬送波周波数ｆｃに対して特定の関係、即ち式（１）で表される関係を有し、そのような周波数のサンプリングクロックＣＬＫで決められるタイミングでサンプリングを行なうことにより、Ａ／Ｄ変換器１でＡ／Ｄ変換及び直交復調が行なわれ、Ａ／Ｄ変換器１からはベースバンドＩ／Ｑ信号が出力される。
【００２１】
なお、Ａ／Ｄ変換器に入力されるπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の周波数ｆｃは、必ずしも伝送路上の搬送波周波数と同じである必要はなく、例えば無線通信装置の場合、アンテナで受信したのち、フィルタリング、増幅・減衰、周波数変換が行われたのちにＡ／Ｄ変換器に入力される構成でもよい。
【００２２】
セレクタ３は、サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離する。
即ち、セレクタ３は、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する。図示の実施の形態では、＋Ｉ成分、−Ｑ成分、−Ｉ成分、＋Ｑ成分が、セレクタ３の４つの出力端子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄから出力されるものとして図示している。
【００２３】
加算器４は、分離された各信号成分のうち２種類の成分の和を求める。
図示の例では、加算器４は、端子３ａから出力される＋Ｉ成分と端子３ｃから出力される−Ｉ成分とを加算する。
なお、このように構成する代わりに、端子３ｂから出力される−Ｑ成分と、端子３ｄから出力される＋Ｑ成分とを加算することとしても良い。
【００２４】
ラッチ回路５は、加算器４の出力をタイミング回路８から加算タイミングパルスＡＴＰが供給されるタイミングでラッチする。図２では、各サンプリングと次のサンプリングの中間のタイミングでラッチが行なわれるものとして図示してある。
【００２５】
なお、加算器として、その加算のタイミングが、Ａ／Ｄ変換器１におけるサンプリングと同じ周波数で、かつＡ／Ｄ変換器１においてサンプリング及びＡ／Ｄ変換により得られたデータが確定し、セレクタ３から出力されるタイミングで行なわれるように制御される（例えば第１のタイミングパルスにより制御される）ものを用い、加算の結果が確定したタイミングで、ラッチ回路５にラッチを行なわせる（例えばタイミング回路６からの第２のタイミングパルスでタイミング制御する）こととしても良い。
【００２６】
絶対値回路６は、ラッチ回路５の出力の絶対値を求める。
比較回路７は、絶対値回路６の出力を所定値と比較し、所定値以上のときは、第１の値、例えば「１」或いはＨｉｇｈレベルの信号を出力し、所定値未満であれば、第２の値、例えば「０」或いはＬｏｗレベルの信号を出力する。
比較回路７による比較結果の出力も、ラッチ回路５におけるラッチのタイミングに同期して更新される値「１」又は「０」を取る信号の列であるが、後述のように、比較回路７の出力は通常「０」が続き、時々（シンボルタイミングにおいて）「１」が発生するので、それをパルス（シンボルタイミングパルス（ＳＴＰ））と呼ぶことがある。
【００２７】
加算器４とラッチ回路５とで、セレクタ３により分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段２１が構成され、
絶対値回路６と、比較回路７とで、シンボルタイミング再生手段２２が構成され、このシンボルタイミング再生手段２２が、成分和生成手段２１から出力される和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生する。このシンボルタイミング再生手段２２は、ラッチ回路５の出力を波形整形してシンボルタイミングパルスＳＴＰを生成するものであるので、波形整形手段とも呼ばれる。
【００２８】
以下、上記の回路の動作を説明する。
π／４シフトＱＰＳＫ変調された受信信号がＡ／Ｄ変換器１に入力され、
Ａ／Ｄ変換器１では、ＶＣＯ２からの周波数ｆｓのサンプリングクロックでＡ／Ｄ変換及び直交復調が行われ、ベースバンドＩ／Ｑ信号を表すデジタル値が出力される。
【００２９】
Ａ／Ｄ変換器１からサンプリングタイミング毎に生成されるデジタル値は、セレクタ３の４つの出力端子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄから順に（循環的に）出力される。言い換えると、出力先が１サンプリング時間ごとに順次切り替えられ、４系統に分離される。
このとき、サンプリングクロックの周波数ｆｓは、式（１）を満足するように設定されているので、４系統に分離された信号は、π／４シフトＱＰＳＫ変調波を復調した信号となり、端子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄから出力される信号はそれぞれ＋Ｉ成分、−Ｑ成分、−Ｉ成分、＋Ｑ成分に対応する。
【００３０】
セレクタ３の４系統の出力は、出力先としてそれぞれの系統に切り替わる時点を出力値の更新タイミングとし、各系統の次の更新タイミングまで同じ出力値が保持されるものとする。
図２は、セレクタ３から出力される各系統の出力値の更新タイミングの関係を示している。各系統においてはサンプリング周期の４倍の周期で更新が行なわれ、相前後して出力が行なわれる系統間では、更新のタイミングが互いに１サンプリング周期ずつずれている。
【００３１】
図３および図４は、搬送波周波数ｆｃのπ／４シフトＱＰＳＫ変調波に対して、式（１）においてｋ＝１としたものを満足するサンプリング周波数ｆｓでサンプリングして復調出力を得るときの時間軸波形の例を示している。
＋Ｉ成分は、●で示され、
−Ｉ成分は、○で示され、
＋Ｑ成分は、■で示され、
−Ｑ成分は、□で示されている。
図３に示すように、同一シンボル期間内で隣り合う＋Ｉ成分（●）と−Ｉ成分（○）の和はゼロになる。一方、図４に示すように、異なるシンボル期間に跨る＋Ｉ成分（●）と−Ｉ成分（○）の和はゼロでない値を取る。
【００３２】
図２では、この様子を図１の回路の動作をもとに時系列的に示している。
図１のタイミング回路８では、ＶＣＯ２が発生するサンプリングクロックから、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の更新タイミングに同期した（更新タイミングより少し後で発生する）パルスを生成し、加算タイミングパルスＡＴＰとしてラッチ回路５に入力する。その結果、加算タイミングパルスＡＴＰの周期毎に、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和がラッチ回路５にラッチされ、該和の値が更新される。
【００３３】
図２に示すように、時系列的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を連続的に求めると、例えば＋Ｉ[ｎ]と−Ｉ[ｎ]の和のように同一シンボル期間内でサンプリングされた２点の場合はゼロになり、例えば＋Ｉ[ｎ＋２]と−Ｉ[ｎ＋２]の和や＋Ｉ[ｎ＋６]と−Ｉ[ｎ＋７]の和のように、それぞれの更新タイミングの間にシンボル境界がある場合は、ゼロでない値となる。これは、π／４シフトＱＰＳＫ変調では同一シンボル期間中は位相変化が無く、シンボル境界で必ず位相変化があることによる。
【００３４】
したがって、シンボル境界毎にゼロでない値となる箇所が現れ、それ以外はゼロが続く。シンボル境界に現れるゼロでない値は、符号が正負のいずれの場合もあり、値の大きさも一様でない。これを一様なパルス状にするために、図２に示したＩ成分和出力を、図１の絶対値回路６を通すことで、ゼロでない箇所の符号を正に統一し、さらに比較回路７を通すことで、所定の高さのパルスＳＴＰを出力することができる。
【００３５】
このようにして、図５に示すような、シンボルタイミングパルスＳＴＰを得ることができる。実施の形態１に係る受信機は上記のようにして得られたシンボルタイミングパルスＳＴＰを使って変調波のシンボルタイミングに同期を取ることができる。
【００３６】
実施の形態２．
図６は、本発明の実施の形態２に係る受信機の回路構成を示す図である。図１の回路構成に対し、記憶装置９と制御回路１０を付加したものであり、図１の回路が行う動作は全て図６の回路でも同様に行われる。
【００３７】
記憶装置９は、所定のサンプリング周波数ｆｓｒでＡ／Ｄ変換が行われている場合に、ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ変調波の１シンボル期間中に算出される（ラッチ回路５から出力される）＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の個数ＮＳＲを、定数として予め記憶しておくものである。
【００３８】
制御回路１０は、１シンボル期間中に実際に得られた上記和の個数ＮＳを数え、記憶装置９に記憶した定数ＮＳＲと比較し、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを補正する。即ち、上記和の個数ＮＳと上記定数ＮＳＲの比較の結果得られた差分から、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを所定のサンプリング周波数ｆｓｒに合わせるための補正量を決定して、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを上記所定のサンプリング周波数ｆｓｒになるように制御する。
【００３９】
直交アンダーサンプリング受信機では、入力される変調波の搬送波周波数に対して式（１）を満たすサンプリング周波数が複数存在する。そのため、サンプリングクロックの周波数を調節して周波数同期を取る場合、ひとつのサンプリング周波数に収束することを期待しても、期待と異なるサンプリング周波数に収束する場合がある。例えば、本来期待されるサンプリング周波数に収束している状態では、図５のように、Ｉ成分和出力の４点おきにシンボルタイミングパルスＳＴＰが現れるものとする。これに対して、本来期待されるサンプリング周波数と異なる周波数に収束している場合は、例えば、図７に示すように８点おきにシンボルタイミングパルスＳＴＰが現れるようなことが起こる。
【００４０】
一般に通信システムにおいては、シンボル周期Ｔｓは、通常、通信方式のシステム諸元として予め確定しているので、サンプリング周波数についても本来期待する周波数が確定していれば、受信機がシンボル周期の長さを記憶しておけば、シンボル周期の長さを既知の値として扱うことができ、１シンボル期間中に得られる（ラッチ回路５から出力される）Ｉ成分和出力の個数を確定することができる。
【００４１】
図６の回路においては、記憶装置９に、本来期待される１シンボル期間中のＩ成分和出力の個数ＮＳＲを記憶しておき、制御回路１０に、シンボルタイミングパルスＳＴＰと加算タイミングパルスＡＴＰを入力して、シンボルタイミングパルスＳＴＰ１周期の間に出力される加算タイミングパルスＡＴＰの個数ＮＳをカウントする。そしてカウントの結果得られた個数ＮＳ（実際に１シンボル期間内に得られたＩ成分和（またはＱ成分和）の個数）を記憶装置９に記憶されている個数ＮＳＲと比較することにより、現在のサンプリング周波数ｆｓを推定する。即ち、比較された個数ＮＳが個数ＮＳＲに一致すれば、現在のサンプリング周波数ｆｓが期待するサンプリング周波数ｆｓｒに収束しているものと判定する。
【００４２】
一方、サンプリング周波数ｆｓが期待と異なる周波数に収束していると判定された場合には、推定された周波数ｆｓをもとに、本来期待されるサンプリング周波数ｆｓｒとの現在のサンプリング周波数ｆｓの差分から必要な補正量を算出し、ＶＣＯ２が発生するサンプリング周波数ｆｓを制御して、本来期待されるサンプリング周波数ｆｓｒに収束させる。
【００４３】
実施の形態２に係る受信機は、上記のように、誤ったサンプリング周波数に一旦収束してしまった場合にも、その状態に留まることなく、誤りを検出して、確実に本来期待されるサンプリング周波数に収束させることができる。
【００４４】
実施の形態３．
図８は、本発明の実施の形態３に係る受信機の回路構成を示す図である。図１の回路構成に対し、加算器１１、ラッチ回路１２、絶対値回路１３、比較回路１４及び合成回路１５を付加したものであり、図１の回路が行なう動作は全て図８の回路でも同様に行なわれる。
【００４５】
加算器１１は、加算器４と同様のものであるが、セレクタ３の出力のうち、−Ｑ成分と＋Ｑ成分とを加算する。
ラッチ回路１２、絶対値回路１３及び比較回路１４は、それぞれラッチ回路５、絶対値回路６及び比較回路７と同様のものである。
【００４６】
加算器４とラッチ回路５とで、セレクタ３により分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段（第１の成分和生成手段）２１が構成され、加算器１１とラッチ回路１２とで、セレクタ３により分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段（第２の成分和生成手段）２３が構成され、絶対値回路６及び１３、比較回路７及び１４、並びに合成回路１５により、第１の成分和生成手段２１から出力される＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の時間的変化の周期性及び第２の成分和生成手段２３から出力される＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生手段２４が構成されている。
【００４７】
加算器４、ラッチ回路５、絶対値回路６及び比較回路７は、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰａを得るための回路ブロック３１を構成し、加算器１１、ラッチ回路１２、絶対値回路１３及び比較回路１４は、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを得るための回路ブロック３２を構成する。すなわち回路ブロック３２においては、回路ブロック３１と同様の仕組みで、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を求める。
【００４８】
合成回路１５は、シンボルタイミングパルスＳＴＰａとシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを合成して、合成結果をシンボルタイミングパルスＳＴＰとして出力する。合成回路１５は例えばＯＲ回路で構成され、シンボルタイミングパルスＳＴＰａとシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを入力としてそれらのうちの少なくとも一方が「１」（又はＨｉｇｈ）であれば、「１」（又はＨｉｇｈ）を出力し、それ以外のときは「０」（又はＬｏｗ）を出力する。
【００４９】
実施の形態１で示したように＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰａを得ることができ、また、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和からも同様にしてシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを得ることができる。これは、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和および＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を時系列的に連続して求めた場合に、シンボル境界を跨ぐところでゼロでない値を取ることを利用するものである。しかし、シンボル境界で発生するゼロでない値は、シンボル点遷移による位相変化に起因し、一定の値にはならず、絶対値の小さい値になる場合がある。一方、受信機に入力される変調波の品質が悪いとき、すなわち雑音成分が多く含まれる場合には、同一シンボル期間内のＩ成分和出力が雑音成分の影響で誤差を含み、厳密にはゼロにならない。このような条件下では、シンボル境界に現れるゼロでない値と、シンボル期間中の誤差によって現れるゼロでない値の差が小さく、誤判定を起こす可能性が高くなる。図８の回路では、このような問題を緩和するため、＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和からシンボルタイミングパルスＳＴＰａを生成するとともに、＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和からも並行してシンボルタイミングパルスＳＴＰｂを生成し、これらを合成することで、シンボルタイミングパルスＳＴＰを生成し、これにより、誤判定の発生を抑制するものである。
【００５０】
図９は、図８の受信機におけるＩ成分和出力とＱ成分和出力を同じ座標軸上に表したものである。シンボル期間中のＩ成分の和とＱ成分の和が、いずれの点も、わずかにゼロからずれた位置にあり、雑音成分による誤差が含まれていることを表している。シンボル境界に現れるゼロでない値の絶対値は、Ｉ成分とＱ成分で必ずしも同じではなく、Ｉ成分の和が小さな絶対値でもＱ成分の和が小さくない場合が多い。したがって、Ｉ成分の和だけでシンボル境界を判別するよりも、Ｉ成分の和とＱ成分の和の両方からシンボル境界を判別する方が、誤判定が発生する確率は低くなる。実施の形態３に係る受信機は、上記のように、Ｉ成分の和とＱ成分の和から並行してシンボルタイミングパルスＳＴＰａ、ＳＴＰｂを得て合成し、シンボルタイミングパルスＳＴＰａ、ＳＴＰｂの少なくとも一方が「１」、即ちＨｉｇｈレベルであれば、「１」或いはＨｉｇｈレベルの信号を出力することにより、より確実にシンボルタイミング同期を取ることが可能となる。
【００５１】
なお、実施の形態３においても、実施の形態２について説明したのと同様の記憶装置９及び制御回路１０を加えることができる。
【符号の説明】
【００５２】
１ Ａ／Ｄ変換器、 ２ ＶＣＯ、 ３ セレクタ、 ４，１１ 加算器、 ５，１２ ラッチ回路、 ６，１３ 絶対値回路、 ７，１４ 比較回路、 ８ タイミング回路、 ９ 記憶装置、 １０ 制御回路、 １５ 合成回路。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波の周波数に対して特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程のサンプリング周波数を発生する発振工程と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離工程と、
分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成工程と、
前記成分和生成工程から出力される前記和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生工程とを備える
ことを特徴とする受信機の同期方法。
【請求項２】
前記シンボルタイミング再生工程が、前記成分和生成工程から出力される和の絶対値を求める絶対値工程と、
前記絶対値工程から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する比較工程と
を有することを特徴とする請求項１に記載の受信機の同期方法。
【請求項３】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波に対して特定の関係のあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程のサンプリング周波数を発生する発振工程と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離工程と、
前記分離工程により分離され時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第１の成分和生成工程と、
前記分離工程により分離され時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第２の成分和生成工程と、
前記第１の成分和生成工程から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の時間的変化の周期性及び前記第２の成分和生成工程から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生工程を備える
ことを特徴とする受信機の同期方法。
【請求項４】
前記シンボルタイミング再生工程が、
前記第１の成分和生成手段から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の絶対値を求める第１の絶対値工程と、
前記第１の絶対値工程から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第１の比較工程と、
前記第２の成分和生成手段から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の絶対値を求める第２の絶対値工程と、
前記第２の絶対値工程から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第２の比較工程と、
前記第１の比較工程の出力と前記第２の比較工程の出力の論理和を取る合成工程と
を有する
ことを特徴とする請求項３に記載の受信機の同期方法。
【請求項５】
所定のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換が行われている場合に、前記ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波の１シンボル期間中に算出される＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の個数を、定数として予め記憶しておく記憶工程と、
１シンボル期間中に得られた前記和の個数を計数し、前記計数の結果と前記定数の比較の結果に基づいて前記発振工程が発生する前記サンプリング周波数を前記所定のサンプリング周波数になるように制御する制御工程をさらに有する
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の受信機の同期方法。
【請求項６】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波の周波数に対して特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数を発生する発振手段と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離手段と、
分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段と、
前記成分和生成手段から出力される前記和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生手段とを備える
ことを特徴とする受信回路。
【請求項７】
前記シンボルタイミング再生手段が、
前記成分和生成手段から出力される和の絶対値を求める絶対値回路と、
前記絶対値回路から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する比較回路と
を有することを特徴とする請求項６に記載の受信回路。
【請求項８】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波に対して特定の関係のあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数を発生する発振手段と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離手段と、
前記分離手段により分離され時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第１の成分和生成手段と、
前記分離手段により分離され時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第２の成分和生成手段と、
前記第１の成分和生成手段から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の時間的変化の周期性及び前記第２の成分和生成手段から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生手段を備える
ことを特徴とする受信回路。
【請求項９】
前記シンボルタイミング再生手段が、
前記第１の成分和生成手段から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の絶対値を求める第１の絶対値回路と、
前記第１の絶対値回路から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第１の比較回路と、
前記第２の成分和生成手段から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の絶対値を求める第２の絶対値回路と、
前記第２の絶対値回路から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第２の比較回路と、
前記第１の比較回路の出力と前記第２の比較回路の出力の論理和を取る合成回路と
を有する
ことを特徴とする請求項８に記載の受信回路。
【請求項１０】
所定のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換が行われている場合に、前記ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波の１シンボル期間中に算出される＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の個数を、定数として予め記憶しておく記憶手段と、
１シンボル期間中に得られた前記和の個数を計数し、前記計数の結果と前記定数の比較の結果に基づいて前記発振手段が発生する前記サンプリング周波数を前記所定のサンプリング周波数になるように制御する制御手段をさらに有する
ことを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の受信回路。
【請求項１】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波の周波数に対して特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程のサンプリング周波数を発生する発振工程と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離工程と、
分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成工程と、
前記成分和生成工程から出力される前記和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生工程とを備える
ことを特徴とする受信機の同期方法。
【請求項２】
前記シンボルタイミング再生工程が、前記成分和生成工程から出力される和の絶対値を求める絶対値工程と、
前記絶対値工程から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する比較工程と
を有することを特徴とする請求項１に記載の受信機の同期方法。
【請求項３】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波に対して特定の関係のあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換工程と、
前記Ａ／Ｄ変換工程のサンプリング周波数を発生する発振工程と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離工程と、
前記分離工程により分離され時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第１の成分和生成工程と、
前記分離工程により分離され時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第２の成分和生成工程と、
前記第１の成分和生成工程から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の時間的変化の周期性及び前記第２の成分和生成工程から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生工程を備える
ことを特徴とする受信機の同期方法。
【請求項４】
前記シンボルタイミング再生工程が、
前記第１の成分和生成手段から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の絶対値を求める第１の絶対値工程と、
前記第１の絶対値工程から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第１の比較工程と、
前記第２の成分和生成手段から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の絶対値を求める第２の絶対値工程と、
前記第２の絶対値工程から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第２の比較工程と、
前記第１の比較工程の出力と前記第２の比較工程の出力の論理和を取る合成工程と
を有する
ことを特徴とする請求項３に記載の受信機の同期方法。
【請求項５】
所定のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換が行われている場合に、前記ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波の１シンボル期間中に算出される＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の個数を、定数として予め記憶しておく記憶工程と、
１シンボル期間中に得られた前記和の個数を計数し、前記計数の結果と前記定数の比較の結果に基づいて前記発振工程が発生する前記サンプリング周波数を前記所定のサンプリング周波数になるように制御する制御工程をさらに有する
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の受信機の同期方法。
【請求項６】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波の周波数に対して特定の関係にあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数を発生する発振手段と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離手段と、
分離された各信号成分のうち時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または、時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する成分和生成手段と、
前記成分和生成手段から出力される前記和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生手段とを備える
ことを特徴とする受信回路。
【請求項７】
前記シンボルタイミング再生手段が、
前記成分和生成手段から出力される和の絶対値を求める絶対値回路と、
前記絶対値回路から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する比較回路と
を有することを特徴とする請求項６に記載の受信回路。
【請求項８】
受信したＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波を該変調波に対して特定の関係のあるサンプリング周波数でサンプリングすることで、復調されたべースバンドＩ／Ｑ信号を得るＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング周波数を発生する発振手段と、
サンプリングされたデジタル信号を時系列的に信号成分毎に分離し、サンプリング周期毎に、ベースバンドＩ／Ｑ信号の＋Ｉ成分，−Ｑ成分，−Ｉ成分，＋Ｑ成分の離散信号を順次出力する分離手段と、
前記分離手段により分離され時間的に隣り合う＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第１の成分和生成手段と、
前記分離手段により分離され時間的に隣り合う＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和を、一定周期毎に時系列的に算出し、出力する第２の成分和生成手段と、
前記第１の成分和生成手段から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の時間的変化の周期性及び前記第２の成分和生成手段から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の時間的変化の周期性からシンボルタイミングを再生するシンボルタイミング再生手段を備える
ことを特徴とする受信回路。
【請求項９】
前記シンボルタイミング再生手段が、
前記第１の成分和生成手段から出力される前記＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和の絶対値を求める第１の絶対値回路と、
前記第１の絶対値回路から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第１の比較回路と、
前記第２の成分和生成手段から出力される前記＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の絶対値を求める第２の絶対値回路と、
前記第２の絶対値回路から出力される絶対値が所定の値以上のときは第１の値となり、そうでないときは第２の値となる信号を出力する第２の比較回路と、
前記第１の比較回路の出力と前記第２の比較回路の出力の論理和を取る合成回路と
を有する
ことを特徴とする請求項８に記載の受信回路。
【請求項１０】
所定のサンプリング周波数でＡ／Ｄ変換が行われている場合に、前記ＰＳＫ変調波またはＱＡＭ変調波の１シンボル期間中に算出される＋Ｉ成分と−Ｉ成分の和または＋Ｑ成分と−Ｑ成分の和の個数を、定数として予め記憶しておく記憶手段と、
１シンボル期間中に得られた前記和の個数を計数し、前記計数の結果と前記定数の比較の結果に基づいて前記発振手段が発生する前記サンプリング周波数を前記所定のサンプリング周波数になるように制御する制御手段をさらに有する
ことを特徴とする請求項６乃至９のいずれかに記載の受信回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１１−７７６３９（Ｐ２０１１−７７６３９Ａ）
【公開日】平成２３年４月１４日（２０１１．４．１４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２２４５０３（Ｐ２００９−２２４５０３）
【出願日】平成２１年９月２９日（２００９．９．２９）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年４月１４日（２０１１．４．１４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年９月２９日（２００９．９．２９）
【出願人】（０００００６０１３）三菱電機株式会社 (33,312)
【Ｆターム（参考）】
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